JPH06504171A - Ｃｄｍａサブトラクティブ復調 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ＣＤ　Ｍ　Ａサブ１〜ラクティブ復調 発明の分野 本発明はセルラー無線電話通信システムに使用される符号分割多元接続（ＣＤＭ Ａ）通信技術に関し、特にサブトラクソヨンプロセス中に生しる残留干渉を補償 する多数のＣＤ　ＭＡ信号の連続信号引き取りに基つく改良型ＣＩＩ・ＩＡ復調 方式に関する。

発明の背景 米国および他の諸国においてセルラー電話産業はその商業的運用において飛くへ き進展をみせている。大都市圏における進展は予想を遥かに超えシステム容量を 凌駕している。この傾向か続くと、最も小さな市場にも間もなく急速な進展の影 響か及ぶものと思われる。高品質のサーヒスを維持し価格上昇を回避するたけで なく容量増大のニーズに応えるためには革新的な解決方法が必要とさ第１る。

世界中で、セルラージステノロの一つの重要なステップはアナログ伝送からデジ タル伝送への変化である。次世代セルラー技術を実現するための有効なデジタル 伝送方式を選択することも重要なことである。さらに、次世代デノタルセルラー システムインフラストラクチュアおよびセルラー周波数を使用したセルラーキャ リアにより、（快適に携行できて家庭、事務所、街路、車内等て受発呼するのに 使用される低コスト、ポケットサイズ、コードレス電話器を使用した）第一世代 パーソナル通信網（ＰＣＮ）か提供されるものと広く信しられている。これらの 新システムに要求される重要な特徴はトラフィック容量の増大である。

現在、チャネルアクセスは周波数分割多元接続（ＦＤＭ　Ａ　’）法および時分 割多元接続（ＴＤＭＡ）法によって行われている。第１　（ａ）図に示すように 、ＦＤＭＡの場合には、通信チャネルは信号の伝送電力か集中する単一無線周波 数帯である。隣接チャネルとの干渉は特定周波数帯内の信号エネルギーだけを通 す帯域フィルタを使用して制限される。したかって、各チャネルに異なる周波数 か割り当てられていると、システム容量はチャネル再使用による制限たけてなく 利用可能周波数によっても制限される。

Ｔ　Ｄ　Ｍ　Ａ方式の場合には、第１（ｂ）図に示すように、チャネルは同じ周 波数に対する周期的時間間隔系列内のタイムスロットにより構成される。タイム スロツ１への各期間はフレームと呼はれる。所与の信号のエネルギーはこれらの タイムスロツ１への一つに閉し込められる。隣接チャネル干渉は適切な時間に受 信される信号エネルギーだけを通すタイムゲートや他の同期化素子を使用して制 限される。したかって、さまさまな相対信号強度レベルによる干渉問題か緩和さ れる。

ＴＤＭＡ方式における容量は送信信号を短し）タイムス日ソ１〜へ［Ｌ縮するこ とにより増大される。その結果、１青報は速いハーストシ・−トて送信しなけれ ばならず占有スペクトル量か比例的に増大することになる。

Ｆ　Ｄ　Ｍ　ＡもしくはＴＤＭＡ方式もしくは）λイブリ・ソドＦ　Ｄ　ＭΔ／ 　Ｔ　Ｄ　Ｍ　Ａ方式の場合、２つの潜在的な干渉信号か同し周波数を同時に占 有しないことか目標とさオｌる。

これに対して、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）の場合（：ｌ：は、第１（Ｃ）図 に示すように、信号の時間および周）度数は重畳する、二とかできる。したかっ て、全てのＣＤＭＡ信Ｓ）か同し周波数スペクトルを共有してし）る。周波数も しくは時間領域において、多元接続信号は互（１（二重前しているように見える 。

原則的に、送信すべき生成源情報データ流、例えは音声、は擬似ラングＩ、符号 発生器から発生される遥か（こヒ′シトレートの高いデータ流へ印加される。高 じ・シトレート符号化信号と低ヒツトレートデータ情報流のこの結合は情報デー タ流ｋＴ号の符号化すなわち拡散と呼はれる。

各情報データ’ＬＡｆＬすなわちチャネルには一意的な拡散符号か割り（１けら れる。複数の符号化情報信号か変調さ第１て無線周波搬送波により送信される。

多数の符号化信号の合成信号か受信機により受信される。各符号化信号は雑ｔ） 関連信号たけてなく他の全ての符号化信号と周波数および時間か重畳している。

合成信号は復調され選定された拡散信号と相関される。符号相関により対応する エラー符号化信号か分離復号される。

ＣＤＭＡ通信技術にはいくつかの利点かある。改善さ第１た符号化利得／変調密 度、音声アクティビティゲーティング、セクター化および各セル内ての同じスペ クトルの再使用等の広帯域ＣＤ　Ｍ　Ａ方式の性質によりＣＤＭＡヘースセルラ ーシステムの容量限界は既存のアナログ技術の２０倍までも提起されている。Ｃ ＤＭＡにはマルチパス干渉はほとんど無く、フェージングや空電妨害か解消され て都市圏での性能か向上する。高ビットレート復号器による音声のＣＤ　Ｍ　Ａ 送信により優れた実現的な音声品質か保証される。また、ＣＤＭＡにより可変デ ータレートか提供されさまさまな階級の音声品質を提供することかできる。ＣＤ ＭＡのスクランブル信号フォーマットによりクロスト−りか完全に解消され呼の 盗聴や追跡か非常に困難かつ高コストとなって、呼者のプライバシーが一層保証 さね放送時間のごまかしか少くなる。

ＣＤＭＡには多くの利点かあるか、従来のＣＤＭＡ方式の容量は復号プロセスに より制約される。あまりにも多くのユーザ通信の時間および周波数か重畳するた め、正しい情報信号を適切なユーザと相関させるタスクか複雑となる。ＣＤＭＡ の実際の実現では、本質的に背景雑音たけてなく他の重畳信号による干渉の測定 値である信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）により容量か制限される。したかって、解決す べき問題はシステム容量を増大ししかも適切な信号対雑音比を維持して信号の復 号を効率的かつ正確に実施できるようにすることである。

発明の要約 本発明では披復ｊ＋信号に対応する一意的符号を合成１３号ど相関することによ り受信合成信号内の他の多くの重畳符シ予化信シ）に埋め込まれた符号化情報信 号か最適（こ復号される。各符号色情ｆｌＪ信号は復号された後で合成（ｉ号か ら除去される。その結果、受信合成信号内の他の情報４ｉｔ　％のその後の相関 はより少い干渉、したかつてより高い精度、て行うことかできる。

ザー〕用・ラクティブ復調技術は情報信号の信号強度か最強のものから最弱のも のへ順次合成信号を復号することにより改善される。すなわち、最強信号か相関 され最初に除去される。したか−って、弱い信号の復号／相関中（＝合成信号内 に存在する最強情報により生じる干渉力１排除される。このようにして、最弱信 号でも正確（こ復号される機会か著しく改善される。

実施例において、合成信号は１組の符号語による反復直交変換を使用して復号さ れ符号語を付随する複数の変換成分を発生する。最大変換成分に対応する符号化 情報信号か合成付すから抽出される。反復プロセス中に、前の変換にかかオ）る 少くとも一つの符号語を使用して合成信号の残部に対して周期的直交変換か行わ れる。前の符））語に付随するインデクスに対応する任意の変換成分を解消して ｎｉｒの変換プロセスで発生されるはずの残留干渉号から信号エコーを除去する のにも使用される。

図面の簡単な説明 次に、単なる例として、添付図に示す本発明の実施例に関して本発明の詳細説明 を行い、ここに、第１　（ａ）図〜第１（Ｃ）図はさまざまな多元接続技術を使 用したアクセスチャネルのグラフ、 第２図はＣＤ　Ｍ　Ａ信号の発生方法を示す一連のグラフ、第３図および第４図 はＣＤＭＡ信号の復号方法を示す一連のグラフ、 第５図は本発明によるＣＤＭＡサブトラクティブ復調を示す一連のグラフ、 第６図はＣＤＭＡ送受信機の機能図、 第７図は本発明によるＣＤＭＡサブトラクティブ復調機の機能図、 第８図は第７図に示す信号強度ブロモ・ノサの機能図、第９図は従来のＣＤ　Ｍ 　Ａと本発明によるサブトラクティブＣＤＭＡとの信号対雑音比を比較するグラ フ、第１０図は本発明により残留雑音を解消するＣＤＭＡサブトラクティブ復調 器の機能図、 第１Ｉ図は本発明により残留干渉を除去するプロセス可搬型すなわち移動無線電 話および／もしくはノ々−ソナル通信網を含むセルラー通信システムについて以 下の説明を行うか、同業者ならは本発明を他の通信応用にも適用できることかお 判りと思う。

次に、代表的なＣＤ　Ｍ　Ａ方式に含まれる符号化および復号化プロセスの波形 例を示す第２図〜第４図の信号グラフに関して本発明の説明を行う。第２図〜第 ４図に示す同し波形を使用して、従来のＣＤＭＡに対して改善された本発明の性 能を第５図に示す。

第２図に信号グラフ（ａ）および（ｂ）として示す２つの異なるデータ流は２つ の別々の通信チャネルを介して通信されるデジタル化情報を表わしている。信号 ｌは信号グラフ（ｂ’）に示す信号ｌに対して一意的な高ビットレート、デジタ ル符号を使用して変調される。本発明の目的に対して、“ヒツト”という用語は 情報信号の１デジツトのことである。“ヒッ！−期間“という用語はビット信号 の開始から終了までの期間のことである。“チップ”という用語は高レート符号 化信号のｌデジットのことである。したかって、チップ期間とはチップ信号の開 始から終了までの期間のことである。当然ヒソＩ・期間はチップ期間よりも遥か に大きい。本質的に２つの信号波形の積であるこの変調結束を信号グラフ（Ｃ） に示す。プール表現では、２つの２進波形の変調は本質的に排他的ＯＲ演算とな る。信号グラフ（ｄ）〜（ｆ）に示すように、同様な一連の演算か信号２に対し て実施される。もちろん、実際には、セルラー電話通信に使用できる周波数スペ クトルに対して２つよりも遥かに多くの符号化情報信号が拡散さ第１る。

各符号化信号は４相位相変調（Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ　：　ｑｕａｄｒａｔｕｒｅＰ　 Ｓ　Ｋ　）等のいくつかの変調技術の中の一つを使用してＲＦキャリアを変調す るのに使用される。変調された各キャリアはエアインターフェイスを介して送信 される。

セルラー基地局等の無線受信機において、割り当てられた周波数帯域内で重畳す る全信号が一緒に受信される。

第３図の信号グラフ（ａ）〜（Ｃ）に示すように、個別に符号化された信号を加 えて合成信号波形が形成される。

受信信号を適切なベースバンド周波数へ復調した後で、合成信号の復号か行われ る。信号グラフ（ｄ）に示すように、（ｉ号グラフ（Ｃ）の受信合成信号に元々 信号１の変調に使用した一意的符号を乗じることにより信号ｌを復号もしくは逆 拡散することができる。こうして得られる信号を分析して１３号の各情報ヒツト 期間の極性（ハイもしくはロー、＋１もしくは−１、“ｌ”もしくは“０”）か 判定される。

これらの１：す定はｌビット期間中にチップ極性の平均をとるかもしくは多数決 により行うことかできる。信号の曖昧さか無い限りこのような“硬判定”プロセ スは容認される。例えは、信号グラフ（ｆ）の第１のビット期間中に、平均しッ ト値は＋０．６７であり容易にビット極性＋１を示している。同様に、それに続 くビット期間中に平均チップ値は−１，３３となる。その結果、ビット極性は− １てあった可能性が高い。最後に、第３のヒツト期間しかしながら、平均かセロ であれば常に多数決や平均テス１−て容認てきる極性値を得ることはてきない。

曖昧な状況では、“軟籾定”プロセスを使用してヒソ１〜極性を決定しなけれは ならない。例えば１情報ピツ１〜に対］忘する数チップ期間にわたって、逆拡散 後に受信する信号に比例するアナログＫｆＥを積分することかできる。

正味の積分結果の符号すなわち極性はヒツト値が＋１もしくは−ｌであることを 示している。

信号Ｉと同様な信号２の復号を第４図に１８号グラフ（ａ）〜（ｄ）に示す。復 号の後では、曖昧なヒント極性状況はない。

理論的には、この復号方式を使用して合成信号を構成する各１１１号を復号する ことかできる。理想的には、デジタル拡散符号かイζ要信号と直交しておれは不 要な干渉信号の寄与度は最少限となる。ヒツトのちょうと半分が異っておれは２ つの符号は直交している。残念ながら、有限語長にはある数の直交コードしか存 在しない。もう一つの問題点は２つの信号間の相対時間一致か厳密に維持される 場合しか直交性を維持てきないことである。セルラーシステム号のように可搬型 無線装置か絶えず移動する通信環境では、時間一致を達成するのは困難である。

符号直交性か保証されない場合には、雑音ペース信号は例えは移動電話等のさま さまなコート発生器から生じる実際のヒソトン−ケンスと干渉することかある。

しかしながら、元々符号化された信号エネルギーと較へて、雑音信号のエネルギ ーは通常小さい。“処理利得”という用語はしはしは相対信号エネルギーを比較 するのに使用される。処理料（Ｅｌは拡散もしくは符号化ビットレートと基底に ある情報ヒツトレートとの比率として定義される。したかって、処理利得は本質 的に拡散比である。符号化ヒツトレートか高いはと、情報は広く拡散されて拡散 比は大きくなる。例えは、ＩＭｂｉｔ／秒　符号化信号を変調するのに使用する ＩＫｂｉｔ／秒　情報レートの処理利得は１０００二１となる。

処理利得か大きいと非相関符号を使用して変調される雑音信号を復号する機会が 少くなる。例えは、処理利得は軍事的に使用して敵の妨害信号の抑圧を評価する ことかできる。セルラーシステム等の他の環境では、処理利得は非相関符号を有 する同じ通信チャネル上の他のフレシトリ−信号の抑圧に関連している。本発明 では、雑音にはホスタイルおよびフレンドリ−の両信号が含まれる。

事実、雑音は関与信号すなわち被復号信号以外の任意信号として定義される。前 例を拡張して、１ｏ：１の信号対干渉比か必要であって処理利得が１０００：１ であれは、従来のＣＤ　Ｍ　Ａ方式は同しチャネルで１０１までの信号を共存で きる容量を存する。復号中に、１０１の信号の中の１００個について元の干渉パ ワーが１／１０００へ抑圧される。したかって、（１）の所望情報エネルギーに 較へて総干渉エネルギーは１００／１０００すなわち１／ＩＯとなる。情報信号 エネルギーが干渉エネルギ−よりも１０倍大きいため、情報信号を正確に相関す ることかできる。

所要の信号対干渉比と共に処理利得により同じチャネル内で重畳できる信号数か 決定される。これもＣＤＭＡ方式の容量限界の従来の見解にすぎないことは例え ばｌ−バおよびポイットリーの“セルラーＣＤＭＡ方式の容量について”を読め はお判りと思う。

従来の見解に較へて、本発明の重要な特徴は軍事的妨害信号の抑圧の場合のよう にスペクトル拡散復調器の処理利得によりフレンドリ−ＣＤＭＡ信号の抑圧か制 限されないことを認識することである。受信合成信号に含まれる池の信号の大部 分は相関できない未知の妨害信号や環境雑音ではない。…■記したように、大部 分の雑音は公知であり関与信号の復号を容易化するのに使用される。

これらの雑音信号の大部分は対応するコードと共に公知であるという事実を本発 明て使Ｉｎ　してシステム容量および信シー）復号プロセスの精度か向」ニされ る。

合成信号からの各情ｆｉｌ信号を単に復号するのではなく、本発明ては復号の後 て合成信号から各情報信号か除去される。残りの信号は残差合成信号たけから復 号される。

したかって、通信チャネルに既に復号された信号の送信か存在しても他の信号の 復号と干渉することかない。例えば、第５図において、信号グラフ（ａ）に示す ように信号２か既に復号されておれば、信号２の符号化形式は信号グラフ（ｂ） および（Ｃ）に示すように再構成して信号グラフ（ｄ）の合成信号から減じ信号 グラフ（ｅ）の符号化信号ｌが残される。符号化信号ｌに符号ｌを乗じて信号ｌ を再構成することにより容易に信号ｌを再捕捉することかできる。信号ｌの第３ のビット期間における情報ヒツトの極性か第３図の信号グラフ（ｆ）で＋ｌであ ったか−１であったかを従来のＣＤＭＡ復号法て決定てきなかった場合に、本発 明の復号法では単に合成信号から信号２を除去することにより有効に曖昧さを解 消できることは重要なことである。

第６図に従来のＣＤＭＡ方式を示す。ＲＦ通信チャネルを介して送信されるデジ タル情報ｌはＣＤＭＡ符号器２０により符号化される。符号化された信号はミキ サー２２内てＲＦキャリアを変調するのに使用される。変調されたキャリアは送 信アンテナ２４を介してエアインターフェイスから送信される。他の送信機（２ ・・・Ｎ）からの池のデジタル情報し同様に送信することかできる。無線受信機 ２５の受信アンテナ２６が合成ＲＦ倍信号受信し他のミキサー２８を使用して合 成信号を復調する。元元ＣＤＭΔエンコーダ２０内で所望信号を符号化するのに １中川された対応コードに合成信号を乗じることにより合成信号から所望信号を 抽出することかできる。理論上、適切な信号だけか相関され復号器３４内で再構 成される。

次に、第７図に関して復号器３４の詳細実施例について説明を行う。同じ通信チ ャネル内で重畳する多数の符号化信壮か合成ＲＦ倍信号してアンテナ２６に受信 される。復調器２８により受信ＲＦ信号は適切な周波数に変換されて処理される 。このような適切な周波数は、例えは、上口周波数（ＤＣ）付近とすることかで き、合成借りは実および虚部すなわちＩおよびＱ成分を存する複素成分で構成す ることかできる。第１のデジタル処理ブロック４０は第１の被復調信号の符号と 一致するようにされた第１の符号発生器３２を含んでいる。第１のデータ処理ブ ロック４０内の符号発生器３２により設定される特定コートは任、きに選定する ことかできるか、実施例では、符号の発生順序は信号強度に基づいている。信号 強度プロセッサ２９か合成信号を構成する各信号の相対信号強度を監視する。セ ルラーシステムでは、移動交換局（ＭＳ　Ｃ）や基地局（ＢＳ）が各移動電話通 信の予測もしくは実信号強度を監視する場合、Ｍ　Ｓ　ＣもしくはＢＳか信号強 度ゴロセッサ２９のタスクを実施することができる。

信号強度は信号強度プロセッサ２９により検出したり、信号強度のヒス１−リカ ルモデルに基いて予測できることをお１：１０願いたい。次に、第８図に関して 信号強度プロセッサ２９の機能を実施するハードウェア実現を示す機能ブロック １（について説明を行う。同業者であれは、これらの機能は適切にプログラムさ れたマイクロプロセッサを使用して実現することもてきることかお判りと思う。

アンテナ２６により受信される総合成信号か乗算器１００て２乗され、ヒント期 間のチップ期間数にわたって積分器１０６で積分される。ヒツトクロック信号に より積分期間が決定される。平方根回路１０７によりヒツト期間にわたる合成信 号の２乗平均（ＲＭＳ）値か決定される。

同時に、乗算器＋０２に残差信号が受信される。残差信号は総合成信号から前に 復号された信号を引いたものである。残差信号には被復号信号の局部符号発生器 １０４から発生される拡散符号が乗せられる。乗算器１０２からの相関出力信号 も、ヒツトクロック信号の制御の元で、同じビット期間間にわたって積分器１０ ８により積分される。前記したように、例えは第３図の信号グラフ（ｅ）および （ｆ）について、積分期間にわたる平均もしくは積分電圧値は正もしくは負極性 を存することかできる。

したがって、ヒツト極性判定装置＋１０が信号極性を検出して遅延１１２により 遅延される積分器１０８出力信号の符号が常に正であることを保証する信号を絶 対値装置１１４へ送る。絶対値装置１１４は例えばビット極性判定装置１１０に より制御されるインバータとすることができる。

平均相関信号（Ｂ）の絶対値は除算器１１６において同しビット期間に対して２ 乗された総合成信号の平均値の平方根により除算され正規化された値か発生され る。

すなオ）ち、復号信号Ｂの相関強度はそのビット期間に対する信号の総合酸強度 でそれを除算することにより正規化される。復号（７７号の正規化された相関は ヒツト期間数にわたって信号平均器１１８内に累積されその復号信号に対する相 対平均強度か発生される。信号のマルチパスフエーノングにより、復調信号の正 確な平均信号強度を決定するには実際のヒラ］・期間数は恐ら＜１０程度としな けれはならない。各局部符号はその平均強度値と共にメモリ１２０に記憶される 。ソータ１２２かこれらの各平均信号強度値を比較して最強のものから最弱のも のへとソートする。この点において、ソータ１２２は最強信号の局部拡散符号を 局部符号発生器１０４へ送信して次のデータヒツト明間において最強信号か常に 復調され抽出されるようにする。強度の低い信号はソータ１２２により決定され る信号強度順で復調される。ラフ１−ウエアソートプログラムを使用するマイク ロプロセッサによりソータ１２２機能を容易に実現することができる。

セル内の多数の移動局の信号強度は絶えず変動するため、別の実施例では線形予 測分析（ＬＰＡ）を使用して信号強度の優先順か再決定される。一般的に、相対 信号強度のヒス１−リカルモデルかメモリに記憶され次の時点でとの信号の強度 か最大となりそうであるかを推測するのに使用される。ＬＰＡは波形の次の値は 重み係数が未定である前の値の重み付けされた和であるとみなす。この分析を実 現するのに公知のカルマンフィルターアルゴリズムを使用することかできる。こ のようにして、実際に他の信号復号および測定シーケンスを実施することなく最 強信号を有効に予測することかできる。

不正確な予測もしくはシステム状態の変化により合成信号の実際の復号結果およ び信号強度優先順シーケンスか誤っているものと信号強度プロセッサ２９が決定 すると、実際の信号強度順を反映するように符号シーケンスが再順序付けされる 。その後、復調プロセスを繰り返して合成信号の個々の符号化信号が強度の最強 のものから最弱のものの順て復号されることを保証する。合成信号は処理ブロッ ク４０の遅延５０内に記憶されるため、繰返しプロセスによりデータか失われた りトラフィックが中断されることはない。遅延５ｏは単なるメモリデバイスとす ることかできる。したかって、合成信号は最適復号順か決定されると遡及的に再 処理することができる。

第１の符号発生器３２の出力信号を相関器３ｏが受信する合成信号と相関するこ とにより、第１のコードに対応する個別信号か合成信号から抽出される。相関さ れた信号は雑音および無関係信号による干渉を排斥するためにローパスフィルタ ー４２で濾波される。ローパスフィルター４２の替りに、多数決回路や積分ダン プ回路を使用して相関信号の帯域幅やビットレートを短縮もしくは逆拡散するこ とかできる。ローパスフィルター４２の出力信号はエラー修正復号器４４により さらに処理され信号の帯域幅やヒツトレートは最終的に基底デジタル情報まで短 縮される。復号された情報はさらに信号処理を行ってから最終行先へ到達するこ とかできる。

エラー修正された出力信号は再符号器／再変調器４６にも加えられ復号したはか りの信号の波形か再構成される。復号信号をＩ１１構成／Ｐ丁符号化する目的は 減算器４８によりそれを合成信号から除去することである。遅延メ℃す５０か最 初に復号を行い次に最初の復号信号を再構成するのに要する時間たけ合成信号を 記憶する。

第１の信号を復号して引き取った残りの合成信号は減算器４８から第１のブロッ ク４０と同様な第２のデジタル処理ブロック４０′の入力へ通される。２つのデ ジタル処理ブロック４０および４０′の唯一の違いは符号発生器３２′か第２の 被復調信号に対応する符号と一致するようにプログラムされていることである。

実施例において、第２の被復調信号は信号強度か次に大きい信号である。同業者 ならはハードウェアの重複を避けるために第１の信号処理ブロック４０を反復使 用して第２の信号処理ブロック４０′を実現できることかお判りと思う。

第２の信号処理ブロック４０′はエラー修正復号器４４′から第２の復号信号を 生成し減算器４８′により＋ＩＴ　ｆ薄酸された第２の信号か遅延合成信号から 減じられる。

２つの１１号を除去した残りの合成信号は信号処理の第３段へ通され、以下同様 とされる。

本発明の重要な要素は個々の情報信号の復調および抽出シーケンスか最高信号強 度から最低信号強度の順とされることであることかお判りと思う。最初に、合成 信号か多くの信号を含む場合には、最も正確に検出されそうな信号は信号強度の 最も高い信号である。弱い信号は強い信号と干渉しそうもない。合成信号から最 強信号が除去されると、最強信号の干渉を考慮することなく次に強い信号を容易 に検出することかできる。このようにして、最弱信号でも正確に復号することか できる。この強化復号能力により、本発明は従来のＣＤ　Ｍ　Ａ方式で代表的に 対処されるユーザの数か著しく増加しても満足に作動する。したかって、容量増 大か達成される。

同し通信チャネルを介する移動アクセス数を増加することにより、信号強度プロ セッサ２９か全ての被処理情報信号の相対瞬時値を連続的に決定する定常状態ア クティヒティレベルか達成される。全ての低電力信号の合計電力か利用可能な処 理利得以上（任意所望の信号対雑音比以下ンたけ信号の電力を越える時に本シス テムの終局的容量限界に達する。しかしながら、この限界は全ての強い信号の合 計電力か利用可能な処理利得以上に最弱信号の電力を越える時に到達する従来の 限界よりは遥かに好ましいものである。

容量利得の評価において、セルラー電話環境における代表的信号レベル分布とし てレーリー分布が使用される。

帰還電力制圓を使用するものとすると、全信号の長期平均強度はｌとなる。した がって、信号強度パワーは次の分布関数となり、 Ｐ　（Ａ）ｄＡ＝２Ａ　ｅｘｐ（−Ａ２）ｄＡここに、Ａは信号振幅である。多 数Ｎのこのような信号の合計電力Ｐは単なるＮとなる。処理利得すなわち拡散比 かＲてあれは、逆拡散後の信号対干渉比は従来のＣＤＭＡ方式ではおよそ次のよ うになる。

Ｓ／Ｉ＝Ａ２Ｒ／Ｎ Ｓ／Ｉか１に等しけれは、復調後の干渉に関して振幅が５ＱＲＴ　（Ｎ／Ｒ）よ りも小さい信号はセロｄＢ（等パワー比）に達しない。これか容認てきる復号の 閾値てあれは、ある数すなわち １−ｅｌ−Ｎ／Ｒ１ の（３号は復号てきず、ある数すなわぢｅｌ−Ｎ／Ｒ１の信号は復号てきる。し たかって、復号できる信号の最大数は次ＮをＲに等しく選定すると、復号可能な 信号数はＮ／ｅとなる。したかって、イＪ弓強度分布による損失はｅとなる。実 際上、ある時点て復号可能であったイま号は１組の移動体に属し別の時点ては別 の組の移動体に属するため、セル・ラーノスデムにおいて適切なザーヒス品質を 提供しながら二の容量を達成できるかどうかは疑わしい。各移動情報信号か例え は時間の９５９６復号可能であることを保証し７ようとすると、実質的な容量損 失が生しる。この損失は信′−＋て１エーノシクのためにシステム容量に組込上 な（１れはならないマージンである。

し７かしながら、本発明では各信号は振幅か同じがもしくは小さい信号の干渉し か受けない。４ｇ号強度すなわち振幅の大きい信号は最初に復調されて除去され ている。

振幅Ａまでの全ての干渉の積分Ｉは次式で示される。

１−　（１＋Ａ２）ｅｘｐ　（−Ａ２）したかって、振幅Ａの信号を逆拡散した 後の信号対干渉ｉｔｓ／Ｉは次のようになる。

第９図は次の関数のグラフであり、 Ａ２／（１−（Ａ”＋ｌ）　ｅｘｐ　（−Ａ２））それは５．８ｄＢ（Ｋ力比３ ．８：１）よりも小さくなることはなく、最小値はＡ２＝１．７９で生じること を示している。振幅か（１，７９）　”’よりも大きい信号に対しては電力か大 きいためにＳ／Ｉか向上する。従来のＣＤＭＡ方式とは対照的に、本発明では振 幅か（１，７９）ｌ’２よりも小さい信号についてもＳ／Ｉか改善されそれはこ の信号レヘルよりも低い未除去干渉信号か少いためである。

てあれは全信号か復号可能となる。

Ｎ　＜　Ｒ／ｅ　（フェーシングマージン無し）の従来のＣＤＮ・ＩＡ復調器容 量に較へて、本発明は３．８７ｅの容量を有し１０倍以上の増加である。さらに 、従来のノステｊ、には相当なフェーシングマージンかある。本発明では、最弱 の７エーノングを受けた信号でも（少くとも池の信号とのＦ　ｉＩに関しかつ他 の雑音源を無視して）ｉＩ−確に復号することかできる。フェーシングマージン を４ＩＪすると、本発明の容量増加は従来のＣＤＭＡ方式のおよそＩ　Ｏ（ｌ　 ＧＮとｔよる。

、システム容量は最初に処理される信号か強い信号ではなくて弱い信シ号となる 可能性によってのみ制限される。

しかしながら、遅延メモリ５０内の合成信号記憶装置および合成信号を遡及的に 再処理する能力を利用すれは、合成信号にマルチパス復調１順を適用することか てきる。

ちちろん、最初のバス復調により復号信号にエラーか生じた場合にはこの手順に より差別か生しるたけである。

したかって、好ましくは冗長符号化を使用して復号された信号結果の信頼性か表 示される。この信頼性符号に基ついて、処理フロック４０においてさらにパスす ることにより改善かなされるかとうかか判断される。特定の復は結果に信頼度値 を割り付ける一つの公知の冗長符号化Ｆ順は多数決技術である。例えは、５つの 冗長信号を比較して・１一つもしには５−〕か同し値であれは、結果には高いｆ Ｊ１頼度値か割Ｉ）付けられる。一致する信号か少なけれは、信頼度値は低・： なる。信頼度値か高けれは、これ以上の復調パスは必要ではない。逆に、低信頼 度値は信号の（１１ソートを指示し、強度の高い１モ意の信号か除去され最初に 第３図〜第５図に関して連続拡散符号の原理について説明してきたか、エラー修 正符号を使用して情報信号の優れたスペクトル拡散法を達成することかてきる。

Ｒヒツトの擬似ランダムノーケンスとなる拡散比Ｒにより一時にｌピットの２進 情ｆｌＪの帯域幅拡張を行うと、エラ−１１正符号化利得なして帯域幅か拡散さ れる。したがって、この技術は単純拡散と呼ぶことかできる。一方、一時にＮ１ 情報ヒツト（Ｍ＞１）のブロックを拡散してＭ×Ｒヒツトの擬似ランダムシーケ ンスとすると、同じ拡散度内でエラーｆｉｇ正符号化利得か得られる。後者の技 術はインテリジェント拡散と呼はれる。

弔純拡散は１次元空間内、例えは直線上、の２つの座標（−１）もしくは（＋１ ）の一つとしての情報信号を表示するのにＲ次元を必要とする信号へ変換するも のと考えることかできる。任意のＲ次元の座標か持つことかできる値は−１もし くは＋１　（プール表現の０もしくはＩ）の２つたけである。このような空間は ガロア体として知られている。信号を符号と相関させることは符号のヒツトて座 標か与えられる点を通る原理からのベクトルの射影を見つけることに等しい。信 号ベクトルと符号ムク１−ルの端点か一致する場合には信号の最大相関すなわち 射影か行オ）れる。信号ベクトルと符号ベクトル間に角度か存在しない場合に一 致か生じる。一方か符号と一致し他方はその符号と直角であるような信号で構成 されている場合には、信号とその符号との相関により所望の復調信号に対１１； する複素相関積か得られる。他方の信号は相関線１＋ｊＱＪ二の射影かセロであ るため、相関積の大きさに寄１ラシない。

一般的に、任意に符号化される信号全体には相関符号ど一致する一つの信号−か 含まれ、他の信号は符号相関線上のランダム射影すなオ）ぢベクトルを有するこ とかできる。これらの他の１３号のいずれかの全長の２乗かピタゴラスによりａ 　１２＋ａ　２２＋ａ　３２−てありａｌ、ａ２゜ａ：３・・・をいくつかの異 なるベクトルすなわち軸上の射影とすれは、概して２乗全長（すなわち電力）の １／Ｒは任意の１次元に現れる。第１の４３号の符号と相関させて対応する埴の 符号ベクトルを減しると、残差信号の符号ぺりＩ・ルに沿った射影はセロとなる 。本質的に、信号はＲ−１次元の而もしくは小空間に射影されており、符号相関 線に沿ったその電力のｌ／Ｒは消失されている。

符号相関線に沿った総電力のこの損失は残差信号の電力の“相関ｆｉｔ失”と呼 はれ、第１の信号かそれ自体の符号と相関され総信弓すなわち合成信号から除去 された時に生じる。信号か全て直交しておれはこのような損失は生じない。直交 していなけれは、前の復調信号を抽出した時に、拡散比Ｒか本質的に各残留信号 の電力の相関のチップ数である、ｌ／Ｒの損失か生じる。各符号をＲ次元空間全 体に広げてＲ以」二のイま号を復調および抽出しようとすると、第Ｒ番目の信号 抽出後に全次元の全ベクトル成分か除去される結果となる。変調すべき信号か残 らない。本発明では相関損失を低減することによりＲよりも多くの重畳信号を復 調することかできる。

合成信号から除去される復調信号の大きさは現在情報ヒツトの相関逆拡散後の信 号振幅もしくは前の情報ヒソｌ−の信号振幅に基つくことかできる。前のピット エラーは前のヒツトを復調して除去する時に合成信号を構成した他の信号の値に 基ついている。本発明では、信号のフ工−ンングパターンに追従するように適応 てきるカルマンフィルターのような逐次評価技術における少くともいくつかの過 去の振幅測定値を使用して除去すべき最適量の復号信号か評価される。

別の実施例では、被送信情報の直交もしくは陪直交ブロック符号化に基つく“イ ンテリジェント拡散”を使用して信号か評価される。直交ブロック符号化の場合 、被送信しット数Ｍは２Ｍの使用可能な２Ｍピット直交符号語の一つに変換され る。１組の符号語を次のように構成することかできる。

Ｎ１＝１の場合には２つの２ヒツｈ語か生じ、それは２×２ピットマトリクスと 考えられる。

Ｍ＝２のケースは次の反復関係により４×４ピットマトリクスＭ２を形成して構 成される。

これらのマトリクスはウォルノコーアダマールマトリクスとして知られている。

これら直交符号の復号には符号語セラ１への全メンバーとの相関か含まれる。最 高相関を与える符号語の２進インデクスにより所望情報か得られる。例えば、０ 〜１５番目の１６個の１６ヒソト符号語の相関により第１０番口の１６ヒソト符 号語に最高相関か生じる場合には、基底信号情報は４ヒツｈ　２進語１０１０（ ２進１０）である。このような？′Ｔ、Ｑも（１６，４）直交ブロック符号と呼 はれｌ［３／４＝４に等しい拡散比Ｒを有している。

（１６ヒノト全てか反転されている）相補符号語を使用してウォルノ」−丁ダマ ールマトリクスを拡張する場合には、符す語当りさらにｌヒツトの情報を運ぶこ とかできる。したかって、１６の符号語の一つもしくはその１６の補数の一つを 送信することにより情報の５ヒツトか運はれ、合計３２の選択となる。この種の 符号化は陪直２　？Ｔ　ｊｊ化として知られている。高い拡散比に対しては、１ ６１の拡散比を有する［１２８．８）陪直交ブロックコードを使用することかで きる。事実、［２５６゜９）　、［５１２，Ｉ　Ｏ）　、・・・（３２７６８， １６）・・・等の陪直交ブロック符号を使用することかできる。

前記プロセスに伴う相関損失は次のよってある。各段において、最大相関を存す るつ十ルシュスペクトル成分かセロに設定され、復号したはかりの信号か効果的 に除去される。したがって、［１２８，７）符号の場合、平均して電力の１／＋ ２８か合成信号から除去される。拡散比は１２８／８＝１６であることを思い出 していたたきたい。したがって、相関損失は同し拡散比の単純拡散に対する総電 力の１／１６に較へて復号信号当り総電力のＩ／１２８　（０，０４ｄＢ）とな る。ブロック符号化もしくは同形式のインテリジェント拡散を使用すれば、本発 明によるザブトラクチイブ復調により、過剰な相関損失を生しることなく、コー ドの帯域幅拡張比を越えるいくつかの１ｎ報保持信号を合成信号から復号して抽 出することができる。

モジュロ−２加算を使用すれは、ブロック符号にスクランプリング符号を加えて 各信号に対する符号化か異なることを保証することかできる。スクランプリング 符号はブロックごとに任意に変化することさえある。スクランプリング符号のモ ジュロ−２加算はガロア体ては軸回転を適用することに対応する。スクランプリ ング符号は受信機において正しいスクランプリング符号の２回目のモジュロ−２ 加算を行い軸をウォルシューアダマールマトリクスの符号語と再度一致させてデ スクランブルすることかできる。

本発明の重要な特徴は１絹の全ての直交ブロック符号語どの同時相関を高速ウオ ルシュ変換により効率的に実施できることである。例えば（１２８，７）符号の 場合、１２８の人力信号サンプルは各点か合成語と一つの符号語との相関値を表 わす１２８点ウオルシュスペクトルへ変換される。このような変換プロセスにつ いては後記する。

第１０図に関して、無線送信による合成信号はアンチ？６０により受信され、浦 波段、増幅段および混合段を含むスーパーヘテロダイン受信機等の従来のコンバ ータ装置６２により適切な中間周波数に変換される。コンバータ６２の中間周波 数出力１１号は中間周波数増幅器６４によりさらに増幅および濾波された後従来 のアナログ／デンタル（Ａ／Ｄ）コンバータ６６へ送られる。Ａ／Ｄコンバータ ６６は中間周波数信号の瞬時ベクトル成分を表オ）す複素数の数値出力を生しる 。この変換プロセスはＩＦ信けをコサインおよびサイン（直角）基準信号と相関 もしくは混合して独立デジタル化のためのカーテンアンベクトル成分を抽出する ことを含む同業者には公知のさまさまな技術のいずれかによって達成することか できる。

Ａ／Ｄコンバータ６６からの複素数シーケンスサンプルはバッフ７メモリ６８内 に集められる。バッファメモリ６８に集められたサンプルの各ブロックはコント ロールおよびシーケンスユニット７８から与えられるスクランプリング符号に従 ってデスクランブルされる。デスクランブラ−７０は信号サンプルを反転するか もしくはスクランブル符号の対応するビット極性に従わないことによりスクラン プリングコートを除去する。デスクランブルされた信号（ｌ・・・Ｎ）は高速つ オルシュ変換ブロック復号器７２へ転送されそこで複素サンプルの実部７２ａお よび虚部７２ｂに対するウオルシュスペクトルか発生される。すなわち、受信さ れた合成信号を各直交符号語間の相関度を表わすいくつかの値か発生される。デ スクランプリング操作によりガロア体内で軸か正確に一致された信号により、イ ンデクスもしくはアドレスおよび符号か数ビットを運ぶウオルシュスペクトルの 一つの主要成分か得られる。各つオルシュ変換成分はそのインデクスにより本例 では１２８成分の第７８番目の成分が７８のインデクスを有するように識別され る。スペクトルの他の成分は雑音および別にスクランブルされた信号により生じ る。

計算ユニット７４は高速ウオルシュ変換相関成分を受信し各相関成分の実部およ び虚部の２乗を加算する。比較プロセッサ７６はどの相関成分が最大２乗値を有 するかを決定しその成分をゼロに設定する。比較プロセッサ７６は相関成分値対 を比較して２つの値の中の大きい方を例えは２分木を介してさらに比較段へ通し 、最大大局成分値とその符号語か最終段で発生されるように作動することかでき る。

比較プロセッサ７６は最大値を有する成分に関連するインデクスを発生して多数 のブロッキングスイッチ８０の中の対応するスイッチをアドレスし作動させる。

開路スイッチにより阻止されて、最大相関成分か有効にゼロへ設定される。一方 、残りの相関成分は実および虚部８２ａ、８２ｂを仔する逆ウオルシュ−アダマ ール変換回路８２へ転送される。逆変換された後で、サンプルは前にデスクラン ブラ−で使用されたスクランプリング符号を使用してリスクランブラ−８４によ り再スクランブルされ再循環ループ８６を介してバッファ６８へ戻される。

したかって、リスクランブラ−８４か発生する合成信号の残部は元の合成１１号 から復号したはかりの信号を引いたものどなる。

各相関信号の代表的信号強度値はその対応するスクランプリング符号および変換 インデクスと共にコントロールおよびンーケンシングユニット７８に格納される 。したか、って、スクランプリング符号は実施例において合成信壮内のさまさま な１ｎ報信号の信号強度を監視し順序付けする効率的な方法として使用される。

前記したように、復調プロセスの前（および間）に、コントロールおよびシーケ ンソングユニソ１〜７８は対応する相関信号値の相対信号強度に基いて最強のも のから最弱のものへスクランプリング符号を順序付けする。その結果、各信号復 調および抽出の後で、次に大きい値のスクランプリング符号かデスクランブラ− ７０へ送られて次の信号復調か行われる。

本発明のサブトラクティブ原理に従って最初の復号信号を除去した合成信号は第 ２の被復号信号のデスクランブルされた符号を使用して再びデスクランブルされ 第２の高速つオルシュ変換操作へ送られて復号され、以下同様とされる。前記し たように、前記手段により信号を復号し除去する順序はデスクランブル符号の使 用順序によって決り、実施例では対応する情報信号の予測強度の下降順である。

このプロセスを数回繰り返していくつかの信号か復号される。

いかなるサブトラクティブ信号抽出プロセスであっても、復号信号を引き取る精 度には限度かあり、したかって信号を引き取る量にも限度かある。残差成分、す なわち復号エラー、は１麦続する弱信号の復調を妨げる干渉底を表オ）す。また 復号されない他の重畳信号とのスプリアス相関も残差成分の大きさに寄与する。

その結果、特定変換成分をゼロとすると変換成分引取量にアンダーシュートもし くはオーバシュートか生じることかある。簡単化された例ては、復号情報信号Ｉ の符号語ＣＩに対応する変換すなオ）ち相関成分値をＸと仮定する。しかしなか ら、他の非直交符号化信号からスプリアス相関Ｙが生じるため、総和量はＸ＋Ｙ となる。この変換成分をゼロに設定することにより符号語ＣＩの総和量を抽出す ると、実際の信号成分Ｘだけを除去する場合に較へてエラーは−Ｙ　（ＣＩ）と なる。符号語の（−Ｙ）倍のこのエラーは後続する弱信号の復号化を妨げる残差 干渉成分すなわちエラー信号と解釈される。

特定符号語と相関される信号の一部もしくは一成分を除去する数式はその符号語 に対する直交化と呼ばれる。

次の数学分析は残差干渉すなわちエラー成分か除去された本発明の再直交化され たプロセスに適用される。

Ｃ７をスクランブルされた直交符号語セットとすると、Ｃ，（ｋ）はそのセット の第に′番目の符号語である。

符号語は直交しているため、Ｃ１は一軸ｋに沿った特定符号語Ｃ，（ｋ）に対し て互いに直角な一組の軸と考えられる。

Ｃ，（０）は１番付号に送られる符号語である。信号ｌの振幅かａｉであれは、 基地局から放射される合成信号は次式で表わされる。

ＳＬ　＝　ａｌｃｌ（（１）　＋　Ｃ２Ｃ２（０）　＋　Ｃ３Ｃ３（い９１１１ ．、。

合成信号（Ｓｌ）を復調するために、各符号語ＣＩ　（ｋ）をＳｌと相関させて 一連の相関成分か得られる。

ｒｌ（ｋ）□ａ１［ＣＩ（０）、ＣＩ（ｋ）］＋ａ２［Ｃ２（０）、ＣＩ（ｋ） ］　＋ａ３［Ｃ３（０）、ＣＩ（ｋ）］、、。

ここに、例えはＩＣＩ０）　、　ＣＩ（ｋ）等の２つの符号語間の点“はドツト 積を示す。符号語はそれ自体のドツト清か１となるように正規化されているもの とする、すなわち、 ＣＩ（０）、ＣＩ（０）＝　１ かつ　ｃｔ（ｏ）、Ｃｔ（ｋ）　＝　Ｏｋか０てなけれはＣＩ（０）とＣ１（ｋ ）か直交していることを意味する。

したがって、 ｒｌ（ＯＣａｌ＋ａ２［Ｃ２（０）、Ｃ１（０）］＋ａ３［Ｃ３（０）、Ｃ１（ ０）］＋　、、。

かつ、ｋが０でなければ ｒｌ（ｋ）＝Ｃ２［Ｃ２（０）、ＣＩ（ｋ）］＋ａ３［Ｃ３（０）、Ｃ１（ｋ） ）＋　、、。

ｒｌ（０）か最大成分であるものとし、元の合成信号Ｓ１からｒｌ（０）Ｃ１（ ０）を減じると残差合成信号Ｓ２は次のようになる。

Ｃ２＝　Ｃ２［Ｃ２（０）−［Ｃ２（０）、Ｃ１（０）ＩＣＩ（０）］＋ａ３　 ［Ｃ３（０）−［Ｃ３（０）、　Ｃ１（０）　］］Ｃ（０）　］＋、、、、、、 、、、、、、、、、。

この点において、最初のつオルシュ変換の所用対不要成分の比は次のようになる 。

ここに、ＳＮＲは信号対雑音比である。２つの異なる符号語Ｃ２およびＣＩ間の 相互相関は理想的には（ｌｚ＃Ｎ）となり、Ｎは符号語長である。したがって、 （ａ　１．４Ｎ／ａ　２：ｌであるＳＮＲ１はａｌ対ａ２の比が増大すると改善 される。ａｌに比例する成分は全てＣ２から抽出されているため、後の復調の品 質は最初の信号の強度とは無関係になる。一方、Ｃ１（０）のエラー量は引き取 られているため、ａｌではなくＣ２，Ｃ３等の大きさに比例する成分かＣＩ（０ ）軸に沿って残留する。

第２のイマ号を復調するために、Ｃ２をＣ２（ｋ）と相関させると次のようにな る。

ｒ２（０）＝　Ｃ２［１−［Ｃ２（０）、ＣＩ（０）］２］＋ａ３　［Ｃ３（０ ）、　Ｃ２（０）　−［Ｃ３（０）、　Ｃ１（０）］　［ＣＩ（０）、　Ｃ２（ ０）　］　］＋、、、、、、、、、、、、、、、、。

ｒ２（ｋ）−Ｃ２［Ｃ２（０）、ＣＩ（０）］［］Ｃ（０）、Ｃ２（ｋ）］＋ａ ３　［Ｃ３（０１Ｃ２（ｋ）　−［Ｃ３（０）、　Ｃ１（０）　］　［Ｃ１（０ ）、　Ｃ２（ｋ）　］　］十、、、、、、、、、、、、、、、、。

Ｃ２かＣ３よりも遥かに大きければ、第２の復調に対する信号対雑音比はおよそ 次のようになる。

しかしながらＣ３かＣ２に匹敵する場合には、５ＮＲ２はほはＪ′Ｎとなる。Ｃ ２（０）のｒ２（０）倍を８２から減じると（１正された合成信号か得られる。

Ｓ３＝　Ｃ２［（Ｃ２（ＯＬＣＩ（０））２Ｃ２（０）−（Ｃ２（０）、ＣＩ（ ０））Ｃ１（０）］＋ａ３［Ｃ３（０’）−（Ｃ３（０’１．　ＣＩ（０））Ｃ Ｉ（０）＋（Ｃ３（０）、　ＣＩ（０））（ＣＩ（０）、Ｃ２（０））Ｃ２（０ ）］Ｓ３をＣ３（０）と相関させると、所要信号成分はおよそＣ３となるか、残 差干渉成分は主として次式で示すようになる。

Ｃ２［Ｃ２（ＯＩＣＩ（０））［ＣＩ（０）、Ｃ３（ｋ）］□ａ２／Ｎ　ａｐｐ ｒｏｘ信号３への干渉は大きい信号ａ２に比例し、主として前の２つの減算を行 ったＣＩ（０）の残差符号成分による。

この残差エラー信号はさらに信号抽出を行った後でも持続するため、弱信号の復 号化は一層めんどうになる。

本発明では、復号語Ｃ１（０）に対する再直交化として定義される第２の直交化 により周期的段階でこの残差成分エラーか除去される。ＣＩ（０）が最初の復調 から既に公知であるため、この再直交化は容易に達成される。

ＣＩ　（０）に対する再直交化の後では、８２項は次のように定義される。

Ｃ２［（Ｃ２（０）、　ＣＩ（０）　）　２Ｃ２（０）−（Ｃ２（０）、　Ｃ１ （０））　’Ｃ１（０）　］ＩＣＩ　（０）軸に沿った項はＮだけ低減されてい る、例えはＮ＝　１２８に対しては４２ｄＢ、振幅ａ３のＣＩ　（０）の項も低 減され、Ｃ２（０）軸に沿った干渉か支配的となる。

第１Ｏ図に示すハードウェアの機能ブロック図を使用して本発明を実現するのに 使用できるフロー図を第１１図に示す。合成信号の入力信号サンプルは入力バッ ファ６８に格納され最大信号値を有する符号化情報信号を復号かつ抽出する第１ の信号抽出段１０１により受信される。被復号最強信号のスクランブル符号ｌを 使用してブロック１０２において合成信号がデスクランブルされる。

ブロック１０４において高速ウオルシュ変換か実施され、ブロック１０６におい て最大変換成分か決定される。この成分のインデクスＩｔかコントロールおよび シーケンスユニット７８に格納され後に再直交化段で使用される。

この信号抽出を行った残りの信号はブロック１０８において逆ウオルシユ変換さ れ、ブロック１０２で使用したのと同しスクランプリング符号を使用してブロッ ク１１０において再スクランブルされる。残差合成信号は第２の信号抽出段１１ ２で受信され、次に強い抽出信号に対応するインデクスＩ２か格納される。信号 抽出段ｌにおける信号抽出により発生する残差エラーによりトラブルか発生する ことかあるブロック１１４内の信号抽出段Ｊまて、この手順に従って他のいくつ かの信号を繰り返し抽出することもてきる。この点において、第１の再直交化段 ＋２０でインデクス１１による最初の再直交化か行われる。残りの合成信号はブ ロック１２１においてスクランプリング符号ｌにより再びデスクランブルされる 。

デスクランブルされた信号はブロック１２２において高速つオルシュ変換され、 ステップ１２４において■、に対応する成分かセロに設定される。第１０図にお いて、このインデクス１１はそのスクランプリング符号ｌと共に変換器７２へ送 られる。したかって、段ｌにおける信号抽出中に発生された１１の残差エラー成 分は容易に識別され１１の成分をセロに設定することにより除去される。残りの 成分はブロック１２６において逆高速ウオルシュ変換され、ブロック１２８にお いてスクランプリング符号ｌに再スクランブルされる。

残差干渉すなわちエラーが低減されたら、第２段１１２における信号の復号によ り生じる残差エラーすなわち干渉かトラブルを生じるようになるまで信号抽出段 １３０においてさらに一つ以上の信号Ｊ＋１を復号することかできる。次に、ブ ロック１３２においてインデクスＩ２により第２の再直交化段か実施される。こ のプロセスは全ての信号か満足に復号されるまで継続される。

再直交化は周期的に適用するかもしくは信号対干渉比か特定信号の復号に対して 限界に近すいた時はいっでも適用することかてきる。本発明において、周期的と いう用語には再直交化段が一つしか必要てないような状況も含まれる。限界信号 対干渉比をめる一つの方法は最大相関の大きさを次に大きいものと比較すること である。

両者の差か小さすぎて復号化エラーを排除できない場合には、前に復号された信 号に対する再直交化が必要となる。

本発明の再直交化を実現するもう一つの方法は再直交化に対する符号語か既知で ある事実を利用することである。合成信号を復号して一つの情報信号を抽出する 場合、高速ウオルシュ変換により全符号語、例えば１２８の符号語全部、を使用 して合成信号か相関される。再直交化手順では例えはＩＩの関連インデクスを有 する一つの前に復号された符号語だけとサンプルを相関させればよい。

ブロック符号を（１２８，７）、バッファサンプルを（Ｓ、、Ｓ２．・・・Ｓ１ □）、インデクスＩ、に対応する特定符号語ＣＷ１のビットを（ｂ＋、ｂ２．・ ・・ｂ１□８）とすると、その符号語ＣＷ１との相関Ｃは次のようになこの相関 Ｃの大きさをバッファサンプルから減じるとバッファにはサンプル値５ｔ−ｂ＋ ｃ　；　５２−ｂ２ｃ　：・・・Ｓ１□１ｌｌ）＋２ｓＣか残る。したかって、 単に符号語の対応ヒツトに対してバッファサンプルを加減し、その結果を符号長 か２の累乗である場合は単なるヒツトシフトにすぎない（例えは、１２８ヒツト の）符号長で除し、次に再び対応する符号語ヒツトの極性に従って結果を元のバ ッファサンプルに対して加減することにより、一つの再直交化符号語を使用して ザンブルバソファ６８内のサンプル値を相関することかできる。したかって、再 直交化は高速ウオルシュ変換および逆高速ウオルシュ変換を実行することな〈実 施することかでき、加減算だけか使用される。

前の符号語に対して再直交化か必要てあってＣＷＩおよびＣＷ　２か直交してい ない場合には、本方法による再直交化では最初に両符号語に直交する結果は得ら れない。

それても、ＣＷｌおよびＣＷ２により交互に再直交化を繰り返すことにより所望 の結果か得られる。実際上、−一）の再直交化ステップ内で繰返しを要すること はありそうにない。むしろ、さらに信号抽出か行われるまで同じ符号語による再 直交化は遅延される。

第１Ｏ図に示すハードウェアに関して、デスクランブラ−７０、直交変換器７２ 、ブロッキングスイッチ８０、逆変換器８２、リスクランブラ−８４，２乗和ユ ニット７４、比較プロセッサ７６、およびコントロールおよびソーケンスユニッ ト７８は特殊目的集積回路として構成することかできる並列処理デジタル論理に より実現することかできる。しかしながら、同業者であれば例えば第１Ｏ図およ び第１１図に示した本発明を実現するソフトウェアプログラムを有する１台以上 のマイクロプロセッサを使用して本発明を実施することもてきることかお判りと 思う。

セルラーシステムの移動無線電話の場合には、基地局からさまさまな距離にある さまざまな移動局からさまざまな信号か発生する。その結果、一つの信号に関す る符号語の多数のバーストは必ずしも受信機で時間一致しなくなる。各復号化段 の後で合成信号の残差信号をサンプルのシリアル流へ変換し戻せは時間不一致を 克服することかてきる。次の新しい信号を処理する前に、サンプルのこのシリア ル流は新しい信号サンプルと結合され次の信号に適切なブロックタイミングを使 用して並列フォーマットへ変換される。これらのタスクはデジタル信号処理ブロ ックに含まれるバッファメモリ内の適切なアドレスおよびデータ操作により完全 に実施される。

移動無線電話器と基地局受信機間の代表的な伝播経路は最短視線経路だけでなく 山や高層建築等からの反射によるいくつかの遅延経路やエコーにより構成される 。稠密な都市環境では、伝播経路はこのようなエコーだけで構成されることか多 い。たとえ直接経路かあっても識別するのは困難である。伝播経路間の総遅延か 信号の連帯域幅に較へて小さい場合、時には建設的にまた時には破壊的に加算さ れるマルチパスによりフェージングか生じる。しかしながら、一つの波しか存在 しないものと考えると信号をうまく復調することができる。一方、連帯域幅（１ ／帯域幅ヘルツ）に較へて大きい経路遅延を存する信号は１次および２次波を有 するものとして処理しなけれはならない。しかしながら、通常ピット期間の倍数 だけ遅延した有限数の経路の和として総信号を表現することかできる。各経路は 分数ヒツト期間遅延による独立振幅フェーシングおよび位相回転の影響を受ける ことがある。

この状況を補償するために、本発明では多数のピット期間遅延経路からの情報を 積分するＲ　Ａ　Ｋ　Ｅ受信機として知られる従来の復号器か使用される。ＲＡ 　Ｋ　Ｅ受信機によりｌビット期間遅延した信号サンプル、２ビット期間遅延し た信はサンプル等たけてなく現在の信号サンプルとも逆拡散コートか相関され、 相関結果を結合した後て信号の情報内容か決定される。

エコーに直接無線波か伴うような状況では、合成信号の重畳コピーを受信して１ ピット期間以上遅延させることかできる。本発明の再直交化プロセスによりこれ らのエコーのエネルギーか除去されるたけてなくこのエコーエネルギーは合成信 号の復号に使用される。例えばｄＮのＮよりも多い余剰サンプルかバッファ６８ に集められる。例えは、Ｎは！２８としｄＮは５とすることができる。余剰サン プル数ｄＮはｄＮビット期間か遅延エコーの予期範囲に広がるように選定される 。バッファ６８内で（Ｎ＋ｄＮ）サンプルのｄＮシフトに対して高速ウォルソユ 変換が実施され、得られる変換成分はＮ個の個別の２乗和レジスタ７４に格納さ れて最大２乗和を有する成分のインデクスが決定される。適切なブロッキングス イッチ８０により最大成分かブロックされ、逆変換８２およびリスクランブラ− ８４が活性化され、再アセンブルされた出力かバッファ６８へ再循環される。バ ッファ６８の内容か逆シフトされ、ｄＮシフトの各々についてサブトラクティブ 復調プロセスか繰り返される。コントロールおよびシーケンスユニット７８は各 シフトに対してエコー除去プロセスを実施すべきかどうかを決定する。

例えは、エコー解消プロセスはシフトｌ、３および５だけに実施することができ それはこれらのシフトに存意エコーエネルギーか存在しないことかシーケンスユ ニット７８により決定されるためである。このため、非コヒーレントＲＡＫＥ復 号器を使用して非ゼロＲＡ　Ｋ　Ｅタップにより有意エコーシフトを識別するこ とができる。

（Ｎ＋ｄＮ）バッファサンプルのさまざまなシフトに対応するエコーを再直交化 を使用して合成信号から除去する際、好ましくはエコー信号は信号強度順で除去 される。最高信号強度を有するエコーが最初に除去され続いて信号強度の低いエ コーが除去される。このようにして、強いエコー信号の影響か排除され、強いエ コーの干渉を受ける弱い情報信号を一層容易に復号することがてきる。

人力信号の遅延部は高速ウオルシュ変換復号器７２により処理され、ウオルシュ スペクトルを加算した後で最大ウオルシュ成分か決定される。ウオルシュスペク トルは東み付けをするかもしくはしないて非コヒーレントに加算するかもしくは 適切な相対位相回転および重み付けによりコヒーレントに加算される。いずれの 場合にも、前記したように、高速ウオルシュ変換は信号の実および虚ベクトル成 分に対して実施してウオルシュスペクトルの実および虚部か得られる。非コヒー レント加算の場合には、対応する複素ウオルシュスペクトル成分の大きさだけか 加算および重み付けされて最大成分か決定される。

コし−レンＩ−加算の場合には、信号経路間の相対位相偏移の以前の知識を使用 して対応するウオルシュ成分の位相を一致させその後で加算する。

位相一致は同時に振幅重み付けを含むことかできる複素乗算により達成される。

例えは最初に公知の信号を送ＩＪすることにより経路の位相偏移か判る場合には 、この位相偏移を使用して対応するウオルシュ成分を一軸上で一致するまで回転 させ、この軸上に最大値を有するウオルシュ成分を決定することかできる。これ により、非コヒーレント干渉信号の効果か平均３ｄＢ低減され、２・ｌだけ容量 が増大する。さらに復号信号による複素ウオルシュスペクトルの成分（実もしく は虚部）だけが復号化された後で除去されるため、他の信号の相関損失も低減す る。例えは、デジタル位相追跡ループの所望信号によるウオルシュ成分の実際の 位相偏移を処理することにより信号経路の絶縁位相偏移を追跡することができる 。

多数の逆拡散相関結果を結合することによりさまざまな信号経路に生じるエネル ギーを利用できるのと同様に、さまざまなアンテナに到来する信号を結合してダ イパーシティ受信システムを形成することかできる。ビーム形成ネットワークを 介して相関受信機アレイにアンテナアレイを接続すれば、特定受信機において特 定範囲の方向から生じる信号に優先権を与えることかできる。例えば、一つの受 信機パンクにおいて、その受信機に形成されるアンテナビームが北を指している ため北の方向からの信号Ｓｌが最大信号強度を有している。ビームが南を指す受 信機の場合には、信号Ｓｌの強度は低減され第２の信号Ｓ２が最大となる。した かって、２台以上の受信機で信号の復調および抽出順序か異なることかあり、信 号強度優先順シーケンスの異なる点で同し信号が復調されて異なる残差干渉信号 か存在することかある。このような多数のダイハシティ復調の結果は同業者には 公知のさまさまな方法て結合してさらに利点を得ることかできる。

本発明の実施例について説明してきたか、同業者ならはさまざまな修正か可能な ので本発明はそれに制約されるものではない。ここに開示し請求の範囲で請求さ れた本発明の精神および範囲に入る修正は全て本発明に帰属するものとする。

エネルギー 、、ム、ＰＣＴ／ｌｌ５９２１０６２０Ｂ国際調査報告

Claims (40)

【特許請求の範囲】
1. １．符号化された信号が重畳している合成信号の復号方法において、該方法は、 （ａ）一連の符号語により前記合成信号を反復相関し各相関に対して複数の相関 信号を発生し、（ｂ）前記合成信号からの最大相関信号に対応する符号化信号を 抽出し、前記最大相関は前記相関符号語の一つに付随するアドレスを有し、 （ｃ）前記合成信号の残差部を前記符号語と周期的に再相関し、 （ｄ）前にステップ（ａ）で相関された少くとも一つの符号語の前記付随アドレ スに対応する任意の相関信号を前記残差合成信号から除去する、 ステップからなる合成信号復号方法。
2. ２．請求項１記載の方法において、前記相関ステップにはウォルシューアダマー ル変換が含まれる合成信号復号方法。
3. ３．請求項１記載の方法において、前記相関ステップにはフーリエ変換が含まれ る合成信号復号方法。
4. ４．請求項１記載の方法において、前記相関ステップには直交変換が含まれる合 成信号復号方法。
5. ５．請求項１記載の方法において、前記符号化信号は実および虚部を有する複素 ベクトルであり、前記実および虚部は前記相関ステップ（ａ）で相関される合成 信号復号方法。
6. ６．請求項１記載の方法において、前記符号化信号はその相対信号強度に基いて 抽出される合成信号復号方法。
7. ７．請求項１記載の方法において、前記少くとも一つの符号語は最初にステップ （ｂ）で抽出された符号化信号に対応する合成信号復号方法。
8. ８．符号化された信号が重畳している合成信号の復号システムにおいて、該シス テムは、 一連の符号語により前記合成信号に対して直交変換を反復実施し、各々に符号語 およびインデクスが付随している複数の変換成分を各変換に対して発生する手段 と、前記合成信号から最大成分に対応する符号化信号を反復抽出する手段と、 前記符号語により前記合成信号の残差部に少くとも一回の直交変換を周期的に実 施する手段と、少くとも一つの前の符号語の前記付随インデクスに対応する任意 の変換成分を除去する手段、を具備する合成信号復号システム。
9. ９．請求項８記載のシステムにおいて、前記直交変換はウォルシューアダマール 変換である、合成信号復号システム。
10. １０．請求項８記載のシステムにおいて、前記直交変換はフーリエ変換である、 合成信号復号システム。
11. １１．請求項８記載のシステムにおいて、前記抽出手段は前記符号化信号をその 相対信号強度に基づいた順序で抽出する、合成信号復号システム。
12. １２．請求項１１記載のシステムにおいて、前記少くとも一つの前の符号語は前 記抽出手段により最初に抽出される符号化信号に対応している、合成信号復号シ ステム。
13. １３．符号化信号が重畳している合成信号の復号方法において、該方法は、 （ａ）複数の符号語により前記合成信号に対して直交変換を反復実施し、各々か 符号語およびインデクスを付随する複数の変換成分を各変換に対して発生し、（ ｂ）最大変換成分に対応する符号化信号を前記合成信号から反復抽出し、 （ｃ）前記符号語を使用して前記合成信号の残差部に少くとも一回の直交変換を 周期的に実施し、（ｄ）少くとも一つの前に抽出された符号化信号の前記付随イ ンデクスに対応する任意の変換成分を除去する、ステップからなる合成信号復号 方法。
14. １４．請求項１３記載の方法において、前記実施ステップ（ａ）は、 （ｅ）被復号符号化信号に付随するスクランプリング符号を使用して前記合成信 号をデスクランプルし、（ｆ）ステップ（ｅ）でデスクランプルされた前記信号 を前記複数の符号語に基いて変換し前記複数の変換成分を発坐する、 ステップを含む合成信号復号方法。
15. １５．請求項１４記載の方法において、前記抽出ステップ（ｂ）は、 （ｇ）最大値を有する変換成分を復号化信号と決定し、（ｈ）前記復号化信号を 前記合成信号から除去し、（ｉ）前記残差成分を逆変換し、 （ｊ）前記逆変換された信号をステップ（ｅ）で使用される前記スクランプリン グ符号により再スクランプルし、（ｋ）次のスクランプリング符号を選定する、 ステップを含む合成信号復号方法。
16. １６．請求項１５記載の方法において、さらに、（ｌ）関連する各符号化信号の 信号強度に従って前記スクランプリング符号を順序付けする、 ステップを有し、 前記選定ステップ（ｋ）には前記次のスクランプリング符号をその相対順序に基 いて選定する、ステップが含まれる合成信号復号方法。
17. １７．請求項１６記載の方法において、前記順序付けステップ（ｌ）には （ｎ）前記符号化信号の信号強度の最近の履歴に基いて前記順序を予測する、 ステップが含まれる合成信号復号方法。
18. １８．請求項１５記載の方法において、前記実施ステップ（ｃ）には、 （ｏ）前に抽出された符号化信号に付随するスクランプリング符号を使用して前 記残差合成信号をデスクランプルし、 （ｐ）ステップ（ｏ）でデスクランプルされた前記信号を前記符号語を使用して 変換し複数の変換成分を発生する、ステップが含まれる合成信号復号方法。
19. １９．請求項１８記載の方法において、前記除去ステップ（ｄ）には、 （ｑ）前記付随インデクスに対応する任意の変換成分をゼロに設定し、 （ｒ）残差変換成分を逆変換し、 （ｓ）ステップ（ｒ）で発化する前記逆変換された合成信号をステップ（ｏ）で 使用される前記スクランプリング符号により再スクランプルする、 ステップが含まれる合成信号復号方法。
20. ２０．請求項１８記載の方法において、ステップ（ｏ）で使用される前記スクラ ンプリング符号は前記符号化信号の相対信号強度に基いて選定される合成信号復 号方法。
21. ２１．請求項２０記載の方法において、ステップ（ｏ）で使用される前記スクラ ンプリング符号は最大信号強度を存する符号化信号に付随するスクランプリング 符号である合成信号復号方法。
22. ２２．請求項１５記載の方法において、さらに、（ｔ）前記合成信号のいくつか のサンプルを集め、（ｕ）前記サンプルを代数的に結合し、（ｖ）ステップ（ｕ ）の結合結果を結合サンプル数で除して商を求め、 （ｗ）ステップ（ｕ）の結合プロセスを使用して前記商を前記サンプルとして代 数的に結合する、ステップからなる合成信号復号方法。
23. ２３．符号化された信号が重畳している合成信号の復号システムにおいて、該シ ステムは 各々が前記合成信号および一連の符号語を受信する手段と前記符号語の一つに付 随する符号化信号を前記合成信号から抽出する手段を有する複数の信号抽出段と 、前記抽出手段により前に抽出された前記符号化信号の一つに関連する残差信号 を前記合成信号の残部から除去する手段を有する少くとも一つの信号除去段を具 備する合成信号復号システム。
24. ２４．請求項２３記載のシステムにおいて、前記除去手段は各々が前に抽出され た別々の前記符号化信号に関連する残差信号を除去する複数の除去段を含んでい る合成信号復号システム。
25. ２５．請求項２３記載のシステムにおいて、各信号抽出段はさらに、 被復号符号化信号に付随するスクランプリング符号を使用して前記合成信号をデ スクランプルする第１の手段と、 前記デスクランプルされた信号を変換して各々が符号語を付随する複数の変換成 分を発生する第１の手段と、前記合成信号の残部を次の抽出段へ送信する第１の 手段 を具備する合成信号復号システム。
26. ２６．請求項２５記載のシステムにおいて、前記抽出手段は、 最大値を有する変換成分を復号信号として決定する手段と、 前記復号信号を除去する手段と、 残りの変換成分を逆変換する第１の手段と、前記付随するスクランプリング符号 を使用して前記逆変換された信号を再スクランプルし前記残りの合成信号を発生 する第１の手段、 を含む合成信号復号システム。
27. ２７．請求項２６記載のシステムにおいて、前記除去段は 前の抽出段で抽出された符号化信号に付随する前のスクランプリング符号を使用 して前記残りの合成信号をデスクランプルする第２の手段と、 前記第２のデスクランプリング手段から受信した前記デスクランプルされた信号 を前記符号語に基づいて変換し複数の第２の変換成分を発生する第２の手段と、 前記前に抽出された信号に付随する符号語に対応する任意の節２の変換成分をゼ ロに設定する手段と、残りの変換成分を逆変換する第２の手段と、前記第２の逆 変換手段から受信する信号を再スクランブルして前記残りの合成信号を発生する 第２の手段と、前記再スクランプルされた合成信号を次の信号抽出段へ送信する 手段 を含む合成信号復号システム。
28. ２８．請求項２７記載のシステムにおいて、前記スクランブリング符号は前記合 成信号内の全ての符号化信号の信号強度に関する付随符号化信号の信号強度に基 づいて選定される合成信号復号システム。
29. ２９．請求項２８記載のシステムにおいて、最大信号強度を有する前に復号され た信号に付随する前記スクランブリング符号は前記第２のデスクランプリング手 段により選定される合成信号復号システム。
30. ３０．請求項２３記載のシステムにおいて、各信号抽出段は相対信号強度に基づ いて第１の抽出段が最強符号化信号を抽出するような順序で符号化信号を順次抽 出する合成信号復号システム。
31. ３１．符号化信号およびそのいくつかの時間遅延エコーが重畳している合成信号 の復号方法において、該方法は、（ａ）一連の符号語を前記合成信号の複数の時 間偏移部と相関させて端時間偏移合成信号に対する１組の相関を発生し、 （ｂ）前記時間偏移合成信号に対する前記全ての組の相関を結合して１組の結合 相関を発生し、（ｃ）前記結合された組の中の最大相関に対応する符号語を決定 し、 （ｄ）少くとも一つの前記時間偏移合成信号から前記決定された符号語を引き取 る、 ステップからなる合成信号復号方法。
32. ３２．請求項３１記載の方法において、前記結合ステップ（ｂ）には各組の相関 からの対応する値の２乗値を加算することが含まれる合成信号復号方法。
33. ３３．請求項３１記載の方法において、前記結合ステップ（ｂ）には各時間偏移 合成信号に付随する複素重み付け係数を使用して各組の相関からの対応する値を 重み付けして加算することが含まれる合成信号復号方法。
34. ３４．請求項３１記載の方法において、前記相関ステップ（ａ）はウォルシュー アダマール変換を使用して実施される合成信号復号方法。
35. ３５．請求項３４記載の方法において、前記引取ステップ（ｄ）には前記ウォル シューアダマール変換の一成分をゼロに設定しさらに逆ウォルシューアダマール 変換を実施することが含まれる合成信号復号方法。
36. ３６．請求項３１記載の方法において、前記引取ステップ（ｄ）は各時間偏移合 成信号に対してその信号強度に応じた順序で実施される合成信号復号方法。
37. ３７．請求項３６記載の方法において、前記順序はステップ（ｃ）で決定される 前記符号語に対応する前記各組の相関内の相関の大きさの降下順とされる合成信 号復号方法。
38. ３８．請求項３７記載の方法において、相関の大きさが低い時間偏移合成信号に 対応する１組の相関が前記引取ステップ（ｄ）の完了後に相関の大きさの高い時 間偏移合成信号に対して再計算される合成信号復号方法。
39. ３９．請求項３５記載の方法において、前記相関ステップ（ａ）の前に被復号信 号に対応するスクランプリング符号により前記合成信号がデスクランプルされる 合成信号復号方法。
40. ４０．請求項３９記載の方法において、前記逆変換信号は前記スクランプリング 符号を使用して再スクランプルされる合成信号復号方法。