FI106166B - Vähentävän demodulaation CDMA - Google Patents

Description

1 106166

Vähentävän demodulaation CDMA

Keksinnön ala

Esillä oleva keksintö liittyy koodijakokilpavaraus 5 (Code Division Multiple Access,CDMA) -tietoliikenneteknii kan käyttöön solukkoradiopuhelintietoliikennejärjestelmissä, ja tarkemmin parannettuun CDMA-demodulaatiokaavaan, joka perustuu peräkkäisiin moninkertaisten CDMA-signaalien signaalivähennyksiin, mikä kompensoi vähennysprosessin 10 aikana tullutta ylijäämäinterferenssiä.

Keksinnön tausta

Solukkopuhelinteollisuus on ottanut ilmiömäisiä askelia kaupallisten toimintojen alalla Yhdysvalloissa sekä muualla maailmassa. Tärkeimmillä kaupunkialueilla 15 tapahtunut kasvu on ylittänyt odotukset huomattavasti ja on käyttämässä järjestelmän kapasiteetin loppuun. Jos tämä suuntaus jatkuu, nopean kasvun vaikutukset tavoittavat pian pienimmätkin markkinat. Innovatiivisia ratkaisuja tarvitaan täyttämään nämä lisääntyvät kapasiteettitarpeet 20 sekä ylläpitämään korkealaatuinen palvelu ja välttämään kohoavat hinnat.

Kaikkialla maailmassa eräs tärkeä vaihe solukkojärjestelmissä on siirtyminen analogisesta digitaaliseen lähetykseen. Yhtä tärkeää on tehokkaan digitaalisen lähetys-25 kaavan valinta solukkoteknologian seuraavan sukupolven toteuttamiseksi. Edelleen laajalti uskotaan, että henkilökohtaisten tietoliikenneverkkojen (PCN) sukupolvi (joka käyttää edullisia, taskukokoisia, langattomia puhelimia, joita voidaan mukavasti kantaa ja käyttää puhelujen aloit-30 tamiseen ja vastaanottamiseen kotona, toimistossa, kadul-: la, autossa jne.) käyttäisi solukkokantoaaltoja käyttäen seuraavan sukupolven solukkojärjestelmäinfrastruktuuria ja solukkotaajuuksia. Näissä uusissa järjestelmissä vaadittava avainpiirre on lisääntynyt liikennekapasiteetti.

35 Tällä hetkellä kanavavaraus saadaan aikaan käyttä mällä taajuusjakokilpavarausmenetelmä (Frequency Division « 2 106166

Multiple Access, FDMA) ja aikajakokilpavarausmenetelmä (Time Division Multiple Access, TDMA). Kuten kuviossa 1(a) on havainnollistettu, FDMA:ssa tietoliikennekanava on yksittäinen radiotaajuuskaista, johon signaalin lähetysteho 5 keskitetään. Vierekkäisten kanavien kanssa tapahtuvaa interferenssiä rajoitetaan käyttämällä kaistanpäästösuodat-timia, jotka päästävät signaalienergiaa ainoastaan määrätyn taajuuskaistan sisällä. Täten, kun kullekin kanavalle annetaan eri taajuus, järjestelmän kapasiteettia rajoittaa 10 käytettävissä olevat taajuudet sekä kanavan uudelleen käytön aiheuttamat rajoitukset.

TDMA-järjestelmissä, kuvio 1(b), kanava muodostuu aikaraosta samalla taajuudella olevasta aikavälien jaksoittaisesta ketjusta. Kutakin aikarakojen jaksoa kutsu-15 taan kehykseksi. Annetun signaalin energia rajoitetaan yhteen näistä aikaraoista. Vierekkäisten kanavien interferenssiä rajoitetaan käyttämällä aikaveräjää tai muuta tah-distuselintä, joka päästää vain sopivalla ajan hetkellä vastaanotetun signaalienergian. Täten erilaisten suhteel-20 listen signaalivoimakkuustasojen interferenssistä aiheutuva ongelma pienenee.

Kapasiteettia TDMA-järjestelmässä lisätään kompressoimalla lähetyssignaali lyhyempään aikarakoon. Tämän vuoksi informaatio täytyy lähettää vastaavasti nopeammalla 25 purstitaajuudella, mikä lisää käytetyn spektrin määrää suhteessa.

FDMA- tai TDMA-järjestelmissä tai FDMA/TDMA-hybri-dijärjestelmissä päämääränä on taata, että kaksi mahdollisesti interferoivaa signaalia ei käytä samaa taajuutta 30 samaan aikaan. Sitä vastoin koodijakokilpavaraus (Code Di-; vision Multiple Access, CDMA) sallii signaalien mennä li mittäin sekä ajan että taajuuden suhteen, kuvio 1(c). Täten kaikki CDMA-signaalit jakavat saman taajuusspektrin. Joko taajuus- tai aika-alueella kilpavaraussignaalit näyt-35 tävät olevan toistensa päällä.

3 106166

Periaatteena lähetettävä lähdeinformaatiodatavirta, esim. puhe, asetetaan satunnaiskoodigeneraattorin synnyttämän paljon korkeamman bittitaajuuden datavirran päälle. Tätä korkeamman bittitaajuuden koodaussignaalin yhdistä-5 mistä matalamman bittitaajuuden datainformaatiovirran kanssa kutsutaan koodaukseksi tai informaatiodatavirtasig-naalin levittämiseksi. Kullekin informaatiodatavirralle eli kanavalle annetaan yksikäsitteinen levityskoodi. Joukko koodattuja informaatiosignaaleja moduloidaan ja lähete-10 tään radiotaajuuskantoaallolla. Moninkertainen koodattujen signaalien yhdistetty signaali vastaanotetaan vastaanottimella. Kukin näistä koodatuista signaaleista on kaikkien muiden koodattujen signaalien sekä kohinaan liittyvien signaalien lomassa, sekä taajuuden että ajan suhteen. Yh-15 distetty signaali demoduloidaan ja korreloidaan valitun levityskoodin kanssa. Koodilla tapahtuva korrelointi eristää ja dekoodaa vastaavan virhekoodatun signaalin.

CDMA-tietoliikennetekniikkaan liittyy useita etuja. CDMA-pohjaisten solukkojärjestelmien kapasiteettirajoituk-20 set ovat kaksikymmentä kertaa korkeammalla kuin olemassa olevan analogiateknologian, laajakaistaisten CDMA-järjes-telmän ominaisuuksien, kuten parantunut koodauksen vahvis-tus/modulointitiheys, ääniaktiviteettiveräjöinti, sektori-sointi ja saman spektrin uudelleen käyttö jokaisessa 25 solussa, vuoksi. CDMA on lähes immuuni monitieinterferens-sille ja poistaa häipymisen ja staattisen häiriön parantaen suorituskykyä kaupunkialueilla. Äänen CDMA-lähetys korkean bittitaajuuden dekooderilla takaa ylivoimaisen, realistisen äänen laadun. CDMA tarjoaa myös vaihtelevia data-30 taajuuksia, mikä mahdollistaa useiden erilaisten äänten ' laatuluokkien tarjoamisen. CDMA:n sekoitettu signaalimuoto poistaa ylikuulumisen täysin ja tekee puhelujen salakuun-* telun erittäin vaikeaksi ja kalliiksi, mikä takaa suurem man yksityisyyden puhujille ja suuremman suojan puheluajän 35 väärinkäyttöä vastaan.

« 106166

Huolimatta CDMA:n tarjoamista useista eduista de-koodausprosessi rajoittaa tavanomaisten CDMA-järjestelmien kapasiteettia. Koska niin monta eri käyttäjäyhteyttä on limittäin ajan ja taajuuden suhteen, oikean informaatio-5 signaalin korreloiminen asianmukaisen käyttäjän kanssa on monimutkainen tehtävä. CDMA:n käytännön toteutuksissa kapasiteettia rajoittaa signaali/kohinasuhde (D/N), joka on oleellisesti muiden limittäisten signaalien ja taustakohinan aiheuttaman interferenssin mitta. Ratkaistava ongelma 10 on siis, kuinka lisätä järjestelmän kapasiteettia ja silti pystyä säilyttämään kohtuullinen signaali/kohinasuhde siten, että signaalidekoodaus voidaan suorittaa tehokkaasti ja tarkasti.

Keksinnön yhteenveto 15 Keksinnön kohteena on menetelmä ja järjestelmä, joille on tunnusomaista se, mitä sanotaan itsenäisissä patenttivaatimuksissa.

Esillä oleva keksintö dekoodaa optimaalisesti koodatun informaatiosignaalin, joka on upotettu moniin muihin 20 limittäisiin koodattuihin signaaleihin vastaanotetussa yhdistetyssä signaalissa, korreloimalla dekoodattavaa signaalia vastaavaa ainutlaatuista koodia yhdistetyn signaalin kanssa. Kun kukin koodattu informaatiosignaali on tullut dekoodatuksi, se erotetaan yhdistetystä signaalista. 25 Tämän ansiosta myöhempien vastaanotetussa yhdistetyssä signaalissa olevien muiden informaatiosignaalien korreloinnit voidaan suorittaa vähemmällä interferenssillä ja sen vuoksi suuremmalla tarkkuudella.

Vähentävää demodulointitekniikkaa parannetaan de-30 koodaamalla yhdistetty signaali informaatiosignaalien jär-·' jestyksessä vahvimmasta heikoimpaan signaalivoimakkuuteen.

f

Toisin sanoen voimakkain signaali korreloidaan ja erotetaan ensiksi. Yhdistetyssä signaalissa olevan vahvimman informaatiosignaalin aiheuttama interferenssi heikompien 35 signaalien dekoodauksessa/korreloinnissa poistuu näin oi- > 5 106166

Ien. Täten mahdollisuudet jopa kaikkein heikoimpien signaalien tarkkaan dekoodaukseen paranevat suuresti.

Keksinnön ensisijaisessa toteutuksessa yhdistetty signaali dekoodataan käyttämällä toistuvia ortogonaali-5 muunnoksia koodisanojen ryhmän kanssa synnyttäen joukko koodisanoihin liittyviä muunnoskomponentteja. Suurinta muunnoskomponenttia vastaava koodattu informaatiosignaali erotetaan yhdistetystä signaalista. Toistuvan prosessin aikana suoritetaan yhdistetyn signaalin jäljellä olevalle 10 osalle jaksoittaisia ortogonaalimuunnoksia käyttäen ainakin yhtä aikaisemmassa muunnoksessa mukana ollutta koodi-sanaa. Mikä tahansa aikaisemman koodisanan liittyvää indeksiä vastaava muunnoskomponentti erotetaan jäännösinter-ferenssin/virheiden, joita on voinut syntyä edellisessä 15 muunnosprosessissa, vähentämiseksi. Tätä uudelleenortogo- nalisointiprosessia käytetään myös signaalikaikujen poistamiseen yhdistetystä signaalista.

Piirrosten lyhyt kuvaus

Keksinnön mukaisen menetelmän ja järjestelmän edul-20 liset suoritusmuodot ilmenevät oheisista epäitsenäisistä patenttivaatimuksista.

Esillä oleva keksintö kuvataan nyt yksityiskohtaisemmin viitaten keksinnön ensisijaisiin toteutuksiin, jotka annetaan vain esimerkinomaisesti ja joita havainnollis-25 tavat oheiset piirrokset, joissa:

Kuviot 1(a) - 1(c) ovat kanavajakoa kuvaavia piirroksia käytettäessä eri kilpavaraustekniikoita;

Kuvio 2 on sarja kaavioita, jotka havainnollistavat, kuinka CDMA-signaalit synnytetään; 30 Kuviot 3 ja 4 esittävät sarjan kaavioita, jotka havainnollistavat, kuinka CDMA-signaalit dekoodataan;

Kuvio 5 esittää sarjan kaavioita havainnollistaen vähentävää CDMA-demodulaatiota esillä olevan keksinnön mukaisesti; 35 Kuvio 6 on toiminnallinen kaavakuva CDMA-lähetti- mestä ja vastaanottimesta; a β 106166

Kuvio 7 on toiminnallinen kaavakuva vähentävästä CDMA-demodulaattorista esillä olevan keksinnön mukaisesti;

Kuvio 8 on toiminnallinen kaavakuva kuviossa 7 esitetystä signaalivoimakkuusprosessorista; 5 Kuvio 9 on kaavio, joka vertaa tavanomaisen CDMA:n signaali/kohinasuhdetta esillä olevan keksinnön vähentävän CDMA:n vastaavaan;

Kuvio 10 on toiminnallinen kaavakuva vähentävästä CDMA-demodulaattorista, joka poistaa jäännöskohinan esillä 10 olevan keksinnön mukaisesti; ja

Kuvio 11 on vuokaavio, joka havainnollistaa prosessia, jolla jäännösinterferenssi erotetaan esillä olevan keksinnön mukaisesti.

Ensisijaisten toteutusten yksityiskohtainen kuvaus 15 Vaikka seuraava kuvaus tapahtuukin solukkotietolii- kennejärjestelmien, jotka sisältävät kannettavia tai liikkuvia radiopuhelimia ja/tai henkilökohtaisia tietoliikenneverkkoja, kannalta, alaa tuntevat ymmärtänevät, että esillä olevaa keksintöä voidaan soveltaa muihin tietolii-20 kennesovelluksiin.

Esillä oleva keksintö kuvataan nyt kuvioissa 2-4 esitetyillä signaalikaavioilla, jotka antavat esimerkki-aaltomuotoja perinteisissä CDMA-järjestelmissä esiintyvistä koodaus- ja dekoodausprosesseista. Käyttäen samoja aal-25 tomuotoesimerkkejä kuvioista 2-4, esillä olevan keksinnön parantunut suorituskyky tavanomaiseen CDMA:hän nähden havainnollistetaan kuviossa 5.

Kaksi eri datavirtaa, esitetty kuviossa 2 signaali-kaavioina (a) ja (d), edustavat digitoitua informaatiota, 30 joka tulee lähettää kahta eri tietoliikennekanavaa pitkin.

Signaali l moduloidaan korkean bittitaajuuden, signaalille « * 1 ainutlaatuista digitaalista koodia käyttämällä, signaa- likaavio (b) . Esillä olevan keksinnön tapauksessa termi "bitti" viittaa yhteen informaatiosignaalin yksikköön. 35 Termi "bittijakso" viittaa aikajaksoon bittisignaalin alun ja lopun välissä. Termi "pala" viittaa korkeataajuisen 106166 7 koodaussignaalin yhteen yksikköön. Näin ollen palajakso viittaa aikajaksoon palasignaalin alun ja lopun välillä. Luonnollisesti bittijakso on paljon suurempi kuin palajakso. Tämän modulaation lopputulos, joka on oleellisesti 5 näiden kahden signaalimuodon tulo, on esitetty signaali-kaaviona (c) . Boolen merkintätapaa käytettäessä kahden binaariaaltomuodon modulaatio on oleellisesti poissulkeva-tai -toimenpide. Samanlainen toimenpidesarja suoritetaan signaalille 2, kuten signaalikaavioissa (d) - (f) on esi-10 tetty. Käytännössä tietenkin paljon useampia kuin kaksi koodattua informaatiosignaalia levitetään solukkopuhelin-tietoliikenteen käytössä olevan taajuusspektrin yli.

Kutakin koodattua signaalia käytetään moduloimaan RF-kantoaaltoa käyttäen mitä tahansa lukuisista moduloin-15 titekniikoista, kuten kvadratuurivaiheavainnusta (QPSK). Kukin moduloitu kantoaalto lähetetään ilmayhteyden poikki. Radiovastaanottimessa, kuten solukkotukiasema, kaikki signaalit, jotka ovat limittäin varatulla taajuuskaistalla, vastaanotetaan yhdessä. Yksittäin koodatut signaalit sum-20 mataan, kuten kuvion 3 signaalikaaviot (a) - (c) esittä vät, yhdistetyn signaaliaaltomuodon muodostamiseksi.

Sen jälkeen kun vastaanotettu signaali on demoduloitu sopivalle kantakaistataajuudelle, tapahtuu yhdistetyn signaalin dekoodaus. Signaali 1 voidaan dekoodata eli 25 poislevittää kertomalla vastaanotettu yhdistetty signaali signaalikaaviossa (c) ainutlaatuisella koodilla, jota alunperin käytettiin moduloimaan signaalia 1, kuten signaalikaaviossa (d) on esitetty. Saatavaa signaalia analysoidaan, jotta voitaisiin päättää signaalin kunkin infor-30 maatiobittijakson polariteetti (korkea vai matala, +1 vai - :* -1, "1" vai "0") .

* Nämä päätökset voidaan tehdä ottamalla keskimääräinen tai enemmistöäänimäärä palapolariteeteista yhden bitti jakson aikana. Tällaiset "kovien päätösten" tekoproses-35 sit ovat hyväksyttäviä niin kauan kuin ei esiinny signaalin monikäsitteisyyttä. Esimerkiksi ensimmäisen bittijak- • m β 106166 son aikana signaalikaaviossa (f) keskimääräinen pala-arvo on +0,67, mikä selvästi viittaa bittipolariteettiin +1. Samalla tavoin seuraavan bittijakson aikana keskimääräinen pala-arvo on -1,33. Tämän vuoksi bittipolariteetti onto-5 dennäköisesti -1. Lopuksi kolmannella jaksolla keskiarvo on +0,80, mikä viittaa bittipolariteettiin +1. Kuitenkin aina kun keskiarvo on nolla, enemmistöäänimäärä eli kes-kiarvoistuskoe ei pysty antamaan hyväksyttävää polariteet-tiarvoa.

10 Monikäsitteisissä tilanteissa täytyy käyttää "peh meän päätöksen" tekoprosessia bittipolariteetin määrittämiseksi. Esimerkiksi vastaanotettuun signaaliin poislevi-tyksen jälkeen verrannollista analogiajännitettä voidaan integroida yhtä informaatiobittiä vastaavan usean palajak-15 son yli. Nettointegrointituloksen etumerkki eli polariteetti osoittaa, että bittiarvo on +1 tai -1.

Signaalin 2 dekoodaus, joka on samanlainen kuin signaalin 1, on havainnollistettu kuvion 4 signaalikaa-vioissa (a) - (d) . Dekoodauksen jälkeen ei esiinny monikä-20 sitteisiä bittipolariteettitilanteita.

Teoreettisesti tätä dekoodauskaavaa voidaan käyttää dekoodaamaan kaikki yhdistetyn signaalin muodostavat signaalit. Ideaalisesti ei-toivottujen, interferoivien signaalien vaikutus minimoituu, jos digitaaliset levityskoo-25 dit ovat ortogonaalisia ei-toivottuihin signaaleihin nähden. Kaksi koodia ovat ortogonaaliset, jos täsmälleen puolet niiden biteistä ovat erilaisia. Valitettavasti äärelliselle sanapituudelle on olemassa ainoastaan tietty lukumäärä ortogonaalisia koodeja. Toisena ongelmana on, että 30 ortogonaalisuus pystytään säilyttämään vain, kun säilyte- : tään tarkasti kahden signaalin välinen suhteellinen aika- kohdistus. Tietoliikenneympäristöissä, joissa kannettavat radioyksiköt liikkuvat jatkuvasti, kuten solukkojärjestelmät, aikakohdistus on vaikea saada aikaan.

9 106166

Jos koodin ortogonaalisuutta ei pystytä takaamaan, kohinapohjaiset signaalit voivat interferoida eri koodi-generaattorien, esim. liikkuva puhelin, tuottamien todellisten bittisekvenssien kanssa. Verrattuna kuitenkin älun-5 perin koodattuihin signaalienergioihin kohinasignaalien energia on yleensä pieni. Termiä "prosessointivahvistus" käytetään usein vertaamaan suhteellisia signaalienergioi-ta. Prosessointivahvistus määritellään levitys- eli koo-dausbittitaajuuden suhteena alla olevaan informaatiobitti-10 taajuuteen. Täten prosessointivahvistus on oleellisesti levityssuhde. Mitä suurempi koodausbittitaajuus on, sitä laajemmalle informaatio leviää ja sitä suurempi on levityssuhde. Esimerkiksi käytettäessä yksi kilobitti sekunnissa informaatiotaajuutta moduloimaan yksi megabitti se-15 kunnissa koodaussignaalia, prosessointivahvistus on 1 000:1.

Suuret prosessointivahvistukset pienentävät todennäköisyyttä dekoodata kohinasignaaleja, jotka on moduloitu korreloimattomia koodeja käyttämällä. Esimerkiksi proses-20 sointivahvistusta käytetään sotilasyhteyksissä mittamaan vihollisten häirintäsignaalien vaimennusta. Muissa ympäristöissä, kuten solukkojärjestelmät, prosessointivahvistus viittaa muiden, ystävällisten signaalien, jotka ovat samalla tietoliikennekanavalla korreloimattoman koodin 25 kanssa, vaimentamiseen. Esillä olevan keksinnön yhteydessä kohina sisältää sekä vihamielisiä että ystävällisiä signaaleja. Itse asiassa kohina määritellään miksi muiksi signaaleiksi tahansa kuin kiinnostava signaali, ts. dekoodattavaksi signaaliksi. Laajentaen yllä kuvattua esimerk-30 kiä, jos edellytetään signaali/interferenssisuhdetta 10:1 ' :* ja prosessointivahvistus on 1 000:1, tavanomaisilla CDMA- t järjestelmillä on kapasiteeettia antaa 101 signaalin jakaa sama kanava. Dekoodauksen aikana 100 signaalia 101 signaalista vaimennetaan l/l 000:een alkuperäisestä interferoi-35 vasta tehostaan. Kokonaisinterferenssienergia on siten • · 10 106166 100/1 000 eli l/lO verrattuna toivottuun informaatioener-giaan yksi (1) . Informaatiosignaalin energian ollessa kymmenen kertaa suurempi kuin interferenssienergia, informaa-tiosignaali voidaan korreloida tarkasti.

5 Yhdessä vaadittavan signaali/interferenssi suhteen kanssa prosessointivahvistus määrää samalla kanavalla olevien sallittujen limittäisten signaalien lukumäärän. Se, että tämä on edelleen tavanomainen näkökanta CDMA-järjestelmien kapasiteettirajoituksiin, voidaan todeta lukemalla 10 esimerkiksi "On the Capacity of Cellular CDMA System", Gilhousen, Jacobs, Viterbi, Weaver ja Wheatley, Trans. IEEE on Vehicular Technology, marraskuu 1990.

Tavanomaisesta näkökannasta poiketen esillä olevan keksinnön tärkeänä piirteenä on havainto, että ystävällis-15 ten CDMA-signaalien vaimennusta ei rajoita levitysspektri-demodulaattorin prosessointivahvistus, kuten asian laita on sotilastyyppisissä häirintäsignaaleissa. Suuri prosentti muista signaaleista, jotka sisältyvät vastaanotettuun yhdistettyyn signaaliin, eivät ole tuntemattomia häirin-20 täsignaaleja taikka ympäristön kohinaa, jota ei voida korreloida. Sen sijaan suurin osa kohinasta, kuten yllä määriteltiin, on tunnettua ja sitä käytetään helpottamaan kiinnostavan signaalin dekoodausta. Sitä tosiseikkaa, että suurin osa kohinasignaaleista on tunnettuja, kuten ovat 25 myös niiden vastaavat koodit, käytetään esillä olevassa keksinnössä parantamaan järjestelmän kapasiteettia ja signaalin dekoodausprosessin tarkkuutta.

Kunkin informaatiosignaalin yksinkertaisen dekoo-daamisen yhdistetystä signaalista lisäksi esillä oleva 30 keksintö myös poistaa kunkin informaatiosignaalin yhdiste-: tystä signaalista sen jälkeen kun se on dekoodattu. Jäl jelle jäävät signaalit dekoodataan vain yhdistetyn signaalin jäännössignaalista. Näin ollen jo dekoodattujen signaalien signaalilähetysten olo tietoliikennekanavalla ei 35 sekaannu muiden signaalien dekoodaukseen. Esimerkiksi, 11 106166 kuvio 5, jos signaali 2 on jo dekoodattu, kuten signaali-kaavio (a) esittää, signaalin 2 koodattu muoto voidaan rekonstruoida signaalikaavioissa (b) ja (c) esitettyyn tapaan ja vähentää signaalikaavion (d) yhdistetystä sig-5 naalista jättäen koodatun signaalin 1 signaalikaavioon (e). Signaali 1 palautetaan helposti kertomalla signaali 1 signaalin 1 rekonstruoivalla koodilla 1. On merkittävää, että mikäli tavanomainen CDMA-dekoodausmenetelmä ei olisi kyennyt määrittämään, oliko signaalin 1 kolmannen bitti-10 jakson informaatiobitin polariteetti +1 vai -1 kuvion 3 signaalikaaviossa (f), esillä olevan keksinnön dekoodaus-menetelmä pystyisi helposti ratkaisemaan monikäsitteisyy-den yksinkertaisesti poistamalla signaalin 2 yhdistetystä signaalista.

15 Kuvio 6 havainnollistaa tavanomaista CDMA-järjes- telmää. RF-tietoliikennekanavaa pitkin lähetettävä digitaalinen informaatio 1 koodataan CDMA-kooderissa 20. Koodattua signaalia käytetään moduloimaan RF-kantoaaltoa sekoittajassa 22. Moduloitu kantoaalto lähetetään ilmateitse 20 lähetysantennin 24 kautta. Muu digitaalinen informaatio muista lähettimistä (2...N) voidaan lähettää samalla tavoin. Radiovastaanottimen 25 vastaanottava antenni 26 vastaanottaa yhdistetyn RF-signaalin ja demoduloi yhdistetyn signaalin käyttäen toista sekoittajaa 28. Haluttu signaali V 25 erotetaan yhdistetystä signaalista kertomalla vastaava koodi, jota alunperin käytettiin koodaamaan haluttu signaali CDMA-kooderissa 20, yhdistetyllä signaalilla. Teoriassa pelkästään oikea signaali korreloituu ja tulee rekonstruoiduksi dekooderissa 34.

30 Dekooderin 34 yksityiskohtainen toteutus kuvataan nyt kuvion 7 yhteydessä. Joukko koodattuja signaaleja, jotka ovat limittäin samalla tietoliikennekanavalla, vastaanotetaan antennissa 26 yhdistettynä RF-signaalina. De-modulaaattori 28 muuntaa vastaanotetun RF-signaalin pro-35 sessointia varten sopivalle taajuudelle. Tällainen sopiva • 12 106166 taajuus voi esimerkiksi olla nollataajuuden (DC) ympärillä ja yhdistetty signaali voi muodostua kompleksitekijäkompo-nenteista, joilla on reaali- ja imaginaari-, eli I- ja Q-komponentteja. Ensimmäinen digitaalinen prosessointiloh-5 ko 40 sisältää ensimmäisen koodigeneraattorin 32, joka on sovitettu ensimmäisen demoduloitavan signaalin koodiin. Vaikka nimenomainen koodi, jolle koodigeneraattori 32 asetetaan ensimmäisessä dataprosessointilohkossa 40, voidaan valita mielivaltaisesti, esillä olevan keksinnön ensisi-10 jäisessä toteutuksessa järjestys, jossa koodit generoidaan, perustuu signaalivoimakkuuteen. Signaalivoimakkuus-prosessori 29 tarkkailee yhdistetyn videosignaalin muodostavan kunkin signaalin suhteellisia signaalivoimakkuuksia. Solukkojärjestelmien yhteydessä, jos liikkuva kytkentäkes-15 kus (MSC) tai tukiasemat (BS) tarkkailevat kunkin liikkuvan puhelinyhteyden todennäköisiä tai todellisia signaali-voimakkuuksia, joko MSC tai BS voivat suorittaa signaali-voimakkuusprosessorin 29 tehtävät.

Todetaan, että signaalivoimakkuus voidaan ilmaista 20 signaalivoimakkuusprosessorilla 29 tai se voidaan ennustaa perustuen signaalivoimakkuuden historiamalleihin. Kuvion 8 yhteydessä kuvataan toimintalohkokaavio, joka esittää lai-tetoteutusta, jolla suoritetaan signaalivoimakkuusproses-sorin 29 toiminnot. Alaa tuntevat ymmärtävät, että nämä 25 toiminnot voitaisiin myös toteuttaa käyttämällä sopivasti * ohjelmoitua mikroprosessoria. Antennin 26 vastaanottama yhdistetty kokonaissignaali neliöidään kertojalla 100 ja integroidaan integraattorilla 106 bittijaksolla olevien palajaksojen yli. Bittikellosignaali määrittää integroin-30 tivälin. Neliöjuuripiiri 107 määrittää yhdistetyn signaalin juurikeskiarvon (RMS) bittijaksolla.

Samanaikaisesti kertoja 102 vastaanottaa jäännös-signaalin. Jäännössignaali muodostuu yhdistetystä koko-naissignaalista miinus mahdolliset aiemmin dekoodatut sig-35 naalit. Jäännössignaali kerrotaan levityskoodilla, jonka • 13 106166 synnyttää dekoodattavan signaalin paikalliskoodigeneraat-tori 104. Korreloitu lähtösignaali kertojasta 102 integroidaan myös saman bittijakson yli integraattorissa 108 bittikellosignaalin ohjaamana. Kuten kuvattiin esimerkiksi 5 kuvion 3 signaalikaavioilla (e) ja (f) , keskimääräisellä eli integroidulla jännitearvolla integroidun aikajakson yli voi olla positiivinen tai negatiivinen polariteetti. Täten bittipolariteettipäätöslaite 110 ilmaisee signaali-polariteetin ja lähettää signaalin itseisarvolaitteeseen 10 114, joka varmistaa, että integraattorin 108 lähtösignaa- lin, jota viive 112 viivästää, etumerkki on aina positiivinen. Itseisarvolaite 114 voi olla esimerkiksi invertte-ri, jota ohjaa bittipolariteetin päätöslaite 110.

Keskimääräisen korrelaatiosignaalin (B) itseisarvo 15 jaetaan jakajassa 116 neliöidyn yhdistetyn kokonaissignaalin (A2) keskiarvolla samalle bittijaksolle normalisoidun arvon synnyttämiseksi. Toisin sanoen dekoodatun signaalin korrelaatiovoimakkuus normalisoidaan jakamalla se tuon bitti jakson signaalin yhdistetyllä kokonaisvoimakkuudella. 20 Dekoodatun signaalin normalisoitua korrelaatiota kerätään signaalikeskiarvoistajaan 118 useiden bittijaksojen yli, jotta synnytettäisiin suhteellinen keskivoimakkuus tuolle signaalille. Signaalin monitievaimenemisen vuoksi todellisen bittijaksojen lukumäärän tulisi luultavasti olla luok-•# 25 ka kymmenen, jotta saataisiin määritettyä demoduloidun signaalin tarkka keskimääräinen signaalivoimakkuus. Kukin paikalliskoodi talletetaan muistiin 120 yhdessä sen assosioidun keskimääräisen voimakkuusarvon kanssa. Lajittelija 122 vertaa kutakin näistä keskimääräisistä signaalivoimak-30 kuusarvoista ja lajittelee ne vahvimmasta heikoimpaan. Tuossa vaiheessa lajittelija 122 lähettää vahvimman signaalin paikallisen levityskoodin paikalliskoodigeneraatto-rille 104 siten, että vahvin signaali aina demoduloidaan ja erotetaan seuraavalla databittijaksolla. Vähemmän voi-35 makkaat signaalit demoduloidaan lajittelijan 122 määrittä- • 14 106166 massa signaalivoimakkuusjärjestyksessä. Lajittelijan 122 toiminnot voidaan helposti toteuttaa mikroprosessorilla, joka käyttää ohjelmistolajitteluohjelmaa.

Koska monien solussa olevien liikkuvien asemien 5 signaalivoimakkuudet vaihtelevat alinomaan, esillä olevan keksinnön jatkototeutus käyttää lineaarista ennusteanalyy-siä (LPA) signaalivoimakkuusprioriteetin uudelleenjärjestelyyn. Yleisesti ottaen suhteellisten signaalivoimakkuuk-sien historiamalli talletetaan muistiin ja sitä käytetään 10 ekstrapoloitaessa, millä signaalilla todennäköisimmin on suurin voimakkuus seuraavalla ajan hetkellä. LPA postuloi, että aaltomuodon seuraava arvo on edellisten arvojen painotettu summa, kun painotuskertoimet jäävät määritettäviksi. Tunnettua Kalman-suodatinalgoritmia voidaan käyttää 15 tämän analyysin toteuttamiseen. Tällä tavoin voimakkain signaali voidaan ennustaa tehokkaasti, ilman että tarvitsee todellisuudessa suorittaa jälleen signaalin dekoodaus-ja mittaussekvenssi.

Jos signaalivoimakkuusprosessori 29 määrittää, että 20 yhdistetyn signaalin todelliset dekoodaustulokset ja sig-naalivoimakkuuden prioriteettisarja on virheellinen epätarkan ennustuksen vuoksi tai koska järjestelmän olosuhteet ovat muuttuneet, signaalivoimakkuusprosessori 29 järjestää uudelleen koodisarjan siten, että se heijastaa to-25 dellista signaalivoimakkuusjärjestystä. Sittemmin demodu-lointiprosessia voidaan toistaa, jotta voitaisiin varmistua, että yhdistetyn signaalin yksittäin koodatut signaalit dekoodataan järjestyksessä suurimmasta pienimpään signaali voimakkuuteen. Toistuva prosessi ei aiheuta datan 30 häviämistä tai keskeytystä liikenteessä, koska yhdistetty signaali talletetaan viiveeseen 50 prosessointilohkossa 40. Viive 50 voi yksinkertaisesti olla muistilaite. Näin ollen yhdistetty signaali voidaan jälkikäteen uudelleen-prosessoida optimidekoodausjärjestyksen tultua määrite-35 tyksi.

is 106166

Korreloimalla ensimmäisen koodigeneraattorin 32 lähtösignaali korrelaattorilla 30 vastaanotetun yhdistetyn signaalin kanssa ensimmäistä koodia vastaava yksittäinen signaali erotetaan yhdistetystä signaalista. Korreloitua 5 signaalia suodatetaan alipäästösuodattimella 42, jotta torjuttaisiin kohina ja hajasignaalit. Alipäästösuodatti-men 42 sijasta enemmistöäänimääräpiiriä tai integrointi-ja purkupiiriä voidaan käyttää pienentämään eli poislevit-tämään korreloidun signaalin kaistanleveyttä eli bittitaa-10 juutta. Alipäästösuodattimen 42 synnyttämää lähtösignaalia prosessoidaan edelleen virheenkorjausdekooderilla 44, joka lopuksi pienentää signaalikaistanleveyden eli bittitaajuuden, alla olevaan digitaaliseen informaatioon. Dekoodatulle informaatiosignaalille voidaan suoritta ylimääräistä 15 signaaliprosessointia ennen kuin se saavuttaa lopullisen päämääränsä.

Virhekorjattu lähtösignaali viedään myös uudelleen-kooderiin/uudelleenmodulaattoriin 46 juuri koodatun signaalin aaltomuodon rekonstruoimiseksi. Dekoodatun signaa-20 Iin rekonstruoinnin/uudelleenkoodauksen tarkoituksena on poistaa se yhdistetystä signaalista vähentäjässä 48. Vii-vemuisti 50 tallettaa yhdistetyn signaalin prosessointi-ajaksi, joka tarvitaan ensiksi dekoodatun signaalin ensiksi dekoodauksen, ja sitten rekonstruointiin.

, 25 Yhdistetty jäännössignaali, josta ensimmäinen sig naali on dekoodattu ja vähennetty, viedään vähentäjästä 48 toisen digitaalisen prosessointilohkon 40' tuloon, joka on samanlainen kuin ensimmäinen lohko 40. Ainoa ero näiden kahden digitaalisen prosessointilohkon 40 ja 40' välillä 30 on, että koodigeneraattori 32' on ohjelmoitu sopivaksi toista demoduloitavaa signaalia vastaavalle koodille. Keksinnön ensisijaisessa toteutuksessa toinen demoduloitava signaali on signaali, jolla on seuraavaksi suurin signaa-livoimakkuus. Alaa tuntevat toteavat, että seuraava sig-35 naaliprosessointilohko 40' voidaan toteuttaa ensimmäisen « 16 106166 signaaliprosessointilohkon 40 rekursiivisella käytöllä, jotta vältettäisiin laitteiston kaksinkertaistus. Toinen signaaliprosessointilohko 40' tuottaa toisen, dekoodatun signaalin virheenkorjaavasta dekooderista 44' ja vähentää 5 rekonstruoidun toisen signaalin viivästetystä yhdistetystä signaalista vähentäjässä 48'. Yhdistetty jäännössignaali, josta on nyt kaksi signaalia erotettu, viedään signaali-prosessoinnin kolmanteen vaiheeseen ja niin edelleen.

Todetaan, että esillä olevan keksinnön avaintekijä 10 on, että yksittäisten informaatiosignaalien demodulointi-ja poistosekvenssi tapahtuu järjestyksessä suurimmasta signaalivoimakkuudesta heikoimpaan. Aluksi, kun yhdistetty signaali sisältää monia signaaleja, kaikkein todennäköisimmin tarkasti ilmaistava signaali on signaali, jolla on 15 suurin signaalivoimakkuus. Heikommat signaalit häiritsevät vähemmän todennäköisesti vahvempia signaaleja. Kun vahvin signaali erotetaan yhdistetystä signaalista, seuraavaksi voimakkain signaali voidaan helposti ilmaista, ilman että täytyy ottaa vahvimman signaalin interferenssi huomioon.

20 Tällä tavoin saadaan jopa heikoin signaali tarkasti dekoodattua. Tämän parantuneen dekoodausominaisuuden ansiosta esillä oleva keksintö toimii tyydyttävästi, vaikka käyttäjien lukumäärä lisääntyisi merkittävästi tavanomaisten CDMA-järjestelmien tyypillisesti käsittelemästä määrästä.

.·, 25 Lisäämällä liikkuvien varausten määrää samalla tie- toliikennekanavalla saavutetaan jatkuvuus tilan aktiviteet-titaso, jossa signaalivoimakkuusprosessori 29 jatkuvasti määrittää kaikkien prosessoitavien informaatiosignaalien suhteelliset hetkelliset tasot. Tämän järjestelmän äärim-30 mäinen kapasiteettiraja saavutetaan, kun kaikkien alemman tehon signaalien teho ylittää signaalin tehon enemmällä kuin käytettävissä oleva prosessointivahvistus (vähemmän jokin toivottu signaali/kohinasuhde). Tämä raja on kuitenkin huomattavasti suotuisampi kuin tavanomainen raja, joka 35 saavutetaan, kun kaikkien vahvempien signaalien tehojen 17 106166 summa ylittää heikoimman signaalin tehon enemmällä kuin käytettävissä oleva prosessointivahvistus.

Arvioitaessa kapasiteettivahvistusta käytetään Rayleighin jakaumaa edustamassa signaalitasojakaumaa so-5 lukkopuhelinympäristössä. Olettaen takaisinkytkentäisen tehon ohjauksen kaikkien signaalien pitkän ajan keskivoi-makkuus on yksi. Näin ollen signaalivoimakkuusteholla on j akaumafunktio:

10 P(A)dA = 2A exp (-A2) dA

missä A on signaaliamplitudi. Suuren määrän N tällaisia signaaleja kokonaisteho P on yksinkertaisesti N. Jos prosessointivahvistus eli levityssuhde on R, signaali/inter-15 ferenssisuhde poislevityksen jälkeen olisi suunnilleen

S/I = A2 R/N

tavanomaiselle· CDMA-järjestelmälle. Jos S/I on 1, signaa-20 lit, joiden amplitudi on pienempi kuin SQRT (N/R), eivät sen vuoksi saavuttaisi 0 dB:tä (yhtä suurten tehojen suhdetta) interferenssin suhteen demoduloinnin jälkeen. Jos tämä on hyväksyttävän dekoodauksen kynnys, tietty määrä signaaleja 25 1 - e('N/R) ei ole dekoodattavissa ja tietty määrä signaaleja 30 e('N/R) on dekoodattavissa. Täten suurin lukumäärä signaaleja, jotka voidaan dekoodata, on 35 N e('N/R) m m is 106166

Kun N valitaan yhtä suureksi kuin R, dekoodattavissa olevien signaalien lukumääräksi tulee N/e. Signaalivoimak-kuusjakaumasta aiheutuva häviö on siten tekijällä e. Käytännössä on kyseenalaista, että tämä kapasiteetti voitai-5 siin saavuttaa tarjoten samalla riittävä palvelutaso solukkojärjestelmässä, sillä signaalit, jotka yhdellä hetkellä olivat dekoodattavissa, kuuluvat yhdelle liikkuvien ryhmälle ja toisella hetkellä toiselle liikkuvien ryhmälle. Jotta voitaisiin varmistua, että jokainen liikkuva 10 informaatiosignaali on dekoodattavissa esimerkiksi 95 % ajasta, menetettäisiin melkoisesti kapasiteettia. Tämä lisähäviö on marginaali, joka täytyy rakentaa järjestelmän kapasiteettiin signaalin häviämisen sallimiseksi.

Esillä olevan keksinnön tapauksessa kukin signaali 15 kärsii ainoastaan niiden signaalien interferenssistä, joiden amplitudi on pienempi tai yhtä suuri. Signaalit, joilla on suurempi signaalivoimakkuus tai -amplitudi, on demoduloitu ensiksi ja erotettu.

Kaiken interferenssin I integraali amplitudiin A 20 saakka saadaan 1 - (1+A2)exp(-A2)

Signaali/interferenssisuhde S/I amplitudin A signaalin 25 poislevityksen jälkeen on siten S/I = R/N A2 / (1 - (A2 + 1)exp(-A2))

Kuvio 9 on funktion 30 A2 / (1 - (A2 + 1)exp(-A2)) • « kuvaaja, osoittaen, että se ei koskaan ole alle 5,8 dB (3,8 : 1 tehosuhde) minimin ollessa kohdassa A2 = 1,79.

35 S/I paranee signaaleille, joiden amplitudi on suurempi « 106166 19 kuin (1,79)1 niiden suuremman tehon vuoksi. Toisin kuin tavanomaisissa CDMA-järjestelmissä esillä olevassa keksinnössä S/I paranee myös signaaleille, joiden amplitudi on pienempi kuin {1,19)1, koska vähemmän vähentämättömiä, 5 interferoivia signaaleja on tämän tason alapuolella.

Näin ollen kaikki signaalit ovat dekoodattavissa, edellyttäen, että R/N > 1/3,8 10 eli

N < 3,8R

Verrattuna tavanomaisen CDMA-demodulaattorin kapasiteetti-rajaan 15 N < R/e (ilman häipymismarginaalia) keksinnöllä on kapasiteettietu 3,87e, joka on enemmän kuin kymmenkertainen kasvu. Tämän lisäksi tavanomaisilla jär-20 jestelmillä on merkittävä häipymismarginaali. Esillä ole vassa keksinnössä jopa heikoimmat, häipyneet (ainakin mitä tulee muiden signaalien interferenssiin ja muut kohinaläh-teet huomioon ottamatta) voidaan koodata tarkasti. Ottaen huomioon häipymismarginaalin, esillä olevan keksinnön ka-, 25 pasiteettikasvu on noin 100 kertaa suurempi kuin tavan omaisten CDMA-järjestelmien.

On huomattava, että järjestelmän kapasiteettia rajoittaa vain mahdollisuus, että ensimmäiset prosessoitavat signaalit ovat heikompia signaaleja eivätkä vahvempia sig-30 naaleja. Käyttämällä kuitenkin hyödyksi yhdistetyn signaa lin tallentamista viivemuistiin 50 ja kykyä uudelleenpro-’ ' sessoida yhdistettyä signaalia jälkikäteen, monikierrok- sista demodulointiproseduuria voidaan soveltaa yhdistettyyn signaaliin. Tietenkin tämä proseduuri eroaa vain sii-35 nä tapauksessa, että ensimmäisen kierroksen demodulointi * 20 106166 tuotti virheitä dekoodatuissa signaaleissa. Näin ollen käytetään kernaasti redundanttia koodausta ilmaisemaan dekoodatun signaalituloksen luotettavuutta. Luotettavuus-koodin perusteella prosessointilohko 40 päättää, antavatko 5 jatkokierrokset parannusta. Eräs hyvin tunnettu redundant-ti koodausproseduuri, jolla annetaan luotettavuusarvo tietylle koodaustulokselle, on enemmistöäänimäärätekniikka. Esimerkiksi, jos viittä redundanttia signaalia verrataan ja 4:llä tai 5:llä on sama arvo, tulokselle annetaan suuri 10 luotettavuusarvo. Mitä harvemmat signaalit ovat samanarvoisia, sitä alhaisempi on luotettavuusarvo. Jos luotettavuusarvo on suuri, eivät enemmät demodulointikierrokset ole tarpeellisia. Kääntäen, alhainen luotettavuusarvo ilmaisee, että signaalit tulee uudelleenlajitella ja kaikki 15 signaalit, joilla on suurempi voimakkuus, poistaa.

Vaikka jatkuvien levityskoodien periaatteet aluksi kuvattiinkin kuvioitten 3-5 yhteydessä, parempia menetelmiä informaatiosignaalin spektrin levittämiseksi voidaan saada käyttämällä virheen korjaavaa koodausta. Kun 20 yksittäinen binaari-informaatiobitti kerrallaan levitetään kaistanleveydeltään levityssuhteella R R:n bitin näen-näissatunnaiseksi sekvenssiksi, kaistanleveys tulee levitetyksi ilman mitään virheen korjaavaa koodausvahvistusta. Sellaisenaan tätä tekniikkaa voidaan kutsua yksinkertai-25 seksi levittämiseksi. Toisaalta levitettäessä M:n infor- maatiobitin lohko kerrallaan, missä M > 1, M x R:n bitin näennäissatunnaiseksi sekvenssiksi, saadaan virheen korjaava koodausvahvistus saman levitystekijän sisällä. Tätä viimeksi mainittua tekniikkaa kutsutaan älykkääksi levit-30 tämiseksi.

Yksinkertaista levitystä voidaan pitää informaatiosignaalin muuntamisena kahdesta mahdollisesta koordinaatista (-1) tai (+1) yksiulotteisessa avaruudessa, esim. viivalla, signaaliksi, joka tarvitsee R-ulottuvuutta sig-35 naalin näyttämiseen. Koordinaatilla missä tahansa R:ssä 2i 106166 ulottuvuudessa voi olla vain kaksi mahdollista arvoa -l ja +1 (Boolen merkintätavalla 0 tai l). Tällaisia avaruuksia kutsutaan Galoisin kentiksi. Signaalin korrelointia koodin kanssa voidaan pitää signaalin projektion löytämisenä vek-5 torilla origosta pisteen kautta, jonka koordinaatin koodin bitit antavat. Signaalin maksimikorrelaatio eli projektio saavutetaan, jos signaalivektorin ja koodivektorin loppu-pisteet sattuvat yhteen. Yhteensattuminen tapahtuu, kun signaalivektorin ja koodivektorin välillä ei esiinny kul-10 maa. Kun signaali muodostuu summasta signaaleja, joista yksi sattuu yhteen koodin kanssa, muiden ollessa suorissa kulmissa tuohon koodiin nähden, signaalin korrelointi tuon koodin kanssa antaa kompleksisen korrelaatiotulon, joka vastaa toivottua demoduloitua signaalia. Muut signaalit 15 eivät vaikuta korrelaatiotulon näin saatavaan suuruuteen, koska niillä on nollaprojektio korrelaatiosuoralla I + jQ.

Yleisemmin satunnaisesti koodattujen signaalien summa voi sisältää yhden signaalin, joka sattuu yhteen korrelaatiokoodin kanssa, kun muilla signaaleilla on sa-20 tunnaisia projektioita koodikorrelaatiosuoralla eli vektorilla. Jos minkä tahansa näistä muista signaaleista kokonaispituus neliöitynä on, Pythagoraan mukaan, ai2 + a22 + a32 .... missä ai, a2, a3 ....

.·, 25 ovat projektioita useilla eli vektoreilla eli akseleilla, niin tällöin keskiarvo 1/R kokonaispituudesta neliöitynä (eli tehosta) esiintyy missä tahansa yhdessä ulottuvuudessa. Korreloitaessa ensimmäisen signaalin koodin kanssa ja 30 vähennettäessä vastaava määrä koodivektoria, jäännössig-naalilla on nollaprojektio pitkin koodivektoria. Oleellisesti signaali on projisoitu tasolle eli R-l ulotteiseen aliavaruuteen, l/R sen tehosta, joka oli pitkin koodikor-relaatiosuoraa, ollessa hävinnyt.

Λ 22 1 06 1 66 Tätä kokonaistehon menetetystä pitkin koodikorre-laatiosuoraa kutsutaan jäljelle jäävien signaalien tehon "korrelatiiviseksi häviöksi", joka esiintyy, kun ensimmäinen signaali korreloidaan oman koodinsa kanssa ja tuo en-5 simmäinen signaali vähennetään kokonais- eli yhdistetystä signaalista. Jos signaalit kaikki olisivat ortogonaalisia, tuollaista häviötä ei esiintyisi. Muutoin edellinen demoduloitu signaali erotettaessa tapahtuu keskimääräinen häviö 1/R, missä levityssuhde R on oleellisesti palojen lu-10 kumäärä kunkin jäljellä olevan signaalitehon korreloinnissa. Yrityksestä demoduloida ja poistaa R tai useampi signaali, niiden vastaavien koodien kattaessa koko R-ulottei-sen avaruuden, seuraisi kaikkien vektorikomponenttien kaikissa ulottuvuuksissa poistuminen R:nnen signaalin poista-15 misen jälkeen. Ei jäisi mitään signaalia demoduloitavaksi. Esillä oleva keksintö mahdollistaa useamman kuin R:n li-mittäisen signaalin demoduloinnin vähentämällä korrelaa-tiohäviötä.

Yhdistetystä signaalista vähennettävän demoduloidun 20 signaalin suuruus voidaan perustaa joko signaalin amplitudille tämän hetkisen informaatiobitin kerroloivan poisle-vityksen jälkeen tai edellisen informaatiobitin signaalin amplitudille. Edellisen bitin virhe perustuu niiden muiden signaalien arvoille, jotka muodostivat yhdistetyn signaa-25 Iin, kun edellinen bitti demoduloitiin ja erotettiin. Esillä oleva keksintö arvioi vähennettävän dekoodatun signaalin optimimäärän soveltamalla vähintäänkin useampia aikaisempia amplitudimittauksia sekventiaalisessa estimoin-titekniikassa, kuten Kalman-suodatin, joka voidaan sovit-30 taa seuraamaan signaalin häipymiskaavaa. v Esillä olevan keksinnön toisessa ensisijaisessa toteutuksessa signaalit arvioidaan käyttämällä "älykästä levitystä", joka perustuu ortogonaaliseen tai bi-ortogo-naaliseen lähetettävän informaation lohkokoodaukseen. Or-35 togonaalisessa lohkokoodauksessa lukumäärä M lähetettäviä 23 106166 bittejä muunnetaan yhdeksi 2M:stä käytettävissä olevasta 2M-bittisestä ortogonaalisesta koodisanasta. Koodisanojen ryhmä voidaan konstruoida seuraavasti:

Triviaalitapaus M = 1 tuottaa kaksi 2-bittistä sa- 5 naa W0 = i 0 0 i W1 = 1 0 1 1 jota pidetään 2x2 matriisina

Ml = ! 0 0 | 10 1 0 1 1

Tapaus M=2 voidaan konstruoida muodostamalla 4x4 bittimatriisi M2 seuraavan rekursiorelaation avulla: M2 = | Ml Ml I ja yleisesti 1 Ml Ml 1 15

M(i+1) = I Mi Mi I

1 Mi Mi 1 Nämä matriisit tunnetaan Walsh-Hadamard-matrii- 20 seinä.

Näiden ortogonaalisten koodien dekoodaus sisältää korreloinnin kaikkien koodisanaryhmän jäsenten kanssa. Suurimman korrelaation antavan koodisanan binaari-indeksi antaa halutun informaation. Esimerkiksi, jos 16 korrelaa-25 tiossa 16-bittiset koodisanat, jotka on numeroitu 0-15, tuottavat suurimman korrelaation kymmenennellä 16-bitti-sellä koodisanalla, alla oleva signaali-informaatio on 4-bittinen binaarisana 1010 (10 binaarisena). Tällainen koodi merkitään myös [16,4] ortogonaalinen lohkokoodi ja 30 sen levityssuhde on 16/4 = 4.

Jos Walsh-Hadamard-matriiseja lisätään käyttämällä komplementaarisia koodisanoja (kaikki 16 bittiä invertoi-tu) , yksi lisäinformaatiobitti voidaan kuljettaa per koodisana. Täten 5 bittiä informaatiota siirretään lähettä-35 mällä yksi 16 koodisanasta tai yksi niiden 16 komplementista, mikä antaa kokonaisvalintamahdollisuuden 32. Tämän-tyyppinen koodaus tunnetaan bi-ortogonaalisena koodaukse- 24 1 06 1 66 na. Suuremmille levityssuhteille voidaan käyttää [128,7] bi-ortogonaalista lohkokoodia, jolla on 16:1-levityssuhde.

Itse asiassa voidaan käyttää [256,90], [512,10],.......

[32768,16]... jne. biortogonaalisia lohkokoodeja.

5 Edellä kuvattuun prosessiin sisältyvä korrelatiivi- nen häviö on seuraava. Kussakin vaiheessa suurimman korrelaation omaava Walsh-spektrikomponentti asetetaan nollaksi, mikä käytännössä poistaa juuri dekoodatun signaalin. Täten [128,7] -koodin tapauksessa keskimäärin 1/128 tehos-10 ta poistetaan yhdistetystä signaalista. Muistetaan, että levityssuhde on 128/8 = 16. Näin ollen korrelatiivinen häviö on vain 1/128 kokonaistehosta (0,04 dB) per dekoodattu signaali, verrattuna 1/16 kokonaistehosta saman le-vityssuhteen yksinkertaiselle levitykselle. Käyttämällä 15 lohkokoodausta tai samanlaista älykkään levityksen muotoa, esillä olevan keksinnön mukaista vähentävää demodulointia voidaan käyttää dekoodaamaan ja poistamaan yhdistetystä signaalista lukuisia informaatiota kuljettavia signaaleja, jotka ylittävät koodin kaistanlaajennussuhteen, ilman että 20 kohdataan liiallista korrelatiivista häviötä.

Käytettäessä modulo-kaksi-summausta voidaan sekoi-tuskoodi lisätä lohkokoodiin varmistamaan, että koodaus on erilainen kullekin signaalille. Sekoituskoodi voi jopa vaihdella satunnaisesti lohkosta lohkoon. Sekoituskoodin 25 modulo-2-summaus vastaa Galoisin kentässä akselikierron soveltamista. Sekoituskoodi voidaan poissekoittaa modulo-2-summaamalla vastaanottimessa oikea sekoituskoodi toisen kerran akselien suuntaamiseksi jälleen kerran Walsh-Hada-mard-matriisin koodisanojen kanssa.

30 Esillä olevan keksinnön merkittävä piirre on, että samanaikainen korrelointi kaikkien ryhmän ortogonaalisten 9 lohkokoodisanojen kanssa voidaan suorittaa tehokkaasti nopean Walsh-muunnoksen avulla. Esimerkiksi [128,7]-koodin tapauksessa 128 tulosignaalinäytettä muunnetaan 128-pis-35 teen Walsh-spektriksi, jossa kukin piste edustaa yhdiste- 9 25 106166 tyn signaalin korrelaation arvoa yhden koodisanan kanssa. Tällainen muunnosprosessi kuvataan jäljempänä.

Tarkastellaan kuviota 10, radiolähetyksenä tuleva yhdistetty signaali vastaanotetaan antennilla 60 ja muun-5 netaan sopivaksi välitaajuudeksi tavanomaisessa muunnin-laitteessa 62, kuten välitaajuusvastaanotin, joka sisältää suodatusasteen, vahvistusasteen ja sekoitusasteen. Muunti-men 62 välitaajuista lähtösignaalia vahvistetaan lisää ja suodatetaan välitaajuusvahvistimessa 64 ennen viemistä 10 tavanomaiseen analogia/digitaali (A/D) -muuntimeen 66. A/D 66 antaa numeerisena lähtönä kompleksilukuja, jotka edustavat välitaajuussignaalin hetkellisiä vektorikomponentte-ja. Tämä muunnosprosessi voidaan saada aikaan millä tahansa useista tekniikoista, jotka ovat alaa tuntevien tiedos-15 sa, mukaan lukien IF-signaalin korreloiminen tai sekoittaminen kosini- ja sini- (kvadratuuri) referenssisignaalien kanssa karteesisten vektorikomponenttien irrottamiseksi erillistä digitointia varten.

Kompleksilukusekvenssin näytteet A/D-muuntimesta 66 20 kerätään puskurimuistiin 68. Kukin puskurimuistiin 86 kerätty näytelohko poissekoitetaan ohjaus- ja sekvenssiyksi-kön 78 antaman sekoituskoodin mukaan. Poissekoittaja 70 poistaa sekoituskoodin joko invertoimalla signaalinäytteen tai ei sekoituskoodin vastaavan bittipolariteetin mukaan. 25 Poissekoitetut signaalit (1...N) siirretään nopean Walsh-muunnoksen lohkodekooderiin 72, joka synnyttää Walsh-spek-trin kompleksinäytteiden reaali- 72a ja imaginaari- 72b komponenteille. Toisin sanoen synnytetään joukko arvoja, jotka edustavat korrelaatioastetta vastaanotetun yhdistyn 30 signaalin ja kunkin ortogonaalisen koodisanan kanssa. Signaalit, joiden akselit olivat oikein suunnattu Galoisin kentässä poissekoitustoimenpiteellä, antoivat yhden hallitsevan komponentin Walsh-spektriin, jonka indeksi tai osoite ja etumerkki välittävät tietyn lukumäärän bittejä. 35 Kukin Walsh-muunnoskomponentti tunnistetaan tuosta indek- 26 1 06 1 66 sistä siten, että esimerkissämme 78:11a komponentilla 128 komponentista on indeksi 78. Muut spektrin komponentit aiheuttavat kohinaa ja eri tavalla sekoitettuja signaaleja.

5 Laskentayksikkö 74 vastaanottaa nopean Walsh-muun- noksen korrelaatiokomponentit ja summaa kunkin korrelaa-tiokomponentin reaali- ja imaginaarikomponentit. Vertailu-prosessori 76 määrittää, millä korrelaatiokomponentilla on suurin neliöity koko ja asettaa tuon komponentin nollaksi.

10 Vertailuprosessori 76 voi toimia vertaamalla korrelaatio-komponenttien kokojen pareja ja välittää suuremman kahdesta arvosta jatkovertailuasteisiin, esim. binaaripuun kautta, siten että suurin globaalikomponenttiarvo ja siihen liittyvä koodisana synnytetään viimeisessä asteessa.

15 Vertailuprosessori 76 synnyttää suurimman koon kom ponenttiin liittyvän indeksin ja osoittaa ja käyttää vastaavaa moniestokytkinten 80 kytkintä. Avoimen kytkimen estämänä suurin komponentti tulee käytännössä asetetuksi nollaan. Sillä aikaa jäljellä olevat korrelaatiokomponen-20 tit siirretään käänteiseen Walsh-Hadamard-muunnospiiriin 82, jossa on reaali- ja imaginaariosat 82a ja 82b. Kään-teismuunnoksen jälkeen näytteet uudelleensekoitetaan uu-delleensekoittajassa 84 käyttämällä poissekoittajan aiemmin käyttämää sekoituskoodia ja palautetaan puskuriin 68 25 uudelleenkierrätyssilmukan 86 kautta. Täten uudelleense- koittajan 84 synnyttämän yhdistetyn signaalin jäljelle jäänyt osa edustaa alkuperäistä yhdistettyä signaalia miinus juuri dekoodattu signaali.

Kunkin korreloidun signaalin signaalivoimakkuutta 30 edustava koko talletetaan ohjaus- ja sekventointiyksikköön 78 yhdessä vastaavan sekoituskoodin ja muunnosindeksin kanssa. Sekoituskoodeja käytetään sen vuoksi ensisijaisessa toteutuksessa tehokkaana menetelmänä yhdistetyn signaalin eri informaatiosignaalien tehokkaana tarkkailu- ja 35 järjestelymenetelmänä. Kuten edellä yksityiskohtaisesti • 27 106166 kuvattiin, ennen demodulointiprosessia (ja sen aikana) ohjaus- ja sekventointiyksikkö 78 järjestää sekoituskoodit suurimmasta heikoimpaan vastaavien korreloitujen signaali-kokojen suhteellisten signaalivoimakkuuksien perusteella.

5 Tämän vuoksi kunkin signaalidemodulaation ja poiston jälkeen sekoituskoodi, jolla on seuraavaksi suurin koko, lähetetään poissekoittajaan 70 seuraavaa signaalidemoduloin-tia varten.

Yhdistetty signaali, jonka ensimmäinen signaali on 10 erotettu keksinnön vähentävän periaatteen mukaan, poisse- koitetaan jälleen toisen dekoodattavan signaalin poisse-koitettua koodia käyttämällä ja lähetetään toiseen nopeaan Walsh-muunnos-toimenpiteeseen dekoodausta varten ja niin edelleen. Kuten edellä kuvattiin, järjestystä, jossa sig-15 naalit dekoodataan ja vähennetään edellä mainituilla välineillä, hallitaan poissekoituskoodien käytön järjestyksellä, joka ensisijaisessa toteutuksessa on vastaavien infor-maatiosignaalien ennustettujen voimakkuuksien laskeva järjestys. Tämä prosessi toistetaan useita kertoja useiden 20 signaalien dekoodaamiseksi.

Minkä tahansa vähentävän signaalin poistoprosessin tapauksessa on raja tarkkuudelle, jolla dekoodattu signaali voidaan vähentää ja sen vuoksi raja määrälle, jolla tuota signaalia voidaan vaimentaa. Jäännöskomponentti, ts.

• 25 dekoodausvirhe, edustaa interferenssipohjaa, joka estää • · heikompien signaalien sittemmin demodulaation. Haja-korrelaatiot muiden, limittäisten, vielä dekoodattavien signaalien kanssa vaikuttavat myös jäännöskomponentin kokoon. Tämän vuoksi tietyn muunnoskomponentin nollaaminen 30 voi aiheuttaa alitusta tai ylitystä vähennetyn muunnoskomponentin määrään. Yksinkertaistetussa esimerkissä olete- • t taan, että koodatun informaatiosignaalin 1 koodisanaa Cl ; vastaava muunnos- eli korrelaatiokomponenttikoko on X.

Kuitenkin, koska hajakorrelaatioita Y aiheutuu muista ei-35 ortogonaalisesti koodatuista signaaleista, kokonaiskorre- 1 28 106166 laatio on X + Y. Koodisanan Cl kokonaiskorrelaation poistaminen asettamalla tämä muunnoskomponentti nollaan, aiheuttaa virheen -Y (Cl) verrattuna siihen, että erotetaan vain todellinen signaalikomponentti. Tämä virhe (-Y) ker-5 taa koodisana esiintyy jäännösinterferenssikomponenttina, joka estää heikompien signaalien sittemmin koodauksen.

Matemaattista termiä signaalin osan tai komponentin, joka korreloi tietyn koodisanan kanssa, poistamiselle kutsutaan ortogonalisoinniksi tuon koodisanan suhteen. 10 Seuraava matemaattinen analyysi soveltuu esillä olevan keksinnön uudelleenortogonalisoituun prosessiin, jossa jäännösinterferenssi eli virhekomponentit erotetaan.

Jos Ci edustaa sekoitettua, ortogonaalista koodi-sanaryhmää, Ci(k) on tuon ryhmän k:s koodisana. Koska koo-15 disanat ovat ortogonaalisia, Ci voidaan ajatella keskenään kohtisuorien akselien ryhmiksi tietyn koodisanan Ci (k) ollessa yhdellä akselilla k.

Ci(0) nimetään signaalille numero i lähetetyksi koodisanaksi. Jos signaalilla i on amplitudi ai, niin tu-20 kiaseman säteilemä yhdistetty signaali on: SI = alCl(O) + a2C2(0) + a3C3(0) ....

Yhdistetyn signaalin (SI) demoduloimiseksi kukin koodisa-. 25 noista Cl(k) korreloidaan Sl:n kanssa, jotta saataisiin sarja korrelaatiokomponentteja: rl(k) = ai[Cl(0).Cl(k)] + a2[C2(0).Cl(k)] + a3 [C3 (0) .Cl(k)] . . .

30 missä piste "." kahden koodisanan välissä, esimerkiksi • 1

Cl(0).Cl(k), merkitsee pistetuloa. Koodisanat oletetaan normalisoiduiksi siten, että koodisanan pistetulo itsensä kanssa on yksi, ts.

29 106166

Cl(0).Cl(0) = 1 ja C1(0).Cl(k) = 0, kun k on eri kuin 0, tar koittaen, että Cl(0) ja Cl(k) ovat ortogonaaliset.

Näin ollen 5 rl (0) = ai + a2[C2(0) .Cl(0)] + a3[C3(0) .Cl(0)] + .. ja rl (k) = a2 [C2 (0) .Cl (k) ] + a3 [C3 (0) . Cl (k) ] + ... kun k ei nolla.

10

Oletetaan, että rl(0) on suurin komponentti ja kun vähennetään ri(0)Cl(0) alkuperäisestä yhdistetystä signaalista SI, saadaan jäljelle jäävä yhdistetty signaali S2: 15 S2 = a2 [C2 (0) - [C2 (0) .Cl (0) ] Cl (0) ] +a3[C3(0)- [C3 (0) .Cl(0)]Cl (0)] +.....................

Tässä kohtaa ensimmäisen Walsh-muunnoksen toivottu-20 jen/ei-toivottujen komponenttien suhde on luokka SNR1 = -—- , missä SNR1 on a2[C2 (0) .Cl(k)] 1 25 signaali/kohinasuhde. Kahden eri koodisanan C2 ja Cl väli nen ristikorrelaatio on ideaalisessa tapauksessa luokkaa [1/juuri(N)], missä N on koodisanan pituus. Näin ollen SNR1, koska on luokkaa [ai.juuri(N)/a2] , paranee suhteen al/a2 parantuessa. Koska al:een verrannolliset komponentit 30 on kaikki erotettu S2:sta, myöhempien demodulointien laatu ei riipu ensimmäisen signaalin voimakkuudesta. Toisaalta •« akselia C1(0) pitkin oleva komponentti jää jäljelle, vaikkakin verrannollisena kokoihin a2, a3 jne. eikä al:een, väärien määrien C1(0):aa vähentämisen vuoksi.

30 106166

Toisen signaalin demoduloimiseksi S2 korreloidaan C2(k):n kanssa, jolloin saadaan: r2 (0) - a2 [1-[C2(0) .C1(0)] 1] 5 +a3[C3(0) .C2(0)-[C3(0) .Cl(0)]Cl (0) .C2 (0)]] +.....................

r2 (k) = a2[C2(0) .Cl (0)] [Cl (0) .C2(k)] +a3[C3(0) .C2(k)-[C3(0) .Cl(0)]Cl (0) .C2(2)]] +.....................

10

Signaali/kohinasuhde toiselle demoduloinnille on, mikäli a2 on paljon suurempi kuin a3, suunnilleen yhtä kuin:

SNR2 = --- = luokkaa N

15 [C2(0) .Cl(0)] [Cl(0) .C2 (k) ]

Jos a3 on verrattavissa a2:een, olisi SNR2 sen sijaan luokkaa juuri(N). Vähennettäessä r2(0) kertaa C2(0) S2:sta saadaan modifioitu yhdistetty signaali: 20 S3 = a2[(C2 (0) .Cl(0))JC2 (0) - (C2(0) .Cl(0))Cl (0)] +a3[C3(0)- (C3 (0) .Cl(0)) + (C3 (0) .Cl (0)) (Cl(0) .

C2 (0) ) C2 (0) ] 25 Kun S3 korreloidaan C3(0):n kanssa, toivottu signaalikom-ponentti aproksimoi a3:a, mutta jäännösinterferenssikompo-nentit tulevat pääasiallisesti termistä a2 [C2(0) .Cl(0)] [C2(0) .C3(2)] =a2/N (noin) 30

Interferenssi signaaliin 3 on verrannollinen suurempaan signaaliin a2, ja periaatteessa aiheutuu kahdesta aikaisemmasta vähennyksestä peräisin olevasta jäännöskoodikom-ponentista C1(0). Koska tämä jäännösvirhesignaali pysyy 35 muidenkin signaalien poistojen jälkeen, se on lisääntyvis- 3i 106166 sä määrin yhä hankalampi heikompia signaaleja dekoodatessa .

Esillä oleva keksintö poistaa tämän jaksoittaisten vaiheitten jäännöskomponenttivirheen toisella ortogonali-5 soinnilla, joka määritellään uudelleenortogonalisoinniksi koodisanan C1(0) suhteen. Tämä uudelleenortogonalisointi voidaan suorittaa helposti, koska C1(0) tunnetaan jo ensimmäisestä demoduloinnista.

Cl(0):n suhteen tapahtuneen uudelleenortogonali-10 soinnin jälkeen a2 termi määritellään: a2 [ (C2 (0) .Cl(0)) SC2(0) - <C2 (0) .Cl (0))3C1(0)]

Cl(0) akselia pitkin oleva termi on pienentynyt noin teki-15 jällä N, esim. 42 dB, kun N = 128. Cl(0):ssa olevat amplitudin a3 termit ovat myös pienentyneet ja hallitseva interferenssi on nyt pitkin akselia C2(0).

Kuvio 11 esittää vuokaaviota, jota voidaan käyttää toteuttamaan esillä oleva keksintö käytettäessä kuviossa 20 10 esitetyn laitteiston toimintalohkokaaviota. Yhdistetyn signaalin tulosignaalinäytteet talletetaan tulopuskuriin 68 ja ne vastaanottaa ensimmäinen signaalipoistovaihe 101 suurimman signaalivoimakkuuden signaalin koodatun informaation dekoodaamiseksi ja poistamiseksi. Tuon vahvimman . 25 dekoodattavan signaalin sekoituskoodia 1 käytetään poisse- koittamaan yhdistetty signaali lohkossa 102. Nopea Walsh-muunnos suoritetaan lohkossa 104 ja suurin muunnoskompo-nentti määritetään lohkossa 106. Tuon komponentin indeksi I1 talletetaan ohjaus- ja sekvenssiyksikköön 78 mahdollista 30 käyttöä varten myöhemmässä uudelleenortogonalisointivai-heessa.

•«

Tuon signaalin tultua erotetuksi, jäljelle jäävälle signaalille suoritetaan käänteinen Walsh-muunnos lohkossa 108 ja se uudelleensekoitetaan lohkossa 110 käyttäen samaa 35 sekoituskoodia kuin lohkossa 102. Toinen signaalin poisto- 1 32 106166 vaihe 112 vastaanottaa jäljelle jäävän yhdistetyn signaalin ja toiseksi vahvinta erotettua signaalia vastaava indeksi I2 talletetaan. Joukko muita signaaleja voidaan myös iteratiivisesti poistaa tämän proseduurin mukaan, kunnes 5 ollaan signaalipoistovaihessa J lohkossa 114, jolloin sig-naalipoistovaiheen 1 signaalipoistossa syntynyt jäännös-virhe tulee mahdollisesti ongelmalliseksi. Tässä kohtaa ensimmäinen uudelleenortogonalisointi indeksillä Ix suoritetaan uudelleenortogonalisointivaiheessa 120. Jäljelle 10 jäävä yhdistetty signaali jälleen poissekoitetaan sekoi-tuskoodilla 1 lohkossa 121. Poissekoitetulle signaalille suoritetaan nopea Walsh-muunnos lohkossa 122 ja I2:tä vastaava komponentti asetetaan nollaksi vaiheessa 124. Kuviossa 10 tämä indeksi I2 lähetetään muuntimeen 72 siihen 15 liittyvän sekoituskoodin 1 kanssa. Täten Ix:ssä oleva jään-nösvirhekomponentti, joka syntyi vaiheen 1 signaalin poiston aikana, on helposti tunnistettavissa ja erotettavissa asettamalla komponentti Ix:ssä nollaksi. Jäljelle jääville komponenteille suoritetaan käänteinen nopea Walsh-muunnos 20 lohkossa 126 ja uudelleensekoitus sekoituskoodilla 1 lohkossa 128.

Kun jäännösinterferenssiä eli -virhettä ollaan näin pienennetty, yksi tai useampi lisäsignaali J+l voidaan nyt dekoodata signaalipoistovaiheissa 130, kunnes toisessa . 25 vaiheessa 112 tapahtuvan signaalikoodauksen aiheuttama jäännösvirhe eli -interferenssi tulee ongelmalliseksi. Toinen uudelleenortogonalisointivaihe suoritetaan sitten indeksillä I2 lohkossa 132. Tämä prosessi jatkuu, kunnes kaikki signaalit on tyydyttävästi dekoodattu.

30 Uudelleenortogonalisointia voidaan soveltaa jak- soittain tai ainakin signaali/interf erenssisuhde tulee • t marginaaliseksi tietyn signaalin dekoodaukselle. Esillä olevan keksinnön tarkoitusperiä ajatellen termi jaksoit-taisesti sisältää tilanteen, jossa ainoastaan yksi uudel-35 leenortogonalisointivaihe on tarpeen. Yksi tapa marginaa- m 33 1 06 1 66 lisen signaali/interferenssisuhteen määrittämiseksi on esimerkiksi suurimman korrelaation koon vertaaminen toiseksi suurimman korrelaation kokoon. Jos näiden kahden ero on liian pieni estämään dekoodausvirhe, edellytetään uu-5 delleenortogonalisointia aikaisemmin dekoodatun signaalin suhteen.

Toinen menetelmä esillä olevan keksinnön uudelleen-ortogonalisointiperiaatteiden toteuttamiseksi käyttää hyödyksi seikkaa, että uudelleenortogonalisoinnin koodisanat 10 ovat jo tunnettuja. Kun yhdistetty signaali dekoodataan yhden informaatiosignaalin poistamiseksi, nopea Walsh-muunnos korreloi yhdistettyä signaalia käyttäen kaikkia koodisanoja, esim. kaikkia 128 koodisanaa. Uudelleenorto-gonalisointiprosessi edellyttää, että näytteet korreloi-15 daan ainoastaan yhdellä, aikaisemmin dekoodatulla koodi-sanalla, johon liittyy indeksi, esim. Oletetaan [128, 7] lohkokoodi, puskurinäytteet (S1# S2, ... S128) ja mää rätyn, indeksiä lx vastaavan koodisanan bitit CWx (blf b2, ... b128) , korrelaatio C tuon koodisanan CWj kanssa on 20 C = bjSj^ + b2S2 + . . . + b128S128 128 25 Tuon korrelaation C koko vähennetään puskurinäyt- teistä jättäen näytearvot Sa - biC; S2 - b2C; . . . S128 -b128C puskuriin. Näin ollen näytepuskurissa 68 olevat näytearvot voidaan korreloida käyttämällä yhtä uudelleenortogona-lisointikoodisanaa yksinkertaisesti lisäämällä tai vähen-30 tämällä puskurinäytteet vastaavan koodisanan bittien , kanssa, jakamalla lopputulos koodin pituudella (esim.

128) , mikä yksinkertaisesti on bittisiirto koodin pituuden ollessa kahden potenssi, ja sitten summaamalla tai vähentämällä lopputulos jälleen alkuperäisiin puskurinäyttei-35 siin vastaavien koodisanabittien polariteetin mukaan. Täten uudelleenortogonalisointi voidaan suorittaa ilman no- 9 106166 34 pean Walsh-muunnoksen ja nopean käänteisen Walsh-muunnoksen suorittamista; tarvitsee käyttää vain vähentämistä ja lisäämistä.

Jos edellytetään uudelleenortogonalisointia aikai-5 sempien koodisanojen (esim. CW1, CW2, ...) suhteen ja CW1 ja CW2 eivät ole itse ortogonaalisia, niin tämän menetelmän mukainen uudelleenortogonalisointi ei anna molempiin koodisanoihin nähden ortogonaalista lopputulosta. Toivottu tulos voidaan kuitenkin saavuttaa toistamalla uudelleenor-10 togonalisointi vuoroin CWl:n ja CW2:n kanssa. Käytännössä on epätodennäköistä, että toistoa tarvittaisiin yhden uu-delleenortogonalisointivaiheen sisällä. Pikemminkin lisä-uudelleenortogonalisoinnit noiden samojen koodisanojen kanssa todennäköisesti siirrettäisiin, kunnes on erotettu 15 lisää signaaleja.

Mitä tulee aiemmin kuvattuun kuvion 10 laitteistoon, poissekoittaja 70, ortogonaalimuuntimet 72, estokyt-kimet 80, käänteismuuntimet 82, uudelleensekoittaja 84, neliösummayksikkö 74, vertailuprosessori 76 ja ohjaus- ja 20 sekvenssiyksikkö 78b voidaan toteuttaa rinnakkaisproses- soivalla digitaalisella logiikalla, joka voidaan rakentaa erikoistarkoituksen integroiduksi piiriksi. Alaa tuntevat kuitenkin toteavat, että esillä olevaa keksintöä voidaan harjoittaa käyttämällä yhtä tai useampaa mikroprosessoria, . 25 joissa on ohjelmistot, jotka toteuttavat esillä olevan keksinnön, kuten kuvattiin esimerkiksi kuvioitten 10 ja li suhteen.

Solukkojärjestelmässä liikkuvien radiopuhelimien yhteydessä erilaisia signaaleja lähtee eri liikkuvilta 30 asemilta, jotka sijaitsevat eri etäisyyksillä tukiasemas- ta. Tämän vuoksi yhteen signaaliin liittyvät koodisanojen moninkertaiset purskeet eivät välttämättä ole aikakohdis-tettuja vastaanottimessa. Tämä aikakohdistuksen epämääräisyys voidaan voittaa, jos kunkin dekoodausvaiheen jälkeen 35 yhdistetyssä signaalissa olevat jäännössignaalit muunne- * · 35 106166 taan takaisin näytteiden sarjamuotoiseksi virraksi. Ennen uuden seuraavan signaalin prosessointia tuo näytteiden sarjamuotoinen virta yhdistetään uuden signaalinäytteen kanssa ja muunnetaan rinnakkaismuotoon käyttämällä seuraa-5 valle signaalille soveltuvaa lohkoajoitusta. Nämä tehtävät voidaan täysin suorittaa sopivilla osoite- ja datakäsitte-lyillä digitaalisessa signaaliprosessointilohkossa olevan puskurimuistin sisällä.

Tyypillinen etenemistie liikkuvien radiopuhelimien 10 ja tukiaseman vastaanottimen välillä ei suinkaan muodostu ainoastaan lyhimmästä, suoraviivaisesta tiestä, vaan joukosta viivästyneitä teitä tai kaiuista, jotka johtuvat vuorista, korkeista rakennuksista jne. Monissa tiiviissä kaupunkiympäristöissä etenemistie voi muodostua pelkästään 15 kaiuista. Suoraa kulkutietä, jos sellaista on, voi olla liian vaikea tunnistaa. Jos kokonaisviive etenemisteiden välillä on pieni verrattuna signaalin kaistanleveyden käänteisarvoon, tapahtuu häipymistä, koska monitiet summautuvat joskus konstruktiivisesti ja joskus destruktiivi-20 sesti. Signaali voidaan kuitenkin demoduloida onnistuneesti olettamalla, että esiintyy vain yksi aalto. Toisaalta signaalia, jolla on kulkutieviiveitä, jotka ovat suuria verrattuna kaistanleveyden käänteisarvoon (l/kaistanleveys Hertzeinä), täytyy käsitellä ensiö- ja toisioaallon avul-· 25 la. Yleensä on kuitenkin mahdollista ilmaista kokonaissig- naali summana äärellisenä lukumääränä kulkuteitä, joita on viivästetty bittijakson monikerroilla. Kuhunkin kulkutiehen vaikuttaa riippumaton amplitudihäipyminen ja vaihe-kierto, jotka aiheutuvat bittijakson murto-osan viiveistä. 30 Tämän tilanteen kompensoimiseksi esillä oleva kek sintö käyttää tavanomaista dekooderityyppiä, joka tunnetaan RAKE-vastaanottimena, informaation kokoamiseksi useilta bittijakson verran viivästetyiltä kulkuteiltä. RAKE-vastaanotin korreloi poislevityskoodin tämän hetkis-35 ten signaalinäytteiden kanssa sekä yhden bittijakson ver- 36 1 06 1 66 ran viivästettyjen bittijaksojen kanssa, kaksi bittijaksoa viivästettyjen signaalinäytteiden kanssa jne., ja yhdistää korrelaatiotulokset ennen signaali informaatiosisällön määrittämistä.

5 Tilanteissa, jossa kaiut saattavat suoraa radioaal toa, yhdistetyn signaalin limittäisiä kopioita voidaan vastaanottaa ja viivästää yhdellä tai useammalla bittijak-solla. Esillä olevan keksinnön uudelleenortogonalisointi-prosessi ei ainoastaan poista näiden kaikujen energiaa 10 vaan myös käyttää tuon kaiun energiaa yhdistetyn signaalin dekoodauksessa. Ylimääräinen lukumäärä näytteitä, suurempi kuin N, kerätään puskuriin 68. Esimerkiksi N voi olla 128 ja dN voi olla 5. Ylimääräinen lukumäärä näytteitä dN valitaan siten, että dN bittijaksoa kattaa odotetun viiväs-15 tyneitten kaikujen alueen. Nopea Walsh-muunnos suoritetaan (N+dN):n näytteen dN siirrolle puskurissa 128 ja saatavat muunnoskomponentit talletetaan N.*ään yksittäiseen neliö-summarekisteriin 74, jotta määritettäisiin suurimman neliösumman komponentin indeksi. Sopiva estokytkin 80 estää 20 suurimman komponentin; käänteismuunnin 82 ja uudelleense-koittaja aktivoidaan; ja uudelleensekoitettu lähtö kierrätetään puskuriin 68. Puskurin 68 sisältöä siirretään taaksepäin ja vähentävä demodulointiprosessi toistetaan kullekin dN siirrolle. Ohjaus- ja sekvenssiyksikkö 78 määrittää 25 kullekin siirrolle, tulisiko suorittaa kaiunpoistoproses-si. Esimerkiksi kaiunpoistoprosessi voidaan suorittaa vain siirroille 1, 3 ja 5, koska sekvenssiyksikkö 78 määrittää, että noilla siirroilla ei esiinny merkittävää kaikuener-giaa. Tähän prosessiin voidaan käyttää epäkoherenttia 30 RAKE-dekooderia, kun merkittävät kaikusiirtymät tunnistetaan nollasta poikkeavista RAKE-väliotoista.

Kun eri (N+dN) puskurinäytteen eri siirtymiä vastaavat kaiut erotetaan yhdistetystä signaalista uudelleen-ortogonalisointia käyttämällä, kaikusignaalit erotetaan 35 kernaasti signaalivoimakkuusjärjestyksessä. Kaiku, jolla 37 1 06 1 66 on suurin signaalivoimakkuus, erotetaan ensiksi ja sitten kaiut pienenevät voimakkuuden järjestyksessä. Tällä tavoin voimakkaampien kaikusignaalien vaikutus poistuu ja heikommat informaatiosignaalit, joihin aiheutuu interferenssiä 5 voimakkaista kaiuista, voidaan helpommin dekoodata.

Tulosignaalin viivästettyjä versioita prosessoidaan nopeassa Walsh-muunnosdekooderissa 72 ja Walsh-spektrit summataan ennen suurimman Walsh-komponentin määrittämistä. Walsh-spektrit voidaan lisätä joko epäkoherentisti, pai-10 notuksella tai ilman painotusta, tai koherentisti sopivalla suhteellisella vaihekierrolla ja painotuksella. Kummassakin tapauksessa nopeat Walsh-muunnokset suoritetaan signaalin sekä reaali- että imaginaarivektorikomponenteille, kuten aiemmin kuvattiin, jolloin saadaan Walsh-spektrin 15 reaali- ja imaginaarikomponentit. Epäkoherentissa summauksessa ainoastaan vastaavien kompleksisten Walsh-spektri-komponenttien koot summataan ja painotetaan ennen suurimpien komponenttien määrittämistä. Koherentissa summauksessa aikaisempaa tietoa signaaliteiden välisestä suhteelli-20 sesta vaihesiirrosta käytetään vaihekohdistamaan vastaavat Walsh-komponentit ennen summausta.

Vaihekohdistus suoritetaan kompleksikertolaskulla, joka voi samanaikaisesti sisältää amplitudipainotuksen.

Jos kulkutien vaihesiirto tunnetaan lähettämällä alunperin ·· 25 tunnetut signaali, esimerkiksi tuota vaihesiirtoa voidaan käyttää kiertämään vastaavia Walsh-komponentteja, kunnes ne on kohdistettu yhdelle akselille ja määritetään Walsh-komponentti, jolla on suurin arvo tällä akselilla. Tämä tekniikka pienentää epäkoherenttien interferenssisignaa-30 lien vaikutusta 3 dB:llä keskimäärin, antaen 2:1 ylimääräisen kapasiteettilisäyksen. Edelleen, koska vain kompleksin Walsh-spektrin dekoodattuun signaaliin liittyvä komponentti (reaalinen tai imaginaarinen) erotetaan dekoodauksen jälkeen, muiden signaalien kokema korrelatiivinen 35 häviö pienenee myös. Esimerkiksi signaaliteiden absoluut- 38 106166 tinen vaihesiirto voidaan jäljittää prosessoimalla toivottuun signaaliin liittyvien Walsh-komponenttien todellisia vaihesiirtoja digitaalisessa vaiheseurantasilmukassa.

Samalla tavoin kuin eri signaaliteillä olevaa ener-5 giaa voidaan käyttää yhdistämällä usean poislevityskorre-laation tulokset, eri antenneihin saapuvat signaalit voidaan yhdistää hajautetun vastaanottojärjestelmän muodostamiseksi . Jos antenniryhmä kytketään korreloivien vastaanottimien ryhmään suuntaverkossa, tietyssä vastaanottimessa 10 voidaan antaa etusija signaaleille, jotka tulevat tietyistä suunnista. Esimerkiksi eräässä vastaanotinryhmässä poh-joissuunnasta tulevalla signaalilla SI voi olla suurin signaalivoimakkuus, koska tuolle vastaanottimella annettu suunta-antenni osoittaa pohjoiseen. Vastaanottimessa, jo-15 hon liittyy etelään osoittava suunta, signaalin SI voimakkuus pienenee ja toinen signaali S2 esiintyy suurimpana. Näin ollen signaalien demodulointi- ja poistojärjestys voi erota kahdessa tai useammassa vastaanottimessa ja sama signaali voidaan demoduloida eri kohdassa signaalivoimak-20 kuudella priorisoidussa sekvenssissä ja erilaisten jäljellä olevien interferenssisignaalien läsnä ollessa. On selvää, että tällaisten moninkertaisesti hajautettujen demo-dulointien lopputulokset voidaan yhdistää usealla eri tavalla, jotka ovat ilmeisiä alaa tunteville, lisäetujen 25 saavuttamiseksi.

Vaikka onkin kuvattu ja havainnollistettu esillä olevan keksinnön tietty toteutus, on ymmärrettävä, että keksintö ei rajoitu siihen, sillä alaa tuntevat voivat tehdä modifikaatioita. Esillä oleva hakemus kattaa minkä 30 tahansa ja kaikki modifikaatiot, jotka tulevat tässä se lostetun ja vaaditun keksinnön hengen ja suoja-alueen piiriin.

Claims (38)

39 106166

1. Menetelmä, jolla dekoodataan yhdistetty signaali, jossa on limittäisiä, koodattuja signaaleja, t u n - 5. e t t u siitä, että (a) toistuvasti korreloidaan yhdistettyä signaalia koodisanojen sarjalla ja synnytetään kullekin korrelaatiolle joukko korrelaatiosignaaleja; (b) erotetaan suurinta korrelaatiosignaalia vastaa-10 va koodattu signaali yhdistetystä signaalista, kun suurimmalla korrelaatiolla on yhteen korreloiduista koodisanoista liittyvä osoite; (c) jaksoittaisesti uudelleenkorreloidaan yhdistetyn signaalin jäljelle jäänyttä osaa koodisanoilla; ja 15 (d) poistetaan jäljelle jääneestä yhdistetystä sig naalista mikä tahansa korrelaatiosignaali, joka vastaa ainakin yhteen vaiheessa (a) korreloituun koodisanaan liittyvää osoitetta.

2. Patenttivaatimuksen l mukainen menetelmä, t u n-20 n e t t u siitä, että korrelaatiovaihe sisältää orto- gonaalimuunnoksen.

3. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että koodatut signaalit ovat kompleksi-vektoreita, joilla on reaali- ja imaginaarikomponentit, · 25 kun sekä reaali- että imaginaarikomponentit korreloidaan korrelointivaiheessa (a).

4. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että koodatut signaalit erotetaan suhteellisten signaalivoimakkuuksiensa perusteella.

5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, t u n- *· n e t t u siitä, että ainakin yksi koodisana vastaa koo dattua signaalia, joka alunperin erotettiin vaiheessa (b) .

6. Järjestelmä, jolla dekoodataan yhdistetty signaali, jossa on limittäisiä, koodattuja signaaleja, t u n-35 n e t t u siitä, että järjestelmä sisältää: 40 106166 välineet (72a, 72b), joilla toistuvasti suoritetaan ortogonaalimuunnoksia yhdistetylle signaalille sarjalla koodisanoja ja synnytetään kullekin muunnokselle joukko muunnoskomponentteja, kunkin muunnoskomponentin liittyessä 5 koodisanaan ja indeksiin; välineet (76), joilla toistuvasti erotetaan suurinta komponenttia vastaava koodattu signaali yhdistetystä signaalista; välineet, joilla jaksoittain suoritetaan koodisa- 10 noilla ainakin yksi ortogonaalimuunnos yhdistetyn signaa lin jäljelle jäävälle osalle; ja välineet, joilla poistetaan mikä tahansa muunnos-komponentti, joka vastaa ainakin yhteen edelliseen koodisanaan liittyvää indeksiä.

7. Patenttivaatimuksen 1 tai 6 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että ortogonaalimuunnokset ovat Walsh-Hadamard-muunnoksia.

8. Patenttivaatimuksen 1 tai 6 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että ortogonaalimuunnokset 20 ovat Fourier-muunnoksia.

9. Patenttivaatimuksen 6 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että erotusvälineet erottavat koodatut signaalit suhteellisten signaalivoimakkuuksien perusteella .

10. Patenttivaatimuksen 9 mukainen menetelmä, * ·« * tunnettu siitä, että ainakin yksi edellinen koodi-sana vastaa koodattua signaalia, jonka erotusvälineet ensiksi erottivat.

11. Menetelmä, jolla dekoodataan yhdistetty signaa- 30 li, jossa on limittäisiä, koodattuja signaaleja, t u n -*1 n e t t u siitä, että (a) toistuvasti suoritetaan ortogonaalimuunnoksia yhdistetylle signaalille joukolla koodisanoja ja synnytetään kullekin muunnokselle joukko muunnoskomponentteja 41 106166 kunkin muunnoskomponentin liittyessä koodisanaan ja indeksiin; (b) toistuvasti erotetaan suurinta komponenttia vastaava koodattu signaali yhdistetystä signaalista; 5 (c) jaksoittain suoritetaan koodisanoilla ainakin yksi ortogonaalimuunnos yhdistetyn signaalin jäljelle jäävälle osalle; ja (d) poistetaan mikä tahansa muunnoskomponentti, joka vastaa ainakin yhtä aikaisemmin erotettuun koodattuun 10 signaaliin liittyvää indeksiä.

12. Patenttivaatimuksen 11 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että suorittava vaihe (a) sisältää : (e) poissekoitetaan yhdistetty signaali käyttämällä 15 sekoituskoodia, joka liittyy dekoodattavaan koodattuun signaaliin; (f) muunnetaan vaiheessa (e) poissekoitettu signaali koodisanojen joukon perusteella ja synnytetään joukko muunnoskomponenttej a.

13. Patenttivaatimuksen 12 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että erotusvaihe (b) sisältää: (g) määritetään muunnoskomponentti, jolla on suurin koko, dekoodatuksi signaaliksi; (h) poistetaan dekoodattu signaali yhdistetystä • 25 signaalista; (i) käänteismuunnetaan jäljelle jääneet komponentit; (j) uudelleensekoitetaan käänteismuunnettu yhdistetty signaali vaiheessa (e) käytetyllä sekoituskoodilla; 30 ja (k) valitaan seuraava sekoituskoodi.

14. Patenttivaatimuksen 13 mukainen menetelmä, jossa lisäksi: (l) järjestetään sekoituskoodit kuhunkin koodiin 35 liittyvän koodatun signaalin signaalivoimakkuuden mukaan, 42 106166 tunnettu siitä, että valitsemisvaihe (k) sisältää seuraavan sekoituskoodin valinnan sen suhteellisen järjestyksen perusteella.

15 Walsh-Hadamard-muunnoksen komponentin asettamisen nollaan ja sisältää lisäksi käänteisen Walsh-Hadamard-muunnoksen suorittamisen.

15. Patenttivaatimuksen 14 mukainen menetelmä, 5 tunnettu siitä, että järjestävä vaihe (1) sisäl tää: (n) ennustetaan järjestys koodattujen signaalien signaalivoimakkuuksien äskettäisen historian perusteella.

16. Patenttivaatimuksen 13 mukainen menetelmä, 10 tunnettu siitä, että suorittava vaihe (c) sisäl tää : (o) poissekoitetaan jäljelle jäänyt yhdistetty signaali käyttämällä sekoituskoodia, joka liittyy aikaisemmin erotettuun koodattuun signaaliin, ja 15 (p) muunnetaan vaiheessa (o) poissekoitettu signaa li koodisanoja käyttämällä ja synnyttäen joukko muunnos-komponenttej a.

17. Patenttivaatimuksen 16 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että poistava vaihe (d) sisältää: 20 (q) asetetaan nollaksi mikä tahansa liittyvää in deksiä vastaava muunnoskomponentti; (r) käänteismuunnetaan jäljelle jäävät muunnoskom-ponentit; (s) uudelleensekoitetaan vaiheessa (r) syntynyt ·· 25 käänteismuunnettu yhdistetty signaali vaiheessa (o) käyte tyllä sekoituskoodilla.

18. Patenttivaatimuksen 16 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että vaiheessa (o) käytettävä se-koituskoodi valitaan koodattujen signaalien suhteellisten 30 signaalivoimakkuuksien perusteella.

*·' 19. Patenttivaatimuksen 18 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että vaiheen (o) sekoituskoodi on sekoituskoodi, joka liittyy suurimman signaalivoimakkuuden koodattuun signaaliin. 43 1 06 1 66

20. Patenttivaatimuksen 13 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että (t) kerätään joukko näytteitä yhdistetystä signaalista; 5 (u) yhdistetään näytteet algebrallisesti; (v) jaetaan vaiheesta (u) saatava yhdistelmä näytteiden lukumäärällä osamäärän aikaansaamiseksi; ja (w) algebrallisesti yhdistetään osamäärä näytteiden kanssa käyttäen vaiheessa (u) seurattua yhdistämisproses- 10 siä.

21. Järjestelmä, jolla dekoodataan yhdistetty signaali, jossa on limittäisiä, koodattuja signaaleja, tunnettu siitä, että järjestelmä sisältää joukon signaalierotusasteita (40, 40'), kun kussa-15 kin asteessa on välineet, joilla vastaanotetaan yhdistetty signaali ja sarja koodisanoja, ja välineet, joilla erotetaan yhdistetystä signaalista yhteen noista koodisanoista liittyvä koodattu signaali, ja ainakin yksi signaalipoistoaste (29), jossa on vä-20 lineet, joilla poistetaan yhdistetyn signaalin jäljelle jääneestä osasta jäännössignaali, joka liittyy yhteen ero-tusvälineiden aiemmin erottamista koodatuista signaaleista .

22. Patenttivaatimuksen 21 mukainen järjestelmä, > 25 tunnettu siitä, että poistoaste sisältää joukon poistoasteita kunkin poistoasteen poistaessa jäännossig-naaleja, jotka liittyvät eri signaaleihin aikaisemmin erotetuista koodatuista signaaleista.

23. Patenttivaatimuksen 21 mukainen järjestelmä, 30 tunnettu siitä, että kukin signaalin erotusaste sisältää lisäksi: ensimmäiset välineet (70), joilla poissekoitetaan yhdistetty signaali käyttäen dekoodattavaan koodattuun signaaliin liittyvää sekoituskoodia; „ 106166 ensimmäiset välineet (72a, 72b), joilla muunnetaan poissekoitettu signaali ja synnytetään joukko muunnoskom-ponentteja siten, että kullakin komponentilla on siihen liittyvä koodisana; ja 5 ensimmäiset välineet, joilla lähetetään yhdistetyn signaalin jäljelle jäänyt osa seuraavaan erotusasteeseen.

24. Patenttivaatimuksen 23 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että erotusvälineet sisältävät: välineet (76) , joilla määritetään muunnoskomponent-10 ti, jolla on suurin koko, dekoodatuksi signaaliksi; välineet (80), joilla poistetaan dekoodattu signaali; ensimmäiset välineet (82a, 82b), joilla käänteis-muunnetaan jäljelle jääneet muunnoskomponentit; ja 15 ensimmäiset välineet (84), joilla uudelleensekoite- taan käänteismuunnetut signaalit jäljelle jääneen yhdistetyn signaalin synnyttämiseksi liittyvää sekoituskoodia käyttäen.

25. Patenttivaatimuksen 24 mukainen järjestelmä, 20 tunnettu siitä, että poistoaste sisältää: toiset välineet, joilla poissekoitetaan jäljelle jäänyt yhdistetty signaali käyttäen aikaisempaa sekoitus-koodia, joka liittyy koodattuun signaalin, joka aiemmin poistettiin aikaisemmassa sekoitusasteessa; ·· 25 toiset välineet, joilla muunnetaan toisista poisse- koitusvälineistä vastaanotettu poissekoitettu signaali koodisanojen perusteella ja synnytetään joukko toisia muunnoskomponenttej a,· välineet, joilla asetetaan nollaksi mikä tahansa 30 toinen muunnoskomponenttisignaali, joka vastaa aikaisemmin .· erotettuun signaaliin liittyvää koodisanaa; toiset välineet, joilla käänteismuunnetaan jäljelle jääneet muunnoskomponentit; 45 106166 toiset välineet, joilla uudelleensekoitetaan toisista käänteismuunnosvälineistä vastaanotetut signaalit jäljelle jääneen yhdistetyn signaalin synnyttämiseksi; ja välineet, joilla uudelleensekoitettu yhdistetty 5 signaali lähetetään seuraavaan signaalierotusasteeseen.

26. Patenttivaatimuksen 25 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että sekoituskoodit valitaan perustuen liittyvän koodatun signaalin signaalivoimakkuuteen suhteessa kaikkien yhdistetyssä signaalissa olevien koo- 10 dattujen signaalien signaalivoimakkuuteen.

27. Patenttivaatimuksen 26 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että aikaisempaan dekoodattuun signaaliin, jolla on suurin signaalivoimakkuus, liittyvä sekoituskoodi valitaan toisilla poissekoitusvälineillä.

28. Patenttivaatimuksen 21 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että kukin signaalierotusvaihe erottaa koodattuja signaaleja peräkkäisesti suhteellisen signaalivoimakkuuden perusteella siten, että ensimmäinen erotusaste erottaa voimakkaimman koodatun signaalin.

29. Menetelmä, jolla dekoodataan yhdistetty signaa li, jossa on limittäisiä, koodattuja signaaleja ja aika-viivästyneitä kaikuja ainakin joistain koodatuista signaaleista, tunnettu siitä, että (a) korreloidaan koodisanojen sarja yhdistetyn sig- ··< 25 naalin usean aika-siirretyn version kanssa ja synnytetään ryhmä korrelaatiota kullekin aika-siirretylle yhdistetylle signaalille; (b) yhdistetään kaikki aika-siirrettyjen yhdistettyjen signaalien korrelaatioryhmät korrelaatioden yhdiste- 30 tyn ryhmän aikaansaamiseksi; ·· (c) määritetään koodisana, joka vastaa suurinta korrelaatiota tuossa yhdistetyssä ryhmässä; ja (d) vähennetään määritetty koodisana ainakin yhdestä aika-siirretystä yhdistetystä signaalista. 4 6 106166

30. Patenttivaatimuksen 29 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että yhdistämisvaihe (b) sisältää kunkin korrelaatioryhmän vastaavien arvojen neliöityjen kokojen summauksen.

31. Patenttivaatimuksen 29 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että yhdistämisvaihe (b) sisältää kunkin korrelaatioryhmän vastaavien arvojen painotuksen ja summauksen käyttäen kuhunkin aika-siirrettyyn yhdistettyyn signaaliin liittyvää kompleksista painotustekijää.

32. Patenttivaatimuksen 29 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että korrelointivaihe (a) suoritetaan Walsh-Hadamard-muunnoksia käyttämällä.

33. Patenttivaatimuksen 32 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että vähentämisvaihe (d) sisältää

34. Patenttivaatimuksen 29 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että vähentämisvaihe (d) suorite- 20 taan kullekin aikasiirretylle yhdistetylle signaalille niiden vastaavista signaalivoimakkuuksista riippuvassa j ärj estyksessä.

35. Patenttivaatimuksen 34 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että järjestys on korrelaation 25 koon laskeva järjestys kussakin korrelaatioryhmässä vastaten vaiheessa (c) määritettyä koodisanaa.

36. Patenttivaatimuksen 35 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että korrelaatioryhmä, joka vastaa alhaisemman korrelaatiokoon aikasiirrettyä yhdistettyä 30 signaalia, lasketaan uudelleen sen jälkeen kun vähentämisvaihe (d) on suoritettu korkeamman korrelaatiokoon aikasiirretylle yhdistetylle signaalille.

37. Patenttivaatimuksen 33 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ennen korrelointivaihetta (a) 47 106166 yhdistetty signaali poissekoitetaan dekoodattavaa signaalia vastaavalla sekoituskoodilla.

38. Patenttivaatimuksen 37 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että käänteismuunnettu signaali 5 uudelleensekoitetaan käyttäen sekoituskoodia. • · • « • · 48 106166