JP3816684B2 - スペクトル拡散受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散通信方式の受信装置に関するものであり、特に、マッチドフィルタを用いて受信信号の同期を行なうスペクトル拡散受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のスペクトル拡散受信装置について説明する。スペクトル拡散通信方式において、送信側では、たとえば、拡散符号を用いて情報レートより高速なチップレートで拡散変調を行い、そして、その拡散信号を受信側へ送信する。一方、受信側では，送信側で用いた拡散符号のレプリカである参照符号を生成し、受信した拡散信号の逆拡散を行う。
【０００３】
しかしながら、このような逆拡散に用いる参照符号は、送信側で用いた拡散符号と同一のタイミングで用いる必要があるため、受信した拡散信号の逆拡散を行うためには、拡散符号を用いるタイミングを正確に検出しなければならず、たとえば、チップレートの４倍以上の精度でタイミングの検出を行なう必要がある。このため、タイミングの検出はチップレートに対して４倍のオーバサンプルで行なう。また、移動体通信のような、伝搬環境が高速で変化する環境においては、高速に拡散符号を用いるタイミングを検出し、復調タイミングを更新する必要がある。そこで、この復調タイミングを更新する方法として、たとえば、マッチドフィルタを用いる方法が提案されている。
【０００４】
マッチドフィルタは、通常、受信した拡散信号を格納する入力レジスタと、前記参照符号を格納する参照符号レジスタと、入力レジスタの各タップ出力と参照符号との乗算をサンプル単位に行なう複数の乗算器と、各乗算器出力をサンプル単位にすべて加算する加算器と、から構成されている。
【０００５】
図２６は、上記のように構成されるマッチドフィルタの出力例を示すものである。このマッチドフィルタの入力レジスタに格納される入力信号は、６４サンプルであり、この６４サンプル周期で、受信拡散信号の相関値が繰り返し計算されている。そして、図２６に示すように、マッチドフィルタの相関が特に大きくなるタイミングが拡散信号の受信タイミングとなる。
【０００６】
図２７は、巡回積分の動作を説明するための図を示すものである。たとえば、図示のような巡回積分による手法を用いて、マッチドフィルタの出力を６４サンプル周期（サンプルタイミングを示す）で足し合わせることにより、すなわち、図２７の（Ａ）＋（Ｂ）＋（Ｃ）＋（Ｄ）を計算することにより、ＳＮ比（Signal to Noise ratio）を改善させてタイミングを検出する。
【０００７】
上記、スペクトル拡散通信方式におけるマッチドフィルタおよび上記巡回積分による手法に関する文献としては、たとえば、特開平１０−２８５０７９がある。図２８は、たとえば、特開平１０−２８５０７９に示された従来のマッチドフィルタと従来の巡回積分器を示すものであり、図２９は、図２８に示すマッチドフィルタの構成を示すものであり、図３０は、図２８に示す巡回積分器の構成を示すものである。
【０００８】
図２８において、５００はマッチドフィルタであり、６００は巡回積分器である。また、マッチドフィルタ５００において、５０１はレジスタであり、５０２は書き込み制御装置であり、５０３ａ，５０３ｂ，…５０３ｃはセレクタであり、５０４ａ，５０４ｂ，…５０４ｃは乗算器であり、５０５は参照符号レジスタであり、５０６は加算器である。また、巡回積分器６００において、６０１は加算器であり、６０２はメモリであり、６０３はアドレス生成器である。
【０００９】
上記のように構成されるマッチドフィルタ５００および巡回積分器６００は、どちらも４倍のオーバサンプルで動作している。たとえば、マッチドフィルタ５００は、６４タップで構成され、各タップに対応する６４個の乗算器（１４ａ，１４，…１４ｃ）が、１サンプル毎にそれぞれのタップの出力と参照符号とを乗算する。その後、マッチドフィルタ５００では、加算器５０６がすべての乗算結果を加算し、出力する。一方、巡回積分器６００では、加算器６０１が、入力されるマッチドフィルタの出力と、アドレス生成器６０３が所定のタイミングで生成するアドレスに対応するメモリ５０２の出力と、を加算することにより（図２７参照）、相関値を出力する。
【００１０】
なお、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式において、受信側では、通信の開始時にタイミングがわかっていない。従って、たとえば、従来のスペクトル拡散受信装置では、相関出力を得るために、図２８に示す受信拡散信号と参照符号とを用いて上記操作を行い、受信拡散信号と参照符号の位相を正確に合わせないと、大きな相関値が得られない。
【００１１】
このように、従来のスペクトル拡散受信装置では、上記の方法で得られた相関値のうち、最大値となる参照符号の位相に同期させることにより、受信拡散信号の受信タイミングを検索している。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来のスペクトル拡散受信装置において、マッチドフィルタおよび巡回積分器は、４倍オーバサンプルで動作するため回路規模と消費電力が非常に大きいという問題点があった。
【００１３】
具体的にいうと、図２９に示す従来のマッチドフィルタ５００において、受信データを格納するためのレジスタ５０１の必要数は、６４タップの４倍、すなわち、２５６個であり、回路規模が大きくなる。さらに、レジスタ５０１にて４倍オーバサンプルを行なっているため、各セレクタでは、レジスタ５０１から各タップの出力を高速に選択する、という動作が必要となる。
【００１４】
また、このセレクタ５０３ａ〜５０３ｃも、必要数が６４個であることから回路規模が大きくなり、さらに、動作が４倍オーバサンプルであるため消費電力が大きくなる。また、乗算器５０４ａ〜５０４ｃについても、同様に必要数が６４個であることから回路規模が大きくなり、さらに、動作が各セレクタと同様に４倍オーバサンプルであるため消費電力が大きくなる。そして、加算器５０６についても、乗算器が６４個であることから非常に大きな回路規模となり、さらに、動作が同様に４倍オーバサンプルと高速であるため非常に大きな消費電力となる。
【００１５】
また、巡回積分器６００については、６４タップの４倍である２５６ワードのメモリ６０２が必要となり、それに伴って回路規模が大きくなり、さらに、動作速度が上記同様４倍オーバサンプルであるため消費電力も大きくなる。
【００１６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、小型で低消費電力なマッチドフィルタおよび巡回積分器を備えるスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ（後述する実施の形態のマッチドフィルタ１に相当）と、前記マッチドフィルタ出力を、Ｎ倍（Ｎは１以上）オーバサンプルタイミングで補間する補間手段（補間装置２に相当）と、を備え、受信拡散信号のタイミング同期をとることを特徴とする。
【００１８】
この発明によれば、マッチドフィルタにおいて、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる。また、この発明によれば、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる。また、同様の理由からマッチドフィルタ出力の時間分解能が低下することになるが、この発明によれば、補間手段によって時間分解能を向上させることができ、従来と同等の性能を実現することができる。
【００１９】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、さらに、前記マッチドフィルタと補間手段との間に、マッチドフィルタ出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する巡回積分手段（後述する実施の形態の巡回積分器３に相当）を備え、前記補間手段では、前記巡回積分手段の出力を、Ｎ倍オーバサンプルタイミングで補間することを特徴とする。
【００２０】
この発明によれば、さらに、巡回積分手段の動作速度を、従来技術と比較して遅くすることができ、さらに、オーバサンプルなしで動作することから、メモリ容量を、たとえば、２５６ワードから６４ワードへと、１／４に削減させることができる。これにより、従来と比較して回路規模を大幅に削減できるとともに、消費電力も大幅に削減させることができる。
【００２１】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ（後述する実施の形態のマッチドフィルタ１に相当）と、前記マッチドフィルタ出力を、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分手段（第１の巡回積分器３ａに相当）と、前記第１の巡回積分手段出力を、２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間手段（第１の補間装置２ａに相当）と、前記第１の補間手段出力を電力に変換して、その後、巡回積分する第２の巡回積分手段（第２の巡回積分器３ｂに相当）と、前記第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは２以上）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間手段（第２の補間装置２ｂに相当）と、前記第２の補間手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段（パス検出器４に相当）と、を備え、受信拡散信号のタイミング同期をとることを特徴とする。
【００２２】
この発明によれば、マッチドフィルタにおいて、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる。また、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる。また、同様の理由からマッチドフィルタ出力の時間分解能が低下することになるが、この発明によれば、第１および第２の補間手段によって時間分解能を向上させることができ、従来と同等の性能を実現することができる。また、第２の巡回積分手段が２倍オーバサンプルで動作しているため、４倍オーバサンプルで動作する従来技術と比較して、メモリ容量を半分にでき、さらに、それに伴って消費電力も半分にできる。
【００２３】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記第２の巡回積分手段に接続される前記第２の補間手段およびパス検出手段に置き換えて、前記第２の巡回積分手段出力から信号のタイミングを検出する第２のパス検出手段（後述する実施の形態のパス検出器４に相当）と、前記第２のパス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段（第３の補間装置２ｃに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００２４】
この発明によれば、さらに、各パスのタイミング検出後に補間を行なうため、パス検出手段の動作速度をより低速にすることができ、さらに、第３の補間手段が検出したパスの近傍でのみ動作するため、演算量を少なくすることができる。
【００２５】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記第２の補間手段にて前記第２の巡回積分手段出力を４倍オーバサンプルタイミングで補間し、さらに、前記パス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の補間手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段（後述する実施の形態の第３補間装置２ｃに相当）、を備えることを特徴とする。
【００２６】
この発明によれば、検出タイミングの精度を８倍オーバサンプル精度以上にする場合、第２の補間手段によって４倍オーバサンプル精度に変更してから、パス検手段によってタイミングを検出し、その検出したタイミングの近傍の信号からさらに第３の補間手段によって８倍オーバサンプル精度に変更する。これにより、さらに、検出タイミングの精度を向上させることができる。
【００２７】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、受信拡散信号を２倍オーバサンプルでサンプル可能なサンプル手段（後述する実施の形態のサンプル装置５に相当）と、２通りある前記サンプル手段のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御手段（サンプルタイミング制御装置６に相当）と、前記サンプル手段出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ（マッチドフィルタ１に相当）と、前記マッチドフィルタ出力を、２通りあるサンプルタイミング毎に、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する巡回積分手段（巡回積分器３に相当）と、２通りある前記巡回積分手段出力を、平滑化する平滑化手段（平滑化装置７に相当）と、前記平滑化手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段（パス検出器４に相当）と、を備え、受信拡散信号のタイミング同期をとることを特徴とする。
【００２８】
この発明によれば、マッチドフィルタに入力する受信信号のタイミングを、サンプルタイミング制御手段によって、たとえば、１／２チップ単位で切り替え、巡回積分手段によって切り換えられたタイミング毎に巡回積分を行ない、平滑化手段によってノイズをカットする。これにより、エリアッシングの問題が無くなり、マッチドフィルタが１倍オーバサンプルであっても、正確に２倍オーバサンプルに変換することができる。また、マッチドフィルタは、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる。また、マッチドフィルタは、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる。
【００２９】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記巡回積分手段、前記平滑化手段、および前記パス検出手段に置き換えて、前記マッチドフィルタ出力を、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分手段（後述する実施の形態の第１の巡回積分器３ａに相当）と、前記第１の巡回積分手段出力を、２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間手段（第１の補間装置２ａに相当）と、前記第１の補間手段出力を、電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分手段（第２の巡回積分器３ｂに相当）と、前記第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは２以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間手段（第２の補間装置２ｂに相当）と、前記第２の補間手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段（パス検出器４に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３０】
この発明によれば、第１の巡回積分手段のメモリ容量を大幅に削減でき、さらに、前記平滑化手段と比較して、第１の補間手段の動作速度を遅くでき、遅延器の数も大幅に削減できることから、伴って、回路規模と消費電力をより大幅に削減することができる。
【００３１】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記第２の巡回積分手段に接続される前記第２の補間手段およびパス検出手段に置き換えて、前記第２の巡回積分手段出力から信号のタイミングを検出する第２のパス検出手段（後述する実施の形態のパス検出器４に相当）と、前記第２のパス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段（第３の補間装置２ｃに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３２】
この発明によれば、パス検出手段を２倍オーバサンプル精度で行ない、パスの検出後、そのタイミングの前後のデータから第３の補間手段を用いて補間する。これにより、パス検出手段の動作速度を低速にすることができ、さらに、第３の補間手段が検出したパスの近傍でのみ動作するため、より演算量を少なくすることができる。
【００３３】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記第２の補間手段にて前記第２の巡回積分手段出力を４倍オーバサンプルタイミングで補間し、さらに、前記パス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の補間手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段（後述する実施の形態の第３の補間装置２ｃに相当）、を備えることを特徴とする。
【００３４】
この発明によれば、検出タイミングの精度を８倍サンプル精度以上にする場合、第２の補間手段によって４倍オーバサンプル精度にしてから、パス検出手段によってタイミングを検出し、そのタイミングの近傍のデータに基づいて、第３の補間手段にて８倍オーバサンプル精度以上にする。これにより、さらに検出確率を向上させることができる。
【００３５】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、受信拡散信号を２倍オーバサンプルでサンプル可能な第１のサンプル手段（後述する実施の形態の第１のサンプル装置５ａに相当）と、前記第１のサンプル手段出力を２回に１回サンプルする第２のサンプル手段（第２のサンプル装置５ｂに相当）と、２通りある前記第２のサンプル手段のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御手段（サンプルタイミング制御装置６に相当）と、前記第２のサンプル手段出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ（マッチドフィルタ１に相当）と、前記マッチドフィルタ出力を、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分手段（第１の巡回積分器３ａに相当）と、前記第１の巡回積分手段出力を、２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間手段（第１の補間装置２ａに相当）と、前記第１の補間手段出力を、電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分手段（第２の巡回積分器３ｂに相当）と、前記第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは２以上）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間手段（第２の補間装置２ｂに相当）と、前記第２の補間手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段（パス検出器４に相当）と、前記第１のサンプル手段を、Ｋ倍（Ｋ＞２を満たす整数）オーバサンプルタイミングに補間する第４の補間手段（第４の補間装置２ｄに相当）と、前記パス検出器４にて検出したタイミングで受信信号の復調を行う信号復調手段（信号復調器８に相当）と、を備え、受信拡散信号のタイミング同期をとることを特徴とする。
【００３６】
この発明によれば、第１のサンプル手段が２倍オーバサンプル動作でよく、４倍オーバサンプルで動作する場合に比べ消費電力を１／２にすることができる。また、第４の補間手段により２倍オーバサンプル信号を４倍オーバサンプルに変換するので、信号復調手段においては従来と同等の性能が得られる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００３８】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力を、Ｎ倍（Ｎは１以上）オーバサンプルタイミングで補間する補間装置２から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００３９】
図２は、図１に示すマッチドフィルタ１の構成例を示す図である。図２において、１１は受信した拡散信号を書き込み制御装置１１２の制御タイミングでレジスタ１１１（図示のＲ0〜Ｒ63に相当）に格納する入力レジスタであり、１２は参照符号を格納する参照符号レジスタであり、１４は入力レジスタ１１の各タップの出力と参照符号とを乗算する乗算器であり、１３は各乗算器の出力を加算する加算器である。なお、ここでは、説明の便宜上、タップ数を６４としているが、本発明はタップ数に依存しないものとする。
【００４０】
本実施の形態ではオーバサンプルを行なっていないので、レジスタ１１１は、タップ数と同じ数、すなわち、６４個だけあればよい。また、同様の理由から、レジスタ１１１の出力を選択するセレクタ（図２９参照）も不必要となる。これにより、従来と比較して、大幅に回路規模および消費電流を削減できる。また、オーバサンプルを行わないため、乗算器１４と加算器１３の動作速度がチップレートとなり、さらに、消費電流を削減できる。
【００４１】
ここで、マッチドフィルタ１に入力される受信拡散信号、およびマッチドフィルタの出力について具体的に説明する。図３は、受信拡散信号のスペクトルを示す図である。図３において、Ｒはチップレート示すものであり、αはロールオフ率を示すものであり、帯域幅はＲ×（１＋α）で表わされる。なお、マッチドフィルタ１においては、乗算器１４にて参照符号と受信拡散信号の畳み込み積分を行っているが、この参照符号がチップ単位のインパルス列で周波数軸上で白色であれば、マッチドフィルタ出力のスペクトルを、受信拡散信号のスペクトルと同等と見なすことができる。
【００４２】
また、図４は、２倍オーバサンプルで動作しているマッチドフィルタ出力のスペクトルを示す図である。２倍オーバサンプルで動作しているため、２Ｒ毎に周波数の繰り返しがある。また、図５は、オーバサンプルなし（１倍オーバサンプル）で動作するマッチドフィルタ出力のスペクトルを示す図である。チップレートＲでサンプルしているので、Ｒ毎に周波数の繰り返しがある。また、ロールオフで広がった部分の信号はエリアッシングとなっている。
【００４３】
図６は、図１に示す補間装置２の構成例を示す図である。図６において、２１ａ〜２１ｅは入力信号をサンプル毎に遅延させる遅延器であり、２２ａ〜２２ｃは対応する遅延器の出力を加算する加算器であり、２３ａ〜１３ｃは各加算器の出力に係数をかける係数器であり、２４は各係数器の出力を加算する加算器であり、２５は遅延したサンプル値と補間値を交互に選択するセレクタである。
【００４４】
たとえば、オーバサンプルなしの信号（図５参照）から２倍オーバサンプルへ変換する場合は、図５のスペクトルで表わされる信号に、たとえば、図７に示すフィルタをとおすことにより、図４に示す信号と同等の信号が得られる。このフィルタは、２倍オーバサンプルでのローパスフィルタであり、トランスバーサルフィルタ構成で容易に実現できる。なお、エリアッシング部分については、理想的な２倍オーバサンプルの場合と比較して若干異なるが、この部分の信号エネルギーが十分小さく、無視できる大きさであれば特に問題はない。また、性能に余裕がある場合は、消費電力や回路規模の削減のために、１倍オーバサンプルを用いることができる。
【００４５】
このように、上記補間装置２では、オーバサンプルなしのマッチドフィルタであっても、２倍オーバサンプルと同等の出力を得ることができ、さらに、この方法を何度も繰り返すことにより、より高いオーバサンプルと同等の性能を得ることもできる。
【００４６】
以降、本実施の形態の補間装置２では、入力信号のサンプル間の値を補間することにより、たとえば、時間分解能を２倍にする場合について説明する。図８は、図６に示した補間装置２の具体的な動作例を示す図である。たとえば、補間装置２の入力信号をＩ（０），Ｉ（１），Ｉ（２）…とすると、出力では、Ｉ（ｋ）とＩ（ｋ＋１）の間に、補間点（Ｉ（ｋ＋３）＋Ｉ（ｋ−２））Ｗ２＋（Ｉ（ｋ＋２）＋Ｉ（ｋ−１））Ｗ１＋（Ｉ（ｋ＋１）＋Ｉ（ｋ））Ｗ０が挿入されている（ｋは任意の整数）。なお、一つ目の補間点と二つ目の補間点においては、遅延器の出力がクリアされている。また、この補間装置２に用いられる係数としては、たとえば、Ｗ０=０．６２５、Ｗ１=−０．１８７５、Ｗ２=０．０９３７５を用いるものとする。
【００４７】
また、図９は、上記補間装置２の動作を具体的に説明するための図である。補間装置２では、図９に示すように、マッチドフィルタ１の出力をサンプル点とし、さらに、補間装置２により補間点を計算し、セレクタ２５により補間点とサンプル点とを交互に出力する。たとえば、補間点Ｆは、サンプル点Ａ，Ｃ，Ｅ，Ｇ，Ｉ，Ｋから（Ａ＋Ｋ）Ｗ２＋（Ｃ＋Ｉ）Ｗ１＋（Ｅ＋Ｇ）Ｗ０、と計算することができる。また、補間点Ｈは、サンプル点Ｃ，Ｅ，Ｇ，Ｉ，Ｋ，Ｍから（Ｃ＋Ｍ）Ｗ２＋（Ｅ＋Ｋ）Ｗ１＋（Ｇ＋Ｉ）Ｗ０、と計算することができる。
【００４８】
このように、本実施の形態では、図２８に示す従来のスペクトル拡散受信装置と比較して、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となっているため、回路規模が大幅に削減されており、さらに，入力レジスタ１１におけるレジスタ１１１の個数も１／４となるため、ここでも大幅に回路規模が削減されている。また、本実施の形態では、動作速度が１／４になったため、それに伴って消費電力が１／４以下に低減されている。また、同様の理由からマッチドフィルタ出力の時間分解能が従来の１／４に低下しているが、本実施の形態では、補間装置２によって時間分解能を向上させることにより、従来と同等の性能を実現している。
【００４９】
従って、本実施の形態によれば、補間装置２を設ける構成としたことにより、従来のマッチドフィルタと比較して、回路規模を大幅に削減でき、さらに、消費電力を１／４以下に低減させることができる。
【００５０】
実施の形態２．
図１０は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する巡回積分器３と、巡回積分器３出力を、Ｎ倍（Ｎは１以上）オーバサンプルタイミングで補間する補間装置２から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。従って、前述した実施の形態１との相違点は、マッチドフィルタ１と補間装置２との間に巡回積分器３が配置されている点となる。なお、本実施の形態において、先に説明した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【００５１】
図１１は、図１０に示す巡回積分器３の構成例を示す図である。図１１において、３１はマッチドフィルタ出力と後述するメモリ３２の出力とを巡回加算する加算器であり、３２はマッチドフィルタ１のタップ数と同じ６４ワードのメモリであり、３３はメモリ３２のアドレスを生成するアドレス生成器であり、さらに、動作速度はチップレートである。巡回積分器３は線形の演算を行なっているので巡回積分を行なった後で補間を行なった場合と、巡回積分の前で補間を行なった場合とで、同じ結果を得ることができる。このため、巡回積分の後で補間を行なうことにより、巡回積分器３の動作速度とメモリ容量を小さくすることができる。
【００５２】
従って、本実施の形態では、先に説明した実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、すなわち、マッチドフィルタ１および補間装置２が従来のスペクトル拡散受信装置と比較して回路規模および消費電力（１／４以下）を大幅に削減できるとともに、巡回積分器３にて、図２８に示す従来の巡回積分器６００に比べ、動作速度を１／４にすることができ、さらに、メモリ容量を２５６ワードから６４ワードと１／４に削減させることができる。これにより、本実施の形態によれば、従来と比較して回路規模を大幅に削減できるとともに、消費電力も１／４以下に削減させることができる。
【００５３】
実施の形態３．
図１２は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力をＭ倍（Ｍは２以上）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間装置２ｂと、第２の補間装置２ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００５４】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａは、先に説明した実施の形態１および２と同様の構成であるため、同一の符号（ただし符号３は３ａに相当する）を付して説明を省略する。また、第１の補間装置２ａおよび第２の補間装置２ｂは、先に説明した実施の形態１および２の補間装置２と同一の構成であるが、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００５５】
図１３は、図１２に示す第２の巡回積分器３ｂの構成例を示す図である。図１３において、３４は第１の補間装置２ａ出力を電力に変換する電力値計算器であり、３５は電力値計算器３４出力と後述するメモリ３６の出力とを巡回加算する加算器であり、３６は１２８ワードのメモリであり、３７はメモリ３５のアドレスを生成するアドレス生成器であり、さらに、動作は２倍オーバサンプルである。
【００５６】
上記のように構成される本実施の形態において、第１の巡回積分器３ａは、マッチドフィルタ１出力をコヒーレントに巡回積分する実施の形態１および２と同一の構成であるが、キャリア周波数偏差やフェージング変動により信号の位相が回転すると巡回積分の効果が無くなる。すなわち、たとえば、位相が１８０度回転すると、信号は打ち消され、なくなってしまう。このため、長時間の平均化を行ない高精度の相関値を得るためには、信号を電力に変換して巡回積分を行なえばよい。
【００５７】
そこで、第２の巡回積分器３ｂでは、電力値計算器３４により入力信号を電力に変換し、その後、巡回積分を行う。ただし、電力に変換すると信号帯域幅は、２倍に広がるので２倍オーバサンプル動作が必要となる。そのため、第２の巡回積分器３ｂを２倍オーバサンプルで動作させるためには、第１の補間装置２ａによってオーバサンプルなしの信号を補間し、信号を２倍オーバサンプルにしてから、電力に変換することになる。なお、第２の巡回積分器３ｂが２倍のオーバサンプルで動作するため、メモリ３６は、第１の補間装置２ａの２倍である１２８ワードとなる。
【００５８】
また、パス検出器４は、信号が最大となるタイミング、または、信号がスレッショルドを超える複数のタイミングを検出するための装置である。本実施の形態において、検出するタイミングは、時間分解能を向上させるため（従来技術と同等の性能を得るため）に４倍オーバサンプル精度が要求されるので、パス検出を行なう前に、第２の補間装置２ｂによって、第２の巡回積分器３ｂにおける２倍オーバサンプルの信号を、４倍オーバサンプルに変換する。
【００５９】
従って、本実施の形態では、先に説明した実施の形態１および２と同様の効果が得られるとともに、すなわち、マッチドフィルタ１および第１の巡回積分器３ａにて同様の効果が得られるとともに、第２の巡回積分器３ｂが２倍オーバサンプルで動作しているため、４倍オーバサンプルで動作する従来技術と比較して、メモリ容量を半分にでき、さらに、それに伴って消費電力も半分にできる。
【００６０】
実施の形態４．
図１４は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態４の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、パス検出器４にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の巡回積分器３ｂ出力をＭ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間装置２ｃと、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００６１】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂは、先に説明した実施の形態３と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、パス検出器４については、先に説明した実施の形態３と同様の構成であるが、動作が異なる。また、第３の補間装置２ｃについては、第１の補間装置２ａと同様の構成であるが、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００６２】
従って、本実施の形態において、実施の形態３との相違点は、パス検出器４を２倍オーバサンプル精度で行ない、検出したタイミングの前後（マルチパスに対応）のデータより、第３の補間装置２ｃを用いて補間する点である。これにより、本実施の形態では、各パスのタイミング検出後に補間を行なうため、パス検出器４の動作速度を実施の形態３よりも低速にすることができ、さらに、第３の補間装置２ｃが検出したパスの近傍でのみ動作するため、演算量を少なくすることができる。
【００６３】
実施の形態５．
図１５は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態５の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力を４倍オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間装置２ｂと、第２の補間装置２ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、パス検出器４にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の補間装置２ｂ出力をＭ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間装置２ｃと、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００６４】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂと、第２の補間装置２ｂと、パス検出器４は、先に説明した実施の形態３と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、第３の補間装置２ｃについては、第１の補間装置２ａと同様の構成であるが、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００６５】
従って、本実施の形態において、実施の形態３との相違点は、パス検出器４を４倍オーバサンプル精度で行ない、検出したタイミングの前後（マルチパスに対応）のデータより、第３の補間装置２ｃを用いてさらに補間可能な点である。
【００６６】
たとえば、実施の形態４では、２倍オーバサンプルの信号からパスのタイミングを検出していたが、パス検出においては、最大値の検出やスレッショルド判定を行なうために非線型性が強く、また、高い検出確率で検出を行なうためには、少なくとも４倍オーバサンプル程度の動作が必要となる。
【００６７】
そこで、本実施の形態においては、検出タイミングの精度を８倍オーバサンプル精度以上にする場合、実施の形態４の構成でタイミングを検出するのではなく、第２の補間装置２ｂによって４倍オーバサンプル精度に変更してから、パス検出器４によってタイミングを検出し、検出したタイミングの近傍の信号からさらに第３の補間装置２ｃによって８倍オーバサンプル精度に変更する。これにより、実施の形態４よりさらに、検出タイミングの精度を向上させることができる。
【００６８】
実施の形態６．
図１６は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態６の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号をＮ倍（Ｎは１以上の整数）オーバサンプルでサンプル可能なサンプル装置５と、Ｎ通りある前記サンプル装置５のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御装置６と、サンプル装置５出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をＮ通りあるサンプルタイミング毎に、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する巡回積分器３と、Ｎ通りある前記巡回積分器３出力を平滑化する平滑化装置７と、平滑化装置７出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００６９】
なお、マッチドフィルタ１と、巡回積分器３と、パス検出器４は、先に説明した実施の形態１〜５と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、マッチドフィルタ１は、サンプルタイミングが変化すること以外、他の実施の形態と同じ動作となる。
【００７０】
上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置は、図１７に示すように、たとえば、サンプルタイミングを１／２チップずらし、巡回積分器３にて交互にずれたサンプルタイミングをはめ込み、巡回積分を行ない、信号帯域外のノイズを平滑化装置７にてカットし、パスのタイミングをパス検出器４にて検出する。このとき、サンプルタイミングを変更するための制御はサンプルタイミング制御装置６にて行い、サンプル処理はサンプル装置５にて行う。また、本実施の形態では、巡回積分器３がチップレートで動作し、サンプルタイミング制御装置６により選択されたサンプル別に巡回加算を行なうため、メモリは、１２８ワード必要となる。
【００７１】
図１８は、図１６に示す平滑化装置７の構成例を示す図である。図１８において、７１は入力信号をサンプル毎に遅延させる複数の遅延器であり、７２ａ，７２ｂ，７２ｃは対応する各遅延器の出力を加算する加算器であり、７３ａ，７３ｂ，７３ｃは各加算器の出力に係数をかける係数器であり、７４は各係数器の出力を加算する加算器であり、動作は入力および出力とも２倍オーバサンプルである。なお、平滑化装置７に用いる係数としては、たとえば、Ｗ０＝０．６２５、Ｗ１＝−０．１８７５、Ｗ２＝０．０９３７５を用いる。
【００７２】
たとえば、図１７に示すように、オーバサンプルなしのマッチドフィルタのサンプルタイミングを、動作途中で１／２チップずらし、交互にならべた場合のスペクトルを考える。図１９は、タイミングを切り換えてオーバサンプルなしから２倍オーバサンプルに変換した信号のスペクトルとノイズのスペクトルを示す図である。信号が０〜６３と６４〜１２７で変化していないと仮定すると、図１９に示すように、エリアッシング部分の信号が逆位相で足されるため、エリアッシングの影響を無くすことができる。このような操作を行なうことにより、オーバサンプルなしの場合でも、エリアッシングの問題から開放される。ただし、ノイズに関しては、サンプル毎に相関が無いので白色になっている。そのため、ノイズをフィルタリングし、ＳＮ比を改善する必要がある。
【００７３】
図２０は、図１８に示す平滑化装置７の動作例を示す図である。図示のとおり、入力信号と出力信号は、ともに２倍オーバサンプル精度である。巡回積分器３でサンプルタイミング毎に巡回積分を行なった結果を、平滑化装置７に入力し、フィルタリングして信号帯域外のノイズを除去した信号を出力する。
【００７４】
このように、実施の形態６では、マッチドフィルタ１に入力する受信信号のタイミングを、サンプルタイミング制御装置６によって１／２チップ単位で切り替え、巡回積分器３によって切り換えられたタイミング毎に巡回積分を行ない、平滑化装置７によってノイズをカットするため、エリアッシングの問題が無くなり、マッチドフィルタ１が１倍オーバサンプルであっても、正確に２倍オーバサンプルに変換することができる。また、マッチドフィルタ１は、オーバサンプルが無いので回路規模を削減でき、消費電力を従来の４倍オーバサンプルと比較し１／４以下にできる。また、巡回積分器３は、オーバサンプルなしで巡回積分を行なうので、従来の４倍オーバサンプルの巡回積分器に比べ、消費電力を１／４程度にでき、また、使用するメモリ容量を１／２にできる。
【００７５】
実施の形態７．
図２１は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態７の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号をＮ倍（Ｎは１以上の整数）オーバサンプルでサンプル可能なサンプル装置５と、Ｎ通りある前記サンプル装置５のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御装置６と、サンプル装置５出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力をＭ倍（Ｍは２以上）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間装置２ｂと、第２の補間装置２ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００７６】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂと、第２の補間装置２ｂと、パス検出器４は、先に説明した実施の形態３と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、サンプル装置５と、サンプルタイミング制御装置６は、先に説明した実施の形態６と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、第１の補間装置２ａおよび第２の補間装置２ｂにおいて、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００７７】
上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置は、実施の形態６と同様に、サンプルタイミングをサンプルタイミング制御装置６により１／２チップ切り換えるが、第１の巡回積分器３ａの動作は、切り換えられたサンプルタイミング毎に巡回積分するのではなく、サンプルタイミングに関わらず、同一のメモリを用いて巡回積分を行なう。そのため、第１の巡回積分器３ａのメモリ容量は、６４ワードでよく、実施の形態６の半分になっている。
【００７８】
また、本実施の形態では、第１の巡回積分器３ａの出力を第１の補間装置２ａによって２倍オーバサンプル精度に補間し、第２の巡回積分器３ｂによって電力に変換し、巡回積分を行なう。このとき、第２の巡回積分器３ｂは、サンプルタイミング制御装置６によってずらされたタイミングを補償して巡回積分を行なう。
【００７９】
図２２は、図２１に示す第２の巡回積分器３ｂの動作例を示す図である。ここでは、２倍オーバサンプル精度で出力される第１の補間装置２ａの出力を電力に変換して、巡回積分を行なう。なお、図示のＭnは、メモリのアドレスｎの値を表わすものである。また、サンプルタイミング制御装置６によって切り替わったタイミングに合わせて、巡回加算するメモリのアドレスにオフセットを加える。
【００８０】
このように、本実施の形態では、第１の巡回積分器３ａのメモリ容量が６４ワード（実施の形態６の半分）でよく、さらに、実施の形態６の平滑化装置７と比較して、第１の補間装置２ａの動作速度が半分であり、遅延器の数も半分であることから、回路規模と消費電力をより削減することができる。
【００８１】
実施の形態８．
図２３は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態８の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号をＮ倍（Ｎは１以上の整数）オーバサンプルでサンプル可能なサンプル装置５と、Ｎ通りある前記サンプル装置５のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御装置６と、サンプル装置５出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、パス検出器４にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の巡回積分器３ｂ出力をＭ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間装置２ｃと、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００８２】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂと、パス検出器４と、第３の補間装置２ｃは、先に説明した実施の形態４と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、サンプル装置５と、サンプルタイミング制御装置６は、先に説明した実施の形態６および７と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、第３の補間装置２ｃにおいて、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００８３】
上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置では、第２の巡回積分器３ｂの出力に基づいて、パス検出器４にてパス検出を行なうため、パス検出器４に入力される信号は、２倍オーバサンプル精度となり、パス検出器４の負荷を先に説明した実施の形態７のパス検出器４と比較して半分にしている。さらに、第３の補間装置２ｃにより検出したタイミングの近傍のデータを用いて、２倍オーバサンプル精度の信号を、たとえば、４倍オーバサンプル精度に補間する。
【００８４】
本実施の形態において、実施の形態７との相違点は、パス検出器４を２倍オーバサンプル精度で行ない、パスの検出後、そのタイミングの前後のデータから第３の補間装置２ｃを用いて補間する点である。このように、本実施の形態では、パス検出後に補間を行なうことにより、パス検出器４の動作速度を低速にすることができ、さらに、第３の補間装置２ｃが検出したパスの近傍でのみ動作するため、より演算量を少なくすることができる。
【００８５】
実施の形態９．
図２４は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態９の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号をＮ倍（Ｎは１以上の整数）オーバサンプルでサンプル可能なサンプル装置５と、Ｎ通りある前記サンプル装置５のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御装置６と、サンプル装置５出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力を４倍オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間装置２ｂと、第２の補間装置２ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、パス検出器４にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の補間装置２ｂ出力をＭ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間装置２ｃと、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００８６】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂと、第２の補間装置２ｂと、パス検出器４と、第３の補間装置２ｃは、先に説明した実施の形態５と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、サンプル装置５と、サンプルタイミング制御装置６は、先に説明した実施の形態６、７、および８と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、第３の補間装置２ｃについては、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００８７】
また、先に説明した実施の形態８においては、２倍オーバサンプルの信号からパスタイミングを検出していたが、通常、パス検出は、最大値の検出やスレッショルド判定を行なうため非線型性が強く、また、高い検出確率で検出を行なうためには、４倍オーバサンプル程度のデータが必要となる。
【００８８】
そこで、上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置では、検出タイミングの精度を８倍サンプル精度以上にする場合、第２の補間装置２ｂによって４倍オーバサンプル精度にしてから、パス検出器４によってタイミングを検出し、そのタイミングの近傍のデータに基づいて、第３の補間装置２ｃにて８倍オーバサンプル精度以上にする。これにより、さらに検出確率を向上させることができる。
【００８９】
実施の形態１０．
図２５は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１０の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号をＮ倍（Ｎは１以上の整数）オーバサンプルでサンプル可能な第１のサンプル装置５と、第１のサンプル装置５出力をＮ回に１回サンプルする第２のサンプル装置５ｂと、Ｎ通りある第２のサンプル装置５のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御装置６と、第２のサンプル装置５ｂ出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力をＭ倍（Ｍは２以上）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間装置２ｂと、第２の補間装置２ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、第１のサンプル装置５ａをＫ倍（Ｋ＞Ｎを満たす整数）オーバサンプルタイミングに補間する第４の補間装置２ｄと、パス検出器４にて検出したタイミングで受信信号の復調を行う信号復調器８と、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００９０】
なお、第１のサンプル装置５ａ（サンプル装置５に相当）と、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂと、第２の補間装置２ｂと、パス検出器４と、サンプル装置５と、サンプルタイミング制御装置６は、先に説明した実施の形態７と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、第１の補間装置２ａ、第２の補間装置２ｂ、および第４の補間装置２ｄにおいて、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００９１】
上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置では、パス検出器４によって検出したタイミングで、受信信号を信号復調器８にて復調する。このとき、信号復調器８で連続的に復調する必要がある場合は、サンプルタイミング制御装置６によて変動したサンプルタイミングでは、性能が低下する。そのため、信号復調器８には、第１のサンプル装置５ａからの信号を入力する必要がある。この場合、パス検出器４にて得られる受信信号のタイミングは、４倍オーバサンプル精度であるため、第１のサンプル装置５ａの動作は、４倍オーバサンプルが必要となるが、本実施の形態では、第４の補間装置２ｄによって補間を行なうことにより、４倍オーバサンプルより低い速度で、第１のサンプル装置５ｂを動作させることができる。
【００９２】
また、第２のサンプル装置２ｂは、オーバサンプルなしで動作するが、サンプルタイミング制御装置６によってサンプルタイミングが１／２チップ変動する。そのため、第１のサンプル装置５ａは、２倍オーバサンプルで動作する必要があり、さらに、第４の補間装置２ｄは、２倍オーバサンプルから４倍オーバサンプルに変換する必要がある。
【００９３】
このように、本実施の形態においては、先に説明した実施の形態と同様の効果に加えて、第１のサンプル装置５ａが２倍オーバサンプル動作でよく、４倍オーバサンプルで動作する場合に比べ消費電力を１／２にすることができる。また、第４の補間装置２ｄにより２倍オーバサンプル信号を４倍オーバサンプルに変換するので、信号復調器８においては従来と同等の性能が得られる。
【００９４】
従って、実施の形態１〜１０によれば、回路規模および消費電力の大幅な削減を実現するスペクトル拡散受信装置を得ることができる。
【００９５】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、マッチドフィルタにおいて、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる、という効果を奏する。また、この発明によれば、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる、という効果を奏する。また、同様の理由からマッチドフィルタ出力の時間分解能が低下することになるが、この発明によれば、補間手段によって時間分解能を向上させることができ、従来と同等の性能を実現することができる、という効果を奏する。
【００９６】
つぎの発明によれば、さらに、巡回積分手段の動作速度を、従来技術と比較して遅くすることができ、さらに、オーバサンプルなしで動作することから、メモリ容量を、たとえば、２５６ワードから６４ワードへと、１／４に削減させることができる。これにより、従来と比較して回路規模を大幅に削減できるとともに、消費電力も大幅に削減させることができる、という効果を奏する。
【００９７】
つぎの発明によれば、マッチドフィルタにおいて、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる、という効果を奏する。また、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる、という効果を奏する。また、同様の理由からマッチドフィルタ出力の時間分解能が低下することになるが、この発明によれば、第１および第２の補間手段によって時間分解能を向上させることができ、従来と同等の性能を実現することができる、という効果を奏する。また、第２の巡回積分手段が２倍オーバサンプルで動作しているため、４倍オーバサンプルで動作する従来技術と比較して、メモリ容量を半分にでき、さらに、それに伴って消費電力も半分にできる、という効果を奏する。
【００９８】
つぎの発明によれば、各パスのタイミング検出後に補間を行なうため、パス検出手段の動作速度をより低速にすることができ、さらに、第３の補間手段が検出したパスの近傍でのみ動作するため、演算量を少なくすることができる、という効果を奏する。
【００９９】
つぎの発明によれば、検出タイミングの精度を８倍オーバサンプル精度以上にする場合、第２の補間手段によって４倍オーバサンプル精度に変更してから、パス検手段によってタイミングを検出し、その検出したタイミングの近傍の信号からさらに第３の補間手段によって８倍オーバサンプル精度に変更する。これにより、さらに、検出タイミングの精度を向上させることができる、という効果を奏する。
【０１００】
つぎの発明によれば、マッチドフィルタに入力する受信信号のタイミングを、サンプルタイミング制御手段によって、たとえば、１／２チップ単位で切り替え、巡回積分手段によって切り換えられたタイミング毎に巡回積分を行ない、平滑化手段によってノイズをカットする。これにより、エリアッシングの問題が無くなり、マッチドフィルタが１倍オーバサンプルであっても、正確に２倍オーバサンプルに変換することができる、という効果を奏する。また、マッチドフィルタは、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる、という効果を奏する。また、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる、という効果を奏する。
【０１０１】
つぎの発明によれば、第１の巡回積分手段のメモリ容量を大幅に削減でき、さらに、前記平滑化手段と比較して、第１の補間手段の動作速度を遅くでき、遅延器の数も大幅に削減できることから、伴って、回路規模と消費電力をより大幅に削減することができる、という効果を奏する。
【０１０２】
つぎの発明によれば、パス検出手段を２倍オーバサンプル精度で行ない、パスの検出後、そのタイミングの前後のデータから第３の補間手段を用いて補間する。これにより、パス検出手段の動作速度を低速にすることができ、さらに、第３の補間手段が検出したパスの近傍でのみ動作するため、より演算量を少なくすることができる、という効果を奏する。
【０１０３】
つぎの発明によれば、検出タイミングの精度を８倍サンプル精度以上にする場合、第２の補間手段によって４倍オーバサンプル精度にしてから、パス検出手段によってタイミングを検出し、そのタイミングの近傍のデータに基づいて、第３の補間手段にて８倍オーバサンプル精度以上にする。これにより、さらに検出確率を向上させることができる、という効果を奏する。
【０１０４】
つぎの発明によれば、第１のサンプル手段が２倍オーバサンプル動作でよく、４倍オーバサンプルで動作する場合に比べ消費電力を１／２にすることができる、という効果を奏する。また、第４の補間手段により２倍オーバサンプル信号を４倍オーバサンプルに変換するので、信号復調手段においては従来と同等の性能が得られる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】 図１に示したマッチドフィルタの構成例を示す図である。
【図３】 受信拡散信号のスペクトルを示す図である。
【図４】 ２倍オーバサンプルで動作しているマッチドフィルタ出力のスペクトルを示す図である。
【図５】 オーバサンプルなし（１倍オーバサンプル）で動作するマッチドフィルタ出力のスペクトルを示す図である。
【図６】 図１に示した補間装置の構成例を示す図である。
【図７】 オーバサンプリングなしから２倍オーバサンプルに変換するフィルタの周波数特性を示す図である。
【図８】 図６に示した補間装置の具体的な動作例を示す図である。
【図９】 補間装置の動作を具体的に説明するための図である。
【図１０】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。
【図１１】 図１０に示した巡回積分器の構成例を示す図である。
【図１２】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。
【図１３】 図１２に示す第２の巡回積分器の構成例を示す図である。
【図１４】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態４の構成を示す図である。
【図１５】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態５の構成を示す図である。
【図１６】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態６の構成を示す図である。
【図１７】 オーバサンプルなしから２倍オーバサンプルに変換する方法を説明するための図である。
【図１８】 図１６に示した平滑化装置の構成例を示す図である。
【図１９】 タイミングを切り換えてオーバサンプルなしから２倍オーバサンプルに変換した信号のスペクトルとノイズのスペクトルを示す図である。
【図２０】 図１８に示した平滑化装置の動作例を示す図である。
【図２１】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態７の構成を示す図である。
【図２２】 図２１に示した第２の巡回積分器の動作例を示す図である。
【図２３】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態８の構成を示す図である。
【図２４】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態９の構成を示す図である。
【図２５】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１０の構成を示す図である。
【図２６】 従来におけるマッチドフィルタの出力例を示すものである。
【図２７】 巡回積分の動作を説明するための図を示すものである。
【図２８】 従来のマッチドフィルタと従来の巡回積分器を示すものである。
【図２９】 従来におけるマッチドフィルタの構成を示す図である。
【図３０】 従来における巡回積分器の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ マッチドフィルタ、２ 補間装置、２ａ 第１の補間装置、２ｂ 第２の補間装置、２ｃ 第３の補間装置、２ｄ 第４の補間装置、３ 巡回積分器、３ａ 第１の巡回積分器、３ｂ 第２の巡回積分器、４ パス検出器、５ サンプル装置、５ａ 第１のサンプル装置、５ｂ 第２のサンプル装置、６ サンプルタイミング制御装置、７ 平滑化装置、８ 信号復調器、１１ 入力レジスタ、１２ 参照符号レジスタ、１３ 加算器、１４ 乗算器、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ，２１ｅ 遅延器、２２ａ，２２ｂ，２２ｃ 加算器、２３ａ，２３ｂ，２３ｃ 係数器、２４ 加算器、２５ セレクタ、３１，３５ 加算器、３２，３６ メモリ、３３，３７ アドレス生成器、３４ 電力値計算器、７１ 遅延器、７２ａ，７２ｂ，７２ｃ 加算器、７３ａ，７３ｂ，７３ｃ 係数器、７４ 加算器、１１１ レジスタ、１１２ 書き込み制御装置。
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散通信方式の受信装置に関するものであり、特に、マッチドフィルタを用いて受信信号の同期を行なうスペクトル拡散受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のスペクトル拡散受信装置について説明する。スペクトル拡散通信方式において、送信側では、たとえば、拡散符号を用いて情報レートより高速なチップレートで拡散変調を行い、そして、その拡散信号を受信側へ送信する。一方、受信側では，送信側で用いた拡散符号のレプリカである参照符号を生成し、受信した拡散信号の逆拡散を行う。
【０００３】
しかしながら、このような逆拡散に用いる参照符号は、送信側で用いた拡散符号と同一のタイミングで用いる必要があるため、受信した拡散信号の逆拡散を行うためには、拡散符号を用いるタイミングを正確に検出しなければならず、たとえば、チップレートの４倍以上の精度でタイミングの検出を行なう必要がある。このため、タイミングの検出はチップレートに対して４倍のオーバサンプルで行なう。また、移動体通信のような、伝搬環境が高速で変化する環境においては、高速に拡散符号を用いるタイミングを検出し、復調タイミングを更新する必要がある。そこで、この復調タイミングを更新する方法として、たとえば、マッチドフィルタを用いる方法が提案されている。
【０００４】
マッチドフィルタは、通常、受信した拡散信号を格納する入力レジスタと、前記参照符号を格納する参照符号レジスタと、入力レジスタの各タップ出力と参照符号との乗算をサンプル単位に行なう複数の乗算器と、各乗算器出力をサンプル単位にすべて加算する加算器と、から構成されている。
【０００５】
図２６は、上記のように構成されるマッチドフィルタの出力例を示すものである。このマッチドフィルタの入力レジスタに格納される入力信号は、６４サンプルであり、この６４サンプル周期で、受信拡散信号の相関値が繰り返し計算されている。そして、図２６に示すように、マッチドフィルタの相関が特に大きくなるタイミングが拡散信号の受信タイミングとなる。
【０００６】
図２７は、巡回積分の動作を説明するための図を示すものである。たとえば、図示のような巡回積分による手法を用いて、マッチドフィルタの出力を６４サンプル周期（サンプルタイミングを示す）で足し合わせることにより、すなわち、図２７の（Ａ）＋（Ｂ）＋（Ｃ）＋（Ｄ）を計算することにより、ＳＮ比（Signal to Noise ratio）を改善させてタイミングを検出する。
【０００７】
上記、スペクトル拡散通信方式におけるマッチドフィルタおよび上記巡回積分による手法に関する文献としては、たとえば、特開平１０−２８５０７９がある。図２８は、たとえば、特開平１０−２８５０７９に示された従来のマッチドフィルタと従来の巡回積分器を示すものであり、図２９は、図２８に示すマッチドフィルタの構成を示すものであり、図３０は、図２８に示す巡回積分器の構成を示すものである。
【０００８】
図２８において、５００はマッチドフィルタであり、６００は巡回積分器である。また、マッチドフィルタ５００において、５０１はレジスタであり、５０２は書き込み制御装置であり、５０３ａ，５０３ｂ，…５０３ｃはセレクタであり、５０４ａ，５０４ｂ，…５０４ｃは乗算器であり、５０５は参照符号レジスタであり、５０６は加算器である。また、巡回積分器６００において、６０１は加算器であり、６０２はメモリであり、６０３はアドレス生成器である。
【０００９】
上記のように構成されるマッチドフィルタ５００および巡回積分器６００は、どちらも４倍のオーバサンプルで動作している。たとえば、マッチドフィルタ５００は、６４タップで構成され、各タップに対応する６４個の乗算器（１４ａ，１４，…１４ｃ）が、１サンプル毎にそれぞれのタップの出力と参照符号とを乗算する。その後、マッチドフィルタ５００では、加算器５０６がすべての乗算結果を加算し、出力する。一方、巡回積分器６００では、加算器６０１が、入力されるマッチドフィルタの出力と、アドレス生成器６０３が所定のタイミングで生成するアドレスに対応するメモリ５０２の出力と、を加算することにより（図２７参照）、相関値を出力する。
【００１０】
なお、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式において、受信側では、通信の開始時にタイミングがわかっていない。従って、たとえば、従来のスペクトル拡散受信装置では、相関出力を得るために、図２８に示す受信拡散信号と参照符号とを用いて上記操作を行い、受信拡散信号と参照符号の位相を正確に合わせないと、大きな相関値が得られない。
【００１１】
このように、従来のスペクトル拡散受信装置では、上記の方法で得られた相関値のうち、最大値となる参照符号の位相に同期させることにより、受信拡散信号の受信タイミングを検索している。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来のスペクトル拡散受信装置において、マッチドフィルタおよび巡回積分器は、４倍オーバサンプルで動作するため回路規模と消費電力が非常に大きいという問題点があった。
【００１３】
具体的にいうと、図２９に示す従来のマッチドフィルタ５００において、受信データを格納するためのレジスタ５０１の必要数は、６４タップの４倍、すなわち、２５６個であり、回路規模が大きくなる。さらに、レジスタ５０１にて４倍オーバサンプルを行なっているため、各セレクタでは、レジスタ５０１から各タップの出力を高速に選択する、という動作が必要となる。
【００１４】
また、このセレクタ５０３ａ〜５０３ｃも、必要数が６４個であることから回路規模が大きくなり、さらに、動作が４倍オーバサンプルであるため消費電力が大きくなる。また、乗算器５０４ａ〜５０４ｃについても、同様に必要数が６４個であることから回路規模が大きくなり、さらに、動作が各セレクタと同様に４倍オーバサンプルであるため消費電力が大きくなる。そして、加算器５０６についても、乗算器が６４個であることから非常に大きな回路規模となり、さらに、動作が同様に４倍オーバサンプルと高速であるため非常に大きな消費電力となる。
【００１５】
また、巡回積分器６００については、６４タップの４倍である２５６ワードのメモリ６０２が必要となり、それに伴って回路規模が大きくなり、さらに、動作速度が上記同様４倍オーバサンプルであるため消費電力も大きくなる。
【００１６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、小型で低消費電力なマッチドフィルタおよび巡回積分器を備えるスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ（後述する実施の形態のマッチドフィルタ１に相当）と、前記マッチドフィルタ出力を、Ｎ倍（Ｎは１以上）オーバサンプルタイミングで補間する補間手段（補間装置２に相当）と、を備え、受信拡散信号のタイミング同期をとることを特徴とする。
【００１８】
この発明によれば、マッチドフィルタにおいて、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる。また、この発明によれば、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる。また、同様の理由からマッチドフィルタ出力の時間分解能が低下することになるが、この発明によれば、補間手段によって時間分解能を向上させることができ、従来と同等の性能を実現することができる。
【００１９】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、さらに、前記マッチドフィルタと補間手段との間に、マッチドフィルタ出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する巡回積分手段（後述する実施の形態の巡回積分器３に相当）を備え、前記補間手段では、前記巡回積分手段の出力を、Ｎ倍オーバサンプルタイミングで補間することを特徴とする。
【００２０】
この発明によれば、さらに、巡回積分手段の動作速度を、従来技術と比較して遅くすることができ、さらに、オーバサンプルなしで動作することから、メモリ容量を、たとえば、２５６ワードから６４ワードへと、１／４に削減させることができる。これにより、従来と比較して回路規模を大幅に削減できるとともに、消費電力も大幅に削減させることができる。
【００２１】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ（後述する実施の形態のマッチドフィルタ１に相当）と、前記マッチドフィルタ出力を、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分手段（第１の巡回積分器３ａに相当）と、前記第１の巡回積分手段出力を、２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間手段（第１の補間装置２ａに相当）と、前記第１の補間手段出力を電力に変換して、その後、巡回積分する第２の巡回積分手段（第２の巡回積分器３ｂに相当）と、前記第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは２以上）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間手段（第２の補間装置２ｂに相当）と、前記第２の補間手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段（パス検出器４に相当）と、を備え、受信拡散信号のタイミング同期をとることを特徴とする。
【００２２】
この発明によれば、マッチドフィルタにおいて、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる。また、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる。また、同様の理由からマッチドフィルタ出力の時間分解能が低下することになるが、この発明によれば、第１および第２の補間手段によって時間分解能を向上させることができ、従来と同等の性能を実現することができる。また、第２の巡回積分手段が２倍オーバサンプルで動作しているため、４倍オーバサンプルで動作する従来技術と比較して、メモリ容量を半分にでき、さらに、それに伴って消費電力も半分にできる。
【００２３】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記第２の巡回積分手段に接続される前記第２の補間手段およびパス検出手段に置き換えて、前記第２の巡回積分手段出力から信号のタイミングを検出する第２のパス検出手段（後述する実施の形態のパス検出器４に相当）と、前記第２のパス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段（第３の補間装置２ｃに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００２４】
この発明によれば、さらに、各パスのタイミング検出後に補間を行なうため、パス検出手段の動作速度をより低速にすることができ、さらに、第３の補間手段が検出したパスの近傍でのみ動作するため、演算量を少なくすることができる。
【００２５】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記第２の補間手段にて前記第２の巡回積分手段出力を４倍オーバサンプルタイミングで補間し、さらに、前記パス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の補間手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段（後述する実施の形態の第３補間装置２ｃに相当）、を備えることを特徴とする。
【００２６】
この発明によれば、検出タイミングの精度を８倍オーバサンプル精度以上にする場合、第２の補間手段によって４倍オーバサンプル精度に変更してから、パス検手段によってタイミングを検出し、その検出したタイミングの近傍の信号からさらに第３の補間手段によって８倍オーバサンプル精度に変更する。これにより、さらに、検出タイミングの精度を向上させることができる。
【００２７】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、受信拡散信号を２倍オーバサンプルでサンプル可能なサンプル手段（後述する実施の形態のサンプル装置５に相当）と、２通りある前記サンプル手段のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御手段（サンプルタイミング制御装置６に相当）と、前記サンプル手段出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ（マッチドフィルタ１に相当）と、前記マッチドフィルタ出力を、２通りあるサンプルタイミング毎に、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する巡回積分手段（巡回積分器３に相当）と、２通りある前記巡回積分手段出力を、平滑化する平滑化手段（平滑化装置７に相当）と、前記平滑化手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段（パス検出器４に相当）と、を備え、受信拡散信号のタイミング同期をとることを特徴とする。
【００２８】
この発明によれば、マッチドフィルタに入力する受信信号のタイミングを、サンプルタイミング制御手段によって、たとえば、１／２チップ単位で切り替え、巡回積分手段によって切り換えられたタイミング毎に巡回積分を行ない、平滑化手段によってノイズをカットする。これにより、エリアッシングの問題が無くなり、マッチドフィルタが１倍オーバサンプルであっても、正確に２倍オーバサンプルに変換することができる。また、マッチドフィルタは、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる。また、マッチドフィルタは、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる。
【００２９】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記巡回積分手段、前記平滑化手段、および前記パス検出手段に置き換えて、前記マッチドフィルタ出力を、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分手段（後述する実施の形態の第１の巡回積分器３ａに相当）と、前記第１の巡回積分手段出力を、２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間手段（第１の補間装置２ａに相当）と、前記第１の補間手段出力を、電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分手段（第２の巡回積分器３ｂに相当）と、前記第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは２以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間手段（第２の補間装置２ｂに相当）と、前記第２の補間手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段（パス検出器４に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３０】
この発明によれば、第１の巡回積分手段のメモリ容量を大幅に削減でき、さらに、前記平滑化手段と比較して、第１の補間手段の動作速度を遅くでき、遅延器の数も大幅に削減できることから、伴って、回路規模と消費電力をより大幅に削減することができる。
【００３１】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記第２の巡回積分手段に接続される前記第２の補間手段およびパス検出手段に置き換えて、前記第２の巡回積分手段出力から信号のタイミングを検出する第２のパス検出手段（後述する実施の形態のパス検出器４に相当）と、前記第２のパス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段（第３の補間装置２ｃに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３２】
この発明によれば、パス検出手段を２倍オーバサンプル精度で行ない、パスの検出後、そのタイミングの前後のデータから第３の補間手段を用いて補間する。これにより、パス検出手段の動作速度を低速にすることができ、さらに、第３の補間手段が検出したパスの近傍でのみ動作するため、より演算量を少なくすることができる。
【００３３】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、前記第２の補間手段にて前記第２の巡回積分手段出力を４倍オーバサンプルタイミングで補間し、さらに、前記パス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の補間手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段（後述する実施の形態の第３の補間装置２ｃに相当）、を備えることを特徴とする。
【００３４】
この発明によれば、検出タイミングの精度を８倍サンプル精度以上にする場合、第２の補間手段によって４倍オーバサンプル精度にしてから、パス検出手段によってタイミングを検出し、そのタイミングの近傍のデータに基づいて、第３の補間手段にて８倍オーバサンプル精度以上にする。これにより、さらに検出確率を向上させることができる。
【００３５】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、受信拡散信号を２倍オーバサンプルでサンプル可能な第１のサンプル手段（後述する実施の形態の第１のサンプル装置５ａに相当）と、前記第１のサンプル手段出力を２回に１回サンプルする第２のサンプル手段（第２のサンプル装置５ｂに相当）と、２通りある前記第２のサンプル手段のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御手段（サンプルタイミング制御装置６に相当）と、前記第２のサンプル手段出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ（マッチドフィルタ１に相当）と、前記マッチドフィルタ出力を、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分手段（第１の巡回積分器３ａに相当）と、前記第１の巡回積分手段出力を、２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間手段（第１の補間装置２ａに相当）と、前記第１の補間手段出力を、電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分手段（第２の巡回積分器３ｂに相当）と、前記第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは２以上）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間手段（第２の補間装置２ｂに相当）と、前記第２の補間手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段（パス検出器４に相当）と、前記第１のサンプル手段を、Ｋ倍（Ｋ＞２を満たす整数）オーバサンプルタイミングに補間する第４の補間手段（第４の補間装置２ｄに相当）と、前記パス検出器４にて検出したタイミングで受信信号の復調を行う信号復調手段（信号復調器８に相当）と、を備え、受信拡散信号のタイミング同期をとることを特徴とする。
【００３６】
この発明によれば、第１のサンプル手段が２倍オーバサンプル動作でよく、４倍オーバサンプルで動作する場合に比べ消費電力を１／２にすることができる。また、第４の補間手段により２倍オーバサンプル信号を４倍オーバサンプルに変換するので、信号復調手段においては従来と同等の性能が得られる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００３８】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力を、Ｎ倍（Ｎは１以上）オーバサンプルタイミングで補間する補間装置２から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００３９】
図２は、図１に示すマッチドフィルタ１の構成例を示す図である。図２において、１１は受信した拡散信号を書き込み制御装置１１２の制御タイミングでレジスタ１１１（図示のＲ0〜Ｒ63に相当）に格納する入力レジスタであり、１２は参照符号を格納する参照符号レジスタであり、１４は入力レジスタ１１の各タップの出力と参照符号とを乗算する乗算器であり、１３は各乗算器の出力を加算する加算器である。なお、ここでは、説明の便宜上、タップ数を６４としているが、本発明はタップ数に依存しないものとする。
【００４０】
本実施の形態ではオーバサンプルを行なっていないので、レジスタ１１１は、タップ数と同じ数、すなわち、６４個だけあればよい。また、同様の理由から、レジスタ１１１の出力を選択するセレクタ（図２９参照）も不必要となる。これにより、従来と比較して、大幅に回路規模および消費電流を削減できる。また、オーバサンプルを行わないため、乗算器１４と加算器１３の動作速度がチップレートとなり、さらに、消費電流を削減できる。
【００４１】
ここで、マッチドフィルタ１に入力される受信拡散信号、およびマッチドフィルタの出力について具体的に説明する。図３は、受信拡散信号のスペクトルを示す図である。図３において、Ｒはチップレート示すものであり、αはロールオフ率を示すものであり、帯域幅はＲ×（１＋α）で表わされる。なお、マッチドフィルタ１においては、乗算器１４にて参照符号と受信拡散信号の畳み込み積分を行っているが、この参照符号がチップ単位のインパルス列で周波数軸上で白色であれば、マッチドフィルタ出力のスペクトルを、受信拡散信号のスペクトルと同等と見なすことができる。
【００４２】
また、図４は、２倍オーバサンプルで動作しているマッチドフィルタ出力のスペクトルを示す図である。２倍オーバサンプルで動作しているため、２Ｒ毎に周波数の繰り返しがある。また、図５は、オーバサンプルなし（１倍オーバサンプル）で動作するマッチドフィルタ出力のスペクトルを示す図である。チップレートＲでサンプルしているので、Ｒ毎に周波数の繰り返しがある。また、ロールオフで広がった部分の信号はエリアッシングとなっている。
【００４３】
図６は、図１に示す補間装置２の構成例を示す図である。図６において、２１ａ〜２１ｅは入力信号をサンプル毎に遅延させる遅延器であり、２２ａ〜２２ｃは対応する遅延器の出力を加算する加算器であり、２３ａ〜１３ｃは各加算器の出力に係数をかける係数器であり、２４は各係数器の出力を加算する加算器であり、２５は遅延したサンプル値と補間値を交互に選択するセレクタである。
【００４４】
たとえば、オーバサンプルなしの信号（図５参照）から２倍オーバサンプルへ変換する場合は、図５のスペクトルで表わされる信号に、たとえば、図７に示すフィルタをとおすことにより、図４に示す信号と同等の信号が得られる。このフィルタは、２倍オーバサンプルでのローパスフィルタであり、トランスバーサルフィルタ構成で容易に実現できる。なお、エリアッシング部分については、理想的な２倍オーバサンプルの場合と比較して若干異なるが、この部分の信号エネルギーが十分小さく、無視できる大きさであれば特に問題はない。また、性能に余裕がある場合は、消費電力や回路規模の削減のために、１倍オーバサンプルを用いることができる。
【００４５】
このように、上記補間装置２では、オーバサンプルなしのマッチドフィルタであっても、２倍オーバサンプルと同等の出力を得ることができ、さらに、この方法を何度も繰り返すことにより、より高いオーバサンプルと同等の性能を得ることもできる。
【００４６】
以降、本実施の形態の補間装置２では、入力信号のサンプル間の値を補間することにより、たとえば、時間分解能を２倍にする場合について説明する。図８は、図６に示した補間装置２の具体的な動作例を示す図である。たとえば、補間装置２の入力信号をＩ（０），Ｉ（１），Ｉ（２）…とすると、出力では、Ｉ（ｋ）とＩ（ｋ＋１）の間に、補間点（Ｉ（ｋ＋３）＋Ｉ（ｋ−２））Ｗ２＋（Ｉ（ｋ＋２）＋Ｉ（ｋ−１））Ｗ１＋（Ｉ（ｋ＋１）＋Ｉ（ｋ））Ｗ０が挿入されている（ｋは任意の整数）。なお、一つ目の補間点と二つ目の補間点においては、遅延器の出力がクリアされている。また、この補間装置２に用いられる係数としては、たとえば、Ｗ０=０．６２５、Ｗ１=−０．１８７５、Ｗ２=０．０９３７５を用いるものとする。
【００４７】
また、図９は、上記補間装置２の動作を具体的に説明するための図である。補間装置２では、図９に示すように、マッチドフィルタ１の出力をサンプル点とし、さらに、補間装置２により補間点を計算し、セレクタ２５により補間点とサンプル点とを交互に出力する。たとえば、補間点Ｆは、サンプル点Ａ，Ｃ，Ｅ，Ｇ，Ｉ，Ｋから（Ａ＋Ｋ）Ｗ２＋（Ｃ＋Ｉ）Ｗ１＋（Ｅ＋Ｇ）Ｗ０、と計算することができる。また、補間点Ｈは、サンプル点Ｃ，Ｅ，Ｇ，Ｉ，Ｋ，Ｍから（Ｃ＋Ｍ）Ｗ２＋（Ｅ＋Ｋ）Ｗ１＋（Ｇ＋Ｉ）Ｗ０、と計算することができる。
【００４８】
このように、本実施の形態では、図２８に示す従来のスペクトル拡散受信装置と比較して、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となっているため、回路規模が大幅に削減されており、さらに，入力レジスタ１１におけるレジスタ１１１の個数も１／４となるため、ここでも大幅に回路規模が削減されている。また、本実施の形態では、動作速度が１／４になったため、それに伴って消費電力が１／４以下に低減されている。また、同様の理由からマッチドフィルタ出力の時間分解能が従来の１／４に低下しているが、本実施の形態では、補間装置２によって時間分解能を向上させることにより、従来と同等の性能を実現している。
【００４９】
従って、本実施の形態によれば、補間装置２を設ける構成としたことにより、従来のマッチドフィルタと比較して、回路規模を大幅に削減でき、さらに、消費電力を１／４以下に低減させることができる。
【００５０】
実施の形態２．
図１０は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する巡回積分器３と、巡回積分器３出力を、Ｎ倍（Ｎは１以上）オーバサンプルタイミングで補間する補間装置２から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。従って、前述した実施の形態１との相違点は、マッチドフィルタ１と補間装置２との間に巡回積分器３が配置されている点となる。なお、本実施の形態において、先に説明した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【００５１】
図１１は、図１０に示す巡回積分器３の構成例を示す図である。図１１において、３１はマッチドフィルタ出力と後述するメモリ３２の出力とを巡回加算する加算器であり、３２はマッチドフィルタ１のタップ数と同じ６４ワードのメモリであり、３３はメモリ３２のアドレスを生成するアドレス生成器であり、さらに、動作速度はチップレートである。巡回積分器３は線形の演算を行なっているので巡回積分を行なった後で補間を行なった場合と、巡回積分の前で補間を行なった場合とで、同じ結果を得ることができる。このため、巡回積分の後で補間を行なうことにより、巡回積分器３の動作速度とメモリ容量を小さくすることができる。
【００５２】
従って、本実施の形態では、先に説明した実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、すなわち、マッチドフィルタ１および補間装置２が従来のスペクトル拡散受信装置と比較して回路規模および消費電力（１／４以下）を大幅に削減できるとともに、巡回積分器３にて、図２８に示す従来の巡回積分器６００に比べ、動作速度を１／４にすることができ、さらに、メモリ容量を２５６ワードから６４ワードと１／４に削減させることができる。これにより、本実施の形態によれば、従来と比較して回路規模を大幅に削減できるとともに、消費電力も１／４以下に削減させることができる。
【００５３】
実施の形態３．
図１２は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力をＭ倍（Ｍは２以上）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間装置２ｂと、第２の補間装置２ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００５４】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａは、先に説明した実施の形態１および２と同様の構成であるため、同一の符号（ただし符号３は３ａに相当する）を付して説明を省略する。また、第１の補間装置２ａおよび第２の補間装置２ｂは、先に説明した実施の形態１および２の補間装置２と同一の構成であるが、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００５５】
図１３は、図１２に示す第２の巡回積分器３ｂの構成例を示す図である。図１３において、３４は第１の補間装置２ａ出力を電力に変換する電力値計算器であり、３５は電力値計算器３４出力と後述するメモリ３６の出力とを巡回加算する加算器であり、３６は１２８ワードのメモリであり、３７はメモリ３５のアドレスを生成するアドレス生成器であり、さらに、動作は２倍オーバサンプルである。
【００５６】
上記のように構成される本実施の形態において、第１の巡回積分器３ａは、マッチドフィルタ１出力をコヒーレントに巡回積分する実施の形態１および２と同一の構成であるが、キャリア周波数偏差やフェージング変動により信号の位相が回転すると巡回積分の効果が無くなる。すなわち、たとえば、位相が１８０度回転すると、信号は打ち消され、なくなってしまう。このため、長時間の平均化を行ない高精度の相関値を得るためには、信号を電力に変換して巡回積分を行なえばよい。
【００５７】
そこで、第２の巡回積分器３ｂでは、電力値計算器３４により入力信号を電力に変換し、その後、巡回積分を行う。ただし、電力に変換すると信号帯域幅は、２倍に広がるので２倍オーバサンプル動作が必要となる。そのため、第２の巡回積分器３ｂを２倍オーバサンプルで動作させるためには、第１の補間装置２ａによってオーバサンプルなしの信号を補間し、信号を２倍オーバサンプルにしてから、電力に変換することになる。なお、第２の巡回積分器３ｂが２倍のオーバサンプルで動作するため、メモリ３６は、第１の補間装置２ａの２倍である１２８ワードとなる。
【００５８】
また、パス検出器４は、信号が最大となるタイミング、または、信号がスレッショルドを超える複数のタイミングを検出するための装置である。本実施の形態において、検出するタイミングは、時間分解能を向上させるため（従来技術と同等の性能を得るため）に４倍オーバサンプル精度が要求されるので、パス検出を行なう前に、第２の補間装置２ｂによって、第２の巡回積分器３ｂにおける２倍オーバサンプルの信号を、４倍オーバサンプルに変換する。
【００５９】
従って、本実施の形態では、先に説明した実施の形態１および２と同様の効果が得られるとともに、すなわち、マッチドフィルタ１および第１の巡回積分器３ａにて同様の効果が得られるとともに、第２の巡回積分器３ｂが２倍オーバサンプルで動作しているため、４倍オーバサンプルで動作する従来技術と比較して、メモリ容量を半分にでき、さらに、それに伴って消費電力も半分にできる。
【００６０】
実施の形態４．
図１４は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態４の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、パス検出器４にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の巡回積分器３ｂ出力をＭ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間装置２ｃと、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００６１】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂは、先に説明した実施の形態３と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、パス検出器４については、先に説明した実施の形態３と同様の構成であるが、動作が異なる。また、第３の補間装置２ｃについては、第１の補間装置２ａと同様の構成であるが、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００６２】
従って、本実施の形態において、実施の形態３との相違点は、パス検出器４を２倍オーバサンプル精度で行ない、検出したタイミングの前後（マルチパスに対応）のデータより、第３の補間装置２ｃを用いて補間する点である。これにより、本実施の形態では、各パスのタイミング検出後に補間を行なうため、パス検出器４の動作速度を実施の形態３よりも低速にすることができ、さらに、第３の補間装置２ｃが検出したパスの近傍でのみ動作するため、演算量を少なくすることができる。
【００６３】
実施の形態５．
図１５は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態５の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力を４倍オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間装置２ｂと、第２の補間装置２ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、パス検出器４にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の補間装置２ｂ出力をＭ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間装置２ｃと、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００６４】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂと、第２の補間装置２ｂと、パス検出器４は、先に説明した実施の形態３と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、第３の補間装置２ｃについては、第１の補間装置２ａと同様の構成であるが、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００６５】
従って、本実施の形態において、実施の形態３との相違点は、パス検出器４を４倍オーバサンプル精度で行ない、検出したタイミングの前後（マルチパスに対応）のデータより、第３の補間装置２ｃを用いてさらに補間可能な点である。
【００６６】
たとえば、実施の形態４では、２倍オーバサンプルの信号からパスのタイミングを検出していたが、パス検出においては、最大値の検出やスレッショルド判定を行なうために非線型性が強く、また、高い検出確率で検出を行なうためには、少なくとも４倍オーバサンプル程度の動作が必要となる。
【００６７】
そこで、本実施の形態においては、検出タイミングの精度を８倍オーバサンプル精度以上にする場合、実施の形態４の構成でタイミングを検出するのではなく、第２の補間装置２ｂによって４倍オーバサンプル精度に変更してから、パス検出器４によってタイミングを検出し、検出したタイミングの近傍の信号からさらに第３の補間装置２ｃによって８倍オーバサンプル精度に変更する。これにより、実施の形態４よりさらに、検出タイミングの精度を向上させることができる。
【００６８】
実施の形態６．
図１６は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態６の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号をＮ倍（Ｎは１以上の整数）オーバサンプルでサンプル可能なサンプル装置５と、Ｎ通りある前記サンプル装置５のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御装置６と、サンプル装置５出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をＮ通りあるサンプルタイミング毎に、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する巡回積分器３と、Ｎ通りある前記巡回積分器３出力を平滑化する平滑化装置７と、平滑化装置７出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００６９】
なお、マッチドフィルタ１と、巡回積分器３と、パス検出器４は、先に説明した実施の形態１〜５と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、マッチドフィルタ１は、サンプルタイミングが変化すること以外、他の実施の形態と同じ動作となる。
【００７０】
上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置は、図１７に示すように、たとえば、サンプルタイミングを１／２チップずらし、巡回積分器３にて交互にずれたサンプルタイミングをはめ込み、巡回積分を行ない、信号帯域外のノイズを平滑化装置７にてカットし、パスのタイミングをパス検出器４にて検出する。このとき、サンプルタイミングを変更するための制御はサンプルタイミング制御装置６にて行い、サンプル処理はサンプル装置５にて行う。また、本実施の形態では、巡回積分器３がチップレートで動作し、サンプルタイミング制御装置６により選択されたサンプル別に巡回加算を行なうため、メモリは、１２８ワード必要となる。
【００７１】
図１８は、図１６に示す平滑化装置７の構成例を示す図である。図１８において、７１は入力信号をサンプル毎に遅延させる複数の遅延器であり、７２ａ，７２ｂ，７２ｃは対応する各遅延器の出力を加算する加算器であり、７３ａ，７３ｂ，７３ｃは各加算器の出力に係数をかける係数器であり、７４は各係数器の出力を加算する加算器であり、動作は入力および出力とも２倍オーバサンプルである。なお、平滑化装置７に用いる係数としては、たとえば、Ｗ０＝０．６２５、Ｗ１＝−０．１８７５、Ｗ２＝０．０９３７５を用いる。
【００７２】
たとえば、図１７に示すように、オーバサンプルなしのマッチドフィルタのサンプルタイミングを、動作途中で１／２チップずらし、交互にならべた場合のスペクトルを考える。図１９は、タイミングを切り換えてオーバサンプルなしから２倍オーバサンプルに変換した信号のスペクトルとノイズのスペクトルを示す図である。信号が０〜６３と６４〜１２７で変化していないと仮定すると、図１９に示すように、エリアッシング部分の信号が逆位相で足されるため、エリアッシングの影響を無くすことができる。このような操作を行なうことにより、オーバサンプルなしの場合でも、エリアッシングの問題から開放される。ただし、ノイズに関しては、サンプル毎に相関が無いので白色になっている。そのため、ノイズをフィルタリングし、ＳＮ比を改善する必要がある。
【００７３】
図２０は、図１８に示す平滑化装置７の動作例を示す図である。図示のとおり、入力信号と出力信号は、ともに２倍オーバサンプル精度である。巡回積分器３でサンプルタイミング毎に巡回積分を行なった結果を、平滑化装置７に入力し、フィルタリングして信号帯域外のノイズを除去した信号を出力する。
【００７４】
このように、実施の形態６では、マッチドフィルタ１に入力する受信信号のタイミングを、サンプルタイミング制御装置６によって１／２チップ単位で切り替え、巡回積分器３によって切り換えられたタイミング毎に巡回積分を行ない、平滑化装置７によってノイズをカットするため、エリアッシングの問題が無くなり、マッチドフィルタ１が１倍オーバサンプルであっても、正確に２倍オーバサンプルに変換することができる。また、マッチドフィルタ１は、オーバサンプルが無いので回路規模を削減でき、消費電力を従来の４倍オーバサンプルと比較し１／４以下にできる。また、巡回積分器３は、オーバサンプルなしで巡回積分を行なうので、従来の４倍オーバサンプルの巡回積分器に比べ、消費電力を１／４程度にでき、また、使用するメモリ容量を１／２にできる。
【００７５】
実施の形態７．
図２１は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態７の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号をＮ倍（Ｎは１以上の整数）オーバサンプルでサンプル可能なサンプル装置５と、Ｎ通りある前記サンプル装置５のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御装置６と、サンプル装置５出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力をＭ倍（Ｍは２以上）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間装置２ｂと、第２の補間装置２ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００７６】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂと、第２の補間装置２ｂと、パス検出器４は、先に説明した実施の形態３と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、サンプル装置５と、サンプルタイミング制御装置６は、先に説明した実施の形態６と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、第１の補間装置２ａおよび第２の補間装置２ｂにおいて、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００７７】
上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置は、実施の形態６と同様に、サンプルタイミングをサンプルタイミング制御装置６により１／２チップ切り換えるが、第１の巡回積分器３ａの動作は、切り換えられたサンプルタイミング毎に巡回積分するのではなく、サンプルタイミングに関わらず、同一のメモリを用いて巡回積分を行なう。そのため、第１の巡回積分器３ａのメモリ容量は、６４ワードでよく、実施の形態６の半分になっている。
【００７８】
また、本実施の形態では、第１の巡回積分器３ａの出力を第１の補間装置２ａによって２倍オーバサンプル精度に補間し、第２の巡回積分器３ｂによって電力に変換し、巡回積分を行なう。このとき、第２の巡回積分器３ｂは、サンプルタイミング制御装置６によってずらされたタイミングを補償して巡回積分を行なう。
【００７９】
図２２は、図２１に示す第２の巡回積分器３ｂの動作例を示す図である。ここでは、２倍オーバサンプル精度で出力される第１の補間装置２ａの出力を電力に変換して、巡回積分を行なう。なお、図示のＭnは、メモリのアドレスｎの値を表わすものである。また、サンプルタイミング制御装置６によって切り替わったタイミングに合わせて、巡回加算するメモリのアドレスにオフセットを加える。
【００８０】
このように、本実施の形態では、第１の巡回積分器３ａのメモリ容量が６４ワード（実施の形態６の半分）でよく、さらに、実施の形態６の平滑化装置７と比較して、第１の補間装置２ａの動作速度が半分であり、遅延器の数も半分であることから、回路規模と消費電力をより削減することができる。
【００８１】
実施の形態８．
図２３は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態８の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号をＮ倍（Ｎは１以上の整数）オーバサンプルでサンプル可能なサンプル装置５と、Ｎ通りある前記サンプル装置５のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御装置６と、サンプル装置５出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、パス検出器４にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の巡回積分器３ｂ出力をＭ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間装置２ｃと、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００８２】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂと、パス検出器４と、第３の補間装置２ｃは、先に説明した実施の形態４と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、サンプル装置５と、サンプルタイミング制御装置６は、先に説明した実施の形態６および７と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、第３の補間装置２ｃにおいて、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００８３】
上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置では、第２の巡回積分器３ｂの出力に基づいて、パス検出器４にてパス検出を行なうため、パス検出器４に入力される信号は、２倍オーバサンプル精度となり、パス検出器４の負荷を先に説明した実施の形態７のパス検出器４と比較して半分にしている。さらに、第３の補間装置２ｃにより検出したタイミングの近傍のデータを用いて、２倍オーバサンプル精度の信号を、たとえば、４倍オーバサンプル精度に補間する。
【００８４】
本実施の形態において、実施の形態７との相違点は、パス検出器４を２倍オーバサンプル精度で行ない、パスの検出後、そのタイミングの前後のデータから第３の補間装置２ｃを用いて補間する点である。このように、本実施の形態では、パス検出後に補間を行なうことにより、パス検出器４の動作速度を低速にすることができ、さらに、第３の補間装置２ｃが検出したパスの近傍でのみ動作するため、より演算量を少なくすることができる。
【００８５】
実施の形態９．
図２４は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態９の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号をＮ倍（Ｎは１以上の整数）オーバサンプルでサンプル可能なサンプル装置５と、Ｎ通りある前記サンプル装置５のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御装置６と、サンプル装置５出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力を４倍オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間装置２ｂと、第２の補間装置２ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、パス検出器４にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の補間装置２ｂ出力をＭ倍（Ｍは４以上）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間装置２ｃと、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００８６】
なお、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂと、第２の補間装置２ｂと、パス検出器４と、第３の補間装置２ｃは、先に説明した実施の形態５と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、サンプル装置５と、サンプルタイミング制御装置６は、先に説明した実施の形態６、７、および８と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、第３の補間装置２ｃについては、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００８７】
また、先に説明した実施の形態８においては、２倍オーバサンプルの信号からパスタイミングを検出していたが、通常、パス検出は、最大値の検出やスレッショルド判定を行なうため非線型性が強く、また、高い検出確率で検出を行なうためには、４倍オーバサンプル程度のデータが必要となる。
【００８８】
そこで、上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置では、検出タイミングの精度を８倍サンプル精度以上にする場合、第２の補間装置２ｂによって４倍オーバサンプル精度にしてから、パス検出器４によってタイミングを検出し、そのタイミングの近傍のデータに基づいて、第３の補間装置２ｃにて８倍オーバサンプル精度以上にする。これにより、さらに検出確率を向上させることができる。
【００８９】
実施の形態１０．
図２５は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１０の構成を示す図である。本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、受信拡散信号をＮ倍（Ｎは１以上の整数）オーバサンプルでサンプル可能な第１のサンプル装置５と、第１のサンプル装置５出力をＮ回に１回サンプルする第２のサンプル装置５ｂと、Ｎ通りある第２のサンプル装置５のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御装置６と、第２のサンプル装置５ｂ出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタ１と、マッチドフィルタ１出力をオーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分器３ａと、第１の巡回積分器３ａ出力を２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間装置２ａと、第１の補間装置２ａ出力を電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分器３ｂと、第２の巡回積分器３ｂ出力をＭ倍（Ｍは２以上）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間装置２ｂと、第２の補間装置２ｂ出力から信号のタイミングを検出するパス検出器４と、第１のサンプル装置５ａをＫ倍（Ｋ＞Ｎを満たす整数）オーバサンプルタイミングに補間する第４の補間装置２ｄと、パス検出器４にて検出したタイミングで受信信号の復調を行う信号復調器８と、から構成され、マッチドフィルタ１は、チップレートで、すなわち、１倍オーバサンプルで動作する。
【００９０】
なお、第１のサンプル装置５ａ（サンプル装置５に相当）と、マッチドフィルタ１と、第１の巡回積分器３ａと、第１の補間装置２ａと、第２の巡回積分器３ｂと、第２の補間装置２ｂと、パス検出器４と、サンプル装置５と、サンプルタイミング制御装置６は、先に説明した実施の形態７と同様の構成であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、第１の補間装置２ａ、第２の補間装置２ｂ、および第４の補間装置２ｄにおいて、遅延器２１ａ〜２１ｅの段数や係数器２３ａ〜２３ｃの係数は、各補間装置の性能および回路規模のバランス等を考慮し、それぞれ最適な段数および値にすることとしてもよい。
【００９１】
上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置では、パス検出器４によって検出したタイミングで、受信信号を信号復調器８にて復調する。このとき、信号復調器８で連続的に復調する必要がある場合は、サンプルタイミング制御装置６によて変動したサンプルタイミングでは、性能が低下する。そのため、信号復調器８には、第１のサンプル装置５ａからの信号を入力する必要がある。この場合、パス検出器４にて得られる受信信号のタイミングは、４倍オーバサンプル精度であるため、第１のサンプル装置５ａの動作は、４倍オーバサンプルが必要となるが、本実施の形態では、第４の補間装置２ｄによって補間を行なうことにより、４倍オーバサンプルより低い速度で、第１のサンプル装置５ｂを動作させることができる。
【００９２】
また、第２のサンプル装置２ｂは、オーバサンプルなしで動作するが、サンプルタイミング制御装置６によってサンプルタイミングが１／２チップ変動する。そのため、第１のサンプル装置５ａは、２倍オーバサンプルで動作する必要があり、さらに、第４の補間装置２ｄは、２倍オーバサンプルから４倍オーバサンプルに変換する必要がある。
【００９３】
このように、本実施の形態においては、先に説明した実施の形態と同様の効果に加えて、第１のサンプル装置５ａが２倍オーバサンプル動作でよく、４倍オーバサンプルで動作する場合に比べ消費電力を１／２にすることができる。また、第４の補間装置２ｄにより２倍オーバサンプル信号を４倍オーバサンプルに変換するので、信号復調器８においては従来と同等の性能が得られる。
【００９４】
従って、実施の形態１〜１０によれば、回路規模および消費電力の大幅な削減を実現するスペクトル拡散受信装置を得ることができる。
【００９５】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、マッチドフィルタにおいて、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる、という効果を奏する。また、この発明によれば、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる、という効果を奏する。また、同様の理由からマッチドフィルタ出力の時間分解能が低下することになるが、この発明によれば、補間手段によって時間分解能を向上させることができ、従来と同等の性能を実現することができる、という効果を奏する。
【００９６】
つぎの発明によれば、さらに、巡回積分手段の動作速度を、従来技術と比較して遅くすることができ、さらに、オーバサンプルなしで動作することから、メモリ容量を、たとえば、２５６ワードから６４ワードへと、１／４に削減させることができる。これにより、従来と比較して回路規模を大幅に削減できるとともに、消費電力も大幅に削減させることができる、という効果を奏する。
【００９７】
つぎの発明によれば、マッチドフィルタにおいて、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる、という効果を奏する。また、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる、という効果を奏する。また、同様の理由からマッチドフィルタ出力の時間分解能が低下することになるが、この発明によれば、第１および第２の補間手段によって時間分解能を向上させることができ、従来と同等の性能を実現することができる、という効果を奏する。また、第２の巡回積分手段が２倍オーバサンプルで動作しているため、４倍オーバサンプルで動作する従来技術と比較して、メモリ容量を半分にでき、さらに、それに伴って消費電力も半分にできる、という効果を奏する。
【００９８】
つぎの発明によれば、各パスのタイミング検出後に補間を行なうため、パス検出手段の動作速度をより低速にすることができ、さらに、第３の補間手段が検出したパスの近傍でのみ動作するため、演算量を少なくすることができる、という効果を奏する。
【００９９】
つぎの発明によれば、検出タイミングの精度を８倍オーバサンプル精度以上にする場合、第２の補間手段によって４倍オーバサンプル精度に変更してから、パス検手段によってタイミングを検出し、その検出したタイミングの近傍の信号からさらに第３の補間手段によって８倍オーバサンプル精度に変更する。これにより、さらに、検出タイミングの精度を向上させることができる、という効果を奏する。
【０１００】
つぎの発明によれば、マッチドフィルタに入力する受信信号のタイミングを、サンプルタイミング制御手段によって、たとえば、１／２チップ単位で切り替え、巡回積分手段によって切り換えられたタイミング毎に巡回積分を行ない、平滑化手段によってノイズをカットする。これにより、エリアッシングの問題が無くなり、マッチドフィルタが１倍オーバサンプルであっても、正確に２倍オーバサンプルに変換することができる、という効果を奏する。また、マッチドフィルタは、オーバサンプルに付随するセレクタが不必要となるため、回路規模を大幅に削減させることができ、さらに，受信信号を格納するレジスタの個数も削減されるため、ここでも大幅に回路規模を削減させることができる、という効果を奏する。また、オーバサンプルがないことから、マッチドフィルタの動作速度が遅くなるため、それに伴って消費電力を低減させることができる、という効果を奏する。
【０１０１】
つぎの発明によれば、第１の巡回積分手段のメモリ容量を大幅に削減でき、さらに、前記平滑化手段と比較して、第１の補間手段の動作速度を遅くでき、遅延器の数も大幅に削減できることから、伴って、回路規模と消費電力をより大幅に削減することができる、という効果を奏する。
【０１０２】
つぎの発明によれば、パス検出手段を２倍オーバサンプル精度で行ない、パスの検出後、そのタイミングの前後のデータから第３の補間手段を用いて補間する。これにより、パス検出手段の動作速度を低速にすることができ、さらに、第３の補間手段が検出したパスの近傍でのみ動作するため、より演算量を少なくすることができる、という効果を奏する。
【０１０３】
つぎの発明によれば、検出タイミングの精度を８倍サンプル精度以上にする場合、第２の補間手段によって４倍オーバサンプル精度にしてから、パス検出手段によってタイミングを検出し、そのタイミングの近傍のデータに基づいて、第３の補間手段にて８倍オーバサンプル精度以上にする。これにより、さらに検出確率を向上させることができる、という効果を奏する。
【０１０４】
つぎの発明によれば、第１のサンプル手段が２倍オーバサンプル動作でよく、４倍オーバサンプルで動作する場合に比べ消費電力を１／２にすることができる、という効果を奏する。また、第４の補間手段により２倍オーバサンプル信号を４倍オーバサンプルに変換するので、信号復調手段においては従来と同等の性能が得られる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】 図１に示したマッチドフィルタの構成例を示す図である。
【図３】 受信拡散信号のスペクトルを示す図である。
【図４】 ２倍オーバサンプルで動作しているマッチドフィルタ出力のスペクトルを示す図である。
【図５】 オーバサンプルなし（１倍オーバサンプル）で動作するマッチドフィルタ出力のスペクトルを示す図である。
【図６】 図１に示した補間装置の構成例を示す図である。
【図７】 オーバサンプリングなしから２倍オーバサンプルに変換するフィルタの周波数特性を示す図である。
【図８】 図６に示した補間装置の具体的な動作例を示す図である。
【図９】 補間装置の動作を具体的に説明するための図である。
【図１０】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。
【図１１】 図１０に示した巡回積分器の構成例を示す図である。
【図１２】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。
【図１３】 図１２に示す第２の巡回積分器の構成例を示す図である。
【図１４】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態４の構成を示す図である。
【図１５】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態５の構成を示す図である。
【図１６】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態６の構成を示す図である。
【図１７】 オーバサンプルなしから２倍オーバサンプルに変換する方法を説明するための図である。
【図１８】 図１６に示した平滑化装置の構成例を示す図である。
【図１９】 タイミングを切り換えてオーバサンプルなしから２倍オーバサンプルに変換した信号のスペクトルとノイズのスペクトルを示す図である。
【図２０】 図１８に示した平滑化装置の動作例を示す図である。
【図２１】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態７の構成を示す図である。
【図２２】 図２１に示した第２の巡回積分器の動作例を示す図である。
【図２３】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態８の構成を示す図である。
【図２４】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態９の構成を示す図である。
【図２５】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１０の構成を示す図である。
【図２６】 従来におけるマッチドフィルタの出力例を示すものである。
【図２７】 巡回積分の動作を説明するための図を示すものである。
【図２８】 従来のマッチドフィルタと従来の巡回積分器を示すものである。
【図２９】 従来におけるマッチドフィルタの構成を示す図である。
【図３０】 従来における巡回積分器の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ マッチドフィルタ、２ 補間装置、２ａ 第１の補間装置、２ｂ 第２の補間装置、２ｃ 第３の補間装置、２ｄ 第４の補間装置、３ 巡回積分器、３ａ 第１の巡回積分器、３ｂ 第２の巡回積分器、４ パス検出器、５ サンプル装置、５ａ 第１のサンプル装置、５ｂ 第２のサンプル装置、６ サンプルタイミング制御装置、７ 平滑化装置、８ 信号復調器、１１ 入力レジスタ、１２ 参照符号レジスタ、１３ 加算器、１４ 乗算器、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ，２１ｅ 遅延器、２２ａ，２２ｂ，２２ｃ 加算器、２３ａ，２３ｂ，２３ｃ 係数器、２４ 加算器、２５ セレクタ、３１，３５ 加算器、３２，３６ メモリ、３３，３７ アドレス生成器、３４ 電力値計算器、７１ 遅延器、７２ａ，７２ｂ，７２ｃ 加算器、７３ａ，７３ｂ，７３ｃ 係数器、７４ 加算器、１１１ レジスタ、１１２ 書き込み制御装置。
Claims (8)
- マッチドフィルタを用いて受信拡散信号のタイミング同期をとるスペクトル拡散受信装置において、
受信拡散信号と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタと、
前記マッチドフィルタ出力を、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分手段と、
前記第１の巡回積分手段出力を、２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間手段と、
前記第１の補間手段出力を電力に変換して、その後、巡回積分する第２の巡回積分手段と、
前記第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは２以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間手段と、
前記第２の補間手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段と、
を備えることを特徴とするスペクトル拡散受信装置。 - 前記第２の巡回積分手段に接続される前記第２の補間手段およびパス検出手段に置き換えて、
前記第２の巡回積分手段出力から信号のタイミングを検出する第２のパス検出手段と、
前記第２のパス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散受信装置。 - 前記第２の補間手段にて前記第２の巡回積分手段出力を４倍オーバサンプルタイミングで補間し、
さらに、前記パス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の補間手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段、を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散受信装置。 - マッチドフィルタを用いて受信拡散信号のタイミング同期をとるスペクトル拡散受信装置において、
受信拡散信号を２倍オーバサンプルでサンプル可能なサンプル手段と、
２通りある前記サンプル手段のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御手段と、
前記サンプル手段出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタと、
前記マッチドフィルタ出力を、２通りあるサンプルタイミング毎に、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する巡回積分手段と、
２通りある前記巡回積分手段出力を、平滑化する平滑化手段と、
前記平滑化手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段と、
を備えることを特徴とするスペクトル拡散受信装置。 - 前記巡回積分手段、前記平滑化手段、および前記パス検出手段に置き換えて、
前記マッチドフィルタ出力を、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分手段と、
前記第１の巡回積分手段出力を、２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間手段と、
前記第１の補間手段出力を、電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分手段と、
前記第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは２以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間手段と、
前記第２の補間手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段と、
を備えることを特徴とする請求項４に記載のスペクトル拡散受信装置。 - 前記第２の巡回積分手段に接続される前記第２の補間手段およびパス検出手段に置き換えて、
前記第２の巡回積分手段出力から信号のタイミングを検出する第２のパス検出手段と、
前記第２のパス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段と、
を備えることを特徴とする請求項５に記載のスペクトル拡散受信装置。 - 前記第２の補間手段にて前記第２の巡回積分手段出力を４倍オーバサンプルタイミングで補間し、
さらに、前記パス検出手段にて検出したタイミングの前後Ｌ個（Ｌは１以上の整数）の第２の補間手段出力を、Ｍ倍（Ｍは４以上の整数）オーバサンプルタイミングで補間する第３の補間手段を備えることを特徴とする請求項５に記載のスペクトル拡散受信装置。 - マッチドフィルタを用いて受信拡散信号のタイミング同期をとるスペクトル拡散受信装置において、
受信拡散信号を２倍オーバサンプルでサンプル可能な第１のサンプル手段と、
前記第１のサンプル手段出力を２回に１回サンプルする第２のサンプル手段と、
２通りある前記第２のサンプル手段のサンプルタイミングを切り換えるサンプルタイミング制御手段と、
前記第２のサンプル手段出力と参照符号の相関演算を行なうオーバサンプルなしのマッチドフィルタと、
前記マッチドフィルタ出力を、オーバサンプルなしでコヒーレントに巡回積分する第１の巡回積分手段と、
前記第１の巡回積分手段出力を、２倍オーバサンプルタイミングで補間する第１の補間手段と、
前記第１の補間手段出力を、電力に変換して巡回積分する第２の巡回積分手段と、
前記第２の巡回積分手段出力を、Ｍ倍（Ｍは２以上）オーバサンプルタイミングで補間する第２の補間手段と、
前記第２の補間手段出力から信号のタイミングを検出するパス検出手段と、
前記第１のサンプル手段を、Ｋ倍（Ｋ＞２を満たす整数）オーバサンプルタイミングに補間する第４の補間手段と、
前記パス検出器４にて検出したタイミングで受信信号の復調を行う信号復調手段と、
を備えることを特徴とするスペクトル拡散受信装置。
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