JPH08265297A - 遅延広がりの補償を備えたスプレッドスペクトル符号パルス位置変調受信機 - Google Patents

遅延広がりの補償を備えたスプレッドスペクトル符号パルス位置変調受信機

Info

Publication number
JPH08265297A
JPH08265297A JP7308032A JP30803295A JPH08265297A JP H08265297 A JPH08265297 A JP H08265297A JP 7308032 A JP7308032 A JP 7308032A JP 30803295 A JP30803295 A JP 30803295A JP H08265297 A JPH08265297 A JP H08265297A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
symbol
transmitted
channel
spread spectrum
value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP7308032A
Other languages
English (en)
Other versions
JP3366794B2 (ja
Inventor
Israel Bar-David
バー−ディヴィッド イスラエル
Rajeev Krishnamoorthy
クリスナモアスィ ラジーヴ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
AT&T Corp
Original Assignee
AT&T Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by AT&T Corp filed Critical AT&T Corp
Publication of JPH08265297A publication Critical patent/JPH08265297A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3366794B2 publication Critical patent/JP3366794B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure
    • H04B1/7093—Matched filter type
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
    • H04B14/026—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse time characteristics modulation, e.g. width, position, interval

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 無線チャネルの遅延の広がりによる記号間干
渉又はチップ間干渉を防止する。 【解決手段】 受信したスプレッドスペクトル符号パル
ス位置変調信号は、復調器５２０でＩ信号、Ｑ信号に分
離され、それぞれ相関器５４０，５４５を経て複素チャ
ネル調節器５５０，５５５に加えられる。調節器によっ
て遅延の広がりを補償されたＩ，Ｑ信号は、主ローブの
符号及び位置の識別のため分析される。暫定記号推定器
を形成する８位置レジスタ５６０，５６５及び判定デバ
イス５７０によってサンプリング及び格納後、主ローブ
の符号、位置を最も大きな振幅値から選択し、８ビット
２信号に翻訳する。これらのレジスタ、判定器を含む回
路は、各可能な記号値に、所定記号期間に属する直交チ
ャネル上の信号間の残留結合に帰因するクロスレール又
はバイアス効果を考慮して、重みを割り当てる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】本発明は、１９９４年８月３０日に申請さ
れた特許出願番号第０８／２９８，２６０号と部分的に
連続するものである。
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的には、スプレッ
ドスペクトル（スペクトル拡散）符号パルス位置変調通
信のための方法及び装置、より詳細には、分散性の伝送
媒体を通じて伝送されるスプレッドスペクトル符号パル
ス位置変調信号を受信及び復号するための方法及び装置
に関する。
【０００３】
【従来の技術】多くの通信用途においては、通常、伝送
される信号の周波数スペクトルをある与えられた係数だ
け広げる（スプレッドする）ことが要望或は要請され
る。例えば、合衆国においては、歴史的に、産業、科学
及び医療（Industrial、 Scientific and Medical、ＩＳ
Ｍ）周波数帯域が、産業、科学及び医療機関の活動のた
めに確保されてきた。ただし、最近、連邦通信委員会
（Federal Communications Commission 、ＦＣＣ）は、
ＩＳＭ帯域を、幾つかの条件が満たされる場合、通信用
途、例えば、ローカルエリア網（ＬＡＮ）に対して使用
できることを示した。より具体的には、産業、科学及び
医療サービス活動との干渉を避けるために、ＦＣＣは、
ＩＳＭ帯域内での通信に対する周波数スペクトルが少な
くとも１０の係数だけ広げられることを要求する。これ
は、典型的には、伝送されるべき各ビットを、全てが通
常は単一のビットに対して割り当てられる時間フレーム
内に伝送される少なくとも１０個の“チップ（chips
）”或は“信号要素（signal elements ）”から成る
一つのあらかじめ定められた符号語或はパターンを使用
して符号化することによって達成される。電気電子技術
者協会（Institute for Electrical and Electronic En
gineers ）はＩＳＭ帯域内での通信のための一つの標準
を開発したが、これは、基本情報キャリアとして１１チ
ップから成る定められたパターン、つまり、“０００１
１１０１１０１”を持つ周知のバーカ（Barker）符号を
使用する。ここでは、バーカ符号が二進の“０”の値を
表わすために、そして、バーカ符号の逆数が二進の
“１”の値を表わすために、或は、この逆を表わすため
に、使用される。こうして、各伝送された１１チップバ
ーカ符号に対して、１ビットの情報が運ばれる。
【０００４】しばしば、このようなスプレッドスペクト
ルシステム（スペクトル拡散システム）は、単一ビット
期間内に位相シフトキーイング（phase-shift keying、
ＰＳＫ）変調を使用して複数のビットを送ることによっ
てビット速度を増加させる。この変調方式においては、
搬送波信号の位相がデータを表わすためにシフトされ
る。直角位相シフトキーシング（quadrature phase-shi
ft keying 、ＱＰＳＫ）実現においては、９０ の倍数
の位相シフトが使用される。この方式では、４つの可能
な信号状態がこれら４つの位相のおのおのによって表わ
される。こうして、各信号要素は、１ビットではなく、
２ビットを表わすことができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ビット速度における追
加の利得をこれら位相シフトスキームを拡張することに
よって、例えば、８つの位相角度を提供して信号要素当
たり３ビットを送ることによって達成することも可能で
はあるが、現時点では、充分なエラー率性能を達成する
ために伝送パワーを増加することが要求され、このスキ
ームは、この面で現実的でない。加えて、多くの伝送媒
体、例えば、ローカルエリア網のために無線電波チャネ
ルは、伝送された信号の遅延の広がりを示す。遅延の広
がりは、複数経路伝播のために複数の信号要素が異なる
到着時間を持つことに起因する。この遅延の広がりのた
めに、一つの伝送されたスプレッドスペクトル符号語の
信号要素のいくつかが、同一の或は隣接する記号の他の
チップ位置内にこぼれたり、さらには、直交する別のチ
ャネル上の記号のチップ位置内にこぼれたりして、受信
された信号に歪を発生させる。
【０００６】ある特定のチャネルの遅延の広がりが、上
で説明されたＱＰＳＫ実現において見られるように、一
つの記号期間において、直交する異なるチャネル上の信
号間での残留結合を発生させる場合、この現象は、チッ
プ間干渉（interchip interference、ＩＣＩ）と称され
る。チップ間干渉は、ある与えられた記号期間において
直交する異なるチャネル上の信号がお互いに与える対称
的なクロスレール効果（cross-rail effect ）に関する
問題である。加えて、ある特定のチャネルの遅延の広が
りは、記号間干渉（intersymbol interference）の問題
も起こす。後者においては、ある一つの記号期間におい
て伝送されたスプレッドスペクトル符号語が一つ或は複
数の続く記号期間において伝送されたスプレッドスペク
トル符号語に与える影響が問題とされる。
【０００７】従来のスプレッドスペクトル通信技術の上
の説明から明らかなように、伝送媒体によって引き起こ
される遅延の広がりを補償するスプレッドスペクトルパ
ルス位置変調受信機に対する必要性が存在する。より具
体的には、伝送されたスプレッドスペクトルパルス位置
変調信号を、遅延の広がりの存在下において、ある与え
られた一つの記号期間に対する異なる直交チャネル上の
信号間の残留結合によって引き起こされるクロスレール
或はバイアス効果、並びに、一つ或は複数の続く記号期
間において伝送されたスペクトルスペクトル符号語が互
いに与える影響を考慮に入れて、復号するための受信機
に対する必要性が存在する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】一般的には、本発明の一
面による周波数広帯域化（スプレッディング）用途に対
して使用するのに適当な通信システムは、スプレッドス
ペクトル符号パルス位置変調符号化技法を使用し、情報
をその記号期間内に伝送されたスプレッドスペクトル符
号語の中央の極性及び位置を変調することによって運
ぶ。
【０００９】本発明のもう一面においては、伝送媒体の
遅延の広がりを補償するスプレッドスペクトル符号パル
ス位置変調受信機が提供される。遅延の広がりは、ある
伝送されたスプレッドスペクトル符号語の信号要素が隣
接する記号のチップ位置内にこぼれ込み、記号間干渉を
起こしたり、或は、例えば、ＱＰＳＫ実現の場合のよう
に、ある与えられた記号期間に属する直交する異なるチ
ャネル上のチップ位置内にこぼれ、チップ間干渉を起こ
したりする原因となる。
【００１０】本発明のもう一面によると、このような遅
延の広がりの存在下で伝送されたスプレッドスペクトル
符号パルス位置変調信号を復号する能力を持つ受信機が
提供される。この受信機は、暫定記号推定器を使用し
て、スプレッドスペクトル符号語に整合された、或は通
信チャネルの遅延広がり特性に整合された、一つ或は複
数のフィルタの出力をサンプリングする。暫定記号推定
器は、各潜在的な（可能な）記号値に、ある与えられた
記号期間に属する異なる直交チャネル上の信号間の残留
結合によって引き起こされるクロスレール或はバイアス
効果を考慮に入れて、重みを割り当てる。
【００１１】加えて、この受信機は、暫定記号推定器に
よって割り当てられた各記号推定値に対する重み付けさ
れた値を評価するモードシフタを含む。モードシフタ
は、各記号値に、一つ或はそれ以上の続く記号期間に伝
送された符号語が互いに与える影響を考慮に入れて、最
終的な推定値を割り当てる。
【００１２】一つの代替実施例においては、記号間干渉
の影響が、暫定記号推定器内で、可能な状態値を破棄す
る前の段階で、考慮される。この実施例においては、暫
定記号推定器は、スプレッドスペクトル符号語に整合さ
れた、或は、通信チャネルの遅延広がり特性に整合され
た、一つ或は複数のフィルタの出力をサンプリングす
る。この暫定記号推定器は、各潜在的な記号値に、ある
記号期間に属する異なる直交チャネル上の信号間の残留
結合に起因するクロスレール或はバイアス効果、並び
に、一つ或は複数の続く記号期間において伝送された符
号語が互いに与える影響を考慮に入れて、重みを割り当
てる。その後、モードシフタが、暫定記号推定器によっ
て割り当てられた各記号推定値に対する重み付けされた
値を評価し、各記号値に対する最終推定値として、最も
大きな重みを持つものを選択する。本発明のより完全な
理解、並びに、本発明の他の特徴及び長所は、以下の詳
細な説明及び図面を参照することによって一層明らかに
なるものである。
【００１３】
【実施例】本発明はスプレッドスペクトル符号化方式
（スペクトル拡散符号化方式）を使用して通信信号を変
調及び復調するための方法及び装置を提供する。本発明
は、従来のスプレッドスペクトル変調技法を、さらに伝
送されたスプレッドスペクトル符号の位置も符号化する
ことによって、より具体的には、整合フィルタリング後
の、受信機出力の主ローブの位置を変調することによっ
て改良する。こうすることによって、符号期間当たり、
追加の情報を運ぶことができる。
【００１４】前述のように、伝送される信号の周波数ス
ペクトルをｎの係数だけ広げることが、しばしば、必要
あるいは要請される。これは、典型的には、伝送される
べき各ビットを、全てが、通常、単一ビットに対して割
り当てられる時間フレーム内で伝送されるｎ個の“チッ
プ”あるいは“信号要素”から成るあらかじめ定められ
た符号語、或はパターンを使用して符号化することによ
って達成される。しばしば、正反対符号化（アンタパド
ル符号化）と称される一つの好ましい実施例において
は、あらかじめ定められた符号語が二進“０”の値を表
わすために、そして、あらかじめ定められた符号語の逆
数が二進“１”の値を表わすために使用される。別の方
法として、１ビットの情報を二つのあらかじめ定められ
た符号語の片方を選択して運ぶこともできる。
【００１５】伝送される情報の検出を最適化する、ユニ
ークな特性を持つ複数の連続する正及び負の信号要素か
ら成る、いくつかのスプレッドスペクトル符号（広帯域
符号）が発見されている。例えば、いくつかの周知のス
プレッドスペクトル符号が、Barker、 Neuman-Hofman、及
び Williard によって発見されている。これら及び他の
適当なスプレッドスペクトル符号の詳細については、Ni
ng Zhan and S.W. Golomb、“Sixty Phase Generalized
Barker Sequences”、 I.E.E.E. Trans. on Information
Theory、 Vol. 35. No.4 (July、 1989）を参照するこ
と。スプレッドスペクトル符号に対する特定のパターン
が、そのパターンが、その選択されたパターンの特性に
整合されたフィルタの出力の所で検出されたとき、その
主ローブの振幅が、それらの副ローブの振幅よりもかな
り大きくなるように選択される。図１は、二進“０”の
値に対応する“＋＋＋−−−＋−−＋−”のパターンを
持つ、周知の１１チップバーカ（Barker）符号に対する
整合フィルタの出力１０を示す。主ローブ１５の振幅
は、規模において、任意の副ローブ、例えば、副ローブ
２１及び２３の振幅よりも１１倍大きいために、主ロー
ブ１５の位置は、極性が変化した場合でも簡単に識別す
ることができる。
【００１６】図２に示されるように、従来のスプレッド
スペクトル通信システム（広帯域通信システム）２００
を使用してデータを伝送するためには、最初に、送信機
２０５によって送信されるべき各ビットが、スプレッド
スペクトル符号器２１０によって符号化される。符号器
２１０がバーカ符号発生器として具現され、二進の
“１”の値が伝送される場合、符号器２１０は、バーカ
符号の逆数である、“−−−＋＋＋−＋＋−＋”のパタ
ーンを生成する。この情報信号が、次に、従来の方法に
よって、変調器２２０によって変調され、その後、従来
の通信網、或は無線電気通信網として具現される伝送媒
体２３０上に伝送される。変調器２２０は、例えば、信
号周波数を、搬送波周波数まで上方にシフトするため
に、符号語に正弦搬送波を掛ける、変調技法を採用す
る。こうして、元の信号スペクトルが、ＦＣＣ、或は他
の規制団体によって割り当てられた特定の周波数帯域に
変換されるされる。
【００１７】伝送された信号が受信機２４０によって受
信されると、受信された信号の周波数が、先ず最初に、
復調器２４５によってベースバンド信号に下方シフトさ
れ、信号が、変調前の元の形式に戻される。その後、受
信された信号が、特定の符号語の特性に整合されたフィ
ルタ２５０に通される。判定デバイス２６０によって、
整合フィルタ２５０の出力の所の主ローブと関連するピ
ークが正の値を持つか負の値を持つかを決定する。正の
主ローブは、二進“０”の値を示し、負の主ローブは、
二進“１”の値を示すために使用される。前述のよう
に、従来のスプレッドスペクトルシステムは、しばし
ば、ビット速度を、位相シフトキーシング（ＰＳＫ）変
調を使用し、単一の記号期間中に複数のビットを送信す
ることによって増加する。そして、この方法において
は、搬送波信号の位相が、データを表わすためにシフト
される。直角位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）実現に
おいては、９０ の倍数の位相シフトが使用され、４つ
の可能な信号状態が、４つの位相のおのおのによって表
わされる。従って、各信号要素は、１ビットではなく、
２ビットを表わすことができる。従来のスプレッドスペ
クトル符号実現においては、４つの可能な信号状態が、
正或は負のスプレッドスペクトル符号語によって、二つ
の直角搬送波信号、例えば、正弦及び余弦波を変調する
ことによって達成される。正の符号語によって変調され
た正弦波は、第一のビットの二進“１”の値を表わし、
一方、負の符号語によって変調された正弦波は、第一の
ビットの二進“０”の値を表わす。同様にして、同時的
に伝送される正の符号語によって変調された余弦波は、
第二のビットの二進“１”の値を表わし、一方、負の符
号語によって変調された余弦波は、第二のビットの二進
“０”の値を表わす。こうして、１ビット期間あたり２
ビットの情報が運ばれる。
【００１８】余弦波にて変調された符号語は、通常、同
相（in-phase、Ｉ）信号と呼ばれ、一方、正弦波によっ
て変調された符号語は、直角（quadrature、Ｑ）信号と
呼ばれる。
【００１９】本発明の一つの特徴によると、スプレッド
スペクトル変調技法によって達成される情報速度が、さ
らに、整合フィルタの出力の所の伝送された符号語と関
連する主ローブの位置を変調することによって、増加さ
れる。
【００２０】図１に示されるように、例えば、１１チッ
プバーカ符号は、整合フィルタリング後に、位置６の所
に、１チップ幅の、主ローブを持つ。主ローブの位置
を、整合フィルタリングの後に、複数のチップ位置の他
の一つの所に出現するように操作することによって、追
加の情報を運ぶことができる。もし、主ローブの位置を
８つの位置の間で変動させた場合は、８つの信号状態が
利用でき、３つの追加のビットを運ぶことができる。１
ビットが、主ローブの符号を検出することによって運ば
れ、３つの追加のビットが、主ローブの位置を検出する
ことによって運ばれ、１記号期間当たり、全部で４ビッ
トが運ばれる。
【００２１】さらに、上に説明されたように、符号語が
二つの直角の搬送波信号、例えば、正弦波と余弦波によ
って変調される実現においては、全部で、８ビットが運
ばれる。別の方法として、複数の独立して生成された符
号語を、それぞれ、一意の位相、振幅或は周波数を持つ
別個の搬送波信号にて変調することも考えられる。さら
に、もし、少なくとも１６個のチップを持つスプレッド
スペクトル符号語が使用された場合は、１６個の信号状
態が利用でき、主ローブの位置を１６個の利用可能な位
置の間で変調することによって、各符号語に対して、４
つの追加の情報ビットを運ぶこともできることに注意す
る。
【００２２】図３は、二つの直角搬送波信号、Ｉ及びＱ
を使用して、１１チップスプレッドスペクトル符号の、
符号（極性）と位置を変調するところを示すグラフであ
る。前に述べたように、この一例としての実施例におい
ては、主ローブの位置が、８個の利用可能なチップ位置
の一つを占拠するように操作される。Ｉ信号の主ローブ
は、正か負のいずれかであり、さらに、８個の位置の一
つを占拠する。同様に、Ｑ信号の主ローブは、正か負の
いずれかであり、さらに、８個の位置の一つを占拠す
る。図３において、小点３１０と３２０はＩ信号とＱ信
号の符号（極性）と位置を示す。図３の図解において
は、Ｉ信号は、小点３１０によって示されるように、正
で、位置１の所に位置し、一方、Ｑ信号は、小点３２０
によって示されるように、正で、位置５の所に位置す
る。前述のように、この一例としての実施例において
は、８ビットの情報を運ぶことができる。
【００２３】一つの実施例においては、後に説明される
ように、主ローブの位置が、整合フィルタリング後に、
定められた記号期間内で、符号語の伝送を、正或は負の
１時間期間だけ遅延させるように操作される。より具体
的には、１１チップ符号語を使用する実現においては、
もし、主ローブを、主ローブの本来の位置の、位置６で
はなく、位置８、に置くことが要求される場合は、符号
語生成器は、符号語の伝送を、記号期間の２／１１だけ
遅延することを要求される。同様にして、主ローブを、
位置６ではなく、位置２、に置くことが要求される場合
は、符号語生成器は、符号語の伝送を記号期間の４／１
１だけ進めることを要求される。
【００２４】多くの伝送媒体において見られる一つの共
通した問題は、伝送された信号の遅延の広がりの問題で
ある。これは、複数の信号要素が、複数の経路を通じて
伝播されることに起因する異なる到達時間を持つために
発生する。例えば、無線ローカルエリア網においては、
複数の信号要素は、放射線が境界、例えば、壁や床から
はね返ることに起因して、複数の経路を伝播し、これが
原因となって異なる伝播時間を持つ。このために、１マ
イクロ秒のパルスが、５マイクロ秒に広がるのも稀なこ
とではない。
【００２５】受信される信号の遅延の広がりのために、
あるビット位置の信号要素の幾つかが、他のビット位置
内にこぼれ込み、記号間干渉（ＩＳＩ）の問題を起こ
す。この遅延の広がりの影響は、後に説明されるよう
に、これらパルスを正しい記号時間に“スクイーズ（詰
め込む）”する働きを持つ、従来の幾つかの等化技法に
よって最小にされる。
【００２６】本発明においても、受信機出力の所の主ロ
ーブの位置を変調するために、スプレッドスペクトル符
号語の伝送が、その記号期間に対して遅延された場合、
副ローブの幾つかが、隣の記号期間内に、実際に、こぼ
れ込むという、問題が発生することに注意する。ただ
し、副ローブの振幅は、主ローブの振幅よりもかなり小
さなために、本発明の教示に起因する隣接する記号上へ
の干渉は、より従来的な原因、例えば、複数の経路を伝
播することによる遅延の広がりなどと比較すると無視で
きる程度である。
【００２７】加えて、情報を運ぶために使用されない追
加のチップ位置が存在する場合、例えば、上の一例とし
ての実施例のように、１１個の利用可能なチップ位置の
内の８個のみが利用されるような場合は、これら追加の
未使用の位置が、記号間干渉をさらに小さくするための
ガード帯域或はバッファとして機能する。
【００２８】図４は、本発明に従うスプレッドスペクト
ル位置変調送信機４００の一例としての実現を示す。こ
の一例としての実施例４００においては、送信機４００
によって送信されるべきビットが、最初に、符号器４１
０によって符号化される。伝送されるべき各８ビット語
に対して、符号器４１０は、ＩとＱ信号の符号、つま
り、Ｉsgn 及びＱsgn を計算する。換言すれば、ＩとＱ
パルスが、おのおの、正のパルスを持つべきか、或は負
のパルスを持つべきかを計算する。加えて、符号器４１
０は、ＩとＱ信号の位置、つまり、Ｉpos 及びＡpos を
計算する。この好ましい実施例においては、Ｉpos 及び
Ｑpos は、正或は負の、時間遅延値であり、以下に説明
されるおのおののスプレッドスペクトル符号生成器４２
０、４４０が、記号期間との関係で、どのようなタイミ
ングにてスプレッドスペクトル符号を生成すべきかを示
す。
【００２９】符号器４１０及びスプレッドスペクトル符
号生成器４２０、４４０は、それぞれ、あらかじめ選択
されたスプレッドスペクトル符号語に対して適当な記号
期間に従ってタイミングパルスを生成する、タイミング
発生器４３０から受信されるタイミング情報に従って動
作する。より具体的には、この一例としての実施例にお
いては、符号器４１０は、各指示された記号期間に、伝
送すべき８つのデータビットを読み込む。
【００３０】その後、符号器４１０は、Ｉsgn 、Ｑ
sgn 、Ｉpos 及びＱpos 位置を、好ましくは、グレー符
号化方式にて計算する。符号器４１０は、好ましくは、
反対の二進入力データシーケンスが、反対の極性のバー
カ符号に割り当てられるような方法にて、各座標のグレ
ー符号化を行なう。例えば、もし、以下のシーケンスが
Ｉ位置３及びＱ位置５に割り当てられる場合は、以下の
ようなシーケンスが割り当てられる。二進シーケンス Ｉ、Ｑ極性 00100100 ＋Ｉ、＋Ｑ 00100101 ＋Ｉ、−Ｑ 00100110 −Ｉ、＋Ｑ 00100111 −Ｉ、−Ｑ
【００３１】スプレッドスペクトル符号生成器４２０、
４４０は、適当な時間遅延値、つまり、Ｉpos 或はＱ
pos のいずれかを受信し、次に、スプレッドスペクトル
符号語を、そのスプレッドスペクトル記号期間の中心に
対する計算された遅延値に従って、生成する。こうし
て、Ｉ及びＱ信号の主ローブが望まれる情報を運ぶため
に適当にシフトされる。
【００３２】スプレッドスペクトル符号生成器４２０、
４４０によって生成されたこの時間シフトされた符号語
に、おのおの、ミキサ４４５及び４５０によって、Ｉ
sgn 及びＱsgn の値によって示される極性値が、掛けら
れる。こうして、ミキサ４４５及び４５０の出力は、二
つの情報を搬送する信号；換言すれば、正或は負のいず
れか適当な値を持つ、時間シフトされたスプレッドスペ
クトル符号語である。
【００３３】これら情報搬送信号が、次に、伝送の前
に、従来の方法によって、変調器４５５によって変調さ
れる。変調器４５５は、例えば、Ｉ信号時間シフト符号
語にミキサ４６５を使用して余弦波を掛け、Ｑ信号時間
シフト符号語にミキサ４７０を使用して正弦波を掛ける
ような、変調技法を採用する。こうして、元の情報信号
の信号周波数が、搬送波発振器４６０と関連する、例え
ば、ＦＣＣ、或は他の規制団体によって割り当てられた
ある特定の周波数帯域であり得る、搬送波周波数に上方
シフトされる。
【００３４】こうして変調されたＩ及びＱ信号は、次
に、加算器４７５を使用して結合され、その後、これら
変調された信号を増幅する機能を持つ従来のＲＦ段４８
０にパスされる。その後、これら変調され結合されたＩ
及びＱ信号は、伝送媒体を通じて図５との関連で以下に
説明される受信機５００に伝送される。この伝送媒体
は、有線或は無線電気通信網として具現される。
【００３５】図５は、本発明に従うスプレッドスペクト
ル位置変調受信機５００の一例としての実現を示す。こ
の一例としての受信機５００においては、受信された信
号の周波数は、最初に、ＲＦ及びＩＦ段５１０に通され
る。段５１０は、受信された信号を隣接するチャネル干
渉からフィルタし、また、受信された信号を増幅する機
能を持つ。その後、受信信号の周波数が、従来の復調器
５２０によって、受信信号を変調前の元の形式に戻すた
めに、ベースバンド信号にシフトダウンされる。この一
例としての実施例においては、Ｉ変調された信号が、搬
送波発振器５３０によって生成される正弦波をミキサ５
２５を使用して掛けることによってベースバンドに戻さ
れ、この結果として、Ｉ信号時間シフト符号語が分離さ
れる。加えて、Ｑ変調された信号がミキサ５３５を使用
してこれに正弦波を掛けることによってベースバンドに
戻され、結果として、Ｑ信号時間シフト符号語が分離さ
れる。こうして復調されたＩ信号時間シフト符号語とＱ
信号時間シフト符号語は、次に、おのおの、スプレッド
スペクトル符号デコ−レレータ（相関器）４５０及び５
４５にパスされる。スプレッドスペクトル符号デコーレ
レータ５４０及び５４５は、周知の、あらかじめ選択さ
れた符号語に整合されたフィルタであり、スプレッドス
ペクトル符号コーレレータ５４０と５４５の出力は、図
１に、１１チップバーカ符号に対して示される相関関数
に類似する、各信号の相関関数である。ただし、遅延の
広がりの影響のために、主ローブと副ローブが、隣接す
る記号の時間期間内に、バーカ符号の副ローブ自身に起
因する固有の広がりだけ、広がった状態になる。
【００３６】このために、これらＩ及びＱ信号が、好ま
しくは、周知の方法にて、おのおの、通信チャネルの遅
延の広がりを補償する機能を持つ、複素チャネル調節器
５５０及び５５５によって調節される。複素チャネル調
節器５５０及び５５５は、周知のタイプの複素等化器と
して実現することも、或は、例えば、データの伝送の前
にプリアンブル信号を使用してチャネルインパルスを測
定することによって決定される、通信チャネルの特定の
遅延広がり特性に整合されたフィルタとして実現するこ
ともできる。
【００３７】調節されたＩ及びＱ信号、つまり、Ｉc 及
びＱc が、次に、各主ローブの符号及び位置を識別する
ために分析される。この一例としての実施例において
は、情報を運ぶために使用されたＩ及びＱ信号の８個の
チップ位置が、好ましくは、おのおの、８位置レジスタ
５６０及び５６５を使用してサンプリング及び格納され
る。結果として、レジスタ５６０、５６５の各位置は、
これらＩ及びＱ信号の対応するチップ位置の振幅値を含
む。
【００３８】その後、レジスタ５６０及び５６５のこれ
ら位置に格納された値が、判定デバイス５７０によっ
て、これらＩ及びＱ信号の主ローブの符号及び位置を検
出し、この情報を、適当な８ビット二進語に翻訳するた
めに分析される。一つの好ましい実施例においては、判
定デバイス５７０は、Ｉ及びＱ信号の主ローブの符号及
び位置を、おのおの、各レジスタ５６０及び５６５内に
格納されたもっとも大きな振幅値を選択することによっ
て識別する。前述のように、この一例としての実施例に
おいては、Ｉ信号の主ローブの符号が１ビットを運び、
主ローブの位置が追加の３ビットを運ぶ。同様に、Ｑ信
号の主ローブの符号が１ビットを運び、主ローブの位置
が追加の３ビットを運び、全部で、８ビットの情報が運
ばれる。
【００３９】ＩとＱ信号との間で残留する結合が生じる
場合は、より複雑な判定デバイス５７０において、結合
係数を考慮に入れるられることに注意する。
【００４０】前述のように、多くの伝送媒体は、複数の
経路を伝播するために複数の信号要素が異なる到達時間
を持つことに起因し、伝送された信号に遅延の広がりを
示す。この遅延の広がりのために、あるチップ位置の信
号要素の幾つかが、同一の記号の、或は、隣接する記号
の、他のチップ位置内にこぼれ込んだり、さらには、反
対のレール上の記号の他のチップ位置、換言すれば、反
対のＩ或はＱチャネル内にこぼれ込み、結果として、サ
ンプリングされた信号にエネルギの損失を生じる場合が
ある。
【００４１】ある特定のチャネルの遅延の広がりが、あ
る与えられた記号期間に属するＩ信号とＱ信号の間の残
留結合を起こす場合、これは、チップ間干渉（interchi
p interference、ＩＣＩ）と称される。チップ間干渉
は、ある与えられた記号期間に属するＩ信号とＱ信号が
互いに及ぼす対称的なレール間効果（cross-rail effec
t ）に関係する。加えて、上に述べたように、特定のチ
ャネルの遅延の広がりが、記号間干渉（intersymbol in
terference）を起こすことがあるが、記号間干渉におい
ては、ある一つの記号期間において伝送されるＩ及びＱ
スプレッドスペクトル符号語が、一つ或はそれ以上の引
き続く記号期間において伝送されるＩ及びＱスプレッド
スペクトル符号語に影響を及ぼす。
【００４２】以降の説明においては、チップ間干渉に対
する修正項、つまり、レール間効果或はバイアス項は、
Ｂ（１a −１b ）によって示される。ここで、１a 及び
１bは、おのおの、Ｉ及びＱスプレッドスペクトル符号
語の、整合フィルタリングの後の、主ローブの位置を示
す。一方、トレリス修正項（trellis correction term
）とも称される記号間干渉に対する修正項は、前のｋ
個の記号｛ｉ（ｋ）、ｉ（ｋ−１）、．．．、ｉ
（１）｝が記号ｉ（ｋ＋１）に与える影響を量子化した
ものであり、Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、｛ｉ（ｋ）、ｉ（ｋ−
１）、．．．、ｉ（１）｝）にて示される。この一例と
しての実施例においては、チャネルメモリは、１記号期
間を超えないものと想定される。換言すれば、ある記号
は、前の記号の影響のみを受け、従って、トレリス修正
項Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ（ｋ））は、前の記号ｉ（ｋ）
が記号ｉ（ｋ＋１）に与える影響を量子化する。１記号
期間のチャネルメモリは、殆どの拡散性の通信システム
に対して満足できる動作を提供できるが、ここに説明さ
れる幾つかの実施例及びこれらのバリエーションは、当
業者においては、ここでの説明から明らかであるよう
に、１記号期間以上の長さのチャネルメモリを持つ通信
システムに、容易に拡張できるものである。
【００４３】この一例としての実施例においては、各記
号ｉ（ｋ）は、８個のビットを表わし、各記号は、おの
おの、整合フィルタリングされた後の、Ｉ及びＱスプレ
ッドスペクトル符号の主ローブの位置、つまり、ｌa 及
びｌb 、並びに、Ｉ及びＱスプレッドスペクトル符号の
極性、つまり、ａ及びｂ、によって定義されることに注
意する。こうして、この一例としての実施例において
は、各８ビット記号ｉ（ｋ）は、（ａ、ｂ、ｌa 及びｌ
b ）によって定義される。
【００４４】図６は、本発明に従う遅延広がりの補償を
備えるスプレッドスペクトル符号パルス位置変調受信機
６００の一例としての実現を示す。スプレッドスペクト
ル符号パルス位置変調信号は、整合フィルタリングされ
た後に、あるスプレッドスペクトル符号語、例えば、バ
ーカ符号、或は、直角パルス位置変調信号の、主ローブ
の極性（符号）と位置を示す信号であると定義される。
【００４５】この一例としての受信機６００において
は、ｇ（ｔ）のラベルにて示される受信された信号は、
最初に、受信された信号のフィルタリング及び増幅を行
なうＲＦ及びＩＦ段６１０に通される。ＲＦ及びＩＦ段
６１０の入力の所に受信される信号ｇ（ｔ）は、符号化
されたデータ、つまり、送信機４００によって送信され
たｑ（ｔ）のラベルにて示される正或は負の位置変調ス
プレッドスペクトル符号語と、ｃ（ｔ）のラベルにて示
される伝送チャネルのインパルス応答の推定値との複素
積である。伝送されたデータを復号するために、受信機
６００は、後に説明される方法によって、受信された信
号ｇ（ｔ）と、スプレッドスペクトル符号語の複素共役
ｑ（ｔ）* 、及び、チャネルインパルス応答推定値の複
素共役ｃ（ｔ）* 、との畳み込みを遂行する。
【００４６】スプレッドスペクトル符号語、例えば、バ
ーカ符号語の複素共役ｑ（ｔ）* は、その符号語自身
と、この符号語が実数の集合であるために、同一である
ことに注意する。さらに、この文脈においては、スプレ
ッドスペクトル符号語としては、伝送されたパルスの主
ローブが、受信機６００内で整合フィルタリングされた
後に、ある与えられた規模を持ち、各副ローブがおおむ
ね零に等しい規模を持つ純粋に直角なパルス位置変調信
号、並びに、上に説明されたような、疑似直角符号語、
例えば、バーカ符号が含むものと定義される。
【００４７】受信された信号ｇ（ｔ）がＲＦ及びＩＦ段
６１０によって処理された後に、受信された信号の周波
数が、受信された信号を変調前の元の形に戻すために、
従来の復調器６２０によってベースバンド信号にシフト
ダウンされる。この一例としての実施例においては、Ｉ
変調された信号が、これに、搬送波発振器６３０によっ
て生成された余弦波をミキサ６２５を使用して掛けるこ
とによってベースバンドに戻され、この結果として、Ｉ
信号時間シフト符号語が分離される。加えて、Ｑ変調さ
れた信号が、これに、ミキサ６３５を使用して正弦波を
掛けることによってベースバンドに戻され、この結果と
して、Ｑ信号時間シフト符号語が分離される。
【００４８】後に説明されるデジタル処理を実現するた
めに、こうして復調されたベースバンド信号は、好まし
くは、アナログデジタル変換器（図示なし）に通され
る。その後、復調されたＩ信号時間シフト符号語及びＱ
信号時間シフト符号語は、おのおの、スプレッドスペク
トル符号デコーレレータ（相関器）６４０及び６４５に
通される。これらスプレッドスペクトル符号デコーレレ
ータ６４０及び６４５は、周知の、あらかじめ選択され
た符号語に整合されたフィルタである。換言すれば、ス
プレッドスペクトル符号デコーレレータ６４０及び６４
５は、ベースバンド信号ｇ（ｔ）と、スプレッドスペク
トル符号語の複素共役、つまり、ｑ（ｔ）* 、との畳み
込みを遂行する。結果としての、スプレッドスペクトル
符号デコーレレータ６４０及び６４０からの、おのおの
Ｉi 及びＱi のラベルにて示される出力は、１１チップ
バーカ符号に対して図１に示される相関関数と類似す
る、各信号の相関関数である。ただし、チャネルの歪の
影響のために、Ｉ及びＱ信号の要素は、隣接する記号の
時間期間内に広がっており、また、Ｉ及びＱ信号は、互
いにレール間効果を受けている。
【００４９】このために、本発明の一つの特徴による
と、これらＩ及びＱ信号は、好ましくは、受信機６００
によって、伝送チャネルの、遅延の広がり、及び他の影
響を補償するために処理される。チャネルによって導入
される、遅延の広がりに起因する受信信号のエネルギの
損失、並びに、位相シフトを補償するために、受信機６
００は、好ましくは、図７及び８との関連で後に説明さ
れる方法にて、適当なエネルギを各サンプル内に集める
機能を持つ、通信チャネルに特有の遅延の広がり特性に
整合されたフィルタ６６０を含む。ただし、このチャネ
ルに整合されたフィルタ６６０によって、特定のサンプ
ルに集められたエネルギの幾らかは、実際には、チップ
間干渉及び記号間干渉からのものも含まれる。
【００５０】従って、チップ間干渉を補償するために、
受信機６００は、後に説明される暫定記号推定器６７０
を含む。概略すると、暫定記号推定器６７０は、チャネ
ルに整合されたフィルタ６６０の出力の所で、Ｉc 及び
Ｑc 信号をサンプリングし、ある与えられた記号のＩ及
びＱ信号が互いに与えあう、以降バスアス項と称される
量（１a −１b ）を考慮に入れて、各可能な記号値に対
して、重みを割り当てる。さらに、記号間干渉を補償す
るために、受信機６００は、後に説明されるモードシフ
タ６８０を含む。モードシフタ６８０は、概略すると、
暫定記号推定器６７０によって決定された各記号推定値
に対する重み付けされた値を評価し、さらに、隣接する
記号が互いに与えあう影響Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ
（ｋ））を考慮に入れて、各記号値に対して、最終的な
推定値を割り当てる。
【００５１】伝送チャネルの特性を評価するために、各
伝送されるパケットは、好ましくは、データシーケンス
に加えて、所定の長さを持つ訓練シーケンスを含む。チ
ャネル推定値ｃ（ｔ）は、単一のパスルの伝送から得る
こともできるが、この訓練シーケンスは、望ましくは、
チャネル特性の正確な評価を提供し、加算性の雑音の影
響を軽減するための充分な長さを持つように選択され
る。
【００５２】一つの好ましい実施例においては、訓練シ
ーケンスを、チャネルパラメータ推定器６５０によって
分析することによって、チャネルの遅延の広がりを補償
するための複数のパラメータが導出される。好ましく
は、チャネルパラメータ推定器５６０は、チャネルに起
因する位相シフト及び振幅の歪を補償するためのチャネ
ル推定値ｃ（ｔ）；チップ間干渉を補償するためのバイ
アス修正項Ｂ（ｌa −ｌb ）；及び記号間干渉を補償す
るためのトレリス修正項Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ（ｋ））
を計算する。この実施例の一つの拡張として、チャネル
パラメータ推定器６５０が、実際のデータシーケンスの
監視も継続して行うようにし、これら計算補償パラメー
タ、ｃ（ｔ）、Ｂ（ｌa −ｌb ）及びＧ（ｉ（ｋ＋
１）、ｉ（ｋ））が、データパケットの伝送を通じて、
更新されるようにすることもできる。
【００５３】訓練シーケンスの際に、チャネルパラメー
タ推定器６５０は、おのおの、データリンク６４６及び
６４８を介して、記号相関器６４０、６４５から、相関
処理されたベースバンド信号Ｉi 及びＱi を受け入れ
る。次に、チャネルパラメータ推定器６５０は、訓練シ
ーケンスの全期間を通じての一連のＩi 及びＱi 値か
ら、これらチャネルパラメータの推定を行なう。チャネ
ルパラメータ推定器６５０は、次に、図６に示されるよ
うに、データリンク６６２を介して、計算されたチャネ
ル推定値ｃ（ｔ）をチャネル整合フィルタに送り；バス
アス修正項Ｂ（ｌa−ｌb ）を暫定記号推定器６７０に
送り；そして、トレリス修正項Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ
（ｋ））をモードシフタ６８０に送る。
【００５４】チャネルパラメータ推定器６５０は、好ま
しくは、図８との関連で後に説明される、チャネル推定
値ｃ（ｔ）を計算するためのチャネル推定器６５２を含
む。加えて、チャネルパラメータ推定器６５０は、好ま
しくは、図９との関連で後に詳細に説明される、自己相
関係数を計算するための自己相関器６５４を含む。この
自己相関係数は、バイアス修正項Ｂ（ｌa −ｌb ）、及
びトレリス修正項Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ（ｋ））を計算
するために使用される。チャネルパラメータ推定器６５
０は、好ましくは、さらに、図１１との関連で後に説明
される、バイアス修正項Ｂ（ｌa −ｌb ）を計算するた
めのバイアス項計算器６５６を含む。チャネルパラメー
タ推定器６５０は、好ましくは、さらに、図１２との関
連で後に説明される、トレリス修正項Ｇ（ｉ（ｋ＋
１）、ｉ（ｋ））を計算するためのトレリス修正項計算
器６５８を含む。
【００５５】チャネル整合フィルタ６６０は、チャネル
パラメータ推定器６５０によって計算されたチャネル推
定値ｃ（ｔ）をデータリンク６６２を介して受信する。
図７との関連で後に詳細に説明されるように、チャネル
整合フィルタ６６０は、チャネルの遅延の広がりに起因
する位相シフト或は振幅の歪を、受信される相関処理さ
れた信号Ｉi 及びＱi とチャネル推定値ｃ（ｔ）との畳
み込みによって補償する。
【００５６】こうして、チャネル整合フィルタ６６０
は、チャネルパラメータ推定器６５０による訓練シーケ
ンスの処理の後の、データシーケンス伝送の際に到着す
る相関処理された信号Ｉi 及びＱi を処理し、整合フィ
ルタリングされたデータ出力、Ｉc 及びＱc を生成す
る。
【００５７】その後、暫定記号推定器６７０によって、
整合フィルタリングされたデータ出力、Ｉc 及びＱc
が、ある与えられた記号期間に属する全てのチップ位置
を通じて分析され、結果として、伝送された記号に関し
ての暫定的な決定が下される。前に述べたように、この
一例としての実施例においては、各伝送される記号は、
おのおの、伝送されるＩ及びＱスプレッドスペクトル符
号の極性、ａとｂ、並びに、位置、ｌa とｌb 、を変調
することによって、８ビットの情報を運ぶ。従って、２
8 、つまり、２５６個の可能な信号状態が存在する。
【００５８】仮記号推定器６７０は、図１３との関連で
後に説明される方法にて、ある特定の記号に対して、２
５６個の可能な信号状態、或はモードの、個々の尤度を
評価し、各モードに対して、重みを割り当てる。一つの
実施例においては、各モードに割り当てられる重みは、
二つの要因に基づいて、つまり、おのおのの記号に対し
て測定されるサンプリングされたＩc 及びＱc 値と、デ
ータリンク６６２を介してチャネルパラメータ推定器６
５０から受信されるあらかじめ計算されたバイアス項Ｂ
（ｌa −ｌb ）に基づいて、決定される。理論的には、
最も尤度の高いシーケンスを推定するための推定器は、
２５６個の全ての可能な状態の尤度関数から構成される
絶望的に複雑なトレリスの処理を要求するが、２５６個
の可能な状態の中から選択された、より少ない数のモー
ド、例えば、３から４個のモードを使用した場合でも、
充分に満足できる結果が得られ、計算の複雑さが管理可
能なレベルに維持できることが発見された。この一例と
しての実施例においては、４つのもっとも高い重みを与
えられたモードのみが保持され、これらは、ここでは、
マルチモード推定値、或は、保持された状態と、称され
る。
【００５９】これら生き残ったマルチモード推定値、或
は保持された状態は、データリンク６６４を介して、モ
ードシフタ６８０に送られる。モードシフタ６８０は、
図１４から１６との関連で後に説明される方法にて、こ
れら重み付けされたマルチモード推定値を評価し、各記
号値に対して、最終的な推定値を、図１７との関連で後
に説明される、最終推定値セレクタ６８４を使用して割
り当てる。モードシフタ６８０は、この最終推定値の割
り当てにあたって、隣接する記号どうしが互いに与えあ
う、Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ（ｋ）の影響を考慮に入れ
る。このトレリス修正項Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ（ｋ））
は、データリンク６６２を介して、チャネルパラメータ
推定器６５０から受信される。
【００６０】加えて、受信機６００は、必要なタイミン
グ情報を生成するための、同期及びタイミングユニット
６９０を含む。好ましくは、同期及びタイミングユニッ
ト６９０は、おのおの、データリンク６４６及び６４８
を介して、相関処理されたデータＩi 及びＱi を受信
し、周知の方法にて、チップ及び記号タイミング情報を
導出する。
【００６１】プリアンブル処理の説明 前述のように、受信機６００は、チャネルの遅延の広が
りに起因する位相シフト或は振幅の歪を補償するため
に、チャネル整合フィルタ６６０を使用する。図７ａに
示されるように、送信機７１０によって、時間ｔ0 にお
いて、単一のパルス７３２が伝送された場合、伝送媒体
７１５の遅延の広がりによってパルス７３２のエネルギ
が消散される可能性がある。例えば、受信機７２０の所
で受信される信号は、時間ｔ0 において受信されるエネ
ルギｅ0 を持つ主パルス７４３と、一方、時間ｔ1 にお
いて受信されるエネルギｅ1 を持つエコーパルス７３６
から成ることが考えられる。ここで、サンプリングされ
たパルス、例えば、パルス７３４或は７３６が、例え
ば、おのおの、ｅ0 及びｅ1 の測定エネルギを持つ場
合、これらのパルスの振幅は、エネルギの平方根に比例
し、従って、パルス７３４は、ｅ0 の平方根に比例する
振幅ａ0 を持ち、一方、パルス７３６は、ｅ1 の平方根
に比例する振幅ａ1 を持つことに注意する。
【００６２】周知のように、こうして、単一パルスの伝
送に基づいて、チャネル推定値ｃ（ｔ）、及び自己相関
関数Ｌ（ｔ）を計算することも可能である。ただし、実
際の実現においては、加算性の雑音の影響を平均化によ
って排除するために、好ましくは、チャネル推定値ｃ
（ｔ）、及び自己相関関数Ｌ（ｔ）は、複数のパルスの
伝送に基づいて計算される。
【００６３】受信される信号は、通常は、実数部分と虚
数部分の両方を持つ複素信号であることに注意する。時
間ｔ0 において測定されるエネルギｅ0 は、Ｉチャネル
とＱチャネルの間にランダムに分散して見出される。従
って、対応する振幅ａ0 は、時間ｔ0 においてＩチャネ
ル内で測定される実数部分Ｒｅ｛ａ0 ｝と、時間ｔ0に
おいてＱチャネル内で測定される虚数部分Ｉｍ｛ａ0 ｝
を持ち、これらの二乗の和（Ｒｅ｛ａ0 ｝2 ＋Ｉｍ｛ａ
0 ｝2 ）がエネルギＥ0 に比例することとなる。
【００６４】図７ｂにより詳細に示されるチャネル整合
フィルタ６６０は、周知の方法にて、チャネルインパル
ス応答の各要素に対して、チャネル推定係数ｃ（ｔ）を
生成する。この例においては、伝送された単一のパルス
７３２に対応する受信される信号は、二つの要素、つま
り、時間ｔ0 におけるパルス７３４と、時間ｔ1 におけ
るエコーパルス７３６とから成るために、このチャネル
推定値は、二つの要素、つまり、ｃ0 とｃ1 を持つこと
となる。チャネル係数ｃ0 ７４０は、時間ｔ0において
測定されたパルスの振幅の複素共役に等しい値を持ち、
一方、チャネル係数ｃ1 ７４５は、時間ｔ1 において測
定されたパルスの振幅の複素共役に等しい値を持つ。
【００６５】単一のパルス７３２が伝送されると、チャ
ネル整合フィルタ６６０は、伝送されたパルスの自己相
関関数を生成する。図７ｃに示されるように、時間ｔ-1
においては、チャネル係数７４０、７４５と整合するの
は、チャネル整合フィルタ６６０のｃ1 係数７４５と整
合するパルス７４３のみである。従って、時間ｔ-1にお
ける自己相関関数Ｌ（ｔ）は、ｃ1 とａ0 の複素積であ
る。同様に、時間ｔ0においては、パルス７３４がｃ0
係数７４０と整合し、パルス７３６がｃ1 係数７４５と
整合する。従って、時間ｔ0 における自己相関関数Ｌ
（ｔ）は、ｃ0 とａ0 の複素積と、ｃ1 とａ1 の複素積
を加えたものである。最後に、時間ｔ1 においては、パ
ルス７３６がｃ0 係数７４０と整合する。この例におい
ては、ａ2は零であることに注意する。このために、時
間ｔ1 における自己相関関数Ｌ（ｔ）は、ｃ0 とａ1 の
複素積である。
【００６６】例えば、図７ａの伝送媒体７１５が、複素
要素を持たない、実数チャネルであり、また、伝送され
た単一のパルス７３２が、時間ｔ0 において、規模１の
エネルギを持つものと想定すると、受信される信号は、
時間ｔ0 における、０．６４のエネルギｅ0 を持つパル
ス７３４と、時間ｔ1 における、０．３６のエネルギｅ
1 を持つエコーパルス７３６から成ることとなる。従っ
て、パルス７３４の対応する振幅ａ0 は、０．８であ
り、一方、エコーパルス７３６の対応する振幅ａ1 は、
０．６となる。同様にして、チャネル係数ｃ0 及びｃ1
は、振幅ａ0 とａ1 が実数であるために、それぞれ、
０．８及び０．６となる。
【００６７】従って、この例における規模１の単一の伝
送されたパルス７３２に対する自己相関関数Ｌ（ｔ）
は、時間ｔ-1においては、０．４８の値（ｃ1 ａ0 ）を
持ち、時間ｔ0 においては、１．０の値（ｃ0 ａ0 ＋ｃ
1 ａ1 ）を持ち；そして時間ｔ1 においては、０．４８
の値（ｃ0 ａ1 ）を持つ。予期されるように、この自己
相関関数は、受信される信号が、チャネル係数７４０、
７４５と整合するとき、つまり、時間ｔ0 において、そ
の最大値１を持つ。
【００６８】この自己相関関数Ｌ（ｔ）は、概念的に、
伝送媒体７１５の遅延の広がりをどのように考慮すべき
かを示す。つまり、実際には、時間ｔ0 において、規模
１の単一のパルス７３２が伝送されたのみであるが、チ
ャネル整合フィルタ６６０の出力は、時間ｔ0 において
期待される１．０の値に加えて、時間ｔ-1と、時間ｔ1
において、０．４８の値を持つことが示された。従っ
て、この例においては、各伝送されるパルスに対して、
ある伝送されるパルスの前後において、各時間スロット
から０．４８を引くべきであることが理解できる。定義
から、自己相関関数は、対称性であり、さらに、このケ
ースにおいては、Ｌ（１）が実数であるために、Ｌ（−
１）＝Ｌ（１）となることに注意する。
【００６９】勿論、実際の動作においては、こうして伝
送される信号は、単一の伝送パルスではなく、一連の伝
送パルスである。従って、時間のある瞬間に対して測定
される振幅或はエネルギは、一つ或はそれ以上のパルス
に帰属する。以下の例は、遅延の広がりと、自己相関関
数の概念について説明されものであり、本発明の一つの
好ましい実施例を説明するものではないことに注意す
る。実際、本発明の好ましい実施例においては、ある記
号期間において、与えられた一つの直交チャネル上に、
単一のパルスのみが伝送される。説明の目的のために、
規模１の第一のパルスが、時間ｔ0 において伝送され、
その後、規模１の第二のパルスが、それに続くチップ期
間である時間ｔ1 において伝送されたものと想定する。
この想定では、受信される信号は、チャネルインパルス
応答に起因して、次の要素から構成されることとなる： ｔ0 ：ａ0 ＝０．８（第一のパルスの主要素） ｔ1 ：ａ1 ＝１．４＝０．６（第一のパルスのエコー）
＋０．８（第二のパルスの主要素） ｔ2 ：ａ2 ＝０．６（第二のパルスの主要素） こうして、チャネル整合フィルタ６６０の出力は、時間
ｔ-1において０．４８の値（ｃ1 ａ0 ）を持ち；時間ｔ
0 において１．４８の値（ｃ0 ａ0 ＋ｃ1 ａ1）を持
ち；時間ｔ1 において１．４８の値（ｃ0 ａ1 ＋ｃ1 ａ
2 ）を持ち、そして時間ｔ2 において０．４８の値（ｃ
0 ａ2 ）を持つこととなる。後にさらに詳細に説明され
るように、時間ｔ0 における第一のパルス上への、続く
時間スロットｔ1 において伝送された第二のパルスから
の影響は、自己相関関数Ｌ（−１）と称され、この例に
おいては、時間ｔ0 において測定される振幅ａ0 から
０．４８が差し引かれなければならないことが理解でき
る。同様にして、時間ｔ1 における第二のパルス上へ
の、前の時間スロットｔ0 において伝送された第一のパ
ルスからの影響は、自己相関関数Ｌ（１）と称され、こ
の例においては、時間ｔ1において測定される振幅ａ1
から０．４８が差し引かれなければならないことが理解
できる。
【００７０】前に述べたように、暫定記号推定器６７０
及びモードシフタ６８０は、チャネル整合フィルタ６６
０の出力の所で、整合フィルタの出力データを分析し、
チップ間干渉と記号間干渉の影響を考慮に入れ、伝送さ
れた値に対する最終的な推定値を識別する。後に説明さ
れるように、チップ間干渉と、記号間干渉に対する修正
項、つまり、Ｂ（ｌa −ｌb ）及びＧ（ｉ（ｋ＋１）、
ｉ（ｋ））は、両方とも、この自己相関関数Ｌ（ｔ）か
ら導出される。
【００７１】訓練シーケンスの計算 前に述べたように、チャネルパラメータ推定器６５０
は、好ましくは、チャネル推定値ｃ（ｔ）を計算するた
めのチャネル推定器６５２を含む。チャネルインパルス
応答を推定するためには、多くの技法が知られている
が、一つの好ましい推定技法が図８に示される。
【００７２】図８に示されるように、チャネル推定器６
５２はステップ８００において開始される。ステップ８
０５において、チャネル推定値、この例においては、ｃ
（０）からｃ（１０）の各値が、好ましくは、０に初期
化される。その後、カウンタｋがステップ８１０におい
て１にセットされる。カウンタｋは、各伝送されるパケ
ットの訓練シーケンス内の各記号を順番に進むために使
用される。
【００７３】前述のように、チャネル推定ベクトルｃ
は、好ましくは、加算性の雑音の影響を軽減するため
に、充分に長い訓練シーケンスを通じて平均化される。
このチャネル推定値は、チャネルパラメータ推定器６５
０によって、おのおの、スプレッドスペクトル符号デコ
ーレレータ（相関器）６４０、６４５の出力Ｉi 及びＱ
iを評価することによって計算される。以下の説明にお
いては、スプレッドスペクトル符号デコーレレータ６４
０、６４５のこれら出力は、ｖと称される。ここで、ｖ
は以下の式、つまり： ｖ＝Ｉi ＋ｊＱi によって定義される。加えて、スプレッドスペクトル符
号デコーレレータ６４０、６４５の出力は、スプレッド
スペクトル符号語ｑの自己相関関数であるために、雑音
が存在しない場合は、ベクトルｖは、以下の式、つま
り： ｖ＝ｑ★ｃ によっても定義される。ここで、記号★は畳み込み演算
を示す。自己相関関数の性質のために、長さｎを持つス
プレッドスペクトル符号語に対する自己相関関数は、
（２ｎ−１）の長さを持つことに注意する。
【００７４】スプレッドスペクトル符号語が１１チップ
バーカ符号である一例としての実施例においては、各符
号語のバーカ符号の自己相関関数は、２１チップの長さ
を持ち、従って、スプレッドスペクトル符号デコーレレ
ータ６４０、６４５の出力の所で見た場合、３つの続く
バーカ符号が重なり合うこととなる。チャネルが歪を全
く持たない場合は、おのおのがそれらの主ローブを中央
チップ位置の所に持つ３つの続く正の極性のバーカ符号
に対するスプレッドスペクトル符号デコーレレータ６４
０、６４５の複合出力は、以下のサンプル値を持つ： ...-1 -1 -1 11 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 11 -1
-1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
【００７５】訓練シーケンスが全て１から成り、チャネ
ル歪が存在しないような状況においては、スプレッドス
ペクトル符号デコーレレータ６４０、６４５の出力は、
以下の数１ように定義される“バーカ”行列βとして表
わされる：
【数１】 勿論、実際の実現においては、チャネルが伝送された信
号に歪を与えるが、この場合は、スプレッドスペクトル
符号デコーレレータ６４０、６４５の出力ｖ、つまり、
ベクトルは、雑音の不在下においては、以下のように表
わすることができる： ｖ＝βｃ
【００７６】チャネルインパルス応答の推定値ｃを得る
ために、上式は以下のように書き換えられる： ｃ＝β-1ｖ この逆バーカ行列β-1は、簡単に評価し、ルックアップ
テーブル内に格納しておくことができる。こうして、ス
プレッドスペクトル符号デコーレレータ６４０、６４５
のサンプリング出力ｖがいったん得られると、チャネル
推定値を計算することが可能になる。例えば、全て正の
極性のバーカ符号から成る訓練シーケンスに対する逆バ
ーカ行列β-1は、以下の数２ように表わすことができ
る：
【数２】 こうして、訓練シーケンスが全て正の極性のバーカ符号
から成る場合、チャネル推定値ｃは、以下の数３ように
表わすことができる：
【数３】
【００７７】３つの続くバーカ符号の極性が全て正では
ない場合は、バーカ行列内の主対角内の符号がそれに応
じて変更されるべきである。例えば、以下のような極
性、つまり、負、正、正、を持つ３つの続くバーカ符号
が送信された場合は、これら重なり合う３つの記号に対
するスプレッドスペクトル符号デコーレレータ６４０、
６４５の複合出力は、雑音が存在しない場合は、以下の
ようなサンプル値を持つこととなる： ...-1 +1 -1 +1 -1 +1 -1 +1 -1 +1 11 -1 -1 -1 -1 -1
-1 -1 -1 -1 -1 この出力列から、偶数の副ローブは、これら３つの続く
記号のおのおのの極性と関係なく、常に、主ローブと反
対の極性を持つことが理解できる。
【００７８】一般的に、３つの続くバーカ符号の可能な
極性の組み合わせを考えるとき、４つの可能なケースが
存在する。第一に、３つの続く記号の最初と最後の記号
が同一の極性を持ち、中央の記号が反対の極性を持つケ
ース００と呼ばれる組み合わせが考えられるが、このケ
ースにおいては、奇数の副ローブの全てが主ローブと反
対の極性を持つ。第二に、３つの続く記号の最初の記号
が中央及び右側の記号と異なる極性を持つケース０ｓと
呼ばれる組み合わせが考えられるが、このケースにおい
ては、左側の奇数の副ローブは主ローブと反対の極性を
持ち、一方、右側の奇数の副ローブは主ローブと同一の
極性を持つ。第三に、３つの続く記号の第三の記号が中
央及び左と反対の極性を持つケースｓ０と呼ばれる組み
合わせが考えられるが、このケースにおいては、左側の
奇数の副ローブは主ローブと同一の極性を持ち、一方、
右側の奇数の副ローブは、主ローブと反対の極性を持
つ。最後に、３つの続く記号の３つの全ての記号が同一
の極性を持つケースｓｓと呼ばれる組み合わせが考えら
れるが、このケースにおいては、奇数の副ローブの全て
が主ローブと同一の極性を持つ。
【００７９】バーカ行列に対して、おのおのが３つの続
くバーカ符号の可能な極性の組み合わせの一つに対応す
る４つの可能な値、つまり、β(00)、β(0s)、β(s0)、
及びβ(ss)が存在し、スプレッドスペクトル符号デコー
レレータ６４０、６４５の出力に対する出力式は、雑音
が存在しない場合、以下の数４ように表わすことができ
る：
【数４】
【００８０】図８に示されるように、ステップ８１５に
おいて、あらかじめ定義された伝送訓練シーケンスに関
する知識を用いて、現在の記号ｋの極性が、前及び続く
記号と比較され、３つの続く記号の相対的な極性が決定
される。これら相対的な極性を使用して現在の３つの記
号シーケンスが上に説明のケース００、０ｓ、ｓ０、ｓ
ｓの一つに分類され、チャネル推定値を計算するために
使用するための適当な逆バーカ行列β-1が識別される。
【００８１】その後、ステップ８２０において、適当な
逆バーカ行列β-1にベクトルｖ（ｋ）を掛けることによ
って、現在の記号ｋに対するチャネルインパルス応答が
得られる。ここで、ｖ（ｋ）は、現在の記号期間に対す
るスプレッドスペクトルデコーレレータ６４０、６４５
のサンプル出力である。次に、ステップ８２５におい
て、ステップ８２０において計算された現在の記号ｋに
対するチャネルインパルス応答が、訓練シーケンス全体
を通じてチャネル推定値を平均化するために、総チャネ
ル推定値ｃに加えられる。
【００８２】ステップ８４０において、訓練記号カウン
タの値ｋが変数ＫT 以上であるか否か決定するためのテ
ストが遂行される。ここで、変数ＫT は、各伝送される
パケット内のあらかじめ定義された訓練記号の数であ
る。ステップ８４０において訓練記号カウンタの値ｋが
ＫT 以上でないと決定された場合は、ステップ８４５に
おいて記号カウンタの値ｋが増分され、プログラム制御
は、現在の伝送パケット内の残りの訓練記号を処理する
ためにステップ８１５に戻る。
【００８３】一方、ステップ８４０において訓練記号カ
ウンタの値ｋがＫT 以上であると決定された場合は、現
在の伝送パケット内の全ての訓練記号の評価が終了した
ことであり、プログラム制御は、ステップ８６０に進
み、ここでプログラムの実行は終端する。
【００８４】上に述べたように、チャネルパラメータ推
定器６５０は、好ましくは、受信されたシーケンスｇの
自己相関関数Ｌ（ｖ）を計算するための自己相関器６５
４を含む。ここで、ｖは、チップ位置を示すために使用
される。上に述べたように、この自己相関関数Ｌ（ｖ）
は、バイアス修正項Ｂ（ｌa −ｌb ）、及びトレリス修
正項Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ（ｋ））を計算するときに使
用される。
【００８５】受信されたシーケンスの自己相関関数を計
算するための多数の技法が知られているが、図９には自
己相関関数を計算するための一つの好ましい技法が示さ
れる。前述のように、自己相関関数６５４は、好ましく
は、各伝送パケットに対する訓練シーケンスの伝送の際
にチャネルパラメータ推定器６５０によって計算され
る。
【００８６】受信されたシーケンスｇは、受信機６００
内の二つの整合フィルタ、つまり、スプレッドスペクト
ル符号デコーレレータ６４０、６４５、並びに、チャネ
ル整合フィルタ６６０に通される。スプレッドスペクト
ル符号デコーレレータ６４０、６４５は、受信されたシ
ーケンスと、スプレッドスペクトル符号語ｑ（ｔ）、例
えば、バーカ符号語との間の相関関数を行なう。加え
て、チャネル整合フィルタ６６０が、受信されたシーケ
ンスｇと、チャネルインパルス応答ｃ（ｔ）の推定値と
の間の相関関数の計算を行なう。
【００８７】この好ましい実施例においては、自己相関
器６５４は、スプレッドスペクトル符号デコーレレータ
６４０、６４５、及びチャネル整合フィルタ６６０の両
方を考慮に入れる。以下に説明される一つの実現におい
ては、これは、受信されたシーケンスｇと、伝送された
スプレッドスペクトル符号語の複素共役ｇ（ｔ）* とチ
ャネルインパルス応答の複素共役ｃ（ｔ）* との複素積
として得られる、受信されたシーケンスの複素共役ｇ*
との、畳み込み演算によって実現される。こうして、自
己相関器６５４は、スプレッドスペクトル符号デコーレ
レータ６４０、６４５と、チャネル整合フィルタ６６０
の両方を考慮する複合整合フィルタとして機能する。
【００８８】自己相関器６４５は図９に示されるように
ステップ９００において開始される。その後、ステップ
９１０において、カウンタｖが零にセットされる。周知
のように、自己相関関数Ｌ（ｖ）は、受信されたシーケ
ンスｇと、複合整合フィルタの係数とが完全に同期した
とき、つまり、Ｌ（０）のときに、最大値を持つ。自己
相関関数が、好ましくは、受信されたシーケンスと複合
整合フィルタ係数との各分離距離に対して、最高、チッ
プ位置内のチャネルメモリの長さＲまで、計算される。
【００８９】ステップ９２０において、自己相関関数Ｌ
（ｖ）が、好ましくは、以下の式に従って計算される：
【数５】
【外１】 Ｌ（０）＝ｇ1 *ｇ1 ＋ｇ2 *ｇ2 ＋ ．．．＋ｇR *ｇR 同様にして、 Ｌ（１）＝ｇ1 *ｇ2 ＋ｇ2 *ｇ3 ＋ ．．．＋ｇR-1 *ｇR ここで、Ｌ（−ｖ）はＬ（ｖ）の複素共役であり、従っ
て、Ｌ（ｖ）は、ｖの正の値についてのみ計算すればよ
いことに注意する。さらに、自己相関関数Ｌ（ｖ）は、
複素関数であるために、以下のように、実数要素と虚数
要素にて表わすことができる： Ｌ（ｖ）＝Ｒｅ｛Ｌ（ｖ）｝ ＋ ｊ Ｉｍ｛Ｌ（ｖ）｝ この表記法は、以下に説明されるバイアス修正項Ｂ（ｌ
a −ｌb ）及びトレリス修正項Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ
（ｋ））の計算において有益である。
【００９０】ステップ９２０における自己相関関数Ｌ
（ｖ）の計算に続いて、ステップ９３０において、チッ
プカウンタの値ｖがメモリの長さＲ−１以上であるか否
かを決定するテストが遂行される。換言すれば、このテ
ストは、そのチャネルのメモリＲ内にテストされるべき
追加のチップ位置が存在するか否かを決定する。
【００９１】ステップ９３０においてチップカウンタの
値ｖがＲ−１以上でないことが決定された場合は、カウ
ンタの値ｖがステップ９４０において増分され、プログ
ラム制御はそのチャネルメモリ内の残りのチップ位置を
処理するためにステップ９２０に戻る。一方、ステップ
９３０においてチップカウンタの値ｖがＲ−１以上であ
ることが決定された場合は、これは、そのチャネルメモ
リ内のチップ位置の全てが評価されたことを示し、プロ
グラム制御はステップ９６０に進み、自己相関器６５４
の実行は終端する。
【００９２】概念的には、自己相関関数Ｌ（ｖ）は、Ｉ
或はＱチャネルのいずれかに、たった一つのスプレッド
スペクトル符号語が伝送されただけでも、チャネル整合
フィルタ６６０の所に、出力を提供する。ここで、自己
相関関数は複素関数であることに注意する。自己相関関
数の実数部、Ｒｅ｛Ｌ（ｖ）｝は、同一レール上の伝送
されたパルスの位置からｖチップ位置だけ離れた距離の
所での伝送されたパルスのエコーの規模を示し、一方、
自己相関関数の虚数部、Ｉｍ｛Ｌ（ｖ））｝は、反対の
レール上の伝送されたパルスの位置からｖチップ位置だ
け離れた距離の所での伝送されたパルスのエコーの規模
を示す。前述のように、単一のパルスのこれらエコー
が、伝送されたパルスのチップ位置から、最高、チャネ
ルメモリに等しい距離Ｒ、の所まで検出される。
【００９３】ただし、実際には、好ましくは、各記号期
間において、複数の符号語が、Ｉ及びＱチャネルの両方
に、同時に伝送されるために、チャネル整合フィルタ６
６０の出力は、各伝送されたパルスに対する自己相関関
数の総和値を持つこととなる。
【００９４】ＩＣＩ及びＩＳＩに対する自己相関関数 図１０に示されるように、第一の記号期間１０２０にお
いてＩチャネルの第四のチップ位置にパルス１００５が
伝送された場合、自己相関関数の最大値Ｌ（０）が、Ｉ
チャネル上の第一の記号１０２０の第四のチップ位置に
対応する時間ｔ3 において測定されることとなる。加え
て、チャネルの遅延の広がりに起因して、パルス１００
５のエコーが、パルス１００５の位置から、最高、チャ
ネルのメモリだけ離れた距離Ｒの所まで測定される。こ
うして、チャネルメモリの長さの範囲内の各チップ位置
ｖ、換言すれば、Ｒよりも小さな各ｖに対して、パルス
１００５からのエコーに帰属するＬ（ｖ）の規模が測定
される。
【００９５】また、第一の記号期間１０２０において、
同時に、パルス１０１０がＱチャネルの第五のチップ位
置にも伝送される場合は、自己相関関数の最大値Ｌ
（０）が、Ｑチャネル上の第一の記号１０２０の第四の
チップ位置に対応する時間ｔ4 において測定されること
となる。加えて、パルス１０１０からのエコーがパルス
１０１０の位置から、最高、距離Ｒだけ離れた所まで測
定される。
【００９６】ただし、チップ間干渉（ＩＣＩ）のため
に、パルス１００５及び１０１０の測定規模は、Ｉチャ
ネルとＱチャネルが互いに与えるクロスレール効果によ
る影響を持つ。より具体的には、Ｉチャネル上のパルス
１００５とＱチャネル上のパルス１０１０は、反対のレ
ール上に存在し、１の距離だけ離れているために、お互
いへの対称性の影響は、１の分離距離に対する自己相関
関数の虚数部、つまり、Ｉｍ｛Ｌ（１）｝である。従っ
て、クロスレール効果を補償するためには、図１３との
関連で後に説明される方法によって、パルス１００５、
１０１０の各測定規模からこの値が引き算されるべきで
ある。チップ間干渉修正項、或はバイアス修正項Ｂ（ｌ
a −ｌb ）の計算については図１１との関連で後に説明
される。
【００９７】もし、次の記号期間１０３０において、パ
ルス１０１５がＩチャネルの第一のチップ位置に伝送さ
れた場合は、自己相関関数の最大値Ｌ（０）が、第二の
記号の第一のチップ位置に対応する時間ｔ0 において測
定されるはずである。加えて、パルス１０２５がＱチャ
ネルの第四のチップ位置に伝送された場合は、自己相関
関数の最大値Ｌ（０）が第二の記号１０３０の第四のチ
ップ位置に対応する時間ｔ3 において測定されることと
なる。
【００９８】ただし、第二の記号１０３０の第一のチッ
プ位置内のパルス１０１５の測定規模は、記号間干渉
（ＩＳＩ）に起因して、前の記号１０２０に属するパル
ス１００５及び１０１０からのエコーによる影響を受
け、さらに、ＩＣＩに起因して、Ｑチャネル上のパルス
１０２５からの影響も受ける。より具体的には、パルス
１０１５と１００５は、同一のレール上にあり、８チッ
プ位置の距離だけ離れているために、パルス１０１５へ
のパルス１００５のＩＳＩ効果は、８の分離距離に対す
る自己相関関数Ｌの実数部、つまり、Ｒｅ｛Ｌ（８）｝
となる。一方、パルス１０１５と１０１０は、反対のレ
ール上にあり、８チップ位置の距離だけ離れているため
に、パルス１０１５へのパルス１０１０の影響は、７の
分離距離に対する自己相関関数Ｌの虚数部、つまり、Ｉ
ｍ｛Ｌ（７）｝となる。従って、パルスへのＩＳＩ効果
を補償するために、図１５から１６との関連で後に説明
される方法を使用して、これら値が、トレリス修正項Ｇ
によって表わされ、パルス１０１５の測定規模から引き
算される。
【００９９】Ｉチャネル上のパルス１０１５とＱチャネ
ル上のパルス１０２５は反対のレール上にあり、３チッ
プ位置の距離だけ離れているために、パルス１０１５へ
のパルス１０２５のＩＣＩの影響は３の分離距離に対す
る自己相関関数の虚数部、つまり、Ｉｍ｛Ｌ（３）｝で
ある。従って、パルス１０２５からのパルス１０１５へ
のＩＣＩの影響を補償するために、図１３との関連で後
に説明される方法にて、この値がバイアス修正項にて表
わされ、パルス１０１５の測定規模から引き算される。
【０１００】ＩＣＩ及びＩＳＩ修正項の計算 前に述べたように、チャネルパラメータ推定器６５０
は、ある与えられた記号期間におけるＩ及びＱ信号がお
互いに与えあうクロスレール効果を補償するためのバイ
アス修正項Ｂ（ｌa −ｌb ）を計算するためのバイアス
項計算器６５６を含む。自己相関関数の虚数部Ｉｍ（Ｌ
（ｖ））｝は、伝送されたパルスのエコーの、反対のレ
ール上に伝送されたパルスの位置からｖチップ位置の距
離だけ離れた所の、規模を示す。チップ間干渉修正項Ｂ
（ｌa −ｌb ）は、ある与えられた記号期間内でＩ及び
Ｑパルスが互いに与えあうクロスレール効果を補償する
ためのものであるために、バイアス項Ｂ（ｌa −ｌb ）
は、主ローブの有効な位置、つまり、この一例としての
実施例においては、チップ位置１から８に対して計算す
るのみでよい。
【０１０１】図１１に示されるように、バイアス項計算
器６５６はステップ１１００から開始される。その後、
ステップ１１０５においてカウンタｖが零に初期化され
る。カウンタｖは、主ローブに対する８つの有効チップ
位置のおのおのを順番に進むために使用される。
【０１０２】バイアス修正項Ｂ（ｌa ーｌb ）或はＢ
（ｖ）が、好ましくは、ステップ１１１０において、以
下の式に従って計算される： Ｂ（ｖ） ＝ Ｉｍ｛Ｌ（ｖ）｝ ここで、Ｌ（ｖ）は後に説明される方法にて計算される
複素自己相関関数である。Ｂ（−ｖ）はＢ（ｖ）の負で
あり；従って、Ｂ（−ｖ）＝−Ｂ（ｖ）であることに注
意する。従って、Ｂ（ｖ）は、ｖの正の値についてのみ
計算するだけでよい。
【０１０３】ステップ１１１５において、チップカウン
タの値ｖが７以上であるか否か、換言すれば、評価され
るべき追加の有効チップ位置が存在するか否かを決定す
るためのテストが遂行される。
【０１０４】ステップ１１１５においてチップカウンタ
の値ｖが７以上でないことが決定された場合は、カウン
タの値ｖがステップ１１２０において増分され、プログ
ラム制御は、残りの有効チップ位置を処理するためにス
テップ１１１０に戻る。ただし、ステップ１１１５にお
いてチップカウンタの値ｖが７以上であることが決定さ
れた場合は、有効チップ位置の全てが評価されたことで
あり、プログラム制御はステップ１１５０に進み、ここ
で、バイアス項計算器６５６の実行は終了する。
【０１０５】前述のように、バイアス項は、好ましく
は、上に説明されたような方法にて、各伝送パケットに
対する訓練シーケンスの伝送の際にチャネルパラメータ
推定器６５０によって計算される。
【０１０６】上に述べたように、チャネルパラメータ推
定器６５０は、好ましくは、さらに、記号間干渉を補償
するためにモードシフタ６８０によって使用されるトレ
リス修正項Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ（ｋ））を計算するた
めのトレリス修正項計算器６５８を含む。この一例とし
ての実施例においては、チャネルメモリは１記号期間で
ある。従って、ある与えられた記号は隣接する記号の影
響のみを受ける。換言すれば、トレリス修正項Ｇ（ｉ
（ｋ＋１）、ｉ（ｋ））は、前の記号ｉ（ｋ）の記号ｉ
（ｋ＋１）への影響のみを量子化すればよい。従って、
後に説明されるように、トレリス修正項Ｇは、４つの要
素、つまり、記号ｉ（ｋ）に属するＩ要素が続く記号ｉ
（ｋ＋１）に属するＩ要素に与える影響、記号ｉ（ｋ）
に属するＩ要素が続く記号（ｋ＋１）に属するＱ要素に
与える影響、記号ｉ（ｋ）に属するＱ要素が続く記号ｉ
（ｋ＋１）に属するＱ要素に与える影響、及び記号ｉ
（ｋ）に属するＱ要素が続く記号ｉ（ｋ＋１）に属する
Ｉ要素に与える影響を持つ。
【０１０７】トレリス修正項Ｇの４つの要素のおのおの
は、後に説明される方法にて、自己相関関数Ｌ（ｖ）か
ら導出される。これら要素の二つは、クロスレール効
果、つまり、Ｉ要素の続く記号のＱ要素への影響、或は
Ｑ要素の続く記号のＩ要素の影響を量子化するために、
これらは、自己相関関数の虚数部によって定義される。
同様に、残りの二つの要素は、同一のレールに沿っての
Ｉ要素の続く記号のＩ要素への影響、或はＱ要素の続く
記号のＱ要素への影響を量子化するために、これらは、
自己相関関数の実数部によって定義される。
【０１０８】図１２に示されるように、トレリス修正項
計算器６５８はステップ１２００において開始される。
トレリス修正項計算器６５８は、自己相関関数Ｌ（ｖ）
を使用して、記号ｉ（ｋ＋１）と記号ｉ（ｋ）の可能な
組み合わせのおのおのに対して、トレリス修正項Ｇを割
り当てる。この一例としての実施例においては、各記号
ｉ（ｋ）は、（ａ、ｂ、ｌa 及びｌb ）によって定義さ
れ、２５６個の可能な信号状態を表わす。従って、二つ
の続く記号ｉ（ｋ＋１）及びｉ（ｋ）に対して、２５６
2 個の可能な組み合わせが存在する。
【０１０９】トレリス修正項計算器６５８は、ステップ
１２０５において、最初に、ｉ（ｋ）を第一の可能な信
号状態（ａ、ｂ、ｌa 及びｌb ）にセットし、次に、ス
テップ１２１０から１２２５において、続く記号に対し
て、個々の可能な信号状態ｉ（ｋ＋１）の評価を行な
う。トレリス修正項計算器６５８は、その後、ステップ
１２１０において、ｉ（ｋ＋１）を第一の可能な信号状
態（ａk+1 、ｂk+1 、ｌaK+1、ｌbK+1））にセットす
る。
【０１１０】その後、トレリス修正項Ｇ（ｉ（ｋ＋
１）、ｉ（ｋ））が、ｉ（ｋ＋１）及びｉ（ｋ）の現在
の値に対して、すなわち、ａk+1 、ｂk+1 、ｌaK+1及び
ｌb+1 に等しいｉ（ｋ＋１）と、ａk 、ｂk 、ｌak及び
ｌbkに等しいｉ（ｋ）に対して、計算される。これらト
レリス修正項Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ（ｋ））は、以下の
数６の式に従って計算される：
【数６】 ここで、式（Ｔs ／Ｔc ＋ｌ1 −ｌ2 ）内の各項は隣接
する記号内のパルス間の距離を示す。
【０１１１】その後、ステップ１２２０において、ｉ
（ｋ）の現在の設定に対して、ｉ（ｋ＋１）に対して評
価されるべき追加の信号状態（ａk+1 、ｂk+1 、
ｌaK+1、及びｌbk+1）が存在するか否かを決定するため
のテストが遂行される。ステップ１２２０において、ｉ
（ｋ＋１）に対して評価されるべき追加の信号状態が存
在することが決定された場合は、ステップ１２２５にお
いて、ｉ（ｋ＋１）が別の信号状態に増分される。その
後、プログラム制御は上に説明の方法にて残りの信号状
態を処理するためにステップ１２１５に戻る。
【０１１２】ただし、ステップ１２２０において現在の
ｉ（ｋ）信号状態に対して、ｉ（ｋ＋１）に対して評価
されるべき残りの信号状態が存在しないことが決定され
た場合は、ステップ１２４０において、評価されるべき
追加のｉ（ｋ）の信号状態（ａk 、ｂk 、ｌak及び
ｌbk）が存在するか決定するためのテストが遂行され
る。ステップ１２４０においてｉ（ｋ）に対して評価さ
れるべき追加の信号状態が存在することが決定された場
合は、ステップ１２４５においてｉ（ｋ）が別の信号状
態に増分される。その後、プログラム制御は上に説明さ
れた方法にて残りの信号状態を処理するためにステップ
１２１０に戻る。一方、ステップ１２４０においてｉ
（ｋ）に対して評価されるべき残りの信号状態が存在し
ないことが決定された場合は、プログラムの実行はステ
ップ１２６０において終端する。
【０１１３】上に述べたように、トレリス修正項は、好
ましくは、チャネルパラメータ推定器６５０によって、
各伝送パケットに対する訓練シーケンスの伝送の際に計
算される。
【０１１４】状態に独立しての暫定的な記号の推定 図１３に流れ図の形式にて示される暫定記号推定器６７
０は、ある特定の記号ｉに対して、２５６個の可能な信
号状態、或はモードの個々の尤度を評価し、各モードに
重みを割り当てる。後に説明されるように、各モードに
割り当てられる重みは、二つの要因、つまり、おのおの
の記号に対して測定された整合フィルタ出力データ値Ｉ
c 及びＱc 、及びあらかじめ計算されたバイアス項Ｂ
（ｌa ーｌb ）に基づいて決定される。この一例として
の実施例においては、４つのもっとも高い重みを持つモ
ードが保持され、これらは、マルチモード推定値或は保
持された状態と称される。
【０１１５】暫定記号推定器６７０は、ステップ１３１
０において、最初に、ｉを第一の可能なモード、或は信
号状態（ａ、ｂ、ｌa 及びｌb ）に設定する。その後、
ステップ１３２０において、暫定記号推定器６７０は、
以下の式に従って現在のモードｉの重みΛ（ｉ）を評価
する： Λ（ｉ）＝ａｂＢ（ｌa ーｌb ）＋ａＩc （ｌa ）＋ｂＱc （ｌb ）
【０１１６】暫定記号推定器６７０は、ステップ１３３
０において、現在のモードｉの重みΛが、Ｍ個の前のも
っとも大きなモードの一つであるか否かを決定するテス
トを遂行する。ここで、Ｍは、各記号推定値に対して保
持されるべきモード或は状態の数である。この一例とし
ての実施例においては、Ｍは４であることに注意する。
ステップ１３３０において、ステップ１３２０において
計算された重みΛが、Ｍ個のもっとも大きなものの一つ
であることが決定された場合は、現在のモードｉ、及び
それと関連する重みΛが、ステップ１３４０において格
納される。この方法にて、Ｍ個のもっとも大きな重みを
持つモードが保持される。次に、ステップ１３５０にお
いて、現在の記号に対して評価されるべき追加の可能な
モード或は信号状態（ａ、ｂ、ｌa 、ｌb ）が存在する
か決定するためのテストが遂行される。ステップ１３５
０において、評価されるべき追加の可能なモード或は信
号状態が存在することが決定された場合は、ステップ１
３６０においてｉが、別の可能なモード（ａ、ｂ、ｌ
a 、ｌb ）に増分される。その後、プログラム制御は上
に説明された方法にて残りのモードを処理するためにス
テップ１３２０に戻る。一方、ステップ１３５０におい
て評価されるべき追加のモードが存在しないことが発見
された場合は、プログラム制御はステップ１３９０にお
いて終端する。
【０１１７】保持された状態のモードシフト 図１４は各記号に対して暫定記号推定器６７０によって
保持されるＭ個の状態或はモード、例えば、この一例と
しての実施例において保持される４つの状態から構成さ
れるトレリス１４００を示す。トレリス１４００は、複
数の行、例えば、おのおのが一つの保持された状態に対
応する行１４３０、１４４０、１４５０及び１４６０を
含む。加えて、トレリス１４００は、複数の列、例え
ば、おのおのが特定の記号期間に対応する列１４０５、
１４１０及び１４２０を含む。後にさらに詳細に説明さ
れるように、モードシフタ６８０はある特定の記号に対
して保持された各状態を評価し、最も大きな重みを持つ
前の記号からの一つの状態を選択する。これは、トレリ
ス１４００を通じて現在の記号の特定の状態に至る最も
それらしい（最も尤度の高い）経路を示す。図１４内の
太線、例えば、ライン１４７２及び１４７４は、もっと
も大きな重みを持つ前の記号の状態に戻るポインタを表
わす。
【０１１８】図１７との関連で後に詳細に説明されるよ
うに、モードシフタ６８０は、あらかじめ定義されたウ
インドウ期間を待った後に任意の記号の推定値に関する
決定を行なう。モードシフタ６８０は、好ましくは、あ
る記号の最終的な推定値に関する決定を行なう前に数個
の記号期間に相当するウインドウサイズを使用する。ウ
インドウサイズの具体的な決定は、チャネルメモリの記
号期間の長さ、要求される性能、及び結果として要求さ
れる複雑さに基づいて決定される。もし、例えば、２つ
の記号期間に相当するウインドウサイズが使用される場
合は、モードシフタ６８０は、図１４に示される、記号
１２４０が処理された後に、記号ｉ（ｋ−１）に関する
決定を行なう。図１７との関連で後に説明されるよう
に、モードシフタ６８０は、記号ｉ（ｋ＋１）１４２０
の、後述の、もっとも大きな累積経路重みを持つ状態を
選択し、この経路を記号ｉ（ｋ−１）１４０５の状態を
選択するために後ろ方向に追跡する。例えば、モードシ
フタ６８０が、記号ｉ（ｋ＋１）の状態１がもっとも大
きな累積経路重みを持つことを決定した場合は、モード
シフタ６８０は、バックポインタ１４７２及び１４７４
を使用して、記号ｉ（ｋ−１）の状態２を記号ｋ−１に
対する最終的な推定値として決定する。
【０１１９】図１５に流れ図の形式にて示されるよう
に、モードシフタ６８０は、暫定記号推定器６７０によ
って決定された各記号推定値に対する重み付けされた値
を評価し、各記号値に最終的な推定値を割り当てる。後
に説明されるように、モードシフタ６８０、隣接する記
号が互いに与える影響Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ（ｋ））を
考慮に入れて、記号間干渉を補償する。
【０１２０】以降の説明においては、累積経路重みＴ
が、Ｔ（ｉ(m) （ｋ））によって表わされるが、これ
は、ある特定の記号ｋに対する特定の状態ｍまでの（特
定の状態ｍを含む）トレリス１４００を通じての経路の
累積経路重みを示す。
【０１２１】後に説明されるように、ある特定の記号ｋ
に対して、各保持された状態ｍに対する新たな経路重み
Ｔ（ｉ(m) （ｋ））が計算されるが、この値は、トレリ
ス１４００を通じてその状態ｍに至るその特定の経路
が、その経路に沿っての各記号に対する正しい推定値で
ある尤度を定量的に示す値である。ある記号ｋの、ある
特定の状態ｍに対する経路重みＴ（ｉ(m) （ｋ））は、
前の状態ｋ−１までの（前の状態ｋ−１を含む）累積重
みＴ（ｉ(m) （ｋ−１））に、現在の状態及び記号の重
みΛ（ｉ(m) （ｋ））を加えた値にとして計算される。
加えて、記号間干渉を補償するために、経路重みＴ（ｉ
(m) （ｋ））は、現在の（ｋ）記号のｍ番目のモード推
定値ｉ (m)（ｋ）に与えられる、前の記号のｐ番目のモ
ード推定値ｉ(p) （ｋ−１）に起因する影響Ｇ（ｉ(m)
（ｋ）、ｉ(p) （ｋ−１））を考慮に入れる。
【０１２２】図１５に示されるように、モードシフタ６
８０はステップ１５００において開始される。次に、ス
テップ１５０５において、カウンタｍが１に初期化され
る。カウンタｍは、ある特定の記号ｋに対して保持され
る個々の状態を順番に進むために使用される。次に、ス
テップ１５１０において現在の状態及び記号に対する累
積経路重みＴ（ｉ(m) （ｋ））が零に初期化される。
【０１２３】ステップ１５１５においてカウンタｐが１
に初期化される。カウンタｐは、現在の記号ｋの、現在
の状態ｍに対して、前の記号ｋ−１の保持された状態の
個々を順番に進むために使用される。モードシフタ６８
０は、次に、ステップ１５２０からステップ１５４５に
おいて、記号ｋの現在の状態ｍに対してもっとも大きな
重みを与える前の記号ｋ−１の保持された状態からの経
路を選択する。
【０１２４】より具体的には、ステップ１５２０におい
て、現在記号ｋの現在の状態ｍに対して現在格納されて
いる累積経路重み値の現在の推定値Ｔ（ｉ(m) （ｋ））
が、前の記号ｋ−１の現在の状態ｐを通って、記号ｋの
現在の状態ｍに至る経路の累積重みΛ（ｉ(m)
（ｋ））、つまり：
【数７】 よりも小さいか否かを決定するためのテストが遂行され
る。前に説明されたように、数７の式の最初の要素Λ
は、現在の状態及び記号の重みを量子化し、第二の要素
Ｔは、前の記号ｋ−１の状態ｐを通る経路の累積経路重
みを量子化し、最後の要素Ｇは、ＩＳＩを考慮に入れる
項であり、記号ｋが状態ｍに等しい値を持ち、かつ、記
号ｋ−１が状態ｐに等しい値を持った場合に、記号ｋ−
１が記号ｋに与える影響を量子化する。ｋが１に等しい
場合、つまり、最初に受信された記号に対しては、前の
記号は存在しない。従って、ＩＳＩはありえず、この場
合は、累積生存経路重みの概念は適用しない。従って、
ｋが１に等しい場合は、入力累積経路重みＴ、及びトレ
リス修正項Ｇは、両方とも零とされる。
【０１２５】ステップ１５２０において記号ｋの現在の
状態ｍに対して現在格納されている累積経路重み値の現
在の推定値Ｔ（ｉ(m) （ｋ））が前の記号ｋ−１の現在
の状態ｐを通って記号ｋの現在の状態ｍに至る経路の累
積重みよりも小さいことが決定された場合は、記号ｋの
現在の状態ｍに対して現在格納されている累積経路重み
値の現在の推定値Ｔ（ｉ(m) （ｋ））がステップ１５２
５において新たに計算された累積経路重みと置き換えら
れる。加えて、ステップ１５３０において、前の記号の
最もそれらしい（最も高い尤度を持つ）モード推定値へ
のポインタの現在の推定値として、現在の値の指標ｐが
格納される。
【０１２６】一方、ステップ１５２０において記号ｋの
現在の状態ｍに対して現在格納されている累積経路重み
値の現在の推定値Ｔ（ｉ(m) （ｋ））が前の記号ｋ−１
の現在の状態ｐを通る経路の累積重みよりも大きなこと
が決定された場合は、プログラム制御はステップ１５４
０に進む。ステップ１５４０においてカウンタｐの値
が、Ｍ、つまり、各記号に対して保持されるべき状態の
数、よりも大きいか否か決定するためのテストが遂行さ
れる。換言すれば、現在の記号ｋの現在の状態ｍに対し
て評価されるべき前の記号からの追加の状態が存在する
か否が決定される。
【０１２７】ステップ１５４０において評価されるべき
前の記号からの追加の状態が存在することが決定された
場合は、ステップ１５４５においてカウンタｐの値が増
分され、プログラム制御は上に説明の方法にて残りの状
態を処理するためにステップ１５２０に戻る。一方、ス
テップ１５４０において評価されるべき前の記号からの
追加の状態が存在しないことが決定された場合は、プロ
グラム制御はステップ１５６０に進む。
【０１２８】こうして、ステップ１５２０から１５４５
が実行され、結果として、最大の経路重みを与える、前
の記号ｋ−１を通って現在の状態及び記号に至る経路に
対する累積経路重み値Ｔ（ｉ(m) （ｋ））が、記号ｋの
現在の状態ｍに対して格納されることとなる。ステップ
１５６０においてカウンタの値ｍが、Ｍ、つまり、保持
されるべき状態の数、よりも大きいか決定するためのテ
ストが遂行される。換言すれば、現在の記号からの評価
されるべき追加の状態が存在するかテストされる。ステ
ップ１５６０において現在の記号からの評価されるべき
追加の状態が存在することが決定された場合は、ステッ
プ１５６５においてカウンタの値ｍが増分され、プログ
ラム制御は上に説明された方法にて残りの状態を処理す
るためにステップ１５１０に戻る。
【０１２９】一方、ステップ１５６０において現在の記
号からの評価されるべき追加の状態が残されていないこ
とが決定された場合は、ステップ１５８０においてプロ
グラムの実行は終了する。
【０１３０】図１６ａにはモードシフタ６８０の代替実
施例が略ブロック図の形式にて示される。モードシフタ
６８０のこの実現は、後に説明される、複数の状態ブロ
ック、例えば、状態ブロック１６５０、１６５２及び１
６５４を含む。これら状態ブロック、例えば、ブロック
１６５０−１６５４は、おのおのが各記号の特定の状態
と関連する複数の行、例えば、行１６２０、１６２５、
１６３０及び１６３５に配列される。加えて、モードシ
フタ６８０は、おのおのが特定の記号と関連する複数の
列、例えば、列１６０５、１６１０、及び１６１５を含
む。各状態ブロック、例えば、ブロック１６５０−１６
５４は、暫定記号推定器６７０によって上に説明された
方法にて計算された、（ａ、ｂ、ｌa 及びｌb ）によっ
て識別されるおのおのの状態ｉ（ｋ）及びその状態と対
応する重みΛをデータリンク、例えば、データリンク１
６７０を介して受信する。加えて、各状態ブロック、例
えば、ブロック１６５０−１６５４は、前の記号の各保
持された状態からの累積経路重みＴ（ｉ(m) （ｋ−
１））、及び状態値ｉ(m) （ｋ−１）を、データリン
ク、例えば、データリンク１６６０を介して受信する。
状態ブロック、例えば、ブロック１６５４を実現するた
めの適当な論理が図１６ｂにより詳細に示される。前述
のように、各状態ブロック、例えば、ブロック１６５４
は、前の記号ｋ−１からの４つの保持された状態のおの
おのに対する累積経路重みＴ（ｉ(m) （ｋ−１））、及
び状態値ｉ(m) （ｋ−１）を受信する。加えて、各状態
ブロック、例えば、ブロック１６５０は、暫定記号推定
器６７０から、現在の状態及び記号の、（ａ、ｂ、ｌa
及びｌb ）によって識別されるおのおのの状態ｉ
（ｋ）、及び対応する重みΛを受信する。
【０１３１】各状態ブロック、例えば、ブロック１６５
４は、現在の記号ｋのブロックｍと関連する新たな累積
経路重みＴ（ｉ(m) （ｋ））を以下の数８の式に従って
計算する：
【数８】 ここで、ｐは前の記号ｋ−１の特定の状態を示すカウン
タである。Ｇ（ｉ(m) （ｋ）、（ｉ(p) ）（ｋ−１）の
値は、チャネルパラメータ推定器６５０によってプリア
ンブル処理の際に作成された、或は、オンザフライに
て、記号ｋ及び記号ｋ−１のおのおのの状態値に基づい
て生成された、ルックアップテーブルから検索できるこ
とに注意する。現在の記号ｋの現在のブロックｍの重み
Λ（ｉ(m) （ｋ））は、上の式においては一定であり、
暫定記号推定器６７０によって既に計算されているため
に、この式は以下の数９のように書き換えることができ
る：
【数９】 ここで、変数ｐは前の記号の保持されている個々の状態
を示す。
【０１３２】図１６ｂにはこの等価論理が示される。各
加算器、例えば、加算器１６８０、１６８２、１６８４
及び１６８６は、前の記号ｋ−１からの関連する状態ｐ
からのおのおのの値に基づいて項｛Ｔ（ｉ(p) （ｋ−
１）−Ｇ（ｉ(m) （ｋ）、（ｉ(p) ）（ｋ−１））｝を
計算する。例えば、加算器１６８０は、前の記号ｋ−１
からの状態１と関連する累積経路重みＴ（ｉ(1) （ｋ−
１））を受信し、適当なトレリス修正項、つまり、前の
記号がｉ(1) （ｋ−１）であった場合は、現在の記号ｋ
が現在の状態ｉ(m) （ｋ）に与える影響を引き算する。
【０１３３】その後、最大入力セレクタ１６９０が各加
算器１６８０−１６８６によって生成された値を受信
し、最大値を識別する。最大入力セレクタ１６９０は、
前の記号ｋ−１の、最大の重みを持つ状態ｐに戻るポイ
ンタＤ（ｉ(m) （ｋ））を確立する。加えて、加算器１
６９２によって、新たな累積経路重みＴ（ｉ(m)
（ｋ））が、最大入力セレクタ１６９０の出力の所に識
別された最大値に、現在の記号ｋの現在の状態ｍの重み
Λ（ｉ(m) （ｋ））を加えることによって計算される。
この新たな累積経路重みＴ（ｉ(m) （ｋ））は、データ
リンク１６６０によって、トレリスの次の段に送られ
る。
【０１３４】上に述べたように、モードシフタ６８０
は、各記号値に最終推定値を割り当てるための、最終推
定値セレクタ６８４を含む。図１７に示される一例とし
ての最終推定値セレクタ６８４は、ステップ１７００か
ら開始される。最終推定値セレクタ６８４は、あらかじ
め定義されたトレリスウインドウサイズに等しい変数ｗ
を定義する。上に述べられたように、この一例としての
実施例においては、あらかじめ定義されたウインドウサ
イズは５の値を持つ。
【０１３５】ステップ１７２０において現在の記号の値
ｋが、ｗの値以上であるか否かを決定するためのテスト
が遂行される。ステップ１７２０においてｋの値がｗの
値以下であることが決定された場合は、記号の値に関し
ての最終的な決定を行なうために充分な記号がまだ受信
されていないことを示す。従って、プログラム制御は、
ステップ１７８０に進み、実行は終端する。
【０１３６】一方、ステップ１７２０においてｋの値が
ｗ以上であることが決定された場合は、ステップ１７２
５において現在の記号ｋが最後の記号であるか否かを決
定するためのテストが遂行される。ステップ１７２５に
おいて現在の記号ｋが最後の記号でないことが決定され
た場合は、最終推定値セレクタ６８４は、ステップ１７
３０において、現在の記号ｋの、最大の累積経路重みＴ
（ｉ(m) （ｋ））を持つ状態ｍを選択する。加えて、最
終推定値セレクタは、現在の記号ｋの、選択された状態
ｍと関連するバックポインタＤ（ｉ(m) （ｋ））を使用
して、示された経路を記号ｋ−ｗへと後ろ向きに追跡す
る。
【０１３７】その後、ステップ１７５０において、記号
ｋ−ｗに対する最終推定値が、一連のバックポインタＤ
によって指された、記号ｋ−ｗの、保持された状態ｍと
関連する値に割り当てられる。一方、ステップ１７２５
において現在の記号ｋが最後の記号であることが決定さ
れた場合は、最終推定値セレクタ６８４は、ステップ１
７６０において、現在の記号ｋの、最大の累積経路重み
Ｔ（ｉ(m) （ｋ））を持つ状態ｍを選択する。加えて、
最終推定値セレクタは、現在の記号ｋの選択された状態
ｍと関連するバックポインタＤ（ｉ(m) （ｋ））を使用
して、示された経路を記号ｋ−ｗに向かって後ろ向きに
追跡する。その後、ステップ１７７０において、生き残
った経路上の選択された状態と関連する全ての記号が、
最後のｗ個の記号の最終推定値として出力される。最後
に、プログラム制御は、ステップ１７８０において終端
する。
【０１３８】状態に依存する処理 高い遅延広がり状況を示す環境に対して特に有効な代替
の実施例においては、記号間干渉の影響が、可能な状態
或はモードの破棄を行なう前に、暫定的な記号推定の段
階で考慮され、これによって、真の状態が、Ｍ個の保持
された状態の一つの中に含まれる確率が大きく増加され
る。
【０１３９】図１８に概念的に示されるように、一つの
代替トレリス構成１８００は、各記号ｋと関連する、複
数のｍ個の中間状態、例えば、状態１８４０、１８４
５、１８５０及び１８５５を含む。ある与えられた記号
ｋは、前の記号ｋ−１からの各保持された状態に対し
て、一つの関連する中間状態、例えば、状態１８４０を
持つ。図１９との関連で後に説明されるように、これら
中間状態、例えば、状態１８４０は、暫定記号推定器６
７０の代替の実施例によって生成される。各中間状態、
例えば、状態１８４０に対して、暫定記号推定器６７０
は、記号ｋの、各可能な値を評価し、記号ｋが、前の記
号ｋ−１の値が与えられたとき、ある特定の状態と関連
するある特定の値を持つ尤度を決定する。代替暫定記号
推定器６７０は、後に説明されるように、各潜在的な値
の重みの評価に当たって、記号間干渉の影響Ｇを考慮に
入れる。
【０１４０】記号間干渉の影響が潜在的な状態値を破棄
する前の段階で評価され、各中間状態、例えば、状態１
８４０に対して、記号ｋの状態ｍの、最も大きな尤度を
持つＭ個の可能な値が保持される。この一例としての実
施例においては、セットの中間状態１８４０、１８４
５、１８５０、１８５５は、合計１６個の保持されるべ
き状態から構成され、各中間状態に対して４つの状態が
保持される。図２０との関連で後に説明されるように、
モードシフタ６８０の一つの代替実現は、これら１６個
の保持された状態を評価し、記号ｋに対する最もそれら
しい値として４つの状態を選択する。記号ｋに対して最
もそれらしい値として選択されたこれら４つの状態の全
てが、同一の中間状態、例えば、１８４０からのもので
あることもあり得ることに注意する。
【０１４１】暫定記号推定器６７０の代替実施例の詳細
が図１９に示される。前の記号ｋ−１に対する一つの特
定の推定値と関連する各中間状態に対して、暫定記号推
定器６７０のこの代替実施例は、記号ｋに対して、２５
６の可能な信号状態の個々の尤度を評価し、各モード
に、前の記号がそれと関連する状態の値を持ったものと
想定して、ＩＳＩを考慮に入れて、重みを割り当てる。
ＩＳＩを補償するために、経路重さＴ（ｉ(m) （ｋ））
は、現在の記号ｉ（ｋ）への、前の記号ｉ（ｋ−１）に
起因する影響Ｇを考慮に入れる。
【０１４２】後に説明されるように、中間状態の各モー
ドに割り当てられる重みは、３つの要因、つまり、おの
おのの記号ｋに対して測定された整合フィルタ出力デー
タ値Ｉc とＱc 、あらかじめ計算されたバイアス項Ｂ
（ｌa −ｌb ）、並びにトレリス修正項Ｇに基づいて決
定される。前に述べたように、代替暫定記号推定器６７
０は、セットの中間状態、例えば、状態１８４０、１８
４５、１８５０及び１８５５を生成する。代替暫定記号
推定値６７０はステップ１９００において開始される。
【０１４３】その後、ステップ１９０５においてカウン
タｍが１の値に初期化される。カウンタｍは、前の記号
ｋ−１の各状態ｍを順番に進むために使用される。従っ
て、ｍの個々の値は、ある特定の中間状態、例えば、状
態１８４０と関連する。記号ｋの各可能な値が、ステッ
プ１９１０から１９６０において評価され、記号ｋが、
前の記号ｋ−１の状態値ｍを与えられたとき、各値を持
つ尤度が決定される。
【０１４４】代替暫定記号推定器６７０が、ステップ１
９１０において、最初に、ｉ（ｋ）を第一の可能なモー
ド、或は信号状態（ａ、ｂ、ｌa 及びｌb ）に設定す
る。その後、ステップ１９２０において、代替暫定記号
推定器６７０は、現在のモードｉ（ｋ）の重みΓ（ｉ、
ｉ(m) （ｋ−１））を、前の記号ｋ−１が状態ｍによっ
て示される値を持ったものと想定して、以下の数１０の
式に従って評価する：
【数１０】 代替暫定記号推定器６９０は、ステップ１９３０におい
て、現在のモードｉ（ｋ）の重みΓが、値ｉ(m) （ｋ−
１）に対するＭ個の前の最も大きなものの一つであるか
否かを決定するためのテストを遂行する。ここで、Ｍ
は、各記号推定値に対して保持されるべきモード或は状
態の数であり、この一例としての実施例においては、Ｍ
は４であることに注意する。ステップ１９３０におい
て、ステップ１９２０において計算された重みΓがＭ個
の前の最も大きな値の一つであることが決定された場合
は、ステップ１９４０において、記号ｋの現在のモード
ｉ（ｋ）、前の記号ｋ−１の現在のモードｉ(m) （ｋ−
１）、及び現在のモードｉ（ｋ）の関連する重みΓ
（ｉ、ｉ(m) （ｋ−１））が格納される。こうして、最
も高い重みを持つＭ個のモードが、現在の中間状態、例
えば、状態１８４０に対して格納される。
【０１４５】次に、ステップ１９５０において、現在の
記号ｋに対して、評価されるべき追加の可能なモード或
は信号状態が存在するか否かを決定するためのテストが
遂行される。ステップ１９５０において評価されるべき
追加の可能なモード或は信号状態が存在することが決定
された場合は、ｉ（ｋ）が、ステップ１９６０におい
て、別の可能なモード（ａ、ｂ、ｌa 、ｌb ）に増分さ
れる。その後、プログラム制御は、上に説明される方法
にて残りのモードを処理するためにステップ１９２０に
戻る。
【０１４６】一方、ステップ１９５０において評価され
るべき追加のモードが存在しないことが決定された場合
は、ステップ１９７０において、カウンタの値ｍがＭ、
つまり、保持された状態の数、以上であるか否かを決定
するテストが遂行される。換言すれば、前の記号ｋ−１
の保持された状態の全てが評価されたか否か決定され
る。
【０１４７】ステップ１９７０においてｍがＭ以上でな
いことが決定された場合は、ステップ１９８０において
ｍの値が増分される。その後、プログラム制御は、前の
記号ｋ−１の残りの状態を上に説明された方法にて処理
するためにステップ１９１０に戻る。一方、ステップ１
９７０においてｍがＭ以上であることが決定された場合
は、プログラム制御は、ステップ１９９０において終了
する。
【０１４８】図２０に示されるモードシフタ６８０の代
替実施例は、図１９の代替暫定記号推定器６７０によっ
て決定された各中間記号推定値に対する重み値を評価
し、各記号値に最終的な推定値を割り当てる。上で説明
したように、代替暫定記号推定器６７０は、隣接する記
号が互いに与える計算された影響Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ
（ｋ））を考慮して、記号間干渉を既に補償済である。
従って、代替モードシフタ６８０は、累積経路重みＴ、
並びに、代替暫定記号推定器６７０によって計算された
現在の状態及び記号の重みΓ、を評価することによって
最終的な推定値を決定する。
【０１４９】後に説明されるように、ある特定の記号ｋ
に対する各中間状態ｍの各保持された状態ｐに対して新
たな経路重みＴ（ｉ(m) （ｋ））が計算される。この新
たな経路重みＴ（ｉ(m) （ｋ））は、トレリス１８００
を通ってその状態に至るある特定の経路が、その経路に
沿う各記号に対する適当な推定値である尤度を定量的に
示す。ある記号ｋのある特定の状態ｍに対する経路の重
みＴ（ｉ(m) （ｋ））は、前の記号ｋ−１までの（これ
を含む）経路の累積重みＴ（ｉ(m) （ｋ−１））に、現
在の状態及び記号の重みΓ（ｉ(p) （ｋ）、ｉ(m) （ｋ
−１））を加えたものとして決定される。
【０１５０】図２０に示されるように、代替モードシフ
タ６８０はステップ２０００において開始される。その
後、カウンタｍが１に初期化される。カウンタｍは、現
在の記号ｋに対する各中間状態、例えば、状態１８４０
を順番に進むために使用される。次に、ステップ２０１
０において現在の中間状態及び記号に対する累積経路重
みＴ（ｉ(m) （ｋ））が零に設定される。ステップ２０
１５においてカウンタｐが１に初期化される。カウンタ
ｐは現在の中間状態に属する各保持された状態ｉ(p)
（ｋ）を順番に進むために使用される。代替モードシフ
タ６８０は、次に、ステップ２０２０から２０４５にお
いて、現在の中間状態に属するこれら保持された状態か
らの、記号ｋの現在の状態ｍに対して最も大きな重みを
与える経路を選択する。
【０１５１】より具体的には、ステップ２０２０におい
て、記号ｋの現在の状態ｍに対して現在格納されている
累積経路値の現在の推定値Ｔ（ｉ(m）（ｋ））が、その
中間状態の現在の状態ｐを通って記号ｋの現在の状態に
至る経路の累積重み、つまり：
【数１１】 によって定義される値、以下であるか決定するためのテ
ストが遂行される。前に述べたように、この式の第一の
要素Γは、現在の状態及び記号の重みを量子化し、第二
の要素Ｔは、状態ｐを通る経路の累積経路重みを量子化
する。第一の受信記号に対しては、つまり、ｋが１の場
合は、前の記号は存在せず、この累積生存経路重みの概
念は適用しない。従って、ｋが１である場合は、入力累
積経路重みＴは零とされる。
【０１５２】ステップ２０２０において、記号ｋの現在
の状態ｍに対して現在格納されている累積経路重み値の
現在の推定値Ｔ（ｉ(m) （ｋ））が、現在の状態ｐを通
って記号ｋの現在の状態ｍに至る経路の累積重みよりも
小さなことが決定された場合は、記号ｋの現在の状態ｍ
に対して現在格納されている累積経路重み値の現在の推
定値Ｔ（ｉ(m) （ｋ））が、ステップ２０２５におい
て、新たに計算された累積経路重みと置換される。加え
て、ステップ２０２８において、その状態の値ｉ(p)
（ｋ）及びそれと関連する重みΓが格納される。その
後、ステップ２０３０において、前の記号の最もそれら
しいモード推定値へのポインタの現在の推定値として、
現在の値の指標ｍが格納される。一方、ステップ２０２
０において、記号ｋの現在の状態ｍに対して現在格納さ
れている累積経路重み値Ｔ（ｉ(m) （ｋ））が、現在の
状態ｐを通る経路の累積重みよりも大きなことが決定さ
れた場合は、プログラム制御はステップ２０４０に進
む。ステップ２０４０において、カウンタの値ｐがＭ、
つまり、保持されるべき状態の数、よりも大きいか否か
を決定するためのテストが遂行される。換言すれば、現
在の中間状態に対して評価されるべき追加の保持された
状態が存在するか否か決定される。
【０１５３】ステップ２０４０において評価されるべき
追加の状態が存在することが決定された場合は、カウン
タの値ｐがステップ２０４５において増分され、プログ
ラム制御は、上に説明された方法にて残りの状態を処理
するためにステップ２０２０に戻る。一方、ステップ２
０４０において現在の中間状態に対する評価されるべき
追加の保持された状態が存在しないと決定された場合
は、プログラム制御はステップ２０６０に進む。
【０１５４】こうして、ステップ２０２０から２０４５
が実行され、結果として、前の記号ｋ−１を通って現在
の状態及び記号に至る、最大経路重みを与える経路に対
する累積経路重み値Ｔ（ｉ(m) （ｋ））が、記号ｋの現
在の状態ｍに対して格納される。
【０１５５】ステップ２０６０においてカウンタの値ｍ
が、Ｍ、つまり、保持されるべき状態の数、より大きい
か否かを決定するためのテストが遂行される。換言すれ
ば、現在の記号からの評価されるべき追加の中間状態が
存在するか否か決定される。ステップ２０６０において
現在の状態からの評価されるべき追加の中間状態が存在
することが決定された場合は、ステップ２０６５におい
てカウンタの値ｍが増分され、プログラム制御は、上に
説明された方法にて残りの状態を処理するためにステッ
プ２０１０に戻る。
【０１５６】一方、ステップ２０６０において、現在の
記号からの評価されるべき追加の状態が存在しないこと
が決定された場合は、プログラムの実行は、ステップ２
０８０において終了する。
【０１５７】幾つかの通信環境においては、通信チャネ
ルは、チップ間干渉、或は記号間干渉のどちらか一方の
みを示す。この好ましい実施例は、チップ間干渉と記号
間干渉の両方を補償する実現との関連で説明されたが、
ここに説明された実施例及びバリエーションは、当業者
においては、説明された事項に基づいて、チップ間干渉
或は記号間干渉のいずれか片方のみを示す通信環境に拡
張できることが明白である。ここに説明された幾つかの
実施例及びバリエーションは本発明の原理を説明するこ
とのみを目的とし、当業者においては、本発明の範囲及
び精神から逸脱することなしに様々な修正が可能である
ことを理解できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】１１チップバーカ符号に対する整合フィルタの
出力の所の相関関数を示すグラフである。
【図２】従来の技術による一例としてのスプレッドスペ
クトル通信システムを示す略ブロック図である。
【図３】１１チップスプレッドスペクトル符号に対する
整合フィルタリング後の主ローブの符号及び位置の変調
を示すグラフである。
【図４】本発明による一例としてのスプレッドスペクト
ル位置変調送信機の略ブロック図である。
【図５】本発明による一例としてのスプレッドスペクト
ル位置変調受信機の略ブロック図である。
【図６】本発明の一つの特徴に従う一例としての遅延広
がりの補償を備えたスプレッドスペクトルパルス位置変
調受信機の略ブロック図である。
【図７ａ】ある伝送されたパルスのチャネル応答及び自
己相関関数の推定値を生成するための訓練パルスのプリ
アンブリ処理を示す略ブロック図である。
【図７ｂ】ある伝送されたパルスのチャネル応答及び自
己相関関数の推定値を生成するための訓練パルスのプリ
アンブリ処理を示す略ブロック図である。
【図７ｃ】ある伝送されたパルスのチャネル応答及び自
己相関関数の推定値を生成するための訓練パルスのプリ
アンブリ処理を示す略ブロック図である。
【図８】図６のチャネルパラメータ推定器によってチャ
ネルパルス応答の推定値の計算において使用されるのに
適当な一例としてのチャネル推定器を説明する流れ図で
ある。
【図９】図６のチャネルパラメータ推定器によってある
伝送された信号パルスの自己相関関数の計算において使
用されるのに適当な一例としての自己相関器を説明する
流れ図である。
【図１０】図６の受信機のＩ及びＱチャネルに伝送され
た続く複数の記号のチップ間干渉及び記号間干渉を説明
するグラフである。
【図１１】バイアス修正項Ｂ（ｌa −ｌb ）の計算にお
いて図６のチャネルパラメータ推定器によって使用する
ことができる一例としてのバイアス項計算器を説明する
流れ図である。
【図１２】図６のチャネルパラメータ推定器によってト
レリス修正項Ｇ（ｉ（ｋ＋１）、ｉ（ｋ））の計算にお
いて使用することができる一例としてのトレリス修正項
計算器を説明する流れ図である。
【図１３】図６の暫定記号推定器の一例としての実現を
説明する流れ図である。
【図１４】各伝送された記号に対する保持された状態か
ら成るトレリス（格子）を示すグラフである。
【図１５】図６のモードシフタの一例としての実現を示
す流れ図である。
【図１６ａ】図６のモードシフタの一つの代替実現を示
す略ブロック図である。
【図１６ｂ】図１６ａのモードシフタの複数の状態ブロ
ックの一つを説明する略ブロック図である。
【図１７】図６のモードシフタによって各伝送された記
号の最終推定値の識別において使用することができる一
例としての最終推定値セレクタを説明する流れ図であ
る。
【図１８】おのおの図１９と図２０の代替暫定記号推定
器とモードシフタに従う各伝送された記号に対して保持
された状態から成る一つの代替トレリスを示すグラフで
ある。
【図１９】図６の暫定記号推定器の一つの代替実現を説
明する流れ図である。
【図２０】図６のモードシフタの一つの代替実現を説明
する流れ図である。
【符号の説明】
２１，２３・・・副ローブ ３１０，３２０・・・小点 ４４５，４５０，４６５，４７０，５２５，５３５，６
２５，６３５，４７５・・・加算器

Claims (29)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 通信チャネルを横断して伝送された複数
    の情報記号を受信するための装置であって、前記の各記
    号がある与えられた一つの記号期間内に伝送された複数
    のビットを運び、前記の各記号が前記の関連する記号期
    間内に伝送される第一及び第二のスプレッドスペクトル
    符号パルス位置変調信号を使用して符号化され、前記の
    通信チャネルが遅延広がり特性を示し、前記の遅延広が
    りのために、ある与えられた一つの記号期間内での、前
    記の第一と第二のスプレッドスペクトル符号パルス位置
    変調信号の間の残留結合が起こり、さらに、前記遅延広
    がりのために、第一の記号期間内に伝送された第一の記
    号と関連するエネルギが一つ或は複数の隣接する記号期
    間内に分散し、前記の受信機装置が：前記のスプレッド
    スペクトル符号語に整合されたフィルタ；前記の通信チ
    ャネルの前記の遅延広がり特性に整合されたフィルタ；
    及び各記号の値を推定するために前記の整合フィルタの
    出力をサンプリングするための暫定記号推定器を含み、
    前記の推定演算によって前記の記号の可能な各値に重み
    が割り当てられ、前記の各重みが前記の第一と第二のス
    プレッドスペクトル符号パルス位置変調信号間の前記の
    残留結合の影響を考慮に入れ；前記の受信機装置がさら
    に前記の暫定記号推定器によって割り当てられた前記の
    重みを前記の記号値に対する最終的な推定値を割り当て
    るために評価するためのモードシフタを含み、前記の最
    終推定値選択動作が前記の一つ或は複数の隣接する伝送
    された記号が互いに与える影響を考慮に入れることを特
    徴とする受信機装置。
  2. 【請求項２】 前記のスプレッドスペクトル符号語が直
    角パルス位置変調信号であることを特徴とする請求項１
    の受信機装置。
  3. 【請求項３】 前記の通信チャネルが無線電波チャネル
    であることを特徴とする請求項１の受信機装置。
  4. 【請求項４】 前記の第一及び第二のスプレッドスペク
    トル符号パルス位置変調信号がそれぞれ異なる位相、振
    幅或は周波数を持つ搬送波信号によって変調されること
    を特徴とする請求項１の受信機装置。
  5. 【請求項５】 前記の記号が前記の整合フィルタリング
    後の前記の第一及び第二のスプレッドスペクトル符号パ
    ルス位置変調信号の主ローブの極性（符号）及び位置に
    よって定義されることを特徴とする請求項１の受信機装
    置。
  6. 【請求項６】 前記のモードシフタが前記の最終推定値
    を割り当てるために前記の暫定記号推定器によって割り
    当てられた低減された数の前記の重みを評価することを
    特徴とする請求項１の受信機装置。
  7. 【請求項７】 前記のモードシフタが所定のウインドウ
    期間を待った後にある記号の前記の最終推定値に関する
    決定を行なうことを特徴とする請求項１の受信機装置。
  8. 【請求項８】 前記のチャネルの遅延広がり特性に整合
    されたフィルタが前記の通信チャネルに起因する受信さ
    れた信号の位相のシフト及びエネルギの損失を補償する
    ことを特徴とする請求項１の受信機装置。
  9. 【請求項９】 前記の通信チャネルを通じて伝送された
    一つ或は複数の訓練記号を分析するためのチャネルパラ
    メータ推定器がさらに含まれ、前記のチャネルパラメー
    タ推定器が前記のチャネル特定に整合された前記のフィ
    ルタによって使用されるための前記のチャネルのインパ
    ルス応答の推定値を生成することを特徴とする請求項１
    の受信機装置。
  10. 【請求項１０】 前記の通信チャネルを通じて伝送され
    た一つ或はそれ以上の訓練記号を分析するためのチャネ
    ルパラメータ推定器がさらに含まれ、前記のチャネルパ
    ラメータ推定器が前記の残留結合を補償するために前記
    の暫定記号推定器によって利用されるための一連のバイ
    アス修正項を生成することを特徴とする請求項１の受信
    機装置。
  11. 【請求項１１】 前記の通信チャネルを通じて伝送され
    た一つ或はそれ以上の訓練記号を分析するためのチャネ
    ルパラメータ推定器がさらに含まれ、前記のチャネルパ
    ラメータ推定器が前記の第一の記号のエネルギの一つ或
    は複数の隣接する記号期間内への分散を補償するために
    前記のモードシフタによって利用されるための一連のト
    レリス修正項を生成することを特徴とする請求項１の受
    信機装置。
  12. 【請求項１２】 通信チャネルを横断して伝送されたあ
    る情報記号を受信するための装置であって、前記の記号
    がある記号期間内に伝送された複数のビットを運び、前
    記の記号が前記の関連する記号期間内に伝送された第一
    及び第二のスプレッドスペクトル符号パルス位置変調信
    号を使用して符号化され、前記の通信チャネルが遅延広
    がり特性を示し、前記の遅延広がりのために、前記の第
    一と第二のスプレッドスペクトル符号パルス位置変調信
    号の間の残留結合が起こり、前記の受信機装置が：前記
    のスプレッドスペクトル符号語に整合されたフィルタ；
    前記の通信チャネルの前記の遅延広がり特性に整合され
    たフィルタ；及び記号の値を推定するために前記の整合
    フィルタの出力をサンプリングするための暫定記号推定
    器を含み、前記の推定動作によって前記の記号の可能な
    各値に重みが割り当てられ、前記の各重みが前記の第一
    と第二のスプレッドスペクトル符号パルス位置変調信号
    が互いに与える前記の残留結合の影響を考慮に入れ；前
    記の受信機装置がさらに前記の暫定記号推定器によって
    割り当てられた前記の重みを前記の記号値に対する最終
    的な推定値を割り当てるために評価するためのモードシ
    フタを含み、前記の最終的な推定値が前記の記号の可能
    な値の中の最も大きな重みを持つ値であることを特徴と
    する受信機装置。
  13. 【請求項１３】 前記の記号が前記の整合フィルタリン
    グ後の前記の第一及び第二のスプレッドスペクトル符号
    パルス位置変調信号の主ローブの極性（符号）及び位置
    によって定義されることを特徴とする請求項１２の受信
    機装置。
  14. 【請求項１４】 前記のモードシフタが前記の最終推定
    値を割り当てるために前記の暫定記号推定器によって割
    り当てられた低減された数の前記の重みを評価すること
    を特徴とする請求項１２の受信機装置。
  15. 【請求項１５】 前記のモードシフタが所定のウインド
    ウ期間を待った後にある記号の前記の最終推定値に関す
    る決定を行なうことを特徴とする請求項１２の受信機装
    置。
  16. 【請求項１６】 前記の通信チャネルを通じて伝送され
    た一つ或は複数の訓練記号を分析するためのチャネルパ
    ラメータ推定器がさらに含まれ、前記のチャネルパラメ
    ータ推定器が前記のチャネル特定に整合された前記のフ
    ィルタによって使用されるための前記のチャネルのイン
    パルス応答の推定値を生成することを特徴とする請求項
    １２の受信機装置。
  17. 【請求項１７】 前記の通信チャネルを通じて伝送され
    た一つ或はそれ以上の訓練記号を分析するためのチャネ
    ルパラメータ推定器がさらに含まれ、前記のチャネルパ
    ラメータ推定器が前記の残留結合を補償するために前記
    の暫定記号推定器によって利用されるための一連のバイ
    アス修正項を生成することを特徴とする請求項１２の受
    信機装置。
  18. 【請求項１８】 通信チャネルを横断して伝送された複
    数の情報記号を受信するための装置であって、前記の各
    記号がある与えられた記号期間内に伝送された複数のビ
    ットを運び、前記の各記号がスプレッドスペクトル符号
    パルス位置変調信号を使用して符号化され、前記の通信
    チャネルが遅延広がり特性を示し、前記の遅延広がりの
    ために、第一の記号期間内に伝送された第一の記号と関
    連するエネルギの一つ或は複数の隣接する記号期間内へ
    の分散が起こり、前記の受信機装置が：前記のスプレッ
    ドスペクトル符号語に整合されたフィルタ；前記の通信
    チャネルの前記の遅延広がり特性に整合されたフィル
    タ；及び前記の伝送された各記号の値を推定するために
    前記の整合フィルタの出力をある与えられた記号期間に
    サンプリングするための暫定記号推定器を含み、前記の
    推定演算が前記のサンプリングされた値に基づいて前記
    の記号の可能な各値に重みを割り当て；前記の受信機装
    置がさらに前記の暫定記号推定器によって割り当てられ
    た前記の重みを前記の記号値に対する最終的な推定値を
    割り当てるために評価するためのモードシフタを含み、
    前記の最終推定値選択動作が前記の一つ或は複数の隣接
    する伝送された記号が互いに与える影響を考慮に入れる
    ことを特徴とする受信機装置。
  19. 【請求項１９】 前記のモードシフタが前記の最終推定
    値を割り当てるために前記の暫定記号推定器によって割
    り当てられた低減された数の前記の重みを評価すること
    を特徴とする請求項１８の受信機装置。
  20. 【請求項２０】 前記のモードシフタが所定のウインド
    ウ期間を待った後にある記号の前記の最終推定値に関す
    る決定を行なうことを特徴とする請求項１８の受信機装
    置。
  21. 【請求項２１】 前記の通信チャネルを通じて伝送され
    た一つ或は複数の訓練記号を分析するためのチャネルパ
    ラメータ推定器がさらに含まれ、前記のチャネルパラメ
    ータ推定器が前記のチャネル特定に整合された前記のフ
    ィルタによって使用されるための前記のチャネルのイン
    パルス応答の推定値を生成することを特徴とする請求項
    １８の受信機装置。
  22. 【請求項２２】 前記の通信チャネルを通じて伝送され
    た一つ或はそれ以上の訓練記号を分析するためのチャネ
    ルパラメータ推定器がさらに含まれ、前記のチャネルパ
    ラメータ推定器が前記の第一の記号のエネルギの一つ或
    は複数の隣接する記号期間内への分散を補償するために
    前記のモードシフタによって利用されるための一連のト
    レリス修正項を生成することを特徴とする請求項１８の
    受信機装置。
  23. 【請求項２３】 通信チャネルを横断して伝送された複
    数の情報記号を受信するための装置であって、前記の各
    記号がある与えられた記号期間内に伝送された複数のビ
    ットを運び、前記の各記号が前記の関連する記号期間内
    に伝送される第一及び第二のスプレッドスペクトル符号
    パルス位置変調信号を使用して符号化され、前記の通信
    チャネルが遅延広がり特性を示し、前記の遅延広がりの
    ために、ある与えられた記号期間内での、前記の第一と
    第二のスプレッドスペクトル符号パルス位置変調信号の
    間の残留結合が起こり、さらに、前記遅延広がりのため
    に、第一の記号期間内に伝送された第一の記号と関連す
    るエネルギが一つ或は複数の隣接する記号期間内に分散
    し、前記の受信機装置が：前記のスプレッドスペクトル
    符号語に整合されたフィルタ；前記の通信チャネルの前
    記の遅延広がり特性に整合されたフィルタ；及び前記の
    記号の値を推定するために前記の整合フィルタの出力を
    サンプリングするための暫定記号推定器を含み、前記の
    推定演算によって前記の記号の可能な各値に重みが割り
    当てられ、前記の各重みが、ある与えられた記号期間
    の、前記の第一と第二のスプレッドスペクトル符号パル
    ス位置変調信号が互いに与える前記の残留結合の影響、
    並びに、前記の一つ或は複数の隣接する伝送された記号
    が互いに与える前記の影響を考慮に入れ；前記の受信機
    装置がさらに前記の暫定記号推定器によって割り当てら
    れた前記の重みを前記の各記号値に対する最終的な推定
    値を割り当てるために評価するためのモードシフタを含
    み、前記の最終推定値が、前記の記号の前記の可能な値
    の中の最も大きな重みを持つ値であることを特徴とする
    受信機装置。
  24. 【請求項２４】 通信チャネルのインパルス応答を通信
    チャネルを通じて伝送されたスプレッドスペクトル符号
    パルス位置変調信号に対して推定するための方法であっ
    て、このチャネル推定方法が：前記の受信された信号を
    前記のスプレッドスペクトル符号語に整合されたフィル
    タに通すステップ；前記の整合フィルタの出力を各チッ
    プ期間にサンプリングするステップ；前記のチップ期間
    のサンプルに前記の伝送されたスプレッドスペクトル符
    号パルス位置変調信号の逆数を掛けるステップ；及び前
    記のチャネルインパルス応答の各要素に対して前記の掛
    け算の結果に等しいチャネル係数を生成するステップを
    含むことを特徴とするチャネル推定法。
  25. 【請求項２５】 前記の複数のスプレッドスペクトルパ
    ルス位置変調信号から成る一連の訓練記号を伝送するス
    テップ、及び前記の伝送された一連の記号の平均に基づ
    いて前記のチャネル係数を生成するステップがさらに含
    まれることを特徴とする請求項２４のチャネル推定法。
  26. 【請求項２６】 通信チャネルを横断して伝送された複
    数の情報記号を受信するための方法であって、前記の各
    記号がある与えられた記号期間内に伝送された複数のビ
    ットを運び、前記の各記号が前記の関連する記号期間内
    に伝送される第一及び第二のスプレッドスペクトル符号
    パルス位置変調信号を使用して符号化され、前記の通信
    チャネルが遅延広がり特性を示し、前記の遅延広がりの
    ために、ある与えられた記号期間内での、前記の第一と
    第二のスプレッドスペクトル符号パルス位置変調信号の
    間の残留結合が起こり、さらに、前記遅延広がりのため
    に、第一の記号期間内に伝送された第一の記号と関連す
    るエネルギが一つ或は複数の隣接する記号期間内に分散
    し、前記の受信方法が：前記の受信された信号を前記の
    スプレッドスペクトル符号語に整合されたフィルタにて
    フィルタリングするステップ；前記の受信された信号を
    前記の通信チャネルの前記の遅延広がり特性に整合され
    たフィルタにてフィルタリングするステップ；及び前記
    の整合フィルタの出力を各記号の値を推定するためにサ
    ンプリングし、前記の記号の可能な各値に重みを割り当
    てるステップを含み、前記の各重みが前記の第一と第二
    のスプレッドスペクトル符号パルス位置変調信号の間の
    残留結合の影響を考慮に入れ；この方法がさらに前記の
    記号値に対する最終推定値を選択するために前記の重み
    を評価するステップを含み、前記の最終推定値の選択が
    前記の一つ或は複数の隣接する伝送された記号が互いに
    与える影響を考慮することを特徴とする方法。
  27. 【請求項２７】 通信チャネルを横断して伝送された情
    報記号を受信するための方法であって、前記の記号があ
    る記号期間内に伝送された複数のビットを運び、前記の
    記号が前記の関連する記号期間内に伝送される第一及び
    第二のスプレッドスペクトル符号パルス位置変調信号を
    使用して符号化され、前記の通信チャネルが遅延広がり
    特性を示し、前記の遅延広がりのために、前記の第一と
    第二のスプレッドスペクトル符号パルス位置変調信号の
    間の残留結合が起こり、前記の受信方法が：前記の受信
    された信号を前記のスプレッドスペクトル符号語に整合
    されたフィルタにてフィルタリングするステップ；前記
    の受信された信号を前記の通信チャネルの前記の遅延広
    がり特性に整合されたフィルタにてフィルタリングする
    ステップ；及び前記の整合フィルタの出力を前記の記号
    の値を推定するためにサンプリングし、前記の記号の可
    能な各値に重みを割り当てるステップを含み、前記の各
    重みが前記の第一と第二のスプレッドスペクトル符号パ
    ルス位置変調信号が互いに与える残留結合の影響を考慮
    に入れ；この方法がさらに前記の記号値に対する最終推
    定値を選択するために前記の重みを評価するステップを
    含み、前記の最終推定値が前記の記号の可能な値の中の
    最大の重みを持つ値であることを特徴とする方法。
  28. 【請求項２８】 通信チャネルを横断して伝送された複
    数の情報記号を受信するための方法であって、前記の各
    記号がある与えられた記号期間内に伝送された複数のビ
    ットを運び、前記の各記号がスプレッドスペクトル符号
    パルス位置変調信号を使用して符号化され、前記の通信
    チャネルが遅延広がり特性を示し、前記の遅延広がりの
    ために、第一の記号期間内に伝送された第一の記号と関
    連するエネルギの一つ或は複数の隣接する記号期間内へ
    の分散が起こり、前記の受信方法が：前記の受信された
    信号を前記のスプレッドスペクトル符号語に整合された
    フィルタにてフィルタリングするステップ；前記の受信
    された信号を前記の通信チャネルの前記の遅延広がり特
    性に整合されたフィルタにてフィルタリングするステッ
    プ；前記の伝送された各記号の値を推定するためにある
    与えられた記号期間に前記の整合フィルタの出力をサン
    プリングし、前記のサンプリング値に基づいて前記の記
    号の可能な各値に重みを割り当てるステップ；及び前記
    の記号値に対する最終推定値を選択するために前記の重
    みを評価するステップを含み、前記の最終推定値の選択
    が前記の一つ或は複数の隣接する記号が互いに与える影
    響を考慮に入れることを特徴とする方法。
  29. 【請求項２９】 通信チャネルを横断して伝送された複
    数の情報記号を受信するための方法であって、前記の各
    記号がある与えられた記号期間内に伝送された複数のビ
    ットを運び、前記の各記号が前記の関連する記号期間内
    に伝送される第一及び第二のスプレッドスペクトル符号
    パルス位置変調信号を使用して符号化され、前記の通信
    チャネルが遅延広がり特性を示し、前記の遅延広がりの
    ために、ある与えられた記号期間内での、前記の第一と
    第二のスプレッドスペクトル符号パルス位置変調信号の
    間の残留結合が起こり、さらに、前記遅延広がりのため
    に、第一の記号期間において伝送された第一の記号と関
    連するエネルギが一つ或は複数の隣接する記号期間内に
    分散し、前記の受信方法が：前記の受信された信号を前
    記のスプレッドスペクトル符号語に整合されたフィルタ
    にてフィルタリングするステップ；前記の受信された信
    号を前記の通信チャネルの前記の遅延広がり特性に整合
    されたフィルタにてフィルタリングするステップ；及び
    前記の記号の値を推定するために前記の整合フィルタの
    出力をサンプリングし、前記の記号の可能な各値に重み
    を割り当てるステップを含み、前記の各重みが、前記の
    第一と第二のスプレッドスペクトル符号パルス位置変換
    信号がある与えられた記号期間において互いに与える前
    記の残留結合の影響、並びに、前記の一つ或は複数の隣
    接する伝送された記号が互いに与える前記の影響を考慮
    に入れ；この方法がさらに前記の各記号値に対する最終
    的な推定値を選択するために前記の重みを評価するステ
    ップを含むことを特徴とする方法。
JP30803295A 1994-11-28 1995-11-28 遅延広がりの補償を備えたスプレッドスペクトル符号パルス位置変調受信機 Expired - Fee Related JP3366794B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/345110 1994-11-28
US08/345,110 US5623511A (en) 1994-08-30 1994-11-28 Spread spectrum code pulse position modulated receiver having delay spread compensation

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH08265297A true JPH08265297A (ja) 1996-10-11
JP3366794B2 JP3366794B2 (ja) 2003-01-14

Family

ID=23353575

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP30803295A Expired - Fee Related JP3366794B2 (ja) 1994-11-28 1995-11-28 遅延広がりの補償を備えたスプレッドスペクトル符号パルス位置変調受信機

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5623511A (ja)
EP (1) EP0715421B1 (ja)
JP (1) JP3366794B2 (ja)
DE (1) DE69535544T2 (ja)

Families Citing this family (130)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
USRE37802E1 (en) 1992-03-31 2002-07-23 Wi-Lan Inc. Multicode direct sequence spread spectrum
DE4408163A1 (de) * 1994-03-11 1995-09-14 Bosch Gmbh Robert Verfahren zum Übertragen von Daten
JP3581448B2 (ja) * 1994-10-21 2004-10-27 キヤノン株式会社 スペクトラム拡散通信装置
FI97581C (fi) * 1995-02-10 1997-01-10 Nokia Telecommunications Oy Vastaanotin ja menetelmä hajotuskoodien generoimiseksi vastaanottimessa
US5790588A (en) * 1995-06-07 1998-08-04 Ntt Mobile Communications Network, Inc. Spread spectrum transmitter and receiver employing composite spreading codes
EP0767543A3 (de) * 1995-10-06 2000-07-26 Siemens Aktiengesellschaft Kodemultiplexnachrichtenübertragung mit Interferenzunterdrückung
JPH09116475A (ja) * 1995-10-23 1997-05-02 Nec Corp 時間ダイバーシチ送受信システム
US6570938B1 (en) * 1996-05-01 2003-05-27 Motorola, Inc. Method and apparatus for recovering data symbols from a signal received by a radio communication device
US6192068B1 (en) 1996-10-03 2001-02-20 Wi-Lan Inc. Multicode spread spectrum communications system
US6115411A (en) * 1996-12-31 2000-09-05 Lucent Technologies, Inc. System and method for spread spectrum code position modulation and wireless local area network employing the same
US5940439A (en) * 1997-02-26 1999-08-17 Motorola Inc. Method and apparatus for adaptive rate communication system
US6628699B2 (en) 1997-06-23 2003-09-30 Schlumberger Resource Management Systems, Inc. Receiving a spread spectrum signal
US6456644B1 (en) 1997-06-23 2002-09-24 Cellnet Data Systems, Inc. Bandpass correlation of a spread spectrum signal
US6741638B2 (en) 1997-06-23 2004-05-25 Schlumbergersema Inc. Bandpass processing of a spread spectrum signal
US6178197B1 (en) 1997-06-23 2001-01-23 Cellnet Data Systems, Inc. Frequency discrimination in a spread spectrum signal processing system
US6047016A (en) * 1997-06-23 2000-04-04 Cellnet Data Systems, Inc. Processing a spread spectrum signal in a frequency adjustable system
US6700939B1 (en) * 1997-12-12 2004-03-02 Xtremespectrum, Inc. Ultra wide bandwidth spread-spectrum communications system
US6226336B1 (en) * 1998-02-20 2001-05-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for detecting a frequency synchronization signal
US6130894A (en) * 1998-03-09 2000-10-10 Broadcom Homenetworking, Inc. Off-line broadband network interface
US6331997B1 (en) * 1998-08-04 2001-12-18 Linkair Communication, Inc. Scheme for spread spectrum multiple access coding
JP3237628B2 (ja) * 1998-11-02 2001-12-10 日本電気株式会社 伝搬路特性推定器
US7346120B2 (en) * 1998-12-11 2008-03-18 Freescale Semiconductor Inc. Method and system for performing distance measuring and direction finding using ultrawide bandwidth transmissions
FI982778A0 (fi) * 1998-12-22 1998-12-22 Nokia Telecommunications Oy Vastaanottomenetelmä ja vastaanottomenetelmä
JP2003525534A (ja) 1998-12-30 2003-08-26 フューチャーウェイブ インク． 定包絡線変調通信システム
US6366605B1 (en) 1999-03-09 2002-04-02 Linex Technologies, Inc. Spread-spectrum data detection using matched-filter obtained side information
US6359925B1 (en) * 1999-03-09 2002-03-19 Linex Technologies, Inc. Relative-signal-level data detection from a spread-spectrum signal using matched-filter obtained side information
EP1045533B1 (en) * 1999-04-12 2003-07-16 Sony International (Europe) GmbH Communication device and method for distinguishing between different data burst types in a digital telecommunication system
US6351246B1 (en) 1999-05-03 2002-02-26 Xtremespectrum, Inc. Planar ultra wide band antenna with integrated electronics
US6347127B1 (en) * 1999-05-10 2002-02-12 Motorola, Inc. Method and apparatus for multi-symbol matched filter estimation of an evaluation symbol in a received signal having a predictable inter-symbol interference
JP3303847B2 (ja) 1999-06-02 2002-07-22 日本電気株式会社 チャネル応答推定回路
US6674815B2 (en) * 1999-06-16 2004-01-06 Ericsson, Inc Method for symbol-spaced estimation and/or tracking of a fractionally-spaced fading radio channel
US6278726B1 (en) * 1999-09-10 2001-08-21 Interdigital Technology Corporation Interference cancellation in a spread spectrum communication system
US6115406A (en) * 1999-09-10 2000-09-05 Interdigital Technology Corporation Transmission using an antenna array in a CDMA communication system
US6606357B1 (en) * 1999-09-10 2003-08-12 Harris Corporation Carrier injecting waveform-based modulation scheme for reducing satellite transponder power requirements and earth terminal antenna size
US6650653B1 (en) * 2000-01-19 2003-11-18 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Software-based digital receiver adaptable to multiple multiplexing schemes
US20030067964A1 (en) * 2000-02-10 2003-04-10 Daoben Li Code-division-multiple-access system using zero correlation window
US20020057727A1 (en) * 2001-02-21 2002-05-16 Daoben Li Code-division-multiple-access transmitter with zero correlation window
US6636556B2 (en) * 2000-02-10 2003-10-21 Linkair Communications, Inc. Large area wireless CDMA system and method
US20020064212A1 (en) * 2001-02-21 2002-05-30 Daoben Li Code-division-multiple-access receiver with zero correlation window
AU2001282867A1 (en) 2000-08-07 2002-02-18 Xtremespectrum, Inc. Electrically small planar uwb antenna apparatus and system thereof
AU2001226139A1 (en) * 2000-10-17 2002-04-29 Aloha Networks, Inc. Synchronization and bit detection in a single spreading sequence sama receiver
US7161997B2 (en) * 2000-12-26 2007-01-09 Intel Corporation Programmable baseband module
EP1223717B1 (en) * 2001-01-15 2006-08-02 Lucent Technologies Inc. Maximum likelihood detection method using a sequence estimation receiver
US6947475B2 (en) * 2001-01-26 2005-09-20 Qualcomm Inc. Method and apparatus for estimating channel characteristics using pilot and non-pilot data
US7230910B2 (en) * 2001-01-30 2007-06-12 Lucent Technologies Inc. Optimal channel sounding system
US20020176485A1 (en) * 2001-04-03 2002-11-28 Hudson John E. Multi-cast communication system and method of estimating channel impulse responses therein
US6954480B2 (en) * 2001-06-13 2005-10-11 Time Domain Corporation Method and apparatus for improving received signal quality in an impulse radio system
US7103090B2 (en) * 2001-08-13 2006-09-05 Mediatek Inc. Timing estimation of direct sequence spread spectrum communications systems over frequency-selective, slowly fading channels
US7558343B2 (en) * 2001-11-21 2009-07-07 Siemens Aktiengesellschaft Tap-selectable viterbi equalizer
US20030112849A1 (en) * 2001-12-18 2003-06-19 Gorday Paul Edward Efficient quadrature code position modulation
US7363039B2 (en) 2002-08-08 2008-04-22 Qualcomm Incorporated Method of creating and utilizing diversity in multiple carrier communication system
US6961595B2 (en) 2002-08-08 2005-11-01 Flarion Technologies, Inc. Methods and apparatus for operating mobile nodes in multiple states
US7200164B2 (en) * 2002-11-07 2007-04-03 Winbond Electronics Corp. Packet-based multiplication-free CCK demodulator with a fast multipath interference cipher
US7539245B2 (en) * 2002-12-24 2009-05-26 General Electric Company System and method for digital transmission and modulation of conjugate pulse position
US7411895B2 (en) 2003-02-19 2008-08-12 Qualcomm Incorporated Controlled superposition coding in multi-user communication systems
US8593932B2 (en) * 2003-05-16 2013-11-26 Qualcomm Incorporated Efficient signal transmission methods and apparatus using a shared transmission resource
US20050047491A1 (en) * 2003-08-28 2005-03-03 Haitao Zhang Method and apparatus for improving channel estimate based on short synchronization code
US7869488B2 (en) * 2003-08-28 2011-01-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for removing code aliases when using short synchronization codes
US7236510B2 (en) * 2003-10-01 2007-06-26 S5 Wireless, Inc. Equalizer with decision feedback frequency tracking and bit decoding for spread spectrum communications
US7437135B2 (en) 2003-10-30 2008-10-14 Interdigital Technology Corporation Joint channel equalizer interference canceller advanced receiver
KR100604827B1 (ko) * 2003-11-05 2006-07-28 삼성전자주식회사 에너지 손실을 보상하고 심볼간 간섭 및 칩간 간섭을동시에 제거하는 무선 랜을 위한 레이크 수신기 및 그 방법
DE10354557B4 (de) * 2003-11-21 2007-11-29 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtungen zur Prädiktion von in einem Empfangssignal enthaltenen Rauschen sowie ein digitaler Empfänger
US7400692B2 (en) * 2004-01-14 2008-07-15 Interdigital Technology Corporation Telescoping window based equalization
US7817732B2 (en) * 2004-07-16 2010-10-19 Qualcomm Incorporated Channel tracking with scattered pilots
FR2875359B1 (fr) * 2004-09-16 2006-11-24 Canon Europa Nv Naamlooze Venn Dispositifs et procedes de modulation et demodulation permettant le prolongement ou le remplacement d'un lien de communication, emetteur et recepteur correspondants
CN101637051B (zh) 2007-01-11 2012-10-31 高通股份有限公司 在无线通信系统中使用dtx和drx
US8392802B2 (en) * 2009-12-23 2013-03-05 Intel Corporation Spectral content based decoding and frequency offset estimation
US10667148B1 (en) 2010-05-28 2020-05-26 Cohere Technologies, Inc. Methods of operating and implementing wireless communications systems
US9071285B2 (en) 2011-05-26 2015-06-30 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US9071286B2 (en) 2011-05-26 2015-06-30 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US8976851B2 (en) 2011-05-26 2015-03-10 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US9444514B2 (en) 2010-05-28 2016-09-13 Cohere Technologies, Inc. OTFS methods of data channel characterization and uses thereof
US10681568B1 (en) 2010-05-28 2020-06-09 Cohere Technologies, Inc. Methods of data channel characterization and uses thereof
US11943089B2 (en) 2010-05-28 2024-03-26 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-shifting communications system
US9130638B2 (en) 2011-05-26 2015-09-08 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US8275077B1 (en) * 2010-10-13 2012-09-25 The United States Of America As Represented By The Director, National Security Agency Coherent demodulation of ais-GMSK signals in co-channel
JP5617716B2 (ja) * 2011-03-23 2014-11-05 日本電気株式会社 受信装置及び、受信方式
US9031141B2 (en) * 2011-05-26 2015-05-12 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US9967758B2 (en) 2012-06-25 2018-05-08 Cohere Technologies, Inc. Multiple access in an orthogonal time frequency space communication system
US10003487B2 (en) 2013-03-15 2018-06-19 Cohere Technologies, Inc. Symplectic orthogonal time frequency space modulation system
US9929783B2 (en) 2012-06-25 2018-03-27 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space modulation system
US10411843B2 (en) 2012-06-25 2019-09-10 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space communication system compatible with OFDM
US10469215B2 (en) 2012-06-25 2019-11-05 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space modulation system for the Internet of Things
US9912507B2 (en) 2012-06-25 2018-03-06 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space communication system compatible with OFDM
US10090972B2 (en) 2012-06-25 2018-10-02 Cohere Technologies, Inc. System and method for two-dimensional equalization in an orthogonal time frequency space communication system
US10090973B2 (en) 2015-05-11 2018-10-02 Cohere Technologies, Inc. Multiple access in an orthogonal time frequency space communication system
US10158394B2 (en) 2015-05-11 2018-12-18 Cohere Technologies, Inc. Systems and methods for symplectic orthogonal time frequency shifting modulation and transmission of data
US10574317B2 (en) 2015-06-18 2020-02-25 Cohere Technologies, Inc. System and method for providing wireless communication services using configurable broadband infrastructure shared among multiple network operators
US9866363B2 (en) 2015-06-18 2018-01-09 Cohere Technologies, Inc. System and method for coordinated management of network access points
CN112532558A (zh) 2015-06-27 2021-03-19 凝聚技术股份有限公司 与ofdm兼容的正交时频空间通信系统
US10892547B2 (en) 2015-07-07 2021-01-12 Cohere Technologies, Inc. Inconspicuous multi-directional antenna system configured for multiple polarization modes
US10693581B2 (en) 2015-07-12 2020-06-23 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space modulation over a plurality of narrow band subcarriers
WO2017044501A1 (en) 2015-09-07 2017-03-16 Cohere Technologies Multiple access using orthogonal time frequency space modulation
CN108781160B (zh) 2015-11-18 2022-04-29 凝聚技术公司 正交时间频率空间调制技术
WO2017100666A1 (en) 2015-12-09 2017-06-15 Cohere Technologies Pilot packing using complex orthogonal functions
EP3420641A4 (en) 2016-02-25 2019-12-11 Cohere Technologies, Inc. REFERENCE SIGNAL PACKAGING FOR WIRELESS COMMUNICATIONS
US10693692B2 (en) 2016-03-23 2020-06-23 Cohere Technologies, Inc. Receiver-side processing of orthogonal time frequency space modulated signals
WO2017173160A1 (en) 2016-03-31 2017-10-05 Cohere Technologies Channel acquisition using orthogonal time frequency space modulated pilot signal
US9667307B1 (en) 2016-03-31 2017-05-30 Cohere Technologies Wireless telecommunications system for high-mobility applications
EP3437279B1 (en) 2016-04-01 2021-03-03 Cohere Technologies, Inc. Iterative two dimensional equalization of orthogonal time frequency space modulated signals
KR102250054B1 (ko) 2016-04-01 2021-05-07 코히어 테크널러지스, 아이엔씨. Otfs 통신 시스템에서의 tomlinson-harashima 프리코딩
WO2017201467A1 (en) 2016-05-20 2017-11-23 Cohere Technologies Iterative channel estimation and equalization with superimposed reference signals
WO2018031952A1 (en) 2016-08-12 2018-02-15 Cohere Technologies Iterative multi-level equalization and decoding
WO2018031938A1 (en) 2016-08-12 2018-02-15 Cohere Technologies Multi-user multiplexing of orthogonal time frequency space signals
WO2018032016A1 (en) 2016-08-12 2018-02-15 Cohere Technologies Localized equalization for channels with intercarrier interference
WO2018064587A1 (en) 2016-09-29 2018-04-05 Cohere Technologies Transport block segmentation for multi-level codes
WO2018064605A1 (en) 2016-09-30 2018-04-05 Cohere Technologies Uplink user resource allocation for orthogonal time frequency space modulation
EP3549200B1 (en) 2016-12-05 2022-06-29 Cohere Technologies, Inc. Fixed wireless access using orthogonal time frequency space modulation
EP3566379A4 (en) 2017-01-09 2020-09-09 Cohere Technologies, Inc. PILOT ENCRYPTION FOR CHANNEL ESTIMATION
WO2018140837A1 (en) 2017-01-27 2018-08-02 Cohere Technologies Variable beamwidth multiband antenna
US10568143B2 (en) 2017-03-28 2020-02-18 Cohere Technologies, Inc. Windowed sequence for random access method and apparatus
US11817987B2 (en) 2017-04-11 2023-11-14 Cohere Technologies, Inc. Digital communication using dispersed orthogonal time frequency space modulated signals
US11147087B2 (en) 2017-04-21 2021-10-12 Cohere Technologies, Inc. Communication techniques using quasi-static properties of wireless channels
WO2018200567A1 (en) 2017-04-24 2018-11-01 Cohere Technologies Multibeam antenna designs and operation
WO2018200577A1 (en) 2017-04-24 2018-11-01 Cohere Technologies Digital communication using lattice division multiplexing
KR102612426B1 (ko) 2017-07-12 2023-12-12 코히어 테크놀로지스, 아이엔씨. Zak 변환에 기초한 데이터 변조 기법
WO2019032605A1 (en) 2017-08-11 2019-02-14 Cohere Technologies RADIATION TRACING TECHNIQUE FOR WIRELESS CHANNEL MEASUREMENTS
US11324008B2 (en) 2017-08-14 2022-05-03 Cohere Technologies, Inc. Transmission resource allocation by splitting physical resource blocks
WO2019051093A1 (en) 2017-09-06 2019-03-14 Cohere Technologies REDUCTION OF TRELLIS IN TIME, FREQUENCY AND ORTHOGONAL SPATIAL MODULATION
WO2019051427A1 (en) 2017-09-11 2019-03-14 Cohere Technologies, Inc. WIRELESS LOCAL NETWORKS USING ORTHOGONAL TIME-FREQUENCY SPACE MODULATION
CN111095883B (zh) 2017-09-15 2023-04-07 凝聚技术公司 在正交时频空间信号接收器中实现同步
EP3685470A4 (en) 2017-09-20 2021-06-23 Cohere Technologies, Inc. LOW COST ELECTROMAGNETIC POWER SUPPLY
US11152957B2 (en) 2017-09-29 2021-10-19 Cohere Technologies, Inc. Forward error correction using non-binary low density parity check codes
EP4362344A3 (en) 2017-11-01 2024-07-31 Cohere Technologies, Inc. Precoding in wireless systems using orthogonal time frequency space multiplexing
WO2019113046A1 (en) 2017-12-04 2019-06-13 Cohere Technologies, Inc. Implementation of orthogonal time frequency space modulation for wireless communications
EP3750252A4 (en) 2018-02-08 2021-08-11 Cohere Technologies, Inc. CHANNEL ESTIMATE ASPECTS FOR ORTHOGONAL TIME-FREQUENCY SPATIAL MODULATION FOR WIRELESS COMMUNICATIONS
EP3763050A4 (en) 2018-03-08 2021-11-24 Cohere Technologies, Inc. PLANNING MULTI-USER MIMO TRANSMISSIONS IN FIXED WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS
US11329848B2 (en) 2018-06-13 2022-05-10 Cohere Technologies, Inc. Reciprocal calibration for channel estimation based on second-order statistics
US11522600B1 (en) 2018-08-01 2022-12-06 Cohere Technologies, Inc. Airborne RF-head system
CN116405358B (zh) * 2023-04-26 2023-12-26 北京和德宇航技术有限公司 数据调制、数据传输方法、装置、设备及存储介质

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5166952A (en) * 1990-05-24 1992-11-24 Cylink Corporation Method and apparatus for the reception and demodulation of spread spectrum radio signals
CN1064494C (zh) * 1993-06-02 2001-04-11 罗克马诺尔研究有限公司 组合了扩频信号所有可用多径组件的瑞克接收机
US5446757A (en) * 1993-06-14 1995-08-29 Chang; Chen-Yi Code-division-multiple-access-system based on M-ary pulse-position modulated direct-sequence
US5654978A (en) * 1993-11-01 1997-08-05 Omnipoint Corporation Pulse position modulation with spread spectrum

Also Published As

Publication number Publication date
EP0715421A3 (en) 2000-06-14
DE69535544T2 (de) 2008-04-30
EP0715421A2 (en) 1996-06-05
US5623511A (en) 1997-04-22
DE69535544D1 (de) 2007-09-13
EP0715421B1 (en) 2007-08-01
JP3366794B2 (ja) 2003-01-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3366794B2 (ja) 遅延広がりの補償を備えたスプレッドスペクトル符号パルス位置変調受信機
US5596601A (en) Method and apparatus for spread spectrum code pulse position modulation
JP2556179B2 (ja) ダイバーシティ受信方式
FI113228B (fi) Kvantisoitu koherentti RAKE-vastaanotin
KR100814155B1 (ko) 시간 역전 시공 블록 송신기 다이버시티 인코딩을 하는코드 분할 다중 접속 무선 시스템
EP1289182A2 (en) Signal detection by a receiver in a multiple antenna time-dispersive system
JP4503442B2 (ja) 判定フィードフォーワード等化器システム及び方法
EP0332290A2 (en) Equaliser for radio receiver
JP3275079B2 (ja) 通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推定のための方法および装置
JP3443113B2 (ja) 無線受信装置及び無線受信方法
KR20000069434A (ko) 전송 매체 응답 추정을 이용하여 디지탈 심볼을 검출하기 위한 방법 및 장치
CN1147321A (zh) 直接序列cdma相干上行线路检测器
CN1128594A (zh) 在码分多址接收机中接收和解码通信信号的方法和设备
JP2011520403A (ja) データバーストのスペクトラム拡散符号化
US7158770B2 (en) Channel estimation method for a mobile communication system
KR20100114712A (ko) Ｉｅｅｅ 802.15.4 ｌｒ-ｗｐａｎ ｂｐｓｋ 수신기를 위한 비동기 검파 장치 및 방법
JPH08503831A (ja) 受信機における経路利得予測
AU5054598A (en) Method for calculating impulse response, and receiver
US20020114385A1 (en) Fast converging equalizer for a demodulator
WO2004049611A1 (ja) 遅延プロファイル推定装置及び相関器
US7003020B2 (en) Selection of multiple propagation paths by successive removal and detection of high autocorrelations
EP1128575B1 (en) Channel estimation in a diversity receiver by using concurrently transmitted training sequences
US6874096B1 (en) Apparatus and method for detecting packet arrival time
KR100747889B1 (ko) 주파수 영역 및 시간 영역의 상호 변환을 이용한 채널 추정장치 및 그 방법
JPH11127208A (ja) パイロットシンボル及び仮判定データシンボルを用いた同期検波方法及び移動体通信用受信装置及び干渉除去装置

Legal Events

Date Code Title Description
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20021002

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081101

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081101

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091101

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101101

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111101

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121101

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131101

Year of fee payment: 11

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees