JP3695586B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、エイリアシングによる特性劣化を防止可能な受信装置に関するものであり、特に、エイリアシングが発生した場合であっても、低消費電力化および小回路規模化を実現可能な受信装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
以下、従来の受信装置について説明する。図9は、スペクトラム拡散用の従来の送受信装置の構成を示す図である。図9において、201は送信機であり、211は受信機である。また、送信機201において、202は変調部であり、203は拡散符号発生器であり、204は乗算器であり、205は拡散部であり、206はロールオフフィルタであり、207はD/A変換器であり、208は周波数変換部であり、209は送信アンテナである。また、受信機211において、212は周波数変換部であり、213はA/D変換器であり、214は逆拡散部であり、215は復調部であり、216は受信アンテナである。
【0003】
ここで、上記のように構成される従来の送受信装置の動作について説明する。まず、送信機201では、変調部202が、伝送する情報に対して所定の変調処理を施し、変調信号を出力する。拡散部205では、変調信号と拡散符号発生器203から出力される拡散符号とを乗算器204にて乗算することで、変調信号に対してスペクトル拡散を実行する。ロールオフフィルタ206では、拡散部205出力に対して帯域制限のための波形整形を行う。D/A変換器207では、波形整形後の信号を、ディジタル信号からアナログ信号に変換する。周波数変換部208では、受け取ったアナログ信号をRFに変換し、送信アンテナ209を介して出力する。
【0004】
つぎに、受信機211では、周波数変換部212が、受信アンテナ216で受信した信号をベースバンド信号に変換する。A/D変換器213では、ベースバンド信号を、アナログ信号からディジタル信号に変換する。その後、逆拡散部214では、受け取ったディジタル信号に対して逆拡散を行ない、復調部215では、逆拡散後の出力を復調する。
【0005】
また、図10は、上記逆拡散部214の構成を示す図であり、このように、マッチドフィルタを用いた方式がよく用いられる。図10において、221はマッチドフィルタであり、222は補間部である。マッチドフィルタ221では、受信信号と参照信号(拡散符号)との相関演算を行うことで、受信信号を逆拡散する。補間部222では、マッチドフィルタ221の相関出力波形を補間し、検出タイミングの精度を向上させる。
【0006】
標本化定理によれば、W[Hz]に帯域制限された信号を2W[Hz]以上のサンプリング周波数でサンプリングすると、元の信号を正確に再現できる。一方、2W[Hz]以下のサンプリング周波数でサンプリングすると、周波数W以上の成分が周波数W[Hz]以下に折り返されるため、元の信号を正確に再現できなくなる。この現象を「エイリアシング」と呼ぶ。
【0007】
ロールオフフィルタ206の出力の周波数帯域は、拡散符号のチップレートをR[Hz]とし、 ロールオフフィルタ206のロールオフファクタをα(0≦α≦1)とした場合、(1+α)R/2で与えられる。たとえば、W−CDMA(Wideband - Code Division Multiple Access)方式ではα=0.22が用いられる。
【0008】
したがって、標本化定理より、A/D変換器213のサンプルレートが(1+α)R以上であれば、元の信号を正確に再現できる。通常は、回路の作り易さから、サンプルレートを拡散符号のチップレートの整数倍に設定する。特性の劣化を避ける場合には、サンプルレート2Rが、回路規模削減を優先する場合には、サンプルレートRがよく用いられる。
【0009】
マッチドフィルタ回路のサンプリング周波数としては、以下の2種類の選択肢がある。
(1)標本化定理を満たすように、拡散符号のチップレートに対して2倍以上の周波数でオーバサンプリングを行う。
(2)エイリアシングによる劣化を受け入れ、拡散符号のチップレートと同じ周波数でサンプリングを行う。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のスペクトラム拡散受信装置においては、A/D変換器のサンプルレートを拡散符号のチップレートの2倍とすると、標本化定理を満足するので、特性劣化はないものの、一般にチップレートが高速であるため、回路規模や消費電力が大きくなる、という問題があった。
【0011】
また、A/D変換器のサンプルレートをチップレートとすると、回路規模や消費電力は削減できるが、エイリアシングによって特性が劣化してしまう、という問題があった。
【0012】
ここで、ロールオフフィルタを通過したスペクトル拡散信号の周波数スペクトルに着目する。スペクトラム拡散信号のロールオフフィルタ (ロールオフファクタα) 通過後の周波数帯域は(1+α)R/2である。標本化定理によれば、帯域の2倍以上の周波数でサンプリングした場合に原信号を忠実に再現できるので、サンプリング周波数はR(1+α)でよい。
【0013】
たとえば α=0.22の場合、チップレートの1.25倍の周波数でオーバサンプリングを行うと、原信号を正確に再現できるため、特性劣化がなく、かつ受信回路の動作速度を2倍オーバサンプリングよりも下げることができる。しかしながら、1.25倍という半端なオーバサンプル数によって、マッチドフィルタ回路は参照信号が多値となり、回路規模が大きくなってしまう。このため、動作速度が下がったにもかかわらず、回路規模,消費電力ともに増大する結果となる。
【0014】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、エイリアシングによる特性の劣化を引き起こすことなく、受信回路の低消費電力化および小回路規模化を実現可能な受信装置を得ることを目的とする。
【0015】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる受信装置にあっては、入力信号から、エイリアシングが発生する周波数にダウンサンプルした信号を生成し、さらに、当該ダウンサンプル後の信号に含まれるエイリアシング雑音成分を抽出する信号生成/雑音抽出手段と、前記ダウンサンプル後信号および前記エイリアシング雑音成分に対して個別に逆拡散処理を行う逆拡散手段と、前記2つの逆拡散結果を合成してエイリアシング雑音成分をキャンセルする雑音キャンセル手段と、を備えることを特徴とする。
【0016】
つぎの発明にかかる受信装置において、信号生成/雑音抽出手段は、入力信号に対してエイリアシングが発生しない周波数でサンプルするA/D変換手段と、前記A/D変換後の信号をエイリアシングが発生する周波数でサンプルすることによって、2系統のダウンサンプル後信号を生成する信号生成手段と、一方のダウンサンプル後信号から他方のダウンサンプル後信号を推定する信号推定手段と、前記信号生成手段にて生成した他方のダウンサンプル後信号と前記信号推定手段にて推定した他方のダウンサンプル後信号との差を計算することによって、前記エイリアシング雑音成分を抽出する雑音抽出手段と、を備えることを特徴とする。
【0017】
つぎの発明にかかる受信装置において、信号生成/雑音抽出手段は、前記エイリアシング雑音成分の周波数をさらに低域に変換する低域周波数変換手段と、前記周波数変換結果をエイリアシング雑音成分の周波数帯域以上の周波数でサンプルする雑音サンプル手段と、を備えることを特徴とする。
【0018】
つぎの発明にかかる受信装置において、信号生成/雑音抽出手段は、入力信号に対してエイリアシングが発生しない周波数でサンプルするA/D変換手段と、前記A/D変換後の信号をエイリアシングが発生する周波数でサンプルすることによって、第1のダウンサンプル後信号を生成する第1の信号生成手段と、前記A/D変換後の信号をエイリアシング雑音成分の周波数帯域以上の周波数でサンプルすることによって、第2のダウンサンプル後信号を生成する第2の信号生成手段と、前記第1のダウンサンプル後信号から前記第2のダウンサンプル後信号を推定する信号推定手段と、前記第2の信号生成手段にて生成した第2のダウンサンプル後信号と前記信号推定手段にて推定した第2のダウンサンプル後信号との差を計算することによって、前記エイリアシング雑音成分を抽出する雑音抽出手段と、を備え、前記第2の信号生成手段は、前記第1の信号生成手段が間引いた信号をサンプルすることを特徴とする。
【0019】
つぎの発明にかかる受信装置において、信号生成/雑音抽出手段は、入力信号をエイリアシングが発生する周波数でサンプルすることによって、第1のダウンサンプル後信号を生成する第1のA/D変換手段と、入力信号をエイリアシング雑音成分の周波数帯域以上の周波数でサンプルすることによって、第2のダウンサンプル後信号を生成する第2のA/D変換手段と、前記第1のダウンサンプル後信号から前記第2のダウンサンプル後信号を推定する信号推定手段と、前記第2のA/D変換手段にて生成した第2のダウンサンプル後信号と前記信号推定手段にて推定した第2のダウンサンプル後信号との差を計算することによって、前記エイリアシング雑音成分を抽出する雑音抽出手段と、を備え、前記第2のA/D変換手段は、前記第1のA/D変換手段におけるサンプル点の中間時刻をサンプルすることを特徴とする。
【0020】
つぎの発明にかかる受信装置において、雑音キャンセル手段は、逆拡散後のダウンサンプル後信号の隣り合うサンプル点の中間時刻における値を推定するサンプル点推定手段と、逆拡散後のエイリアシング雑音成分の周波数を高域(前記エイリアシングが発生する周波数)に変換する高域周波数変換手段と、前記推定後のサンプル点と前記周波数変換後の信号のサンプル点とを加算する加算手段と、を備えることを特徴とする。
【0021】
つぎの発明にかかる受信装置にあっては、入力信号から、エイリアシングが発生する周波数にダウンサンプルした信号を生成し、さらに、当該ダウンサンプル後の信号に含まれるエイリアシング雑音成分を抽出する信号生成/雑音抽出手段と、前記ダウンサンプル後信号および前記エイリアシング雑音成分を一時的に記憶する記憶手段と、前記記憶手段から読み出した信号を合成してエイリアシング雑音成分をキャンセルする雑音キャンセル手段と、を備えることを特徴とする。
【0022】
つぎの発明にかかる受信装置にあっては、入力信号から、エイリアシングが発生する周波数にダウンサンプルした信号と、エイリアシング雑音成分の周波数帯域以上の周波数にダウンサンプルした信号と、を生成する信号生成手段と、前記サンプル後の2系統の信号を個別にフーリエ変換するフーリエ変換手段と、前記各フーリエ変換出力を周波数領域で演算することによって、エイリアシング雑音成分をキャンセルする雑音キャンセル手段と、を備えることを特徴とする。
【0023】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【0024】
実施の形態1.
図1は、本発明にかかるスペクトラム拡散用受信装置の実施の形態1の構成を示す図である。図1において、1はA/D変換器であり、2はスイッチであり、3はフィルタであり、4は減算器であり、5は発振器であり、6は乗算器であり、7はスイッチであり、8は1/n倍オーバサンプルマッチドフィルタであり、9はフィルタであり、10は乗算器であり、11は1倍オーバサンプルマッチドフィルタであり、12は加算器であり、13はスイッチである。
【0025】
ここで、上記のように構成される実施の形態1の受信装置の動作について説明する。なお、入力信号は、チップレートRの拡散符号で拡散されたスペクトル拡散信号がロールオフ率αのロールオフフィルタを通過した状態の信号とする。また、入力信号の周波数帯域は(1+α)R/2である。
【0026】
A/D変換器1では、入力信号をサンプルレート2Rでサンプリングする。スイッチ2では、A/D変換器1出力(サンプルレート2R)に対してシリアル/パラレル変換を行い、サンプルレートRにダウンサンプルされた2つの信号を出力する。2つのサンプルレートRの信号のうち、図1中のA地点における信号をフィルタ3に入力する。フィルタ3の出力は、A地点の信号からB地点の信号を推定したものである。減算器4では、B地点の信号とその推定値との誤差(エイリアシング雑音成分)を出力する。
【0027】
この誤差は、帯域(1+α)R/2の信号をサンプルレートRでサンプルしたことによって、周波数R/2以上の成分がR/2以下に折り返されたものであるから、その周波数成分は、周波数(1−α)R/2〜R/2の範囲に集中している。そこで、乗算器6では、この誤差信号に対して発振器5から出力される信号を乗算し、誤差信号の周波数を直流近傍の周波数に変換する。発振器5の出力は、1,−1,1,−1…の繰り返しで、サンプルレートはRである。
【0028】
スイッチ7では、周波数変換後の乗算器6出力をサンプルレートR/nでサンプルする。ここで、nはn≦1/αの条件を満たす正の整数である。
【0029】
1/n倍オーバサンプルマッチドフィルタ8では、レート変換後のスイッチ7出力を逆拡散する。フィルタ9では、逆拡散結果のサンプルレートをR/nからRに変換する。乗算器10では、レート変換後のフィルタ9出力に発振器5の出力を乗算し、周波数R/2近傍に周波数を変換する。
【0030】
一方、1倍オーバサンプルマッチドフィルタ11では、A地点における信号を逆拡散する。フィルタ3では、逆拡散信号のサンプル点同士の中間点における値を推定する。
【0031】
加算器12では、補間後のフィルタ3出力と周波数変換後の乗算器10出力とを加算する。スイッチ13では、1倍オーバサンプルマッチドフィルタ11出力と加算器12出力とを交互に出力し、2倍オーバサンプルの逆拡散信号を出力する。
【0032】
このように、本実施の形態においては、2倍オーバサンプルマッチドフィルタを使用するかわりに 1倍オーバサンプルマッチドフィルタと1/n倍オーバサンプルマッチドフィルタを組み合わせて使用する構成とした。これにより、2倍オーバサンプルマッチドフィルタを使用する場合と比較してより小規模のハードウェアによる実装が可能となる。
【0033】
また、逆拡散出力(output)にはエイリアシングによる歪みが含まれないので、たとえば、1倍オーバサンプルマッチドフィルタのみを用いる場合と比較して、より良好な受信特性を得ることができる。
【0034】
また、同期検出等に使用する場合は、1倍オーバサンプルマッチドフィルタのみを用いる場合と比較して同期検出特性が良好となるため、同期検出時間が短縮され、動作時間短縮,消費電力削減を実現できる。また、(1+1/α)倍オーバサンプルによる受信機を構成する場合と比べて、参照信号(拡散符号)が多値にならないため、回路規模が大幅に削減できる。
【0035】
なお、図1では、A/D変換器1の出力が直接スイッチ2に入力されているが、これに限らず、これらの間に別のディジタル処理回路が挿入されている場合であっても上記と同様の効果を得ることができる。
【0036】
また、本実施の形態では、ベースバンド信号をA/D変換した場合の説明を行ったが、たとえば、IF帯オーバサンプリングやIF帯アンダーサンプリングを行った場合であってもよい。IF帯サンプリングの場合も、サンプリングによる周波数スペクトラムの折り返しを考慮し、エイリアシング部分の帯域に応じてnの値を決定する。
【0037】
なお、本実施の形態においては、1倍オーバサンプルマッチドフィルタ11および1/n倍オーバサンプルマッチドフィルタ8の出力を用いる構成としたが、各マッチドフィルタの後段に巡回積分器を挿入し、マッチドフィルタ出力信号のS/Nを改善した後に、前述と同様の手順で2倍オーバサンプルの逆拡散信号を出力する構成とした場合であっても同様の効果を得ることができる。
【0038】
実施の形態2.
図2は、本発明にかかるスペクトラム拡散用受信装置の実施の形態2の構成を示す図であり、14,15はスイッチである。実施の形態1の図1との相違点は、nは正の偶数であること,発振器5の出力を乗算する箇所が1箇所であること,減算器4の動作速度がR/nであること、の3点である。
【0039】
ここで、実施の形態2の動作を説明する。なお、ここでは、前述した実施の形態1と異なる動作についてのみ説明する。
【0040】
スイッチ14では、サンプルレート2RでA/D変換後の信号をサンプルレートRでサンプルする。一方、スイッチ15では、サンプルレート2RでA/D変換後の信号をサンプルレートR/nでダウンサンプルする。ただし、スイッチ15におけるレート変換後の出力タイミングは、スイッチ14が間引いた点とする。
【0041】
フィルタ3では、レート変換後のスイッチ14出力から、スイッチ14が間引いた点の値を推定する。
【0042】
なお、本実施の形態では、nを偶数としたので、スイッチ7出力は、常に同じ値が乗算され、以下の説明のように簡略化できる。スイッチ7では、フィルタ3出力の推定値をサンプルレートR/nでサンプルする。減算器4では、サンプルレートR/nにレート変換後の、スイッチ15出力とスイッチ7出力との差を計算する。ここでは、nが偶数であるため、前述の乗算器6が省略でき、また、減算器4の動作速度がR/nと遅くなる。
【0043】
また、1倍オーバサンプルマッチドフィルタ11では、スイッチ14出力の信号を逆拡散する。
【0044】
このように、本実施の形態においては、前述の実施の形態1と比較して、減算器の動作速度がR/nと遅くなっており、かつ発振器5の出力を乗算する箇所が1箇所と減っている。そのため、前述の実施の形態1と同様の効果が得られるとともに、さらなる回路規模の縮小化および低消費電力化を実現できる。
【0045】
なお、図2では、A/D変換器1の出力が直接スイッチ14に入力されているが、これに限らず、これらの間に別のディジタル処理回路が挿入されている場合であっても上記と同様の効果を得ることができる。
【0046】
また、本実施の形態においては、1倍オーバサンプルマッチドフィルタ11および1/n倍オーバサンプルマッチドフィルタ8の出力を用いる構成としたが、各マッチドフィルタの後段に巡回積分器を挿入し、マッチドフィルタ出力信号のS/Nを改善した後に、前述と同様の手順で2倍オーバサンプルの逆拡散信号を出力する構成とした場合であっても同様の効果を得ることができる。
【0047】
実施の形態3.
図3は、本発明にかかるスペクトラム拡散用受信装置の実施の形態3の構成を示す図であり、16は発振器である。前述の実施の形態2との相違点は、nが正の奇数であること,発振器16の動作速度がR/nであること,乗算器6を用いること、の3点である。
【0048】
ここで、実施の形態3の動作を説明する。なお、ここでは、前述した実施の形態1または2と異なる動作についてのみ説明する。
【0049】
本実施の形態では、nを奇数としたので、スイッチ7出力を以下の説明のように簡略化できる。スイッチ7では、フィルタ3出力をサンプルレートR/nでサンプルする。減算器4では、レート変換後のスイッチ15出力とスイッチ7出力との差を計算する。乗算器6では、誤差信号に対して発振器16から出力される信号を乗算する。nが奇数であるため、乗算器6をサンプルレートR/nの部分に配置できる。また、減算器4の動作速度をR/nと遅くできる。
【0050】
このように、本実施の形態においては、減算器4,乗算器6,発振器16の動作速度がR/nであり、実施の形態1よりも低速な動作となる。これにより、さらなる回路規模の縮小化および低消費電力化を実現できる。
【0051】
実施の形態4.
図4は、本発明にかかるスペクトラム拡散用受信装置の実施の形態4の構成を示す図であり、17,18はA/D変換器である。前述した実施の形態2との相違点は、サンプルレートがRとR/nの、2個のA/D変換器を用いる点である。
【0052】
ここで、実施の形態4の動作を説明する。なお、ここでは、前述した実施の形態1、2または3と異なる動作についてのみ説明する。
【0053】
A/D変換器17では、入力信号をサンプルレートRでサンプルする。一方、A/D変換器18では、入力信号をサンプルレートR/nでサンプルする。ただし、A/D変換器18は、サンプル点がA/D変換器17のサンプル点の中間となるようにサンプルする。フィルタ3では、 サンプルレートRでA/D変換後の信号を受け取り、隣り合うサンプル点の中間点における値を推定する。
【0054】
このように、本実施の形態においては、サンプルレートが2RのA/D変換器を用いずに、サンプルレートがRとR/nの2個のA/D変換器を用いる構成とした。これにより、前述した実施の形態2と同様の効果が得られるとともに、さらなる回路規模の縮小化を実現できる。
【0055】
また、A/D変換器のサンプルレートがRとR/nであるため、サンプルレート2RのA/D変換器を使用する場合と比較してA/D変換器の動作率が低くなり、さらなる低消費電力化を実現できる。
【0056】
なお、本実施の形態では、nが偶数の場合について記述したが、たとえば、nが奇数の場合には、前述した実施の形態3の構成を適用する。
【0057】
実施の形態5.
図5は、本発明にかかる受信装置の実施の形態5の構成を示す図であり、19はA/D変換器であり、20,21はメモリである。前述した実施の形態1との相違点は、マッチドフィルタをメモリに置き換えた点である。
【0058】
ここで、実施の形態5の動作を説明する。なお、ここでは、前述した実施の形態1と異なる動作についてのみ説明する。また、本実施の形態では、入力信号を4ビットA/D変換し、2×R×N個のメモリに記憶する回路を想定する。
【0059】
図6は、上記記憶回路の一例を示す図である。図6において、22はメモリである。この場合、メモリ容量は4×2×R×Nビット分だけ必要である。一方、図5の回路を用いることにより、情報量を落とすことなく、図6と同等の記憶回路を実現できる。
【0060】
図5を用いて具体的に説明すると、まず、A/D変換器19では、入力信号をサンプルレート2R、量子化ビット数4ビットで、A/D変換を実施する。
【0061】
そして、A地点における信号がメモリ20に入力され、また、スイッチ7の出力がメモリ21に入力される。メモリ21への入力信号は、エイリアシングによる誤差成分であり、一般に入力信号よりもレベルが低いので、1サンプルあたりのビット数は、メモリ20のビット数よりも少なくて済む。一例として、図5では、メモリ21における1サンプルあたりのビット数を2ビットとした。したがって、図5のメモリ容量は、4×R×N+2×R×N/n[ビット]となる。すなわち、n=4の場合は、4.5RN[ビット]となる。このように、図6では、8RNであるから、メモリ容量はほぼ半分に削減される。
【0062】
つぎに、フィルタ9では、メモリ21から読み出した信号のサンプルレートR/nをRに変換する。一方、フィルタ3では、メモリ20から読み出したデータの隣り合うサンプル同士の中間点における値を推定する。
【0063】
このように、本実施の形態においては、2倍オーバサンプル用の容量を持つメモリを使用するかわりに、1倍オーバサンプル用のメモリと1/n倍オーバサンプル用のメモリとを組み合わせて使用する構成とした。これにより、特性を劣化させることなく、メモリ容量を大幅に削減できる。
【0064】
なお、本実施の形態のような2つのメモリを備える構成は、nが偶数の場合や奇数の場合、前述した実施の形態2や実施の形態3における回路の簡略化を適用できる。
【0065】
また、本実施の形態の構成は、上記に限らず、帯域制限されたディジタル信号を伝送し、伝送するサンプル数を、標本化定理を満たす限界まで削減したい場合においても、回路を複雑化することなく実現できる。たとえば、基地局のように、多数のモデムを並列に使用するような環境で、かつA/D変換器から各モデムへの伝送容量 (配線数)を削減するような用途、に適用してもよい。
【0066】
実施の形態6.
図7は、本発明にかかる受信装置の実施の形態6の構成を示す図である。図7において、24,25はスイッチであり、26,27はメモリであり、28,29はFFT(fast fourier transform)演算部であり、30は周波数軸上演算処理部であり、31はメモリである。
【0067】
ここで、実施の形態6の動作を説明する。なお、ここでは、前述した実施の形態1〜5と異なる動作についてのみ説明する。入力信号は、周波数帯域が(1+α)R/2以下に制限されているものとし、0≦α≦1である。本実施の形態では、入力信号に対して4ビットA/D変換を行い、さらに、2×N点FFT処理を行い、その結果をメモリに格納する回路を想定する。
【0068】
このような回路は、マルチキャリヤCDMAやOFDM(orthogonal frequency division multiplex)などで一般的に使用されるものである。図8は、マルチキャリヤCDMAやOFDMで一般的に使用される回路の一例を示す図である。図8において、32はメモリであり、33はFFT演算部であり、34はメモリであり、メモリ容量は入出力合わせて(4+8)×2×Nビットだけ必要である。
【0069】
図7を用いて具体的に説明すると、まず、A/D変換器19では、入力信号をサンプルレート2R、量子化ビット数4ビットで、A/D変換を実施する。
【0070】
スイッチ24では、A/D変換後の信号のサンプルレートをRに変換する。一方、スイッチ25では、A/D変換後の信号のサンプルレートをR/nに変換する。ただし、スイッチ25では、レート変換出力のタイミングがスイッチ24が間引いた点になるように動作する。メモリ26,27では、スイッチ24,25の出力をそれぞれNサンプル,N/nサンプル毎に格納する。なお、nを、n≦1/αを満たす正の整数とする。たとえば、図8が1024点FFTを実現する回路であり、α=0.22の場合、N=512,n=4,N/n=128となる。
【0071】
FFT演算部28,29では、それぞれメモリ26,27の内容を読み出し、読み出したデータを周波数領域に変換する。周波数軸上演算処理部30では、エイリアシングによる誤差のキャンセル処理を周波数軸上で行う。そして、誤差キャンセル後の周波数軸上演算処理部30の出力をメモリ31に格納する。
【0072】
このように、本実施の形態においては、2×N点FFTのかわりにN点FFTとN/n点FFTを用いる構成とした。これにより、特性を劣化させることなくメモリ使用量を削減できる。また、FFT演算量の削減,消費電力の削減を実現できる。
【0073】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、逆拡散手段として、たとえば、1倍オーバサンプルマッチドフィルタと1/n倍オーバサンプルマッチドフィルタを組み合わせて使用する構成とした。これにより、2倍オーバサンプルマッチドフィルタを使用する場合と比較して、より小規模のハードウェアによる実装が可能となる、という効果を奏する。また、上記組み合わせによれば、装置出力にエイリアシングによる歪みが含まれないので、たとえば、1倍オーバサンプルマッチドフィルタのみを用いる場合と比較して、より良好な受信特性を得ることができる、という効果を奏する。また、たとえば、同期検出等に使用する場合には、1倍オーバサンプルマッチドフィルタのみを用いる場合と比較して同期検出特性が良好となるため、同期検出時間が短縮され、動作時間短縮,消費電力削減を実現できる、という効果を奏する。
【0074】
つぎの発明によれば、2系統のうちの一方のダウンサンプル後信号から他方のダウンサンプル後信号を推定し、2系統のうちの他方のダウンサンプル後信号と推定ダウンサンプル後信号との差を計算する構成とした。これにより、簡易な構成でエイリアシング雑音成分を抽出できる、という効果を奏する。
【0075】
つぎの発明によれば、雑音サンプル手段が、受け取った信号を、エイリアシング雑音成分の周波数帯域以上の周波数でサンプルする構成とした。これにより、動作速度が遅くなるため、低消費電力化を実現できる、という効果を奏する。
【0076】
つぎの発明によれば、雑音抽出手段の動作速度がさらに遅くなっているため、さらなる回路規模の縮小化および低消費電力化を実現できる、という効果を奏する。
【0077】
つぎの発明によれば、エイリアシングが発生しない周波数でサンプルするA/D変換器を用いずに、エイリアシングが発生する周波数Rでサンプルする第1のA/D変換手段と、エイリアシング雑音成分の周波数帯域以上の周波数でサンプルする第2のA/D変換手段と、を用いる構成とした。これにより、さらなる回路規模の縮小化を実現できる、という効果を奏する。また、エイリアシングが発生しない周波数でサンプルするA/D変換器よりもサンプルレートが遅くなるため、A/D変換器の動作率が低くなり、さらなる低消費電力化を実現できる、という効果を奏する。
【0078】
つぎの発明によれば、逆拡散後のダウンサンプル後信号の隣り合うサンプル点の中間時刻における値を推定する。一方で、逆拡散後のエイリアシング雑音成分の周波数を高域に変換する。そして、補間後の信号と周波数変換後の信号とを加算する。これにより、簡易な構成でエイリアシング雑音成分をキャンセルできる、という効果を奏する。
【0079】
つぎの発明によれば、記憶手段として、たとえば、1倍オーバサンプル用のメモリと1/n倍オーバサンプル用のメモリとを組み合わせて使用する構成とした。これにより、2倍オーバサンプル用のメモリを用いる場合と比較して、特性を劣化させることなくメモリ容量を大幅に削減できる、という効果を奏する。
【0080】
つぎの発明によれば、フーリエ変換手段として、たとえば、N点FFTとN/n点FFTを用いる構成とした。これにより、2×N点FFTを用いた場合と比較して、特性を劣化させることなくメモリ使用量を削減できる、という効果を奏する。また、FFT演算量の削減,消費電力の削減を実現できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明にかかるスペクトラム拡散用受信装置の実施の形態1の構成を示す図である。
【図2】 本発明にかかるスペクトラム拡散用受信装置の実施の形態2の構成を示す図である。
【図3】 本発明にかかるスペクトラム拡散用受信装置の実施の形態3の構成を示す図である。
【図4】 本発明にかかるスペクトラム拡散用受信装置の実施の形態4の構成を示す図である。
【図5】 本発明にかかる受信装置の実施の形態5の構成を示す図である。
【図6】 記憶回路の一例を示す図である。
【図7】 本発明にかかる受信装置の実施の形態6の構成を示す図である。
【図8】 マルチキャリヤCDMAやOFDMで一般的に使用される回路の一例を示す図である。
【図9】 スペクトラム拡散用の従来の送受信装置の構成を示す図である。
【図10】 逆拡散部の構成を示す図である。
【符号の説明】
1,17,18,19 A/D変換器、2,7,13,14,15,24,25 スイッチ、3,9 フィルタ、4 減算器、5,16 発振器、6,10 乗算器、8 1/n倍オーバサンプルマッチドフィルタ、11 1倍オーバサンプルマッチドフィルタ、12 加算器、20,21,26,27,31 メモリ、28,29 FFT演算部、30 周波数軸上演算処理部。
Claims (8)
- 入力信号から、エイリアシングが発生する周波数にダウンサンプルした信号を生成し、さらに、当該ダウンサンプル後の信号に含まれるエイリアシング雑音成分を抽出する信号生成/雑音抽出手段と、
前記ダウンサンプル後信号および前記エイリアシング雑音成分に対して個別に逆拡散処理を行う逆拡散手段と、
前記2つの逆拡散結果を合成してエイリアシング雑音成分をキャンセルする雑音キャンセル手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。 - 前記信号生成/雑音抽出手段は、
入力信号に対してエイリアシングが発生しない周波数でサンプルするA/D変換手段と、
前記A/D変換後の信号をエイリアシングが発生する周波数でサンプルすることによって、2系統のダウンサンプル後信号を生成する信号生成手段と、
一方のダウンサンプル後信号から他方のダウンサンプル後信号を推定する信号推定手段と、
前記信号生成手段にて生成した他方のダウンサンプル後信号と前記信号推定手段にて推定した他方のダウンサンプル後信号との差を計算することによって、前記エイリアシング雑音成分を抽出する雑音抽出手段と、
を備えることを特徴とする請求項1に記載の受信装置。 - 前記信号生成/雑音抽出手段は、
前記エイリアシング雑音成分の周波数をさらに低域に変換する低域周波数変換手段と、
前記周波数変換結果をエイリアシング雑音成分の周波数帯域以上の周波数でサンプルする雑音サンプル手段と、
を備えることを特徴とする請求項1または2に記載の受信装置。 - 前記信号生成/雑音抽出手段は、
入力信号に対してエイリアシングが発生しない周波数でサンプルするA/D変換手段と、
前記A/D変換後の信号をエイリアシングが発生する周波数でサンプルすることによって、第1のダウンサンプル後信号を生成する第1の信号生成手段と、
前記A/D変換後の信号をエイリアシング雑音成分の周波数帯域以上の周波数でサンプルすることによって、第2のダウンサンプル後信号を生成する第2の信号生成手段と、
前記第1のダウンサンプル後信号から前記第2のダウンサンプル後信号を推定する信号推定手段と、
前記第2の信号生成手段にて生成した第2のダウンサンプル後信号と前記信号推定手段にて推定した第2のダウンサンプル後信号との差を計算することによって、前記エイリアシング雑音成分を抽出する雑音抽出手段と、
を備え、
前記第2の信号生成手段は、前記第1の信号生成手段が間引いた信号をサンプルすることを特徴とする請求項1に記載の受信装置。 - 前記信号生成/雑音抽出手段は、
入力信号をエイリアシングが発生する周波数でサンプルすることによって、第1のダウンサンプル後信号を生成する第1のA/D変換手段と、
入力信号をエイリアシング雑音成分の周波数帯域以上の周波数でサンプルすることによって、第2のダウンサンプル後信号を生成する第2のA/D変換手段と、
前記第1のダウンサンプル後信号から前記第2のダウンサンプル後信号を推定する信号推定手段と、
前記第2のA/D変換手段にて生成した第2のダウンサンプル後信号と前記信号推定手段にて推定した第2のダウンサンプル後信号との差を計算することによって、前記エイリアシング雑音成分を抽出する雑音抽出手段と、
を備え、
前記第2のA/D変換手段は、前記第1のA/D変換手段におけるサンプル点の中間時刻をサンプルすることを特徴とする請求項1に記載の受信装置。 - 前記雑音キャンセル手段は、
逆拡散後のダウンサンプル後信号の隣り合うサンプル点の中間時刻における値を推定するサンプル点推定手段と、
逆拡散後のエイリアシング雑音成分の周波数を高域(前記エイリアシングが発生する周波数)に変換する高域周波数変換手段と、
前記推定後のサンプル点と前記周波数変換後の信号のサンプル点とを加算する加算手段と、
を備えることを特徴とする請求項3、4または5に記載の受信装置。 - 入力信号から、エイリアシングが発生する周波数にダウンサンプルした信号を生成し、さらに、当該ダウンサンプル後の信号に含まれるエイリアシング雑音成分を抽出する信号生成/雑音抽出手段と、
前記ダウンサンプル後信号および前記エイリアシング雑音成分を一時的に記憶する記憶手段と、
前記記憶手段から読み出した信号を合成してエイリアシング雑音成分をキャンセルする雑音キャンセル手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。 - 入力信号から、エイリアシングが発生する周波数にダウンサンプルした信号と、エイリアシング雑音成分の周波数帯域以上の周波数にダウンサンプルした信号と、を生成する信号生成手段と、
前記サンプル後の2系統の信号を個別にフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
前記各フーリエ変換出力を周波数領域で演算することによって、エイリアシング雑音成分をキャンセルする雑音キャンセル手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
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