JP2007110691A - 相関復調器および相関復調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、スペクトラム拡散通信などに使用される相関復調器において、ノイズによる影響を低減し、受信感度の向上を可能とする相関復調器および相関復調方法を提供する。
【解決手段】スペクトラム拡散通信方式の受信部に適用可能な相関復調器であって、逆拡散部１００、２００は、入力された拡散信号系列を所定の拡散符号に基づいて逆拡散して出力し、ピーク検出部１０６は、逆拡散部１００、２００から出力される逆拡散信号系列の総和にピーク値を生じさせるタイミングを検出し、復調部１０７は、逆拡散部１００、２００からの出力データをピーク検出手段１０６からのタイミング信号で捕捉して復調する。なお、これらの処理に先立って、逆拡散部１００、２００は、入力された拡散信号系列を逆拡散する際に、拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた演算処理を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、スペクトラム拡散通信等に用いられる相関復調器および相関復調方法に関するものである。

スペクトラム拡散通信方式は、自身が有する耐ノイズ性や秘匿性などの優位性を活かして、軍用無線をはじめ、携帯電話や無線ＬＡＮ、カーナビゲーションシステムなど、多くの無線通信に採用されている。当該通信方式における送信側では、１次変調されたデータに拡散符号が乗算され、送信周波数の帯域すなわちスペクトルが拡散された拡散信号が生成される。一方、受信側では、送信側にて用いられた同一の拡散符号が受信信号に乗算されて同期捕捉された後、元の狭帯域の情報信号に戻す復号処理が行われる。なお、このような構成は、例えば（特許文献１）などに明示されている。

ところで、上述のような同期捕捉方法としては、例えばマッチドフィルタ法またはスライディング相関法などが知られている。これらのうち、マッチドフィルタ法は、例えば無線ＬＡＮなどに用いられており、その構成として、受信側に遅延素子などのシフトレジスタ、乗算器、加算器などからなる相関器が具備され、送信側で乗算された拡散符号と同一の拡散符号を１周期分すなわち拡散符号のチップ数分用意して、拡散符号と受信した情報信号とを乗算し、その総和が最大値となる時点をシンボルタイミングとする処理が行われる。

つぎに、その具体例として、図１２の従来の技術における相関復調器の構成図に示すようなＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の無線ＬＡＮ（以下「８０２．１１ｂ無線ＬＡＮ」という）に用いられる相関復調器について説明する。

図１２において、１０および２０は、直交検波された受信信号の同相成分および直交成分が入力され、それぞれの成分を逆拡散して出力する逆拡散部である。逆拡散部１０の内部は、データをシフトするシフトレジスタ１１、シフトレジスタ１１から出力されるデータに拡散符号を乗算する乗算器１２、乗算器１２からの出力の総和を計算する加算器１３を備え、逆拡散部２０の内部も同様である。

また、図中のＲ０〜Ｒ４０は、シフトレジスタ１１における個々のレジスタを示している。１４および２４は、それぞれ逆拡散部１０および２０から出力される信号を２乗する乗算器である。１５は、乗算器１４，２４から出力される各信号の和を計算して出力する加算器である。１６は、加算器１５からの出力を１シンボル期間観測し、その値が最大となるタイミングを検出するピーク検出部である。１７は、逆拡散部１０および２０からのデータを、ピーク検出部１６によるタイミングで捕捉し、データの復調を行う復調部である。

次に、図１２に示した相関復調器の動作について説明する。なお、同図に示すように、相関復調器には、受信信号の同相成分および直交成分の各データが入力されるが、いま、その同相成分について着目する。

まず、同相成分データは、シフトレジスタ１１のレジスタＲ４０に入力され、１クロックごとに番号の小さいレジスタに渡されていく。なお、従来の技術にかかる無線ＬＡＮでは、通常２倍または４倍のオーバーサンプリングを行うのが一般的であり、この場合、このオーバーサンプリングによって得られる１チップあたり２個または４個のサンプル値の中から最もＳ／Ｎが高いと予想される１つのサンプル値を選択出力とした相関計算が行われる。

図１２は、１チップあたり４サンプル、つまり、４倍のオーバーサンプリングを行っている例であり、チップレートが１１ＭＨｚである８０２．１１ｂ無線ＬＡＮにおけるサンプルレートは４４ＭＨｚということになる。また、８０２．１１ｂ無線ＬＡＮでは、１１チップの拡散符号が用いられるため、シフトレジスタ１１からの出力データの個数は１１個であり、それぞれのデータの間隔は１チップ周期毎、つまり、同図に示す例では４サンプル毎となる。

動作の説明に戻って、乗算器１２では、シフトレジスタ１１から出力された１１個のデータに拡散符号が乗算された後、加算器１３にて全てのデータが加算される。以上の処理は、直交成分に対しても同様に施され、同相成分および直交成分の各データが乗算器１４および２４でそれぞれ２乗演算が施された後、加算器１５で加算される。ピーク検出部１６では、加算器１５からの出力が１シンボル周期分観測され、その値が最大となるタイミングが検出される。なお、このとき検出されるタイミングがシンボルタイミングと呼ばれるものであり、復調部１７は、当該シンボルタイミングでのデータを捕捉して復調に使用することで、最も確からしい復調を行うようにしている。

なお、周波数オフセット雑音が混在する環境下でも安定した同期捕捉を行うようにしたスペクトラム拡散通信同期捕捉回路を開示した文献として、例えば、下記に示す（特許文献１）が存在する。
特開２００１−２３０７０２号公報

しかしながら、上述したような従来の手法では、１チップごとの１サンプルを相関計算に用いるようにしているので、サンプルごとにバラツキが生じているノイズを平均化することができずに相関出力にノイズの影響が残ってしまうといった問題点があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ノイズによる影響を低減し、受信感度を向上できる相関復調器および相関復調方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の相関復調器は、スペクトラム拡散通信方式の受信部に適用可能な相関復調器であって、入力された拡散信号系列を所定の拡散符号に基づいて逆拡散して出力する逆拡散部と、逆拡散部から出力される逆拡散信号系列の総和にピーク値を生じさせるタイミングを検出するピーク検出手段と、逆拡散部からの出力データをピーク検出手段からのタイミング信号で捕捉して復調する復調部とを備え、逆拡散部は、入力された拡散信号系列を逆拡散する際に、拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた演算処理を行う構成とした。

本発明では、１チップあたり複数個のサンプルを用いた相関出力を演算して復調処理に用いるようにしているので、Ｓ／Ｎ比を改善でき、受信感度を高めることができるという効果が得られる。

第１の発明は、スペクトラム拡散通信方式の受信部に適用可能な相関復調器であって、入力された拡散信号系列を所定の拡散符号に基づいて逆拡散して出力する逆拡散部と、逆拡散部から出力される逆拡散信号系列の総和にピーク値を生じさせるタイミングを検出するピーク検出手段と、逆拡散部からの出力データをピーク検出手段からのタイミング信号で捕捉して復調する復調部とを備えるものであり、入力された
拡散信号系列を逆拡散する際に、拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた演算処理が逆拡散部にて行われることにより、ノイズによる影響が低減され、受信感度が向上する。

第２の発明は、スペクトラム拡散通信方式の受信部に適用可能な相関復調器であって、入力された拡散信号系列を所定の拡散符号に基づいて逆拡散して出力する逆拡散部と、入力された拡散信号系列を該拡散信号系列のチップ毎に積分して出力するデータ積分部と、逆拡散部から出力される逆拡散信号系列の総和にピーク値を生じさせる該拡散信号系列の入力タイミングをシンボルタイミングとして検出するタイミング制御手段と、逆拡散部からの出力データまたはデータ積分部の出力データのいずれかをタイミング制御手段からのタイミング信号で捕捉して復調する復調部と、を備えるものである。この構成により、１パケットの中で複数の変調方式が採用されるような場合、例えば入力されたデータ個数をカウントするような簡易な手段にて変調方式が変化した際のタイミングを継承させることができ、シンボルタイミングを検出するための構成が簡易に実現される。

第３の発明は、第２の発明において、逆拡散部は、入力された拡散信号系列を逆拡散する際に拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた演算処理を行うとともに、データ積分部は、入力された拡散信号系列を積分する際に拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた積分処理を行うものである。この構成および処理により、ノイズによる影響を低減し、受信感度を向上するための構成が簡易に実現される。

第４の発明は、第３の発明において、複数の拡散信号系列からなる１パケット内の信号系列が複数の変調方式で変調されている場合に、逆拡散部が逆拡散処理を行う際の拡散信号系列の１チップあたりのサンプル数およびデータ積分部が積分処理を行う際の拡散信号系列の１チップあたりのサンプル数のそれぞれが複数の変調方式が切り替わる前後においてそれぞれ一定値に保持されるものである。この構成および処理により、変調方式が切り替わる前後における各部の処理が変化しないので安定した処理が継続される。

第５の発明は、第３の発明において、複数の拡散信号系列からなる１パケット内の信号系列が複数の変調方式で変調されている場合であり、逆拡散部が逆拡散処理を行う際の拡散信号系列の１チップあたりのサンプル数およびデータ積分部が積分処理を行う際の拡散信号系列の１チップあたりのサンプル数のそれぞれを複数の変調方式が切り替わる前後においてそれぞれ可変する場合に、タイミング制御手段によって検出された先の変調方式にかかるシンボルタイミングを後の変調方式にかかるシンボルタイミングとして継承しつつ、逆拡散部にかかる１チップあたりのサンプル数およびデータ積分部にかかる１チップあたりのサンプル数の増減がそれぞれの各部で行われるものである。この構成および処理により、伝送レートの異なる変調方式に柔軟に対応させた処理を選択することができる。

第６の発明は、第５の発明において、先の変調方式を処理する際のサンプル数および後の変調方式を処理する際のサンプル数が共に偶数個であることを特徴とするものである。この構成および処理により、例えば先の変調方式を処理する際のサンプル数が偶数個であった場合に、後の変調方式を処理する際のサンプル数を偶数個とすることにより、後の変調方式を処理する際のサンプル値選択の容易性が確保される。

第７の発明は、第５の発明において、先の変調方式を処理する際のサンプル数および後の変調方式を処理する際のサンプル数が共に奇数個であることを特徴とするものである。この構成および処理により、例えば先の変調方式を処理する際のサンプル数が奇数個であった場合に、後の変調方式を処理する際のサンプル数を奇数個とすることにより、後の変調方式を処理する際のサンプル値選択の容易性が確保される。

第８の発明は、第５の発明において、先の変調方式を処理する際のサンプル数が奇数個である場合には後の変調方式を処理する際のサンプル数を変調方式の変化時点以前に奇数個に変化させ、先の変調方式を処理する際のサンプル数が偶数個である場合には後の変調方式を処理する際のサンプル数を変調方式の変化時点以前に偶数個に変化させることを特徴とするものである。この構成および処理により、例えば先の変調方式を処理する際のサンプル数が奇数個であり、後の変調方式を処理する際のサンプル数が偶数個である場合に、後の変調方式を処理する際のサンプル数を変調方式の変化時点以前に奇数個に変化させることにより、後の変調方式を処理する際のサンプル値選択の容易性が確保される。また、例えば先の変調方式を処理する際のサンプル数が偶数個であり、後の変調方式を処理する際のサンプル数が奇数個である場合に、後の変調方式を処理する際のサンプル数を変調方式の変化時点以前に偶数個に変化させることにより、後の変調方式を処理する際のサンプル値選択の容易性が確保される。

第９の発明は、第２〜８の発明において、拡散信号を一時記憶させるために逆拡散部およびデータ積分部に具備すべきデータレジスタが該逆拡散部および該データ積分部の双方で共有されることを特徴とするものである。この構成および処理により、逆拡散部とデータ積分部に必要とされるデータレジスタを共有することにより回路規模の増加が抑制される。

第１０の発明は、スペクトラム拡散通信方式の受信部に適用可能な相関復調方法であって、入力された拡散信号系列を所定の拡散符号に基づいて逆拡散し、出力データとして出力し、出力される逆拡散信号系列の総和にピーク値を生じさせるタイミングを検出し、出力データを、検出されたタイミングで捕捉して復調し、入力された拡散信号系列を逆拡散する際に、該拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた演算処理を行うものであり、入力された拡散信号系列を逆拡散する際に、拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた演算処理が逆拡散部にて行われることにより、ノイズによる影響が低減され、受信感度が向上する。

第１１の発明は、スペクトラム拡散通信方式の受信部に適用可能な相関復調器であって、入力された拡散信号系列を所定の拡散符号に基づいて逆拡散して出力する逆拡散部と、逆拡散部から出力される逆拡散信号系列の総和にピーク値を生じさせるタイミングを検出するピーク検出手段と、逆拡散部からの出力データをピーク検出手段からのタイミング信号で捕捉して復調する復調部とを備えるものであり、入力された拡散信号系列を逆拡散する際に、拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた重み付け演算処理が逆拡散部にて行われることにより、ノイズによる影響が低減され、受信感度が向上する。

第１２の発明は、第１１の発明において、チップタイミングからのずれに応じた値を重み付け係数とする重み付け演算処理を行うものであり、重み付け演算処理後のＳ／Ｎ比を向上できる。

第１３の発明は、第１２の発明において、チップタイミングからのずれに応じた重み付け係数を２のべき乗とすることにより、乗算器をビットシフタに置き換えることができ、回路規模を削減できる。

第１４の発明は、第１１の発明において、フィルタの係数を重み付け係数とする重み付け演算処理を行うものであり、重み付け演算処理後のＳ／Ｎ比を向上できる。

第１５の発明は、第１１の発明において、フィルタの係数に最も近い２のべき乗の値を重み付け係数とする重み付け演算処理を行うものであり、重み付け演算処理後のＳ／Ｎ比を向上、および回路規模を削減できる。

以下、本発明の実施の形態について、図１〜図１１を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における相関復調器の構成図である。図１において、１００および２００は直交検波された受信信号の同相成分および直交成分が入力され、それぞれの成分を逆拡散して出力する逆拡散部である。逆拡散部１００の内部は、データをシフトするシフトレジスタ１０１、シフトレジスタ１０１から出力されるデータに拡散符号を乗算する乗算器１０２、乗算器１０２からの出力の総和を計算する加算器１０３を備え、逆拡散部２００の内部も同様である。

また、図中のＲ０〜Ｒ４３はシフトレジスタ１０１における個々のレジスタを示している。１０４および２０４は、それぞれ逆拡散部１００および２００から出力される信号を２乗する乗算器である。１０５は、乗算器１０４および２０４から出力される信号の和を計算して出力する加算器である。１０６は、加算器１０５からの出力を１シンボル期間観測し、その値が最大となるタイミングを検出するピーク検出部である。１０７は、逆拡散部１００および２００からのデータをピーク検出部１０６によるタイミングで捕捉し、データの復調を行う復調部である。

次に、図１に示した相関復調器の動作について説明する。なお、同図に示すように、相関復調器に受信信号の同相成分および直交成分の各データが入力されるが、いま、その同相成分について着目する。

まず、同相成分のデータは、シフトレジスタ１０１のレジスタＲ４３に入力され、１クロックごとに番号の小さいレジスタに渡されていく。なお、図１では、１シンボルのチップ数が１１の相関復調器を示しており、１チップあたり４サンプル、つまり、４倍のオーバーサンプリングとしているため、シフトレジスタ１０１には、４４個のデータが蓄積される。乗算器１０２では、これら４４個のデータに所定の拡散符号が乗算される。いま、各チップ毎の拡散符号を昇順に［（チップ１）、（チップ２）、・・・、（チップ１１）］のように表現すると、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の拡散符号は、［１、−１、１、１、−１、１、１、１、−１、−１、−１］で表せる。なお、拡散符号が、このような“１”と“−１”のみで表せる場合には、２の補数表現などを利用することで乗算器１０２をビット反転器で実現することができ、回路規模を削減することができる。

加算器１０３では、乗算器１０２から出力されるデータの総和が計算されて出力される。例えば、前述したＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の拡散符号を用いた場合の逆拡散部１００の出力は、（ｄ₀＋ｄ₁＋ｄ₂＋ｄ₃）−（ｄ₄＋ｄ₅＋ｄ₆＋ｄ₇）＋（ｄ₈＋ｄ₉＋ｄ₁₀＋ｄ₁₁）＋（ｄ₁₂＋ｄ₁₃＋ｄ₁₄＋ｄ₁₅）−（ｄ₁₆＋ｄ₁₇＋ｄ₁₈＋ｄ₁₉）＋・・・−（ｄ₃₆＋ｄ₃₇＋ｄ₃₈＋ｄ₃₉）−（ｄ₄₀＋ｄ₄₁＋ｄ₄₂＋ｄ₄₃）となる。この加算出力を別な観点で見れば、受信データを１シンボル期間ベクトル合成した合成ベクトルの同相成分ということになる。同様に、逆拡散部２００からは受信データを１シンボル期間ベクトル合成した合成ベクトルの直交成分が得られる。その後、逆拡散部１００および２００から出力された同相成分および直交成分の各出力データが乗算器１０４、２０４でそれぞれ二乗演算された後に加算器１０５で加算され、その結果、合成ベクトル振幅の二乗値が得られる。

このような構成において、逆拡散部１００および２００内のシフトレジスタを１シンボル期間動作させ、加算器１０５からの出力が最も大きくなる時点（タイミング）をピーク検出部１０６で検出する。なお、この時点が、シンボルタイミングとなる。また、このようにして検出されたシンボルタイミングで逆拡散部１００および２００からの出力を捕捉して復調を行えば、最も確からしい復調を行うことができる。このように、１チップあたり複数のデータを用いて逆拡散を行えば、データのＳ／Ｎ比を向上でき、受信感度を高めることができる。

なお、図１に示す例では、１チップ毎に存在する４サンプルデータの全てを逆拡散に用いるようにしているが、チップ毎に等間隔に３つの連続するデータを逆拡散に用いても良い。この場合の逆拡散部１００からの出力の一例は、（ｄ₀＋ｄ₁＋ｄ₂）−（ｄ₄＋ｄ₅＋ｄ₆）＋（ｄ₈＋ｄ₉＋ｄ₁₀）＋（ｄ₁₂＋ｄ₁₃＋ｄ₁₄）−（ｄ₁₆＋ｄ₁₇＋ｄ₁₈）＋・・・−（ｄ₃₆＋ｄ₃₇＋ｄ₃₈）−（ｄ₄₀＋ｄ₄₁＋ｄ₄₂）となる。

さらに、チップ毎に等間隔に２つの連続するデータを逆拡散に用いても良い。この場合の逆拡散部１００からの出力の一例は、（ｄ₁＋ｄ₂）−（ｄ₅＋ｄ₆）＋（ｄ₉＋ｄ₁₀）＋（ｄ₁₃＋ｄ₁₄）−（ｄ₁₇＋ｄ₁₈）＋・・・−（ｄ₃₇＋ｄ₃₈）−（ｄ₄₁＋ｄ₄₂）となる。

さらに、上記内容を一般化すると、１チップあたりＮサンプル（Ｎは２以上の整数）のデータがあり、チップ毎に等間隔にＭ個（Ｍは２以上かつＮ以下の整数）の連続するデータを逆拡散に用いれば、ノイズによる影響を軽減でき、ひいては受信感度を向上させることができる。

なお、図１では、１チップあたり複数のデータを逆拡散に用いる逆拡散部１００の構成の一例を示したが、例えば、図２に示す逆拡散部１００のように、まずチップ毎の和を加算器１０３（ａ）、１０３（ｂ）、・・・、１０３（ｋ）で求め、それらの出力に対して拡散符号を乗算するような構成としてもよい。

図２は、本発明の実施の形態１における図１とは異なる逆拡散部の構成図である。

（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２における相関復調器について説明する。

図３は、本発明の実施の形態２における相関復調器の構成図であり、１パケット内で異なる変調方式を用いるような通信方式をとる場合の相関復調器の一例を示している。このような方式は、「パケットの先頭の部分はデータレートが低くても同期捕捉が容易な変調方式を用い、同期を確立させた後に、その同期タイミングを引き継いで次なるより伝送レートの高い変調方式へと移行する」、というように、同期捕捉性能を向上させつつ、高い伝送レートを得ることを目的とする通信に好適である。

図３において、３０１および３０２は、それぞれ同相成分データ、直交成分データが入力され、それぞれの成分を逆拡散して出力する逆拡散部であり、図１または図２に示した逆拡散部と同様の処理を行う。３０３および３０４は、それぞれ同相成分データ、直交成分データをチップごとに積分して出力するデータ積分部である。３０５は、逆拡散部３０１、３０２からの逆拡散データに基づいて同期タイミングを検出し、必要に応じて平均化処理を施してタイミング信号を出力するタイミング制御部である。３０６は、逆拡散部３０１および３０２、またはデータ積分部３０３および３０４から出力される信号に基づいてデータの復調を行う復調部である。

図４は、本発明の実施の形態２におけるデータ積分部の構成図である。図４において、４０１は、１クロックごとにデータをシフトするシフトレジスタである。４０２（ａ）〜４０２（ｈ）は、シフトレジスタ４０１に蓄えられているデータを１チップごとに足し合わせて出力する加算器である。なお、データ積分部３０４についても図４と同等の構成となる。

次に、実施の形態２の相関復調器の動作について図２から図５を用いて説明する。

図５は、本発明の実施の形態２における図４とは異なるデータ積分部の構成図である。

まず、図３に示すように、逆拡散部３０１、３０２には、それぞれ受信信号の同相成分および直交成分のデータが入力され、逆拡散されたデータを出力するが、その動作は実施の形態１に示した内容と同様であり、当該説明を省略する。

いま、同相成分のデータに着目する一方で、図３における逆拡散部３０１の内部が図２のように構成されているとする。また、ｄ₄₃以前のデータを第１の変調方式を用いて変調されたデータとし、ｄ₄₄以降のデータを第２の変調方式（第１の変調方式よりも伝送レートの高い変調方式を想定する）を用いて変調されたデータとする。なお、変調方式の識別は、例えば無線ＬＡＮであれば、ヘッダ部とデータ部とを有するパケットフレームのヘッダ部に埋め込まれた識別子に基づいて行うことができる。

また、図４に示すように、第１の変調方式では１１チップで１シンボル（以下「１１チップ／１シンボル」のように表記）とし、第２の変調方式では８チップ／１シンボルとする。このとき、図２のようにシフトレジスタ１０１にｄ₀〜ｄ₄₃のデータが格納されている状態が第１の変調方式を用いて変調された最後のシンボルを復調するシンボルタイミングである。

ここで、「シンボルタイミング」という用語について若干の補足説明を行う。シンボルタイミングとは、上記において、拡散符号と情報信号との乗算信号の総和が最大となる時点を指すものとして説明した。一方、このシンボルタイミングを、逆拡散部のシフトレジスタに入力された１シンボルデータの格納状態によって表すことができる。例えば、１１チップ／１シンボルの場合、各シンボルは、それぞれ任意の１１チップで表されることになる。一方、相関器の出力は、この任意の１１チップの中で、ある特定の１１チップのセットがちょうど入力されたときにピーク値を出力する。また、相関器の出力は、この特定の１１チップのセットが入力された後の１１チップ毎にピーク値を出力することになる。したがって、以後、ピーク値を検出するタイミングとして、このような、特定のチップセットが入力された時点（あるいは格納されている状態）を指してシンボルタイミングという用語を使用する。

その後、ｄ₄₄以降のデータはデータ積分部３０３に入力され、タイミング制御部３０５においてｄ₄₄以降のデータの個数がカウントされる。いま、１チップあたりのサンプル数が４であり、１シンボルが８チップであるため、３２個のサンプルが１シンボルを形成する。したがって、ｄ₄₄〜ｄ₇₅の３２個のデータがシフトレジスタ４０１に格納されている図４の状態が、第２の変調方式における最初のシンボルタイミングであり、この時点がタイミング制御部３０５から復調部３０６に通知される。この時点において、データ積分部３０３から１シンボル分の同相成分のデータが出力されているが、直交成分についても同様にこの時点においてデータ積分部３０４から同一シンボルの直交成分のデータが出力されている。

その後、復調部３０６において、データ積分部３０３、３０４から出力されているデータに基づいて復調を行えば、シンボル同期がとれた状態で復調を行うことができる。以降、３２サンプルごとにタイミング制御部３０５から復調部３０６にタイミングが通知され、復調処理が逐次行われる。この際、第１の変調方式の復調においては図２に示すように、また、第２の変調方式の復調については図４に示すように、１チップにつき複数のサンプルを加算する処理を行っているため、データのＳ／Ｎ比を向上させることができ、受信感度を高めることができる。

なお、データ積分部を示した図４においてシフトレジスタ４０１として１シンボルのサンプル数分のレジスタを記載したが、図５のように、１チップのサンプル数分のレジスタでも実現することができる。図５において、５０１は、１クロックごとにデータをシフトするシフトレジスタであり、５０２は、１チップ分のサンプルを加算して出力する加算器である。このような構成をとる場合には、タイミング制御部３０５からのタイミング信号は１チップごと、つまり４サンプルごとに出力され、復調部３０６においては、各チップのデータを保持しておき、１シンボル分、つまり８チップ分のデータが蓄積されると、１シンボルの復調を行うものとする。このような構成にすれば、レジスタ数と加算器の数を減らすことができ、回路規模を削減することができる。

また、図４のシフトレジスタ４０１および加算器４０２（ａ）〜（ｈ）は、図１および図２に示したシフトレジスタ１０１および加算器１０３（ａ）〜１０３（ｋ）と共用させることができ、この構成により、回路規模を削減することができる。

さらに、図５のシフトレジスタ５０１および加算器５０２は、図１および図２に示したシフトレジスタ１０１および加算器１０３と共用させることができ、この構成によっても回路規模を削減することができる。

また、上述の説明では、１チップ当たりのサンプル数が４である場合を想定して説明したが、１チップ当たりのサンプル数が複数個であればいずれであっても良い。

さらに、図２の加算器１０３（ａ）〜（ｋ）、図４の加算器４０２（ａ）〜（ｈ）、および図５の加算器５０２は、１チップのサンプル値の全てを加算するようにしているが、このような全ての加算処理に限定されるものではなく、１チップのサンプルのうちの幾つかを取り出して加算するようにしても良い。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態２では、第１の変調方式を用いて変調されたデータの復調に用いる１チップ当たりのサンプル数と第２の変調方式を用いて変調されたデータの復調に用いる１チップ当たりのサンプル数とが等しい場合の相関復調器の構成および動作を説明したが、本発明の実施の形態３では、１チップ当たりのサンプル数が変調方式によって異なる場合の相関復調器の構成および動作について説明する。なお、この場合の相関復調器の構成は、図３と同一となる。

まず、１１チップで１シンボルとする第１の変調方式を用いて変調されたデータの復調に用いる１チップ当たりのサンプル数を４とし、８チップで１シンボルとする第２の変調方式を用いて変調されたデータの復調に用いる１チップ当たりのサンプル数を２とする場合について説明する。このとき、逆拡散部３０１、３０２は、図１または図２で示される逆拡散部と同一となるが、データ積分部３０３および３０４は、例えば図６または図７のように構成することができる。

図６は、本発明の実施の形態３におけるデータ積分部の構成図である。図６において、６０１は、１クロックごとにデータをシフトするシフトレジスタである。６０２（ａ）〜６０２（ｈ）は、シフトレジスタ６０１に蓄えられているデータから１チップあたり２サンプルを取り出し、加算して出力する加算器である。

次に、実施の形態３の相関復調器の動作について、図２〜図４、図６および図７を用いて説明する。

図７は、本発明の実施の形態３における図６とは異なるデータ積分部の構成図である。

図３に示すように、逆拡散部３０１および３０２には、それぞれ受信信号の同相成分および直交成分のデータが入力され、逆拡散されたデータを出力するが、その動作は実施の形態１に示した内容と同様であり、当該説明を省略する。

いま、同相成分のデータに着目する一方で、図３における逆拡散部３０１の内部が図２のように構成されているとする。また、ｄ₄₃以前のデータを第１の変調方式を用いて変調されたデータとし、ｄ₄₄以降のデータを第２の変調方式を用いて変調されたデータとする。なお、変調方式の識別は、実施の形態２と同様に、例えば無線ＬＡＮであれば、ケットフレームのヘッダ部に埋め込まれた識別子に基づいて行うことができる。

また、図６に示すように、１シンボル当たりのチップ数を、第１の変調方式では１１チップ／１シンボルとし、第２の変調方式では８チップ／１シンボルとする。このとき、図２のようにシフトレジスタ１０１にｄ₀〜ｄ₄₃のデータが格納されている状態が第１の変調方式を用いて変調された最後のシンボルを復調するシンボルタイミングであり、加算器１０３（ａ）〜（ｋ）において１チップあたり４サンプルのデータが加算されるものとし、ｄ₄₄以降のデータはデータ積分部３０３に入力されていき、タイミング制御部３０５においてｄ₄₄以降のデータの個数がカウントされるものとする。

さて、１チップあたりのサンプル数が４であり、１シンボルが８チップであるため、３２個のサンプルが１シンボルを形成する。したがって、ｄ₄₄〜ｄ₇₅の３２個のデータがシフトレジスタ６０１に格納されているような図６に示す状態が、第２の変調方式における最初のシンボルタイミングであり、タイミング制御部３０５は、このタイミングを復調部３０６に通知する。この時点において、加算器６０２（ａ）〜（ｈ）の各加算器では、１チップあたり２サンプルのデータが加算されているが、このときのサンプル値の選び方として、例えば第１の変調方式の復調において得られたチップタイミングの中心に近い方から２サンプルを選ぶことができる。

図６の例でより詳細に説明すると、データｄ₄₄は第２の変調方式で変調された最初のデータであり、このデータｄ₄₄と同一のチップに属するデータｄ₄₅、ｄ₄₆、ｄ₄₇の４つのデータのうち、よりチップの中心に近い２サンプルであるｄ₄₅およびｄ₄₆が選択される。加算器６０２（ａ）では、これら２サンプルが取り出されて加算されるとともに復調部３０６に出力される。

この様なサンプルを選択する理由は、チップの中心付近のデータの方が、よりＳ／Ｎ比が高いからである。同様に、加算器６０２（ｂ）〜（ｈ）においても、チップごとに２サンプルずつが加算され、復調部３０６に出力される。この時点において、データ積分部３０３から１シンボル分の同相成分のデータが出力されているが、直交成分についても同様に、この時点において、データ積分部３０４から同一シンボルの直交成分のデータが出力されている。

その後、復調部３０６において、データ積分部３０３、３０４から出力されているデータに基づいて復調を行えば、シンボル同期がとれた状態で復調を行うことができる。以降、３２サンプルごとにタイミング制御部３０５から復調部３０６にタイミングが通知され、復調処理が逐次行われる。この際、第１の変調方式の復調については図２に示すように、また、第２の変調方式の復調については図６に示すように、１チップにつき複数のサンプルを加算する処理を行っているため、データのＳ／Ｎ比を向上させることができる。また、実施の形態２の加算処理が、一つの加算器の内部で４サンプルの加算処理が行われるのに対して、この実施の形態の加算処理は、一つの加算器の内部で２サンプルの加算処理を行えばよいので、実施の形態２と比較して、用いられる加算器の回路規模を削減することができる。

なお、データ積分部を示した図６において、シフトレジスタ６０１として１シンボルのサンプル数分のレジスタを記載したが、図７のように、１チップのサンプル数分のレジスタでも実現することができる。図７において、７０１は、１クロックごとにデータをシフトするシフトレジスタ、７０２は、１チップの４サンプルのうち２サンプルを加算して出力する加算器である。このような構成をとる場合には、タイミング制御部３０５からのタイミング信号は１チップごと、つまり４サンプルごとに出力され、復調部３０６においては、各チップのデータを保持しておき、１シンボル分、つまり８チップ分のデータが蓄積されると、シンボルの復調を行うものとする。このような構成にすれば、レジスタ数と加算器の数を減らすことができ、回路規模をさらに削減することができる。

また、図６のシフトレジスタ６０１および加算器６０２（ａ）〜（ｈ）は、図１および図２に示したシフトレジスタ１０１および加算器１０３（ａ）〜１０３（ｋ）と共用させることができ、この構成により、回路規模を削減することができる。

さらに、図７のシフトレジスタ７０１および加算器７０２は、図１および図２に示したシフトレジスタ１０１および加算器１０３と共用させることができ、この構成によっても回路規模を削減することができる。

また、上述の説明では、第１の変調方式の復調には１チップ当たり４サンプルを使用し、第２の変調方式の復調には１チップ当たり２サンプルを使用するものとしたが、この処理を一般化して、復調に用いるサンプル数を偶数個から偶数個に変化させる場合、先の変調方式の復調において得られたチップタイミングの中心に近い方から偶数個を抽出して後の変調方式の復調を行うようにすれば、同期タイミングを継承して同期ずれを起こさない復調を行うことができる。

一方、復調に用いるサンプル数を奇数個から偶数個に変化させる場合には、先の変調方式の復調を行っている間、第２の変調方式の復調の時点が近づいたときに復調に用いるサンプル数を奇数個から偶数個に変化させておくようにすれば、前述の処理によって同期タイミングを継承した同期ずれを生じさせない復調を行うことができる。

（実施の形態４）
本発明の実施の形態３では、異なる変調方式を用いて変調されたデータを復調する際に、復調の前後で１チップ当たりのサンプル数が共に偶数の場合、あるいは復調の前後で偶数個から奇数個に変化させる場合の構成および動作について説明したが、本発明の実施の形態４では、復調の前後で１チップ当たりのサンプル数が共に奇数の場合、あるいは復調の前後で奇数個から偶数個に変化させる場合の構成および動作について説明する。なお、この場合の相関復調器の構成は、図３と同一となる。

まず、１チップにつき４サンプルのサンプリングデータがあり、１１チップで１シンボルとする第１の変調方式を用いて変調されたデータの復調に用いる１チップ当たりのサンプル数を３とし、８チップで１シンボルとする第２の変調方式を用いて変調されたデータの復調に用いる１チップ当たりのサンプル数を１とする場合について説明する。このとき、逆拡散部３０１、３０２は、例えば図８のような構成で実現することができ、データ積分部３０３および３０４は、例えば図９のような構成で実現することができる。

図８は、本発明の実施の形態４における逆拡散部の構成図、図９は、本発明の実施の形態４におけるデータ積分部の構成図である。

図８において、８０１は、１クロックごとにデータをシフトするシフトレジスタである。８０２（ａ）〜（ｋ）は、シフトレジスタ８０１に蓄えられているデータから１チップあたり３サンプルを取り出し、加算して出力する加算器である。また、８０３は、加算器８０２（ａ）〜（ｋ）からの出力に拡散符号を乗算して出力する乗算器である。なお、乗算する拡散符号が“１”か“−１”ならば、乗算器８０３は、ビット反転と加算器を用いることにより回路規模を削減することができる。８０４は、乗算器８０３からの出力の総和を求めて出力する加算器である。

次に、実施の形態４の相関復調器の動作について、図３ならびに図８および図９を用いて説明する。なお、図３に示すように、逆拡散部３０１、３０２には、それぞれ受信信号の同相成分および直交成分のデータが入力されるが、いま、その同相成分について着目する。

まず、同相成分のデータは、シフトレジスタ８０１に入力され、１クロックごとにシフトされていく。また、シフトレジスタ８０１に格納されている値に対し、チップごとに配置された加算器８０２（ａ）〜（ｋ）では、１チップあたりの４サンプルデータのうち、３サンプルが取り出されて加算される。その後、逆拡散され、１シンボル期間の相関値が観測され、その最大値が得られるタイミングをシンボルタイミングとする動作は、実施の形態１に示した内容と同様であり、その説明を省略する。

また、図８に示すデータ配置の時点を、第１の変調方式を用いて変調されたデータの復調から第２の変調方式を用いて変調されたデータの復調に切り替わる時点とする。つまり、ｄ₄₃以前のデータを第１の変調方式を用いて変調されたデータとし、ｄ₄₄以降のデータを第２の変調方式を用いて変調されたデータとする。その後、ｄ₄₄以降のデータはデータ積分部３０３に入力されていき、図３に示したタイミング制御部３０５において、ｄ₄₄以降のデータ個数がカウントされる。いま、１チップあたりのサンプル数が４であり、１シンボルが８チップであるため、３２個のサンプルが１シンボルを形成する。したがって、ｄ₄₄〜ｄ₇₅の３２個のデータがシフトレジスタ９０１に格納されているような図９に示す状態が、第２の変調方式における最初のシンボルタイミングであり、タイミング制御部３０５は、このタイミングを復調部３０６に通知する。この時点において、データ積分部３０３から、１チップあたり１サンプルが選択されて出力されるが、このときのサンプル値の選び方としては、第１の変調方式の復調において得られたチップタイミングの中心に最も近い１サンプルを選ぶことができる。

図８および図９の例で示すならば、図８において、第１の変調方式で変調されたデータの最後のチップの成分の組が［ｄ₄₀、ｄ₄₁、ｄ₄₂、ｄ₄₃］なのか、［ｄ₄₁、ｄ₄₂、ｄ₄₃、ｄ₄₄］なのかは解らない。しかしながら、これらの４つのデータのうち乗算器８０３に出力された［ｄ₄₁、ｄ₄₂、ｄ₄₃］のデータの中心であるｄ₄₂がチップのタイミングであることは自明である。したがって、次のチップタイミング、すなわち、第２の変調方式で変調された最初のチップの中心となるデータはｄ₄₆であるため、データ積分部３０３は、ｄ₄₆を出力し、残り７チップ分の出力に関しても、図９に示すように、４サンプルおきにデータを選択して出力することが好ましい。この様なサンプルを選択する理由は、チップの中心付近のデータの方が、よりＳ／Ｎ比が高いからである。

なお、図９に示すデータ配置の時点において、データ積分部３０３から１シンボル分の同相成分のデータが出力されているが、直交成分についても同様に、この時点において、データ積分部３０４から同一シンボルの直交成分のデータが出力されている。

その後、復調部３０６において、データ積分部３０３、３０４から出力されているデータに基づいて復調を行えば、シンボル同期がとれた状態で復調を行うことができる。以降、３２サンプルごとにタイミング制御部３０５から復調部３０６にタイミングが知らされ、復調処理が逐次行われる。この際、第１の変調方式の復調については、図８に示すように、１チップにつき複数のサンプルを加算しているため、データのＳ／Ｎ比を向上させることができる。

なお、図９のシフトレジスタ９０１は図８に示したシフトレジスタ８０１と共用させることができ、このことにより、回路規模を削減できる。

また、上述の説明では、第１の変調方式の復調には１チップ当たり３サンプルを使用し、第２の変調方式の復調には１チップ当たり１サンプルを使用するものとしたが、この処理を一般化して、復調に用いるサンプル数を奇数個から奇数個に変化させる場合、先の変調方式の復調において得られたチップタイミングの中心に近い方から奇数個のデータを抽出して後の変調方式の復調を行うようにすれば、同期タイミングを継承して同期ずれを起こさない復調を行うことができる。

一方、復調に用いるサンプル数を偶数個から奇数個に変化させる場合には、先の変調方式の復調を行っている間、第２の変調方式の復調の時点が近づいたときに復調に用いるサンプル数を偶数個から奇数個に変化させておくようにすれば、前述の処理によって同期タイミングを継承した同期ずれを生じさせない復調を行うことができる。

また、第２の変調方式で変調されたデータを復調する際に１チップ当たり複数のサンプルを用いるならば、図９に示した構成において、図７に示すようにシフトレジスタ９０１の出力に加算器を設けるようにすればよい。

（実施の形態５）
図１０は、本発明の実施の形態５における相関復調器の構成図である。

図１０において、１０００および２０００は直交検波された受信信号の同相成分および直交成分が入力され、それぞれの成分を逆拡散して出力する逆拡散部である。逆拡散部１０００の内部は、データをシフトするシフトレジスタ１００１、シフトレジスタ１００１から出力されるデータに重み付け演算を行う重み付け演算部１０１０、重み付け演算部１０１０から出力されるデータに拡散符号を乗算する乗算器１００２、乗算器１００２からの出力の総和を計算する加算器１００３を備え、逆拡散部２０００の内部も同様である。

また、図中のＲ０〜Ｒ４３はシフトレジスタ１００１における個々のレジスタを示している。１００４および２００４は、それぞれ逆拡散部１０００および２０００から出力される信号を２乗する乗算器である。１００５は、乗算器１００４および２００４から出力される信号の和を計算して出力する加算器である。１００６は、加算器１００５からの出力を１シンボル期間観測し、その値が最大となるタイミングを検出するピーク検出部である。１００７は逆拡散部１０００および２０００からのデータをピーク検出部１００６によるタイミングで捕捉し、データの復調を行う復調部である。

次に、図１０に示した相関復調器の動作について説明する。なお、同図に示すように、相関復調器に受信信号の同相成分および直交成分の各データが入力されるが、いま、その同相成分について着目する。

まず、同相成分のデータは、シフトレジスタ１００１のレジスタＲ４３に入力され、１クロックごとに番号の小さいレジスタに渡されていく。なお、図１１では、１シンボルのチップ数が１１の相関復調器を示しており、１チップあたり４サンプル、つまり、４倍のオーバーサンプリングとしているため、シフトレジスタ１００１には、４４個のデータが蓄積される。重み付け演算部１０１０では、これら４４個のデータに対してＳＮ比が向上するような重み付け演算が施され、その結果が出力される。乗算器１００２では、重み付け演算部１０１０から出力されるデータに所定の拡散符号が乗算される。

いま、各チップの拡散符号を昇順に［（チップ１）、（チップ２）、・・・、（チップ１１）］のように表現すると、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の拡散符号は、［１、−１、１、１、−１、１、１、１、−１、−１、−１］で表せる。なお、拡散符号が、このような“１”と“−１”のみで表せる場合には、２の補数表現などを利用することで乗算器１００２をビット反転器で実現でき、回路規模を削減することができる。加算器１００３では乗算器１００２から出力されるデータの総和が計算されて出力される。

同様に、逆拡散部２０００からは受信データを１シンボル期間合成した直交成分データが得られる。その後、逆拡散部１０００および２０００から出力された同相成分および直交成分の各出力データが乗算器１００４、２００４でそれぞれ二乗演算された後に加算器１００５で加算され、その結果、同相成分および直交成分の合成ベクトルの振幅の二乗値が得られる。

このような構成において、逆拡散部１０００および２０００内のシフトレジスタを１シンボル期間動作させ、加算器１００５からの出力が最も大きくなる時点（タイミング）をピーク検出部１００６で検出する。なお、この時点がシンボルタイミングとなる。また、このようにして検出されたシンボルタイミングで逆拡散部１０００および２０００からの出力を捕捉して復調を行えば、最も確からしい復調を行うことができる。このように、１チップあたり複数のデータを用いて逆拡散を行えば、データのＳ／Ｎ比を向上でき、受信感度を高めることができる。

次に、重み付け演算部１０１０で行われる演算について説明する。

図１０において、シフトレジスタ１００１に格納されているデータは、もともと同相成分のアナログ信号がサンプリングされ、デジタル値に変換された値である。図１１にその様子を図示する。

図１１において、波形１０２０は、同相成分のアナログ波形である。いま、図１０に示すｄ₀〜ｄ₄が図１１に示すｄ₀〜ｄ₄に相当するとし、ｄ₂のサンプルタイミングはチップタイミングの中心となっているとする。このとき、ｄ₁およびｄ₃はｄ₂と比較して振幅が小さくなっており、波形１０２０が正弦近似されるなら、その比率はおよそ０．７となる。つまり、ｄ₁やｄ₃はｄ₂と比較して、その信頼度が０．７倍ということになる。

同様に、ｄ₀とｄ₄の信頼度は０である。従って、重み付け演算部１０１０において、ｄ₂はそのままで、ｄ₁とｄ₃が０．７倍、ｄ₀とｄ₄が０倍（もしくは廃棄）されるならば、信頼度に応じた重み付けがなされたことになり、加算器１００３から出力される加算されたデータのＳＮ比を向上することができる。このとき、重み係数を最も近い２のべき乗に近似すれば、重み付け演算はビットシフトで実現できることになり、回路規模を削減することができる。上記した例では、ｄ₁とｄ₃への重み係数を０．５とすれば、重み付け演算をビットシフトで実現可能となる。

また、同相成分および直交成分データがデジタルフィルタを通ったものであれば、その波形はそのデジタルフィルタの係数の形をしているため、重み付け演算部１０１０の重み係数としてそのデジタルフィルタの係数を採用すれば、加算器１００３から出力される加算されたデータのＳＮ比を向上することができる。このときも、重み係数を２のべき乗に近似すれば、重み付け演算がビットシフトで実現できることになり、回路規模を削減することができる。

本発明にかかる相関復調器および相関復調方法は、スペクトラム拡散通信に有用であり、特に、受信データのＳ／Ｎ比を改善する場合や、受信感度を高める場合に適している。

本発明の実施の形態１における相関復調器の構成図 本発明の実施の形態１における図１とは異なる逆拡散部の構成図 本発明の実施の形態２における相関復調器の構成図 本発明の実施の形態２におけるデータ積分部の構成図 本発明の実施の形態２における図４とは異なるデータ積分部の構成図 本発明の実施の形態３におけるデータ積分部の構成図 本発明の実施の形態３における図６とは異なるデータ積分部の構成図 本発明の実施の形態４における逆拡散部の構成図 本発明の実施の形態４におけるデータ積分部の構成図 本発明の実施の形態５における相関復調器の構成図 本発明の実施の形態５におけるデータサンプリングの説明図 従来の技術における相関復調器の構成図

符号の説明

１０、２０、１００、２００、３０１、３０２ 逆拡散部
１１、１０１、４０１、５０１、６０１、７０１、８０１、９０１ シフトレジスタ
１２、１４、２４、１０２、１０４、２０４、８０３ 乗算器
１３、１５、１０３、１０３（ａ）〜（ｋ）、１０５、４０２（ａ）〜（ｈ）、５０２、６０２（ａ）〜（ｈ）、７０２、８０２（ａ）〜（ｋ）、８０４ 加算器
１６、１０６ ピーク検出部
１７、１０７、３０６ 復調部
３０３、３０４ データ積分部
３０５ タイミング制御部
１０００、２０００ 逆拡散部
１００１ シフトレジスタ
１００２、１００４、２００４ 乗算器
１００３、１００５ 加算器
１００６ ピーク検出部
１００７ 復調部
１０１０ 重み付け演算部
１０２０ 同相成分アナログ波形

Claims (15)

1. スペクトラム拡散通信方式の受信部に適用可能な相関復調器であって、
   入力された拡散信号系列を所定の拡散符号に基づいて逆拡散して出力する逆拡散部と、
   前記逆拡散部から出力される逆拡散信号系列の総和にピーク値を生じさせるタイミングを検出するピーク検出手段と、
   前記逆拡散部からの出力データを前記ピーク検出手段からのタイミング信号で捕捉して復調する復調部と、を備え、
   前記逆拡散部は、入力された拡散信号系列を逆拡散する際に、該拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた演算処理を行うことを特徴とする相関復調器。
2. スペクトラム拡散通信方式の受信部に適用可能な相関復調器であって、
   入力された拡散信号系列を所定の拡散符号に基づいて逆拡散して出力する逆拡散部と、
   入力された拡散信号系列を該拡散信号系列のチップ毎に積分して出力するデータ積分部と、
   前記逆拡散部から出力される逆拡散信号系列の総和にピーク値を生じさせる該拡散信号系列の入力タイミングをシンボルタイミングとして検出するタイミング制御手段と、
   前記逆拡散部からの出力データまたは前記データ積分部の出力データのいずれかを前記タイミング制御手段からのタイミング信号で捕捉して復調する復調部と、を備えたことを特徴とする相関復調器。
3. 前記逆拡散部は、入力された拡散信号系列を逆拡散する際に、該拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた演算処理を行うとともに、前記データ積分部は、入力された拡散信号系列を積分する際に、該拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた積分処理を行う、ことを特徴とする請求項２に記載の相関復調器。
4. 複数の拡散信号系列からなる１パケット内の信号系列が複数の変調方式で変調されている場合に、前記逆拡散部が逆拡散処理を行う際の拡散信号系列の１チップあたりのサンプル数および前記データ積分部が積分処理を行う際の拡散信号系列の１チップあたりのサンプル数のそれぞれが該複数の変調方式が切り替わる前後においてそれぞれ一定値に保持されることを特徴とする請求項３に記載の相関復調器。
5. 複数の拡散信号系列からなる１パケット内の信号系列が複数の変調方式で変調されている場合であり、前記逆拡散部が逆拡散処理を行う際の拡散信号系列の１チップあたりのサンプル数および前記データ積分部が積分処理を行う際の拡散信号系列の１チップあたりのサンプル数のそれぞれを該複数の変調方式が切り替わる前後においてそれぞれ可変する場合に、前記タイミング制御手段によって検出された先の変調方式にかかるシンボルタイミングを後の変調方式にかかるシンボルタイミングとして継承しつつ、前記逆拡散部にかかる１チップあたりのサンプル数および前記データ積分部にかかる１チップあたりのサンプル数の増減がそれぞれの各部で行われることを特徴とする請求項３に記載の相関復調器。
6. 前記先の変調方式を処理する際のサンプル数および前記後の変調方式を処理する際のサンプル数が共に偶数個であることを特徴とする請求項５に記載の相関復調器。
7. 前記先の変調方式を処理する際のサンプル数および前記後の変調方式を処理する際のサンプル数が共に奇数個であることを特徴とする請求項５に記載の相関復調器。
8. 前記先の変調方式を処理する際のサンプル数が奇数個である場合には前記後の変調方式を処理する際のサンプル数を変調方式の変化時点以前に奇数個に変化させ、前記先の変調方式を処理する際のサンプル数が偶数個である場合には前記後の変調方式を処理する際のサンプル数を変調方式の変化時点以前に偶数個に変化させる、ことを特徴とする請求項５に記載の相関復調器。
9. 前記拡散信号を一時記憶させるために前記逆拡散部および前記データ積分部に具備すべきデータレジスタが該逆拡散部および該データ積分部の双方で共有されることを特徴とする請求項２〜８に記載の相関復調器。
10. スペクトラム拡散通信方式の受信部に適用可能な相関復調方法であって、
    入力された拡散信号系列を所定の拡散符号に基づいて逆拡散し、出力データとして出力し、
    出力される逆拡散信号系列の総和にピーク値を生じさせるタイミングを検出し、
    前記出力データを、検出されたタイミングで捕捉して復調し、
    入力された拡散信号系列を逆拡散する際に、該拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた演算処理を行うことを特徴とする相関復調方法。
11. スペクトラム拡散通信方式の受信部に適用可能な相関復調器であって、
    入力された拡散信号系列を所定の拡散符号に基づいて逆拡散して出力する逆拡散部と、
    前記逆拡散部から出力される逆拡散信号系列の総和にピーク値を生じさせるタイミングを検出するピーク検出手段と、
    前記逆拡散部からの出力データを前記ピーク検出手段からのタイミング信号で捕捉して復調する復調部と、を備え、
    前記逆拡散部は、入力された拡散信号系列を逆拡散する際に、該拡散信号系列の１チップあたり複数個のサンプルを用いた重み付け演算処理を行うことを特徴とする相関復調器。
12. 前記重み付け演算は、チップタイミングからのずれに応じた値を重み付け係数とする請求項１１に記載の相関復調器。
13. 前記チップタイミングからのずれに応じた重み付け係数の係数値を２のべき乗とする請求項１２に記載の相関復調器。
14. 前記重み付け演算は、フィルタの係数を重み付け係数とする請求項１１に記載の相関復調器。
15. 前記重み付け演算は、前記フィルタの係数に最も近い２のべき乗の値を重み付け係数とする請求項１１に記載の相関復調器。

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