JP3469241B2 - 量子化コヒーレントｒａｋｅ（収集）受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 背景 出願人の発明は、スペクトル拡散無線信号、例えばコ
ード分割多重アクセス（CDMA）移動無線電話システムに
おけるデジタル変調された信号を受信するための方法お
よび装置に関し、より詳細には、かかる信号のためのRA
KE（収集）受信方式に関する。

CDMA通信システムでは、例えばプレンティスホール社
（Prentice−Hall.Inc）（1985年）のエヌ・ツァンネス
著（N.Tzannes）、「通信およびレーダーシステムズ」
（Communication and Radar Systems）237〜239頁に記
載されているように、送信情報信号は時間および周波数
の双方がオーバーラップしている。送信すべき情報デー
タストリームは、「ジグネーチャシーケンス」として知
られている、より高レートのデータストリームに加えら
れる。一般にシグネーチャシーケンスデータは二進であ
り、ビットストリームとなっている。このようなシグネ
ーチャシーケンスを発生する一つの方法としては、ラン
ダムで発生するが、許可された受信機によって再現でき
る疑似ノイズ（PN）方法による方法がある。情報データ
ストリームおよび高ビットレートシグネーチャシーケン
スは、２ビットのストリームと乗算することにより組み
合わされ、２つのビットストリームの二進値は＋１また
は−１によって示される。このようなより高いビットレ
ート信号と、より低いビットレートデータストリームと
の組み合わせを、情報データストリームの「コーディン
グ」または「拡散」と称す。各情報データストリームす
なわちチャンネルには、一義的なシグネーチャシーケン
ス、すなわち「拡散コード」が割り当てられる。

複数のコード化された情報信号は、例えば直角位相シ
フトキーイング（QPSK）によって無線周波数（RF）の搬
送波を変調し、受信機側で復号信号として共に受信され
る。コード化された信号の各々は、周波数および時間の
双方でノイズに関連した信号と同じように、他のコード
化された信号のすべてと重なり合う。受信機が許可され
ているものであれば、この複合信号は一義的な拡散コー
ドのうちの一つの相関化され、対応する情報信号を分離
し、デコードできる。

直接拡散を行う従来のCDMAと称される一つのCDMA技術
は、１ビットの情報を表示するのに一つの拡散コードを
用いる。送信されたコードまたはその補数（コードシー
ケンスの各ビットが反対となっている）を受信すると、
情報ビットが−１または＋１であるかが表示される。シ
グネーチャシーケンスは通常Ｎ個のビットから成り、各
ビットはチップと称される。Ｎチップシーケンスの全体
またはその補数は、送信シンボルと称される。受信機は
受信した信号と自己のシグネーチャシーケンス発生器の
既知のシグネーチャシーケンスとを相関化し、−１〜＋
１までのレンジの正規化された値を発生する。正の大き
な相関値が生じると−１が検出され、負の大きな相関値
が生じると＋１が検出される。相関器によるPNコードワ
ードの検出の種々の特徴については、1982年アジソン・
ウェスレーパブリッシング社（Addison−Wesley Publis
hing Co.）発行、エフ・ストレムラー著（F.Stremle
r）、「通信システム入門」（Introduction to Communi
cation Systems）第２版、412〜418ページに記載されて
いる。

直接拡散を用いるエンハンスCDMAと称される別のCDMA
技術は、各送信シーケンスが２ビット以上の情報を表示
できるようにしている。一組のコードワード、一般に直
交コードワードまたは双直交コードワードを用いて情報
ビットのグループを、より長いコードシーケンスすなわ
ちコードシンボルにエンコードする。シグネーチャシー
ケンスすなわち「スクランブルマスク」は、送信前に二
進コードシーケンスにモジュロ２加算される。受信機側
では既知のスクランブルマスクを使って受信信号をデス
クランブルし、この信号はすべての可能なコードワード
に対して相関化される。最も相関値の高いコードワード
は、どのコードワードが送られた可能性が強いかを表示
し、どの情報ビットが送られた可能性が高いかを示す。
一般的な直交コードの一つは、ワルシュ−ハッダマード
（WH）コードである。

従来のCDMAおよび改善されたCDMAのいずれでも、上記
の「情報ビット」はコード化されたビットでよく、この
場合、使用コードはブロックまたはたたみ込みコードで
ある。一つ以上の情報ビットにより、データシンボルを
形成することもできる。更にシグネーチャシーケンスま
たはスクランブルマスクは単一コードシーケンスよりも
長くすることができ、この場合、コードシーケンスにシ
グネーチャシーケンスのサブシーケンスが加えられる。

CDMA通信技術による利点は、多数ある。CDMAに基づく
セルラー電話システムの容量の限界は、高バンドのCDMA
の改善されたコード化利得／変調密度、ボイスアクティ
ビティゲーティング、セクター化、およびセルごとの同
一スペクトルの再使用により、現在のアナログ技術の容
量限界の20倍となるように計画されている。高ビットレ
ートのデコーダにより音声をCDMA送信すると、優れた現
実的な音質が保証される。CDMAは可変データレートも可
能にするものであり、これにより多数の異なるグレード
の音質を提供できる。CDMAのスクランブルされた信号フ
ォーマットは、クロストークを完全に除き、盗聴すなわ
ち呼び出しのトラッキングを極めて困難なものにし、か
つ、コストのかかるものとするので、発呼者のプライバ
シーがより保証され、更にエアタイムフロードを受けに
くくする。

多くの無線通信システムでは、受信された信号は２つ
の成分、すなわちＩ（合相）成分と、Ｑ（直角）成分を
含む。送信された信号は２つの成分を有することおよび
／または仲介チャンネルすなわちコヒーレント搬送波の
基準がないことにより、送信信号はＩ成分とＱ成分とに
分割されるので、このような結果が生じる。デジタル信
号処理を使用する代表的な受信機では、受信されたＩ成
分およびＱ成分信号はTc秒おきにサンプリングされる。
ここでTcはチップの期間であり、サンプルは後の処理の
ために記憶される。

移動通信システムでは、基地局と移動局との間で送信
される信号が、一般に例えば大きな建物または近くの山
脈からの信号反射により生じるエコーひずみ、すなわち
時間分散の問題を受ける。信号が一つではなくて多数の
パスを通って受信機まで到達し、受信機が種々のランダ
ムに変化する遅れおよび振幅を有する多数のエコーを受
信する際に、マルチパス分散が生じる。従ってCDMAシス
テムにおいて、マルチパス時間分散が生じると、受信機
は異なるパス（ビーム路（rays）と称す）に沿って伝搬
する送信シンボルのマルチバージョンの複合信号を受信
する。この異なる伝搬路のいくつかは、一つのシンボル
時間長さよりも短い相対的遅延時間を有することがあ
る。

各信号イメージは、従来のCDMAシステムにおけるＮチ
ップシーケンスとなっているので、各々の区別可能な
「ビーム路（ray）」は、所定の到達相対時間kTc秒とＩ
チップサンプルおよびＱチップサンプルのスパンＮを有
する。マルチパス時間分散の結果として、相関器は一つ
の大きいスパイクでなくて、いくつかのより小さいスパ
イクを出力する。シンボル期間の後受信される各ビーム
路（すなわち反射によって生じた遅延時間が１シンボル
長さを越える場合）は通信システムの総容量を低下す
る、相関化されていない妨害信号として生じる。送信さ
れたシンボル（ビット）を最適に検出するには、受信さ
れたスパイクを適当な方法で組み合わせなければならな
い。

一般にこのことは、RAKE受信機で行うことができる。
この受信機はマルチパスによる寄与分のすべてをレーキ
状にかき寄せる（集収する）ので、このような名称が付
いている。IRE議事録（Proc.IRE）15巻555〜570頁（195
8年３月）のR.プライス等（R.Price）による「マルチパ
スチャンネルのための通信技術」、1980年３月、IEEE議
事録（Proc.IEEE）第68巻328〜353頁、G.チューリン
（G.Turin）の「スペクトル拡散無マルチパス技術の入
門およびそれらの都市デジタル無線」、および1989年、
マクグローヒル社発行のJ.プロアキス（J.Proakis）
著、「デジタル通信（Digital Communication）」第２
版にRAKE受信機の種々の特徴が記載されている。

RAKE受信機は種々の受信された信号パス、すなわち種
々の信号ビーム路から信号エネルギーを収集するのに、
ある種のダイバーシティ組み合わせ操作を使用するもの
である。あるチャンネルでフェージングが生じた時に、
フェージングが生じていないチャンネルで通信が可能と
なるように、ダイバーシティによって冗長な通信チャン
ネルが得られる。CDMARAKE受信機は、相関方法を使用し
てエコー信号を別々に検出し、（同じ符号により）代数
的にこれらを加えることによって、フェージングを解消
している。更に、シンボル内の干渉を防止するため、受
信されたエコーが再びステップ内に入るように、それぞ
れの受信エコー間に適当な遅延時間を挿入している。

第１図には、受信された複合信号のマルチパスプロフ
ィルの一例が示されている。最短のパスに沿って伝搬す
るビーム路は、時間T₀で振幅A₀にて到達し、それよりも
長いパスに沿って伝搬するビーム路は、時間T₁、T₂、T₃
にて振幅A₁、A₂、A₃で到達する。簡単にするため、この
代表的なRAKE（収集）受信機では、図示したプロフィル
に対しては、ビーム路の間の遅延時間は一定、すなわち
T₁＝T₀＋dT、T₂＝T₀＋2dT、T₃＝T₀＋3dTであるとし、通
常、遅延時間（および振幅）は受信された複合信号の履
歴から概算される。

ある種のRAKE（収集）受信機では、異なる遅延時間に
おいて受信された信号とシグネーチャシーケンスの相関
値は、遅延ラインを通過され、この遅延ラインは予想さ
れる遅延時間（dt）すなわち受信エコーの間の予想時間
でタップが取られている。次にRAKEタップにおける出力
は適当な重みと組み合わされる。かかる受信機はT₀にお
いてタップを取り、dtだけ遅延されたビーム路に対して
はT₀＋dtでタップを取ることにより、最も初期のビーム
路をサーチする。大きなエネルギーを有するこれらRAKE
タップ出力は適当に重み付けされ、組み合わされ、受信
された信号対ノイズおよび妨害比を最大にする。従って
遅延ラインの総遅延時間は、サーチできる到達遅延時間
量を決定する。有効なCDMAシステムでは、32のチップに
対応して128μ秒までサーチでき、組み合わせることが
できるタップの総遅延時間は32チップの総遅延時間内で
移動自在な８チップウィンドーに対応して32μ秒とな
る。

第2Aおよび2B図は、RAKEタップを操作して、遅延時間
の異なる信号に対してRAKE受信機をどのように適応する
かを示している。第2A図では、到達時間T₀〜T₇によって
識別される８つのタップが設けられており、このうちT₄
〜T₇の出力だけにそれぞれ所定の０でない重みW₄〜W₇が
与えられている。第2B図では、タップT₀〜T₃の出力だけ
に所定の０でない重みW₀〜W₃が与えられている。重みW₀
〜W₃がそれぞれ重みW₄〜W₇と同じであると、受信機はT₄
以外の到達時間T₀を除き、同じ信号に対して適応する。
デジタル式RAKEまたはDRAKE受信機では、上記チューリ
ンによる論文に記載されているように、重みは０または
１である。

第３図には、相関器以後の異なるビーム路のコヒーレ
ントの組み合わせを用いる従来のRAKE受信機の図が示さ
れている。受信された無線信号は例えばコサイン波形お
よびサイン波形と混合され、RF受信機１内でこの信号を
フィルタ処理し、ＩおよびＱチップサンプルを得ること
により復調される。これらチップサンプルはＩおよびＱ
サンプルに対してそれぞれ２つのバッファ2a、2bとから
成るバッファメモリに集められる。第３図に示すよう
に、各バッファ2a、2bの底部には最新に受信されたチッ
プサンプルが含まれる。

マルチプレクサ３はバッファ化されたチップサンプル
を受信し、あるレンジのＩチップサンプルおよび対応す
るレンジのＱチップサンプルを複素相関器4a、4bに送
る。選択されたレンジは所定の時間に到達したＮチップ
シーケンスに対応するＮ個のサンプルを含む。例えばバ
ッファ2a、2bの各々が159個のチップサンプル（番号０
〜158）を含み、Ｎが128であれば、マルチプレクサ３は
Ｉバッファ2aからの番号ｉ〜（ｉ＋127）のチップサン
プルと、Ｑバッファ2bからのｉ〜（ｉ＋127）のチップ
サンプルを相関器4aに送る。ここで、ｉは最初にバッフ
ァが満たされた時からの信号ビーム路の離散時間指標で
ある。チップサンプルの２つの異なるセット、すなわち
２つの異なる受信サンプルレンジ、従って異なる信号ビ
ーム路がマルチプレクサ３によって相関器4bへ与えられ
る。信号サンプルＩ、Ｑの２つのセットを既知のシグネ
ーチャシーケンスすなわち拡散コードに相関させる各相
関器4a、4bにより、複素相関値が形成される。当然なが
らマルチプレクサ３は受信されたサンプルをシリアル
に、またはパラレルに提供できる。

一般に、複素相関器は既知の複素シーケンスに複素入
力ストリーム（Ｉ＋jQサンプル）を相関化し、複素数の
相関値を発生する。信号シーケンスが複素数でなけれ
ば、各複素相関器を並列な２つの相関器として実現で
き、この相関器は半複素相関器と定義できる。複素シー
ケンスが複素数であれば、複素相関器は複素入力を複素
シーケンスに相関化する、全相関器となる。「複素相関
器」なる用語は、上記相関器のいずれのタイプも意味す
るように、以下、使用するものと解すべきである。

相関化後、複素乗算器５に複素数の相関値が送られ、
乗算器はこれら相関値にそれぞれ実数部分と仮数部分か
ら成る複素数の重みをかける。一般に複素数の相関値と
重みの積の実数のみがアキュムレータ６へ送られ、アキ
ュムレータは処理された信号ビーム路のすべてに対する
重み付けされた相関値を合計する。この累積結果はスッ
レッショルド装置７へ送られ、この装置７は入力信号が
スッレッショルド値よりも大きければ二進の０を検出
し、入力信号がスッレッショルド値よりも小さければ二
進の１を検出する。

数学的な条件としてＸ（ｎ）＝Ｉ（ｎ）＋jQ（ｎ）が
受信機によって受信されたチップサンプルであると仮定
する。ここでＩ（ｎ）はＩ成分サンプルであり、Ｑ
（ｎ）はＱ成分サンプルであり、ｎはそれぞれの離散時
間に対応するチップサンプル指標である。図３ではＩ
（ｎ）がバッファ2aに格納され、Ｑ（ｎ）がバッファ2b
に格納される。マルチプレクサ３は、Ｉサンプルのレン
ジおよび同じビーム路に対応するＱサンプルのレンジを
選択する。Ｍ（ｋ、ｎ）＝M_I（ｋ、ｎ）＋jM_Q（ｋ、
ｎ）がビーム路ｋに対するマルチプレクサの出力であ
り、Ｎ個のサンプル（ｎ＝０、....N−１）を生じる
と、Ｍ（ｋ、ｎ）＝Ｘ（ｎ＋ｋ）およびM_I（ｋ、ｎ）＝
Ｉ（ｎ＋ｋ）およびM_Q（ｋ、ｎ）＝Ｑ（ｎ＋ｋ）とな
る。

複素相関器4aはマルチプレクサ３からのデータサンプ
ルのレンジを既知の拡散コードシーケンスに相関化す
る。受信データの離散時間サンプルであるデータサンプ
ルＸ（ｋ）、Ｘ（ｋ＋１）、.....X（ｋ＋Ｎ−１）を検
討する。受信機がＮ個の値（通常±１の値）から成るコ
ードシーケンスＣ（０）、Ｃ（１）、.....C（Ｎ−１）
を検出しようとする場合、相関器4aはＮ個のデータ値の
ある組と、Ｎ個のコードシーケンス値とを次のように相
関化する。

ここで、指標ｋはデータシーケンスをどこでスタートす
るかを示している。この値は信号時間の到達相対時間に
対応し、上記のように異なる信号ビーム路に対して異な
る到達時間が対応している。したがって、ビーム路ｋ
は、所定のレンジの必要なデータ値｛Ｚ（ｋ）、Ｘ（ｋ
＋１）、.....X（ｋ＋Ｎ−１）｝に対応する。Ｎが大き
い場合、ビーム路ｋ、ｋ＋１は実質的に重なっているレ
ンジに対応する。

Ｒ（ｋ）の計算はレンジ内でサンプリングしたデータ
をパラレルまたはシリアルに評価することによって実行
できる。相関化をパラレルに行うか、またはシリアルで
行うかは関係なく、各データ値Ｘ（ｎ）はｂ個のビット
から成り、これらビットは一度にすべてを（パラレル計
算）または一度に一つずつ（ビットシリアル計算）評価
し、使用することができる。

第４図は、パラレル方法を示す。データバッファ53は
受信された信号のうちの連続時間サンプルＸ（ｎ）を記
憶し、マルチプレクサ54は所定のレンジのＮ個のデータ
値｛Ｘ（ｋ）、Ｘ（ｋ＋１）、.....X（ｋ＋Ｎ−１）｝
を選択し、これらデータ値は相関器55へ送られる。相関
器55への入力に対応するあるグループの乗算器56は、デ
ータ値に対応する拡散コードシーケンス値Ｃ（０）、Ｃ
（１）、.....C（Ｎ−１）を乗算する。この積は加算器
59で加算され、相関値Ｒ（ｋ）を形成する。

第５図は、Ｒ（ｋ）を計算するため、入力レンジをシ
リアルに評価することを示している。入力バッファ58は
受信したデータサンプルを格納する。一度に一つのサン
プルしか相関化しないので、このバッファ58は一つのサ
ンプル長さだけでよい。バッファ58が２サンプル以上の
長さであれば、特定のサンプルＸ（ｋ＋ｉ）を選択する
ようにマルチプレクサ59が設けられることになる。ここ
で、ｉは適当な制御プロセッサ60によって決定される値
である。格納されたサンプルまたは選択されたサンプル
は、相関器61に送られ、相関器61は乗算器62を使ってサ
ンプルＸ（ｋ＋ｉ）とコードシーケンスのうちの一つの
要素Ｃ（ｉ）との積を計算する。この積は加算器63によ
り過去の累積された積を格納しているアキュムレータ64
の内容と組み合わされる。アキュムレータ64の内容は、
最初は０にセットされており、ｉは０からＮ−１までス
テップ状に変わるので、Ｎ個の積を累積できる。Ｎ個の
積が累積された後、アキュムレータ64の内容が相関値Ｒ
（ｋ）として出力される。

再度第３図を参照すると、ビーム路ｋのための相関器
4aは、使用する相関方法とは無関係に、実数コードシー
ケンスＣ（ｎ）に対して乗算器の出力Ｍ（ｋ、ｎ）を相
関化し、複素数の相関値Ｒ（ｋ）＝R_I（ｋ）＋jR
_Q（ｋ）を発生する。ここで、 である。

相関値には複素数の重みW_I（ｋ）＋jW_Q（ｋ）が乗算
され、その結果は下記のように示される判別統計値Ｚに
累積される。

値Ｚの大きさはスレッショルド装置７内でスレッショル
ド操作され、−１が送られたか、または＋１が送られた
かを判別する。

第６図は、直接拡散を行う従来のCDMAを使用するシス
テムのための、非コヒーレントDRAKE受信機10の一般的
構造を示す。DRAKE受信機では、タップの重みは０また
は１のいずれかであり、このことは特定のタップからの
相関値は合計値に加算されるか、または加算されないか
のいずれかとなることを意味している。更に、非コヒー
レントDRAKE受信機では、選択された相関値の二乗の大
きさが加算され、これにより加算前にこれら相関値の位
相を合わせることが不要となる。従って、二乗の大きさ
を決定する前後に重みを加えることができる。第３図に
示されるコヒーレント受信機との主な差異は、それぞれ
の複素相関値に複素重みを加える複素乗算器５の組が二
乗された大きさのプロセッサ15aと置換されており、こ
のプロセッサの後に重みプロセッサ15b内で０または１
で重み付けされる。

第６図では、適当な受信機／デジタイザ11が、受信さ
れる複合無線信号のうちの合相成分と直角位相成分とを
増幅し、フィルタ処理し、復調し、アナログ／デジタル
変換し、最後に複素デジタルサンプルＩ、Ｑのストリー
ムにバッファ化する。サンプルストリームＩ、Ｑの組14
によって処理され、この組は局部コード発生器の組のう
ちのそれぞれの一つずつによって発生された受信機の拡
散コードシーケンスのシフトと、信号サンプルのシーケ
ンスの相関値を計算する。当然ながらこの代わりに一つ
のコード発生器と、発生器のコードシーケンスをシフト
するための適当な成分を使用することもできる。第１図
に示されるようなマルチパスプロフィルに対しては、相
関器の組14は４つの相関器から構成でき、一つの相関器
が拡散コードの４回のシフトの各々に対応し、各コード
シーケンスのシフトは到達時間T₀〜T₃に対応しているこ
とが理想的である。信号サンプルストリームＩ、Ｑは、
シリアルに処理するか、または最初メモリに集め、相関
器にパラレルに送ってもよいと解される。

コードシーケンスは、一般に実数値化されているだけ
であるので、スカラー相関器でＩ、Ｑサンプルに別々に
演算を加えるか、または半複素相関器によってＩ、Ｑサ
ンプルとコードシーケンスシフトとの相関を同時に計算
することが可能である。更に、相関値は多数の送信信号
にわたって平均化して、デコードされた信号に対する平
均信号強度を決定できる。拡散コードの４つのシフトに
対する４つの複素相関値の二乗値を、二乗値プロセッサ
15aによって位相の合った（合相）成分（実数部分）お
よび直角成分（虚数部分）サンプルから計算する。

重みプロセッサ15bによって、DRAKE乗算重み付け係数
を相関値の二乗値に加える。DRAKE受信機では重みは０
または１だけであるので、プロセッサ15bはタップ選択
装置としてみなすこともできる。次ぎに加算器16によ
り、拡散コードのシフトに対する４つの重み付けされた
値を組み合わせる。各拡散コードの５つまたは３以下の
シフトを処理して、他のマルチパスプロフィルを処理す
ることもできると解される。DRAKE受信機におけるよう
に、重みのうちの選択された重みを０にセットすること
により、加算器16の出力からのそれぞれの相関値の寄与
分が除かれ、よってこれを使って大きな信号エネルギー
を含むのが稀であるとみなすことができたビーム路を無
視できる。

送信シンボルを識別するための比較装置17に対して、
拡散コードのための重み付けされた相関値の合計が与え
られる。拡散コードシーケンスとしてブロックコードを
使用する通信システムに対しては、相関器の組14は、局
部コード発生器によって発生されるコードシーケンスお
よびそれらのシフトのすべてを同時に処理するのに、十
分多数の相関器を含むと有利である。二乗値プロセッサ
の組、重みプロセッサおよび加算器は、各異なる拡散コ
ードシーケンスに対しても設けられる。拡散コードの組
に対する加算器の出力は、比較装置17に対して与えられ
る。ブロックコードを使用するシステムに対して比較装
置17の出力は、最大の加算器の出力を発生した拡散コー
ドを示す指標値である。128個のウォルシュ・アダマー
ル（Walsh−Hadamard）直交拡散コードを使用するシス
テムでは、比較装置17は128の加算器の出力を検査し、
７ビットの情報を発生する。高速ウォルシュ変換（FW
D）プロセッサ、例えば本願出願人に譲渡された米国特
許出願第07/735,805号に記載されているようなプロセッ
サは、拡散コードの各シフトに対し128個の相関値を極
めて高速に発生できるので、ウォルシュ・アダマールコ
ード（Walsh−Hadamard codes）が有利である。比較装
置17は、本願出願人に譲渡された米国特許第5,187,675
号に記載されているような最大値サーチプロセッサによ
って有利に実現できる。上記出願および特許を本願で参
考例として引用する。

コヒーレンスRAKE受信機では複素数の重みが全体の信
号対ノイズおよび妨害比を最大にするように、相関値の
大きさを定め、これら相関値がアキュムレータ６によっ
てコヒーレントに加算されるようにこれらの位相を合わ
せる。各複素重みはそれぞれの相関値の平均値の複素共
役である場合に最適である。平均値の概念は基本相関値
が静的であり、加算的ノイズに起因して変化するにすぎ
ないことを意味していると解される。少なくとも各相関
値の位相（すなわちR_Q（ｋ））は受信機と送信機との相
対温度に起因して変わるので、通常フェーズロックルー
プのような装置を用いて相関値の変化をトラッキング
し、正しい重みアングルを維持する。更に、複素数の重
みの値はエコーを生じるような対象の変化する信号反射
特性に起因する相関値の変化もトラッキングしなければ
ならない。

128個のウォルシュ・アダマール直交拡散コードを使
用するCDMAシステムでは、４つの信号マルチパスプロフ
ィルを予想する非コヒーレントRAKE受信機は、相関値の
実数部分および虚数部分からの平方値を発生するのに10
24回の平方計算と、重みを加えるのに512回の乗算を必
要とする。かかるシステムおよびプロフィルに対して
は、コヒーレントRAKE受信機では、相関値に複素重みを
加えるのに少なくとも2048回の乗算を必要とする。プロ
セッサのハードウェアの観点から、乗算は１以外の２つ
の入力変数を必要とするので平方よりも困難である。従
ってコヒーレントRAKE受信機は一般に、非コヒーレント
RAKE受信機よりも複雑である。

概略 出願人の発明によれば、コヒーレントRAKE受信機内で
使用される複素数の重みは、粗く量子化される。すなわ
ち、適当なデジタルシフトにより乗算を実行できるよう
に、それらの実数部分および虚数部分の値を制限する。
二進データ処理を行うには、重みの値は２の累乗の逆数
に制限すると有利である。出願人の発明は、非コヒーレ
ントRAKE受信機よりも性能がよく、複雑でないコヒーレ
ントRAKE受信機のより簡単な実現例を提供するものであ
る。

一つの特徴では、出願人の発明は、受信した信号のう
ちの少なくとも２つの時間シフトを拡散コードに相関化
する工程と、係数メモリから選択された係数に従って結
果を重み付けする工程とから成る、CDMA信号をデコード
するための方法を含む。時間シフトは送信データシンボ
ルに対応し、拡散コードおよびその補数は異なる送信デ
ータシンボルに対応し、各係数は符号および２の整数累
乗であり、それぞれの時間シフトに対応する値を有す
る。この方法は更に、それぞれのアキュムレータにおい
て、時間シフトごとに重み付け工程の結果を合計する工
程と、アキュムレータの合計値の符号を決定して送信デ
ータシンボルをデコードする工程を更に含む。

出願人の発明の別の特徴によれば、CDMA信号をデコー
ドするための装置は、受信した信号のうちの少なくとも
２つの時間シフトと拡散コードとを相関化する手段を含
み、拡散コードおよびその補数は、異なる送信データシ
ンボルに対応し、少なくとも２つの時間シフトは送信デ
ータシンボルに対応する。この装置は更に、少なくとも
２つの係数のそれぞれに従って相関値を重み付けするた
めの手段を更に含み、各係数は符号と２つの整数の累乗
であり、それぞれの時間シフトに対応する値を有する。
この装置は更に、時間シフトごとに重み付けされた相関
値を合計するための手段と、合計値の符号を決定し、送
信データシンボルをデコードするための手段も含む。

出願人の発明の別の特徴によれば、方法および装置は
更に受信された信号からデコードされた送信データシン
ボルに対応する波形を減算するための工程または手段を
含む。出願人の発明の更に別の特徴によれば、この方法
は、少なくとも２つの時間シフトを少なくとも２つの拡
散コード（拡散コードは異なる送信信号に対応する）に
相関化すること、および各拡散コードに対しそれぞれの
アキュムレータ内に時間シフトごとの重み付け工程の結
果を合計することを含む。出願人の発明の別の特徴によ
れば、連続する送信データシンボルに対して使用される
重み付け係数は、先の相関化の結果およびデコードされ
た送信データシンボルに基づくものである。出願人の発
明の更に別の特徴について、以下に述べる。

本発明に係わる量子化コヒーレントRAKE受信機の性能
は、非コヒーレントRAKE受信機の性能よりも良好であ
り、非量子化複素重みを利用する従来のコヒーレントRA
KE受信機の性能とほとんど同じである。更に、シフト演
算は平方演算および乗算演算の双方よりも複雑でないの
で、量子化コヒーレントRAKEはいずれの従来の受信機よ
りも複雑ではない。

図面の簡単な説明 図面を参照して下記の詳細な説明を読めば、本発明の
特徴および利点が明らかとなろう。

第１図は、主要パス成分およびエコー成分を有する受
信された信号を示す。

第2Aおよび2B図は、異なる時間に到達する信号に対し
て適用される重みを示す。

第３図は、異なるビーム路の相関機の後のコヒーレン
ト組み合わせを使用する従来のRAKE受信機のブロック図
である。

第４図は、相関値Ｒ（ｋ）の計算に対するパラレル方
法を示す。

第５図は、相関値Ｒ（ｋ）の計算に対するシリアル方
法を示す。

第６図は、従来の非コヒーレントDRAKE受信機のブロ
ック図である。

第７図は、本願出願人の発明に係わる量子化コヒーレ
ントRAKE受信機のブロック図である。

第８図は、CDMA信号をどのように発生するかを示す一
連のグラフを示す。

第９及び10図は、CDMA信号をどのようにデコードする
かを示す一連のグラフを示す。

第11図は、減算的CDMA復調技術を示す一連のグラフを
示す。

第12図は、スクランブルマスクを使用する信号のため
のRAKE受信機の部分ブロック図である。

詳細な説明 オフセットQPSK（OQPSK）復調および128個のワルシュ
・ハッダマード直交拡散コードを使用するCDMA通信シス
テムを参照して、次に説明をするが、本発明は一つの拡
散コードを使用する二進PSKを含む他の通信方式にも使
用できると解される。

第７図には出願人の発明に係わる量子化コヒーレント
RAKE受信機110のブロック図が示されている。受信機111
は受信した複合無線信号を適当に増幅し、ダウンコンバ
ートし、フィルタリングし、この結果をアナログ／デジ
タル変換する。位相の合った信号成分および直角信号成
分のデジタルＩ、Ｑサンプルは、サンプルバッファメモ
リ112に集められる。A/D変換のタイミングおよびバッフ
ァへのサンプル転送は、適当なタイミング発生器120に
より他の受信機のプロセス、例えば搬送波周波数同期化
とコーディネートされる。バッファ112に128個の複素サ
ンプルが集められた後に、タイミング発生器120は、サ
ンプルバッファの内容との128個の相関値をFWTプロセッ
サ114が計算できるようにする。

例示したOQPSK変調を用いると拡散コードのチップは9
0度シフトしながら交互に発生する。例えばＩチャンネ
ルに偶数チップが発生し、Ｑチャンネルに奇数チップが
発生する。従って偶数チップの位相と奇数チップの位相
とを合致させるのに、位相を規則的に90度予め回転させ
ることができる。公知の方法は、1/4のチップレートの
周波数シフトに効果的な、１チップだけ離間した、逐次
受信された複合サンプルに対して、０、90、180、270、
360（＝０）、90、180、.....度に規則的に増加した回
転を加えることである。例えば偶数チップだけを検討す
ると、偶数チップは０、180、０、180.....度を交互に
規則的に回転されるだけであり、このことは偶数チップ
は交互の奇数チップと同じように、偶数チップは交互に
反転されることを意味すると解される。しかしながらこ
れは、プリコーディングとして知られている方法によ
り、送信機側で補償される。このプリコーディングは、
受信機側での規則的なプリ回転の後で、チップ極性が予
定していたチップシーケンスの極性となるように、変調
時に偶数ビットと奇数ビットとを交互に反転する方法で
ある。

偶数チップと奇数チップとを同一位相平面に一致させ
るのに用いられる上記対策にもかかわらず、波長の何百
万もの距離を横断する無線伝搬による未知の位相は、こ
の位相平面が実数平面となったり虚数平面となったり、
またはその中間のいずれかに位置する可能性があること
を意味している。従ってFWTプロセッサ114は受信された
信号エネルギーのすべてが含まれるよう補償するため、
信号の実数部分と虚数部分の双方を相関化しなければな
らない。

FWTプロセッサ114は、参考例として援用した米国特許
出願第07/735,805号に記載されているように、シリアル
演算を内部で使用すると有利である。かかるFWTプロセ
ッサは、Ｎ個のそれぞれの導ビーム路または入力端にシ
リアルに送られたＮ個の二進入力値を、まず最小位ビッ
ト（LSB）から効率的に処理をする。（位相の合ったサ
ンプルから）複素相関値の実数部分および（直交サンプ
ルから）虚数部分をパラレルに計算するため、２つの12
8ポイントのFWTプロセッサを設けることができると解さ
れる。他方、処理時間が可能であれば、実数部分と虚数
部分を逐次計算するのに、一つの128ポイントのFWTプロ
セッサを設けてもよい。

FWTプロセッサをシリアル演算に使用すると、出願人
の発明に従って複素RAKE重みを適用することが容易とな
る。２の累乗の逆数となるように、重みの値を量子化す
ると、FWTプロセッサ114によって発生されるシリアルビ
ットストリームの使用を適当に遅延するだけで、相関値
をスケール化できる。FWTプロセッサの出力ビットスト
リームの使用を１ビットだけ遅延すると、相関値に２分
の１をかけるという効果があり、出力の使用を２ビット
だけ遅らせると、４分の１をかける等の効果がある。従
って、例えば２で割るために、マージのための最初のビ
ット（最小位ビット）を使用することはない。マージの
ための次のビットは、最小位として使用され、最終ビッ
トがマージされるまでこのことが続く。マージのための
最終ビットを保持し、必要な数の出力ビットが使用され
るまで、符号拡張ビットとして再使用される。これら遅
延は適当な異なる時間にFWTプロセッサ114およびバッフ
ァメモリ112へのタイミングユニット120の発生するクロ
ックパルスによって容易に実行できる。

更にタイミングユニットは相関値の実数部分のための
適当な重み値を実現するためにクロックパルスを第１の
値だけ選択的に遅延し、更に相関値の虚数部分に対する
異なる重み値を実現するよう、クロックパルスを第２の
値だけ選択的に遅延することができると解される。まず
最初に、より小さい係数を有するタップ上の相関値を決
定し、実数部分および虚数部分のためのFWTハードウェ
アの部品をスイッチングして、異なるバッファシフト上
で相関値を決定できることに留意されたい。例えばタッ
プ／シフト１が実数の係数１と虚数の係数1/4を有し、
タップ／シフト３が実数の係数−1/4および虚数の係数
−1/2を有する場合、虚数FWTがタップ１を決定すると同
時に、まず最初に実数FWTにタップ３を決定させること
は実際に有利である。このように係数1/4を有するタッ
プを最初に使用する。これらはアキュムレータ内に加算
され、次に係数1/2のためのFWTが決定される。後者の決
定は前者の決定の重要性を２倍にしてアキュムレータに
加えなければならないので、シリアルビットストリーム
を遅延すること（すなわち再循環アキュムレータの内容
を進めて最小位ビットを廃棄すること）は適当である。
このように現在好ましい実現例を変更することは実際的
に有利となり得る。

係数メモリ115a内に格納されているパラメータを用い
て、符号切替器115bによって切り替えられる±符号の変
化を制御することにより、各相関器の実数部分および虚
数部分に対するスケーリングプロフィル、すなわち重み
を課することができる。符号切替器115bは、例えば、反
転ゲートと、符号変換を望むか望まないかに応じてゲー
トの出力ストリームまたは入力ストリームのいずれかを
選択する選択スイッチとの組み合わせから構成できる。
かかる組み合わせは、排他的ORゲートによっても簡単に
実現できる。

スケール化され符号が変えられた相関値は128個のア
キュムレータ116内でビットごとに加算される。各アキ
ュムレータはそれぞれのFWT出力点に対して専用となっ
ており、ビットシリアル加算器116aおよび再循環ビット
シリアルメモリ116bとから成ることが好ましい。従って
相関値が完全に発生する前、すなわち相関値がシリアル
に発生される際にスケーリングを生じる。

２つの補数の否定演算は、実際にはビットを補数化
し、次にこの補数化された値に１を加えることによって
実際に実行されるので、上記符号切替器115bの実施例
は、値の正しい２の補数の否定を発生しないことに留意
されたい。しかしながら、１を加える演算はLSBで実行
されるので、このような演算がなくても（正確な）ワー
ド長さが適当であれば、この演算を無視できることが多
い。このような丸めおよび上記遅延操作におけるLSBの
廃棄の場合のような丸めを処理する別の方法として、否
定演算時にビットシリアル加算器116aの桁上げフリップ
フロップを１にプリセットするか、または廃棄するLSB
が１であれば割り算時に１にプリセットすることであ
る。

次にサンプルバッファ112の内容は次のビーム路の遅
延に従って一つ以上のサンプルだけ時間シフトされ、FW
Tプロセッサ114はシフトされたサンプルを使って、上記
のように相関値を計算する。これら相関値はスケール化
され係数メモリ115aから検索された自己の対応する係数
に従って符号が変えられる。このように複数の受信サン
プルのシフトに対してすなわち複数のビーム路に対して
128個の複素相関値の組が計算される。

出願人の発明によれば、各RAKEタップからの相関値の
実数部分および虚数部分は、一つの情報シンボルよりも
長い期間にわたってこれらの平均値を観察することによ
り決定されるこれらの相対的重要度および符号に従っ
て、数列±１、±1/2、±1/4、......から選択された値
によって重み付けされる現在好ましい実施例は例示にす
ぎないが、情報シンボルが送信のために128個の直交128
チップコードワードのうちの一つを選択するのに使用さ
れる７ビットのグループから成る実施例である。受信機
で受信された信号はチップごとに少なくとも１回サンプ
リングされ、これらサンプルは少なくとも128チップの
価値のサンプルを含むバッファ格納位置に逐次送られ
る。

FWTプロセッサは１チップ離してとられたバッファか
らの128個のサンプルを処理して、128個の可能な送信コ
ードワードに対応する128個の相関値を発生する。これ
ら128個の値は、バッファから取り出された受信データ
サンプルの特定シフトに対応する一つのRAKEタップから
の相関値である。128個の実数値はタップの実数部分お
よび128個のアキュムレータ116に累積された重み付けさ
れた値に対して決定された量子化係数により重み付けを
受ける。同様に、128個の虚数値はそのタップの虚数部
分に対して決定され、128個のアキュムレータに蓄積さ
れた量子化係数によって重み付けされる。別の信号サン
プルを受信すると、この信号サンプルはバッファ内にシ
フトされ、バッファ内の最も古いサンプルはFWTの128チ
ップのウィンドーの外に出される。従ってバッファメモ
リは128＋Ｌ個のチップに対応する信号サンプルの数を
含むよう、十分大きなサイズとなっていなければならな
い。ここでＬはRAKEタップの数である。次にFWTは異な
るRAKEタップに対応するバッファ内のサンプルの新しい
シフトを使用して、128個の別の相関値を発生し、それ
らの実数部分および虚数部分は、累積前にそのタップに
対して決定された量子化係数で重み付けされる。

上記のように、すべての所望するRAKEタップが処理さ
れた後、128個のアキュムレータはタップからの重み付
けされた相関値の合計を含む。これら相関値のうちの最
大のものを決定すると、送信された最も可能性の高いコ
ードワードが表示され、７ビットの情報が発生される。
アキュムレータ116のうちの最大のものは、大きさ比較
装置117により決定される。この大きさ比較装置117は、
上記のように参考例として引用した米国特許第5,187,67
5号に開示されている発明に従って作動できる。

このように、送信されたコードワードを決定すると、
メモリ内の元の相関値を呼び出しそれを評価するか、各
バッファシフトを再評価する（この場合は決定されたコ
ードワードに対応してシフトごとに一つの相関値だけを
計算するだけでよい）ことにより、各RAKEタップからの
そのコードワードを備えた相関値を選択する。次に各相
関値の実数部分および虚数部分を係数コンピュータ兼量
子化器130により別々に平均化すると、各候補RAKEタッ
プに対する平均値が与えられ、これら平均値は訂正値を
蓄積し、次の送信シンボルをデコードするのに使用すべ
き各タップのための量子化された重み付け係数を決定す
るのに使用される。例えばRAKEタップの組に対する平均
値が下記の表に示すような値を発生すると仮定する。次
の送信シンボルのためにコンピュータ兼量子化器130に
よって決定される適当な量子化された重み付け係数は、
最も右側の行内に示されるものとなる。

タップ平均値を計算するため、コンピュータ兼量子化
器130内で実現される平均化は、多数の公知の方法、例
えばブロック移動平均、指数的切り捨てまたはカルマン
フィルタのいずれかに従って演算できる。現在のところ
好ましい方法である後者の方法は、時間微分予想値を使
って次の値を予想し、タップ平均値として予想値を用い
て上記のように量子化された係数を決定し、係数を使用
してタップを組み合わせコードワードをデコードし、デ
コードされたコードワードを備えた相関値が利用できる
場合、その予想値および時間微分予想値を訂正すること
により演算を行うものである。好ましいカルマンフィル
タは、タップ位相の時間微分値、すなわち周波数エラー
の予想値を有利に計算し、１シンボル期間にわたって予
想される位相回転を、先の修正された予想値に適用して
次の予想値を得ることにより、次の相関値の複素数の値
を良好に予想することもできる。このようなことは、１
シンボル期間後の新しい実数値および虚数値を予想する
よう、実数および虚数の時間微分値を使用することに加
えて行うこともできる。これら対応する位相微分値のす
べてのタップにわたる重み付けされた平均値は、送信機
および受信機の発振器のエラーに起因する信号周波数エ
ラーも良好に表示しており、ある種の自動周波数制御
（AFC）として、受信された信号に補償回転防止を適用
すること、および／または受信機の基準周波数発振器を
補正することに使用できる。

多数の送信シンボルにわたり相関値を平均化すると、
情報は拡散コードシーケンスの符号判定によってでな
く、直交ワルシュブロックコードワードによって搬送さ
れるので、多数の送信シンボルにわたって相関値を平均
化することにより、平均信号強度が決定されると解され
る。従って、すべての可能なコードを有する相関値が形
成され、最大の相関値が決定される。正しい判断を行
い、ノイズがシンボルエラーを生じさせない最大相関値
は、基本の７つの情報ビットと無関係に、ブロックごと
に同一となり、位相および大きさはチャンネルフェージ
ングレートで比較的低速でしか変化しない。例えばチャ
ンネルによって45度の位相を備えた受信信号の振幅が0.
32となり、コードC4が送信された場合0.32・（cos（4
5）＋ｊ・sin（45））・C4が受信され、その複素数の値
はFWTのビン４内でポップアップする。受信信号が53度
の位相で0.29の振幅を有するようにコードC97が送信さ
れ、チャンネルが若干変えられると、複素数の値0.29・
（cos（53）＋ｊ・sin（53））・C97は、FWTのビン97内
でポップアップする。最大のFWTのビンからの値を平均
すると、次のようになる。

X_mean＝0.32・cos（45）＋0.29cos（53））/2 Y_mean＝0.32・sin（45）＋0.29sin（53））/2 これらは適当な平均値である。

二進の信号化を使用する際は、平均化前に情報によっ
て生じた反転または変調を除く必要があると認められよ
う。例えば二進のPSK変調を使用したシステムでは、デ
ータビットの値に従って単一拡散コードシーケンスの符
号判定により情報が搬送され、この拡散コードおよびそ
の補数はそれぞれの異なる送信データ信号に対応する。
一つの相関値の符号によりデコードされた二進データビ
ットが発生する。従って、係数コンピュータ兼量子化器
130は、例えばRAKE組み合わせ器の出力（すなわち大き
さ比較器117の出力）をデータ変調の符号の最良の予想
値として使用し、よって、相関値の平均化前に各RAKEタ
ップから予想値を再反転することにより、平均化前に二
進PSK変調を除いている。

より良好な別の代替方法は、コンピュータ兼量子化器
130がエラー訂正デコーディング方法において、RAKE組
み合わせ器の出力を「ソフトな」ビット値として使用す
ることである。よって、たたみ込みデコーダと効果的な
コンピュータ兼量子化器130は、正しい可能性がより高
い、訂正されたビットを使用し、RAKEタップ値を平均化
する前にデータ変調によって生じた位相および／または
振幅変化をなくす。このことは、エラー訂正デコーダを
通って十分遠くまで伝搬するデータビットが遅延し、多
少「固く」なり、データビットを決定した後に平均化の
ためこの遅延に等しい長さのバッファ内にRAKEタップ値
をセーブしなければならないことを意味している。この
遅延がフェージングに起因してチャンネルが変化するレ
ートに比較して小さい限り問題は生じない。

次に係数コンピュータ兼量子化器130の機能について
更に詳細に説明する。

量子化コヒーレントRAKE受信機110は、本願出願人に
譲渡された米国特許第5,151,919号および米国特許第5,2
18,619号に記載されているように、減算CDMA復調により
有利に作動する。本明細書で参考例として引用する、こ
れら出願に記載システムでは、最大相関値の実数部分お
よび虚数部分を０にセットし、直前に検出された信号を
減算したバッファメモリにサンプルを戻すよう逆変換を
行う。このような順方向の相関化方法を繰り返す。図８
〜10は、従来のCDMAシステムで実行されたコーディング
およびデコーディング方法における波形例を示す。図８
〜10の波形例を使用して、図11に減算CDMA復調技術の改
善された性能が示されている。

図８に信号グラフ（ａ）および（ｄ）として示される
２つの異なるデータストリームは、２つの別の通信チャ
ンネルを通して通信すべきデジタル化情報を示す。情報
信号１は、この信号１に対して一義的な高ビットレート
のデジタルコードを用いて変調される。このデジタルコ
ードは信号グラフ（ｂ）に示されている。信号グラフ
（ｃ）には、実質的には２つの信号波形の積であるこの
変調の結果が示されている。ブール代数表示では、２つ
の二進波形の変調は、実質的には排他的OR演算である。
信号グラフ（ｄ）〜（ｆ）に示されるような信号２に対
して、同様な一連の演算が実行される。当然ながら実際
にはセルラー電話通信で利用できる周波数スペクトルに
わたって、３つ以上の多数のコード化された情報信号が
拡散される。

多数の変調技術のうちの一つ、例えばQPSKを用いて無
線周波数（RF）キャリヤを変調するのに、各コード化さ
れた信号が使用される。セルラー電話システムでは、各
変調されたキャリヤは空中インターフェースにわたって
送信される。無線受信機、例えばセルラーベース局で
は、割り当て周波数バンド幅でオーバーラップした信号
のすべてが主に受信される。図９の信号グラフ（ａ）〜
（ｃ）に示されるように、別々にコード化された信号が
加算され、複合信号波形（グラフ（ｃ））を形成する。

受信された信号を適当なベースバンド周波数に復調し
た後、複合信号のデコーディングが行われる。信号グラ
フ（ｄ）に示されている信号１を変調するのに、最初に
使用された一義的コードで図９（ｃ）に示される受信複
合信号を乗算することにより、情報信号１をデコードす
なわち拡散解除（デスプレッド）することができる。こ
の結果生じる信号は、解析され、信号の各情報ビットの
期間の極性（高低、＋１または−１、１または０）を決
定する。受信機のコード発生器が送信コードに対してど
のように同期化されるかの詳細については、当分野で公
知となっている。

これら判断は、各ビット期間中のチップの極性の平
均、すなわち多数をとることによって行うことができ
る。このような「ハードな」判断方法は、信号が不明瞭
でない場合に限り許容できる。例えば信号グラフ（ｆ）
における最初のビット期間中に、平均チップ値は1.00で
あり、これはビット極性＋１を容易に示している。同様
に、第３ビット期間中は、平均チップ値は＋0.75であ
り、ビット極性も＋１となっている可能性が最も高い。
しかしながら第２ビット期間中は、平均チップ値は０で
あり、多数、すなわち平均テストでは、許容できる極性
値を与えることはできない。

かかる不明瞭な状況では、ビット極性を決定するのに
「ソフトな」判断方法を使用しなければならない。例え
ば拡散解除後の受信信号に比例するアナログ電圧を、単
一情報ビットに対応するチップ期間数にわたって積分で
きる。純積分結果の符号または極性は、ビット値が＋１
または−１になることを表示する。

図10の信号グラフ（ａ）〜（ｄ）には、信号１のデコ
ーディングと同様な信号２のデコーディングが示されて
いる。しかしながらデコーディングをした後には、ビッ
ト極性が不明瞭である状況ではない。

従来のCDMAと対照的に、減算的CDMA復調技術の特徴
は、軍事タイプのジャンミング信号の抑制の場合のよう
に、フレンドリーなCDMA信号の抑制がスペクトル拡散復
調器の処理利得によって制限されないという認識にあ
る。受信された複合信号に含まれる大きなパーセントの
他の信号は、相関化できない未知のジャンミング信号ま
たは環境ノイズではない。むしろ、上記のようなノイズ
の大部分は既知であり、当該信号のデコーディングを容
易とするのに使用される。対応する拡散コードを含むこ
れらノイズ信号のほとんどの特性は公知であるという事
実を、減算的CDMA複合技術で使用し、システムの容量お
よび信号デコード方法の精度を改善できる。減算的CDMA
複合技術は、複合信号からの各情報信号を単にデコード
するのではなくて、複合信号をデコードした後に複合信
号から各情報信号も除く。残っている信号は、複合信号
のうちの残留信号からデコードされるだけである。従っ
て、すでにデコードされた信号は残りの信号のデコーデ
ィングと干渉するものではない。

例えば第11図において、信号２は信号グラフ（ａ）に
示されるように、すでにデコードされている場合、（信
号２に対する再構成されたデータストリームの第１のビ
ット期間の開始点が、第８図の信号グラフ（ｄ）および
（ｅ）に示されるような信号２に対するコードの第４チ
ップの開始点と一致した状態で）信号グラフ（ｂ）およ
び（ｃ）に示されるように、コード化された状態の信号
２を再構成し、（再度、再構成されたコード化された信
号２の第１チップが受信された複合信号の第４チップと
一致した状態で）信号グラフ（ｄ）ないの複合信号から
減算することができる。これは、第11図における信号グ
ラフ（ｅ）と、（最初の３つのチップと最後のチップを
除くことにより、切り捨てられた第８図内の信号グラフ
（ｃ）とを比較することによって容易に検証される。信
号１を再構成するように、コード化された信号１とコー
ド１とを乗算することによって、信号１は容易に捕捉さ
れる。信号１および２に対するデータストリームのビッ
ト期間は、互いに２チップだけシフトされているので、
第11図の信号グラフ（ｆ）に示された捕捉信号１の第１
ビット期間には、６つの＋１のチップしかない。従来の
CDMAデコーディング方法は、信号１の第２ビット期間の
おける情報ビットの極性が第９図の信号グラフ（ｆ）で
１かまたは−１かを判別することはできないが、減算的
CDMA復調技術のデコード方法は複合信号から信号２を除
くだけで不明瞭な問題を有効に解決できることは重要で
ある。

上記のように、サンプルバッファのことなるシフトに
基づくFWTプロセッサ114の相関性の再計算および検出さ
れた信号の相関性の連続的減算は、最も強い相関強度か
ら最も弱い相関強度の順に行うことが好ましい。この方
法中、第７図に示される量子化コヒーレントRAKE受信機
110は、最大とみなされる成分の相関性を再計算し、そ
の結果を比較装置117からRAKE係数コンピュータ兼量子
化器130へ転送する。この量子化については後により詳
細に説明する。

量子化コンピュータRAKE受信機110は所定のスクラン
ブルビットパターンをビットごとにモジュロ２加算する
ことにより、ウォルシュ−アダマール拡散コードを変更
する通信システムで有利に利用できると理解されよう。
かかるシステムについては、参考例として引用する本願
出願人に譲渡されたPCT特許第WO93/21709号「移動無線
通信のためのマルチアクセスコーディング」に記載され
ている。

第12図は、上記特許出願に記載の特性を有するスクラ
ンブルビットパターンすなわちスクランブルマスクによ
る操作に必要な付加的部品を備えた、第７図に示される
RAKE受信機の一部を示す。これらスクランブルマスク
は、例えばRAMまたはROMメモリ内にルックアップテーブ
ルとして格納することが好ましく、関連するアドレスを
供給することによって、このメモリから特定のマスクが
検索される。メモリによるルックアップテーブルを参照
して説明したが、選択制御入力信号により表示されるス
クランブルマスクをオンラインで発生するデジタル論理
回路またはマイクロコンピュータのような適当なコード
発生器を使用することもできると解される。

アンテナによって受信された複合信号は、受信機の復
調器111aに与えられ、復調器は複合信号のシリアルサン
プルを復調する。シリアル−パラレルコンバータ111b
は、シリアルサンプルを信号サンプルのパラレルブロッ
クに変換する。信号サンプルは位相の合った信号成分お
よび直角信号成分に対応して複素数でよい。受信機内で
各情報信号をデコードする順序は、スクランブルマスク
メモリ140へ加えられる受信スクランブルマスク選択ア
ドレスb_Aまたはb_Bによって決定される。シリアル−パラ
レルコンバータ111b内でバッファ化されたパラレルサン
プルはＮビット加算器150によりメモリ140から検索され
たスクランブルマスクに対してビットごとに排他的OR演
算されるか、またはモジュロ２加算される。受信された
サンプルが複素数である場合、合相成分および直交成分
に対してことなるスクランブルマスクを使用できる。次
にデスクランブルされた信号は、上記のようにFWT回路1
14を含むRAKE受信機の残りの部分によりデコードされ
る。

かかるシステムでは、ソース情報すなわち音声は、Ｍ
（またはＭ＋１）個の二進ビットのブロックに変換さ
れ、これらビットブロックはエラー訂正直交（または双
直交）ブロックコードによってエンコードされる。直交
2^Mビットのブロックコードワードは、メモリ内のルック
アップテーブルから検索できるスクランブルマスクのモ
ジュロ２のＮビット加算によりスクランブルされる。理
想的スクランブルマスクの場合、スクランブルマスクセ
ットを発生するのに使用された方法に応じてスクランブ
ルは、n_A＝Ｎ^1/2またはN_B＝N/2個存在し得る。従って、
メモリから各マスクをアドレス指定するのに、ビット数
はb_A＝log₂（n_A）またはb_B＝log₂（n_B）となり、特定の
スクランブルマスクに関連するｂビットまたはｂビット
のスクランブルマスク選択アドレスをメモリに送ること
により、格納位置からそのマスクを検索し、ブロックコ
ード化された信号にモジュロ２加算する。

特定のスクランブルマスクを選択的にアドレス指定
し、検索する能力は、受信された複合信号から信号をデ
コードする順を決定する際に重要となる。例えば、最初
により強いコード化情報信号をデコードし、より弱い信
号をデコードする前に複合信号から除く場合、関連する
コード化情報信号の信号強度によりスクランブルマスク
の順を決定しなければならない。参考例として引用した
特許および特許出願によるCDMA減算的復調では、デコー
ドのために最も強い情報信号を選択し、その信号を除い
た後に、次に強い情報信号に対応するスクランブルマス
クを選択し、最も微弱な信号がデコードされるまでこの
工程を続ける。

RAKE係数コンピュータ兼量子化器130は、比較器117に
よってこれに与えられる選択された複素相関値のシーケ
ンスから、平均値と実数および虚数変換成分のトレンド
を決定する。これらはコンピュータ130によって使用さ
れ、次の解析時間に発生する値を予想し、よって係数メ
モリ115aから検索すべき重みを予想する。従って受信機
110は変化するマルチパス条件に適応できる。コンピュ
ータ130によって実施される計算では一般に、デジタル
信号プロセッサ、例えばテキサスインスツルメンツ社か
ら入手可能なモデルTMS320C50が必要である。

予想値は値±１が割り当てられる最大の大きさに対し
て正規化されることが好ましく、その他は次のように量
子化される。

振幅＞0.7であれば、±１に量子化する。

0.35＜振幅＜0.7であれば、±0.5に量子化する。

0.175＜振幅＜0.35であれば、±0.25に量子化する。

振幅＜0.175であれば、0.0に量子化する。

従って、予想変換値は好ましくは４つのレベルに粗く量
子化される。

先の値からの次の解析インターバルの間に、相関値を
コンピュータ130で予想すると、最も簡単な場合に、次
の値が先の値と同じになるような予想を行うことが有り
得る。相関性がゆっくりと変化する場合、良好な予想は
将来の相関性が対応する先の値の移動平均となるように
することであり、より古い結果に対し、同じ重さまたは
指数的に減少する重さ（後者は指数的切り捨て（expone
ntial forgetting）と称されることがある）のいずれ
かで、所定幅の移動ウィンドー中の先の値から移動平均
を発生できる。Ｚ（ｉ）が時間ｉにおける複素相関性を
表し、Ｚ（ｉ）が先の複素相関性の時間ｉにおける移動
平均を表しているものとすると、次の移動平均の適当な
予想値は次の式で表される。

Ｚ（ｉ＋１）＝Ｚ（ｉ）＋（Ｚ（ｉ）−Ｚ（ｉ））/4 この式は４つの相関インターバルの移動ウィンドーにわ
たって指数的に減少する。４×128のチップのインター
バルの間ではフェージングに起因する信号の振幅および
位相変化がこのインターバルにわたって過度でなけれ
ば、指数減少は適当である。フェージングレートはドッ
プラー偏位に関連しており、これは法定車速および１ギ
ガヘルツ前後の無線周波数に対しては、約０〜100ヘル
ツのスペクトルレンジ内にある。従って、４×128チッ
プのインターバルは、最大のドップラー偏位における１
サイクルの1/4、すなわち1/4・10ms＝2.5msに広がるこ
とができる。このことは一つの128チップの期間は200KB
/sよりも大きなチップレートに対応する0.625msよりも
短くしなければならないことを示唆している。好ましい
実施例におけるチップレートは、270.8333KB/sであり、
上記基準を満たしている。

相関性がより高速に変化する場合、例えば伝搬パスが
急速に変化する場合、将来の相関値は相関性のトレンド
すなわち時間微分値を使用して良好に予想される。この
トレンドは測定された相関性Ｚ（ｉ）を使用して次の式
に従い、先の予想Ｚ（ｉ）およびその微分値Z'（ｉ）を
補正することにより、有利に発生できる。

Z_cor（ｉ）＝Ｚ（ｉ）＋ａ（Ｚ（ｉ）−Ｚ（ｉ）） Z_cor'（ｉ）＝Z'（ｉ）＋ｂ（Ｚ（ｉ）−Ｚ（ｉ）） ここでａおよびｂは適当な係数である。次に下記の式に
従って、予想値Ｚ（ｉ＋１）を発生するように補正され
た値Z_cor（ｉ）およびZ_cor'（ｉ）を使用する。

Ｚ（ｉ＋１）＝Z_cor（ｉ）＋Z_cor'（ｉ）dT ここでdTは予想間の時間差である。係数ｂを適当に選択
することにより、dTを単位または２の累乗の逆数とみな
し、比較的時間のかかる乗算を避けるようにすると有利
である。

係数ａおよびｂは、公知のカルマンフィルタ理論を適
用することにより発見する。カルマンタイプの予想器の
一般的特徴については、文献、例えば1985年ニューヨー
クのマクミランパブリッシング社のH.バンランディンガ
ム著、「デジタル制御システム入門」の８章、「観察性
およびステート予想器の設計」に記載されている。係数
ａ、ｂは次のようにカルマンフィルタ式から発生され
る。

を、予想すべき値Ｚとその時間微分Z'の２要素複素列ベ
クトルであるとする。指標ｉは、現在最良の予想値を示
す。Ａ（ｉ＋１）、Ｚ（ｉ＋１）およびZ'（ｉ＋１）の
次の値は、下記のように新しい情報を受信する前に、先
の予想値から予想できる。

Ｚ（ｉ＋１）＝Ｚ（ｉ）＋Z'（ｉ）・dT Z'（ｉ＋１）＝Z'（ｉ） このことはＺ（ｉ）は微分予想値を使用してdTだけ前に
予想される。より良好な予想ができる第２の微分予想値
はないので、微分予想値はそのままである。これら式
は、次のように表すことができる。

はシンボルＷで表示され、このシンボルは更に別の情報
が受信されない場合でも、Ａの規則的な予想変化を表
す。

カルマンフィルタ理論によれば、逆共変量マトリック
スＰ、本例では複素係数の２×２マトリックスも先の値
から予想され、この方法はＰが大きく、対角状態で開始
される。Ｐ（ｉ＋１）は次のマトリックス式に従ってＰ
（ｉ）から予想される。

Ｐ（ｉ＋１）＝Ｗ^＃Ｐ（ｉ）Ｗ＋Ｑ ここで、＃は複素共役転置行列であることを示し、Ｑ
は通常対角マトリックスである一定のマトリックスであ
り、このマトリックスは方法がいかに速く変化をトラッ
キングできるかを決定する。更に、次に行うべき観察の
値Ｕ（ｉ＋１）（すなわち計算すべき次の相関値）は、
これが下記の式からの次のＡの値の関数であると仮定し
て予想される。

Ｕ（ｉ＋１）＝Ｆ（Ａ（ｉ＋１）） この場合、観察すべき値はちょうどＺ（ｉ＋１）である
ので、関数Ｆは単に、 Ｕ（ｉ＋１）＝１・Ｚ（ｉ＋１）＋０・Z'（ｉ＋１） ＝（1,0）・Ａ（ｉ＋１） となる。列ベクトル状態のベクトル（１、０）には、シ
ンボルＸが割り当てられ、このベクトルはベクトルＡに
対するＵの勾配ベクトルである。

右側の項の先の値を使用して左側の項の新しい値を計
算することが暗示されるので、簡潔にするため、ｉを使
った指標表示をなくすことができ、次の式が得られる。

予想値:P＝Ｗ^＃・Ｐ・Ｗ＋Ｑ A＝Ｗ・Ａ U＝Ｘ^＃・Ａ 次に、Ｕの予想値を次の観察値（すなわち次の相関値、
すなわちＺ（ｉ＋１））と比較し、予想エラーＥを次の
式から計算する。

Ｅ＝Ｕ−Z_actual 次に下記の式を使って予想値を構成する。

上記式（１）は、係数ａおよびｂを使ってＺおよびZ'を
更新するための式と比較できる。実際にベクトルＡで表
示されるこれら式は次のとおりである。

であり、 はＰ・Ｘに等しいことを示す。Ｐの要素は、繰り返しご
とに減少し、より多くの相関値を考慮するにつれて平均
予想値に対する影響が少なくなる各予想値に対応する。
しかしながら、Ｑマトリックスを加えることにより、Ｐ
が０になることが防止され、更に最新に受信された値が
最終的にどのように大きな影響をするか、すなわち変化
をトラッキングするレートを決定する。

Ｐ値の計算のシーケンスは未知の、すなわちノイズの
多い受信量に関係せず、一定マトリックスＱおよびＸ、
Ｐ値のシーケンスおよびＰが最終的に収束する値を設計
中にすべてに対して１回計算できる。Ｐ・Ｘの最終値
は、所望の係数ａおよびｂを含む２要素ベクトルとな
る。Ｐ値の計算は省略でき、計算全体はａおよびｂの決
定された値を使って先に与えられた式にまとめられる。
これは最終カルマン解答として知られている。

従って、利得マトリックスが一定値に収束するのに十
分長いカルマンアルゴリズムを実行した後、カルマン利
得マトリックスの最終値から係数が得られる。これら最
終値も、例えば２の累乗の逆数に通常粗く量子化し、シ
フトすなわち遅延により容易に実行すると共に、比較的
より複雑な乗算を回避することもできる。

当然ながら、本発明の精神から逸脱することなく、本
発明を上記以外の特定の形態で実施することも可能であ
る。上記実施例は、単に例示にすぎず、いかなる意味に
おいても制限的であるとみなしてはならない。本発明の
範囲は、先の説明でなくて、特許請求の範囲に記載され
ており、発明の範囲内に入るすべての変更例および均等
物は請求の範囲内に含まれるものである。

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713

Claims (35)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくとも２つの時間シフトが送信された
   データシンボルに対応し、拡散コードおよびその拡散コ
   ードの補数が、それぞれの異なる送信されたデータシン
   ボルに対応する、連続する送信されたデータシンボルか
   ら成る、受信された信号の少なくとも２つの時間シフト
   を拡散コードに相関化する工程と、 各係数が符号付き２の整数累乗の逆数であり、それぞれ
   の時間シフトに対応する値を有する係数メモリから選択
   される係数に従って、相関工程の結果を重み付けする工
   程と、 それぞれのアキュムレータ内で各時間シフトに対し重み
   付け工程の結果を合計する工程と、 送信されたデータシンボルをデコードするように、アキ
   ュムレータ内の合計値の符号を決定する工程とを備え
   た、コード分割マルチアクセス信号をデコードするため
   の方法。
2. 【請求項２】相関化工程はビットシリアル状の二進コー
   ド化された数値を発生する、請求項１記載の方法。
3. 【請求項３】合計工程は、複数の再循環ビットシリアル
   メモリ内で重み付けされた相関値をビットシリアルに合
   計する工程を備えた、請求項２記載の方法。
4. 【請求項４】重み付け工程は、選択された係数に対応す
   る値だけビットシリアル合計値の使用を遅延する工程を
   備えた、請求項３記載の方法。
5. 【請求項５】受信された信号は複数の連続する複素ベク
   トル値を備え、相関化工程は複素相関値を発生する工程
   を含み、係数は複素数の値である、請求項１記載の方
   法。
6. 【請求項６】異なる送信された信号に対応する少なくと
   も２つの拡散コードに、少なくとも２つの時間シフトを
   相関化し、各拡散コードのためにそれぞれのアキュムレ
   ータ内で各時間シフトに対して重み付け工程の結果を合
   計し、決定工程は合計手段によって発生された最大の合
   計値を識別して送信されたデータシンボルをデコードす
   る、請求項１記載の方法。
7. 【請求項７】拡散コードは相互に直交関係にある、請求
   項６記載の方法。
8. 【請求項８】拡散コードはウォルシュ・アダマールコー
   ドである、請求項７記載の方法。
9. 【請求項９】相関化工程は高速ウォルシュ変換を実行す
   ることを含む、請求項８記載の方法。
10. 【請求項１０】拡散コードは所定のスクランブルビット
    パターンのビットごとのモジュロ２加算によって変更さ
    れたウォルシュ・アダマールコードである、請求項７記
    載の方法。
11. 【請求項１１】スクランブルシーケンス発生器からの信
    号に応答して、あるコードブロックから別のコードブロ
    ックへスクランブルビットパターンを変える工程をさら
    に含む、請求項10記載の方法。
12. 【請求項１２】少なくとも２つの時間シフトが送信され
    たデータシンボルに対応し、拡散コードおよびその拡散
    コードの補数が、それぞれの異なる送信されたデータシ
    ンボルに対応する、連続する送信されたデータシンボル
    から成る、受信された信号の少なくとも２つの時間シフ
    トを拡散コードに相関化する手段と、 各係数が符号付き２の整数累乗の逆数であり、それぞれ
    の時間シフトに対応する値を有する係数メモリから選択
    される係数に従って、相関手段によって発生される相関
    値を重み付けする手段と、 各時間シフトに対し重み付け手段によって発生される重
    み付けされた相関値合計を合計する手段と、 送信されたデータシンボルをデコードするように、合計
    手段によって発生された合計値の符号を決定する手段と
    を備えた、コード分割多重アクセス信号をデコードする
    ための装置。
13. 【請求項１３】相関化手段はビットシリアル状の二進コ
    ード化された数値を発生する、請求項12記載の装置。
14. 【請求項１４】合計手段は、複数のビット加算器および
    関連する再循環ビットシリアルメモリ手段を備えた、請
    求項13記載の装置。
15. 【請求項１５】重み付け手段は、選択された係数に対応
    する値だけ相関手段によって発生されたビットシリアル
    値の使用を遅延するための手段を備えた、請求項14記載
    の装置。
16. 【請求項１６】相関化手段は、少なくとも２つの時間シ
    フトを少なくとも２つの拡散コードに対して相関化し、
    少なくとも２つの拡散コードは送信された異なるデータ
    信号に対応し、合計手段は各拡散コードごとの時間シフ
    トに対する重み付けされた相関値を合計し、決定手段は
    合計手段によって発生された最大の合計を識別して、送
    信されたデータシンボルをデコードする、請求項12記載
    の装置。
17. 【請求項１７】拡散コードは相互に直交関係にある、請
    求項16記載の装置。
18. 【請求項１８】拡散コードはウォルシュ・アダマールコ
    ードである、請求項17記載の装置。
19. 【請求項１９】相関化手段は高速ウォルシュ変換を実行
    するための手段を含む、請求項18記載の装置。
20. 【請求項２０】拡散コードは所定のスクランブルビット
    パターンのビットごとのモジュロ２加算によって変更さ
    れたウォルシュ・アダマールコードである、請求項19記
    載の装置。
21. 【請求項２１】スクランブルシーケンス発生器と、この
    スクランブルシーケンス発生器からの信号に応答して、
    あるコードブロックから別のコードブロックへスクラン
    ブルビットパターンを変える手段をさらに含む、請求項
    20記載の装置。
22. 【請求項２２】受信される信号は複数の連続する複素ベ
    クトル値から成り、相関化手段は複素訂正値を発生し、
    係数は複素数の値である、請求項12記載の装置。
23. 【請求項２３】相関化手段によって発生される複素相関
    値から係数を決定するための手段をさらに備え、決定さ
    れた係数は送信された連続するデータシンボルをデコー
    ドするためのものである、請求項22記載の装置。
24. 【請求項２４】係数決定手段は複素訂正値の実数および
    虚数部分を平均化する手段と、各各が２の整数累乗の逆
    数となっているそれぞれの値に平均化された部分を量子
    化するための手段とを備え、量子化された値は送信され
    た連続データシンボルをデコードする際の係数として使
    用される、請求項23記載の装置。
25. 【請求項２５】平均化手段はカルマンフィルタを含む、
    請求項24記載の装置。
26. 【請求項２６】受信された信号の、少なくとも２つの時
    間シフトと少なくとも２つの拡散コードとを相関化する
    ための手段を備え、受信された信号は送信された連続す
    るデータシンボルを含み、拡散コードは送信された異な
    るデータシンボルに対応し、 係数メモリから選択された係数に従って、相関化手段に
    よって発生された相関値を重み付けするための手段を備
    え、係数は、±１、±1/2、±1/4、....および０を含む
    グループから選択された値を有し、各係数はそれぞれの
    時間シフトおよびそれぞれの拡散コードに対応してお
    り、 拡散コードごとの時間シフトに対して重み付け手段によ
    り発生された重み付け相関値を合計するための手段と、 合計手段によって発生された最大合計値を決定し、送信
    されたデータシンボルをデコードするための手段と、 受信された信号からデコードされた送信データシンボル
    に対応する波形を減算するための手段とを備えた、コー
    ド分割多重アクセス信号をデコードするための装置。
27. 【請求項２７】拡散コードは相互に直交関係にある、請
    求項26記載の装置。
28. 【請求項２８】拡散コードはウォルシュ・アダマールコ
    ードであり、請求項27記載の装置。
29. 【請求項２９】相関化手段は高速ワルシュ変換プロセッ
    サを含む、請求項28記載の装置。
30. 【請求項３０】スクランブルビットパターンのビットご
    とのモジュロ２加算による、ウォルシュ・アダマールコ
    ードを変更するための手段を更に含む、請求項28記載の
    装置。
31. 【請求項３１】スクランブルシーケンス発生器を更に含
    み、スクランブルビットパターンはスクランブルシーケ
    ンス発生器からの信号に応答して、あるウォルシュ・ア
    ダマールコードブロックから別のコードブロックに変化
    する、請求項30記載の装置。
32. 【請求項３２】減算手段は相関値に基づいて波形を減算
    する、請求項26記載の装置。
33. 【請求項３３】波形は時間シフトごとに減算され、減算
    された波形は対応する時間シフトとの相関値に基づく、
    請求項32記載の装置。
34. 【請求項３４】減算手段は、相関値の大きさが最大のも
    のから最小のものへ順に異なる時間シフトに対し波形を
    減算する、請求項33記載の装置。
35. 【請求項３５】相関化手段は、より強い相関値を有する
    時間シフトから波形を減算した後、受信した信号の少な
    くとも２つの時間シフトを相関化する、請求項34記載の
    装置。