FI113228B - Kvantisoitu koherentti RAKE-vastaanotin - Google Patents

Description

113228

Kvantisoitu koherentti RAKE-vastaanotin Taustaa

Hakijan keksintö liittyy menetelmiin ja laittei-5 siin, joilla vastaanotetaan hajaspektritekniikan mukaisia radiosignaaleja, kuten digitaalisesti moduloituja signaaleja koodijakokilpavaraus- (CDMA-) matkaviestinjärjestelmässä, ja tarkemmin tällaisten signaalien RAKE-vastaan-otinmenettelyyn.

10 CDMA-tietoliikennejärjestelmissä lähetetyt infor- maatiosignaalit limittyvät sekä ajan että taajuuden suhteen, kuten on kuvattu esim. julkaisussa N. Tzannes, Communication and Radar Systems, ss. 237 - 239, Prentice-Hall, Inc. (1985). Lähetettävä informationaalinen data-15 virta painetaan paljon suuremman nopeuden datavirran, tunnetaan nimellä "nimikirjoitussekvenssi", päälle. Tyypil-liesti nimikirjoitussekvenssidata on binääristä ja antaa bittivirran. Yksi tapa tämän nimikirjoituksen generointiin on satunnaiskohina- (PN-) prosessi, joka vaikuttaa satun-20 naiselta, mutta jonka valtuutettu vastaanotin pystyy toistamaan. Informationaalinen datavirta ja suuren bitti no-, peuden nimikirjoitussekvenssi yhdistetään kertomalla nämä ; kaksi bittivirtaa keskenään olettaen, että kahden bitti-

« I

virran binääriarvoja edustavat +1 ja -1. Tätä suuren-bit- * 1 · · 25 ti-nopeuden signaalin yhdistämistä matalan bitti nopeuden signaaliin kutsutaan "koodaamiseksi" tai informationaali- > : sen datavirran "hajoittamiseksi". Kullekin informationaa- v : liselle datavirralle, eli kanavalle, annetaan yksikäsit teinen nimikirjoitussekvenssi eli "hajoituskoodi" j : 30 Useat koodatut informaatiosignaalit moduloivat ra- diotaajuus- (RF-) kantoaaltoa esimerkiksi kvadratuurivai-hesiirtoavainnuksella (QPSK), ja ne vastaanotetaan yhdis-, tettynä signaalina vastaanottimessa. Kukin koodatuista signaaleista limittyy muiden koodattujen signaalien sekä 35 kohinaan liittyvien signaalien kanssa sekä taajuuden että > » » * * » I i 2 113228 ajan suhteen. Jos vastaanotin on valtuutettu, yhdistettyä signaalia korreloidaan yhden yksikäsitteisistä hajoitus-koodeista kanssa ja vastaava informaatiosignaali voidaan eristää ja dekoodata.

5 Eräs CDMA-tekniikka, jota kutsutaan "perinteiseksi CDMAksi suoralla hajoituksella", käyttää hajoituskoodia edustamaan yhtä informaatiobittiä. Lähetetyn koodin tai sen komplementin (koodisekvenssin kunkin bitin vastakohta) ilmaisee, onko informaatiokoodi "-1" vai "+1". Nimikirjoi-10 tussekvenssi muodostuu tavallisesti N:stä bitistä ja kutakin bittiä kutsutaan nimellä "pala". Koko N-palaista sekvenssiä tai sen komplementtia kutsutaan lähetetyksi symboliksi. Vastaanotin korreloi vastaanotettua signaalia oman nimikirjoitussekvenssigeneraattorinsa tuottaman tunnetun 15 nimikirjoitussekvenssin kanssa tuottaakseen normalisoidun arvon välillä -1 - +1. Kun saadaan voimakas positiivinen korrelaatio, ilmaistaan "-1"; kun saadaan voimakas negatiivinen korrelaatio, ilmaistaan "+1". PN-koodisanojen korrelaattorilla tapahtuvan ilmaisemisen eri piirteitä on 20 kuvattu teoksessa F. Stremler, Introduction to Communication System, 2. painos, ss. 412 - 418, Addison Wesley Pub-. lishing Co (1982).

Toinen CDMA-teknikka, jota kutsutaan nimellä "vah-\ vistettu CDMA suoralla hajoituksella" sallii kunkin lähe- 25 tetyn sekvenssin ilmaista useampaa kuin yhtä informaatio- bittiä. Koodisanojen ryhmää, tyypillisesti ortogonaalisia koodisanoja tai biortogonaalisia koodisanoja, käytetään '· ’ koodaamaan ryhmä informaatiobittejä paljon pitemmäksi koo- disekvenssiksi eli koodisymboliksi. Nimikirjoitussekvens-| 30 si, eli "sekoitusmaski", modulo-2 lisätään binäärikoodi- ; : sekvenssiin ennen lähetystä. Vastaanottimessa tunnettua ’ . sekoitusmaskia käytetään poistamaan sekoitus vastaanote- , tusta signaalista, jota sitten korreloidaan kaikkiin mah dollisiin koodisanoihin. Koodisana, jonka korrelaatioarvo : 35 on suurin, ilmaisee, mikä koodisana kaikkein todennäköi- 3 113228 simmin lähetettiin, ilmaisten, mitkä informaatiobitti kaikkein todennäköisimmin lähetettiin. Eräs yleinen orto-gonaalinen koodi on Walsh-Hadamard (WH) -koodi.

Sekä perinteisessä että vahvistetussa CDMA:ssa yllä 5 mainitut "informaatiobitit" voivat olla myös koodattuja bittejä, jolloin käytetty koodi on lohko- tai konvoluutiokoodi. Yksi tai useampi informaatiobitti voi muodostaa datasymbolin. Myös nimikirjoitussekvenssi tai sekoitusmas-ki voivat olla paljon pitempiä kuin yksittäinen koodisek-10 venssi, jossa tapauksessa nimikirjoitussekvenssin jälkiosa lisätään koodisekvenssiin.

CDMA-tietoliikennetekniikkaan liittyy lukuisia etuja. CDMA-pohjaisten solukkopuhelinjärjestelmien kapasi-teettirajat yltävät jopa kaksikymmenkertaisiksi olemassa 15 olevan analogiatekniikan rajoihin nähden laajakaista-CD-MA:n parantuneen koodausvahvistuksen/modulaatiotiheyden, puheaktiivisuuden ilmaisemiseen perustuvan veräjöinnin, sektoroinnoin, ja saman spektrin uudelleen käytön kussakin solussa ansiosta. Puheen CDMA-lähettäminen suuren bitti-20 nopeuden dekooderilla takaa ylivoimaisen, realistisen puheen laadun. CDMA antaa mahdollisuuden myös vaihteleviin \ datanopeuksiin, mikä sallii tarjota hyvin eriasteista pu- heenlaatua. CDMA:n sekoitettu signaalimuoto poistaa ris-tiinkuulumisen tyystin ja saa puheluiden salakuuntelun tai , 25 jäljittämisen hyvin hankalaksi ja kalliiksi, mikä takaa * * suuremman yksityisyyden soittajille ja suuremman immuni- : » · teetin väärinkäyttöä vastaan.

* Monissa radiotietoliikennejärjestelmissä vastaan otettava signaali sisältää kaksi komponenttia, I-komponen-• 30 tin (vaihe-) ja Q-komponentin (kvadratuuri-). Tämä johtuu ; siitä, että lähetetyssä signaalissa on kaksi komponenttia _ . ja/tai että välissä oleva kanava tai koherentin kantoaal- , toreferenssin puuttuminen saa lähetetyn signaalin jakaan-

I I W I

tumaan I- ja Q-komponenteiksi. Tyypillisessä digitaalista : 35 signaaliprosessointia käyttävässä vastaanottimessa vas- 4 113228 taanotettuja I- ja Q-komponenttisignaaleja näytteistetään joka Tc:s sekunti, missä Tc on palan kesto, ja näytteet talletetaan jatkoprosessointia varten.

Matkaviestinjärjestelmissä tuki- ja matkaviestin-5 asemien välillä lähetettävät signaalit kärsivät tyypillisesti kaikuvääristymästä tai aikahajaantumisesta, joita aiheuttavat esimerkiksi signaaliheijastukset suurista rakennuksista tai läheisistä vuoristoista. Monitiehajaantu-mista esiintyy, kun signaali etenee vastaanottimeen ei 10 yhtä, vaan useaa tietä pitkin siten, että vastaanotin kuulee useita kaikuja, joilla on poikkeavat ja satunnaisesti vaihtelevat viiveet ja amplitudit. Täten kun monitieaika-hajaantumista esiintyy CDMA-järjestelmässä, vastaanotin vastaanottaa yhdistetyn signaalin lähetetyn symbolin mo-15 ninkertaisista versioista, jotka ovat edenneet eri teitä pitkin (joita kutsutaan "säteiksi"), joista joillakin voi olla suhteelliset aikaviiveet vähemmän kuin yksi symboli-j akso.

Kullakin erotettavalla "säteellä" on tietty suh- 20 teellinen saapumisaika kTc sekuntia, joka kattaa N I- ja Q-palanäytettä, koska kukin signaalikuva on N-palainen , ·. sekvenssi perinteisessä CDMA-järjestelmässä. Monitieaika- » · ; ·. hajaantumisen vuoksi korrelaattori antaa useita pienempiä * · piikkejä yhden suuren piikin sijaan. Kukin säde, joka vas-, 25 taanotetaan symbolijakson jälkeen (ts. jos heijastuman aiheuttama aikaviive ylittää yhden symbolijakson), esiin- • * ί tyy korreloimattomana häiriösignaalina, joka pienentää *, * tietoliikennejärjestelmän kokonaiskapasiteettia. Lähetet tyjen symbolien (bittien) ilmaisemiseksi optimaalisesti i : 30 vastaanotetut piikit tulee yhdistää sopivalla tavalla.

; Tyypillisesti tämä voidaan tehdä RAKE-vastaanotti-

1 I

' , mella ("HARAVA-vastaanotin", suom.), jota kutsutaan tällä , nimellä koska se "haravoi" kaikki monitievaikutukset yh- 1 ' » i teen. RAKE-vastaanottimien eri piirteitä kuvataan julkai- > Ί": 35 suissa R. Price et ai., "A Communication Technique for 5 113228

Multipath Channels", Proc. IRE, vol 46 ss. 555-570 (maaliskuu 1958); G. Turin, "Introduction to Spread-Spectrum Antimultipath Techniques and Their Application to Urban Digital Radio", Proc IEEE, vol 68, ss. 328-353 (maaliskuu 5 1980); ja J. Proakis, Digital Communications, 2. painos, ss. 729-739. McGraw-Hill Inc (1989).

RAKE-vastanotin käyttää erästä diversiteettiyhdis-tämisen muotoa keräämään signaalienergia vastaanotetuilta eri signaaliteiltä, ts. eri signaalisäteiltä. Diversiteet-10 ti antaa redundantteja tietoliikennekanavia siten, että kun jotkut kanavat häipyvät, kommunikaatio on edelleen mahdollista ei-häipyvien kanavien kautta. CDMA-RAKE-vas-taanotin käy häipymistä vastaan ilmaisemalla kaikusignaa-lit yksittäin käyttämällä korrelaatiomenetelmää ja summaa-15 maila ne algebrallisesti (samalla etumerkillä). Edelleen, jotta vältettäisiin symbolien väliset interferenssit, sopivia aikaviiveitä sijoitetaan ilmaistujen kaikujen väliin siten, että ne jälleen osuvat paikoilleen.

Esimerkki vastaanotetun yhdistetyn signaalin moni- 20 tieprofiilista on esitetty kuviossa 1. Säde, joka etenee lyhintä tietä saapuu ajanhetkellä T0 amplitudilla A0, ja , ·. pitempiä teitä pitkin etenevät säteet saapuvat ajanhetkil- ; lä Tx, T2, T3 vastaavilla amplitudeilla Ax, A2, A3. Yksin- > · kertaisuuden vuoksi tyypillinen RAKE-vastaanotin olettaa, . 25 että säteiden väliset aikaviiveet ovat vakio, ts. Tx = T0 + dT, T2 = T0 + 2dT ja T3 = T0 + 3dT esitetylle profiilille; > aikaviiveet (ja amplitudit) estimoidaan tavallisesti vas- ‘ : taanotetun yhdistetyn signaalin historiasta.

RAKE-vastaanottimen eräässä muodossa nimikirjoitus-j : 30 sekvenssin korrelaatioarvot eri aikaviiveillä vastaaotet- : tujen signaalien kanssa viedään viivelinjan läpi, josta tehdään väliotto odotetun aikaviiveen (dt) kohdalla, ts.

, vastaanotettujen kaikujen välinen odotusaika. RAKE-väli- ottojen lähdöt yhdistetään sitten sopivin painoin. Tällai-;· : 35 nen vastaanotin hakee aikaisimman säteen sijoittamalla 6 113228 välioton kohtaan T0, ja dt:n verran viivästyneen säteen sijoittamalla välioton kohtaan T0+dt ja niin edelleen. RA-KE-väliottojen lähdöt, joilla merkittävästi energiaa, painotetaan sopivasti ja yhdistetään vastaanotetun signaali-5 kohina-ja-interferenssi -suhteen maksimoimiseksi. Täten viivelinjan kokonaisaikaviive määrää haettavissa olevan saapumisaikaviiveen määrän. Eräässä hyödyllisessä CDMA-järjestelmässä voidaan hakea jopa 128 mikrosekuntia (ps), mikä vastaa kolmeakymmentä kahta palaa, ja yhdistettävissä 10 olevien väliottojen kokonaisaikaviive on kolmekymmentäkak-si ps, mikä vastaa kahdeksan palan ikkunaa, jota voidaan liikuttaa kolmenkymmenkahden palan kokonaisviiveen sisällä.

Kuviot 2A ja 2B havainnollistavat, kuinka RAKE-vä-15 liottojen käsittely sovittaa RAKE-vastaanottimen signaaleihin, joilla on eri viiveet. Kuviossa 2A on käytössä kahdeksan väliottoa, jotka tunnistetaan saapumisajoista T0 - T7, joista vain väliottojen T4 - T7 lähdöille annetaan vastaavasti nollasta poikkeavat painot W4 - W7. Kuviossa 2B 20 ainoastaan väliottojen T0 - T3 lähdöille annetaan vastaavasti nollasta poikkeavat painot W0 - W3. Kun panot W0 - W3 ovat vastaavasti samat kuin painot W4 - W7, vastaanotin on V. sovitettu samaan signaaliin, mutta saapumisajalle T0 pikem- \ min kuin saapumisajalle T4. "Digitaalisessa" RAKE- eli DRA- ► · . 25 KE-vastaanottimessa painot ovat joko 0 tai 1, kuten yllä mainitussa Turinin paperissa esitetään.

Kuviossa 3 on esitetty kaavio tavanomaisesta RAKE-V * vastaanottimesta, joka käyttää jälkikorrelaattoria, eri säteiden koherenttia yhdistämistä. Vastaaotettu radiosig-* 30 naali demoduloidaan esimerkiksi sekoittamalla se kosini- ; ’ : ja siniaaltomuotojen kanssa ja suodattamalla signaali ] . RF-vastaanottimessa 1, joilloin saadaan I- ja Q-palanäyt- , teet. Nämä palanäytteet kerätään puskurimuistiin, joka muodostuu kahdesta puskurista 2a, 2b vastaavasti I-, Q-: 35 näytteille. Kuten kuviossa 3 esitetty, kummankin puskurin 7 113228 2a, 2b pohjalla on viimeisimmäksi vastaanotetut palanäyt-teet.

Multiplekseri 3 vastaanottaa puskuroidut palanäyt-teet ja lähettää kompleksikorrelaattoreille 4a, 4b sarjan 5 I-palanäytteitä ja ja vastaavan sarjan Q-palanäytteitä. Valittu sarja sisältää N-näytettä vastaten N-palaista sekvenssiä, joka saapuu tiettyyn aikaan. Esimerkiksi jos puskurit 2a ja 2b kumpikin sisältää 159 palanäytettä (numeroitu 0-158) ja N on 128, niin tällöin multiplekseri 3 10 lähettäisi palanäytteet, jotka on numeroitu i - (i+127), I-puskurista 2a, ja palanäytteet, jotka on numeroitu i -(i+127) Q-puskurista 2b korrelaattoriin 4a, missä i on signaalisäteiden diskreetti aikaindeksi siitä, kun puskurit ensi kertaa täytettiin. Kaksi eri ryhmää palanäyttei-15 tä, ts. kaksi eri vastaanotettua näytesarjaa ja siten eri signaalisäde, annetaan multiplekserin 3 toimesta korre-laattorille 4b. Kumpikin korrelaattoreista 4a, 4b, jotka korreloivat kaksi signaalinäyteryhmäänsä I, G tunnettuun nimikirjoitussekvenssiin eli hajoituskoodiin, muodostaa 20 kompleksisen korrelaatioarvon. Multiplekseri 3 voi tietenkin antaa vastaanotetut näytteet joko sarjamuotoisesti tai . ·. rinnakkaismuotoisesti.

• ·

Yleisesti ottaen kompleksikorrelaattori korreloi • « kompleksin tulovirran (I+jQ näytteet) kompleksiin tunnet- , 25 tuun sekvenssiin tuottaen kompleksin korrelaatioarvon. Jos • nimikirjoitussekvenssi ei ole kompleksinen, kumpikin komp- • · - : leksikorrelaattori voidaan toteuttaa kahtena rinnakkaisena v · skalaarikorrelaattorina, joka voidaan määritellä "puoli- kompleksi-" korrelaattoriksi. Jos nimikirjoitussekvenssi j ’ i 30 on kompleksinen, kompleksikorrelaattorit korreloivat komp- : leksitulon kompleksisekvenssiin, jolloin saadaan "täysi- kompleksi-" korrelaattorit. On ymmärrettävä, että termiä "kompleksikorrelaattori" käytetään tämän jälkeen viittaa- l f i i ( maan kumpaankin edellä mainittuun toimintatapaan.

8 113228

Korrelaation jälkeen kompleksit korrelaatioarvot lähetetään kompleksikertojiin 5, jotka kertovat korrelaatioarvot kompleksipainoilla, joista kukin muodostuu reaaliosasta ja imaginaariosasta. Tyypillisesti vain reaali-5 osat kompleksien korrelaatioarvojen ja painojen välisistä tuloista lähetetään akkuun 6, joka summaa painotetut korrelaatiota kaikille prosessoiduille signaalisäteille. Koottu lopputulos lähetetään kynnyslaitteeseen 7, joka ilmaisee binääri "0":n jos tulo on suurempi kuin kynnys, tai 10 binääri "l":n, jos tulo on vähemmän kuin kynnys.

Matemaattisin termein, olkoon X(n) = I(n) + jQ(n) palanäytteet, jotka vastaanotin vastaanottaa, missä I(n):t ovat I-komponenttinäytteitä, Q(n):t ovat Q-komponentti-näytteitä ja n on palanäyteindeksi, joka vastaa vastaavaa 15 diskreettiä aikaa. Kuviossa 3 I(n):t talletetaan puskuriin 2a ja Q(n) talletetaan puskuriin 2b. Multiplekseri 3 valitsee samaa sädettä vastaavan sarjan I-näytteitä ja sarjan Q-näytteitä. Jos M(k,n) = M^^n) + jM0(k,n) on multp-lekserin lähtö säteelle k, kun annetaan N näytettä ( n= 20 0,...N-1), niin M(k,n) = X(n+k) ja Mj(k,n) = I(n+k) ja M0(k, n) = Q( n+k).

Kompleksikorrelaattori 4a korreloi multiplekseristä ; ·, 3 tulevan datanäytteiden sarjan tunnettuun hajoituskoodi- . sekvenssiin. Tarkasteellaan datanäytteitä X(k), X(k+1), , 25 ... X(k+N-1), jotka ovat vastaanotetun datan diskreettejä » · aikanäytteitä. Jos vastaanotin yrittää ilmaista koodisek- venssin C(0), C(l), ... C(N-l), joka muodostuu N:stä ar- » » '· * vosta (yleensä ±1 arvoista), korrelaattori 4a korreloi jonkun N:n data-arvon ryhmän N-koodisekvenssin kanssa seu- • * : 30 raavasti: I * i > t

: R(k) =X(k) C(0) +X(k+1) C(l) +. . .+X(k+N-DC(N-D

i » * N-1 X(n+k) C(n) • n* o ♦ * » i » _ • · 35 • i

t I I

t · r » » 9 113228 missä indeksi k ilmaisee, mistä aloittaa datasekvenssi. Tämä vastaa signaalin suhteellista saapumisaikaa ja kuten edellä kuvattiin, eri saapumisajat vastaavat eri signaa-lisäteitä. Täten säde k vastaa tarvittavien data-arvojen 5 sarjaa: {X(k), X(k+1), ... X(k+N-1)}. Jos N on suuri, säteet k, k+1 vastavaat sarjoja, jotka oleellisesti limittyvät.

R(k):n laskenta voidaan suorittaa käymällä tuloda-tasarjaa läpi sarjamuotoisesti tai rinnakkaismuotoisesti. 10 Suoritetaanpa korrelaatio rinnan tai sarjassa, kukin data-arvo X(n) muodostuu b bitistä, jotka voidaan hakea ja käyttää kaikki samanaikaisesti (rinnakkainen laskenta) tai yksi kerrallaan (bittisarjalähestymistapa)

Kuvio 4 havainnollistaa rinnakkaista lähestymista-15 paa. Datapuskuri 53 tallettaa vastaanotetun signaalin peräkkäisiä aikanäytteitä X(n) ja multiplekseri 54 valitsee N:n data-arvon sarjan (X(k), X(k+1), ... X(k+N-1)}, jotka lähetetään korrelaattoriin 55. Kertojien 56 ryhmä, jotka vastavat korrelaattorin 55 tuloja, kertoo data-arvot vas-20 taavalla hajoituskoodisekvenssillä C(0), C(l),... C(N-l). Tulot summataan summaajalla 57 korrelaatioarvon R(k) muo-dostamiseksi.

^ Kuvio 5 havainnollistaa tulosarjan sarjamuotoista käsittelyä R(k):n laskennassa. Tulopuskuri 58 tallettaa , 25 vastaanotetut datanäytteet. Puskuri 58 voi olla ainoastaan » * * '’!* yhden näytteen pituinen, koska vain yksi näyte korreloi- t > · ··.; daan kerrallaan. Jos puskuri 58 enemmän kuin yhden näyt- V * teen pituinen, multiplekseriä 59 käytettäisiin valitsemaan nimenomainen näyte X(k+i), missä i määritetään sopivalla : * : 30 ohjausprosessorilla 60. Talletettu tai valittu näyte lähe- tetään korrelaattoriin 61, joka laskee näytteen X(k+i) ‘, tulon yhden koodisekvenssin elementin C(i) kanssa käyttä- > · mällä kertojaa 62. Tämä tulo yhdistetään summaajalla 63

t · t i I

akun 64, joka on koonnut kertyneet aikaisemmat tulot, si-35 säilön kanssa. Akun 64 sisältö asetetaan alunperin nol- * s > 10 113228 läksi ja i: tä askelletaan 0:sta N-l:een mahdollistaen N:n tulon kokoamisen. Sen jälkeen kun N tuloa on kerätty, akun 64 arvo annetaan ulos korrelaatioarvona R(k).

Tarkastellaan jälleen kuviota 3, riippumatta käy-5 tetystä korrelaatiolähestymistavasta, korrelaattori 4a säteelle k korreloi multiplekserin lähtöä M(k,n) reaalisen koodisekvenssin C(n) kanssa tuottaen kompleksisen korre-laatioarvon R(k) = R^k) + jR0(k), missä: 10 R(k)=£M(k,n)c(n) n-o ja missä: s-1

Rj(k) n-0 15 ja missä: R0(k) 0(n+k) C{n) n-o 20 Korrelaatioarvot kerrotaan kompleksipainoilla W(k) = 1^( k) + jWQ(k) ja tulokset keräätään päätösstatis-tilkkaan Z, joka saadaan: Z= £ Reiwik) R· (k)U 52 \lk)Rj{k)*w0{k)R0{k) k k • * *(»··♦*» »(*>·«»;· 25

Suure Z kynnystetään sitten kynnyslaitteessa 7, jotta saa- • > f täisiin määritettyä, lähetettiinkö "-1" vai "+1".

'*’ Kuvio 6 havainnollistaa epäkoherentin DRAKE-vas- taanottimen 10 rakennetta järjestelmässä, joka käyttää ; 30 perinteistä CDMA:ta suoran hajoituksen kanssa. DRAKE-vas- _ · tanottimessa väliottopainot ovat joko 0 tai 1, mikä yksin- ,kertaisesti tarkoittaa, että korrelaatioarvo nimenomaises- t t t ; ta väliotosta joko lisätään kokonaissummaan tai ei; epä- . koherentissa DRAKEssa myös valittujen korrelaatioarvojen * ’ 35 neliömagnitudit summataan, millä vältetään tarve suunnata * * u 113228 ne vaiheeltaan ennen summausta. Näin ollen painot voidaan ottaa mukaan joko ennen tai jälkeen neliömagnitudien määrityksen. Pääasiallisin ero kuviossa 3 esitettyyn kohe-renttiin vastaanottimeen nähden on, että kompleksikerto-5 jien 7 ryhmä, joka antaa kompleksipainot vastaaville komp-leksikorrelaatioarvoille, on korvattu neliömagnitudipro-sessorilla 15, jota seuraa painotus 0:11a tai l:llä paino-prosessorissa 15b.

Kuviossa 6 sopiva vastaanotin/digitoija 11 vahvis-10 taa, suodattaa, demoduloi, analogia/digitaali -muuntaa ja lopuksi puskuroi vastaanotetun yhdistetyn radiosignaalin vaihe- ja kvadratuurikomponentit kompleksien digitaalisten näytteiden I, Q virraksi. Näytevirrat I, Q prosessoidaan ryhmällä 14 korrelaattoreita, jotka laskevat signaalinäyt-15 teiden sekvenssin korrelaatioarvot vastaanottimen hajoi-tuskoodin siirtymien kanssa, jotka synnytetään paikallisten koodigeneraattorien ryhmän vastaavilla koodigeneraat-toreilla. Tietenkin näiden sijasta voidaan käyttää yhtä koodigeneraattoria ja sopivia komponentteja, joilla siir-20 retään generaattorin koodisekvenssiä. Monitieprofiilin tapauksessa, kuten kuviossa 1 esitetty, ryhmä 14 voisi muodostua neljästä korrelaattorista, yksi hajoituskoodin kullekin neljästä siirtymästä, ja kunkin koodi sekvenssin * * ‘ . siirtymät vastaisivat ideaalisesti saapumisaikoja T0 - T3.

, 25 Ymmärretään, että signaali näytevirrat I, Q voidaan pro- sessoida joko sarjamuotoisesta tai alunperin koota muis- > ' · ;; tiin ja antaa rinnakkaismuotoisesti korrelaattoreille.

V ’ Koska koodisekvenssit ovat tyypillisesti pelkäs tään reaaliarvoisia, joko skalaarikorrelaattorit voivat * ‘ : 30 erikseen käsitellä I, Q -näytteitä tai puolikompleksikor- : : relaattorit voivat samanaikaisesti laskea I, Q -näytteiden . korrelaation koodisekvenssisiirtymien kanssa. Tämän Iisak- , si korrelaatioarvot voidaan keskiarvoistaa joukon lähetet- , tyjä symboleja yli dekoodatun signaalin keskimääräisen "·''! 35 signaalivoimakkuuden määrittämiseksi. Neljän kompleksin 12 113228 korrelaatioarvon neliöidyt magnitudit lasketaan sitten vaihe- (reaaliosa) ja kvadratuuri- (imaginaariosa) kompo-nenttinäytteistä neliömagnitudiprosessorissa 15a.

DRAKEn kerrottavat painokertoimet annetaan paino-5 prosessorilla 15b korrelaatioarvojen neliömagnitudeille. Koska DRAKE-vastaanottimessa painot ovat ainoastaan 0 tai 1, prosessoria 15b voidaan myös pitää väliottovalintalait-teena. Hajoituskoodin siirtymille tarkoitetut neljä painotettua magnitudia yhdistetään sitten summaimella 16. Ym-10 märretään, että enemmän tai vähemmän kuin neljä kunkin hajoituskoodin siirtymää voidaan prosessoida muiden moni-tieprofiilien käsittelemiseksi. Asettamalla valitut painot nollaksi, kuten DRAKE-vastaanottimessa tehdään, poistetaan vastaavien korrelaatiomagnitudien vaikutus summaimen 16 15 lähdöstä ja siten jättää huomiotta säteet, joiden on todettu harvoin sisältävätn merkittävää signaalienergiaa.

Hajoituskoodin painotettujen korrelaatiomagnitudien summa viedään komparaattorilaitteeseen 17 lähetetyn symbolin tunnistamiseksi. Tietoliikennejärjestelmässä, 20 joka käyttää lohkokoodeja hajoituskoodisekvensseinä, kor- relaattoriryhmä 14 sisältää edullisesti riittävän lukumää-. ·. rän korrelaattoreita prosesoimaan samanaikaisesti kaikki . ‘ koodisekvenssit ja niiden siirtymät, jotka synnytetään paikallisilla koodigeneraattoreilla. Nelömagnitudiproses-25 sorin, painoprosessorin ja summaimen muodostama ryhmä an netaan kullekin eri hajoituskoodisekvenssille. Hajoitus-koodiryhmän summaimien lähdöt viedään komparaattorilait-v : teeseen 17.

Lohkokoodeja käyttävässä järjestelmässä komparaat-. * : 30 torilaitteen 17 lähtö on indeksiarvo, joka edustaa hajoi- tuskoodia, joka tuotti suurimman summainlähdön. Järjestel-' , mässä, joka käyttää 128:aa Walsh-Hadamard ortogonaalista hajoituskoodia, komparaattorilaite 17 tutkii 128 summain- > * » lähtöä antaen 7 bittiä informaatiota. Walsh-Hadamard -koo-:* ! 35 dit ovat edullisia, koska nopea Walsh-muunnos (FWT) -pro- ' * 13 113228 sessori, jolloinen on kuvattu yhteisesti siirretyssä US-patenttihakemuksessa nro 07/735 805, voi tuottaa 128 korrelaatiota kullekin hajoituskoodien siirtymälle hyvin nopeasti. Komparaattorilaite 17 voidaan edullisesti tote-5 uttaa maksimihakuprosessorilla, jollainen on kuvattu yhteisesti siirretyssä US-patentissa nro 5 187 675. Yllä mainittu hakemus ja patentti ovat tässä erityisesti viitteenä .

Koherentissa RAKE-vastaanottimessa kompleksipainot 10 skaalaavat korrelaatioarvot kokonaissignaali-kohina-ja- interferenssi -suhteen maksimoimiseksi ja niiden saattamiseksi vaiheeseen siten, että akku 6 voi ne koherentisti summata. Kukin kompleksipaino on optimaalinen, kun se on vastaavan korrelaatioarvonsa keskiarvon kompleksikonju-15 gaatti. Ymmärretään, että käsite "keskiarvo" tarkoittaa, että alla oleva korrelaatioarvo on staattinen ja vaihtelu johtuu pelkästään summautuvasta kohinasta. Koska ainakin vaihe kustakin korrelaatiosta (ts. Rg(k)) vaihtelee vastaanottimen ja lähettimen suhteellisen liikkeen myötä, 20 jotain laitetta, kuten vaihelukittu silmukka, käytetään yleensä jäljittämään korrelaatioarvoja oikean painotukul-,· ·, man säilyttämiseksi. Tämän lisäksi kompleksipainojen mag- nitudien tulisi myös seurata korrelaatioarvojen vaihtelu- » * , ja, jotka aiheutavat kaikuja aiheuttavien kohteiden vaih- ' ' · » 25 televista signaaliheijastusominaisuuksista.

·’ CDMA-järjestelmässä, joka käyttää 128:aa Walsh-

Hadamard ortogonaalista hajoituskoodia, epäkoherentti RA-V : KE-vastaanotin, joka odottaa neljäsignaalista monitiepro- fiilia, vaatii 1024 neliöimislaskua kehittääkseen neliö- ; 30 magnitudit korrelaatioarvojen reaali- ja imaginaariosista ja 512 kertomista painojen antamiseksi. Tällaisessa jär-' , jestelmässä ja profiilissa, koherentti RAKE-vastaanotin edellyttää ainakin 2048 kertomista kompleksipainojen antamiseksi korrelaatioarvoille. Prosessorin laitteiston kan-35 naita kertominen on yleensä vaikeampaa kuin neliöiminen, 14 113228 koska kertominen sisältää yhden syöttöargumentin sijasta kaksi syöttöargumenttia. Näin ollen koherentti RAKE-vas-taanotin on tyypillisesti monimutkaisempi kuin epäkohe-rentti RAKE-vastaanotin.

5 Yhteenveto

Hakijan keksinnön mukaan koherentissa RAKE-vas-taanottimessa käytettävät kompleksipainot kvantisoidaan karkeasti, ts. niiden reaali- ja imaginaariosien arvot rajataan siten, että kertominen voidaan suorittaa sopival-10 la digitaalisella siirrolla. Binäärisessä dataprosessoin-nissa painoarvot voidaan edullisesti limittää kahden kään-teispotenssein. Hakijan keksintö antaa RAKE-vastaanottimen yksinkertaisemman toteutuksen, jolla parempi suorituskyky mutta joka on vähemmän monimutkainen kuin epäkoherentti 15 RAKE-vastaanotin.

Erään piirteen mukaan hakijan keksintö käsittää CDMA-signaalin dekoodaamiseen menetelmän, joka sisältää askelet, jossa korreloidaan ainakin kahta vastaanotetun signaalin aikasiirtyraää hajoituskoodin kanssa ja painote-20 taan lopputuloksia kerroinvarastosta valituilla kertoimil la. Aikasiirtymät vastaavat vastaanotettua datasymbolia, hajoituskoodi ja sen komplementti vastaavat eri lähetetty-jä datasymboleja ja kullakin kertoimella on etumerkki ja • · arvo, joka on kahden kokonaislukupotenssi ja vastaa vas- * S * · · * · 25 taavaa aikasiirtymää. Menetelmä sisältää lisäksi askelet, ‘ jossa summataan painotusaskelen lopputulokset kullekin aikasiirtymälle vastaavassa akussa ja määritetään akkusum-V · mien etumerkki lähetetyn datasymbolin määrittämiseksi.

Hakijan keksinnön toisen piirteen mukaan CDMA-sig- : · : 30 naalien dekoodaamiseen tarkoitettu laite sisältää väli- » ( neet, joilla korreloidaan ainakin kahta vastaanotetun sig- * < t ’ . naalin aikasiirtymää hajoituskoodin kanssa, hajoituskoodin ja sen komplementin vastatessa eri lähetettyjä datasymboleja ja ainakin kahden aikasiirtymän vastatessa lähetettyä :* : 35 datasymbolia. Laite sisältää lisäksi välineet, jolla pai- 15 113228 notetaan korrelaatiota ainakin kahdesta kertoimesta vastaavien kanssa, kun kullakin kertoimella on etumerkki ja arvo, joka kahden kokonaislukupotenssi ja vastaa astaavaa aikasiirtymää. Laite sisältää myös välineet, joilla summa-5 taan painotetut korrelaatiot kullekin aikasiirtymälle ja välineet, joilla määritetään summan etumerkki lähetetyn datasymbolin dekoodaamiseksi.

Hakijan keksinnön muiden piirteiden mukaan menetelmä ja laite lisäksi sisältävät askelen tai välineet, 10 jossa vähennetään dekoodattua lähetettyä datasymbolia vastaava aaltomuoto vastaanotusta signaalista. Hakijan keksinnön lisäpiirteen mukaan menetelmä sisältää ainakin kahden aikasiirtymän korreloinnin ainakin kahden hajoitus-koodin kanssa, hajoituskoodien vastatessa eri lähetettyjä 15 signaaleja, ja kunkin aikasiirtymän painotusaskelen tulosten summauksen vastaavassakinkin hajoituskoodin akussa. Hakijan keksinnön muuan piirteen mukaan, perässä tuleville lähetetyille datasymboleille käytettävät painotuskertoimet perustuvat aikaisempiin korrelaatiotuloksiin ja dekoodat-20 tuihin datasymboleihin. Vielä muita hakijan keksinnön piirteitä kuvataan alla.

,* ·. Keksinnön mukaisen kvantisoidun koherentin RAKE- » · : .’t vastaanottimen suorituskyky on parempi kuin epäkoherentin RAKE-vastaanottimen ja on melkein yhtä hyvä kuin tavan-, 25 omaisen koherentin RAKE-vastaanottimen, joka käyttää ei- kvantisoituja kompleksipainoja. Tämän lisäksi kvantisoitu koherentti RAKE-vastaanotin on vähemmän monimutkainen kuin • kumpikaan tavanomainen vastaanotin, koska siirtotoimenpi- teet ovat vähemmän monimutkaisia kuin sekä neliöimis- että ' : 30 kertomistoimenpiteet.

Piirrosten lyhyt kuvaus

Keksinnön piirteet ja edut tulevat ilmeisiksi luettaessa seuraava yksityiskohtainen kuvaus yhdessä piir- • I ’ t rosten kanssa, joissa: 16 113228

Kuvio 1 havainnollistaa signaalia, jolla on pää-kulkutie ja kaikukomponentteja; kuviot 2A ja 2B havainnollistavat painoja, joita voitaisiin käyttää eri aikoihin saapuvaan signaaliin; 5 kuvio 3 on lohkokaavio tavanomaisesta RAKE-vas- taanottimeta, joka käyttää jälkikorrelaattoria, eri säteiden koherenttia yhdistämistä; kuvio 4 havainnollistaa rinnakkaislähestymistapaa korrelaation R(k) laskennassa; 10 kuvio 5 havainnollistaa sarjalähestymistapaa kor relaation R(k) laskennassa; kuvio 6 on tavanomaisen epäkoherentin DRAKE-vas-taanottimen lohkokaavio; kuvio 7 on hakijan keksinnön mukaisen kvantisoidun 15 koherentin RAKE-vastaanottimen lohkokaavio; kuvio 8 esittää sarjan piirroksia, jotka havainnollistavat, kuinka CDMA-signaalit synnytetään; kuviot 9 ja 10 esittävät sarjan piirroksia, jotka havainnollistavat, kuinka CDMA-signaalit dekoodataan; 20 kuvio 10 esittää sarjan piirroksia, jotka havain nollistavat vähentävää CDMA-demodulointitekniikkaa; ja , ·, kuvio 11 on osittainen lohkokaavio RAKE-vastaanot- I · timesta signaaleille, jotka käyttäävät sekoitusmaskeja. Yksityiskohtainen kuvaus > > · » , 25 Seuraava kuvaus annetaan CDMA-tietoliikennejärjes- telmälle, joka käyttää siirtymä-QPSK- (0QPSK-) modulointia ja 128:aa Walsh-Hadamard ortogonaalista hajoituskoodia, v * mutta ymmärretään, että keksintöä voidaan käyttää muitten kin tietoliikennemenetelmien kanssa, mukaan lukien binää-' : 30 rinen PSK, joka käyttää yhtä hajoituskoodia.

” : Kuviossa 7 on esitetty lohkokaavio hakijan keksin- . nön mukaisesta kvantisoidusta koherentista RAKE-vastaanot- , timesta 110. Vastaanotin 11 sopivasti vahvistaa, taajuus-

Ml» muuntaa ja suodattaa vastaanotetun yhdistetyn radiosignaa-35 Iin sekä analogia/digitaali -muuntaa lopputuloksen. Vaihe- l7 1 13228 ja kvadratuurisignaalikomponenttien digitaaliset I, Q -näytteet kerätään näytepuskurimuistiin 112. A/D-muunnoksen ja näytteen puskuriin siirron ajoitus koordinoidaan muiden vastaanotinprosessien kanssa, kuten kantoaallon taajuus-5 synkronointi, sopivan ajoitusgeneraattorin 120 avulla. Kun 128 kompleksinäytettä on kerätty puskuriin 112, ajoitus-generaattori 120 antaa FWT-prosessorin 114 laskea 128 korrelaatiota näytepuskurin sisällön kanssa.

Käyttämällä esimerkinomaisesti OQPSK-modulointia, 10 vuorottaiset hajoituskoodin palat esiintyvät 90 astetta siirtyneenä verrattuna välissä oleviin, esim. parilliset palat voivat esiintyä I-kanavalla ja parittomat palat Q-kanavalla. Näin ollen systemaattista 90-asteen esikiertoa voidaa käyttää suuntaamaan parittomien palojen vaihe pa-15 Tiilisten palojen vaiheen kanssa. Tunnettu menetelmä on soveltaa systemaattisesti kasvavaa 0, 90, 180, 270, 360 (=0), 90, 180 ... asteen kiertoa sekventiaalisesti vas taanotettuihin näytteisiin, jotka ovat yhden palan päässä toisistaan, mikä on yhtä kuin 1/4 taajuussiirtymä bitti-20 nopeudesta. Tarkasteltaessa esimerkiksi parillisia paloja, ymmärretään, että parilliset palat ovat kokeneet syste-maattisen kierron, joka on vuoroin 0, 180, 0, 180, ...

astetta, mikä merkitsee, jokainen vuorotteleva parillinen ' pala on käännetty, kuten on jokainen pariton pala. Tämä • · 25 kuitenkin kompensoidaan lähettimessä prosessilla, joka

i « I

**;* tunnetaan "esikoodauksena", joka oleellisesti kääntää jo- * * ♦ • ·: kaisen vuorottelevan parillisen ja parittoman bitin modu- I i » V ’ loitaessa siten, että vastaanottimessa tapahtuneen syste maattisen esikierron jälkeen palojen polariteetit ovat ; ' ί 30 jälleen tarkoitetun palasekvenssin mukaisia.

: ' : Huolimatta yllä kuvatuista toimenpiteistä, joita . käytetään parillisten ja parittomien bittien suuntaaami- * » , seen samaan vaihetasoon, tuntematon vaihe, joka aiheutuu radioetenemisestä poikki miljoonien aallonpituuksien etäi-35 syyden, merkitsee, että tämä vaihe voi olla reaalitaso, 18 113228 imaginaaritaso tai mikä tahansa väliltä. Näin ollen FWT-prosessorin 114 täytyy korreloida signaalin sekä reaali-että imaginaariosat, jotta taattaisiin, että kaikki vastaanotettu signaalienergia tulee katetuksi.

5 FWT-prosessori 114 käyttää edullisesti sarja-arit metiikkaa sisäisesti, kuten esitettty US-patenttihakemuksessa nro 07/735805, joka yllä annettiin viitteenä. Tällainen FWT-prosessori tehokkaasti prosessoi M binääristä syöttöarvoa, jotka annetaan sarjamuodossa vähiten merkit-10 sevä bitti ("LSB") ensiksi M:ään vastaavan johtimeen eli tuloon. Ymmärretään, että kaksi 128-pisteen FWT-prosesso-ria voidaan varustaa laskemaan rinnakkaisesti kompleksi-korrelaatioiden reaaliosat (vaihenäytteistä) ja imaginaariosat (kvadratuurinäytteistä). Toisaalta yhtä 128-pisteen 15 FWT-prosessoria voidaan käyttää laskemaan reaali- ja imaginaariosat sekventiaalisesti, mikäli prosessointiaika sallii.

FWT-prosessorin sarja-aritmetiikan käyttö helpottaa hakijan keksinnön mukaisten kompleksien RAKE-painojen 20 soveltamista. Jos painoarvot kvantisoidaan kahden käänteisiin potentteihin, korrelaatioarvot voidaan skaalata yk- ,sinkertaisesti sopivasti viivästämällä FWT-prosesorin 114 • « . ^ tuottamana sarjabittivirran käyttöä. FWT-prosessorin läh- töbittivirran käytön viivästämisellä yhdellä bitillä on 25 vaikutuksena korrelaatioarvojen kertominen puolella; lähdön käytön viivästäminen kahdella bitillä "kertoo" yhdellä : neljänneksellä; ja niin edelleen. Täten esimerkiksi 2:11a v · jakamiseksi, ensimmäiseksi tulevaa bittiä (vähiten merkit sevä bitti) ei käytetä. Seuraavaksi tulevaa bittiä käyte-* ; 30 tään sitten vähiten merkitsevänä ja niin edelleen, kunnes viimeinen bitti on saapunut. Viimeinen saapunut bitti sit-’ , ten säilytetään ja käytetään uudelleen etumerkin laajen- * nusbittinä kunnes tarvittava määrä lähtöbittejä on käytet ty. Nämä viiveet voidaan helposti saada aikaan niin, että tl» I.

19 113228 ajoitusyksikkö 120 antaa kellopulsseja FWT-prosessorille 114 ja puskurimuistille 112 sopivasti eri aikoihin.

Tämän lisäksi ymmärretään, että ajoitusyksikkö voi valikoiden viivästää kellopulsseja ensimmäisellä määrällä 5 toteuttaakseen sopivat painoarvot korrelaatioiden reaaliosille ja sitten valikoiden viivästää kellopulsseja toisella määrällä toteutaakseen eri painoarvot korrelaatioiden imaginaariosille.

Huomataan, että pienempien kertoimien väliotoissa 10 olevat korrelaatioarvot voidaan määrittää ensiksi, ja että FWT-laitteiston reaali- ja imaginaariosille olevat osat voidaan kytkeä määrittämään korrelaatioarvot eri puskuri-siirtymillä. Esimerkiksi jos väliotolla/siirtymällä 1 on reaalikerroin 1 ja imaginaarikerroin 1/4 ja väliotolla/ 15 siirtymällä 3 on reaalikerroin -1/4 ja imaginaarikerroin -1/2, voi käytännössä olla edullista antaa ensiksi reaali-FWT:n määrittää väliotto 3 samaan aikaan kun imaginaari-FWT määrittää välioton 1. Tällä tavoin väliotot, joissa kerroin on 1/4, käytetään ensiksi. Nämä lisätään akkuihin 20 ja sitten määritetään FWT:t kertoimille 1/2. Koska viimeksi mainitut määritykset tulee summata akkuihin kaksinker-, täisellä merkityksellä aikaisempiin määrityksiin nähden, ^ sarjabittivirtojen viivästäminen (eli uudelleenkierätys- akun sisällön vieminen eteenpäin vähiten merkitsevän bitin , 25 hylkäämiseksi) on sopiva toimenpide. Tällä hetkellä ensi- * · ;* sijaisen toteutuksen tämä modifikaatio voi olla käytännös- i · . : sä edullinen.

V : Skaalaavat profiilit, ts. painot, kunkin korrelaa tion reaali- ja imaginaariosille voidaan saada aikaan kä-; / 30 yttämällä parametrejä, jotka on talletettu kerroinmuistiin 115a, ohjaamaan etumerkinmuuttajan 115b antamia ±-etumerk-’ , kimuutoksia. Etumerkinmuuttaja 115b voi esimerkiksi olla , yhdistelmä invertoivasta veräjästä ja valintakytkimestä, ; S » : » joka valitsee joko veräjän lähtövirran tai sen tulovirran ':": 35 sen mukaan, halutaanko etumerkin muutos vai ei. Tällainen » * ? i • · 20 113 2 2 8 yhdistelmä voidaan myös yksinkertaisesti toteuttaa poissulkeva- tai -veräjällä.

Skaalatut ja etumerkiltään muutetut korrelaatioar-vot summataan biteittäin 128:aan akkuun 116, kunkin akun 5 ollessa nimetty vastaavalle FWT-lähtöpisteelle ja edullisesti muodostuessa bittisarjasummaimesta 116a ja uudel-leenkierrättävästä bittisarjamuistista 116b. Täten skaalaus tapahtuu ennen kuin korrelaatiot ovat täysin kehittyneet, ts. kun korrelaatioarvot tuotetaan sarjamuodossa.

10 Huomataan, että yllä kuvattu etumerkinmuuttajan 115b toteutus ei tuota tarkkaa arvojen kahden komplementti -negaatiota, koska kahden komplementti -negaatio todellisuudessa suoritetaan komplementoimalla bitit ja sitten lisäämällä 1 komplementoituun arvoon. Kuitenkin koska "li-15 sää 1" -toimenpide suoritetaan LSBrlle, se voidaan usein jättää huomiotta, jos sanan pituus (tarkkuus) on sopiva ilman sitä. Vaihtoehtoisia tapoja tämän tyyppisen pyöristyksen käsittelyyn, ja tapauksen, jossa hylätään LSB yllä kuvautussa viiveproseduurissa, on esiasettaa bittisarja-20 summaimen 116a siirtobittikeinupiiri arvoon 1 kun käännetään, tai esiasettaa arvoon 1, kun jaetaan, jos hylätty , ·. ·. LSB on 1.

* * · Näytepuskurin 112 sisältöä sitten aikasiirretään ' yhdellä tai useammalla näytteellä seuraavan säteen viiveen . 25 mukaan ja FWT-prosessori 114 laskee korrelaatiot kuten **;’ edellä kuvattiin siirrettyjä näytteitä käyttäen. Nämä kor- ·*··’ relaatiot skaalataan ja etumerkkimuunnetaan omien vastaa- ν' ' vien kertoimiensa mukaan, jotka noudetaan kerroinmuistista 115a. Tällä tavoin lasketaan 128 kompleksikorrelaation :·: 30 ryhmiä vastaanotettujen näytteiden usealle siirtymälle, ts. usealle säteelle.

Hakijan keksinnön mukaan RAKE-väliotosta saatavien korrelaatioarvojen reaali- ja imaginaariosat painotetaan arvoilla, jotka valitaan sarjasta ±1, ±1/2, ±1/4, ...

* ! 35 niiden suhteellisen tärkeyden ja etumerkin mukaan, jotka 21 113228 määritetään tarkkailemalla keskiarvoja jakson ajan, joka on pitempi kuin yksi informaatiosymboli. Tällä hetkellä ensisijainen toteutus, vaikkakin pelkästään esimerkinomainen, on sellainen, jossa informatiosymbolit muodostuvat 5 seitsemän bitin ryhmistä, joita käytetään valitsemaan yksi 128 ortogonaalisesta 128-palaisesta koodisanasta lähetystä varten. Vastanottimessa vastaanotettua signaalia näytteis-tetään ainakin kerran palassa ja näytteet syötetään sek-ventiaalisesti puskurivarastoon, joka sisältää ainakin 10 128-palan edestä näytteitä.

FWT-prosessori prosessoi 128 näytettä puskurista otettuna yksi pala erilleen tuottaakseen 128 korrelaatio-arvoa vastaten 128:aa mahdollista lähetettyä koodisanaa. Nämä 128 arvoa ovat korrelaatiot yhdestä RAKE-väliotosta 15 vastaten puskurista napattujen vastaanotettujen näytteiden nimenomaista siirtymää. Näihin 128:aan reaaliarvoon kohdistetaan painotus kvantisoidulla kertoimella, joka on määritetty tuon välioton reaaliosalle, ja painotetut arvot kerätään vastaavasti 128:aan akkuun 116. Samalla tavoin 20 128 imaginaariarvoa painotetaan kvantisoidulla kertoimel la, joka on määritetty välioton imaginaariosalle, ja kerä- ,* , tään 128:aan akkuun. Vastaanotettaessa toinen signaalinäy- » :· *# te se siirretään sitten puskuriin ja puskurissa oleva van hin näyte putoaa sitten FWT:n 128-palaisen ikkunan uiko- * · > t , 25 puolelle. Puskurimuistin tulisi siten olla tarpeeksi suuri * ·

sisältääkseen signaalinäytteiden määrä, joka vastaa 128+L

palaa, missä L on RAKE-väliottojen lukumäärä. FWT tuottaa V * sitten 128 lisäkorrelaatiota käyttäen RAKE-väliottoa vas taavassa puskurissa olevien näytteiden uutta siirtymää, ja | · : 30 niiden reaali- ja imaginaariosat painotetaan kvantisoi- duilla kertoimilla, jotka määritettiin tuolle väliotolle • » » ‘ . ennen keräämistä.

a a , Kun kaikki halutut RAKE-väliotot on prosessoitu mu yllä kuvatulla tavalla, 128 akkua sisältävät kustakin vä-35 liotosta saatujen painotettujen korrelaatioiden summan.

» ·· a 113228 22

Suurimman näistä määrittäminen ilmaisee kaikkein todennäköisimmin lähetetyn koodisanan, antaen seitsemän bittiä informaatiota. Suurin akuista 116 määritetään magnitudi-komparaattorilaitteella 117, joka voi toimia keksinnön 5 mukaan, joka on esitetty US-patentissa nro 5 187 675, joka annettiin yllä viitteenä.

Kun lähetetty koodisana on tällä tavoin määritetty, tuota koodisanaa vastaava korrelaatio kustakin RAKE-väliotosta valitaan joko muistamalla alkuperäiset kor-10 relaatiot muistissa ja hakemalla se, tai uudelleen prosessoimalla kukin puskurisiirtymä uudestaan mutta tällä kertaa tarviten laskea vain yksi korrelaatioarvo per siirtymä vastaten päätettyä koodisanaa. Kunkin korrelaation reaali-ja imaginaariosat keskiarvoistetaan sitten erikseen ker-15 roinlaskijalla ja -kvantisoijalla 130, joka muodostaa ker- kiarvoistajan kullekin kandidaatti-RAKE-väliotolle, ja keskiarvoja käytetään määritettäessä kullekin väliotolle kvantisoidut painotuskertoimet, joita käytetään kerättäessä korrelaatioarvoja seuraavan lähetetyn symbolin dekooda-20 miseksi.

Esimerkiksi oletetaan, että keskiarvoistajät tuottavat RAKE-väliottojen ryhmälle alla olevassa taulukossa ·, olevat arvot. Sopivasti kvantisoidut painotuskertoimet, , jotka laskija ja kvantisoija 130 on määrittänyt seuraaval- » , 25 le lähetetylle symbolille, voisivat sitten olla kuten oi keanpuoleisimmassa sarakkeessa esitetty.

1 VÄLI0TT0 VÄLIOTTO KESKIARVO KVANTISOITU KERROIN

REAALI IMAG REAALI IMAGINAARINEN

iV 30 1 0,9 -0,1 1 0 2 -0,71 0,69 -1 1/2 J . 3 0,28 -0,6 1/4 -1/2 ! 4 0,13 -0,22 0 -1/4 t » | .« | I » • <1111 • I » 23 113228

Laskijassa ja kvantisoijassa 130 toteutetut keski-arvoistajat, joilla tuotetaan väliottokeskiarvot, voivat toimia millä tahansa useasta tunnetusta menetelmästä, kuten lohkosiirtokeskiarvoistus, eksponentiaalinen unohtami-5 nen tai Kalman-suodatus. Viimeksi mainittu, joka on tällä hetkellä ensisijainen menetelmä, toimii ennustamalla seu-raavan arvon käyttämällä aikaderivaattaestimaattia, käyttäen ennustettua arvoa väliottokeskiarvona kvantisoitujen kertoimien määrittämiseksi kuten edellä kuvattu, käyttäen 10 kertoimia väliottojen yhdistämiseen ja koodisanan dekoo-daamiseen, korjaten sitten ennustetta ja aikaderivaattaestimaattia, kun korrelaatioarvo dekoodatun koodisanan kanssa on käytettävissä. Ensisijainen Kalman-suodatin voi myös edullisesti laskea väliottovaiheen aikaderivaatan 15 estimaatin, toisin sanoen taajuusvirheen, jotta pystyisi paremmin ennustamaan seuraavan korrelaation kompleksiar-von soveltamalla vaihekiertoa, jota ennakoidaan symboli-jakson ajalta, edelliseen, korjattuun ennusteeseen, jotta saataisiin seuraava ennuste. Tämä voidaan tehdä sen lisäk-20 si, että käytetään reaali- ja imaginaariaikaderivaattoja ennakoimaan uusia reaali- ja imaginaariarvoja yksi symbo- • ·. lijakso myöhemmin. Kaikkien väliottojen yli tapahtuva, * » : # niiden vastaavien vaihederivaattojen painotettu keskiarvo * » on myös hyvä merkki signaalitaajuusvirheestä, joka aiheu- s · 25 tuu lähettimen ja vastaanottimen oskillaattorivirheistä, ja sitä voidaan käyttää antamaan kompensoiva vastakierto vastaanotetuille signaaleille eräänmuotoisena automaatti-v · sena taajuussäätönä (AFC) ja/tai korjamaan vastaanottimen referenssitaajuusoskillaattori.

* : 30 Ymmärretään, että korrelaatioarvojen keskiarvois- ; ; taminen lähetettyjen symbolien joukon yli määrittää keski- ' , määrisen signaalivoimakkuuden, koska informaatiota kuljet- ' tavat ortogonaaliset Walsh-lohkokoodisanat eivätkä hajoi-

* * t 1 I

tuskoodisekvenssin etumerkinkäännökset. Näin ollen muodos-*:: 35 tetaan korrelaatiot kaikkien mahdollisten koodien kanssa 24 1 13228 ja suurin korrelaatio määritetään. Suurimman korrelaation arvo, olettaen, että tehtiin oikea päätös ja että kohina ei aiheuttanut symbolivirhettä, on sama lohkosta lohkoon, riippumatta alla olevista seitsemästä informaatiobitistä, 5 ja vaihtelee vain verrattain hitaasti vaiheeltaan ja amplitudiltaan kanavan häipymisen nopeudella. Esimerkiksi, jos kanavalle saadaan vastaanotetun signaalin amplitudi 0,32 vaiheella 45 astetta ja lähetetään koodi C4, niin 0,32 (cos(45) + j sin(45)) C4 vastaanotetaan ja tuo komp-10 leksiarvo putkahtaa ulos FWT:n nastasta 4. Jos seuraavaksi lähetetään koodisana C97 ja kanava on muuttunut hieman siten, että vastanotetulla signaalilla on amplitudi 0,29 ja vaihe 53 astetta, niin tällöin kompleksiarvo 0,29 (cos(53) + j sin(53)) C97 putkahtaa ulos FWT:n nastasta 15 97. Arvojen keskiarvoistaminen suurimmista FWT-nastoista antaa seuraavat:

Xmean = (0,32 cos(45) + 0,29 cos(53))/2 Y^ean = (0,32 cos(45) + 0,29 cos( 53 ) ) /2 20 jotka ovat oikeat keskiarvot.

Todetaan, että käytettäessä binäärisignalointia, on välttämätöntä poistaa informaation aiheuttama inversio eli modulointi ennen keskiarvoistamista. Esimerkiksi jär- » < » 25 jestelmässä, joka käyttää binääristä PSK-modulointia, in-·** formaatiota kuljettaa yhden hajoituskoodin databittien mukaan tapahtuvat etumerkkikäännökset; hajoituskoodi ja V : sen komplementti vastaavat erilaisia vastaavia lähetettyjä datasymboleja. Yhden korrelaatioarvon etumerkki antaa de-: ’ .* 30 koodatun binääridatabitin. Täten kerroinlaskija ja -kvan- tisoija 130 poistaa binäärisen PSK-modulaation ennen kes-’ . kiarvoistamista esimerkiksi käyttämällä RAKE-yhdistäjän [ lähtöä (ts. magnitudikomparaattorin 117 lähtöä) datamodu- loinnin etumerkin parhaana estimaattina, ja sitten uudel- 25 1 13 2 2 8 leen kääntämällä korrelaatioarvo kustakin RAKE-väliotosta vastaavasti ennen korrelaatioiden keskiarvoistamista.

Parempi vaihtoehto laskijalle ja kvantisoijalle 130 on käyttää RARE-yhdistäjän lähtöä "pehmeinä" bittiar-5 voina virheen korjaavassa dekoodausprosessissa. Laskija ja kvantisoija 130, joka täten olisi ekvivalentti konvoluu-tiodekooderin kanssa, käyttäisi sitten korjattuja bittejä, jotka paljon todennäköisimmin ovat oikeita, peruuttamaan vaihe- ja/tai amplitudimuutokset, joita datamodulointi 10 aiheuttaa ennen RAKE-väliottoarvojen keskiarvoistamista. Tämä merkitsee viivettä databitille sen edetessä riittävän pitkälle virheen korjaavan dekooderin läpi tullakseen enemmän tai vähemmän "lujaksi", joten RAKE-väliottoarvot tulee tallettaa puskuriin ajaksi, joka on yhtä suuri kuin 15 tämä viive, keskiarvoistamista varten, kun kaikki databitit on määritetty. Niin kauan kun tämä viive on pieni verrattuna nopeuteen, jolla kanava muuttuu häipymisen vuoksi, ei ongelmia synny.

Kerroinlaskijan ja -kvantisoijan 130 toiminnot on 20 kuvattu lisäyksityiskohdin alla.

Kvantisoitu koherentti RAKE-vastaanotin 110 toimii ·. edullisesti vähentävän CDMA-demoduloinnin kanssa, kuten ;· ·, kuvattu yhteisesti siirretyssä US-patentissa nro 5 151 919 « » ja US-patentissa no 5 218 619. Näissä hakemuksissa, jotka , 25 erityisesti ovat tässä viitteenä, kuvatuissa järjestelmis- 1;* sä suurimman korrelaation reaali- ja imaginaariosat asete- ···* taan nollaksi, jolloin poistetaan juuri ilmaistu signaali, V ; ja käänteismuunnoksia suoritetaan näytteiden palauttami seksi puskurimuistiin, josta juuri ilmaistu signaali on I \‘· 30 vähennetty. Sitten toistetaan eteenpäin korreloiva proses- si. Kuviot 8-10 esittävä esimerkkiaaltomuotoja koodaus- ja ‘ . dekoodausprosesseissa, joita sisältyy perinteisiin CDMA- . järjestelmiin. Kuvioitten 8-10 aaltomuotoesimerkkejä käyt- , ’ tämällä vähentävän CDMA-demodulointitekniikan parantunutta 35 suorituskykyä on havainnollistettu kuviossa 11.

5 » * 26 113228

Kaksi erillistä datavirtaa, esitetty kuviossa 8 signaalikäyrinä (a) ja (d), edustavat digitoitua informaatiota, jota kommunikoidaan kahden erillisen kommunikaatio-kanavan yli. Informaatiosignaalia 1 moduloidaan käyttämäl-5 läsuuren bittinopeuden digitaalista koodia, joka on yksikäsitteinen signaalille 1 ja joka on esitetty signaali-käyrässä (c). Tämän modulaation lopputulos, joka oleellisesti on kahden signaaliaaltomuodon tulo, on esitetty sig-naalikäyrässä (c). Boolen merkintätavalla kahden binääri-10 aaltomuodon modulaatio on oleellisesti poissulkeva-tai -toimenpide. Samanlainen toimenpidesarja suoritetaan infor-maatiosignaalille 2, kuten signaalikäyrissä (d) - (f) on esitetty. Käytännössä tietenkin paljon enemmän kuin kaksi informaatiosignaalia on hajoitettu yli taajuusspektrin, 15 joka on solukkopuhelintietoliikenteen käytössä.

Kutakin koodattua signaalia käytetään moduloimaan radiotaajuus- (RF-) kantoaaltoa käyttämällä mitä tahansa useasta modulointitekniikasta, kuten QPSK. Solukkopuhelin-järjestelmässä kukin moduloitu kantoaalto lähetetään ilma-20 rajapinnan yli. Radiovastaanottimessa, kuten solukkotuki- asema, kaikki signaalit, jotka limittyvät nimetyllä taajuuskaistalla, vastaanotetaan yhdessä. Yksittäisesti koodatut signaalit summautuvat, kuten kuvion 9 signaalikäyrät (a)-(c) esittävät, muodostaen yhdistetyn signaaliasito-25 muodon (käyrä (c)).

Kun vastaanotettu signaali on demoduloitu sopival-: le kantakaistataajuudelle, tapahtuu yhdistetyn signaalin , · dekoodaus. Inforaatiosignaali 1 voidaan dekoodata eli ha- joitus poistaa kertomalla kuviossa 9(c) esitetty vastaan- : 30 otettu yhdistetty signaali yksikäsitteisellä koodilla, jota alunperin käytettiin moduloimaan signaalia 1, joka on esitetty signaalikäyrässä (d). Saatavaa signaalia analy- I · soidaan, jotta voitaisiin päättää polariteetti (korkea vai matala, +1 vai -1, "1" vai "0"), signaalin kussakin infor-:’': 35 maatiobittijaksossa. Yksityiskohdat, kuinka vastaanottimen „ 113228 27 koodigeneraattori tulee aikasynkronisoduksi lähetettyyn koodiin, ovat alalla tunnettuja.

Nämä päätökset voidaan tehdä ottamalla keskiarvo tai enemmistöpäätös palapolariteeteistä kunkin bittijakson 5 aikana. Tällaiset "kovat" päätöksentekoprosessit ovat hyväksyttävissä niin kauan kuin signaalimoniselitteisyyttä ei esiinny. Esimerkiksi ensimmäisen bittijakson aikana signaalikäyrässä (f) keskimääräinen pala-arvo on +1,00, mikä helposti ilmaisee bittipolariteettiä +1. Samalla ta-10 voin kolmannen bitti jakson aikana keskimääräinen pala-arvo on +0,75 ja bittipolariteetti mmyös on todennäköisimmin +1. Kuitenkin toisen bittijakson aikana keskimääräinen pala-arvo on nolla ja ennemmistöpäätös- tai keskiarvotesti ei onnistu antamaan hyväksyttävää polariteettiarvoa.

15 Tällaisessa moniselitteisessä tilanteessa tulee käyttää "pehmeää" päätöksentekoprosessia bittipolaritee-tin määrittämiseksi. Esimerkiksi analogista jännitettä, joka on verrannollinen vastaanotettuun signaaliin hajoi-tuksen poiston jälkeen, voidaan integroida usean bittijak-20 son yli vastaten yhtä informaatiobittiä. Nettointegrointi-tuloksen etumerkki eli polariteeetti ilmaisee, että bit-tiarvo on +1 tai -1.

Signaalin 2 dekoodaus, joka on samanlainen kuin signaalin 1 dekoodaus, on havainnollistettu kuvion 10 sig-25 naalikäyrissä (a) - (d). Dekoodauksen jälkeen ei kuiten- » * » ·'·' kaan esiinny moniselitteisiä bittipolariteettitilanteita.

"·> Toisin kuin tavanomaisessa CDMA:ssa, vähentävän V ·’ CDMA-demodulointitekniikan tärkeä piirre on havainto, että ystävällisten CDMA-signaalien vaimentamista ei rajoita ! ‘ : 30 hajaspektridemodulaattorin prosessointivahvistus kuten in asian laita sotilastyyppisten häirintäsignaalien vaimenta- « « » 1, misessa. Suuri prosentti vastaanotettuun yhdistettyyn sig- il i ) i naaliin sisältävistä muista signaaleista eivät ole tuntemattomia häirintäsignaaleja tai ympäristökohinaa, jota ei 35 voida korreloida. Sen sijaan suurin osa kohinasta, yllä 113228 28 olevalla tavalla määriteltynä, on tunnettua ja sitä käytetään helpottamaan kiinnostavan signaalin dekoodausta. Seikkaa, että suurimman osan näistä kohinasignaaleista ominaisuudet ovat tunnettuja, mukaan lukien vastaavat ha-5 joituskoodit, käytetään vähentävässä CDMA-demodulointitek-niikassa parantamaan järjestelmän kapasiteettia ja signaa-lidekoodausprosessin tarkkuutta. Sen sijaan, että yksinkertaisesti dekoodataan kukin informaatiosignaali yhdistetystä signaalista, vähentävä CDMA-demodulointitekniikka 10 muös poistaa kunkin informaatiosignaalin yhdistetystä signaalista sen jälkeen kun se on koodattu. Signaalit, jotka jäävät jäljelle, dekoodataan vain yhdistetyn signaalin jäännöksestä. Näin ollen jo dekoodatut signaalit eivät häiritse jäljellä olevien signaalien dekoodausta.

15 Esimerkiksi, kuvio 11, jos signaali 2 on jo koo dattu kuten signaalikäyrässä (a) esitetty, signaalin 2 koodattu muoto voidaan rekonstruoida kuten signaalikäyris-sä (b) ja (c) esitetty (kun signalin 2 rekonstruoidun datavirran ensimmäinen bittijakso on kohdistettu signaalin 2 20 koodin neljännen palan kanssa kuten esitetty signaalikäy-rissä (d) ja (e)), ja vähentää yhdistetystä signaalista signaalikäyrässä (d) (kun jälleen rekonstruoidun koodatun signaalin ensimmäinen pala on kohdistettu vastaanotetun signaalin neljännen palan kanssa) jättäen koodattu signaa-25 li 1 signaalikäyrään (e). Tämä voidaan helposti vahvistaa vertaamalla signaalikäyrää (e) kuviossa 11 signaalikäyrään (e) kuviossa 8 (katkaistu poistamalla ensimmäiset kolme ja v * viimeisin pala). Signaali 1 siepataan helposti uudelleen kertomalla koodattu signaali 1 koodilla 1 signaalin 1 re-30 konstruoimiseksi. Huomataan, että koska signaalien 1 ja 2 datavirtojen bittijaksot ovat siirtyneet toisiinsa nähden ’ , 2 palaa, kuvion 11 signaalikäyrässä (f) esitetyn uudelleen * siepatun signaalin ensimmäisessä bittijaksossa on vain kuusi +1 palaa. On merkittävää, että kun tavanomainen !· ,· 35 CDMA-dekoodausmenetelmä ei pystynyt määrittämään, oliko 113228 29 informaatiobitin polariteetti signaalin 1 toisella bitti-jaksolla +1 tai -1 kuvion 9 signaalikäyrässä (f), vähentävän CDMA-demodulointitekniikan dekoodausmenetelmä tehokkaasti ratkaisee tuon moniselitteisyyden yksinkertaisesti 5 poistamalla signaalin 2 yhdistetystä signaalista.

Kuten yllä kuvattiin, FWT-prosessorin 114 suorittama näytepuskurin eri siirtymien uudelleen laskenta ja sitä seuraava ilmaistujen signaalien korrelaatioiden vähentäminen suoritetaan kernaasti korrelaatiovoimakkuuden 10 järjestyksessä vahvimmasta heikoimpaan. Tämän prosessin aikana kuviossa 7 esitetty kvantisoitu koherentti RAKE-vastaanotin 110 laskee uudelleeen suurimmaksi tuomitun komponentin korrelaatiot ja lopputulos siirretään kompa-raattorilaitteesta 117 RAKE-kerroinlaskijaan ja -kvanti-15 soijaan 130, joka kuvataan yksityiskohtaisemmin alla.

Ymmärretään, että kvantisoitua koherenttia RAKE-vastaanotinta 110 voidaan edullisesti käyttää tietoliikennejärjestelmissä, joissa Walsh-Hadamard hajoituskoodeja modifioidaan ennalta määrättyjen sekoitusbittikuvioiden 20 biteittäisellä modulo-2 lisäyksellä. Tällaisia järjestelmiä kuvattu yhteisesti siirretyssä PCT-patentissa nro W093/21709 "Multiple Access Coding for Mobile Radio Com-.- munications", joka on erityisesti tässä viitteenä.

Kuvio 12 esittää osan kuviossa 7 esitetystä RAKE-25 vastaanottimesta jossa on ylimääräiset komponentit, joita :·' tarvitaan sekoittavien bittikuvioitten eli sekoitusmaski- > 4 · en, joilla on edellä mainitussa patenttihakemuksessa ku-v · vattuja ominaisuuksia, kanssa toimimiseen. Nämä sekoitus- maskit talletaan edullisesti hakutakulukkoon RAM tai ROM -; 30 muistissa, esimerkiksi, josta nimenomainen maski noudetaan ‘: antamalla siihen liittyvä osoite. Vaikka kuvaus tapahtuu muistissa olevan hakutalukon avulla, ymmärretään, että voidaan käyttää myös sopivaa koodigeneraattoria, kuten digitaalinen logiikkapiiri tai mikrotietokone, joka tuot- lila I | 30 1 13228 taa suoraan valintaohjaussyöttösignaalien osoittamat se-koitusmaskit.

Antennilla vastaanotettu yhdistetty signaali viedään vastaanottimen demodulaattoriin lila, joka demoduloi 5 yhdistetyn signaalin vastaanotetut sarjanäytteet. Sarja-rinnakkaismuoto -muunnin 111b muuntaa sarjanäytteet sig-naalinäytteiden rinnakkaisiksi lohkoiksi (jotka voi olla kompleksisia vastaten vaihe- kvadratuurisignaalikomponent-teja). Järjestys, jossa kukin informaatiosignaali dekooda-10 taan vastaanottimessa, määräytyy vastaanoton sekoitusmak-sin valintaosoitteesta bA tai bB, joka viedään sekoitus-maskimuistiin 140. Sarja-rinnakkaismuoto -muuntimeen 111b puskuroidut rinnakkaiset näytteet biteittäin poissulkeva-tairataan eli modulo-2 lisätään N-bittisellä summaimella 15 150 muistista 140 noudettuun sekoitusmaskiin. Jos vastaan otetut näytteet ovat komplekseja, eri sekoitusmaskeja vo-daan käyttää vaihe- ja kvadratuurikomponenteille. Sekoi-tuspoistetut signaalit dekoodataan sitten RAKE-vastaanottimen loppuosassa, mukaan lukien FWT-piiri 114, kuten yllä 20 kuvattiin.

Tällaisessa järjestelmässä lähdeinformaatio, esim. puhe, muunnetaan M:n (tai M+l:n) binääribitin lohkoiksi ja nämä bittilohkot koodataan virheen korjaavalla ortogonaa-lisella (tai biortogonaalisella) lohkokoodeilla. Ortogo-25 naaliset 2M-bitin lohkokoodit sekoitetaan N-bittisesti li- säämällä modulo-2 sekoitusmaski, joka voidaan noutaa muis- ' ; * tissa olevasta hakutaulukosta. Ideaalisten sekoitusmas-v * kien tapauksessa sekoitusmaskeja voi olla joko n^N* tai nB=N/2, riippuen siitä, mitä menetelmää käytettiin sekoi-j ‘ : 30 tusmaskiryhmän synnyttämiseen. Täten bittien lukumäätä, joka tarvitaan osoittamaan kukin muistista saatava maski * i * ] . on joko bA=log2(nA) tai bB=log2(nB), ja lähetettäessä muis- , tiin tiettyyn sekoitusmaskiin liittyvä bA-bitin tai bB-bi- * » » » * tin sekoitusmaskin valintaosoite, tuo maski tulee noude- 113228 31 tuksi muistista ja modulo-2 lisätyksi lohkokoodattuun signaaliin.

Kyky valiten osoittaa ja noutaa määrätty sekoitus-maski tulee tärkeäksi määritettäessä järjestystä, jossa 5 signaalit dekoodataan vastaanotetusta koodatusta signaa lista. Esimerkiksi jos vahvemmat koodatut informaatiosig-naalit dekoodataan ensiksi ja poistetaan yhdistetystä signaalista ennen heikompien signaalien dekoodaamista, sekoi-tusmaskit tulee järjestää niihin liittyvien koodattujen 10 informaatiosignaalien signaalivoimakkuuden mukaan. Yllä viitteenä annettujen patentin ja patenttihakemuksen mukaisessa vähentävässä CDMA-demoduloinnissa vahvinta infor-maatiosignaalia vastaava sekoitusmaski valittaisiin dekoodaukseen. Kun tuo signaali on poistettu, valitaan seuraa-15 vaksi voimakkainta signaalia vastaava sekoitusmaski ja niin edelleen, kunnes heikoin signaali dekoodataan.

RAKE-kerroinlaskija ja -kvantisoija 130 määrittää valittujen kompleksikorrelaatioarvojen sekvenssistä, jonka komparaattori 117 sille antaa, reaali- ja imaginaarimuun-20 noskomponenttien keskiarvon ja kehityssuunnan. Näitä laskija 130 käyttää ennustamaan arvoja, jotka esiintyvät seu- , ·, raavalla analyysijaksolla, ja siten painoja, jotka tulisi * · .. · noutaa kerroinmuistista 115a. Näin vastaanotin 110 voi i * · * · mukautua muuttuviin monitieolosuhteisiin. Laskijan 130 , 25 suorittamat laskelamat edellyttävät yleensä digitaalista » * '·signaaliprosessoria, kuten Texas Instrumentsilta saatava · malli TMS320C50.

V ; Ennustetut arvot kernaasti normalisoidaan suurim man magnitudiin, jolle annetaan arvo ±1; loput kvantisoi-; * ; 30 daan seuraavasti: jos magnitudi > 0,7, kvantisoi ±l:een; tl· ‘ . jos 0,35 < magnitudi < 0,7, kvantisoi ±0,5:een; , jos 0,175 < magnitudi < 0,35, kvantisoi ±0,25:een; ja I I t >> k jos magnitudi < 0,175, kvantisoi 0,Oraan.

lii·» * · « » I 1 t 113228 32 Täten ennustetut muunnosarvot karkeasti kvantisoidaan kernaasti neljään tasoon.

Laskijan 130 ennustus seuraavaan analyysivälin korrelaatioarvoista edellisten arvojen perustella voi yk-5 sinkertaisimmassa tapauksessa käsittää vain ennustamisen, että seuraavat arvot ovat samoja kuin edellisestä arvot.

Tapauksissa, jossa korrelaatiot muuttuvat hitaasti, parempi ennustus on, että tulevat korrelaatiot ovat juokseva keskiarvo vastaavista edellisistä arvoista; juok-10 seva keskiarvo voidaan kehittää edellisistä arvoista ennalta määrätyn levyisessä liikkuvassa ikkunassa, joko saman kokoisin painoin tai eksponentiaalisesti pienentäen vanhempien tulosten painoja (viimeksi mainittua kutsutaan joskus "eksponentiaaliseksi unohtamiseksi"). Olkoon Z(i) 15 kompleksikorrelaatio ajan hetkellä i ja olkoon Z(i) aikaisempien korrelaatioden juokseva keskiarvo ajanhetkellä i, sopiva ennuste seuraavalle juoksevalle keskiarvolle saadaan seuraavasta lausekkeesta: 20 Z(i + 1) = Z(i) + (Z(i ) - Z(i))/4 , , Tässä lausekkeessa on eksponentiaalinen unohtaminen neljän ; korrelaatiovälin pituisen juoksevan ikkuna yli. 4xl28-pa-

> I

. lan välille eksponentiaalinen unohtaminen sopiva niin kau- , 25 an kuin häipymisestä johtuvat signaaliamplitudin ja -vai heen muutokset eivät ole liiallisia tällä välillä. Häipy-misnopeudet liittyvät Doppler-siirtymiin ja nämä ovat spe-V ’ ktrialueella 0-100 Hz laillisilla ajoneuvonopeuksilla ja radiotaajuuksilla lGHzrn ympärillä. Näin ollen 4xl28-palan j 1 · 30 väli voi kattaa 1/4 jaksosta suurimmalla Doppler-siirty- : ; mällä, eli 1/4 10 ms = 2,5 ms. Tämä viittaa siihen, että yhden 128-palan jakson tulisi olla lyhyempi kuin 0,625 ms,

» I

. vastaten palanopeutta, joka on suurempi kuin 200 kB/s.

»Il» • · , Palanopues ensisijaisessa toteutuksessa on 270,83333 kB/s, ‘ » 35 mikä täyttää yllä mainitun kriteerion.

t t

I f I * I

» l 113228 33

Tapauksissa, jossa korrelaatiot muuttuvat nopeammin, esim. kun etenemistie nopeasti vaihteleva, tulevaisuuden korrelaatioarvot ennustetaan paremmin käyttämällä korrelaation kehityssuuntaa eli aikaderivaattaa. Kehitys-5 suunta voidaan edullisesti saada käyttämällä mitattua korrelaatiota Z(i) korjaamaan edellistä ennustetta Z(i) ja sen derivaattaa Z'(i) seuraavien lausekkeiden mukaan:

Zcor(i) = Z(i) + a(Z(i) - Z(i)) 10 Zcor’(i) = Z'(i) + b(Z(i) - Z(i)) missä a ja b ovat sopivat kertoimet. Korjattuja arvoja Zcor(i) ja Zcor'(i) käytetään sitten kehittämään ennuste Z(i+1) seuraavan lausekkeen mukaan 15

Z (i+1) = Zcor(i) + Zcor’(i) dT

missä dT on ennustusten välinen aikaero. Sopivalla kertoimen b valinnalla dT voidaan valita yksikön suuruiseksi tai 20 kakkosen käänteiseksi potenssiksi, jolloin edullisesti vältytään verrattain aikaa vievältä kertolaskulta.

Kertoimet a ja b saadaan soveltamalla tunnettua Kalmanin suodatiteoriaa. Kalman-tyyppisten estimaattorei-den yleisiä piirteitä on kuvattu kirjallisuudessa, esim H. 25 VanLandingham, Introduction to Digital Control Systems, kappale 8 "Observability and State Estimator Design", Mac- > ϊ >· millan Publishing Co, New York (1985). Kertoimet a, ja b · johdetaan Kalmanin suodatinformuloinnista seuraavasti:

Olkoon A(i) = { Z(i) | Z'(i) } 2-elementtinen ': 30 kompleksisarakkeinen vektori suureesta Z, jota estimoi- : daan, ja sen aikaderivaatasta Z'. Indeksi i viittaa tämän hetkisiin parhaimpiin estimaatteihin. Seuraavat arvot A(i+1), Z(i+1) ja Z'(i+1) voidaan ennakoida edellisistä estimaateista ennen kuin mitään uutta informaatiota saa-: 35 daan, käyttämällä:

! · J

34 113228

Z(i+1) = Z(i) + Z'(i) dT

Z’ (i+1) = Z'(i) joka esittää, että Z(i):tä ennustetaan määrä dT eteenpäin 5 käyttämällä derivaattaestimaattia, mutta derivaatta estimaatti säilyy samana, koska meillä ei ole toisen derivaatan estimaattia, jolla saataisiin parempi ennuste. Nämä yhtälöt voidaan kirjoittaa seuraavasti:

A(i+1) = { 1 dT | 0 1 } A(i). Matriisia { 1 dT

10 | 0 1 } merkitään symbolilla W, joka tällöin edustaa A:n systemaattista odotettua muutosta, vaikka enää ei vastaan-otettaisikaan lisää informaatiota.

Kalmanin suodatinteorian mukaan käänteinen kovarianssimatriisi P, tässä tapauksessa kompleksikertoiminen 15 2x2 matriisi, ennustetaan myös edellisestä arvostaan, kun prosessi on aloitettu P:n ollessa suuri ja diagonaalinen. P(i+1) ennistetaan P(i):stä seuraavan matriisilausekkeen mukaan:

20 P( i+1) = W# P(i) W + Q

missä # merkitsee kompleksikonjugaattitransponointia ja Q ;* *i on vakiomatriisi, yleensä diagonaalinen, joka määrää, ku inka nopeasti prosessi voi seurata muutoksia. Myös seuraa-, 25 van tehtävän havainnon arvo U(i+1) (ts. seuraava lasketta- "; ’ va korrelaatioarvo) ennustetaan olettamalla se seuraavien **·; A-arvojen funktioksi seuraavasta lausekkeesta: U(i+1) = F(A(i+1)).

30 : : Tarkasteltavassa tapauksessa havaittava arvo on juuri ^ . Z(i+1), joten funktio F on yksinkertaisesti

I I I > I

U(i + 1) = 1 Z(i + 1) + 0 Z'(i + 1) ί 35 = (1,0) A(i + 1) 35 113228

Vektorille (1,0) sarakevektorimuodossaan annetaan symboli X ja se on U:n gradienttivektori vektorin A suhteen.

I:tä käyttävä indeksimerkitätapa voidaan lyhyyden vuoksi jättää pois ja implisiittisesti oletetaan, että 5 vasemmalla puolella olevat uudet arvot lasketaan käyttämällä oikealla puolella olevia edellisiä arvoja, jolloin saadaan seuraavat lausekkeet:

Ennuste: P = W# P W + Q 10 A = W A

U = X* A

U:n ennustetta verrataan nyt seuraavaan havaintoon (ts. seuraavaan korrelaatioarvoon, toisin sanoen todelliseen 15 Z(i+l):hin), ja ennustevirhe E lasketan seuraavasta lausekkeesta : E = U - Zactual 20 Ennusteet korjaan nyt käyttämällä seuraavaa: A = A - P X E (1) \ P = P- {PXX#P| [1+X# P X] } 25 '·’·' Edellä olevaa yhtälöä (1) voidaan verrata yhtälöihin, jo- ·.’ illa päivitetään Z:aa ja Z':a käyttäen kertoimia a ja b.

v * Itse asiassa, nämä yhtälöt verktorin A avulla esitettynä ovat seuraavat: 30 A = A- {a|b} E, mikä osoittaa että { a | b } on ‘, yhtä kuin P X.

uni P:n elementit pienenevät kullakin toistokerralla, vastaten 35 tilannetta, että kullakin korrelaatiolla on yhä pienempi 36 11322? vaikutus keskimääräiseen ennusteeseen otettaessa useampia korrelaatioarvoja huomioon. Q-matriisin lisääminen kuitenkin estää P:tä menemästä nollaan ja siten määrää, kuinka suuri vaikutus kaikkein viimeisimmäksi vastaanotetuilla 5 arvoilla lopultakin on, ts. nopeuden, jolla muutoksia seurataan.

Kun huomataan, että P-arvolaskentojen sekvenssi ei sisällä tuntemattomia tai kohinaisia vastaanotettuja suureita vaan ainoastaan vakiomatriisit Q ja X, P-arvojen 10 sekvenssi ja arvo, jota kohti P lopulta suppenee, voidaan laskea heti ja lopullisesti suunnittelun aikana. P X:n lopullinen arvo antaa 2-elementtisen vektorin, joka sisältää halutut kertoimet a ja b. P-arvojen laskenta voidaan sitten jättää pois ja koko laskenta pelkistyy aikaisemmin 15 annettuihin kaavoihin käyttäen nyt a:n ja b:n määritettyjä arvoja. Tämä tunnetaan "lopullisena Kalman" -ratkaisuna.

Täten kertoimet saadaan Kalman vahvistusmatriisin lopullisina arvoina, kun Kalmanin algoritmia on ajettu riittävän kauan niin, että vahvistusmatriisi on saatu sup-20 penemaan vakioarvoihin. Näitä lopullisia arvoja voidaan yleensä karkeasti kvantisoida, esimerkiksi kahden kääntei-siin potensseihin, jotta mahdollistettaisiin helppo toteu- • ’t tus siirroilla ja viiveillä ja vältettäisiin suhteelli sesti monimutkaisemmat kertolaskut.

, 25 On tietysti mahdollista toteuttaa keksintö spesi- ·’ fisissä muodoissa, jotka ovat muita kuin edellä kuvatut, ·.; ilman että poiketaan keksinnön hengestä. Yllä kuvatut to- v : teutukset ovat ainoastaan havainnollistavia eikä niitä pidä pitää millään tavoin rajoittavina. Keksinnön suoja- t · 1 j ' · 30 alueen antavat oheiset vaatimukset pikemmin kuin edeltävä selostus, ja kaikki muunnelmat ja yhtäläisyydet, jotka [ . osuvat vaatimusten kattamalle aluelle, on tarkoitettu nii- . hin sisältyvän.

• « 1 1 · ·:**: 35 - ♦

Claims (41)

1. 37 1 13228 Patenttivaatimukset::
2. 1. Menetelmä, jolla dekoodataan koodijakokilpava-raussignaali, tunnettu siitä, että sisältää mene- 5 telmäaskelet: korreloidaan vastaanotetun signaalin ainakin kahta aikasiirtymää hajoituskoodin kanssa, vastaanotetun signaalin muodostuessa peräkkäisistä lähetetyistä datasym-boleista, ainakin kahden aikasiirtymän vastatessa lähetet-10 tyä datasymbolia, ja hajoituskoodin ja hajoituskoodin komplementin vastatessa eri vastaavia lähetettyjä binäärisiä datasymboleja (+1, -1); painotetaan korrelointiaskelen tuloksia kerrointen mukaan, jotka valitaan kerroinmuistista, kun kullakin 15 kertoimella on etumerkki ja arvo, joka on kahden kääntei nen kokonaislukupotenssi ja vastaa vastaavaa aikasiirtymää; summataan vastaavaan akkuun painotusaskelen tu lokset kullekin aikasiirtymälle; ja 20 määritetään akuissa olevien summien etumerkki lä hetetyn datasymbolin dekoodaamiseksi.
3. 2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että korrelointiaskel tuottaa nu- » · meeriset binäärikoodatut arvot bittisarjamuodossa.
4. 3. Patenttivaatimuksen 2 mukainen menetelmä, * * · * · , tunnettu siitä, että summausaskel sisältää aske- ’··’ Ien, jossa summataan painotetut korrelaatiot bittisarja- ·.: muodossa useaan uudelleen kierrättävään bittisarjamuis- V · tiin.
5. 4. Patenttivaatimuksen 3 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että painotusaskel sisältää aske-Ien, jossa viivästetään bittisarjasummien käyttöä määräl- » * » ' . lä, joka vastaa valittuja kertoimia.
6. 5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, » · * a 35 tunnettu siitä, että vastaanotettu signaali sisäl-:·*: tää joukon peräkkäisiä kompleksivektoriarvoja, että korre- 38 113228 lointiaskel sisältää askelen, jossa tuotetaan komplekseja korrelaatioarvoja, ja että kertoimet ovat kompleksiarvoja.
7. 6. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ainakin kaksi aikasiirtymää 5 korreloidaan ainakin kahden hajoituskoodin kanssa, ainakin kahden hajoituskoodin vastatessa eri lähetettyjä signaaleja, ja että painotusaskelen tulokset summataan kullekin aikasiirtymälle vastaavan akkuun kullekin hajoituskoodil-le, ja että määritysaskel tunnistaa summaavien välineiden 10 tuottamat suurimmat summat lähetettyjen datasymbolien de- koodaamiseksi.
8. 7. Patenttivaatimuksen 6 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että hajoituskoodit ovat keskenään ortogonaaliset.
9. 8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että hajoituskoodit ovat Walsh-Ha-damard -koodeja.
10. 9. Patenttivaatimuksen 8 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että korrelointiaskel sisältää no- 20 pean Walsh-muunnoksen suorittamisen.
11. 10. Patenttivaatimuksen 7 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että hajoituskoodit ovat Walsh-Ha- ·. damard -koodeja, joita modifioidaan ennalta määrätyn se koittavan bittikuvion bitittäisellä modulo-2 lisäyksellä.
12. 11. Patenttivaatimuksen 10 mukainen menetelmä, . tunnettu siitä, että sisältää lisäksi askelen, » jossa muunnellaan sekoitusbittikuviota yhdestä koodiloh- « · ··’«' kosta toiseen sekoitussekvenssigeneraattorista tulevan V · signaalin mukaan.
13. 12. Laite, jolla dekoodataan koodijakokilpava- raussignaali, tunnettu siitä, että sisältää: välineet, joilla korreloidaan vastaanotetun sig-* , naalin ainakin kahta aikasiirtymää hajoituskoodin kanssa, vastaanotetun signaalin muodostuessa peräkkäisistä lähete- 35 tyistä datasymboleista, ainakin kahden aikasiirtymän vas-*:··; tatessa lähetettyä datasymbolia, ja hajoituskoodin ja ha- i » 39 113228 joituskoodin komplementin vastatessa eri vastaavia lähetettyjä binäärisiä datasymboleja (+1, -1); välineet, joilla painotetaan korreloivien välineiden tuottamia korrelaatioita ainakin kahdella vas-5 taavalla kertoimella, kun kullakin kertoimella on etumerkki ja arvo, joka on kahden käänteinen kokonaislukupo-tenssi ja vastaa vastaavaa aikasiirtymää; välineet, joilla summataan painottavien välineiden tuottamat painotetut korrelaatiot kullekin aikasiirty-10 mälle; ja välineet, joilla määritetään summaavien välineiden tuottaman summan etumerkki lähetetyn datasymbolin de-koodaamiseksi.
14. 13. Patenttivaatimuksen 12 mukainen laite, 15 tunnettu siitä, että korreloivat välineet tuotta vat numeeriset binäärikoodatut arvot bittisarjamuodossa.
15. 14. Patenttivaatimuksen 13 mukainen laite, tunnettu siitä, että summaavat välineet sisältävät joukon bittisarjasummaimia ja niihin liittyvät uudelleen 20 kierrättävät bittisarjamuistit.
16. 15. Patenttivaatimuksen 14 mukainen laite, tunnettu siitä, että painottavat välineet sisältä-vät välineet, joilla viivästetään korreloivien välineiden • » · tuottaman bittisarja-arvon käyttöä määrällä, joka vastaa * · 25 asianomaista kerrointa. Mil· • I
17. 16. Patenttivaatimuksen 12 mukainen laite, • * t ’··* tunnettu siitä, että korreloivat välineet korre- f « · ....* loivat ainakin kaksi aikasiirtymää ainakin kahden hajoi- V · tuskoodin kanssa, ainakin kahden hajoituskoodin vastatessa 30 eri lähetettyjä signaaleja, ja että summaavat välineet summaavat painotetut korrelaatiot kullekin aikasiirtymälle kullekin hajoitus koodille, ja että määrittävät välineet ’ , tunnistavat summaavien välineiden tuottamat suurimmat sum- < « · ; » * mat lähetettyjen datasymbolien dekoodaamiseksi. > l : I * · » » * » * I • » » · » » 40 1 13228
18. 17. Patenttivaatimuksen 6 mukainen laite, tun nettu siitä, että hajoituskoodit ovat keskenään orto-gonaaliset.
19. 18. Patenttivaatimuksen 17 mukainen laite, 5 tunnettu siitä, että hajoituskoodit ovat Walsh-Ha- damard -koodeja.
20. 19. Patenttivaatimuksen 18 mukainen laite, tunnettu siitä, että korreloivat välineet sisältä vät välineet nopean Walsh-muunnoksen suorittamiseksi.
21. 20. Patenttivaatimuksen 19 mukainen laite, tunnettu siitä, että hajoituskoodit ovat Walsh-Ha-damard -koodeja, joita modifioidaan ennalta määrätyn sekoittavan bittikuvion bitittäisellä modulo-2 lisäyksellä.
22. 21. Patenttivaatimuksen 20 mukainen laite, 15 tunnettu siitä, että sisältää lisäksi sekoitussek- venssigeneraattorin ja välineet, joilla muunnellaan sekoi-tusbittikuviota yhdestä koodilohkosta toiseen sekoitusse-kvenssigeneraattorista tulevan signaalin mukaan.
23. 22. Patenttivaatimuksen 12 mukainen laite, 20 tunnettu siitä, että vastaanotettu signaali sisältää joukon peräkkäisiä kompleksivektoriarvoja, että korreloivat välineet tuottavat komplekseja korrelaatioarvoja, ·. ja että kertoimet ovat kompleksiarvoja.
24. 23. Patenttivaatimuksen 22 mukainen laite, 25 tunnettu siitä, että sisältää lisäksi välineet, « · , joilla määritetään kertoimet korreloivien välineiden tuot- » tamista komplekseista korrelaatioarvoista, määritettyjä 1 · kertoimia käytettäessä seuraavien lähetettyjen datasymbo- * lien dekoodauksessa.
25. 24. Patenttivaatimuksen 23 mukainen laite, tunnettu siitä, että kertoimet määrittävät väli-·'"· neet sisältävät välineet, joilla keskiarvoistetaan komp- ’ . leksien korrelaatioarvojen reaali- ja imaginaariosat, ja ‘ t · * välineet, joilla kvantisoidaan keskiarvoistetut osat vas- 35 taaviin arvoihin, joista kukin on kahden käänteinen koko- ; · ·: naislukupotenssi, kvantisoituja arvoja käytettäessä ker- * * » ; I 41 113228 toimina seuraavia lähetettyjä datasymboleja dekoodattaessa .
26. 25. Patenttivaatimuksen 24 mukainen laite, tunnettu siitä, että keskiarvoistavat välineet si- 5 sältävät Kalman-suodattimen.
27. 26. Laite, jolla dekoodataan koodijakokilpava-raussignaali, tunnettu siitä, että sisältää: välineet, joilla korreloidaan vastaanotetun signaalin ainakin kahta aikasiirtymää ainakin kahden hajoi-10 tuskoodin kanssa, vastaanotetun signaalin muodostuessa pe räkkäisistä lähetetyistä datasymboleista ja hajoituskoodi-en vastatessa eri lähetettyjä datasymboleja, välineet, joilla painotetaan korreloivien välineiden tuottamia korrelaatioita kerroinmuistista valittu-15 jen kertoimien mukaan, kun kertoimilla· on arvot, jotka valitaan ryhmästä ±1, ±1/2, ±1/4 ... ja 0, ja kunkin kertoimen vastatessa vastaavaa aikasiirtymää ja vastaavaa hajoituskoodia; välineet, joilla summataan painottavien välinei-20 den tuottamat painotetut korrelaatiot kullekin aikasiirty-mälle kullekin hajoituskoodille; välineet, joilla määritetään summaavien välinei- .· . den tuottaman summan etumerkki lähetetyn datasymbolin de- * * ;· ·. koodaamiseksi; ja 25 välineet, joilla vähennetään dekoodattua lähetet tyä datasymbolia vastaava aaltomuoto vastaanotetusta sig-naalista.
28. 27. Patenttivaatimuksen 26 mukainen laite, V* tunnettu siitä, että hajoituskoodit ovat keskenään 30 ortogonaaliset.
29. 28. Patenttivaatimuksen 27 mukainen laite, tunnettu siitä, että hajoituskoodit ovat Walsh-Ha-damard -koodeja.
30. 29. Patenttivaatimuksen 28 mukainen laite, 35 tunnettu siitä, että korreloivat välineet sisältä- :·’· vät nopean Walsh-muunnos -prosessorin. > S » 42 1 13228
31. 30. Patenttivaatimuksen 19 mukainen laite, tunnettu siitä, että sisältää lisäksi välineet, joilla modifioidaan Walsh-Hadamard -koodeja sekoittavan bittikuvion bitittäisellä modulo-2 lisäyksellä.
32. 31. Patenttivaatimuksen 20 mukainen laite, tunnettu siitä, että sisältää lisäksi sekoitussek-venssigeneraattorin, ja että sekoitusbittikuvio vaihtelee yhdestä Walsh-Hadamard -koodilohkosta toiseen sekoitussek-venssigeneraattorista tulevan signaalin mukaan.
33. 32. Patenttivaatimuksen 26 mukainen laite, tunnettu siitä, että vähentävät välineet vähentävät korrelaatioihin perustuvan aaltomuodon.
34. 33. Patenttivaatimuksen 32 mukainen laite, tunnettu siitä, että aaltomuoto vähennetään kul- 15 lekin aikasiirtymälle ja vähennetyt aaltomuodot perustuvat korrelaatioihin vastaavien aikasiirtymien sisällä.
35. 34. Patenttivaatimuksen 33 mukainen laite, tunnettu siitä, että vähentävät välineet vähentävät eri aikasiirtymien aaltomuodot korrelaatiomagnitudien 20 järjestyksessä voimakkaimmasta heikoimpaan.
36. 35. Patenttivaatimuksen 34 mukainen laite, tunnettu siitä, että korreloivat välineet korreloivat vastaanotetun signaalin ainakin kahta aikasiirtymää sen jälkeen kun on vähennetty aaltomuoto aikasiirtymästä, * 25 jolla voimakkaampi korrelaatio. , 36. Laite, jolla vastaanotetaan ja dekoodataan ;* peräkkäisistä lähetetyistä datasymboleista muodostuva koo- * dijakokilpavaraussignaali, tunnettu siitä, että v * sisältää: 30 välineet signaalin vastaanottamiseksi, missä vas taanottavat välineet sisältävät välineet, joilla synnyte-tään peräkkäisiä näytteitä signaalin komplekseista vekto- ' , rikomponenteista, ja välineet näytteiden digitoimiseksi; • « välineet, joilla talletetaan joukko lähetetyn da- 35 tasymbolin digitoituja näytteitä; * 'li» t » » 43 1 13228 välineet, joilla määritetään talletettujen digitoitujen näytteiden nopeat Walsh-muunnokset, missä määrittävät välineet korreloivat talletettujen digitoitujen näytteiden ainakin kahta aikasiirrettyä ryhmää kunkin 5 useasta ortogonaalisesta koodista kanssa, kunkin ortogonaalisen koodin vastatessa vastaavaa lähetettyä da-tasymbolia, ja synnyttävät korrelaatiotulokset, kunkin korrelaatiotuloksen omatessa reaaliosan ja imaginaariosan; välineet, joilla määritetään vastaavat painotus-10 kertoimet kunkin koodin ja kunkin aikasiirretyn ryhmän korrelaatiotuloksen reaaliosalle ja imaginaariosalle, ja joilla sovelletaan painokertoimia reaaliosiin ja imaginaa-riosiin; välineet, joilla summataan painotetut osat yli 15 kaikkien aikasiirrettyjen ryhmien, summaavien välineiden käsittäessä vastaavan akun kullekin koodille; ja välineet, joilla määritetään akku, joka sisältää suurimman summan, ja tällöin dekoodataan lähetetty data-symboli, 20 missä painotuskertoin määrittävät välineet määrittävät painotuskertoimet seuraavalle lähetetylle da-tasymbolille korrelaatiotuloksista ja dekoodatusta lähetetystä datasymbolista.
37. 37. Patenttivaatimuksen 36 mukainen laite, ’ « ' a 25 tunnettu siitä, että nopean Walsh-muunnoksen mää rittävät välineet uudelleen korreloivat aikasiirretyt ryhmät dekoodattua lähetettyä datasymbolia vastaavan ortogonaalisen koodin kanssa.
38. 38. Patenttivaatimuksen 37 mukainen laite, 30 tunnettu siitä, että nopean Walsh-muunnoksen mää rittävät välineet uudelleen korreloivat aikasiirretyt ryh-mät dekoodattua lähetettyä datasymbolia vastaavan ortogo-' . naalisen koodin kanssa korrelaatiotuloksen magnitudin las- ] kevassa järjestyksessä.
39. 39. Patenttivaatimuksen 38 mukainen laite, : tunnettu siitä, että sisältää lisäksi välineet, .. 113228 44 joilla vähennetään aikasiirretystä ryhmästä ryhmä arvoja, jotka edustavat aaltomuotoa, joka vastaa dekoodattua lähetettyä datasymbolia vastaavaa ortogonaalista koodia, sen jälkeen kun tuo ryhmä on uudelleen korreloitu dekoodatua 5 lähetettyä datasymbolia vastaavan ortogonaalisen koodin kanssa.
40. 40. Patenttivaatimuksen 39 mukainen laite, tunnettu siitä, että ryhmä arvoja perustuu korre-laatiotulokseen.
41. 41. Patenttivaatimuksen 40 mukainen laite, tunnettu siitä, että vähentävät välineet sisältävät välineet, joilla asetetaan nollaksi korrelaatiotulos, joka vastaa nopean Vialsh-muunnoksen määrittävien välineiden tuottamaa dekoodattua lähetettyä datasymbolia, ja että 15 nopean Walsh-muunnoksen määrittävät välineet sisältävät välineet, joilla määritetään korrelaatiotulosten käänteinen nopea Walsh-muunnos ja korvataan talletettu joukko digitoituja näytteitä käänteistä nopeaa Walsh-muunnosta vastaavilla uusilla näytteillä. Ill * · · > k · « t · » · > * · i t · ‘ · » > f ’ » » * 45 113228