KR20050113605A

KR20050113605A - 서브-심볼 병렬 간섭 제거

Info

Publication number: KR20050113605A
Application number: KR1020057014084A
Authority: KR
Inventors: 제임스 피. 던야크; 존 디. 파이트; 제롬 엠. 샤피로
Original assignee: 더 마이터 코포레이션
Priority date: 2003-01-30
Filing date: 2004-01-29
Publication date: 2005-12-02
Also published as: US20050002445A1; US7505510B2; RU2005127204A; CA2514455A1; US20060140259A1; IL169891A0; AU2004209276A1; US7099378B2; JP2006517079A; WO2004070958A2; US20060140258A1; US7474691B2; EP1590891A2; WO2004070958A3

Abstract

본 발명은 긴 코드를 사용하는 비동기식 CDMA 시스템에 대한 일례에서 다중 접속 간섭의 감소에 관한 것이다. 일 특징에서, 부분 간섭 제거(PIC)는 바람직하게는 비선형이며 칩 간격에서 제공된 디커플링된 추정을 실행한다. 다른 특징에 따라, 간섭은 사용자에 대한 신호 파형을 수신된 데이터의 공통 샘플링 격자로 인터폴레이팅함으로써 심볼에 대한 비트들을 추정하는 기술을 사용하여 제거된다. 또다른 특징에 따라, 다단계, 하이브리드 다단계 및 재구성 가능한 다단계 다중 사용자 검색 알고리즘 및 대응하는 프로세싱이 제공된다.

Description

서브-심볼 병렬 간섭 제거{SUB-SYMBOL PARALLEL INTERFERENCE CANCELLATION}

본 출원은 "Multi-User Detection Techniques for CDMA"라는 명칭으로 2003년 1원 30일 출원된 미국 가출원 60/443,655를 우선권으로 주장하며, 이는 본 명세서에 참조된다.

본 발명은 통상적으로 통신에 관한 것으로, 특히 간섭 제거를 통해 통신 시스템의 성능을 향상시키는 것에 관한 것이며, 더욱 상세하게는 코드 분할 다중 접속 통신 환경에서 다중 접속 간선의 제거를 개선시키는 것에 관한 것이다.

코드 분할 다중 접속("CDMA")은 통신 채널을 공유하는 몇몇 사용자들에 대한 효율적인 통신 기술을 제공한다. 불행하게도, 채널이 너무 혼잡할 경우, 통상의 CDMA 수신기 성능은 열악해지고, 다중 액세스 간섭("MAI")은 현저히 성능을 저하시킬 수 있다. 이러한 경우, 비록 최적의 최대 가능성 수신기가 설명하기는 쉽지만, 실행하기는 거의 불가능 하다.

다양한 종래 기술이 심볼 레벨에서의 간섭 제거를 검사하였다. 심볼-레벨 매칭된 필터들은 가산성 백색 가우시안 잡음 채널(additive white Gaussian noise channel)에서 다중 사용자 검색("MUD")에 대한 충분한 통계치를 제공할 수 있다. 이렇게 잘 알려진 결과는 최적 사용자 비트 추정 절차가 심볼 레벨에 기록될 수 있다는 결론이다. 결과적으로, 이러한 다양한 통상의 MUD는 심볼-레벨 추정 및 제거 방법을 사용한다. 그러나, 이러한 심볼-레벨 기술은 단지 최적 추정치에 대한 근사치이며, 이러한 실볼 레벨 근사치가 신호 구성을 전체적으로 이용하는 것을 보장하지는 않는다.

게다가, 통상의 절차는 간섭을 제거하기 위해, (1) 각각의 소스(기지국)에 대한 데이터를 신호 파형(칩 센터)의 샘플링 격자에 인터폴레이팅하는 단계, (2) 각각의 사용자에 대한 비트 추정치를 계산하는 단계, (3) 전체 심볼의 이진 파형을 합성하는 단계, 및 (4) 전체 심볼의 파형을 데이터의 샘플링 그리드에 인터폴레이팅하여 제거를 실행하는 단계와 같은 계산상 고비용의 프로세스를 포함한다.

몇몇 샘플 레벨 방법이 제안되었다. 하나의 예는 연속한 결정 피드백으로서 사용될 수 있는, 연속 시간(즉, 아날로그) 최대 가능성 추정("MLE") 방법을 사용한다. 이러한 MLE 방법은 상대적인 사용자 파워 레벨에 의해 제어된 필터들을 사용하는 단일 단계 아날로그 프로세스로서 의도될 수 있다. 비록 상대적으로 실행하기 쉬울지라도, 이러한 방법은 간섭 제거 문제에 대한 우수한 이론상의 매칭은 아니다. 이러한 단점을 보완하기 위해, 칼만 필터(Kalman filter) 및 다른 최소 제곱 생성에 기반한 것과 같은 선형 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기술이 제거되지 않은 간섭을 감소시키는데 사용될 수 있다. 이러한 기술은 사용자들(대형 매트릭스 계산을 초래함)을 커플링하고 필터의 이노베이션 관점에서 간섭 제거를 실행한다. 결론적으로 이들은 계산상 고비용이다.

전술한 기술은 또한 단일 단계 알고리즘으로 고려될 수 있다. 다단계 설계도 또한 고려될 수 있다. 예를 들어, 심볼 레벨 MMSE 수신기의 개발과 함께, 다단계 병렬 간섭 제거(PIC)방법이 개발되었다. 다단계 PIC 형식에서, 코드 매칭된 필터가 수신 신호와 앞선 단계로부터 추정된 간섭 신호의 합 사이의 차에 제공된다. 이러한 다단계 설계는 부적절하다.

각각의 종래 기술은 특정 응용예에 실행하기는 너무 복잡하거나, 실제 사용에서 현행 MAI 제거의 관점에서 부적절하다는 것이 밝혀졌다. 따라서, 효율적인 제거를 제공하면서 실질적으로 실행가능한 MAI 제거용 기술이 요구된다.

도 1은 본 발명의 실시예의 수신기의 개략도이다.

도 2는 병렬 파일럿 채널 획득 시스템의 실시예를 나타낸 개략도이다.

도 3은 도 2의 병렬 파일럿 채널 획득 시스템과 함께 사용 가능한 복소 모호성 함수의 실시예를 도시한 개략도이다.

도 4는 도 1의 CDMA 통신 수신기에서 사용 가능한 활성 사용자 검색 모듈의 실시예를 도시한 다이어그램이다.

도 5는 도 1의 CDMA 통신 수신에서 사용가능한 전파 채널 추정 및 코드 추적 모듈의 실시예를 도시한 다이어그램이다.

도 6은 도 5의 채널 추정 및 코드 추적과 함께 사용가능한 파일럿 생성의 실시예를 도시한 개략도이다.

도 7은 파일럿 제거 모듈의 실시예를 나타낸 다이어그램이다.

도 8은 본 발명에 따라 다단계 다중 사용자 검색의 실시예를 나타낸 다이어그램이다.

도 9a는 본 발명에 따른 다중 사용자 검색 프로세싱 모듈의 실시예를 나타낸 다이어그램이다.

도 9b-9f는 다중 사용자 검색 프로세싱 모듈의 다른 실시예를 도시한 다이어그램이다.

도 9g는 귀납적 다단계 함수를 사용한 다중 사용자 검색 프로세싱 모듈의 또다른 실시예를 나타낸 다이어그램이다.

도 10은 다중 사용자 검색 프로세싱 모듈에 대한 사용자 진폭의 실시예를 도시한 다이어그램이다.

도 11은 신호 파형 합성기의 실시예를 도시한 다이어그램이다.

도 12는 신호 파형 합성기에 사용된 서브-칩 인터폴레이션 필터의 실시예를 나타낸 다이어그램이다.

도 13은 다단계 디커플링된 MUD 프로세싱의 실시예를 나타낸 다이어그램이다.

도 14는 디커플링된 MUD 프로세싱 단계의 실시예를 나타낸 다이어그램이다.

도 15는 디커플링된 MUD 프로세싱 엘리먼트의 실시예를 나타낸 다이어그램이다.

본 발명은 일 실시예에서 긴 코드를 사용하는 비동기식 CDMA 시스템과 같은 통신 시스템에서 MAI를 감소시킨다.

한 가지 기술은 칩 기반(chip-by-chip basis)에 대한 병렬 간섭 제거(PIC)를 사용하는 것이다. 특히, 디커플링된 이진 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 추정은 완전한 심볼 추정을 대기하는 대신, 각각의 시간 샘플에서 각각의 사용자에 대해 적용된다. 다른 특징에 따라, 확산 코드의 의사램덤 특성은 근본적인 가우시안 혼합 분포(mixture-of-Gaussians(MG) distribution)에 기초한 통상의 평균이 된다. 이는 심지어 매우 높은 로드에서 단일 사용자 한계만큼 높은 성능을 초래한다. 더욱이, 이러한 기술은 적당한 계산 비용에서 통상의 기술에 비해 현저히 우수하다.

본 발명의 또다른 특징은 통신 시스템에서 다중 사용자 간섭을 제거하는 것인데, 여기서 다수의 사용자는 전체 심볼 주기 이하의 서브-심볼 간격으로 생성된 다수의 이산값을 제공하는 데이터 세트(예를 들어, 기저대역 데이터)를 수신하고, 다수의 사용자들 중 적어도 일부에 대한 신호 파형을 수신된 데이터 세트의 공통 샘플링 격자에 인터폴레이팅함으로써 주어진 사용자에 대응하는 심볼에 대한 비트를 추정함으로써 공유 채널을 통해 통신한다. 이러한 특징은 혼합 가우시안 복조기, PIC, 부분 PIC, 및 디커플링된 칼만 복조기를 포함하는 다양한 방법에 적용가능하며, 이진 신호파형의 인터폴레이팅이 룩업 테이블을 사용하여 용이하게 실행되므로 복잡성을 실질적으로 감소시킬 수 있는데, 각각의 소스를 칩 센터에 인터폴레이팅하는 것은 통상적인 곱셈 누적 구조를 포함하는 필터링 동작을 필요로 한다.

본 발명의 다른 특징은 업데이트 게인 팩터 및 비선형 함수의 선택을 통해, 다양한 MUD 알고리즘을 실행할 수 있는 하이브리드 다단계 다중 사용자 검색(MUD) 방법 및 재구성 가능한 귀납적 다단계 MUD(RMSM) 알고리즘 구조를 포함한다. RMSM 구조에 의해 지지되는 MUD 알고리즘은 혼합 가우시안 복조기, PIC, 부분 PIC, 디커플링된 칼만 복조기, 및 하이브리드 다단계 MUD 방법을 포함한다.

본 발명은 컴퓨터 실행 방법, 컴퓨터 프로그램 생성물, 통신 시스템 및 네트워크, 수신기, 송신기 및 트랜시버 등을 포함하는 다양한 형태로 실시된다.

본 발명의 다양한 설명 및 특정 구조가 이하의 상세한 설명 및 첨부된 도면을 기초로 더욱 상세하게 설명된다.

이하의 명세서에서, 설명의 목적을 위해, 본 발명의 하나 이상의 실시예의 이해를 위해, 특정 수식을 포함하는 다양한 세부 사항이 설명된다. 그러나, 소정의 특정 구체예가 본 발명의 실시를 위해 요구되지 않는다는 것이 당업자에게 명확할 것이다. 예를 들어, 본 발명의 일 특징의 구체예는 본 발명의 다른 특징을 실행하는데 요구되지 않을 수도 있다. 용이한 설명을 위해, 설명은 본 발명의 다양한 특징에 속하는 개별된 섹션으로 분리된다.

지적한 바와 같이, 본 발명의 각각의 특징은 컴퓨터 실행 방법, 컴퓨터 프로그램 산물, 통신 시스템 및 네트워크, 수신기, 송신기 및 트랜시버 등을 포함하는 다양한 형태로 실행될 수 있다. 예를 들어, 일 실시예에서, 셀룰러 전화기와 같은 핸드-헬드 장치는 통상의 메모리는 물론, 메모리에 제공된 명령을 실행하는 프로세싱 유닛을 포함한다. 통상의 프로그래밍 기술은 메모리에 저장될 수 있는 소프트웨어에 의해 제공되는 바와 같이, 이하의 섹션에서 상세하게 설명된 다양한 기술을 실행하는데 사용된다. 택일적으로, 동일한 소프트웨어가 다양한 컴퓨터 판독가능 매체(예를 들어, 디스크, CD 등)상에 저장될 수 있다. 더욱이, 소프트웨어에 의해 제공된 명령이 실행되면, 컴퓨터 실행된 프로세스가 초래된다.

일 특징에 따라, 본 발명은 CDMA 통신 시스템에 사용될 수도 있는 다중 사용자 검색(MUD) 기술을 제공한다. MUD 기술은 복소 기저대역 이산 시간 입력을 수신하고, 병렬 간섭 제거(PIC)를 실시하고, 바람직하게 칩 기반에 대한 서브-심볼 레벨에서 추정을 실행한다. 수신기(예를 들어, CDMA, 셀 폰)에서, 이러한 기술은 다중 액세스 간섭에 대한 잠재성을 최소화시킴으로써 성능을 향상시키며, 상대적으로 낮은 계산 비용을 초래한다. 또다른 특징에 따라, MUD 기술은 선형 및 단일 단계 기술과 비교할 때, 간섭 제거를 더욱 개선하기 위해, 귀납적 다단계 기반 추정 및 비선형 함수를 실행시킨다.

일 실시예에서, 본 발명은 이산 서브-심볼 샘플링 격자에 대해 발생하는 간섭 제거를 통해서만 커플링된 사용자를 이용하여 실행한다. 도입을 위해, 도 13-15가 수신된 신호 모델 을 사용하는 DS-CDMA 실행을 설명하는데, 여기서, y(t)는 복소 수신된 기저대역 신호, h_k(t)는 복소 비동기식 확산 함수(이는 또한 신호 파형으로도 일컬어 짐), c_k(t)는 K 사용자들과 관련한 복소 전송된 배치 심볼, v(t)는 복수 추가형 백색 가우시안 잡음이다. 이러한 형식은, 만일 필요하다면, 파일럿, 프리앰블, 미드앰블 등과 같은 공지된 신호를 포함하는 신호(y_p(t))의 존재를 가능하게 한다. 이러한 y_p(t)는 기술 분야에서 표준인 코히어런트한 채널 정보, 타이밍 등의 획득을 가능하게 한다. 시간(t)과 시간(t+1) 사이의 시간인 이산 샘플링 간격은 심볼 주기 이하이며, 통상적으로 칩 주기 이하이다.

도 13-15는 각각 다단계 디커플링된 MUD 프로세싱(1300), 더욱 상세하게는 MUD 프로세싱(1400)의 단일 단계 및 더욱더 상세하게는 MUD 프로세싱 엘리먼트(1500)를 설명한다. 개략적인 다이어그램은 상기한 프로세싱의 흐름 및 모듈러 구조의 실시예를 설명한다.

도 13은 다단계 디커플링된 MUD 프로세싱(1300)의 실시예를 도시하며, 특히 파일럿 간섭이 어떻게 제거되고 다단계 세팅(다른 실행이 하나의 단계를 사용할 수 있음)에 제공되는지를 보여준다. 다단계는 동일한 디커플링된 MUD 알고리즘을 제공하거나, 하이브리드 세팅에서, 상이한 단계를 위한 상이한 MUD 알고리즘을 사용할 수도 있다. 일 실시예에서, 이는 단지 한정된 계산 소스가 사용가능할 경우 가장 유용하며, MG-MUD의 제 1 단계에 뒤이어 통상의 PIC의 제 2 단계가 뒤따르며, 이는 도 15의 구조를 사용하여 효과적으로 실행된다. 도 13에서, 제 1 파일럿, 프리앰블, 및 미드앰블 정보는 만일 존재한다면 프로세싱(1302)된다. 타이밍 및 채널 균등화와 같은 정보는 필요에 따라 다른 블록과 공유되는데, 이는 많은 세팅에서 다중 사용자가 파일럿을 공유할 것이기 때문이다. 파일럿/프리앰블/미드앰블 신호는 재구성되며, 파일럿의 제거 후 기저대역 신호인 y_cp(t)를 초래하는 다중 접속 간섭에 대한 기여를 제거(1304)한다. 이러한 신호는 디커플링된 MUD(1306)의 제 1 단계에 제공되며, 이는 필요에 따라 스테이지 사이의 전환을 제공하기 위해 및 다른 상태 정보를 추정한다. 이러한 프로세스는 도 14에 더욱 상세히 설명된다. 하나의 심볼 지연(1312)을 사용하여, 제 1 단계 심볼 추정(및 지지 데이터)이 제 2 단계 MUD(1308) 등을 공급하기 위해 사용된다. 최종 단계 MUD(1310)는 연판정(soft decision) 출력을 제공한다.

여기서, 파일럿 정보가 추정되고 파일럿 신호가 사용자 다중 접속 간섭이 추정되고 제거되기 전에 제거된다. 이는 파일럿이 필요한 정보를 추정할 정도로 충분히 강한 경우 제안된다. 몇몇 경우, 파일럿 정보는 추정되어야 하고 파일럿 신호는 간섭 제거의 중간 단계 후 다시 제거된다. 이는 예를 들어, 근거리-원거리 문제가 약한 파일럿이 강한 파일럿 및 사용자 신호에 의해 불명료하게 될 경우 유리하다.

도 14는 MUD 프로세싱(1400) 단계의 실시예를 도시한다. 배열 심볼의 추정치()에 기초하여, 간섭 제거는 이노베이션 신호인 i(t)를 형성하기 위해 파일럿 없는 기저대역 신호로부터 전류 간섭 추정치를 감산(1402)함으로써 달성된다. 이노 베이션 신호는 모든 공지된 다중 접속 간섭이 제거된 최초 신호(y(t))를 나타낸다. 각각의 MUD 프로세싱 유닛은 단지 이러한 간섭 제거를 통해서만 커플링되며; MUD 프로세싱 유닛의 내부에서 다른 사용자들로부터 제거되지 않은 간섭의 기여는 추가 노이즈로 관찰된다. 따라서, 대형의 매트릭스 수식을 초래하는 표준 칼만 필터 방법에 대조적으로 각각의 MUD 프로세싱 유닛에 대한 스칼라 수식이 초래된다.

간섭 제거는 각각의 사용자에 대해 상기한 측정을 칩 센터로 이동시키기 위한 인터폴레이션을 사용하거나 심볼 레벨 샘플링을 사용하는 대신, 이산 서브-심볼 샘플링 격자에 대해 발생한다. 디커플링된 프로세싱 유닛((1404a-c))은 다음 샘플링 시간에서 사용자의 MAI에 대한 기여에 대한 추정치()를 생성하기 위해, i(t), 소정의 파일럿/프리앰블 또는 미디앰블 정보를 사용한다.

도 15는 디커플링된 MUD 프로세싱 엘리먼트(1500)의 실시예를 도시한다. 그 밖에, 각각의 사용자의 프로세싱 유닛의 커플링은 이노베이션(i(t))을 통해 발생하며, 신호 재구성()은 각각의 사용자의 프로세싱 유닛에 대해 공통인 이산 서브-심볼 시간척도(timescale)에서 발생한다. 신호 파형 합성 모듈(1502)은 가능하다면, 내장된 파일럿, 프리앰블, 미디앰블 등으로부터 수식 및 시간 정보를 사용한다. 한 단계의 시간 지연(1504)의 응용을 통해, 디커플링된 MUD 프로세서(1506) 및 신호 재구성(1510)은 h_k(t+1) 단일 계산을 공유한다. 디커플링된 MUD 프로세서(1506)는 배열 심볼()을 추정하기 위해 내부 상태 정보 및 새로운 측정치()를 사용한다. 추정된 다중 접속 인터페이스()의 부가(1508)는 사용자(k)의 기여를 재저장하고 디커플링된 MUD 프로세싱에서 (y_k(t))를 생성하기 위해 알고리즘 흐름을 단순화한다. 비록 일 실시예가 개시되지만, 다른 함수적으로 등가인 설계가 도 14-15에 대해 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 특징은 나머지 항목()이 신호 프로세싱 동안 추가 노이즈로서 관찰되며, 이는 표준 칼만 필터링 및 다른 완전히 커플링된 기술과 비교할 때, 계산 복잡성에서 실질적으로 도움이 된다. 디커플링된 프로세서의 내부 상태는 각각의 서브-심볼 시간 단계(t)에서 배열 포인트()의 추정치를 발생시키는데 요구되는 정보를 유지한다. 디커플링된 MUD 프로세서는 심볼 주기의 끝까지 대기하는 대신에 각각의 t에서 추정치를 생성한다. 이는 (이하에 논의된 혼합 가우시안 MUD 실시예에서와 같이) 각각의 패스에서 제거를 현저히 향상시키고, 디커플링된 MUD 프로세서에서 (전형적인 병렬 간섭 제거와 같이) 심지어 더욱 통상적인 알고리즘을 제공할 경우, 복조 및 재구성을 위한 신호 파형의 재생을 가능하게 함으로써 계산 효율을 향상시킨다. 신호 파형 합성 변조(1502)에서, 신호 파형은 데이터(y_k(t))를 칩 센터와 같은 사용자 k-기반 샘플링 그리드로 인터폴레이팅하기보다는 데이터의 서브-심볼 샘플링 격자로 인터폴레이팅된다. 이는 많은 경우에 복잡성에서 실질적인 감소를 발생시키는데, 이는 h_k(t+1) 인터폴레이션이, 각각의 사용자에 대해 상이한 칩 센터 그리드로 y_k(t)를 인터폴레이팅하기 위해 혼합된 포인트 필터와 대조적으로, 종종 이진 록업 테이블을 사용하여 실행될 수 있기 때문이다.

일 실시예에서, 이러한 특징은 혼합 가우시안(MG) 다중 사용자 복조(MG-MUD로 일컬어 짐)로 일컬어지는 것을 통해 실행될 수 있는데, 이는 비선형 최소 평균 제곱 오차 추정 기술, 완전 디커플링, 및 바람직하게 칩 기반에 대한 서브-심볼 기반에 대해 간섭을 추정 및 제거하는 다단계를 실행시킨다. 다른 실시예는 디커플링된 칼만 복조 및 비선형 재정밀화된 디커플링된 칼만 복조를 포함하며, 이는 "Multi-User Detection Techniques for CDMA"라는 명칭으로 2003년 1월 30일 출원된 가출원 60/443,655에 상세히 개시된다. 도 15의 구조는 또한 심볼 경계에 대한 심볼 추정치를 업데이트하는 종래의 다른 MUD 기술에 대한 유리한 실행을 제공한다.

비록 소정의 통신 방법론이 적용가능하지만, MG-MUD는 용이한 논의를 위해 CDMA 시스템과 관련하여 설명된다. 서브-심볼 기반에 대한 병렬 간섭 제거를 달성하는 동안, 각각의 사용자에 대한 심볼을 추정하기 위한 기술은 디커플링 필터를 사용한다. 최소 평균 제곱 오차 추정은 각각의 샘플에서 행해지며, 간섭 제거는 완전한 심볼을 위해 대기하지 않고 실행된다. 디커플링은 환산 코드의 의사 특성을 통해 달성되며, 다중 접속 간섭의 높은 레벨의 존재에서도 우수한 성능을 갖는 알고리즘을 초래한다.

설명을 위해, MG-MUD 기술이 우선 설명되며, 이어 상기 기술을 실행하는 특정 실시예가 설명된다.

예로써, 긴 코드를 사용하여 K 비동기식 트래픽 채널에 대한 이진 위상 변조 방식(BPSK) CDMA 신호를 갖는 I95 표준을 사용하는 모델이 개시된다. 수신된 신호가, 이고, y(t)는 복수 수신 신호, h_l(t)는 복소 비동기 확산 함수, A_l(t)은 실제 트래픽 채널 크기, b₁(t)은 전송된 비트, v(t)는 복소 추가형 백색 가우시안 잡음이라고 가정한다. 이러한 수식에서, 확산 함수는 채널 효과를 포함하는 반면, 트래픽 채널 크기는 이하에 설명된 I95 실시예에서 (파일럿에 대해) 트래픽 채널 파워 트래킹을 단순화하도록 분리됨을 주지하라. 분해가능한 다중 경로의 존재에서, 레이크 수신기와 유사한 형식이 사용된다. 이 경우, 각각의 도달은 MUD 동안 분리되어 추적되고, 사용자 도달의 각각의 측정치는 MMSE 추정치를 생성할 때, 코히어런트하게 결합된다.

여기서, 확산 함수에서의 채널 계수의 위상 및 채널 크기에서의 진폭은 표준 기술을 사용하여 추정되고, 채널 계수는 단일 심볼 주기에 걸쳐 대략 일정한 것으로 간주된다.

사용자(k)에 대해, b_k(t)의 MMSE 추정치()를 으로 간주한다.

복조기는 이노베이션 신호를 통해 간섭 제거를 실행하는 칼만 필터와 유사한 예측-수정 구조를 사용한다. h_k(t) 및 A_k(t)를 알고 있다고 간주하고, 을 에 기초한 b_k(t)의 예측이라고 하자. 그러면,

이다.

복조가 혼합된 사용자(k)에 대해 개발된다. 표기상 편의를 위해, 사용자(k)가 t=0 직전의 샘플링 간격에서 새로운 심볼을 시작한다고 가정한다. 우선, 추정된 다중 접속 인터페이스를 제거하고,

를 한정한다.

칩 속도에서 샘플링을 고려하고, 측정치의 벡터()에 기초하여 b_k(t)의 MMSE 추정치를 생성하며, 여기서 τ=1, 2, ..., t이고 0≤t＜확산 이득이다. b_k(t)에 대한 추정치가 시간(t)까지의 현재의 심볼의 모든 측정에 의존하는 것은 주지하라. 심볼의 마지막에서의 추정은 수렴된 추정치이다. BPSK의 경우,h_k(τ)^*i_k(τ)허수부는 또한 반드시 활용될 필요는 없는 한정된 정보를 포함한다. 다음으로, 칩마다 샘플링된 확산 코드의 의사 특성이 사용된다. 이어, 사용자(k)에 대해, 다른 사용자의 확산 함수가 램덤 변수로 고려되며, h_l(t)이 독립적으로 근사되고,

으로 동일하게 분포된다.

사용자의 상대적인 파워는 실제 크기(A_l)로 포착된다. 중심 극한 정리의 진보적인 응용은 조건부로 가우시안 분포()를 초래한다.

확산 함수의 의사 램덤 특성으로부터, 이 τ₁≠τ₂일 경우, 대략적으로 비상관 관계가 될 것이 예측된다. (여기서, τ=1, 2, ... ,t)의 결합 밀도는 결과 밀도이며, 의 밀도는 두 가우시안의 혼합이다. 간단한 계산에 의해, 최소 평균 제곱 오차는 조건 기대값, 및 이다.

이 섹션은 실질적으로 복조기 성능을 향상시키면서 계산 로드를 감소시키는 근사치를 소개하고 있다. 복조기를 단순화하기 위해, 추정치 를 고려한다.

이러한 근사치는 저전력 제공된 사용자에게 매우 정확하다. 더 높은 전력 제공된 사용자들은 용이하게 복조되고 현저히 영향을 주지는 않는다.

을 한정하는 것은 직접적으로 시간 시리즈로부터 수식(3)으로 변조의 추정을 가능하게 한다. 간단한 저역 통과 필터인

가 사용될 수 있지만, 특정 응용예에서, 필터는 채널의 능동성에 더욱 밀접하게 매칭되어야 한다. 다단계 방식의 단계 1에 대한 최종 변조기는 간단히 다음과 같다.

등식(6-10)은 어떠한 분해 가능한 다중 경로도 존재하지 않는 경우를 고려한다. 다중 도달이 발생할 경우, 도달은 분리되어 추적되며 이렇나 도달로부터의 정보는 코히어런트하게 결합된다. P_k 다중 경로 도달을 갖는 사용자(k)의 경우, 수식(6-10)은

이 된다.

트래픽 채널당 단일 도달의 경우는 이하의 실시예에서 설명된다.

간단한 설명을 위해, 전술한 이론적인 전개가 BPSK 시스템을 위한 MGMUD 방식을 제공한다. BPSK의 경우, 비트는 직접적으로 추정된다. 더욱 복잡한 배열을 갖는 변조는 상이한 방식을 필요로 한다. 이러한 상이한 방식은 또한 혼합된 변조의 경우에 사용되며 ,여기서 상이한 사용자는 상이한 변조 배열을 가질 수도 있다. 수신된 신호가 이고, 여기서 y(t)는 복소 수신된 신호, h_l(t)는 복소 비동기화 확산 함수, A_l(t)은 실제 트래픽 채널 크기, c₁(t)은 복소 전송된 배열 심볼, v(t)는 복소 추가형 백색 가우시안 잡음으로 간주한다.

배열 세트(C)를 갖는 사용자(k)의 경우, BPSK 비트 추정과 대조적으로, 이러한 사용자에 대한 배열 상태(c_k)의 평균 제곱 에러 추정을 생성함으로써 간섭 제거를 최대화할 수 있다. 복소 이노베이션(i(t))의 경우, 근사 조건 기대치()로부터 MMSE 추정치를 구할 수 있으며, 여기서, 및 그 추정치()는 이하의 수식(6) 및 (7)에서와 같이 동일한 방식을 사용하여 한정된다. 이어 간섭 제거를 위한 이러한 사용자의 분포는 BPSK, 에서와 같다.

수식(1-5)은 BPSK 복조를 실행하면서 다중 비트 배열을 위한 복조기를 설명한다. 하이퍼볼릭 탄젠트, 특정 함수(G), 및 다른 지수 함수는 계산상 효율을 위한 룩업 테이블로서 실행될 수도 있으며, 이 경우의 수식(3) 및 (4)는 합의 누적을 통해 효율적으로 실행될 수 있다. 이들은 또한 이하의 실시예에서 설명된 구분 선형 근사치에서와 같이 근사될 수도 있다. 이어, 다중 패스가 반복적으로 패싱하고 수식(2) 및 (3)에서 합의 측면을 연속하여 누적시킴으로써 실행된다.

수식(8-12)은 알고리즘의 제 1 패스를 설명하며, 파라미터에서 첨자 1을 나타낸다. 표기상 용이를 위해 이러한 수식은 t=0에서, 그리고 0≤t＜확산 이득 동안, 새로운 심볼을 시작하는 사용자(k)를 위한 것임을 상기하라. 수식(9)에서의 합은 각각의 심볼 경계에서 재시작한다. 이러한 수식에서, 수식(9)에 사용된 의 추정치는 고정된다. 수식(8-12)의 사용은, 알고리즘이 덜 모델-구동적이며 더욱 강한 복조기를 제공한다는 점에서 다른 현저한 이익을 제공한다. 알고리즘은 추가형 잡음의 전력에 대한 어떠한 추정치도 필요로 하지 않으며, 이는 심각한 다중 접속 간섭 동안 추정하는 것이 종종 어렵다. 게다가, 알고리즘은 수식(4) 및 (5)에서 에러 변수 능동성의 정확성에 더 이상 심각하게 의존하지 않는다. 계산상의 경험은 추가형 잡음 접근 방식은 수식(8-12)에 개시된 바와 같이, MMSE 추정치에서 더 높은 충실도 접근을 초래한다는 것을 나타낸다.

몇몇 선택이 다중 패스 알고리즘을 실행하기 위해 적용가능하다. 예를 들어, 초기 조건으로서 앞선 패스 비트 추정 및 합을 사용할 수도 있다. 확산 이득(L) 및 사용자(k)의 경우, 사용자(k)에 대한 현재 심볼의 제 1 샘플의 시간 인덱스가 되도록 F_k(t)를 한정한다. 그러면, 예를 들어, 사용자(k)의 심볼의 제 1 샘플은 이고, 심볼에서 잔여한 샘플의 경우, 이다.

이어, 패스(m)에 대한 다중 패스 수식을

와 같이 쓸 수 있다.

수식(14-20)은 어떻게 새로운 심볼이 각각의 패스에서 조절되는지를 보여준다. 수식(16) 및 (19)에서 조금 복잡화된 시간-인덱싱 설계는 심볼 경계가 도달하기만 하면, 앞선 패스에 대한 수렴된 추정치에서 비트 추정치 및 누산기를 재시작한다.

수식 (19)에서 다중 패스 실행은 연속적으로 패스들 사이에서 누적한다. 수렴된 심볼의 인터폴레이션을 유지하는 것은 디코딩으로 언급되는 바와 같이 로그 가능도로 추정되며,

을 택일적으로 사용할 수도 있다.

이러한 함수는 선형적으로 누산기의 초기 조건을 선형적으로 제거한다. 제 3의 방식은 모둔 매칭된 필터 값들()을 환형 버퍼에 저장하는 것이며, 이는 새로운 데이터가 사용가능함에 따라 심볼로부터 데이터로 채워진다. 전체 버퍼는 각각의 시간 스텝에서 합산된다. 이 경우,

이다.

실질적으로, 수식(22)은 이전의 항목을 빼고 새로운 항목을 부가함으로써 실행될 것이다. 각각의 세 기술(19), (21) 및 (22)는 증가된 실행 복잡성을 댓가로 로그 가능도를 추정하는 증가된 정확성을 제공한다.

따라서, 여기 설명된 것은 높은 사용자 로드를 위한 실질적인 다중 사용자 검색 기술이다. 근본적인 혼합 가우시안 분포에 기초한 디커플링된 필터를 통해, 상기 기술은 완전한 심볼 추정을 위한 대기 대신에 침 기반에 대한 간섭을 제거한다. 추가의 계산상의 효율은 모델 기반 방식을 사용하는 대신 시간 시리즈 그 자체로부터 제거되지 않은 간섭 파워의 추정으로부터 얻어진다. 이러한 기술은 I95 표준을 사용하는 최적화된 부분 PIC 알고리즘과 유리하게 비교된다. 이러한 실시예는 본 발명의 다양한 특징을 개시한다. 우선, 개별 MUD 프로세서 블록들은 간섭 제거를 통해서만 커플링된다. 둘째로, 이러한 간섭 제거는 도 15에 개시된 서브-심볼 레벨 구조를 사용하여 (개별 사용자 칩 또는 심볼 레벨 격자와 비교된 바와 같이) 데이터 샘플링 격자에 대해 발생한다. 끝으로, 간섭 제거는 종래의 MUD 기술에서와 같이 완전한 심볼의 복조를 위해 대기 없이 서브-레벨에 존재한다.

본 발명의 또다른 특징은 도 13에 개시된 바와 같이, 각각의 단계에서의 상이한 샘플-레벨 방법을 사용하는 하이브리드 다단계(또는 다중 패스) MUD 기술을 제공하는 것이다. 전술한 다양한 MUD 기술은, 예를 들어, 상이한 샘플-레벨 방법으로서 각각 사용될 수 있다. 택일적으로, 하이브리브 솔루션은 통상의 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)가 뒤따르는 DKD 또는 MG-MUD 제 1 단계의 사용을 포함한다. 일 실시예에서, 하이브리드 솔루션은 각각의 스테이지가 다양한 방법(예를 들어, DKD, MG-MUD, PIC, PPIC)을 구성하게 한다. 계산상의 효율을 위해, 현재 단계는 바람직하게 다음 단계에 의해 요구되는 보조적인 방법 특정 파라미터를 계산하는 함수를 포함한다.

도 1은 CDMA 통신 수신기(SSCR)(100) 및 대응하는 프로세스의 실시예를 도시한 다이어그램이다. SSCR(100)은 데시메이션 모듈(102), 인터폴레이션 모듈(104), 파일럿 획득 모듈, 코드 추적 및 채널 추정(CTCE)(108) 모듈, 활성 사용자 검색 모듈(110), 지연 버퍼(112), 파일럿 제거 모듈(114), 및 다중 사용자 검색(MUD) 모듈(116)을 포함한다.

비록 본 발명이 다양한 통신 시스템에 적용가능하지만, 설명의 편의를 위해, 일부 설명들은 IS95B CDMA 표준을 사용하여 설명된다. SCCR(100)에 대한 입력은 디지털화된 복소 기저대역 신호이며, 여기서 신호의 샘플링 속도는, IS95의 경우 초당 1.2288×10⁶ 칩인, 칩핑 속도의 소정의 정수배(통상적으로 1, 2 또는 4)일 수 있다. 설명된 시스템의 경우, 칩의 1 샘플에서 디지털화된 신호의 버젼은 칩당 적어도 4 샘플의 속도로 샘플링된 버젼과 같이 요구된다. 만일 입력이 칩당 4 샘플로 클록킹되면, 데시메이션 모듈(102)이 칩당 1 샘플로 클로킹된 버젼을 얻기 위해 통상적인 데시메이션 기술을 사용한다. 민일 입력이 칩당 2 샘플로 클록킹되면, 인터폴레이션 모듈(104)은 활성 사용자 검색 모듈(110)에 의해 사용된 버젼과 같이 칩당 4 샘플로 샘플링된 버젼을 생성하기 위해 통상의 인터폴레이션 기술을 사용하며, 데시메이션은 나머지 시스템에 의한 사용을 위해 칩당 1 샘플로 샘플링된 버젼을 생성하는데 사용된다. 끝으로, 만일 입력이 도면과 같이 칩당 1 샘플로 샘플링되면, 인터폴레이션은 칩당 4 샘플로 버젼을 생성하기 위해 사용된다.

파일럿 획득 모듈(106)을 참조하면, 각각의 CDMA 기지국(소스라고 불림)은 코드 타이밍의 획득에 사용되는 파일럿 신호를 보낸다. IS95B에서, 파일럿 신호는 반복 32768 칩 코드 시퀀스를 사용한다. 각각의 기지국은 이웃한 기지국들로부터 오프셋된 상이한 타이밍을 갖는다. 파일럿 획득 모듈(106)에서, 소스의 수, 및 이들의 타이밍 오프셋, 및 선택적으로 도플러 오프셋이 추정된다. 예로든 시스템에서, 칩의 1/16의 타이밍 오프셋 정확도가 사용된다. 게다가, 예비 추정이 채널의 복소 진폭으로 생성된다. 파일럿 획득 모듈(106)로부터 제공된 결과는 타이밍 오프셋, 도플러 오프셋, 및 복소 진폭과 함께, 소스의 리스트이다.

바람직하게, 활성 사용자 검색 모듈(110)은 칩당 적어도 4 샘플의 복소 기저대역 입력 신호를 사용한다. 만일 시스템에 대한 입력이 칩당 4 샘플 미만이면, 인터폴레이션이 실행된다. 게다가, 소스 및 파일럿 획득 모듈(106)에 의해 유도된 각각의 파라미터가 사용된다. 더욱이, 공지되거나 요구된 사용자의 리스트가 있을 수도 있다. IS95에서, 상기한 리스트는 페이징 및 동조 채널 및 수신기 사용자의 고유 채널을 공칭적으로 포함한다. 활성 사용자 검출 모듈(110)은 채녈에 나타난 파워를 임계값과 비교함으로써, 사용가능한 서브 채널(CDMA 기지국은 파일럿, 페이징, 동조 및 트래픽 채널을 포함하여 64 서브-채널을 가짐) 중 어느 것이 사용자를 갖는 지를 식별하도록 시도한다. 활성 사용자 검출 모듈(110)의 출력은 대응하는 채널 인덱스 및 진폭과 함께 각각의 소스에 대한 사용자의 리스트이다.

CTCE 모듈(108)은 칩당 하나의 샘플로 샘플링된 복소 기저대역 입력 신호를 수용하고, 이를 -1/2, 0 및 1/2 칩 지연에서 파일럿 신호와 상관시킨다. 0지연에서 파일럿과의 상관은 채널의 복소 진폭을 추정하기 위해 사용되는 반면, -1/2 및 1/2의 지연에서의 상관은 타이밍 오프셋에서의 변화를 추적하는데 사용된다. CTCE 모듈(108)의 출력은 소스들, 이들의 업데이팅된 타이밍 오프셋, 도플러 오프셋, 및 복소 채널 진폭의 리스트이다.

파일럿 제거 모듈(114)은 데이터 입력 및 소스들 및 이들의 타이밍 오프셋, 도플러 오프셋 및 복소 채널 진폭의 리스트와 같이 칩당 1 샘플로 샘플링된 복소 기저대역 신호를 취한다. 이어 파일럿 제거 모듈은 복소 기저대역 입력으로부터 감산된 각각의 소스에 대한 파일럿의 역수를 동기화하기 위해 소스 정보를 사용한다. 파일럿 제거 모듈(114)의 출력은 MUD 모듈(116)로 제공된 파일럿 없는 복소 기저대역 신호이다. MUD 모듈(116)은 또한 소스, 대응하는 타이밍 오프셋의 리스트, 도플러 오프셋 및 복소 채널 진폭의 리스트와, 사용자 및 이들에 대응하는 월시 코드 인덱스 및 진폭의 리스트를 사용한다.

잔여 성분들과 함께, MUD 모듈(116)은 이산적으로 샘플링된 파형을 프로세싱하고, 바람직하게 아래로는 칩 레벨까지인 서브-심볼 레벨에서의 추정을 실행하고, 병렬 간섭 제거를 통합함으로써 간섭 제거를 실행한다. 비선형 추정 및 다단계 구조가 이하에 상세히 설명될 바와 같이 제공된다. 바람직하게, MUD 모듈(116)은 전술된 MG-MUD 기능을 제공한다. 상기한 기능을 실행하는 구성 요소를 포함하는 MUD 모듈(116)의 더욱 상세한 실시예는 더욱 상세히 후술된다.

MUD 모듈(116)의 출력은 오디오 출력을 생성하기 위해, 에러 보정 디코딩을 위해 백엔드로 제공되는, 실질적으로 출력 데이터 스트림 또는 보코더로 제공되는 소프트 결정 심볼의 스트림이다.

SCCR(100) 간격은 소프트웨어, 하드웨어, 펌웨어, 또는 소정의 가능한 하드웨어, 펌웨어 및 소트프웨어의 조합으로 제공될 수도 있다. SCCR(100)은 소프트웨어 등을 실행하기 위한 구성 요소를 포함하는 응용 주문형 집적 회로 또는 디지털 신호 프로세서에 대한 것처럼 다양하게 실행될 수 있다. 바람직한 실행 솔루션은 전체 시스템 설계와의 통합의 용이성에 의존한다.

도 2는 본 발명에 따른 파일럿 획득(200) 및 대응하는 모듈 구조의 실시예를 나타낸 다이어그램이다. 도면은 현저한 도플러가 발생하고 보상되는 실시예를 설명한다. 모바일 속도 및 주파수 대역에 의존하여, 더 작은 도플러 효과가 코드 추적만에 의해서 보상될 수도 있다. 시스템(200)에 대한 입력은 칩 속도로 샘플링된 복소 기저대역 샘플의 고정된 길이의 시퀀스이다. 파일럿 획득에 사용된 입력 샘플의 수에는 균형이 있다. 샘플의 증가는 각각의 소스에 대한 채널 추정의 신호대 잡음비를 향상시키지만, 도플러 해상도를 증가시키는데, 이는 도플러 오프셋을 올바르게 추정하기 위해 더 많은 계산이 실행되어야 한다는 것을 의미한다. 예로든 시스템에서, 8192 입력 샘플은 파일럿 획득에서 사용된다. 파일럿 획득(200)에서의 제 1 구성 요소는 복소 모호성 함수의 생성(202)이다. M_da를 파일럿 획득을 위해 사용된 입력 데이터 시퀀스의 길이라고 하고, N을 I95의 경우에 코드(32768)에서 위치의 수라고 하자. CAF는 입력 시퀀스와 CAF 생성(202)("파일럿 신호 응답")을 위해 제공된 파일럿 신호의 주기적인 응답 사이의 상관관계이다. 상관 관계는 입력 시퀀스와 적절한 코드와 도플러 오프셋을 갖는 파일럿 신호의 켤레 복소수 사이에서 계산된다.

각각의 도플러 오프셋의 경우, N 위치에서의 상관 관계가 계산된다. CAF에서 각각의 포인트에 대해, 크기의 제곱이 계산(202)된다. 아웃라이어 제거방식(removal-of-outliers approach)이 잡음 통계치(204b)를 생성하기 위해 잡음 임계값(204a)과 함께 사용된다. 이로부터, 임계값이 계산(204c)되며, 제곱된 CAF 크기는 이러한 임계값(204d)와 비교된다. 제곱된 대응하는 크기가 임계값을 초과하는 위치들이 식별되고 "마운틴"의 리스트에 부가(204d)된다. 마운틴의 이러한 리스트 상의 포인트는 동일한 소스에 대응하는 CAF 포인트를 식별하기 위해 밀집된다. 각각의 포인트(206)의 타이밍 오프셋, 도플러 오프셋, 및 복소 진폭이 각각의 마운틴과 함께 유지된다. 게다가, 동일한 정보가 또한 각각의 포인트에 대해 두 개의 이웃한 도플러 빈(bin)에 대해 유지된다.

이어 타이밍 오프셋은 연속적인 근접 절차(208)로 정제된다. 각각의 클러스터의 경우, 가장 큰 제곱 크기를 갖는 포인트가 선택되며, 둘 중 가장 큰 크기를 갖는 두 개의 이웃한 도플러 빈 중 하나에 대응하는 포인트가 또한 선택된다. 도플러 오프셋은 두 포인트의 도플러 오프셋을 인터폴레이팅함으로써 계산된다. 인터폴레이션은 CAF 표면이 피크를 중심으로 sinx/x 형상을 갖는 것으로 가정한다. 일단 도플러 인터폴레이션이 실행되면, 파일럿 신호가 인터폴레이팅된 도플러 피크에서 동일한 타이밍 오프셋과 동기화 및 상관된다. 이어 입력 신호는 동기화된 파일럿과 상관되며 복소 크기가 계산된다. 상관은 이러한 포이트로부터 -1/2 및 1/2 칩의 타이밍 오프셋으로 또한 계산된다. 연속한 근사 절차는 필요한 해상도에 대한 도플러 오프셋 추정을 정제하는데 사용된다. 예에서, 이러한 해상도는 칩의 1/16이다. 각각의 반복 동안, 연속한 근사에서, 3개의 포인트(두 개의 간격)가 필요하다. 이미 식별된 두 개의 간격 [-1/2, 0] 및 [0,1/2]로 시작하면, 더 큰 크기까지 간격 크기의 합이 선택되며, 예를 들어, 오프셋 1/4 칩에서 포인트가 계산된다. 반복은 칩의 1/16 해상도의 포인트를 구할 때까지 계속된다.

도 3은 고속 푸리에 변환(FFT)을 사용하는 CAF 계산의 실시예를 도시한 다이어그램이다. 특히, 소정의 도플러 오프셋의 경우, 필요한 상관의 세트는 파일럿 시퀀스를 갖는 입력 시퀀스의 환형 컨볼루션을 실행함으로써 얻어질 수 있다. 환형 컨볼루션을 실행하는 상대적으로 고속인 방법은 두 신호의 이산 푸리에 변환(302, 312)을 하고, 결과들을 함께 포인트와이즈 곱(308)하고, 이산 푸리에 역변환 계산하는 것이다. TTF는 DFT를 계산하기 위한 고속 알고리즘이다. 파일럿 신호 역수는 이산 푸리에 변환(312)의 응용에 앞서 필터링될 수도 있다. 얻어진 파일럿 신호 파형은 파일럿 버퍼(314)에 저장될 수 있다. IS95의 경우, 파일럿 신호가 32768 샘플 길이이므로, 입력 신호는 크기 32768 버퍼를 채우기 위해 제로 패딩(302)된다. 입력 버퍼의 FFT가 계산된다. 제로 도플러 오프셋의 경우, 입력 버퍼의 FFT는 이미 저장된 파일럿 FFT와 포인트와이즈 곱(308)해진다. 결과는 제로 도플러에서의 모든 정수 타이밍에 대해 CAF 값을 생성하기 위해 역 FFT(316)를 통과하고, CAF 버퍼에서 유지된다. 다른 도플러 변위에 대해, 파일럿 신호가 환형으로 변위(310)된다. 각각의 환형 변위(N)는 CAF의 하나의 주기 슬라이스이며, 집합적 슬라이스는 전체 CAF를 포함한다. 임계값은 원격 파일럿을 검색하는 것과 허위 경보를 생성하는 것 사이의 균형을 달성하기 위해 선택된다.

도 4는 다중 사용자 검색 서브-모듈(400a-c)을 포함하는 사용자 검색 모듈(400)의 실시예를 도시한 개략적인 다이어그램이다. 사용자 검색 모듈(400)에 대한 입력은 칩 속도의 적어도 4배의 샘플링 속도를 갖는 복소 기저대역 신호이다. 예로서, 칩 속도의 4배의 샘플링 속도가 사용된다. 또한 사용자 검색 모듈(400)에 대한 입력은 소스들, 이들의 타이밍 오프들, 도플러 오프셋들, 및 복소 진폭들의 리스트이다. 사용자용 탐색은 각각의 소스에 독립적으로 동작한다. 각각의 소스에 대해, 칩 센터와 가장 밀접하게 정렬된 입력의 위상이 선택되며, 입력은 팩터 4로 데시메이션(402)된다. 따라서, 얻어진 신호는 파일럿 시퀀스와 밀접하게 정렬된다. 이어 데이메이팅된 신호는 복소 채널 진폭의 켤레 복소수에 의해 곱해지며, 실수 및 허수부가 이들의 대응하는 파일럿 시퀀스로 곱해지고 결과가 함께 합산된다. 이어 가능한 사용자의 수가 관련된 수의 칩에 걸쳐 상관(404)된다. 바람직하게, 심볼과 정렬된 64개의 샘플이 완료되며, 모든 64개의 왈시 채널에 대한 가공되지 않은 복조를 실행하는 아다마르 변환이 계산된다. 이러한 단계를 뒤이어, 각각의 채널에 대한 파워가 예를 들어, 500 심볼 주기인 특정한 시간 간격에 대해 누적(406)된다. 임계값은 잡음 샘플을 결정하는 잡음 임계값을 사용하여 잡음 통계치에 기초하여 계산(408)된다. 잡음 임계값은 증가하는 간섭 제거의 경합 이익, 한정된 계산 용량, 및 예상된 설계 포인트에서의 허위 경보의 비용을 균형시키기 위해 선택된다. 각각의 채널에 대해, 만일 파워가 임계값을 초과하도록 결정(410)되면, 사용자는 할성화되도록 결정되며, 그 진폭은 파일럿 파워에 대한 사용자 파워의 비로소 추정된다.

도 5는 CTCE 모듈 및 대응하는 모듈 구조에 의해 실행된 코드 추적 및 채널 추정(500)을 설명한 다이어그램이다. 게다가, 입력은 소스들, 이들의 타이밍 오프셋들, 도플러 오프셋들, 및 복소 채널 진폭의 리스트와 함께 칩당 하나의 샘플로 샘플링된 복소 기저대역 입력 신호이다. 몇몇 병렬 CTCE 블록(500a-c)은 상관(502), 파일럿 생성(504), 코드 추적(506), 채널 추정(508), 제곱화(510), 및 프롬프트 파일럿 에너지 누적(512) 모듈을 포함한다. 파일럿 생성기(504)는 후술한 바와 같이 도 11의 신호 합성 모듈(1100)에 의해 제공된다. 바람직하게 상관은 표준 선행-지연 게이트 지연 동기 루프(early-late gate delay-locked loop)dls 3-탭 상관기에 의해 실행된다. 대부분의 DLL에서, 고정된 파일럿은 1/2 칩 만큼 지연 또는 선행된 입력 신호와 상관된다. 그러나, 본 발명의 일 실시예에서, 입력 신호가 칩마다 사용가능한 하나의 샘플을 필요로 하도록, 1/2 만큼 지연된 파일럿 신호가 계산된다. 이는 코드 추적 모듈(506)에서 실행된 선행-지연 게이트 DLL의 실행을 설명한다. 채널 추정(508)(진폭 및 위상)은 프롬프트 파일럿의 상관 및 코드 추적 루프의 데이터로부터 행해진다. 프롬프트 파일럿은 또한 엘리먼트(510)에서 제곱되고 채널 추정 엘리먼트(508)에서의 사용을 위해 프롬프트 파일럿 에너지를 계산하기 위해 512에 누적된다.

도 6은 CTCE 모듈 및 대응하는 모듈 구조에 의해 실행된 파일럿 생성(600)을 설명하는 개략적인 다이어그램이다. 파일럿은 프롬프트 파일럿을 생성하기 위해 지연 없이 생성(602) 및 필터링(604)되고, 선행 파일럿을 생성하기 위해 -1/2 칩 지연으로 필터링(606)된다. 이어 선행 파일럿은 지연 파일럿으로 일컬어지는 +1/2 칩 지연된 파일럿을 얻기 위해 1 칩 만큼 지연(608)된다. 이러한 파일럿 각각은 복소 입력 신호와 상관된다.

의도된 주기 이후, 예로든 각각의 칩(512)들에서, 에러 메트릭이 다음과 같이 계산된다; (1) 3개의 상관(선행, 지연, 프롬프트)의 각각은 선행 에너지, 프롬프트 에너지, 지연 에너지를 계산하기 위해 자신의 켤레 복소수가 곱해지며; 및 (2) 에러 메트릭은 (선행 에너지-지연 에너지)/프롬프트 에너지로 계산된다.

타이밍 오프셋에 대한 업데이트는 에러 메트릭이 곱해진 통상적으로 0.1-0.3인 몇몇 피드백 계수에 의해 주어진다. 채널의 복소 진폭의 추정은 프롬프트 파일럿에서의 에너지에 의해 (제곱되기 전에) 프롬프트 상관을 나눔으로써 계산된다. 일단 타이밍 오프셋에 대한 업데이트 및 채널 복소 진폭에 대한 업데이트가 계산되면, 4개의 누적기(선행, 지연, 프롬프트, 및 파일럿 에너지)가 0으로 초기화되고 프로세싱이 계속된다.

도 7은 파일럿 제거 모듈에 의해 실행된 파일럿 제거(700)를 도시한 개략적인 다이어그램이다. 파일럿 제거(70)로의 입력은 칩당 1 샘플로 샘플링된 복소 기저대역 입력이다. 추가적으로, 소스들의 리스트, 이들의 타이밍 오프셋, 도플러 오프셋 및 복소 채널 진폭이 CTCE 모듈의 출력으로부터 얻어진다. 이러한 파라미터는 각각의 소스에 대해 파일럿 신호를 생성(702a-c)하기 위해 사용된다. 이어 파일럿은 복소 채널 진폭으로 곱해진다. 이어 파일럿들은 도시한 바와 같이 파일럿 없는 복소 기저대역 데이터를 제공하기 위해 합산되고 및 복소 기저대역 데이터로부터 감산된다. 파일럿 제거 모듈의 출력은 MUD 모듈의 데이터 입력으로 제공된다.

도 8은 본 발명에 다른 앞서 개시된 MUD에 의해 실행된 바와 같이, 다단계 다중 사용자 검색(MUD)(800)의 실시예를 설명한 다이어그램이다. 특히, 설명된 실시예는 검색에 사용된 3개의 단계를 갖는 심볼당 64개의 칩을 사용하는 K 사용자들을 포함한다. 다단계 MUD(800)은 칩당 1 샘플로 파일럿 없는 복소수 기저대역 입력을 수신하고 소프트 심볼 추정 및 비트 추정 출력을 생성한다.

각각의 MUD 단계(800a-c)는 하나 이상의 MUD 프로세싱 엘리먼트(MUDPE), 바람직하게 설명된 예에서는 64인 사용자(K)의 수에 매칭한다. 용이한 설명을 위해, 3개의 MUDPE(804a-c)가 도시된다. MUDPE는 두 개의 기본적인 기능, 즉 입력을 디코딩하고 현재 심볼을 추정하는 복조기, 및 심볼 추정에 기초하여 다음 칩에 대해 현재 사용자의 기여를 추정하는 합성기를 포함한다. 주어진 단계에 대해, 모든 MUDPE(804a-c)의 출력은 파일럿 없는 기저대역 입력의 다음 칩의 추정치를 형성하기 위해 서로 합산된다. 이어 (이전 칩에 대해 계산된) 단계에 대한 현재 칩의 추정치는 이노베이션 신호를 형성하기 위해 파일럿 없는 기저대역 입력으로부터 감산된다. 이러한 이노베이션은 예측될 수 없는 파일럿 없는 기저대역의 성분이다. 소정의 단계에 대한 이노베이션 신호는 상기 단계(800a)에 대한 모든 MUDPE(804a-c)에 대한 입력이다.

각각의 MUDPE(804a-c)는 소정 사용자에 대한 다음 단계를 초기화하기 위해 또는 사용자 이익을 위한 최종 소프트 결정 출력으로서 두 개의 추가의 출력을 생성한다. 첫 번째 출력은 상기 단계를 위한 소프트 결정 출력이다. 각각의 사용자에 대해, 이는 제거된 다중 접속 간섭을 갖는 파일럿 없는 기저대역 입력에 대해 동작하는 매칭된 필터의 선형 누적이다. MUDPE에 대한 내면적으로, 제거된 사용자의 다중 접속 간섭을 갖는 이러한 파일럿 없는 기저대역 입력은 파일럿 없는 기저대역에 대한 사용자의 기여의 MUDPE 예측을 갖는 이노베이션의 합으로서 형성된다. 제 1 단계를 위해, 이러한 누적은 0으로 초기화된다. 이후의 단계동안, 이러한 누적은 이전 단계의 소프트 결정 출력으로 초기화된다.

단계의 두 번째 출력은 다음 단계에 대한 추정인 초기 비트 (또는 BPSK 변조가 아닌 경우 초기 배열 포인트)이다. 이러한 비트 추정은 단계에 의해 프로세싱된 소정의 심볼의 첫 번째 칩에 대한 초기 비트 추정을 위해 사용된다. 제 1 단계에 대해, 비트 추정은 0이다. 실제 비트는 -1 또는 +1이다. 그러나, 소프트 비트 추정 본질을 생성하기 위한 적어도 3개의 방식이 있다. 첫 번째 방식은 간단히 소프트 결정 누적의 부호인 하드 결정 한계를 사용하는 것이다. 최적의 MMSE 추정을 생성하는 두 번째 방식은 소프트 결정 누적의 하이퍼볼릭 아크탄젠트를 계산하는 것이다. 세 번째인 바람직한 방식은 구분적으로 선형 함수를 사용하여 하이퍼볼릭 아크탄젠트 함수를 근사시키는 것이며, 여기서 출력은 만일 입력의 크기가 1 미만인 경우 입력과 동일하지만, 크기가 1이상일 경우 -1 또는 1로 클립핑된다.

소프트 결정 출력 및 비트 추정 출력은 소정의 심볼에 대한 프로세싱 동안 래칭된다. 래치는 완료된 심볼의 종단부에서 클록킹된다. IS95의 경우, 심볼은 64칩이다. 따라서, 현재 상태의 출력이 심볼에 대한 모든 프로세싱된 칩을 가질 때까지 준비되지 않기 때문에, 다음 단계에 대한 입력은 심볼에서의 칩의 수에 의해 지연(802a ,802b)된다. 유사하게, 심볼에서 칩의 수의 크기의 버퍼는 바람직하게 각각의 연속한 단계 사이의 입력에 배치된다.

도 9a 및 9b는 MUDPE(900a, 900b)의 더욱 상세한 개략적인 다이어그램이다. 입력(i(t))은 복소수 이노베이션이다. 복소수 변수(y_k(t))는 사용자(k)에 대한 파일럿 없는 기저대역에 대한 기여의 합성이다. 도 9a에서 설명한 바와 같이, 이러한 기여는 사용자(k), 단계(m)에 대해 이다. 사용자(k) 및 이노베이션(i(t))에 대한 기여(y_k(t))는 사용자(k)로부터의 기여를 재저장하기 위해 서로 합산된다. 이는 수식 에 따라 제거된 모든 다중 접속 간섭을 갖는 사용자(k)에 대한 파일럿 없는 기저대역 신호의 근사(i_k(t))를 형성한다.

MUDPE(900a)는 사용자에 대한 타이임 오프셋 및 왈시 인덱스를 수신하고 신호 파형을 계산하는 신호 합성기(906)를 포함한다. 신호 파형의 계산은 도 11을 참조하여 후술된다.

사용자 추정기(902)는 사용자의 복소수 진폭인 A_k의 추정치를 계산한다. 사용자의 복소수 신호 파형(A_kh_k(t+1))은 사용자의 복소수 진폭 추정 및 신호 파형의 곱(936)으로부터 형성된다. 파형은 다음 칩에 대한 사용자의 기여를 추정하기 위해 현재 칩 동안 계산된다. 지연(914d)에 의해 제공된 하나의 칩 지연은 현재 칩에 대한 기여를 위한 적절한 값을 제공하는 것을 조절한다.

(매칭된 필터 또는 상관으로서 동일하게 관찰될 수 있는) 수신기의 경우, i_k(t)는 신호 파형의 켤레 복소수에 의해 곱해지며, 이어 곱의 실수 부분은 매칭된 필터 항목을 제공하기 위해 취해진다. 이러한 기능은 (1) i_k(t)의 실수부를 신호 파형의 실수 부분과 곱하고, (2) i_k(t)의 허수부를 신호 파형의 허수 부분과 곱(928)하고, 및 (3) 상기 두 곱을 서로 합(930)하여 실수 성분을 도출하는 것을 포함한다. 이러한 값은 누적(912)을 위해 제공된다. 지연 엘리먼트(914a)를 통과한 피드백과 함께, 이는 앞선 칩의 누적된 값을 누적기로 전달하고, 입력을 위해 상기 값을 사용자 진폭 추정기(902)로 효과적으로 전달하며, 도 10(10 또는 11)을 참조하여 후술된 바와 같이 사용자 진폭 추정에 사용된다. 각각의 심볼 경계에서, 누적기는 0으로 곱(944)해짐으로써 지워진다.

누산기(934)를 표준화하기 위해, 매칭된 필터 출력값은 곱셉기(934)를 통해, 이노베이션 편차(2/σ²)의 추정치의 역을 두 배로 스케일링된다. 이노베이션 편차의 실행 추정치는 이하의 소계: 0.01×제곱된 현재 이노베이션+누적기(934)에서의 이전 값의 0.99배를 계산함으로써 MUDPE(900a) 이상으로 계산된다.

현재의 칩에 대한 표준화되고 매칭된 필터 출력값은 소프트 심볼 출력(S_km(t))에 대한 누적기(934)에 제공된다. 누적기(934)는 또한 지연(914c)을 통해 앞서 누적된 값을 수신하며, 그로 인해, 이는 칩 기반에 대해 증가된 소프트 심볼에 대한 누적된 값을 유지한다. 소프트 심볼 출력(S_km(t))은, 전체 심볼 주기 동안 사용자(k)에 대해 누적된 출력(S_km(Fk(t)+L-1))을 저장하기 위해 심볼 엔드에서 클록킹된 래치(908a)에 제공된다.

소프트 심볼 출력(S_km(t))은 또한 비트 추정 계산 모듈(904)을 통과한다. 일 실시예에서, 비트 추정 계산 모듈(904)은 비선형 계산, 더욱 상세하게는 하이퍼볼릭 탄젠트 함수에 대한 구간 선형 근사이다. 택일적 실시예에서, 다른 비선형 계산, 또는 선형 계산은 비트 추정을 위해 사용될 수도 있다. 얻어진 비트 추정()은 래치(908b)에 대한 출력이며, 이는 최종 비트 추정치()를 제공하기 위한 심볼 엔드에서 클록킹된다. 이러한 래치(908b)는 심볼 주기의 끝에서 이러한 단계에 대한 사용자(k)에 대한 소프트 비트 추정치를 제공한다.

멀티플렉서(942)는 예상된 기지의 비트 추정치()를 제어한다. 만일 (t+1)이 심볼에서 첫 번째 칩을 나타낼 경우, 멀티플렉서는 이전 단계 또는 0으로부터 비트 추정치를 선택한다. 그렇지 않으면, 이다.

예상된 비트 추정치()는 앞서 설명한 신호 파형()에 의해 또한 곱(938)해진다. 다음 시간 단계에서 제거를 가능하게 하기 위해, 이러한 예상은 다음 시간 단계 동안 이노베이션 신호의 누적을 향해 제공된다. 결과는 다음 칩을 위한 신호에 대한 사용자의 기여의 예상이다. 이러한 양은 ()같은 다음 칩을 위한 다음 이노베이션 신호와 합산될 칩 지연(914b)을 통해 역제공되고, 또한 모든 다른 사용자의 예상에 부가될 MUDPE(900a)로부터 출력된다.

MUDPE(900a)는 앞서 소개된 다단계 프로세싱과 함께 연산된다. 이를 누적하기 위해, 심볼의 시작에서, 누산기(934)는 이전 단계로부터 누적된 소프트 심볼로부터의 입력을 취하고 멀티플렉서(940)에 의해 선택된다. 만일 어떠한 이전 단계도 없다면, 0이 누적된 소프트 심볼 값으로 입력된다.

MUDPE(900a) 기능은 수신기 내에서 실행된다. 이는 소프트웨어, 또한 하드웨어, 펌웨어, 또는 소정의 가능한 하드웨어, 펌웨어 및/또는 소프트웨어의 조합으로 제공될 수도 있다. MUDPE(900a) 소프트웨어는 명령이 프로세서에 의해 실행되는 컴퓨터 시스템의 일부일 수도 있다. 이는 CD 또는 다른 형태의 광 디스크, 자기 저장 장치, 플래시 메모리 등과 같은 소프트웨어를 저장하는 저장 매체의 형태일 수 있다.

비록 개념적이지만, 각각의 단계 동안 각각의 사용자를 위한 하나의 MUDPE(900a)가 있으며, 도 9b에 도시된 바와 같이 단일의 물리적 MUDPE(900b)로서 다중 논리 MUDPE를 실행하는 것이 가능하다. 이러한 배열은 하드웨어 실행에 가장 유용할 것이다. 통상적으로, MUDPE(900b)는 MUDPE(900a)와 유사하며, 종료까지 유사하게 넘버링된 항목은 전술한 바와 같이 동작한다. 그러나, 개별 래치들(908a, b) 대신에, 래치들(920a, b)의 필수적인 수(N)가 사용되며, 칩 지연(914a-d) 대신에, "N 칩" 지연들(922a-d)이 사용된다. 게다가, 사용자 진폭 추정 및 신호 합성기 블록은 N 각각의 사용자에 대한 이들의 출력을 멀티플렉싱할 수 있도록 메모리를 갖기 위해 변경될 수도 있다. 기능적으로, MUDPE(900b)는 버퍼의 오버 클록킹 및 추가와 함께 앞서 전술된 MUDPE(900a)와 같이 동작한다. 상이한 사용자들을 함께 부가하기 위해 출력에서의 누적 및 클록 지연이 또한 존재한다. 이노베이션 신호 입력 및 출력에서의 누적된 사용자 기여가 칩 속도로 클록킹되는 동안, MUDPE(900b) 간격은 칩 속도의 N배로 클록킹된다. 소프트 심볼 출력 및 비트 추정 출력은 또한 심볼 속도 클록킹을 사용하여 다음 단계와 또한 동기화되어야 한다.

상이한 단계로부터의 추정치를 함께 결합하는 몇몇 상이한 방식이 있다. 도 9c-9f는 4개의 실시예를 설명한다.

도 9c는 MUDPE의 변형이다. ""로그 가능도"로서 해석하기 위한 누적된 소프트 결정을 위해, 매칭된 필터 출력의 누적은 1 심볼 주기에 대해 효과적으로 실행되어야 한다. 이는 심볼에 칩의 수로 이전 단계의 누적된 소프트 심볼을 나눔(946)으로써, 그리고 이를 감산 엘리먼트를 사용하여 현재 매칭된 필터 항목으로부터 감산(948)함으로써 도 9c에서 달성된다. 심볼 주기의 끝에서, 이전 단계로부터의 전체 누적된 소프트 심볼은 누적이 현재 상태로부터의 매칭된 필터 항목의 소프트 항목이 되도록 감산되어야 할 것이다.

도 9d는 MUDPE의 다른 변형예이다. 이러한 변형에서, 이전 단계로부터 평균을 감산하는 것 대신에, 실제 매칭된 필터 항목은 단계들 사이에서 전달되고 감산된다. 더욱 상세하게, 각각의 칩에 대해 이노베이션 편차(2/σ²)로 스케일링된 매칭된 필터 항목은 선입선출(FIFO) 버퍼 엘리먼트(950)로 전달되고 칩 속도로 클록킹된다. 이전 단계로부터 스케일링되고 매칭된 필터 항목을 나타내는 신호는 입력이며 감산 엘리먼트(948)를 사용하여 현재의 스케일링되고 매칭된 필터 항목으로부터 감산된다. 최종 결과는 각각의 칩에서, 누산기가 각각의 칩에 대한 스케일링되고 매칭된 필터 항목을 사용하여 정확한 누산을 포함한다는 것이다. 심볼의 시작에서부터 현재 심볼까지의 칩에 대해, 누산은 가장 최근의 값을 가지며, 현재 칩 이후의 칩 동안, 누산은 이전 단계에 사용된 값을 갖는다. 이러한 기술의 이점은 평균 값에 의해 감산될 근사값을 필요로 하지 않는 것이다. 이러한 단점은 부가의 FIFI 버퍼를 필요로 한다는 것이다.

도 9e는 MG-MUD의 제 1 단계에서 사용될 수 있는 MUDPE의 또다른 변형이다. 이러한 변형은 누산기(912, 도 9a)의 기능을 누산기(934)로 통합하고, 입력보다는 누산기(934)의 출력에서의 곱셈 엘리먼트(932)의 배치를 포함한다. 만일 이러한 변형이 제 1 단계에서 사용되었다면, 누산기(912 및 934)가 어쨌든 0으로 초기화될 것이다. 유사하게, 첫 번째 칩에 대해, 멀티플렉싱 엘리먼트(942)가 비트 추정치를 0으로 선택하고, 다음 N-1 칩들에 대해, 비선형의 출력으로부터 비트 추정치를 선택하는데, 여기서 N은 심볼당 칩의 수이다.

도 9f는 도 9e의 유사한 변형이다. 이는 이러한 구조를 사용하여 PIC 알고리즘을 실행하는데 사용된다. 근본적인 차이점은 멀티플렉싱 엘리먼트(942, 도 9e)가 완전히 제거된 것이다. 비선형의 출력(904)인 현재 비트 추정치()는 심볼 엔드에서 래칭된다. 예상에 사용된 추정치()는 이전 단계로부터 추정치로 선택된다.

본 발명의 또다른 특징에 따라, 재구성 가능한 구조는 업데이트 게인 팩터 및 비선형 함수의 선택을 통해 다양한 MUD 방법을 실행한다. (귀납적 다단계 MUD(RMSM) 알고리즘 구조로 불리는) 이러한 구조는 다양한 MUD 방법에 공통인 기본 함수의 다단계 샘플-레벨 실행이다. 공통 함수는 다단계 예상 및 업데이트 수식 및 대각 게인 행렬 업데이트 수식을 포함한다. RMSM 구조는 방법에 대응하는 시간 및 단계-의존 게인 팩터를 적용하고 계산함으로써 특정 MUD 방법으로 구성된다. 구성은 또한 심볼 추정에 사용된 방법-특정 비선형 함수의 선택, 및 방법-특정 상태 업데이트 수식의 선택을 또한 포함한다. RMSM 구조에 의해 지지된 MUD 알고리즘은 혼합 가우시안 복조, PIC, 부분 PIC, 디커플링된 칼만 복조, 및 하이브리드 다단계 MUD 방법을 포함한다.

도 9g는 RMSM 구조를 실행하는 MUD 프로세싱 엘리먼트(900g)의 실시예를 도시한다. 이러한 프로세싱 엘리먼트(900g)는 단일 구조로 도 9a-9e에 도시된 프로세싱 엘리먼트의 기능을 실행한다. 프로세싱 엘리먼트(900g)는 추가의 스위치(952, 954, 956)를 포함하고, 상이한 세트의 게인 팩터(β_km(t))의 도입 및 가능도 관련 항목(ξ_km(t))의 감산(956)을 조절한다.

도 9g는 매우 단순화되었지만, 나머지는 도 9a-f와 동일하다. 우선, 이는 일반적으로 비선형 결정 함수(904)를 도시한다. 다른 실시예와 마찬가지로, 다양한 비선형 결정 함수가 도면들의 일부에 도시된 tanh 함수를 포함하여 제공될 수도 있지만 이에 한정되지는 않는다. 게다가, 복소수 경로가 두 개의 라인대신에 단일 볼드 라인으로 도시된다. 결과적으로, 곱셈(928) 함수는 곱셈기(926)로 통합된다. 복소수 곱셈기(926)는 인입 신호를 동기화된 신호 파형으로 곱한다. 함수(964)는 켤레 연산을 실행한다. 이러한 설계가 다양한 다른 알고리즘을 실행할 수 있는 구조를 실시하기 때문에, 크기 스케일링 함수(962), 스위치(952) 및 곱셈기의 역수가 제공되어, 상이한 게인 팩터(b(t))가 사용될 수 있으며 사용자 진폭이 조정될 수 있다. 게다가, 각각의 멀티플렉서 및 지연에 의해 제공된 기능은 도시되지 않지만, 도시된 누산기(912, 934)로 통합될 것이 이해된다.

게인 팩터의 우측 세트를 선택하고, 다양한 스위치를 세팅하고, 원하는 비선형 결정 함수를 선택함으로써, 이러한 프로세싱 엘리먼트g)는 PIC, PPIC, DKD, MGMUD, 또는 다양한 하이브리드 다단계 방법과 같은 소정의 다양한 MUD 알고리즘의 단일 단계를 실행하도록 용이하게 구성될 수 있다.

종종, 게인 팩터의 방법 특정 세트는 사전 계산되고 케이블에 저장될 수 있다. 가장 통상적인 형태에서, 각각의 테이블의 크기는 [N×M×K] 테이블이며, 여기서, N은 칩/심볼의 수, M은 상태의 수, K는 사용자(또는 채널)의 전체 수이다. 심볼내의 현재 사용자, 현재 프로세싱 단계, 및 현재 칩은 테이블로의 인덱스들을 결정한다.

게인-팩터 벡터(β_km(t))는 유효한 현재 알고리즘의 함수 및 상태 수이다.

PIC의 경우, 게인 팩터는 상태 및 사용자에 독립적이고, 이며, 여기서 n_k={1, ... , N}는 심볼내의 현재 칩 인덱스이며, N은 심볼당 칩의 수이다.

부분 PIC 알고리즘에 대한 게인 팩터는 PIC와 유사하지만, 단계 의존 가중치:(여기서, 0≤λ_m≤1)를 포함한다. 명목상, lm은 단계 수가 증가함에 따라 1.0에 접근한다.

명칭이 암시하듯, 블록 구조의 혼합 게인 칼만 복조기(BFKD)에 대한 게인 팩터는 간단히 이며, 여기서, α_m은 0과 1 사이의 사용자 한정 값을 취한다. 알고리즘 설명 및 관련 참조를 위해, 3003년 10월 13-16일의 IEEE Milcom 2003 컨퍼런스의 회의록인 B.Flanagan 및 J.Dunyak의 "Steady State Kalman Filter Technique for Multiuser Detection,"를 참조하라.

디커플링된 칼만 복조에 대한 게인 팩터("DKD 게인 팩터")는 2002년 무선 및 광통신 회의의 IEEE 회의록인 J.Dunyak, "A Decoupled Kalman Filter Technique for Miltiuser Detection of Pulse Amplitude Modulatin CDMA"에 따라 한정될 수 있다.

몇몇 비선형 결정 함수 중 하나는 원하는 알고리즘에 의존하여 선택될 수 있다는 것을 가정한다. 지원 함수는 하드-리미터, 부호 함수, 클립핑 리미터, 삭제, 및 하이퍼볼릭 탄젠트를 포함한다. 삭제는 입력 신호에 따라 -A, 0, +A의 출력을 할당하는 3-레벨 함수이다.

전술한 바와 같이, 단지 몇몇 파라미터의 변화로, RMSM 구조는 특정 알고리즘에 적용될 수 있다. 도 9x를 참조하면, 각각의 특정 알고리즘에 대한 구성은 다음과 같다.

PIC의 경우:

1. PIC에 대한 게인 팩터를 사용함.

2. 게인 팩터가 사용자 진폭의 절대값의 역수에 의해 스케일링되도록 스위치(A)를 설정.

3. 재생성된 신호가 입력 복소수 기저대역 이노베이션(i(t))에 부가되도록 스위치(B)를 설정.

4. 이전 단계로부터의 비선형 심볼 추정치가 시간 마다 시용되도록 스위치(C)를 트리거링.

5. 선행 1/N 스케일링으로 원하는 비선형 검색 함수를 선택.

6. 가능도 항목(ξ_km(t)=0)을 선택, 여기서 N은 칩/심볼의 수.

PPIC의 경우:

1. 부분 PIC에 대한 게인 팩터를 사용.

5. 선행 1/N 스케일링으로 원하는 비선형 검색 함수를 선택.

6. 가능도 항목(ξ_km(t)=0)을 선택.

MG-MUD의 경우:

1. MG-MUD에 대한 게인 팩터 사용.

2. 게인 팩터가 1에 의해 스케일링되도록 스위치(A) 선택.

3. 재성성된 신호가 입력 복소수 기저대역 이노베이션(i(t))에 부가되도록 스위치(B)를 설정.

4. 현재의 비선형 심볼 추정치가 심볼 경계의 시작을 제외한 매 시간마다 사용되도록 스위치(C)를 트리거링. 이 경우, 이전 단계로부터의 비선형 심볼 추정이 사용됨.

5. 하이퍼볼릭 탄젠트 또는 클립핑 리미터를 선택.

6. MG-MUD의 도 9a 버젼을 실행하기 위해, 가능도 항목(ξ_km(t)=0)을 선택. 도 9c 버젼을 실행하기 위해, ξ_km(t)=(이전 단계로부터의 소프트 심볼 추정치)/N을 선택. 도 9d 버젼을 실행하기 위해, ξ_km(t)가 이전 단계로부터의 대응하는 매칭된 필터 항목과 동일하게 선택.

DKD의 경우:

1. 전술된 DKD 게인 팩터를 사용.

2. 스위치(A(952))를 1로 설정.

3. 스위치(B)를 0으로 설정.

5. <TBD> 비선형 함수를 선택.

6. 가능도 항목(ξ_km(t)=0)을 선택.

BFKD의 경우:

1. BFKD의 게인 팩터를 사용.

2. 스위치(A(952))를 1로 설정.

3. 스위치(B)를 0으로 설정.

5. <TBD> 함수를 선택.

6. 가능도 항목(ξ_km(t)=0)을 선택.

도 10은 전술된 MUDPE(900a, 900b)에 사용될 수 있는 사용자 진폭 추정기(1000)의 실시예의 개략적인 다이어그램이다. 전술한 바와 같이, 심볼의 시작에서 언제나 0으로 초기화되고 표준화되지 않은, 매칭된 필터 출력의 제 2 누산이 실행된다. 이는 매칭된 필터 누산 입력으로 일컬어지며, 이는 사용자 진폭 추정기(1000)에 의해 수신된다. 추가의 입력은 도시된 바와 같이, 타이밍 오프셋의 분할 부분, 복소수 채널 추정치, 및 이노베이션 편차(2/σ₂)의 역수의 2배를 포함한다. 1/16의 칩 해상도에 대한 타이밍 오프셋의 경우, 타이밍 오프셋의 분할 부분과 관련하여 ,이러한 수는 이진 포인트의 우측의 모든 비트를 갖는 4-비트 양(0-15)일 것이다. 이러한 값은 상기 위상에 대한 파일럿 파워를 룩업하는데 사용될 것이다. 파일럿 파워 룩업 테이블(LUT)(1010)은 이러한 정보를 제공하기 위해 위상에 대응하는 파일럿 파워를 사전 저장한다. 이노베이션 편차의 2배의 값은 MUDPE의 나머지에 제공되는 바와 같이 전술된 값이다. 복소수 채널 추정치는 전술한 CTCE 모듈로부터 얻어진다.

사용자의 상대적인 진폭은 파일럿의 진폭에 대한 사용자의 진폭의 비를 측정한, 통상적으로 1미만의 양수이다. 사용자 진폭 추정기(1000)는 매 심볼 마다 이러한 양의 제곱의 포인트 추정치를 계산하며, 포인트 추정치 및 사용자의 상대적인 진폭의 제곱의 사전의 현재 추정치를 얻을 것이다. 더욱 상세하게는, 도면에서 0.99인, 파라미터(α)의 경우, 추정기(1000)은 포인트 추정치의 0.01(1-α)배에 이전 추정치의 0.99(α)배를 더한다. 결과는 심볼 속도(1014)로 클록킹되며, 결과의 제곱근(1016)은 사용자 복소수 진폭 추정치를 제공하기 위해 복소수 채널 추정치로 곱해진다.

포인트 추정치는 심볼의 끝에서의 매칭된 필터 누적 출력의 제곱된 크기(1002)를 선택하고, 이를 제곱된 사용자의 상대적인 진폭의 이전 추정치(1004)의 역수로 곱함으로써 계산된다. 결과는 스케일 팩터로 곱해지고 바이어스는 제거된다. 끝으로, 포인트 추정치는 0 내지 1의 범위(1008)로 제한된다. 제곱된 사용자의 상대적인 진폭의 새로운 추정치에 제곱근이 취해지며, 상기 사용자에 대한 복소수 진폭 추정치를 얻기 위해 복소수 채널 진폭 추정치에 의해 곱해진다. 계산에서 사용된 스케일 및 바이어스가 다음과 같이 계산된다. 복소수 채널 추정치(1012)의 제곱된 크기는 이노베이션 편차의 역수의 두 배로 곱해진다. 이는 또한 파일럿 파워 LUT(1010)로부터 제공된 바와 같이 파일럿 파워로 곱해지며, 이는 타이밍 오프셋의 분할 부분을 나타내는 4-비트에 따라 다양해질 수도 있다. 역수는 바이어스처럼 결과(1018)로 취해진다. 이어 양은 이노베이션 편차의 역수의 두 배로 곱해지며 출력은 스케일을 생성하기 위해 제곱(1006)된다.

도 11은 신호 합성기(1100)의 실시예를 나타낸 개략적인 다이어그램으로, 이는 전술한 파일럿 획득, CTCE, 및 파일럿 제거 모듈 및 MUDPE에 의해 사용될 수 있다. 실수 및 허수 파일럿은 IS95와 같이 표준으로 특정된 선형 패드백 쉬프트 레지스터를 사용하여 계산된다. 64왈시 채널 각각에 대해, 상이한 코드가 왈시 테이블(1102)로부터 제공된다. 결과는 이진 시퀀스이다. "0" 비트는 심볼 1로 맵핑되고, "1"비트는 심볼 -1로 맵핑된다. 요구되는 16 분할 오프셋 중 하나에서 파일럿의 인터폴레이팅된 버젼을 생성하기 위해, 이진 입력은 필터링(1108,1110)되어야 한다. 바람직한 실시예에서, 이러한 필터는 12-탭 유한 임펄스 응답이다. 결과는 왈시 코드"0"(모두 1)으로 합성화된 파일럿, 또는 소정의 다른 왈시 채널에 대한 신호 시퀀스이다.

도 12는 MUDPE 신호 합성기(1200)에 의해 사용될 수 있는 서브-칩 인터폴레이션을 나타내며, 더욱 상세하게는 3개의 상이한 실행(1202, 1204, 1206)을 나타낸다. 입력이 2진수이기 때문에, 출력은 룩업 테이블을 사용하여 계산할 수 있다. 룩업 테이블의 비용 대 가산기를 사용하는 비용에 따른 실행에서 행해질 몇몇 트레이드오프가 있다. 특히, 16개의 가능한 분할 오프셋이 있기 때문에, 4비트는 올바른 필터를 선택하는데 사용되어야 한다. 하나의 테이블 실행(1202)은 출력을 생성하기 위해 16 비트(상기 분할 오프셋을 선택하기 위해 데이터 입력을 위한 12-비트에 4-비트를 더함) 또는 65536 위치를 필요로 하지만, 어떠한 추가 로직은 사용하지 않는다. 두 개의 테이블 실행(1204)은 두 개의 10-비트 테이블, 또는 2×1024=2048 위치를 필요로 한다. 10 비트의 경우, 4비트는 분할 오프셋을 선택하고, 나머지 6비트는 12-비트 시퀀스의 첫 번째 절반 또는 두 번째 절반이다. 두 테이블의 출력은 12-탭 FIR 필터를 실현시키기 위해 함께 부가되어야 한다. 3-탭 실행(1206)에서, 세 개의 8-비트 테이블 또는 3×256=768 위치가 요구된다. 8 비트의 경우, 4비트는 분할 오프셋을 선택하고, 나머지 4 비트는 12-비트 입력 시퀀스의 첫 번째, 두 번째, 또는 세 번째 4-비트 세그먼트이다.

본 발명의 실시예는 CDMA 통신 환경에서 향상된 간섭 제거를 생성 및 제공한다. 비록 본 발명이 소정 실시예에서 상세히 설명되었지만 본 발명의 사상을 벗어나지 않고 변형될 수 있다. 따라서, 이하의 청구항은 실시예에 의해 한정되지는 않는다.

Claims

다수의 사용자들이 공유 채널을 통해 통신하는 통신 시스템에서 다중 사용자 간섭을 제거하는 방법으로서,

전체 심볼 주기 미만의 서브-심볼 간격들에서 생성된 다수의 이산 값들을 제공하는 입력을 수신하는 단계를 포함하는데, 현재의 이산 값은 현재의 심볼에 대한 현재의 서브-심볼 간격에 대응하고, 이전의 이산 값은 상기 현재의 심볼에 대한 이전의 서브-심볼에 대응하며; 및

상기 서브 심볼 간격들에서 다수의 사용자들로부터 소정의 사용자에 대한 심볼들을 추정하는 단계를 포함하며, 소정의 사용자에 대한 현재의 추정은 상기 소정의 사용자에 대한 상기 현재의 심볼에 대응하는 상기 현재의 이산 값의 일부를 추정하고 상기 이전의 서브-심볼 간격 동안 상기 이전의 이산 값으로부터 결정된 바와 같이 상기 다수의 사용자들에 의해 생성된 간섭을 제거하는, 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 통신 시스템은 코드 분할 다중 접속 통신 시스템인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 서브-심볼 간격들은 칩 간격들인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 소정의 사용자에 대한 심볼을 추정하는 것은 다수의 프로세싱 단계에 의해 실행되는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 1 항에 있어서, 다수의 프로세싱 엘리먼트들은 상기 다수의 사용자들에 의해 생성된 간섭의 제거를 조절하도록 상기 서브-심볼 간격들에서 상기 다수의 사용자들 각각에 대한 추정들을 각각 실행하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 4 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계는 제 1 단계 및 제 2 단계를 포함하며, 상기 제 1 단계는 상기 소정의 사용자에 대한 누적된 소프트 심볼 출력을 상기 제 2 단계에 제공하고, 상기 제 2 단계는 상기 누적된 소프트 심볼 출력을 사용하여 상기 소정의 사용자에 대한 심볼을 추정하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 제 2 단계에 의해 수신된 상기 입력은 상기 제 1 단계에 의해 수신된 입력과 관련하여 심볼 주기에 의해 지연된 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 1 항에 있어서, 심볼 추정은 최소 평균 제곱 에러 추정 중 하나에 기초한 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 8 항에 있어서, 상기 최소 평균 제곱 오차 추정은 선형 평균 제곱 오차 추정인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 1 항에 있어서, 심볼 추정은 혼합 가우시안 분포에 기초한 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 4 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계로부터의 개별 단계는 상이한 형태인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 4 항에 있어서, 다수의 프로세싱 단계들의 각각의 프로세싱 단계는 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 다중 사용자 검색 알고리즘을 실행하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 4 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계들의 각각의 프로세싱 단계는 귀납적 다단계 복조를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 13 항에 있어서, 상기 귀납적 다단계 복조기는 대응하는 프로세싱 단계들이 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 다중 사용자 검색 알고리즘을 실행할 수 있도록 재구성 가능한 게인 팩터 및 비선형 함수 모듈들을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
다수의 사용자들이 공유 채널을 통해 통신하는 통신 시스템에서 다중 사용자 간섭을 제거하는 장치로서,

전체 심볼 주기 미만의 서브-심볼 간격들에서 생성된 다수의 이산 값들을 수신하는 입력부를 포함하는데, 현재의 이산 값은 현재의 심볼에 대한 현재의 서브-심볼 간격에 대응하고, 이전의 이산 값은 상기 현재의 심볼에 대한 이전의 서브-심볼에 대응하며; 및

상기 서브 심볼 간격들에서 소정의 사용자에 대한 심볼들을 추정하고, 상기 입력부와 통신하는 제 1 프로세싱 단계를 포함하며, 소정의 사용자에 대한 현재의 추정은 상기 소정의 사용자에 대한 상기 현재의 심볼에 대응하는 상기 현재의 이산 값의 일부를 추정하고 상기 이전의 서브-심볼 간격 동안 상기 이전의 이산 값으로부터 결정된 바와 같이 상기 다수의 사용자들에 의해 생성된 간섭을 제거하는, 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 통신 시스템은 코드 분할 다중 접속 통신 시스템인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 서브-심볼 간격들은 칩 간격들인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 제 1 프로세싱 단계는 상기 소정의 사용자에 대한 심볼들을 추정하기 위해 사용된 다수의 프로세싱 단계들 중 하나인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 프로세싱 단계는 상기 다수의 사용자들에 의해 생성된 간섭의 제거를 조절하도록 상기 서브-심볼 간격들에서 상기 다수의 사용자들 각각에 대한 추정들을 각각 실행하는 다수의 프로세싱 엘리먼트를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 18 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계는 제 1 단계 및 제 2 단계를 포함하며, 상기 제 1 단계는 상기 소정의 사용자에 대한 누적된 소프트 심볼 출력을 상기 제 2 단계에 제공하고, 상기 제 2 단계는 상기 누적된 소프트 심볼 출력을 사용하여 상기 소정의 사용자에 대한 심볼을 추정하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 제 1 프로세싱 단계는 추정 심볼에서 최소 평균 제곱 오차 추정을 실행하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 21 항에 있어서, 상기 최소 평균 제곱 오차 추정은 선형 평균 제곱 오차 추정인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 제 1 프로세싱 단계는 심볼들의 추정시, 혼합 가우시안 분포를 실행하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 18 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계로부터의 개별 단계는 상이한 형태인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 18 항에 있어서, 다수의 프로세싱 단계들의 각각의 프로세싱 단계는 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 다중 사용자 검색 알고리즘을 실행하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 18 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계들의 각각의 단계는 귀납적 다단계 복조기를 포함하며, 상기 귀납적 다단계 복조기는 대응하는 프로세싱 단계들이 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 다중 사용자 검색 알고리즘을 실행하는 대응하는 프로세싱 단계들을 제공하도록 재구성 가능한 게인 팩터 및 비선형 함수 모듈들을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
다수의 사용자들이 공유 채널을 통해 통신하는 통신 시스템에서 다중 사용자 간섭을 제거하며, 컴퓨터 판독가능 매체에 저장되고 연산들을 수행하기 위해 적용되는 컴퓨터 프로그램 제작물로서,

전체 심볼 주기 미만의 서브-심볼 간격들에서 생성된 다수의 이산 값들을 제공하는 입력을 수신하는 단계를 포함하는데, 현재의 이산 값은 현재의 심볼에 대한 현재의 서브-심볼 간격에 대응하고, 이전의 이산 값은 상기 현재의 심볼에 대한 이전의 서브-심볼에 대응하며; 및

상기 서브 심볼 간격들에서 다수의 사용자들로부터 소정의 사용자에 대한 심볼들을 추정하는 단계를 포함하며, 소정의 사용자에 대한 현재의 추정은 상기 소정의 사용자에 대한 상기 현재의 심볼에 대응하는 상기 현재의 이산 값의 일부를 추정하고 상기 이전의 서브-심볼 간격 동안 상기 이전의 이산 값으로부터 결정된 바와 같이 상기 다수의 사용자들에 의해 생성된 간섭을 제거하는, 컴퓨터 프로그램 제작물.
제 27 항에 있어서, 상기 통신 시스템은 코드 분할 다중 접속 통신 시스템인 것을 특징으로 하는 컴퓨터 프로그램 제작물.
제 27항에 있어서, 상기 서브-심볼 간격들은 칩 간격들인 것을 특징으로 하는 컴퓨터 프로그램 제작물.
제 27 항에 있어서, 상기 심볼들은 다중 비트 심볼들인 것을 특징으로 하는 컴퓨터 프로그램 제작물.
다수의 사용자들이 공유 채널을 통해 통신하는 통신 시스템에서 다중 사용자 간섭을 제거하는 방법으로서,

전체 심볼 주기 미만의 서브-심볼 간격들에서 생성된 다수의 이산 값들을 제공하는 입력을 수신하는 단계를 포함하는데, 현재의 이산 값은 현재의 다중 비트 심볼에 대한 현재의 서브-심볼 간격에 대응하고, 이전의 이산 값은 상기 현재의 다중 비트 심볼에 대한 이전의 서브-심볼에 대응하며; 및

상기 서브 심볼 간격들에서 다수의 사용자들로부터 소정의 사용자에 대한 심볼들을 추정하는 단계를 포함하며, 소정의 사용자에 대한 현재의 추정은 상기 소정의 사용자에 대한 상기 현재의 다중 비트 심볼에 대응하는 상기 현재의 이산 값의 일부를 추정하고 상기 이전의 서브-심볼 간격 동안 상기 이전의 이산 값으로부터 결정된 바와 같이 상기 다수의 사용자들에 의해 생성된 간섭을 제거하는, 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 31 항에 있어서, 상기 통신 시스템은 코드 분할 다중 접속 통신 시스템인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 31 항에 있어서, 상기 서브-심볼 간격들은 칩 간격들인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 31 항에 있어서, 상기 소정의 사용자에 대한 심볼을 추정하는 것은 다수의 프로세싱 단계에 의해 실행되는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 31 항에 있어서, 다수의 프로세싱 엘리먼트들은 상기 다수의 사용자들에 의해 생성된 간섭의 제거를 조절하도록 상기 서브-심볼 간격들에서 상기 다수의 사용자들 각각에 대한 추정들을 각각 실행하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 34 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계는 제 1 단계 및 제 2 단계를 포함하며, 상기 제 1 단계는 상기 소정의 사용자에 대한 누적된 소프트 심볼 출력을 상기 제 2 단계에 제공하고, 상기 제 2 단계는 상기 누적된 소프트 심볼 출력을 사용하여 상기 소정의 사용자에 대한 심볼을 추정하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 36 항에 있어서, 상기 제 2 단계에 의해 수신된 상기 입력은 상기 제 1 단계에 의해 수신된 입력과 관련하여 심볼 주기에 의해 지연된 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 31 항에 있어서, 심볼 추정은 최소 평균 제곱 에러 추정 중 하나에 기초한 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 38 항에 있어서, 상기 최소 평균 제곱 오차 추정은 선형 평균 제곱 오차 추정인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 31 항에 있어서, 심볼 추정은 혼합 가우시안 분포에 기초한 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 34 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계로부터의 개별 단계는 상이한 형태인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 34 항에 있어서, 다수의 프로세싱 단계들의 각각의 프로세싱 단계는 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 다중 사용자 검색 알고리즘을 실행하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 34 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계들의 각각의 프로세싱 단계는 귀납적 다단계 복조를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 43 항에 있어서, 상기 귀납적 다단계 복조기는 대응하는 프로세싱 단계들이 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 다중 사용자 검색 알고리즘을 실행할 수 있도록 재구성 가능한 게인 팩터 및 비선형 함수 모듈들을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
다수의 사용자들이 공유 채널을 통해 통신하는 통신 시스템에서 다중 사용자 간섭을 제거하는 장치로서,

전체 심볼 주기 미만의 서브-심볼 간격들에서 생성된 다수의 이산 값들을 수신하는 입력부를 포함하는데, 현재의 이산 값은 현재의 다중 비트 심볼에 대한 현재의 서브-심볼 간격에 대응하고, 이전의 이산 값은 상기 현재의 다중 비트 심볼에 대한 이전의 서브-심볼에 대응하며; 및

상기 서브 심볼 간격들에서 소정의 사용자에 대한 심볼들을 추정하고, 상기 입력부와 통신하는 제 1 프로세싱 단계를 포함하며, 소정의 사용자에 대한 현재의 추정은 상기 소정의 사용자에 대한 상기 현재의 다중 비트 심볼에 대응하는 상기 현재의 이산 값의 일부를 추정하고 상기 이전의 서브-심볼 간격 동안 상기 이전의 이산 값으로부터 결정된 바와 같이 상기 다수의 사용자들에 의해 생성된 간섭을 제거하는, 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 45 항에 있어서, 상기 통신 시스템은 코드 분할 다중 접속 통신 시스템인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 45 항에 있어서, 상기 서브-심볼 간격들은 칩 간격들인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 45 항에 있어서, 상기 제 1 프로세싱 단계는 상기 소정의 사용자에 대한 심볼들을 추정하기 위해 사용된 다수의 프로세싱 단계들 중 하나인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 45 항에 있어서, 상기 프로세싱 단계는 상기 다수의 사용자들에 의해 생성된 간섭의 제거를 조절하도록 상기 서브-심볼 간격들에서 상기 다수의 사용자들 각각에 대한 추정들을 각각 실행하는 다수의 프로세싱 엘리먼트를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 48 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계는 제 1 단계 및 제 2 단계를 포함하며, 상기 제 1 단계는 상기 소정의 사용자에 대한 누적된 소프트 심볼 출력을 상기 제 2 단계에 제공하고, 상기 제 2 단계는 상기 누적된 소프트 심볼 출력을 사용하여 상기 소정의 사용자에 대한 심볼을 추정하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 45 항에 있어서, 상기 제 1 프로세싱 단계는 추정 심볼에서 최소 평균 제곱 오차 추정을 실행하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 51 항에 있어서, 상기 최소 평균 제곱 오차 추정은 선형 평균 제곱 오차 추정인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 45 항에 있어서, 상기 제 1 프로세싱 단계는 심볼들의 추정시, 혼합 가우시안 분포를 실행하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 48 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계로부터의 개별 단계는 상이한 형태인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 48 항에 있어서, 다수의 프로세싱 단계들의 각각의 프로세싱 단계는 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 다중 사용자 검색 알고리즘을 실행하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 48 항에 있어서, 상기 다수의 프로세싱 단계들의 각각의 단계는 귀납적 다단계 복조기를 포함하며, 상기 귀납적 다단계 복조기는 대응하는 프로세싱 단계들이 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 다중 사용자 검색 알고리즘을 실행하는 대응하는 프로세싱 단계들을 제공하도록 재구성 가능한 게인 팩터 및 비선형 함수 모듈들을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
다수의 사용자들이 공유 채널을 통해 통신하는 통신 시스템에서 다중 사용자 간섭을 제거하는 방법으로서,

전체 심볼 주기 미만인 서브-심볼 간격에서 생성된 다수의 이산 값들을 제공하는 데이터 세트를 수신하는 단계; 및

다수의 사용자들의 적어도 일부에 대한 신호 파형들을 상기 수신된 데이터 세트의 공통 샘플링 격자로 인터폴레이팅함으로써 소정 사용자에 대응하는 심볼에 대한 비트들을 추정하는 단계를 포함하는, 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 57 항에 있어서, 상기 통신 시스템은 코드 분할 다중 접속 통신 시스템인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 57 항에 있어서, 상기 통신 시스템은 비동기식 코드 분할 다중 접속 통신 시스템인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 57 항에 있어서, 상기 서브-심볼 간격은 칩 간격인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 57 항에 있어서, 상기 소정의 사용자에 대응하는 간섭 기여를 결정하기 위해 상기 인터폴레이팅된 신호 파형을 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 61 항에 있어서, 상기 인터폴레이팅된 신호 파형은 제 1 서브-심볼 간격에 대한 신호 재구성을 실행하는데 사용되고, 상기 제 1 서브-심볼 간격에 뒤이어 제 2 서브-심볼 간격에서 비트들을 추정하도록 유지되는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 62 항에 있어서, 서브-심볼 지연은 상기 제 2 서브-심볼 간격에서의 비트 추정, 및 상기 제 1 서브-심볼 간격에 대한 신호 재구성을 위한 상기 인터폴레이팅된 신호 파형을 동시에 유지시키는 것을 조정하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 57 항에 있어서, 다수의 디커플링된 다중 사용자 검색 프로세싱 엘리먼트는 상기 서브-심볼 간격에서 상기 다수의 사용자들 각각에 대한 간섭 기여를 각각 결정하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 64 항에 있어서, 상기 다수의 사용자들 각각에 대한 상기 결정된 간섭 기여도를 결합함으로서 현재의 서브-심볼 간격에 대한 현재의 간섭 추정치를 결정하는 단계;

이노베이션 신호를 제공하기 위해 상기 데이터 세트로부터 상기 현재의 간섭 추정치를 제거하는 단계; 및

상기 현재의 서브-심볼 간격에서 상기 소정의 사용자에 대한 비트들을 추정하고, 다음 서브-심볼 간격에 대응하는 상기 다수의 사용자들 각각에 대한 다음 간섭 추정치를 결정하기 위해 이노베이션 신호를 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.
제 57 항에 있어서, 상기 심볼은 다중 비트 심볼인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 방법.`
다수의 사용자들이 공유 채널을 통해 통신하는 통신 시스템에서 다중 사용자 간섭을 제거하는 장치로서,

전체 심볼 주기 미만의 서브-심볼 간격에서 생성된 다수의 이산 값들을 제공하는 데이터 세트를 수신하는 입력부; 및

상기 다수의 사용자 중 적어도 일부에 대한 신호 파형을 상기 수신된 데이터 세트의 공통 샘플링 격자로 인터폴레이팅함으로써 소정의 사용자에 대응하는 심볼에 대한 비트들을 추정하는 다중 사용자 검색 모듈을 포함하는, 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 67 항에 있어서, 상기 통신 시스템은 코드 분할 다중 접속 통신 시스템인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 67 항에 있어서, 상기 통신 시스템은 비동기식 코드 분할 다중 접속 통신 시스템인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 서브-심볼 간격은 칩 간격인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 67 항에 있어서, 상기 다중 사용자 검색 모듈은 상기 소정의 사용자에 대응하는 간섭 기여를 결정하기 위해 상기 인터폴레이팅된 신호 파형을 사용하는 것을 특징으로 하는 사용자 간섭 제거 장치.
제 71 항에 있어서, 상기 인터폴레이팅된 신호 파형은 제 1 서브-심볼 간격에 대한 신호 재구성을 실행하는데 사용되고 상기 제 1 서브-심볼 간격에 뒤이은 제 2 서브-심볼 간격에서 비트들을 추정하도록 유지되는 것을 특징으로 하는 사용자 간섭 제거 장치.
제 72 항에 있어서, 서브-심볼 지연은 상기 제 2 서브-심볼 간격에서의 비트 추정, 및 상기 제 1 서브-심볼 간격에 대한 신호 재구성을 위한 상기 인터폴레이팅된 신호 파형을 동시에 유지시키는 것을 조정하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 67 항에 있어서, 다수의 디커플링된 다중 사용자 검색 모듈은 상기 서브-심볼 간격에서 상기 다수의 사용자들 각각에 대한 간섭 기여를 각각 결정하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 74항에 있어서, 상기 다수의 사용자들 각각에 대한 상기 결정된 간섭 기여도를 결합함으로서 현재의 서브-심볼 간격에 대한 현재의 간섭 추정치를 결정하는 수단; 및

이노베이션 신호를 제공하기 위해 상기 데이터 세트로부터 상기 현재의 간섭 추정치를 제거하는 수단을 더 포함하며,

상기 다중 사용자 검색 모듈들은 상기 현재의 서브-심볼 간격에 대한 비트들을 추정하고, 상기 다음 서브-심볼 간격에 대응하는 상기 다수의 사용자들 각각에 대한 다음 간섭 추정치를 결정하기 위해 상기 이노베이션 신호를 사용하도록 구성된 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
제 67 항에 있어서, 상기 심볼은 다중 비트 심볼인 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 장치.
다수의 사용자들이 공유 채널을 통해 통신하는 통신 시스템에서 다중 사용자 간섭을 제거하는 시스템으로,

재구성 가능한 다중 사용자 검색(MUD) 모듈은,

다수의 이산 값들을 수신하는 입력부;

원하는 다중 사용자 검색 알고리즘에 대응하는 게인 팩터를 선택하도록 재구성된 게인 팩터 모듈; 및

상기 원하는 다중 사용자 검색 알고리즘에 대응하는 비선형 함수를 선택하도록 재구성 가능한 함수 모듈을 포함하는, 다중 사용자 간섭 제거 시스템.
제 77 항에 있어서, 다수의 재구성 가능한 MUD 모듈은 다단계 MUD를 제공하기 위해 배열된 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 시스템.
제 78 항에 있어서, 상기 다수의 재구성 가능한 MUD 모듈은 제 1 MUD 모듈 및 제 2 MUD 모듈을 포함하며, 상기 제 1 MUD 모듈에 대응하는 제 1 다중 사용자 검색 알고리즘은 상기 제 2 MUD 모듈에 대응하는 제 2 다중 사용자 검색 알고리즘과 상이한 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 시스템.
제 77 항에 있어서, 상기 원하는 다중 사용자 검색 알고리즘은 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 시스템.
제 79 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 다중 사용자 검색 알고리즘은 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 시스템.
제 77 항에 있어서, 상기 재구성 가능한 MUD 모듈은 상기 원하는 다중 사용자 검색 알고리즘에 따라 재구성 가능한 상태들을 갖는 다수의 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 간섭 제거 시스템.
다수의 사용자들이 공유 채널을 통해 통신하는 통신 시스템에서 재구성 가능한 다중 사용자 검색을 제공하는 방법으로,

원하는 다중 사용자 검색 알고리즘에 대응하는 게인 팩터를 선택하는 게인 팩터 모듈을 구성하는 단계;

상기 원하는 다중 사용자 검색 알고리즘에 대응하는 비선형 함수를 선택하도록 함수 모듈을 구성하는 단계; 및

상기 원하는 다중 사용자 검색 알고리즘에 따라 다수의 이산 값들을 제공하고 다중 사용자 간섭을 제거하는 데이터 세트를 수신하는 단계를 포함하는, 다중 사용자 검색 제공 방법.
제 83 항에 있어서, 다수의 구성 가능한 MUD 모듈들은 각각 상기 게인 팩터 모듈을 포함하며, 상기 함수 모듈은 다단계 MUD를 제공하도록 배열된 것을 특징으로 하는 다중 사용자 검색 제공 방법.
제 84 항에 있어서, 상기 다수의 재구성 가능한 MUD 모듈은 제 1 MUD 모듈 및 제 2 MUD 모듈을 포함하며, 상기 제 1 MUD 모듈에 대응하는 제 1 다중 사용자 검색 알고리즘은 상기 제 2 MUD 모듈에 대응하는 제 2 다중 사용자 검색 알고리즘과 상이한 것을 특징으로 하는 다중 사용자 검색 제공 방법.
제 83 항에 있어서, 상기 원하는 다중 사용자 검색 알고리즘은 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 것을 특징으로 하는 다중 사용자 검색 제공 방법.
제 85 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 다중 사용자 검색 알고리즘은 혼합 가우시안(MG), 디커플링된 칼만(DK), 병렬 간섭 제거(PIC), 및 부분 병렬 간섭 제거(PPIC)로 구성된 그룹으로부터 선택된 것을 특징으로 하는 다중 사용자 검색 제공 방법.
제 83 항에 있어서, 상기 재구성 가능한 MUD 모듈은 상기 원하는 다중 사용자 검색 알고리즘에 따라 재구성 가능한 상태들을 갖는 다수의 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 사용자 검색 제공 방법.