DE69535544T2

DE69535544T2 - Empfänger für Spreizspektrumpulspositionsmodulation mit Laufzeitstreuungskompensation

Info

Publication number: DE69535544T2
Application number: DE69535544T
Authority: DE
Inventors: Israel Bar-David; Rajeev Hazlet Krishnamoorthy
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1994-11-28
Filing date: 1995-11-14
Publication date: 2008-04-30
Anticipated expiration: 2015-11-15
Also published as: EP0715421A3; EP0715421A2; US5623511A; DE69535544D1; EP0715421B1; JP3366794B2; JPH08265297A

Description

Die vorliegende Anmeldung steht mit der europäischen Patentanmeldung Nr. 95305906.0 in Beziehung.
ERFINDUNGSGEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung für Kommunikation mit Spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulation und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Empfangen und Decodieren eines über ein streuendes Übertragungsmedium übertragenen spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulierten Signals.
STAND DER TECHNIK
In vielen Kommunikationsanwendungen ist es häufig gewünscht oder erforderlich, das Frequenzspektrum eines übertragenen Signal um einen gegebenen Faktor zu spreizen. Beispielsweise ist in den Vereinigten Staaten das ISM-Frequenzband (Industrial, Scientific and Medical) traditionell für den Betrieb von industriellen, wissenschaftlichen und medizinischen Instrumenten reserviert gewesen. Seit kurzem hat jedoch die FCC (Federal Communications Commission) angezeigt, daß das ISM-Band unter gewissen Bedingungen für Kommunikationsanwendungen wie beispielsweise Ortsnetze (LAN – local area networks) genutzt werden könnte. Insbesondere erfordert die FCC, damit die Funktionsweise von industriellen, wissenschaftlichen und medizinischen Vorrichtungen nicht gestört werden, daß das Frequenzspektrum für Kommunikation im ISM-Band um einen Faktor von mindestens 10 gespreizt werden soll. Dies wird typischerweise durch Codieren jedes zu übertragenden Bits unter Verwendung eines vordefinierten Codeworts bzw. Musters erreicht, das aus mindestens 10 "Chips" bzw. "Signalelementen" besteht, die alle in dem normalerweise einem einzelnen Bit zugeteilten Zeitrahmen übertragen werden. Vom Institute for Electrical and Electronic Engineers ist ein Standard für Kommunikation im ISM-Band entwickelt worden, der den wohlbekannten Barker-Code mit einem definierten Muster von elf Chips, nämlich "00011101101" als Grund-Informationsträger nutzt. So kann der Barker-Code dazu benutzt werden, einen Wert einer binären "0" darzustellen und der Kehrwert des Barker-Codes kann zur Darstellung eines Wertes einer binären "1" benutzt werden oder umgekehrt. Dementsprechend wird für jeden übertragenen Elf-Chip-Barker-Code ein Informationsbit übermittelt.
Häufig wird durch solche Spreizspektrumsysteme die Bitrate durch Übertragen einer Anzahl von Bit während einer einzigen Bitdauer durch Verwenden von PSK-Modulation (phase-shift keying – Phasenumtastung) erhöht, wobei die Phase des Trägersignals verschoben wird, um Daten darzustellen. In einer Quadraturphasenumtastung (QPSK-)Implementierung werden Phasenverschiebungen in Mehrfachen von 90° benutzt. So können vier mögliche Signalzustände durch jede der vier Phasen dargestellt werden. Dementsprechend kann jedes Signalelement zwei Bit anstatt von einem darstellen.
Obwohl zusätzliche Gewinne in der Bitrate durch Erweitern dieser Phasenverschiebungsverfahren erreicht werden könnten, beispielsweise zur Übertragung von drei Bit pro Signalelement durch Bereitstellung von acht Phasenwinkeln, werden solche Verfahren gegenwärtig durch die Steigerung der Sendeleistung, die zum Erreichen einer zureichenden Fehlerratenleistung erforderlich sein würde, unpraktisch.
Zusätzlich weisen viele Übertragungsmedien wie beispielsweise drahtlose Funkkanäle für ein Ortsnetz eine Laufzeitstreuung des übertragenen Signals auf, die sich aus den unterschiedlichen Ankunftszeiten mehrfacher Signalkomponenten aufgrund von Mehrwegeausbreitung eine Laufzeitstreuung des übertragenen Signals auf. Aufgrund der Laufzeitstreuung können daher einige der Signalkomponenten eines übertragenen Spreizspektrumcodeworts in andere Chipstellen des gleichen oder benachbarter Symbole oder sogar in Chipstellen von Symbolen der Quadraturkanäle überlaufen und Verzerrung des empfangenen Signals bewirken.
Wenn die Laufzeitstreuung eines bestimmten Kanals Restkopplung zwischen den Signalen auf Quadraturkanälen während eines Symbolintervalls wie beispielsweise in der oben besprochenen QPSK-Implementierung veranlaßt, wird dies als ICI-Störung (interchip interference – Chip-Chip-Störung) bezeichnet. Chip-Chip-Störung befaßt sich mit dem symmetrischen schienenübergreifenden Effekt, den die Signale auf den Quadraturkanälen eines gegebenen Symbolintervalls aufeinander haben können. Zusätzlich kann die Laufzeitstreuung eines bestimmten Kanals auch Symbol-Symbol-Störung verursachen, wo die während eines Symbolintervalls übertragenen Spreizspektrumcodeworte die während eines oder mehrerer nachfolgender Symbolintervalle übertragenen Spreizspektrumcodeworte beeinflussen.
Wie aus der obigen Besprechung herkömmlicher Spreizspektrumkommunikationsverfahren ersichtlich ist, besteht ein Bedarf an einem spreizspektrumimpulspositionsmodulierten Empfänger, der die durch die Übertragungsmedien eingeführten Laufzeitstreuungen kompensiert. Insbesondere besteht ein Bedarf an einem Empfänger, der das übertragene spreizspektrumimpulspositionsmodulierte Signal beim Vorhandensein von Laufzeitstreuung decodiert und dabei den durch die Restkopplung zwischen den Signalen auf Quadraturkanälen für eine gegebene Symboldauer verursachten schienenübergreifenden bzw. Abweichungseinfluß berücksichtigt, wie auch den Einfluß von während eines oder mehrerer aufeinanderfolgender Symbolintervalle übertragenen Spreizspektrumcodeworte aufeinander.
In US-A-5 166 952 ist ein Spreizspektrumempfänger mit an in Digitalschaltungen implementierten, an Senderchipcodes angepaßten Filtern zusammen mit einer Digitalschaltung zur Erfassung und Verfolgung der Ankunftszeiten der Chipcodes offenbart. Die Digitalschaltungsimplementierungen werden für die nichtkohärente Demodulation von Impulspositions-Spreizspektrummodulationssignalen benutzt, wobei der Impuls ein durch einen Chipcode modulierter Träger ist und für die nichtkohärente Demodulation von mehreren Chipcodemodulationssignalen, wo jedes Informationssymbol durch einen von mehreren, einen Träger modulierenden Chipcodes dargestellt wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Eine Vorrichtung und Verfahren gemäß der Erfindung entsprechen den unabhängigen Ansprüchen. Bevorzugte Ausführungsformen entsprechen den abhängigen Ansprüchen.
Im allgemeinen benutzt gemäß einem Aspekt der Erfindung ein zur Verwendung in Frequenzspreizanwendungen geeignetes Kommunikationssystem Spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulationscodierung und übermittelt Informationen durch Modulieren der Polarität und Position der Mitte des übertragenen Spreizspektrumcodeworts innerhalb der Symboldauer.
Durch einen weiteren Aspekt der Erfindung wird ein spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulierter Empfänger bereitgestellt, der die Laufzeitstreuung eines Übertragungsmediums kompensiert. Laufzeitstreuung kann das Überlaufen von Signalkomponenten eines übertragenen Spreizspektrumcodeworts in Chipstellen benachbarter Symbole verursachen und dadurch Symbol-Symbol-Störung verursachen, oder in Chipstellen auf Quadraturkanälen eines gegebenen Symbolintervalls wie beispielsweise bei einer QPSK-Implementierung und damit Chip-Chip-Störung veranlassen.
Durch einen zusätzlichen Aspekt der Erfindung wird ein Empfänger zum Decodieren eines übertragenen spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulierten Signals beim Vorhandensein einer solchen Laufzeitstreuung bereitgestellt. Vom Empfänger wird ein versuchsmäßiger Symbolschätzer zum Abtasten der Ausgabe eines oder mehrerer, an die Spreizspektrumcodeworte und an die Laufzeitstreuungseigenschaften des Kommunikationskanals angepaßten Filters benutzt. Vom versuchsmäßigen Symbolschätzer wird jedem möglichen Symbolwert ein Gewicht zugewiesen unter Berücksichtigung des durch die Restkopplung zwischen den Signalen auf Quadraturkanälen für eine gegebene Symboldauer verursachten schieneüberquerenden bzw. Abweichungseinflusses.
Zusätzlich enthält der Empfänger eine Modensiebevorrichtung, die die durch den versuchsmäßigen Symbolschätzer zugewiesenen gewichteten Wert für jede Symbolschätzung auswertet. Von der Modensiebevorrichtung werden jedem Symbolwert Entschätzungen zugewiesen unter Berücksichtigung des Einflusses von während eines oder mehrerer aufeinanderfolgender Symbolintervalle übertragenen Codeworte aufeinander.
In einer alternativen Ausführungsform wird die Wirkung von Symbol-Symbol-Störung im versuchsmäßigen Symbolschätzer berücksichtigt, ehe irgendwelche möglichen Zustandswerte verworfen werden. In dieser Ausführungsform wird vom versuchsmäßigen Symbolschätzer die Ausgabe eines oder mehrerer, an die Spreizspektrumcodeworte und an die Laufzeitstreuungseigenschaften des Kommunikationskanals angepaßter Filter abgetastet. Vom versuchsmäßigen Symbolschätzer wird jedem möglichen Symbolwert unter Berücksichtigung des durch die Restkopplung zwischen den Signalen auf Quadraturkanälen für eine gegebene Symboldauer verursachten schienenüberquerenden oder Abweichungseinflusses wie auch des Einflusses von während eines oder mehrerer aufeinanderfolgender Symbolintervalle übertragenen Codeworte aufeinander jedem möglichen Symbolwert ein Gewicht zugewiesen. Danach werden von der Modensiebevorrichtung die durch den versuchsmäßigen Symbolschätzer zugewiesenen gewichteten Werte für jede Symbolschätzung zum Auswählen der Endschätzung für jeden Symbolwert mit dem größten Gewicht ausgewertet.
Ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung wie auch weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung wird durch Bezugnahme auf die ausführliche Beschreibung und Zeichnungen erlangt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist eine graphische Darstellung der Korrelationsfunktion am Ausgang eines angepaßten Filters für einen Elf-Chip-Barker-Code;
2 ist ein schematisches Blockschaltbild eines beispielhaften Spreizspektrumkommunikationssystems nach dem Stand der Technik;
3 ist eine graphische Darstellung der Modulation des Vorzeichens und der Lage der Hauptkeule bei angepaßter Filterung für einen Elf-Chip-Spreizspektrumcode;
4 ist ein schematisches Blockschaltbild eines beispielhaften spreizspektrumpositionsmodulierten Senders gemäß der vorliegenden Erfindung;
5 ist ein schematisches Blockschaltbild eines beispielhaften spreizspektrumpositionsmodulierten Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung;
6 ist ein schematisches Blockschaltbild eines beispielhaften spreizspektrumimpulspositionsmodulierten Empfängers mit Laufzeitstreuungskompensation gemäß eines Merkmals der vorliegenden Erfindung;
7a bis 7c sind schematische Blockschaltbilder der Präambelverarbeitung eines Trainingsimpulses zum Erzeugen einer Schätzung der Kanalantwort und der Autokorrelation eines übertragenen Impulses;
8 ist ein Flußdiagramm eines beispielhaften Kanalschätzers zur Verwendung durch den Kanalparameterschätzer der 6 bei der Berechnung der Schätzung der Kanalimpulsantwort;
9 ist ein Flußdiagramm eines beispielhaften Autokorrelators, der vom Kanalparameterschätzer der 6 bei der Berechnung der Autokorrelation eines übertragenen Signalimpulses benutzt werden kann;
10 ist eine graphische Darstellung der Chip-Chip- und Symbol-Symbol-Störung von aufeinanderfolgenden, in den I- und Q-Kanälen des Empfängers der 6 übertragenen Symbolen;
11 ist ein Flußdiagramm eines beispielhaften Abweichungsgliedberechners, der vom Kanalparameterschätzer der 6 bei der Berechnung der Abweichungskorrekturglieder B(1_a – 1_b) benutzt werden kann;
12 ist ein Flußdiagramm eines beispielhaften Trellis-Korrekturgliedberechners, der vom Kanalparameterschätzer der 6 bei der Berechnung der Trellis-Korrekturglieder G(i(k + 1), i(k)) benutzt werden kann;
13 ist ein Flußdiagramm einer beispielhaften Implementierung des versuchsmäßigen Symbolschätzers der 6;
14 ist eine graphische Darstellung eines Trellis mit den bewahrten Zuständen jedes übertragenen Symbols;
15 ist ein Flußdiagramm einer beispielhaften Implementierung der Modensiebevorrichtung der 6;
16a ist ein schematisches Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform der Modensiebevorrichtung der 6;
16b ist ein schematisches Blockschaltbild eines der Zustandsblöcke der Modensiebevorrichtung der 16a;
17 ist ein Flußdiagramm eines beispielhaften Endschätzungsauswählers, der von der Modensiebevorrichtung der 6 bei der Identifizierung der Endschätzung jedes übertragenen Symbols benutzt werden kann;
18 ist eine graphische Darstellung eines alternativen Trellis mit den bewahrten Zuständen jedes übertragenen Symbols gemäß dem alternativen versuchsmäßigen Symbolschätzer und der Modensiebevorrichtung der 19 bzw. 20;
19 ist ein Flußdiagramm einer alternativen Implementierung des versuchsmäßigen Symbolschätzers der 6; und
20 ist ein Flußdiagramm einer alternativen Implementierung der Modensiebevorrichtung der 6.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Die vorliegende Erfindung bietet ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Modulieren und Demodulieren eines Kommunikationssignals unter Verwendung von Spreizspektrumcodierung. Durch die vorliegende Erfindung werden herkömmliche Spreizspektrummodulationsverfahren dadurch verbessert, indem die Position des übertragenen Spreizspektrumcodes, der bei angepaßter Filterung die Position der Hauptkeule im Empfängereingang moduliert, ebenfalls moduliert wird. Auf diese Weise können pro Symboldauer zusätzliche Informationen übermittelt werden.
Wie schon angedeutet ist es häufig wünschenswert oder erforderlich, das Frequenzspektrum eines übertragenen Signals um einen Faktor n zu spreizen. Dies wird typischerweise durch Codieren jedes zu übertragenden Bits unter Verwendung eines vordefinierten Codeworts bzw. Musters erreicht, das aus n "Chips" bzw. "Signalelementen" besteht, die alle in dem normalerweise einem einzelnen Bit zugeteilten Zeitrahmen übertragen werden. In einer bevorzugten Ausführungsform, die häufig als Antipodencodierung bezeichnet wird, kann das vordefinierte Codewort zur Darstellung eines Wertes einer binären "0" benutzt werden und der Kehrwert des vordefinierten Codeworts kann zur Darstellung eines Wertes einer binären "1" benutzt werden. Als Alternative kann ein Informationsbit durch Auswahl aus einem von zwei vordefinierten Codeworten übermittelt werden.
Es ist eine Anzahl von aus aufeinanderfolgenden positiven und negativen Signalelementen bestehenden Spreizspektrumcodes entdeckt worden, die einmalige Eigenschaften aufweisen, durch die die Erkennung der übertragenen Informationen optimiert wird. Beispielsweise ist eine Anzahl wohlbekannter Spreizspektrumcodes von Barker, Neuman-Hofman und Williard entdeckt worden. Eine Besprechung dieser und anderer geeigneter Spreizspektrumcodes ist aus hing Zhan und S.W. Golomb, "Sixty Phase Generalized Barker Sequences" (Sechzig in der Phase verallgemeinerte Barker-Folgen) I.E.E.E. Trans. an Information Theory, Band 35, Nr. 4 (July 1989) ersichtlich.
Die bestimmten Muster für die Spreizspektrumcodes sind so gewählt, daß wenn das Muster am Ausgang eines an die Eigenschaften des ausgewählten Musters angepaßten Filters erkannt wird, die Amplitude der Hauptkeule viel größer als die Amplitude der Nebenkeulen ist. 1 zeigt die Ausgabe 10 eines angepaßten Filters für den wohlbekannten 11-Chip-Barker-Code, der ein Muster von "+++---+--+-" entsprechend einem Binärwert von "0" aufweist. Da die Amplitude der Hauptkeule 15 elfmal größer als die Amplitude in der Nebenkeule, wie beispielsweise der Nebenkeulen 21 und 23, ist, kann die Lage der Hauptkeule 15 selbst unter möglichen Polaritätsänderungen leicht identifiziert werden.
Dementsprechend wird wie in 2 gezeigt zum Übertragen von Daten unter Verwendung eines herkömmlichen Spreizspektrumkommunikationssystems 200 jedes von einem Sender 205 zu sendende Bit zuerst durch einen Spreizspektrumcodierer 210 codiert. Wenn daher der Codierer 210 als Barker-Codegenerator verkörpert ist und ein Binärwert von "1" zu übertragen ist, erzeugt der Codierer 210 ein Muster von "---+++-++-+", was der inverse Barker-Code ist. Dieses Informationssignal wird dann auf herkömmliche Weise vor Übertragung über ein Übertragungsmedium 230, das als herkömmliches oder drahtloses Telekommunikationsnetz verkörpert sein kann, vom Modulator 220 moduliert. Der Modulator 220 kann beispielsweise ein Modulationsverfahren benutzen, das jedes Codewort mit einer Sinusträgerwelle multipliziert, um die Signalfrequenz nach oben zur Trägerfrequenz hin zu verschieben. Auf diese Weise kann das ursprüngliche Signalspektrum in ein durch die FCC oder eine sonstige Regelungsorganisation zugeteiltes bestimmtes Frequenzband umgesetzt werden.
Bei Empfang des übertragenen Signals durch den Empfänger 240 wird die Frequenz des empfangenen Signals zuerst durch einen Demodulator 245 nach unten zum Basisbandsignal hin verschoben, wodurch das Signal in seine ursprüngliche Form vor der Modulation zurückverwandelt wird. Danach wird das empfangene Signal durch ein Filter 250 durchgegeben, das an die Eigenschaften des bestimmten Codeworts angepaßt ist. Von einer Entscheidungsvorrichtung 260 wird identifiziert, ob die den Hauptkeulen am Ausgang des angepaßten Filters 250 zugeordneten Spitzen einen positiven oder negativen Wert aufweisen. Eine positive Hauptkeule kann einen Binärwert von "0" anzeigen und eine negative Hauptkeule kann zur Anzeige eines Binärwertes von "1" benutzt werden.
Wie schon angedeutet werden herkömmliche Spreizspektrumsysteme die Bitrate häufig durch Übertragung einer Anzahl von Bit während einer einzelnen Symboldauer durch Verwendung von Phasenumtastungsmodulation (PSK – phase-shift keying) erhöhen, bei der die Phase des Trägersignals zur Darstellung von Daten verschoben wird. In einer QPSK-Implementierung (quadrature phaseshift keying – Quadratur-Phasenumtastung) werden Phasenverschiebungen in Mehrfachen von 90° benutzt. So können durch jede der vier Phasen vier mögliche Signalzustände dargestellt werden. Dementsprechend kann jedes Signalelement statt einem zwei Bit darstellen.
In einer herkömmlichen Spreizspektrumcodeimplementierung werden vier mögliche Signalzustände durch Modulieren von zwei orthogonalen Trägersignalen wie beispielsweise einer Sinus- und einer Kosinuswelle durch ein positives oder negatives Spreizspektrumcodewort erreicht. So kann die durch ein positives Codewort modulierte Sinuswelle einen Binärwert von "1" eines ersten Bits darstellen, und kann bei Modulation durch ein negatives Codewort einen Binärwert von "0" darstellen. Auf ähnliche Weise kann die durch ein positives Codewort modulierte gleichzeitig übertragene Kosinuswelle einen Binärwert von "1" eines zweiten Bits darstellen und bei Modulation durch ein negatives Codewort einen Binärwert von "0". So können pro Bit dauer zwei Informationsbit übermittelt werden.
Es ist zu bemerken, daß das kosinuswellenmodulierte Codewort häufig als das gleichphasige (I-)Signal (inphase signal) bezeichnet wird und das sinuswellenmodulierte Codewort häufig als das Quadratur-(Q-)Signal bezeichnet wird.
Nach einem Merkmal der vorliegenden Erfindung kann die mit Spreizspektrummodulationsverfahren erreichbare Informationsrate weiter durch Modulieren der Stellung der dem übertragenen Codewort zugeordneten Hauptkeule am Ausgang des angepaßten Filters gesteigert werden.
Nach der Darstellung in 1 wird beispielsweise der Elf-Chip-Barker-Code bei angepaßter Filterung eine Hauptkeule in Stellung sechs aufweisen, die ein Chip breit ist. So können durch Manipulation der Stellung der Hauptkeule bei angepaßter Filterung zusätzliche Informationen übermittelt werden, um an einer der anderen Chip-Stellungen zu erscheinen. Wenn die Stellung der Hauptkeule unter acht der Stellungen verändert wird, stehen acht Signalzustände zur Verfügung und es können damit drei zusätzliche Bit übermittelt werden. So wird ein Bit durch Erkennen des Vorzeichens der Hauptkeule übertragen und es werden drei zusätzliche Bit durch Erkennen der Stellung der Hauptkeule übermittelt, für insgesamt vier, pro Symboldauer übermittelte Bit.
Weiterhin können in einer Implementierung, wo das Codewort durch zwei orthogonale Trägersignale, beispielsweise eine Sinus- oder eine Kosinuswelle, wie oben besprochen, moduliert wird, damit insgesamt acht Bit übermittelt werden. Als Alternative kann eine Mehrzahl von unabhängig erzeugten Codeworten jeweils durch ein entsprechend unterschiedliches Trägersignal mit einer einmaligen Phase, Amplitude oder Frequenz moduliert werden. Es ist weiterhin zu bemerken, daß wenn ein Spreizspektrumcodewort mit mindestens 16 Chip benutzt wird, 16 Signalezustände zur Verfügung stehen, und damit vier zusätzliche Informationsbit für jedes Codewort durch Modulieren der Stellung der Hauptkeule unter 16 verfügbaren Stellungen übermittelt werden.
3 bietet eine graphische Darstellung der Modulation des Vorzeichens und der Stellung für ein Elf-Chip-Spreizspektrumcode unter Verwendung von zwei orthogonalen. Trägersignalen I und Q. Wie schon angedeutet wird in der beispielhaften Ausführungsform die Stellung der Hauptkeule manipuliert, um eine von acht verfügbaren Chip-Stellungen zu belegen. Dementsprechend kann die Hauptkeule des I-Signals positiv oder negativ sein und eine von acht Stellungen belegen. Auf ähnliche Weise kann die Hauptkeule des Q-Signals positiv oder negativ sein und eine von acht Stellungen belegen. Numerierungspunkte 310 und 320 werden in der 3 dazu benutzt, das Vorzeichen und die Stellung der I- und Q-Signale anzuzeigen. In der Darstellung der 3 ist das I-Signal positiv und befindet sich an Stellung eins, wie durch Numerierungspunkt 310 gezeigt, während das Q-Signal positiv ist und sich an der Stellung fünf befindet, wie durch Numerierungspunkt 320 gezeigt. Wie schon angedeutet kann die beispielhafte Ausführungsform zum Übermitteln von acht Informationsbit benutzt werden.
In einer, weiter unten besprochenen, Ausführungsform kann die Stellung der Hauptkeule bei angepaßter Filterung innerhalb der definierten Symboldauer durch Verzögern der Übertragung des Codewortes um eine positive oder negative Zeitperiode manipuliert werden. So sollte in einer Implementierung mit einem Elf-Chip-Codewort, wenn gewünscht wird, die Hauptkeule an Stellung acht anstatt der Stellung sechs zu positionieren, der natürlichen Stellung der Hauptkeule, der Codewortgenerator die Übertragung des Codewortes um 2/11 der Symboldauer verzögern. Wenn auf ähnliche Weise. gewünscht wird, die Hauptkeule an Stellung 2 anstatt der Stellung 6 zu positionieren, sollte der Codewortgenerator die Übertragung des Codeworts um 4/11 der Symboldauer vorverlegen.
Es ist zu bemerken, daß ein häufig vorkommendes Problem in vielen Übertragungsmedien die Laufzeitstreuung des übertragenen Signals ist, die sich aus den unterschiedlichen Ankunftszeiten der mehreren Signalkomponenten aufgrund von Mehrwegeausbreitung ergibt. Beispielsweise werden in einem drahtlosen Ortsnetz Signalkomponenten aufgrund von Mehrwegeausbreitung, die sich aus dem Abprall von Strahlen von Grenzen, wie beispielsweise Wänden und Fußböden, ergibt, unterschiedliche Ausbreitungszeiten aufweisen. Als Ergebnis ist es nicht ungewöhnlich, daß sich ein Mikrosekundenimpuls auf fünf Mikrosekunden ausbreitet.
Aufgrund der Laufzeitstreuung des empfangenen Signals können einige der Signalkomponenten einer Bitposition in andere Bitpositionen überlaufen und Symbol-Symbol-Störung verursachen (ISI – intersymbol interference). Die Auswirkungen von Laufzeitstreuung werden durch herkömmliche, weiter unten besprochene Entzerrungsverfahren minimiert, die dazu dienen, die Impulse in die ordnunggemäße Symbolzeit "hineinzuquetschen".
Auch ist zu bemerken, daß wenn die Übertragung eines Spreizspektrumcodewortes in bezug auf die Symboldauerperiode zum Modulieren der Stellung der Hauptkeule am Empfängerausgang gemäß der vorliegenden Erfindung verzögert wird, einige der Nebenkeulen tatsachlich in eine benachbarte Symboldauerperiode überlaufen können. Da jedoch die Amplituden der Nebenkeulen viel geringer sind als die Amplitude der Hauptkeule, ist die durch die Verfahren der vorliegenden Erfindung verursachte Störung der Nachbarsymbole vernachlässigbar in bezug auf die Störung, die sich aus herkömmlicheren Quellen wie beispielsweise der sich aus Mehrwegeausbreitung ergebenden Laufzeitstreuung ergibt.
Wenn darüber hinaus zusätzliche Chip-Positionen zur Verfügung stehen, die nicht zur Übermittlung von Informationen benutzt werden, wie beispielsweise in der beispielhaften Ausführungsform, wo nur acht der elf verfügbaren Chip-Positionen benutzt werden, dienen die zusätzlichen unbenutzten Stellungen als Schutzband oder Puffer für Zwecke der weiteren Minimierung von Symbol-Symbol-Störung.
4 ist eine beispielhafte Implementierung eines spreizspektrumpositionsmodulierten Senders 400 gemäß der vorliegenden Erfindung. In dem beispielhaften Sender 400 werden die vom Sender 400 zu sendenden Bit zuerst von einem Codierer 410 codiert. Für jedes zu übertragende 8-Bit-Wort wird vom Codierer 410 das Vorzeichen der I- und Q-Signale I_sgn und Q_sgn berechnet; anders gesagt ob die I- bzw. Q-Impulse positive oder negative Impulse aufweisen sollten. Zusätzlich wird vom Codierer 410 die Position der I- und Q-Signale I_pos und Q_pos berechnet. Es ist zu bemerken, daß in der bevorzugten Ausführungsform die Werte I_pos und Q_pos positive oder negative Zeitverzögerungswerte sein können und die Zeit anzeigen, zu der die jeweiligen unten besprochenen Spreizspektrumcodegeneratoren 420, 440 den Spreizspektrumcode bezüglich der Symboldauerperiode erzeugen sollten.
Der Codierer 410 und die Spreizspektrumcodegeneratoren 420, 440 arbeiten jeweils entsprechend den vom Taktgenerator 430 empfangenen Taktinformationen, der Taktimpulse wie zutreffend für das vorgewählte Spreizspektrumcodewort gemäß der Symboldauerperiode erzeugen wird. Insbesondere werden in der beispielhaften Ausführungsform vom Codierer 410 die acht zu übertragenden Datenbit für jede angezeigte Symboldauerperiode eingelesen.
Danach werden vom Codierer 410 die Werte I_sgn, Q_sgn, I_pos und Q_pos vorzugsweise Gray-codiert berechnet. Vom Codierer 410 wird vorzugsweise in jeder Koordinate Gray-codiert, so daß gegenüberliegende binäre Eingangsdatenfolgen Barkercodes mit entgegengesetzter Polarität zugeteilt werden. Wenn beispielsweise die folgenden Folgen der I-Position drei und Q-Position fünf zugeteilt werden, dann werden die folgenden Folgen wie folgt zugeteilt:

Binärfolge I-, Q-Polarität

00100100 +I, +Q

00100101 +I, –Q

00100110 –I, +Q

00100111 –I, –Q
Die Spreizspektrumcodegeneratoren 420, 440 werden den entsprechenden Zeitverzögerungswert, entweder I_pos oder Q_pos, empfangen und werden dann das Spreizspektrumcodewort gemäß dem berechneten Verzögerungswert bezüglich der Spreizspektrumsymbolabstandsmitte erzeugen. Auf diese Weise werden die Hauptkeulen der I und Q-Signale entsprechend verschoben, um die gewünschten Informationen zu übermitteln.
Die von den Spreizspektrumcodegeneratoren 420, 440 erzeugten zeitverschobenen Codeworte werden von den Mischern 445 und 450 mit den durch die Werte I_sgn bzw. Q_sgn angezeigten Polaritätswerten multipliziert. So werden betreffenderweise die Ausgaben der Mischer 445 und 450 die zwei informationsführenden Signale, anders gesagt die positiven oder negativen Werte des zeitverschobenen Spreizspektrumcodewortes sein.
Die informationsführenden Signale werden dann auf herkömmliche Weise vor der Übertragung durch den Modulator 455 moduliert. Der Modulator 455 kann beispielsweise ein Modulationsverfahren einsetzen, das das zeitverschobene Codewort des I-Signals unter Verwendung des Mischers 465 mit einer Kosinuswelle multipliziert und das zeitverschobene Codewort des Q-Signals unter Verwendung des Mischers 470 mit einer Sinuswelle multipliziert. Auf diese Weise werden die Signalfrequenzen der ursprünglichen Informationssignale nach oben zu der dem Trägeroszillator 460 zugeordneten Trägerfrequenz hinauf verschoben, der beispielsweise in einem durch die FCC oder eine sonstige Regulierungsbehörde zugeteilten bestimmten Frequenzband liegen kann.
Die modulierten I- und Q-Signale werden dann unter Verwendung eines Addierers 475 kombiniert, ehe sie die herkömmlichen HF-Stufen 480 durchlaufen, die zur Verstärkung der modulierten Signale dienen. Danach können die kombinierten modulierten I- und Q-Signale über ein Übertragungsmedium zu einem unten in Verbindung mit 5 besprochenen Empfänger 500 übertragen werden. Das Übertragungsmedium kann als drahtgebundenes oder drahtloses Telekommunikationsnetz verkörpert sein.
5 ist eine beispielhafte Implementierung eines spreizspektrumpositionsmodulierten Empfägers 500 gemäß der vorliegenden Erfindung. In dem beispielhaften Empfänger 500 durchläuft die Frequenz des empfangenen Signals zuerst HF- und ZF-Stufen 510, die zum Ausfiltern des Empfangssignals aus Nachbarkanal störungen und zum Verstärken des Empfangssignals dienen. Danach wird die Frequenz des Empfangssignals durch einen herkömmlichen Demodulator 520 zum Basisbandsignal hinabverschoben, um das Empfangssignal in seine Ursprungsform vor der Modulation zurückzuführen. In der beispielhaften Ausführungsform wird das I-modulierte Signal durch Multiplizieren desselben mit einer vom Trägeroszillator 530 erzeugten Kosinuswelle unter Verwendung des Mischers 525 zum Basisband zurückgeführt, um das zeitverschobene Codewort des I-Signals zu isolieren. Zusätzlich wird das Q-modulierte Signal durch Multiplizieren desselben mit einer Sinuswelle unter Verwendung des Mischers 535 zum Basisband zurückgeführt, um das zeitverschobene Codewort des Q-Signals zu isolieren. Das zeitverschobene Codewort des demodulierten I-Signals und das zeitverschobene Codewort des Q-Signals werden dann durch Spreizspektrum-Codedekorrelatoren 540 bzw. 545 durchgegeben. Die Spreizspektrumcodedekorrelatoren 540 und 545 sind auf bekannte Weise an das vorgewählte Codewort angepaßte Filter. So ist die Ausgabe der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 540 und 545 die Korrelationsfunktion jedes Signals ähnlich der in 1 dargestellten Korrelationsfunktion für einen Elf-Chip-Barker-Code. Aufgrund der Auswirkungen von Laufzeitstreuung können jedoch die Hauptkeule und Nebenkeulen über die den Barkercode-Nebenkeulen selbst eigene Streuung in die Zeitperiode eines Nachbarsymbols eingestreut sein.
Dementsprechend werden die I- und Q-Signale vorzugsweise durch komplexe Kanalkonditionierer 550 bzw. 555 konditioniert, die zum Kompensieren der Laufzeitstreuung der Kommunikationskanäle auf bekannte Weise dienen. Die komplexen Kanalkonditionierer 550 und 555 können als komplexe Entzerrer bekannter Art oder als Filter verkörpert sein, die an die bestimmten Laufzeitstreuungseigenschaften des Kommunikationskanals angepaßt sind, beispielsweise durch Messen des Kanalimpulses durch Verwendung eines Präambelsignals vor Übertragung der Daten.
Die konditionierten I- und Q-Signale I_c und Q_c können dann zur Kennzeichnung des Vorzeichens und der Position jeder Hauptkeule ausgewertet werden. In der beispielhaften Ausführungsform werden die acht Chip-Positionen der I- und Q-Signale, die zur Übermittlung von Informationen benutzt werden, vorzugsweise abgetastet und unter Verwendung von achtstelligen Registern 560 bzw. 565 gespeichert. So wird jede Stelle der Register 560, 565 den Amplitudenwert der entsprechenden Chip-Position der I- und Q-Signale enthalten.
Danach werden die an den Stellen der Register 560 und 565 gespeicherten Werte durch eine Entscheidungsvorrichtung 570 ausgewertet, um das Vorzeichen und die Position der Hauptkeulen der I- und Q-Signale zu erkennen und diese Informationen in das entsprechende Acht-Bit-Binärwort umzusetzen. In einer bevorzugten Ausführungsform wird von der Entscheidungsvorrichtung 570 das Vorzeichen und die Position der Hauptkeule der I- und Q-Signale durch Auswahl des größten gespeicherten Amplitudenwertes in jedem der Register 560 bzw. 565 identifiziert. Wie schon angedeutet übermittelt das Vorzeichen der Hauptkeule des I-Signals ein Bit und die Position der Hauptkeule übermittelt zusätzliche 3 Bit. Auf ähnliche Weise übermittelt das Vorzeichen der Hauptkeule des Q-Signals ein Bit und die Position der Hauptkeule übermittelt zusätzliche 3 Bit. So werden insgesamt acht Informationsbit übermittelt.
Es ist zu bemerken, daß, wenn Restkopplung zwischen den I- und Q-Signalen auftritt, die Kopplungskoeffizienten in einer komplizierteren Entscheidungsvorrichtung 570 berücksichtigt werden können.
Wie schon angedeutet weisen viele Übertragungsmedien Laufzeitstreuung des übertragenen Signals auf, die sich aus den unterschiedlichen Ankunftszeiten von mehreren Signalkomponenten aufgrund von Mehrwegeausbreitung ergibt. Aufgrund der Laufzeitstreuung können einige der Signalkomponenten einer Chipposition in anderen Chippositionen des gleichen oder von Nachbarsymbolen oder sogar in Chippositionen von Symbolen auf der gegenüberliegenden Schiene, anders gesagt auf den gegenüberliegenden I- oder Q-Kanal überlaufen und im Effekt einen Energieverlust im abgetasteten Signal veranlassen.
Wenn die Laufzeitstreuung eines bestimmten Kanals Restkopplung zwischen den I- und Q-Signalen eines gegebenen Symbolintervalls verursacht, wird dies als Chip-Chip-Störung (ICI – interchip interference) bezeichnet. Chip-Chip-Störung betrifft den symmetrischen schienenüberquerenden Effekt, den die I- und Q-Signale eines gegebenen Symbolintervalls aufeinander ausüben. Zusätzlich kann die Laufzeitstreuung eines bestimmten Kanals wie schon angedeutet auch Symbol-Symbol-Störung verursachen, wo die während eines Symbolintervalls übertragenen I- und Q-Spreizspektrumcodeworte die während eines oder mehrerer aufeinanderfolgender Symbolintervalle übertragenen I- und Q-Spreizspektrumcodeworte beeinflussen.
In der folgenden Besprechung wird das Korrekturglied für Chip-Chip-Störung, nämlich das schienenüberquerende Einfluß- oder Abweichungsglied mit B(1_a – 1_b) bezeichnet, wo 1_a und 1_b den Ort der Hauptkeulen bei angepaßter Filterung der I- bzw. Q-Spreizspektrumcodeworte bezeichnet. Zusätzlich wird durch das auch als das Trellis-Korrekturglied bezeichnete Korrekturglied für Symbol-Symbol-Störung der Einfluß auf ein Symbol i(k + 1) der vorhergehenden k Symbole {i(k), i(k – 1), ..., i(1)} quantifiziert und mit G(i(k + 1), {i(k), i(k – 1), ..., i(1)} bezeichnet. In der beispielhaften Ausführungsform wird angenommen, daß der Kanalspeicher nicht mehr als eine Symboldauer beträgt. Anders gesagt wird ein Symbol nur durch das vorhergehende Symbol beeinflußt und damit wird durch die Trelliskorrekturglieder G(i(k + 1), i(k)) der Einfluß auf das Symbol i(k + 1) des vorhergehenden Symbols i(k) quantifiziert. Obwohl ein Kanalspeicher mit einer Symboldauer eine ausreichende Funktion für die meisten streuenden Kommunikationssysteme bereitstellt, können die hier gezeigten und beschriebenen Ausführungsformen und Variationen leicht auf Kommunikationssysteme mit Kanalspeichern mit größerer Länge als eins erweitert werden, wie dem gewöhnlichen Fachmann auf Grundlage der hiesigen Offenbarung offenbar sein würde.
Es ist zu bemerken, daß in der beispielhaften Ausführungsform jedes Symbol i(k) acht Bit darstellt und durch die Position der Hauptkeulen 1_a und 1_b bei angepaßter Filterung der I- und Q-Spreizspektrumcodes wie auch die Polarität a und b der I- bzw. Q-Spreizspektrumcodes definiert wird. So ist in der beispielhaften Ausführungsform jedes Acht-Bit-Symbol i(k) durch (a, b, 1_a und 1_b) definiert.
6 ist eine beispielhafte Ausführungsform eines spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulierten Empfängers 600 mit Laufzeitstreuungskompensation gemäß der vorliegenden Erfindung. Ein spreizspektrumcodeimpulspositionsmoduliertes Signal ist als ein Signal definiert, das bei angepaßter Filterung die Polarität und Position der Hauptkeule eines Spreizspektrumcodewortes wie beispielsweise eines Barker-Codes oder eines orthogonalen impulspositionsmodulierten Signals anzeigt.
In dem beispielhaften Empfänger 600 durchläuft das empfangene Signal mit der Bezeichnung g(t) zuerst HF- und ZF-Stufen 610, die zum Filtern und Verstärken des Empfangssignals dienen. Es ist zu bemerken, daß das am Eingang der HF- und ZF-Stufen 610 empfangene Signal g(t) das komplexe Produkt der codierten Daten ist, nämlich der vom Sender 400 übertragenen positiven oder negativen positionsmodulierten Spreizspektrumcodeworte mit der Bezeichnung q(t) und der Schätzung der Impulsantwort des Übertragungskanals mit der Bezeichnung c(t). Um daher die übertragenen Daten zu decodieren, muß der Empfänger 600 das Empfangssignal g(t) mit der Konjugierten des Spreizspektrumcodeworts q(t)* und mit der Konjugierten der Kanalimpulsantwortschätzung c(t)* auf unten beschriebene Weise falten.
Es ist zu bemerken, daß die Konjugierte des Spreizspektrumcodewortes q(t)*, wie beispielsweise das Barker-Codewort, das gleiche wie das Codewort selbst ist, da das Codewort eine Menge von reellen Zahlen ist. Es ist weiterhin zu bemerken, daß in diesem Zusammenhang Spreizspektrumcodeworte nach Definition rein orthogonale impulspositionsmodulierte Signale enthalten, wobei die Hauptkeule des übertragenen Impulses bei angepaßter Filterung im Empfänger 600 eine gegebene Größe aufweist und jede der Nebenkeulen eine Größe annähernd gleich null aufweist, wie auch die quasi-orthogonalen Codeworte wie beispielsweise die oben besprochenen Barker-Codes.
Nachdem das Empfangssignal g(t) von den HF- und ZF-Stufen 610 verarbeitet worden ist, wird die Frequenz des Empfangssignals durch einen herkömmlichen Demodulator 620 nach unten ins Basisbandsignal verschoben, um das Empfangssignal in seine Ursprungsform vor der Modulation zurückzuführen. In der beispielhaften Ausführungsform wird das I-modulierte Signal durch Multiplizieren desselben mit einer durch den Trägeroszillator 630 erzeugten Kosinuswelle unter Verwendung des Mischers 625 ins Basisband zurückgeführt, um das zeitverschobene Codewort des I-Signals zu isolieren. Zusätzlich wird das Q-modulierte Signal durch Multiplizieren desselben mit einer Sinuswelle unter Verwendung des Mischers 635 ins Basisband zurückgeführt, um das zeitverschobene Codewort des Q-Signals zu isolieren.
Zum Implementieren der unten beschriebenen Digitalverarbeitung werden die demodulierten Basisbandsignale vorzugsweise durch einen (nicht gezeigten) Analog-Digitalwandler hindurchgeführt. Danach wird das demodulierte zeitverschobene Codewort des I-Signals und der zeitverschobene Codewort des Q-Signals dann durch Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640 bzw. 645 durchgeführt. Die Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640 und 645 sind auf bekannte Weise an das vorgewählte Codewort angepaßte Filter. Anders gesagt werden die Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640 und 645 das Basisbandsignal g/t) mit der Konjugierten des Spreizspektrumcodeworts, nämlich q(t)* falten. So wird die Ausgabe der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640 und 645 mit der Bezeichnung I_i bzw. Q_i die Korrelationsfunktion jedes Signals sein, ähnlich der in 1 dargestellten Korrelationsfunktion für einen Elf-Bit-Barker-Code. Aufgrund der Verzerrungseffekte des Kanals können jedoch Komponenten der I- und Q-Signale in die Zeitperiode benachbarter Symbole eingestreut werden und die I- und Q-Signale können einen schienenüberquerenden Einfluß aufeinander gehabt haben.
Nach einem Merkmal der vorliegenden Erfindung werden daher die I- und Q-Signale vorzugsweise vom Empfänger 600 zum Kompensieren der Laufzeitstreuung und anderer Effekte des Übertragungskanals verarbeitet. Zum Kompensieren des Energieverlusts des Empfangssignals aufgrund der Laufzeitstreuung und auch etwaiger durch den Kanal eingeführter Phasenverschiebungen enthält der Empfänger 600 vorzugsweise ein an die bestimmten Laufzeitstreuungseigenschaften des Kommunikationskanals angepaßtes Filter 660, das die zutreffende Energie auf eine unten in Verbindung mit 7 und 8 beschriebene Weise in jeden Abtastwert einsammelt. Ein Teil der für einen bestimmten Abtastwert vom kanalangepaßten Filter 660 aufgesammelten Energie wird jedoch in Wirklichkeit Chip-Chip- und Symbol-Symbolstörungen zuschreibbar sein.
Zum Kompensieren von Chip-Chip-Störung enthält der Empfänger 600 daher einen unten besprochenen zufallsmäßigen Symbolschätzer 670, der unter anderem die I_c- und Q_c-Signale am Ausgang des kanalangepaßten Filters 660 abtastet und jedem möglichen Symbolwert ein Gewicht zuweist, unter Berücksichtigung der unten als Abweichungsglied bezeichneten Menge B(l_a – l_b) der I- und Q-Signale eines gegebenen Symbols aufeinander. Abschließend enthält der Empfänger 600 zum Kompensieren von Symbol-Symbol-Störungen eine unten besprochene Modensiebevorrichtung 680, die unter anderem die vom versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 bestimmten gewichteten Werte jeder Symbolschätzung auswertet und jedem Symbolwert unter Berücksichtigung des Einflusses G(i(k + 1), i(k)) benachbarter Symbole aufeinander Endschätzungen zuweist.
Zum Auswerten der Eigenschaften des Übertragungskanals enthält jedes übertragene Paket zusätzlich zu der Datenfolge vorzugsweise eine Trainingsfolge mit vordefinierter Länge. Obwohl die Kanalschätzung c(t) aus einem einzigen übertragenen Impuls erhalten werden kann, ist zu bevorzugen, daß die Trainingsfolge lang genug ist, um eine genaue Bewertung der Kanaleigenschaften bereitzustellen und die Auswirkungen des additiven Rauschens zu lindern.
In einer bevorzugten Ausführungsform kann die Trainingsfolge durch einen Kanalparameterschätzer 650 analysiert werden, um eine Anzahl von Parametern abzuleiten, die die Laufzeitstreuung des Kanals kompensieren. Vorzugsweise wird vom Kanalparameter schätzer 650 die Kanalschätzung c(t) berechnet, die Phasenverschiebungen und die durch den Kanal verursachte Amplitudenverzerrung kompensiert; die Abweichungskorrekturglieder B(l_a – l_b), die Chip-Chip-Störungen kompensieren; und die Trellis-Korrekturglieder G(i(k + 1), i(k)), die Symbol-Symbol-Störungen kompensieren. In einer Erweiterung dieser Ausführungsform kann der Kanalparameterschätzer 650 weiterhin auch die eigentliche Datenfolge überwachen, um die berechneten Kompensationsparameter c(t), B(l_a – l_b) und G(i(k + 1), i(k)) durch das gesamte Datenpaket hindurch zu aktualisieren.
Während der Trainingsfolge werden vom Kanalparameterschätzer 650 die von den Symbolkorrelatoren 640, 645 über Datenverbindungen 646 bzw. 648 empfangenen korrelierten Basisbandsignale I_i und Q_i angenommen. Danach werden vom Kanalparameterschätzer 650 die Kanalparameter aus der Folge von I_i- und Q_i-Werten über die gesamte Dauer der Trainingsfolge hinweg geschätzt. Vom Kanalparameterschätzer 650 wird dann die berechnete Kanalschätzung C(t) an das kanalangepaßte Filter; die Abweichungskorrekturglieder B(l_a – l_b) an den versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 und die Trellis-Korrekturglieder G(i(k + 1), i(k)) an die Modensiebevorrichtung 680, wie in 6 dargestellt, mittels der Datenverbindung 662 weitergegeben.
Der Kanalparameterschätzer 650 enthält vorzugsweise einen unten in Verbindung mit 8 besprochenen Kanalschätzer 652 zum Berechnen der Kanalschätzung c(t). Zusätzlich enthält der Kanalparameterschätzer 650 vorzugsweise einen unten in Verbindung mit der 9 besprochenen Autokorrelator 654 zum Berechnen einer Autokorrelationsfunktion, die bei der Berechnung der Abweichungskorrekturglieder B(l_a – l_b) und der Trellis-Korrekturglieder G(i(k + 1), i(k)) benutzt wird. Auch enthält der Kanalparameterschätzer 650 vorzugsweise einen unten in Verbindung mit der 11 besprochenen Abweichungsgliedrechner 656 zum Berechnen der Abweichungskorrekturglieder B(l_a – l_b). Abschließend enthält der Kanalparameterschätzer 650 vorzugsweise auch einen unten in Verbindung mit der 12 besprochenen Trellis-Korrekturgliedrechner 658 zum Berechnen der Trellis-Korrekturglieder G(i(k + 1), i(k)).
Vom kanalangepaßten Filter 660 wird die vom Kanalparameterschätzer 650 berechnete Kanalschätzung c(t) mittels der Datenverbindung 662 empfangen. Wie weiter unten in Verbindung mit der 7 besprochen kompensiert das kanalangepaßte Filter 660 alle durch die Laufzeitstreuung des Kanals verursachten Phasenverschiebungen oder Amplitudenverzerrung durch Falten der korrelierten Empfangssignale I_i und Q_i mit der Kanalschätzung c(t).
Auf diese Weise werden vom kanalangepaßten Filter 660 die korrelierten Signale I_i und Q_i, die während der Übertragung der Datenfolge ankommen, verarbeitet, nachdem die Trainingsfolge vom Kanalparameterschätzer 650 verarbeitet worden ist, und die Daten des angepaßten Filters I_c und Q_c erzeugt.
Vom versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 werden danach die Daten des angepaßten Filters I_c und Q_c über alle Chip-Positionen in einer gegebenen Symbolperiode analysiert, um eine versuchsmäßige Entscheidung über das übertragene Symbol zu treffen. Wie schon vordem angedeutet übermittelt in der beispielhaften Ausführungsform jedes übertragene Symbol acht Informationsbit durch Modulieren der Polarität a und b und Position l_a und l_b der übertragenen I- bzw. Q-Spreizspektrumcodes. Es gibt daher 2⁸ bzw. 256 mögliche Signalzustände.
Vom versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 wird die Wahrscheinlichkeit jedes der 256 möglichen Signal zustände bzw. Modi für ein bestimmtes Symbol ausgewertet und jedem Modus auf einer unten in Verbindung mit der 13 beschriebene Weise ein Gewicht zugewiesen. In einer Ausführungsform basiert das jedem Modus zugewiesene Gewicht auf zwei Faktoren, nämlich den für das jeweilige Symbol gemessenen abgetasteten I_c- und Q_c-Werten und den im Kanalparameterschätzer 650 über die Datenverbindung 662 empfangenen im voraus berechneten Abweichungsgliedern B(l_a – l_b). Obwohl vom theoretischen Maximum-Likelihood-Folgenschätzer ein alle 256 möglichen Zustände der Wahrscheinlichkeitsfunktion umfassender untragbar komplexer Trellis vorgeschrieben worden ist, hat sich herausgestellt, daß eine geringe Anzahl von Modi wie beispielsweise drei oder vier aus den den 256 möglichen Zuständen zufriedenstellende Ergebnisse bieten und ein tragbares Niveau von Rechenkomplexität bewahren. In der beispielhaften Ausführungsform werden die vier höchsten gewichteten Modi unterhalten und als Multimodenschätzungen oder bewahrte Zustände bezeichnet.
Die verbleibenden Multimodenschätzungen oder bewahrten Zustände werden mittels der Datenverbindung 664 an die Modensiebevorrichtung 680 weitergeleitet. Von der Modensiebevorrichtung 680 werden die gewichteten Multimodenschätzungen auf eine unten in Verbindung mit 14 bis 16 besprochene Weise ausgewertet, um jedem Symbolwert unter Verwendung eines unten in Verbindung mit der 17 besprochenen Endschätzungswählers 684 die Endschätzungen zuzuweisen. Von der Modensiebevorichtung 680 wird der Einfluß G(i(k + 1), i(k)) benachbarter Symbole aufeinander bei der Zuweisung der Endschätzungen berücksichtigt. Die Trelliskorrekturglieder G(i(k + 1), i(k)) werden vom Kanalparameterschätzer 650 mittels der Datenverbindung 662 empfangen.
Zusätzlich enthält der Empfänger 600 eine Synchronisations- und Takteinheit 690 zum Erzeugen der notwendigen Taktinformationen. Vorzugsweise empfängt die Synchronisations- und Takteinheit 690 die korrelierten Daten I_i und Q_i mittels der Datenverbindungen 646 bzw. 648 zum Ableiten der Chip- und Symboltaktinformationen auf bekannte Weise.
DARSTELLUNG DER PRÄAMBELVERARBEITUNG
Wie schon angedeutet benutzt der Empfänger 600 ein kanalangepaßtes Filter 660 zum Kompensieren aller durch die Laufzeitstreuung des Kanals verursachten Phasenverschiebungen oder Amplitudenverzerrung. Wenn wie in 7a gezeigt ein einzelner Impuls 732 von einem Sender 710 zu einer Zeit t₀ übertragen wurde, könnte die Laufzeitstreuung des Übertragungsmediums 715 die Zerstreuung der Energie des Impulses 732 verursachen. Beispielsweise könnte das am Empfänger 720 empfangene Signal aus einem primären Impuls 734 mit einer zur Zeit t₀ empfangenen Energie e₀ bestehen, während ein Echoimpuls 736 mit einer Energie e₁ zur Zeit t₁ empfangen wird. Es ist zu bemerken, daß wenn ein abgetasteter Impuls wie beispielsweise der Impuls 734 oder 736 eine gemessene Energie wie beispielsweise e₀ bzw. e₁ aufweist, die Amplitude des Impulses zur Quadratwurzel der Energie proportional ist. So weist der Impuls 734 eine zur Quadratwurzel von e₀ proportionale Amplitude a₀ auf und der Impuls 736 weist eine zur Quadratwurzel von e₁ proportionale Amplitude a₁ auf.
Wie wohlbekannt ist erlaubt die Übertragung eines einzelnen Impulses auf diese Weise die Berechnung der Kanalschätzung c(t) und der Autokorrelationsfunktion L(t). In einer wirklichen Implementierung wird jedoch bevorzugt, daß die Kanalschätzung c(t) und die Autokorrelationsfunktion L(t) auf Grundlage der Übertragung einer Anzahl von Impulsen berechnet werden, um die Auswirkungen des additiven Rauschens zu mitteln.
Es ist zu bemerken, daß das Empfangssignal im allgemeinen ein komplexes Signal mit sowohl reellen als auch imaginären Komponenten ist. So könnte sich herausstellen, daß die zur Zeit t₀ gemessene Energie e₀ zufallsmäßig unter den I- und Q-Kanälen verteilt ist. Dementsprechend würde die entsprechende Amplitude a₀ eine im I-Kanal zur Zeit t₀ gemessene reelle Komponente Re{a₀} und eine im Q-Kanal zur Zeit t₀ gemessene imaginäre Komponente Im{a₀} aufweisen, so daß die Summe der Quadrate (Re{a₀}² + Im{a₀}²) zur Energie e₀ proportional ist.
Das ausführlicher in 7b dargestellte kanalangepaßte Filter 660 erzeugt Kanalschätzungskoeffizienten c(t) auf bekannte Weise für jede Komponente der Kanalimpulsantwort. Da das dem einzelnen übertragenen Impuls 732 entsprechende Empfangssignal im gegenwärtigen Beispiel aus zwei Komponenten besteht, nämlich dem Impuls 734 zur Zeit t₀ und einem Echoimpuls 736 zur Zeit t₁, wird die Kanalschätzung zwei Komponenten c₀ und c₁ aufweisen. Der Kanalkoeffizient c₀ 740 wird einen Wert gleich der Konjugierten der Amplitude des zur Zeit t₀ gemessenen Impulses aufweisen, während der Kanalkoeffizient c₁ 745 einen Wert gleich der Konjugierten der Amplitude des zur Zeit t₁ gemessenen Impulses aufweisen wird.
Wenn ein Einzelimpuls 732 übertragen wird, wird vom kanalangepaßten Filter 660 die Autokorrelation des übertragenen Impulses erzeugt. Nach der Darstellung in 7c ist zur Zeit t_₁ der einzige zu einem Kanalkoeffizienten 740, 745 ausgerichtete Impuls der auf den Koeffizienten c₁ 745 des kanalangepaßten Filters 660 ausgerichtete Impuls 734. So ist die Autokorrelation L(t) zur Zeit t_₁ das komplexe Produkt von c₁ und a₀. Auf ähnliche Weise ist der Impuls 734 zur Zeit t₀ auf den Koeffizienten c₀ 740 ausgerichtet und der Impuls 736 ist auf den Koeffizienten c₁ 745 ausgerichtet. So ist die Autokorrelation L(t) zur Zeit t₀ das komplexe Produkt von c₀ und a₀ zuzüglich des komplexen Produkts von c₁ und a₁. Abschließend wird der Impuls 736 zur Zeit t₁ auf den Koeffizienten c₀ 740 ausgerichtet sein. Es ist zu bemerken, daß im vorliegenden Beispiel a₁ null ist. So ist die Autokorrelation L(t) zur Zeit t₁ das komplexe Produkt von c₀ und a₁.
Wenn beispielsweise das Übertragungsmedium 715 der 7a ein reeller Kanal ohne irgendwelche komplexe Komponenten ist und der einzelne übertragene Impuls 732 eine Energie mit Größe eins zur Zeit t₀ aufweist, dann kann das Empfangssignal aus einem Impuls 734 zur Zeit t₀ mit einer Energie e₀ von 0,64 und einem Echoimpuls 736 zur Zeit t₁ mit einer Energie e₁ von 0,36 bestehen. Dementsprechend beträgt die entsprechende Amplitude a₀ des Impulses 734 0,8 und die entsprechende Amplitude a₁ des Echoimpulses 736 beträgt 0,6. Auf ähnliche Weise würden die Kanalkoeffizienten c₀ und c₁ daher ebenfalls 0,8 bzw. 0,6 betragen, da die Amplituden a₀ und a₁ reelle Zahlen sind.
So würde die Autokorrelation L(t) für den übertragenen Einzelimpuls 732 mit Größe eins im gegenwärtigen Beispiel einen Wert von 0,48 zur Zeit t_₁ (c₁a₀); einen Wert von 1,0 zur Zeit t₀ (c₀a₀ + c₁a₁) und einen Wert von 0,48 zur Zeit t₁ (c₀a₁) aufweisen. Wie erwartet besitzt die Autokorrelationsfunktion ihren Höchstwert 1, wenn das Empfangssignal auf die Kanalkoeffizienten 740, 745 ausgerichtet ist, nämlich zur Zeit t₀.
Konzeptmäßig zeigt die Autokorrelation L(t) an, wie die Laufzeitstreuung des Übertragungsmediums 715 zu berücksichtigen ist. Obwohl nur ein Einzelimpuls 732 mit Größe eins zur Zeit t₀ übertragen wurde, besaß die Ausgabe des kanalangepaßten Filters 660 einen Wert von 0,48 zur Zeit t_₁ und zur Zeit t₁ zusätzlich zu dem Erwartungswert von 1,0 zur Zeit t₀. So muß im vorliegenden Beispiel für jeden übertragenen Impuls ein Wert von 0,48 in jedem Zeitschlitz vor und nach einem übertragenen Impuls abgezogen werden. Es ist zu bemerken, daß definitionsgemäß die Autokorrelationsfunktion symmetrisch ist und daher L(–1) = L(1), da im vorliegenden Fall L(1) reell ist.
Natürlich würde das übertragene Signal im Betrieb nicht ein einzelner übertragener Impuls sondern statt dessen eine Reihe von übertragenen Impulsen sein. Dementsprechend kann die Amplitude oder für einen gegebenen Zeitmoment gemessene Energie einem oder mehreren Impulsen zuschreibbar sein. Es ist zu bemerken, daß das folgende Beispiel die Konzepte von Laufzeitstreuung und Autokorrelation darstellt und kein Beispiel der bevorzugten Ausführungsform ist, wo nur ein Einzelimpuls auf einem gegebenen Quadraturkanal während jedes Symbolintervalls übertragen werden würde. Zur Erläuterung nehme man an, daß ein ersten Impuls mit Größe eins zur Zeit t₀ übertragen wurde und ein zweiter Impuls mit Größe eins danach im nachfolgenden Chip-Intervall zur Zeit t₁ übertragen wurde. So würde das Empfangssignal aufgrund der Kanalimpulsantwort aus folgenden Komponenten bestehen:
t₀: a₀ = 0,8 (Primärkomponente des ersten Impulses)
t₁: a₁ = 1,4 = 0,6 (Echo des ersten Impulses) + 0,8 (Primärkomponente des zweiten Impulses)
t₂: a₂ = 0,6 (Primärkomponente des zweiten Impulses)
So würde die Ausgabe des kanalangepaßten Filters 660 einen Wert von 0,48 zur Zeit t_₁ (c₁a₀); einen Wert von 1,48 zur Zeit t₀ (c₀a₀ + c₁a₁); einen Wert von 1,48 zur Zeit t₁ (c₀a₁ + c₁a₂) und einen Wert von 0,48 zur Zeit t₂ (c₀a₂) aufweisen. Wie weiter unten besprochen ist die Auswirkung auf den ersten Impuls zur Zeit t₀ von dem im nachfolgenden Zeitschlitz t₁ übertragenen zweiten Impuls die Autokorrelation L(–1). So muß im vorliegenden Beispiel 0,48 von der gemessenen Amplitude a₀ zur Zeit t₀ abgezogen werden. Auf ähnliche Weise ist die Auswirkung auf den zweiten Impuls zur Zeit t₁ von dem ersten vorhergehenden Zeitschlitz t₀ übertragenen Impuls die Autokorrelation L(1). So muß in vorliegenden Beispiel 0,48 von der gemessenen Amplitude a₁ zur Zeit t₁ abgezogen werden.
Wie schon angedeutet werden vom versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 und der Modensiebevorrichtung 680 die Daten des angepaßten Filters I_c und Q_c am Ausgang des kanalangepaßten Filter 660 analysiert, um die Endschätzungen der übertragenen Werte unter Berücksichtigung der Auswirkungen von Chip-Chip- und Symbol-Symbol-Störungen zu identifizieren. Wie unten besprochen sind die Korrekturglieder für Chip-Chip- und Symbol-Symbol-Störung, nämlich B(l_a – l_b) und G(i(k + 1), i(k)) beide aus der Autokorrelationsfunktion L(t) abgeleitet.
BERECHNUNGEN DER TRAININGSFOLGE
Wie schon angedeutet enthält der Kanalparameterschätzer 650 vorzugsweise einen Kanalschätzer 652 zum Berechnen der Kanalschätzung c(t). Obwohl es viele wohlbekannte Verfahren zum Schätzen der Kanalimpulsantwort. gibt, ist in der 8 ein bevorzugtes Kanalschätzungsverfahren dargestellt.
In den Kanalschätzer 652 wird wie in 8 gezeigt während des Schritts 800 eingetreten. Jeder der Kanalschätzungswerte c(0) bis c(10) im Darstellungsbeispiel werden vorzugsweise im Schritt 805 auf null initialisiert. Danach wird im Schritt 810 ein Zähler k auf null gesetzt. Der Zähler k wird zum Inkrementieren jedes Symbols in der Trainingsfolge jedes übertragenen Pakets benutzt.
Wie schon angedeutet wird der Kanalschätzungsvektor c vorzugsweise über eine genügend lange Trainingsfolge gemittelt, um die Auswirkung des additiven Rauschens zu lindern. Die Kanalschätzung wird vom Kanalparameterschätzer 650 durch Berechnen der Ausgaben I_i und Q_i der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640 bzw. 645 berechnet. In der nachfolgenden Besprechung werden die Ausgaben der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 als v bezeichnet, wobei v durch folgenden Gleichung definiert wird: v = Ii + jQi.
Da zusätzlich die Ausgabe der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 die Autokorrelationsfunktion des Spreizspektrumcodeworts q ist, dann kann in Abwesenheit von Rauschen der Vektor v auch durch folgenden Gleichung definiert werden: v = q*c,wobei das Symbol * Faltung andeutet. Es ist zu bemerken, daß aufgrund der Beschaffenheit der Autokorrelationsfunktion die Autokorrelation für ein Spreizspektrumcodewort mit einer Länge n eine Länge von (2n – 1) aufweist.
So wird in der beispielhaften Ausführungsform, wo das Spreizspektrumcodewort ein Elf-Chip-Barker-Code ist, die Barker-Code-Autokorrelation jedes Codewortes eine Länge von 21 Chip aufweisen. Dementsprechend werden bei Betrachtung der Ausgabe der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 drei aufeinanderfolgende Barker-Codes überlappen. Wenn der Kanal keine Verzerrung eingeführt hätte, würde die zusammengesetzte Ausgabe der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 für drei aufeinanderfolgende Barker-Codes mit positiver Polarität jeweils mit ihrer Hauptkeule in der mittleren Chipposition folgende Abtastwerte aufweisen:
–1 –1 –1 11 –1 –1 –1 –1 –1 –1 –1 –1 –1 –1 11 –1 –1 –1 –1 –1 –1 –1 –1 –1
Wo die Trainingsfolge daher aus nur Einsen besteht und keine Kanalverzerrung besteht, läßt sich die Ausgabe der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 folgendermaßen als eine "Barker"-Matrix β ausdrücken:
In einer wirklichen Implementierung, wo der Kanal das übertragene Signal verzerrt, läßt sich die Ausgabe v, ein Vektor a, der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 in der Abwesenheit von Rauschen natürlich wie folgt ausdrücken: v = βc.
Um die Schätzung der Kanalimpulsantwort c zu erhalten, läßt sich obige Gleichung wie folgt abändern: c = β–1v.
Die inverse Barker-Matrix β^–1 kann leicht ausgewertet und in einer Nachschlagetabelle gespeichert werden und erlaubt damit die Berechnung der Kanalschätzung sobald die abgetasteten Ausgaben v der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 erhalten worden sind. Beispielsweise läßt sich die inverse Barker-Matrix β^–1 für eine aus Barker-Codes mit nur positiver Polarität bestehende Trainingsfolge wie folgt ausdrücken:
Wenn daher die Trainingsfolge aus Barker-Codes mit nur positiver Polarität besteht, läßt sich die Kanalschätzung c wie folgt ausdrücken:
Wenn die Polaritäten der drei aufeinanderfolgenden Barker-Codes nicht alle positiv sind, dann sollten die Vorzeichen der Hauptdiagonalen in der Barker-Matrix entsprechend geändert werden. Wenn beispielsweise drei aufeinanderfolgende Barker-Codes mit folgenden Polaritäten übertragen wurden, nämlich negativ, positiv, positiv, dann würde die zusammengesetzte Ausgabe der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 in der Abwesenheit von Rauschen für die drei überlappenden Symbole folgende Abtastwerte aufweisen:
... –1 +1 –1 +1 –1 +1 –1 +1 –1 +1 11 –1 –1 –1 –1 –1 –1 –1 –1 –1 –1
Es ist von Bedeutung, daß aus dieser Ausgangsreihe zu bemerken ist, daß die geradzahligen Nebenkeulen stets die entgegengesetzte Polarität der Hauptkeule aufweisen werden, ungeachtet der jeweiligen Polaritäten der drei aufeinanderfolgenden Symbole.
Im allgemeinen gibt es vier mögliche Fälle, wenn man die möglichen Polaritätskombinationen der drei aufeinanderfolgenden Barker-Codes betrachtet. Wenn erstens die ersten und letzten Symbole in den drei aufeinanderfolgenden Symbole die gleiche Polarität aufweisen und das mittlere Symbol eine entgegengesetzte Polarität aufweist, als Fall 00 bezeichnet, dann werden alle ungeradzahligen Nebenkeulen eine entgegengesetzte Polarität zur Hauptkeule aufweisen. Wenn zweitens das erste Symbol in den drei aufeinanderfolgenden Symbolen einer entgegengesetzten Polarität vom mittleren und rechten Symbol aufweist, als Fall 0s bezeichnet, dann werden die ungeradzahligen Nebenkeulen der linken eine entgegengesetzte Polarität zur Hauptkeule aufweisen, während die ungeradzahligen Nebenkeulen auf der rechten die gleiche Polarität wie die Hauptkeule aufweisen. Wenn drittens das dritte Symbol in den drei aufeinanderfolgenden Symbolen eine entgegengesetzte Polarität vom mittleren und linken Symbol aufweist, als Fall s0 bezeichnet, dann werden die ungeradzahligen Nebenkeulen auf der Linken die gleiche Polarität wie die Hauptkeule aufweisen, während die ungeradzahligen Nebenkeulen auf der Rechten eine entgegengesetzte Polarität zur Hauptkeule aufweisen. Wenn abschließend alle drei Symbole in den drei aufeinanderfolgenden Symbolen die gleiche Polarität aufweisen, als Fall ss bezeichnet, dann werden alle ungeradzahligen Nebenkeulen die gleich Polarität wie die Hauptkeule aufweisen.
Es gibt daher vier mögliche Werte für die Barker-Matrix, die jeweils einer der möglichen Polaritätskombinationen der drei aufeinanderfolgenden Barker-Codes entsprechen, nämlich β⁽⁰⁰⁾, β^(0s), β^(s0) und β^(ss). So läßt sich die Ausgangsgleichung für die Ausgabe der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 in der Abwesenheit von Rauschen wie folgt ausdrücken:
β⁽⁰⁰⁾c = v⁽⁰⁰⁾;
β^(0s)c = v^(0s);
β^(s0)c = v^(s0);
β^(ss)c = v^(ss).
Wie in 8 dargestellt wird daher unter Verwendung von Kenntnis der vordefinierten übertragenen Trainingsfolge die Polarität des aktuellen Symbols k mit der Polarität der vorhergehenden und nachfolgenden Symbole im Schritt 815 verglichen, um die relativen Polaritäten der drei aufeinanderfolgenden Symbole zu identifizieren. Die relativen Polaritäten werden zur Klassifizierung der aktuellen Drei-Symbol-Folge in einem der oben beschriebenen Fälle 00, 0s, s0, ss benutzt, um die zutreffende inverse Barker-Matrix β^–1 zur Verwendung bei der Kanalschätzungsberechnung zu identifizieren.
Danach wird die zutreffende inverse Barker-Matrix β^–1 im Schritt 820 mit dem Vektor v(k) multipliziert, um die Kanalimpulsantwort für das. aktuelle Symbol k bereitzustellen, wobei v(k) die abgetasteten Ausgaben der Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 für die aktuelle Symboldauer darstellt. Die im Schritt 820 berechnete Kanalimpulsantwort für das aktuelle Symbol k wird dann im Schritt 825 der Gesamt-Kanalschätzung c hinzugefügt, um die Kanalschätzung über die gesamte Trainingsfolge zu mitteln.
Im Schritt 840 wird eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob der Wert des Trainingssymbolzählers k größer gleich einer Variablen K_T ist, die die vordefinierte Anzahl von Trainingssymbolen in jedem übertragenen Paket ist. Wenn im Schritt 820 bestimmt wird, daß der Wert des Trainingssymbolzählers k nicht größer gleich K_T ist, dann wird der Wert des Symbolzählers k im Schritt 845 erhöht und Programmsteuerung kehrt zum Schritt 815 zurück, um die übrigen Trainingssymbole im aktuellen übertragenen Paket zu verarbeiten.
Wenn jedoch im Schritt 840 bestimmt wird, daß der Wert des Trainingssymbolzählers k größer gleich K_T ist, dann sind alle Trainingssymbole im aktuellen übertragenen Paket ausgewertet worden und die Programmsteuerung schreitet zum Schritt 860 fort, wo die Programmausführung endet.
Wie oben angedeutet enthält der Kanalparameterschätzer 650 vorzugsweise einen Autokorrelator 654 zum Berechnen der Autokorrelation L(v) der Empfangsfolge g, wobei v hier zur Anzeige der Chip-Position benutzt wird. Wie oben angedeutet wird die Autokorrelationsfunktion L(v) bei der Berechnung der Abweichungskorrekturglieder B(l_a – l_b) und der Trellis-Korrekturglieder G(i(k + 1), i(k)) benutzt.
Obwohl es viele wohlbekannte Verfahren zur Berechnung der Autokorrelation einer Empfangsfolge gibt, ist in 9 ein bevorzugtes Verfahren zum Berechnen der Autokorrelationsfunktion dargestellt. Wie schon angedeutet wird die Autokorrelationsfunktion 654 vorzugsweise vom Kanalparameterschätzer 650 während der Übertragung der Trainingsfolge für jedes übertragene Paket berechnet.
Es ist zu bemerken, daß die Empfangsfolge g zwei angepaßte Filter im Empfänger 600 durchläuft, nämlich die Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 wie auch das kanalangepaßte Filter 660. Von den Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 wird die Empfangsfolge mit dem Spreizspektrumcodewort q(t) wie beispielsweise dem Barker-Codewort korreliert. Zusätzlich wird vom kanalangepaßten Filter 660 die Empfangsfolge g mit der Schätzung der Kanalimpulsantwort c(t) korreliert.
In einer bevorzugten Ausführungsform werden daher vom Autokorrelator 654 sowohl die Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 als auch das kanalangepaßte Filter 660 berücksichtigt. In einer unten besprochenen Ausführungsform wird dies durch Falten der Empfangsfolge g mit der konjugierten der Empfangsfolge g* implementiert, die das komplexe Produkt der konjugierten der übertragenen Spreizspektrumcodeworte q(t)* und der konjugierten der Kanalimpulsantwort c(t)* ist. Auf diese Weise dient der Autokorrelator 654 als zusammengesetztes angepaßtes Filter und berücksichtigt sowohl die Spreizspektrumcodedekorrelatoren 640, 645 als auch das kanalangepaßte Filter 660.
In den Autokorrelator 654 wird wie in 9 gezeigt im Schritt 900 eingetreten. Danach wird im Schritt 910 ein Zähler v auf null gesetzt. Wie wohlbekannt ist wird die Autokorrelationsfunktion L(v) einen Höchstwert aufweisen, wenn die Empfangsfolge g und die Koeffizienten des zusammengesetzten angepaßten Filters perfekt synchronisiert sind, nämlich für L(0). Die Autokorrelation wird vorzugsweise für jeden Trennungsabstand zwischen der Empfangsfolge und den Koeffizienten des zusammengesetzten angepaßten Filters bis zur Länge des Kanalspeichers R in Chip-Positionen berechnet.
Die Autokorrelationsfunktion L(v) wird vorzugsweise im Schritt 920 gemäß der folgenden Gleichung berechnet: L(v) = gv ⊗ g*,wobei ⊗ das komplexe Produkt anzeigt und g_v g verschoben nach rechts um v Abtastwerte ist. Beispielsweise ist L(0) = g1*g1 + g2*g2 + ... + gR*gR.
Auf ähnliche Weise L(1) = g1*g2 + g2*g3 + ... + gR-1*gR
Es ist zu bemerken, daß L(–v) die komplexe Konjugierte von L(v) ist. So muß L(v) nur für positive Werte von v berechnet werden. Es ist weiterhin zu bemerken, daß die Autokorrelationsfunktion L(v) eine komplexe Funktion ist und sich in ihren reellen und imaginären Komponenten ausdrücken läßt: L(v) = Re{L(v)} + jIm{L(v)}.
Diese Schreibweise wird in der folgenden Besprechung der Berechnung der Abweichungskorrekturglieder B(l_a – l_b) und der Trellis-Korrekturglieder G(i(k + 1), i(k)) nützlich sein.
Nach Berechnung der Autokorrelation L(v) im Schritt 920 wird im Schritt 930 eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob der Wert des Chip-Zählers v größer gleich der Länge des Speichers R – 1 ist. Anders gesagt wird mit dieser Prüfung bestimmt, ob zusätzliche Chip-Positionen im Speicher R des Kanals zu prüfen sind.
Wenn im Schritt 930 bestimmt wird, daß der Wert des Chipzählers v nicht größer gleich R – 1 ist, dann wird der Wert des Zählers im Schritt 940 erhöht und die Programmsteuerung kehrt zum Schritt 920 zurück, um die übrigen Chip-Positionen im Kanalspeicher zu verarbeiten. Wenn jedoch im Schritt 930 bestimmt wird, daß der Wert des Chipzahlers v größer gleich R–1 ist, dann sind alle Chip-Positionen im Kanalspeicher ausgewertet worden und die Programmsteuerung schreitet zum Schritt 960 fort, wo die Ausführung des Autokorrelators 654 endet.
Konzeptmäßig würde die Autokorrelationsfunktion L(v) die Ausgabe am kanalangepaßten Filter 660 bereitstellen, wenn nur ein einziges Spreizspektrumcodewort entweder auf dem I- oder dem Q-Kanal übertragen wurde. Es ist zu bemerken, daß die Autokorrelationsfunktion eine komplexe Funktion ist, so zeigt der reelle Teil der Autokorrelationsfunktion Re{L(v)} die Größe des Echos des übertragenen Impulses in einer Entfernung von v Chip-Positionen vom Ort des übertragenen Impulses auf der gleichen Schiene an. Der imaginäre Teil der Autokorrelationsfunktion Im{L(v))} zeigt die Größe des Echos des übertragenen Impulses in einer Entfernung von v Chip-Positionen vom Ort des übertragenen Impulses auf der gegenüberliegenden Schiene an. Wie schon angedeutet werden die Echos eines einzelnen Impulses bis zu einer Entfernung R gleich dem Kanalgedächnis von der Chip-Positon des übertragenen Impulses erkannt.
Da Codeworte jedoch vorzugsweise gleichzeitig während jedes Symbolintervalls auf dem I- wie auch dem Q-Kanal übertragen werden, wird die Ausgabe des kanalangepaßten Filters 660 die Summenwirkung der Autokorrelationsfunktionen für jeden übertragenen Impuls sein.
AUTOKORRELATION IN BEZUG AUF ICI UND ISI
Wenn wie in 10 dargestellt ein Impuls 1005 an der vierten Chip-Position des I-Kanals während eines ersten Symbolintervalls 1020 übertragen wird, würde der Höchstwert der Autokorrelationsfunktion L(0) zu einer Zeit t₃ gemessen werden, die der vierten Chip-Position des ersten Symbols 1020 auf dem I-Kanal entspricht. Zusätzlich werden aufgrund der Laufzeitstreuung des Kanals Echos des Impulses 1005 bis zu einer Entfernung R, dem Kanalgedächnis, von der Position des Impulses 1005 gemessen werden. So werden für jede Chip-Position v innerhalb der Länge des Kanalgedächnisses, anders gesagt für jedes v, das weniger R ist, eine Größe von L(v) gemessen, die dem Echo von Impuls 1005 zuschreibbar ist.
Wenn auch ein Impuls 1010 an der fünften Chip-Position des Q-Kanals während des ersten Symbolintervalls 1020 übertragen wird, würde der Höchstwert der Autokorrelationsfunktion L(0) zu einer Zeit t4 entsprechend der fünften Chip-Position des ersten Symbols 1020 im Q-Kanals gemessen werden. Zusätzlich werden Echos von dem Impuls 1010 bis zu einer Entfernung R vom Ort des Impulses 1010 entfernt gemessen werden.
Aufgrund von Chip-Chip-Störungen (interchip interference – ICI) werden die gemessenen Größen der Impulse 1005 und 1010 durch den schienenüberquerenden Einfluß der I- und Q-Kanäle aufeinander beeinflußt. Da insbesondere der Impuls 1005 auf dem I-Kanal und der Impuls 1010 auf dem Q-Kanal auf gegenüberliegenden Schienen liegen und durch eine Entfernung von eins getrennt sind, wird der symmetrische Einfluß aufeinander der imaginäre Teil der Autokorrelationsfunktion für einen Trennungsabstand von eins, nämlich Im{L(1)) sein. Um demnach den schienenüberquerenden Einfluß zu kompensieren, sollte dieser Wert von jeder der gemessenen Größen der Impulse 1005, 1010 auf einer unten in Verbindung mit 13 beschriebene Weise abgezogen werden. Die Berechnung der Chip-Chip-Störungskorrekturglieder bzw. der Abweichungskorrekturglieder B(l_a – l_b) wird unten in Verbindung mit 11 besprochen.
Wenn im nächsten Symbolintervall 1030 ein Impuls 1015 an der ersten Chip-Position des 1-Kanals übertragen wird, würde der Höchstwert der Autokorrelationsfunktion L(0) zu einer Zeit to entsprechend der ersten Chip-Position des zweiten Symbols gemessen werden. Wenn zusätzlich ein Impuls 1025 an der vierten Chip-Position des Q-Kanals übertragen wird würde der Höchstwert der Autokorrelationsfunktion L(0) zu einer Zeit t₃ entsprechend der vierten Chip-Position des zweiten Symbols 1030 gemessen werden.
Die gemessene Größe des Impulses 1015 an der ersten Chip-Position des zweiten Symbols 1030 wird jedoch aufgrund von Symbol-Symbol-Störung (ISI) durch die Echos von Impulsen 1005 und 1010 vom vorhergehenden Symbol 1020 beeinflußt wie auch aufgrund von ICI durch den Impuls 1025 auf dem Q-Kanal beeinflußt. Da insbesondere der Impuls 1015 und der Impuls 1005 auf der gleichen Schiene liegen und durch eine Entfernung von acht Chip-Positionen voneinander getrennt sind, wird die ISI-Wirkung des Impulses 1005 auf den Impuls 1015 der reelle Teil der Autokorrelationsfunktion L für einen Trennungsabstand von acht, nämlich Re{L(8)) sein.
Da zusätzlich der Impuls 1015 und der Impuls 1010 auf gegenüberliegenden Schienen liegen und durch eine Entfernung von acht Chip-Positionen von einander getrennt sind wird die ISI-Wirkung des Impulses 1010 auf den Impuls 1015 der imaginäre Teile der Autokorrelationsfunktion L für einen Trennungsabstand von sieben sein, nämlich Im{L(7)}. Dementsprechend werden zum Kompensieren der ISI-Wirkungen auf den Impuls 1015 diese Werte in Trellis-Korrekturgliedern G ausgedrückt und sollten auf eine unten in Verbindung mit 15 bis 16 beschriebene Weise von der gemessenen Größe des Impulses 1015 abgezogen werden.
Da der Impuls 1015 auf dem I-Kanal und der Impuls 1025 auf dem Q-Kanal auf gegenüberliegenden Schienen liegen und durch eine Entfernung von drei Chip-Positionen von einander getrennt sind wird die ISI-Wirkung des Impulses 1025 auf den Impuls 1015 der imaginäre Teil der Autokorrelationsfunktion für einen Trennungsabstand von drei sein, nämlich Im{L(3)}. Dementsprechend wird zum Kompensieren der ISI-Wirkungen auf den Impuls 1015 vom Impuls 1025 dieser Wert im Abweichungskorrekturglied ausgedrückt und sollte auf eine unten in Verbindung mit 13 beschriebene Weise von der gemessenen Größe des Impulses 1015 abgezogen werden.
BERECHNUNG VON ICI- UND ISI-KORREKTURGLIEDERN
Wie schon angedeutet enthält der Kanalparameterschätzer 650 einen Abweichungsgliedrechner 656 zum Berechnen der Abweichungskorrekturglieder B(l_a – l_b), der den schienenüberquerenden Einfluß der I- und Q-Signale aufeinander für eine gegebene Symboldauer kompensiert. Der imaginäre Teil der Autokorrelationsfunktion Im{L(v)} zeigt die Größe des Echos eines übertragenen Impulses in einer Entfernung von v Chip-Positionen vom Ort des übertragenen Impulses auf der gegenüberliegenden Schiene an. Da die Chip-Chip-Störungs- Korrekturglieder B(l_a – l_b) den schienenüberquerenden Einfluß der I- und Q-Impulse aufeinander in einer gegebenen Symboldauer kompensieren müssen die Abweichungsglieder B(l_a – l_b) nur für die gültigen Positionen der Hauptkeulen berechnet werden, nämlich Chip-Positionen ein bis acht in der beispielhaften Ausführungsform.
Wie in 11 gezeigt wird in den Abweichungsgliedrechner 656 im Schritt 1100 eingetreten. Danach wird ein Zähler v im Schritt 1105 auf null initialisiert. Der Zähler v wird zum Inkrementieren über jeden der acht gültigen Chip-Positionen für die Hauptkeule benutzt.
Die Abweichungskorrekturglieder B(l_a – l_b) bzw. B(v) werden vorzugsweise im Schritt 1110 gemäß der folgenden Gleichung berechnet: B(v) = Im{L(v)},wobei L(v) die auf die oben beschriebene Weise berechnete komplexe Autokorrelationsfunktion ist. Es ist zu bemerken, daß B(–v) der Negativwert von B(v) ist; so ist B(–v) = –B(v). So muß B(v) nur für positive Werte von v berechnet werden.
Im Schritt 1115 wird ein Schritt durchgeführt, um zu bestimmen, ob der Wert des Chip-Zählers v größer gleich sieben ist, anders gesagt ob es zusätzliche auszuwertende gültige Chip-Positionen gibt.
Wenn im Schritt 1115 bestimmt wird, daß der Wert des Chipzählers v nicht größer gleich sieben ist, dann wird der Wert des Zählers v im Schritt 1120 erhöht und die Programmsteuerung kehrt zum Schritt 1110 zurück, um die übrigen gültigen Chip-Positionen zu verarbeiten. Wenn jedoch im Schritt 1115 bestimmt wird, daß der Wert des Chipzählers v größer gleich sieben ist, dann ist jede der gültigen Chippositionen ausgewertet worden und die Programmsteuerung schreitet zum Schritt 1150 fort, wo die Ausführung des Abweichungsgliedrechners 656 endet.
Wie schon angedeutet werden die Abweichungsglieder vorzugsweise auf die eben beschriebene Weise vom Kanalparameterschätzer 650 während der Übertragung der Trainingsfolge für jedes übertragene Paket berechnet.
Wie oben angedeutet enthält der Kanalparameterschätzer 650 vorzugsweise auch einen Trellis-Korrekturgliedrechner 658 zum Berechnen der Trellis-Korrekturglieder G(i(k + 1), i(k)), die von der Modensiebevorrichtung 680 zum Kompensieren der Symbol-Symbol-Störung benutzt werden. In der beispielhaften Ausführungsform umfaßt das Kanalgedächnis eine Symboldauer. So kann ein gegebenes Symbol nur durch ein Nachbarsymbol beeinflußt werden. Anders gesagt wird durch die Trellis-Korrekturglieder G(i(k + 1), i(k)) der Einfluß auf das Symbol i(k + 1) des vorhergehenden Symbols i(k) quantifiziert.
Wie unten besprochen werden daher die Trellis-Korrekturglieder G vier Elemente aufweisen, nämlich die Auswirkung der I-Komponente des Symbols i(k) auf die I-Komponente des nachfolgenden Symbols i(k + 1), die Auswirkung der I-Komponente des Symbols i(k) auf die Q-Komponente des nachfolgenden Symbols i(k + 1), die Auswirkung der Q-Komponente des Symbols i(k) auf die Q-Komponente des nachfolgenden Symbols i(k + 1) und die Auswirkung der Q-Komponente des Symbols i(k) auf die I-Komponente des nachfolgenden Symbols i(k + 1).
Jedes der vier Elemente der Trellis-Korrekturglieder G wird auf unten beschriebene Weise aus der Autokorrelationsfunktion L(v) abgeleitet. Da zwei der Elemente einen schienenüberquerenden Einfluß quantifizieren, nämlich die Auswirkung einer I-Komponente auf die Q-Komponente des nachfolgenden Symbols oder einer Q-Komponente auf die I-Komponente des nachfolgenden Symbols, werden diese durch den imaginären Teil der Autokorrelationsfunktion definiert. Da auf ähnliche Weise die übrigen zwei Elemente den Einfluß entlang der gleichen Schiene einer I-Komponente auf die I-Komponente des nachfolgenden Symbols oder der Q-Komponente auf die Q-Komponente des nachfolgenden Symbols quantifizieren, werden sie durch den reellen Teil der Autokorrelationsfunktion definiert.
Wie in 12 gezeigt wird in den Trellis-Korrekturgliedrechner 658 im Schritt 1200 eingetreten. Im Trelliskorrekturgliedrechner 658 wird die Autokorrelationsfunktion L(v) zum Zuweisen eines Trelliskorrekturgliedes G für jede mögliche Kombination des Symbols i(k + 1) und Symbols i(k) benutzt. In der beispielhaftem Ausführungsform stellt jedes durch (a, b, l_a und l_b) definierte Symbol i(k) 256 mögliche Signalzustände dar. So gibt es für zwei aufeinanderfolgende Symbole i(k + 1) und i(k) 256² mögliche Kombinationen.
Vom Trellis-Korrekturgliedrechner 658 wird anfänglich i(k) im Schritt 1205 auf einen ersten möglichen Signalzustand (a, b, l_a und l_b) gesetzt und er schreitet dann in Schritten 1210 bis 1225 zur Auswertung jedes möglichen Signalzustandes i(k + 1) für das nachfolgende Symbol fort. Vom Trellis-Korrekturgliedrechner 658 wird i(k + 1) im Schritt 1210 auf einen ersten möglichen Signalzustand (a_k ₊₁, b_k+1, la_k+1, lb_k+1)) gesetzt.
Danach wird im Schritt 1215 das Trellis-Korrekturglied G(i(k + 1), i(k)) für die aktuellen Werte von i(k + 1) und i(k) berechnet, nämlich für i(k + 1) gleich a_{k + 1}, b_k+1, la_k+1 und lb_k ₊₁ und i (k) gleich a_k, b_k, la_k und lb_k. Die Trellis-Korrekturglieder G(i(k + 1), i(k)) werden nach der folgenden Gleichung berechnet: G(i(k + 1), i(k)) = akak+1 Re{L(Ts/Tc + lak+1 – lak)} + bkbk+ 1 Re{L(Ts/Tc + lbk+1 – lbk)} + akbk+1 Im{L(Ts/Tc + lbk+1 – lak)} + bkak+1 Im{L(Ts/Tc + lak+1 – lbk))wobei jedes Glied in der Form (T_s/T_c + 1₁ – l₂) die Entfernung zwischen den Impulsen in benachbarten Symbolen anzeigt.
Danach wird im Schritt 1220 eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob es zusätzliche, für i(k + 1) für die aktuelle Einstellung von i(k) zu bewerten Signalzustände a_k+1, b_k+1, la_k+1 und lb_k+1) gibt. Wenn im Schritt 1220 bestimmt wird, daß es zusätzliche für i(k + 1) zu bewertende Signalzustände gibt, dann wird i(k + 1) im Schritt 1225 auf einen weiteren Signalzustand erhöht. Danach kehrt die Programmsteuerung zum Schritt 1215 zurück, um die übrigen Signalzustände auf die oben beschriebene Weise zu verarbeiten.
Wenn jedoch im Schritt 1220 bestimmt wird, daß es keine übrigen zu bewertenden Signalzustände für i(k + 1) für den aktuellen Signalzustand i(k) gibt, dann wird im Schritt 1240 eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob es zusätzliche Signalzustände i(k) (a_k, b_k, la_k und lb_k) zu bewerten gibt. Wenn im Schritt 1240 bestimmt wird, daß es zusätzliche, für i(k) zu bewertende Signalzustände gibt, dann wird i(k) im Schritt 1245 auf einen weiteren Signalzustand erhöht. Danach kehrt die Programmsteuerung zum Schritt 1210 zurück, um die übrigen Signalzustände auf die oben beschriebene Weise zu verarbeiten. Wenn jedoch im Schritt 1240 bestimmt wird, daß es keine übrigen, für i(k) zu bewertende Signalzustände gibt, dann endet die Programmausführung im Schritt 1260.
Wie schon angedeutet werden die Trellis-Korrekturglieder vorzugsweise vom Kanalparameterschätzer 650 während der Übertragung der Trainingsfolge für jedes übertragene Paket berechnet.
ZUSTANDSUNABHÄNGIGE VERSUCHSMÄSSIGE SYMBOLSCHÄTZUNG
Von dem in Flußdiagrammform in der 13 dargestellten versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 wird die Wahrscheinlichkeit jedes der 256 möglichen Signalzustände bzw. Modi für ein bestimmtes Symbol i ausgewertet und jedem Modus ein Gewicht zugewiesen. Wie unten besprochen beruht das jedem Modus zugewiesene Gewicht auf zwei Faktoren, nämlich den für das jeweilige Symbol gemessenen Datenwerten I_c und Q_c des angepaßten Filters und den vorberechneten Abweichungsgliedern B(l_a – l_b). In der beispielhaften Ausführungsform werden die vier am höchsten gewichteten Modi unterhalten und als die Multimodenschätzungen bzw. bewahrten Zustände bezeichnet.
Vom versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 wird i anfänglich im Schritt 1310 auf einen ersten möglichen Modus bzw. Signalzustand (a, b, l_a und l_b) gesetzt. Danach wird vom versuchsmäßigen Signalschätzer 670 im Schritt 1320 das Gewicht Λ(i) des aktuellen Modus i nach der folgenden Gleichung ausgewertet: Λ(i) abB(la und lb) + aIc(la) + bQc(lb).
Vom versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 wird im Schritt 1330 eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob das Gewicht Λ des aktuellen Modus i eines der M vorhergehenden größten ist, wobei M die Anzahl von für jede Symbolschätzung bewahrten Modi oder Zutänden ist. Es ist zu bemerken, daß in der beispielhaften Ausführungsform M gleich vier ist. Wenn im Schritt 1330 bestimmt wird, daß das im Schritt 1320 berechnete Gewicht Λ eines der M vorhergehenden größten ist, dann wird der aktuelle Modus i und sein zugehöriges Gewicht Λ im Schritt 1340 gespeichert. Auf diese Weise werden die M Modi mit den höchsten Gewichten bewahrt.
Im Schritt 1350 wird dann eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob es zusätzliche, für das aktuelle Symbol zu bewertende mögliche Modi oder Signalzustände (a, b, l_a und l_b) gibt. Wenn im Schritt 1350 bestimmt wird, daß es zusätzliche zu bewertende mögliche Modi oder Signalzustände gibt, wird i im Schritt 1360 auf einen weiteren möglichen Modus (a, b, l_a und l_b) erhöht. Danach kehrt die Programmsteuerung zum Schritt 1320 zurück, um die übrigen Modi auf die oben beschriebene Weise zu verarbeiten.
Wenn jedoch im Schritt 1350 bestimmt wird, daß es keine zusätzlichen zu bewertenden Modi gibt, endet die Programmsteuerung im Schritt 1390.
MODENSIEBUNG BEWAHRTER ZUSTÄNDE
14 zeigt den Trellis 1400, der sich aus den M Zuständen bzw. Modi wie beispielsweise den vier bewahrten Zuständen in der beispielhaften Ausführungsform, die vom versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 für jedes Symbol bewahrt werden, ergibt. Der Trellis 1400 umfaßt eine Mehrzahl von Reihen wie beispielsweise den Reihen 1430, 1440, 1450 und 1460, die jeweils einem bewahrten Zustand entsprechen. Zusätzlich enthält der Trellis 1400 eine Mehrzahl von Spalten sie beispielsweise die Spalten 1405, 1410 und 1420, die jeweils einem bestimmten Symbolintervall entsprechen. Wie weiter unten besprochen wird von der Modensiebevorrichtung 680 jeder bewahrte Zustand für ein bestimmtes Symbol ausgewertet und der Zustand von dem vorhergehenden Symbol mit dem größten Gewicht ausgewählt, der den wahrscheinlichsten Weg durch den Trellis 1400 zu diesem Zustand des aktuellen Symbols anzeigt. Die fetten Linien in der 14 wie beispielsweise die Linien 1472 und 1474 stellen einen Zeiger zurück zum Zustand des vorhergehenden Symbols mit dem größten Gewicht dar.
Wie weiter unten in Verbindung mit der 17 besprochen wartet die Modensiebevorrichtung 680 eine vordefinierte Fensterzeit lang, ehe sie eine Bestimmung über die Endschätzung eines beliebigen Symbols trifft. So wird von der Modensiebevorrichtung 680 vorzugsweise eine Fenstergröße von mehreren Symbolen benutzt, ehe sie eine Bestimmung über die Endschätzung eines Symbols trifft. Die eigentliche Bestimmung der Fenstergröße ist von der Länge in Symbolperioden des Kanalgedächnisses, von der gewünschten Leistung und von der sich ergebenden Komplexität abhängig.
Wenn beispielsweise eine Fenstergröße von zwei Symbolen benutzt wurde, könnte die Modensiebevorrichtung 680 eine Bestimmung über das Symbol i(k – 1) 1405, gezeigt in 14 treffen, nachdem das Symbol i(k + 1) 1420 verarbeitet worden ist. Wie unten in Verbindung mit der 17 besprochen wird von der Modensiebevorrichtung 680 der Zustand des Symbols i(k + 1) 1420 mit dem unten besprochenen größten angesammelten Weggewicht ausgewählt und dann dieser Weg zurückverfolgt, um den Zustand des Symbols i(k – 1) 1405 auszuwählen. Wenn beispielsweise von der Modensiebevorrichtung 680 bestimmt wird, daß der Zustand eins des Symbold i(k + 1) das größte angesammelte Weggewicht aufweist, werden von der Modensiebevorrichtung 680 die Rückzeiger 1472 und 1474 zum Identifizieren des Zustandes 2 des Symbols i(k – 1) 1405 als die Endschätzung für das Symbol i(k 1 1) benutzt.
Von der Flußdiagrammform in der 15 dargestellten Modesiebevorrichtung 680 werden die gewichteten Werte für jede Symbolschätzung nach Bestimmung durch den versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 ausgewertet und jedem Symbolwert Endschätzungen zugewiesen. Wie unten besprochen kompensiert die Modensiebevorrichtung 680 Symbol-Symbol-Störungen durch Berücksichtigung des berechneten Einflusses G(i(k + 1), i(k)) von Nachbarsymbolen aufeinander.
In der folgenden Besprechung ist das Summen-Weggewicht T in der Form T(i⁽ ^m ⁾(k)) ausgedrückt, was das Summen-Weggewicht eines Weges durch den Trellis 1400 zu einem und einschließlich eines bestimmten Zustands m für ein bestimmtes Symbol k anzeigt.
Wie unten besprochen wird für jeden bewahrten Zustand m für ein bestimmtes Symbol k ein neues Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) berechnet, das die Wahrscheinlichkeit quantifiziert, daß ein bestimmter Weg durch den Trellis 1400 zu diesem Zustand m die richtige Schätzung für jedes Symbol entlang dem Weg identifiziert. Das Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) für einen bestimmten Zustand m eines Symbols k beruht auf dem Summengewicht T(i⁽ ^m ⁾(k – 1)) des Weges bis zu dem und einschließlich des vorhergehenden Symbols k – 1 zuzüglich des Gewichts Λ(i⁽ ^m ⁾(k)) des aktuellen Zustands und Symbols. Zusätzlich wird zum Kompensieren von Symbol-Symbol-Störung vom Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) der Einfluß G(i^(m)(k), i^(p ⁾(k – 1) auf die m-te Modenschätzung des aktuellen (k) Symbols (i⁽ ^m ⁾(k) berücksichtigt, der der P-ten Modenschätzung des vorhergehenden Symbols i^(p)(k – 1) zuschreibbar ist.
Nach der Darstellung in 15 wird in die Modensiebevorrichtung 680 im Schritt 1500 eingetreten. Danach wird ein Zähler m auf eins initialisiert. Der Zähler m wird zum Inkrementieren jedes bewahrten Zustandes für ein bestimmtes Symbol k benutzt. Dann wird im Schritt 1510 das Summen-Weggewicht für den aktuellen Zustand und das aktuelle Symbol T(i⁽ ^m ⁾(k)) auf null initialisiert.
Im Schritt 1515 wird ein Zähler p auf eins initialisiert. Der Zähler p wird zum Inkrementieren jedes der bewahrten Zustände des vorhergehenden Symbols k – 1 für den aktuellen Zustand m des aktuellen Symbols k benutzt. Von der Modensiebevorrichtung 680 wird dann aus den bewahrten Zuständen des vorhergehenden Symbols k – 1 der Weg ausgewählt, der das größte Gewicht für den aktuellen Zustand m des Symbols k ergibt, in Schritten 1520 bis 1545.
Insbesondere wird im Schritt 1520 eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob die aktuelle Schätzung für den gegenwärtig für den aktuellen Zustand m des Symbols k gespeicherten Summen-Weggewichtswerts T(i^(m)(k)) weniger das Summengewicht eines Weges durch den aktuellen Zustand p des vorhergehenden Symbols k – 1 zum aktuellen Zustand m des Symbols k ist, der definiert ist durch: Λ(i( m )(k)) + T(i( p )(k – 1)) – G(i(m)(k)), (i( p )(k – 1)).
Wie oben angedeutet wird durch das erste Element dieser Gleichung Λ das Gewicht des aktuellen Zustandes und Symbols quantifiziert, durch das zweite Element T das Summen-Weggewicht des Weges durch den Zustand p des vorhergehenden Symbols k – 1 quantifiziert und vom Endelement G ISI gerücksichtigt unter Einfluß auf. das Symbol k des Symbols k – 1 quantifiziert, wenn das Symbol k einen Wert gleich dem Zustand m aufweist und das Symbol k – 1 einen Wert gleich dem Zustand p besaß. Es ist zu bemerken, daß es für das erste empfangene Symbol, wo k gleich eins ist, keine vorhergeheneden Symbole gibt. Es kann daher keine ISI bestehen und das Konzept eines überlebenden Summen-Weggewichts ist belanglos. Wo k gleich eins ist sind dementsprechend das Eingangs-Summenweggewicht T als auch die Trellis-Korrekturglieder G null.
Wenn im Schritt 1520 bestimmt wird, daß die aktuelle Schätzung des gegenwärtig für den aktuellen Zustand m des Symbols k gespeicherten Summen-Weggewichtwerts T(i⁽ ^m ⁾(k)) weniger als das Summengewicht eines Weges durch den aktuellen Zustand p des vorhergehenden Symbols k 1 zum aktuellen Zustand m des Symbols k ist, dann wird die aktuelle Schätzung des gegenwärtig für den aktuellen Zustand m des Symbols k gespeicherten Summen-Weggewichtwertes T(i^(m)(k)) durch das neuberechnete Summen-Weggewicht im Schritt 1525 ersetzt. Zusätzlich wird eine Anzeige des aktuellen Wertes von p als die aktuelle Schätzung des Zeigers wahrscheinlichsten Modenschätzung des vorhergehenden Symbols im Schritt 1530 gespeichert.
Wenn jedoch im Schritt 1520 bestimmt wird, daß die aktuelle Schätzung des gegenwärtig für den aktuellen Zustand m des Symbols k gespeicherten Summen-Weggewichtwertes T(i⁽ ^m ⁾(k)) größer als das Summengewicht eines Weges durch den aktuellen Zustand p des vorhergehenden Symbols k – 1 ist, dann schreitet die Programmsteuerung zum Schritt 1540 fort. Im Schritt 1540 wird eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob der Wert des Zählers p größer als M, die Anzahl bewahrter Zustände jedes Symbols ist. Anders gesagt, ob es zusätzliche, für den aktuellen Zustand m des aktuellen Symbols k zu bewertende Zustände vom vorhergehenden Symbol gibt.
Wenn im Schritt 1540 bestimmt wird, daß es zusätzliche, zu bewertende Zustände vom vorhergehenden Symbol gibt, wird der Wert des Zählers p im Schritt 1545 erhöht und die Programmsteuerung kehrt zum Schritt 1520 zurück, um die übrigen Zustände auf die oben beschriebene Weise zu verarbeiten. Wenn jedoch im Schritt 1540 bestimmt wird, daß es keine zusätzlichen, zu bewertenden Zustände vom vorhergehenden Symbol gibt, dann schreitet die Programmsteuerung zum Schritt 1560 fort.
Auf diese Weise wird nach Ausführung der Schritte 1520 bis 1545 der für den aktuellen Zustand m des Symbols k gespeicherte Summen-Weggewichtwert T(i⁽ ^m ⁾(k)) für den Weg durch das vorhergehende Symbol k – 1 zum aktuellen Zustand und Symbol gelten, das das maximale Weggewicht bereitstellt.
Im Schritt 1560 wird eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob der Wert des Zählers m größer als M, der Wert bewahrter Zustände ist. Anders gesagt, ob es zusätzliche zu bewertende Zustände aus dem aktuellen Symbol gibt. Wenn im Schritt 1560 bestimmt wird, daß es zusätzliche zu bewertende zustände aus dem aktuellen Symbol gibt, wird der Wert des Zählers m im Schritt 1565 erhöht und Programmsteuerung kehrt zum Schritt 1510 zurück, um die übrigen Zustände auf die oben beschriebene Weise zu verarbeiten.
Wenn jedoch im Schritt 1560 bestimmt wird, daß es keine zusätzlichen zu bewertenden zustände aus dem aktuellen Symbol gibt, dann endet die Programmausführung im Schritt 1580.
Eine alternative Ausführungsform der Modensiebevorrichtung 680 ist in schematischer Blockschaltbildform in der 16a dargestellt. Diese Implementierung der Modensiebevorrichtung 680 umfaßt eine Mehrzahl von unten besprochenen Zustandsblöcken wie beispielsweise die Zustandblöcke 1650, 1652 und 1654. Die Zustandblöcke wie beispielsweise die Blöcke 1650-1654 sind in einer Mehrzahl von Reihen wie beispielsweise die Reihen 1620, 1625, 1630 und 1635 angeordnet, die jeweils einen bestimmten Zustand jedes Symbols zugeordnet sind. Zusätzlich umfaßt die Modensiebevorrichtung 680 eine Mehrzahl von Spalten wie beispielsweise die Spalten 1605, 1610 und 1615, die jeweils einem bestimmten Symbol zugeordnet sind.
Von jedem Zustandsblock wie beispielsweise den Blöcken 1650-1654 wird der durch (a, b, l_a und l_b) definierte jeweilige Zustand i(k) und das durch den versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 auf die oben beschriebene Weise berechnete entsprechende Gewicht Λ des Zustandes mittels einer Datenverbindung wie beispielsweise der Datenverbindung 1670 empfangen. Zusätzlich wird von jedem Zustandsblock wie beispielsweise den Blöcken 1650–1654 das Summen-Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) und der Zustandswert i⁽ ^m ⁾(k – 1) von jedem bewahrten Zustand des vorhergehenden Symbols mittels einer Datenverbindung wie beispielsweise der Datenverbindung 1660 empfangen.
In der 16b ist die Logik einer geeigneten Implementierung eines Zustandsblocks wie beispielsweise des Blocks 1654 ausführlicher dargestellt. Wie schon angedeutet werden von jedem Zustandsblock wie beispielsweise dem Block 1654 die Summen-Gewichte T(i⁽ ^m ⁾(k – 1)) und Zustandswerte i⁽ ^m ⁾(k – 1) für jeden der vier bewahrten Zustände aus dem vorhergehenden Symbol k – 1 empfangen. Zusätzlich wird von jedem Zustandsblock wie beispielsweise dem Block 1650 der durch (a, b, l_a und l_b) definierte jeweilige Zustand i(k) und das entsprechende Gewicht Λ des aktuellen Zustand und Symbols aus dem versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 empfangen.
Von jedem Zustandsblock wie beispielsweise dem Block 1654 wird das dem Block m des aktuellen Symbols k zugeordnete neue Summen-Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) nach der folgenden Gleichung berechnet: T(i(m)(k)) = Λ(i(m)(k)) + T(i(p)(k – 1)) – G(i( m )(k), (i(p))(k – 1)),wobei p einen bestimmten Zustand des vorhergehenden Symbols k – 1 anzeigender Zähler ist. Es ist zu bemerken, daß der Wert von G(i⁽ ^m ⁾(k), (i⁽ ^p ⁾) (k – 1)) aus einer vom Kanalparameterschätzer 650 während der Präambelverarbeitung erstellten oder laufend erzeugten Nachschlagetabelle aufgrund der jeweiligen Zustandswerte des Symbols k und des Symbols k – 1 abgerufen werden kann. Da das Gewicht Λ(i⁽ ^m ⁾(k)) des aktuellen Blocks m des aktuellen Symbols k eine Konstante in der obigen Gleichung ist und vordem durch den versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 berechnet worden ist, kann die Gleichung folgendermaßen neugeschrieben werden: T(i(m)(k)) = Λ(i(m)(k)) + max{T(i(p)(k – 1)) – G(i(m)(k), (i(p))(k – 1))},wobei die Variable p jeden der bewahrten Zustände des vorherigen Symbols anzeigt.
So ist die entsprechende Logik in 16b dargestellt. Von jedem Addierer wie beispielsweise den Addierern 1680, 1682, 1684 und 1686 wird das Glied {T(i^(p)(k – 1)) – G(i^(m)(k), (i^(p)(k – 1))) auf Grundlage der jeweiligen Werte aus dem zugehörigen Zustand p aus dem vorhergehenden Symbol k – 1 berechnet. Beispielsweise wird vom Addierer 1680 das dem Zustand 1 aus dem vorhergehenden Symbol k – 1 zugeordnete Summen-Weggewicht T(i⁽ ¹ ⁾(k – 1)) empfangen und das zutreffende Trellis-Korrekturglied, nämlich der Einfluß des aktuellen Symbols k auf den aktuellen Zustand i^(m)(k) des aktuellen Symbols k abgezogen, wenn das vorhergehende Symbol i⁽¹⁾(k – 1) betrug.
Danach werden von einem Maximaleingabenwähler 1690 die von jedem Addierer 1680–1686 erzeugten Werte empfangen und der Maximalwert identifiziert. Vom Maximaleingabenwähler 1690 wird ein Zeiger D(i⁽ ^m ⁾(k)) zurück zum Zustand p des vorhergehenden Symbols k – 1 mit dem Maximalgewicht hergestellt. Zusätzlich wird von einem Addierer 1692 das neue Summen-Weggewicht T(i^(m)(k)) durch Summieren des identifizierten Maximalwertes am Ausgang des Maximaleingabenwählers 1690 mit dem Gewicht Λ(i^(m ⁾(k)) des aktuellen Zustandes m des aktuellen Symbol k berechnet. Das neue Summen-Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) wird mittels der Datenverbindung 1660 zur nächsten Stufe des Trellis weitergeleitet.
Wie schon angedeutet enthält die Modensiebevorrichtung 680 einen Endschätzungswähler 684 zum Zuweisen der Endschätzungen zu jedem Symbolwert. Im Schritt 1700 wird in einen beispielhaften, in der 17 gezeigten Endschätzungswähler 684 eingetreten. Vom Endschätzungswähler 684 wird eine Variable w gleich der vordefinierten Trellisfenstergröße definiert. Wie oben angedeutet besitzt die vordefinierte Fenstergröße einen Wert fünf in der beispielhaften Ausführungsform.
Im Schritt 1720 wird eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob der Wert des aktuellen Symbols k größer gleich dem Wert von w ist. Wenn im Schritt 1720 bestimmt wird, daß der Wert von k nicht größer gleich w ist, dann sind noch nicht genug Symbole empfangen worden, um eine Bestimmung betreffs des Wertes eines Symbols zu treffen. Dementsprechend schreitet die Programmsteuerung zum Schritt 1780 fort, wo die Ausführung endet.
Wenn jedoch im Schritt 1720 bestimmt wird, daß der Wert von k größer gleich w ist, dann wird im Schritt 1725 eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob das aktuelle Symbol k das letzte Symbol ist. Wenn im Schritt 1725 bestimmt wird, daß das aktuelle Symbol k nicht das letzte Symbol ist, dann wird vom Endschätzungswähler 684 im Schritt 1730 der Zustand m des aktuellen Symbols k mit dem maximalen Summen-Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) ausgewählt. Zusätzlich wird vom Endschätzungswähler der dem ausgewählten Zustand m des aktuellen Symbols k zugeordneter Rückzeiger D(i^(m)(k)) zum Zurückverfolgen des angezeigten Weges zum Symbol k – w benutzt.
Danach wird im Schritt 1750 die Endschätzung für das Symbol k – w dem dem bewahrten Zustand m des Symbols k – w, auf das durch eine Reihe von Rückzeigern D gezeigt wird, zugeordneten Wert zugewiesen.
Wenn jedoch im Schritt 1725 bestimmt wird, daß das aktuelle Symbol das letzte Symbol ist, dann wird vom Endschätzungswähler 684 im Schritt 1760 der Zustand m des aktuellen Symbols k mit dem maximalen Summen-Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) ausgewählt. Zusätzlich wird vom Endschätzungwähler der dem ausgewählten Zustand m des aktuellen Symbols k zugeordneter Rückzeiger D(i^(m)(k)) zum Zurückverfolgen des angezeigten Weges zum Symbol k – w benutzt. Danach sollten im Schritt 1770 alle den gewählten Zuständen zugeordneten Symbole, die auf dem überlebenden Weg liegen, als die Endschätzungen der letzten w Symbole ausgegeben werden. Abschließend endet die Programmsteuerung im Schritt 1780.
ZUSTANDSABHÄNGIGE VERARBEITUNG
In einer besonders für Umgebungen mit Zuständen hoher Laufzeitstreuung geeigneten Ausführungsform kann die Auswirkung von Symbol-Symbol-Störung in der Stufe versuchsmäßiger Symbolschätzung berücksichtigt werden, ehe irgendwelche möglichen Zustände oder Modi verworfen werden. Auf diese Weise wird die Wahrscheinlichkeit, daß der wahre Zustand in einem der M bewahrten Zustande enthalten ist, bedeutend erhöht.
Wie konzeptmäßig in der 18 dargestellt umfaßt eine alternative Trellis-Anordnung 1800 eine jedem Symbol k zugeordnete Mehrzahl von Zwischenzuständen wie beispielsweise die Zustände 1840, 1845, 1850 und 1855. Ein gegebenes Symbol k wird für jeden bewahrten Zustand aus dem vorherigen Symbol k – 1 einen zugehörigen Zwischenzustand wie beispielsweise den Zustand 1840 aufweisen. Wie unten in Verbindung mit der 19 besprochen werden die Zwischenzustände wie beispielsweise der Zustand 1840 durch eine alternative Ausführungsform des versuchsmäßigen Symbolschätzers 670 erzeugt. Für jeden Zwischenzustand wie beispielsweise den Zustand 1840 wird vom versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 jeder mögliche Wert des Symbols k bewertet und die Wahrscheinlichkeit bestimmt, daß das Symbol k einen bestimmten Wert aufweist bei gegebenem Wert des vorhergehenden Symbols k – 1, der einem bestimmten Zustand zugeordnet ist. Wie unten besprochen wird vom alternativen versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 der Einfluß G der Symbol-Symbol-Störung bei Bewertung des Gewichts jedes möglichen Wertes berücksichtigt.
Auf diese Weise wird die Wirkung von Symbol-Symbol-Störung bewertet, ehe irgendwelche möglichen Zustandswerte verworfen werden. Die M möglichen Werte des Zustandes m des Symbols k mit der größten Wahrscheinlichkeit werden für jeden Zwischenzustand wie beispielsweise den Zustand 1840 bewahrt. So umfaßt die Menge von Zwischenzuständen 1840, 1845, 1850, 1855 in der beispielhaften Ausführungsform insgesamt 16 bewahrte Zustände, mit vier bewahrten Zuständen für jeden Zwischenzustand. Wie unten in Verbindung mit der 20 besprochen werden von einer alternativen Implementierung der Modensiebevorrichtung 680 die 16 bewahrten Zustände bewertet und die vier Zustände ausgewählt, die die wahrscheinlichsten Werte für das Symbol k sein würden. Es ist zu bemerken, daß die vier als die wahrscheinlichsten Werte für das Symbol k ausgewählten Zustände alle aus dem gleichen Zwischenzustand wie beispielsweise dem Zustand 1840 kommen können.
In der 19 sind Einzelheiten der alternativen Implementierung des versuchsmäßigen Symbolschätzers 670 dargestellt. Für jeden, einer bestimmten Schätzung für das vorhergehende Symbol k – 1 zugeordneten Zwischenzustand wird von der alternativen Implementierung des versuchsmäßigen Symbolschätzers 670 die Wahrscheinlichkeit von jedem der 256 möglichen Signalzustände bzw. Modi für das Symbol k ausgewertet und jedem Modus unter Berücksichtigung von ISI ein Gewicht zugewiesen, in der Annahme daß das vorherige Symbol den Wert des zugehörigen Zustandes besaß. Zum Kompensieren der ISI wird vom Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) der Einfluß G auf das aktuelle Symbol i(k) berücksichtigt, der dem vorherigen Symbol i(k – 1) zuschreibbar ist.
Wie unten besprochen beruht das jedem Modus für einen Zwischenzustand zugewiesene Gewicht auf drei Faktoren, nämlich den Datenwerten des angepaßten Filters I_c und Q_c gemessen für das jeweilige Symbol k, den vorberechneten Abweichungsgliedern B(l_a – l_b), und den Trellis-Korrekturgliedern G. Wie schon angedeutet wird vom alternativen versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 die Menge von Zwischenzuständen wie beispielsweise den Zuständen 1840, 1845, 1850 und 1855 erzeugt. In den alternativen versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 wird im Schritt 1900 eingetreten.
Danach wird ein Zähler m im Schritt 1905 auf einen Wert von eins initialisiert. Der Zähler m wird zum Inkrementieren jedes Zustandes m des vorhergehenden Symbols k – 1 benutzt. So ist jeder Wert von m dadurch einem bestimmten Zwischenzustand wie beispielsweise dem Zustand 1840 zugeordnet. Jeder mögliche Wert des Symbols k wird in Schritten 1910 bis 1960 bewertet, um die Wahrscheinlichkeit zu bestimmen, daß das Symbol k jeden Wert aufweisen würde, bei gegebenem Zustandswert m des vorhergehenden Symbols k – 1.
Vom alternativen versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 wird i(k) anfänglich am Schritt 1910 auf einen ersten möglichen Modus bzw. Signalzustand (a, b, l_a und l_b) gesetzt. Danach wird im Schritt 1920 vom alternativen versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 das Gewicht Γ(i, i⁽ ^m ⁾(k – 1)) des aktuellen Modus i(k) bewertet, unter der Annahme, daß das vorherige Symbol k – 1 den durch den Zustand m angezeigten Wert besaß, gemäß der folgenden Gleichung: Γ(i(k), i( m )(k – 1)) = abB(la – lb) + Ic(la) + bQc(1b) – G(i(k), i(m)(k – 1)).
Vom alternativen versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 wird im Schritt 1930 eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob das Gewicht Γ des aktuellen Modus i(k) eines der M vorhergehend Größten für den Wert i⁽ ^m)(k – 1) ist, wobei M die Anzahl von für jede Symbolschätzung bewahrten Modi oder Zuständen ist. Es ist zu bemerken, daß in der beispielhaften Ausführungsform M gleich vier ist. Wenn im Schritt 1930 bestimmt wird, daß das im Schritt 1920 berechnete Gewicht Γ eines der M vorhergehend größten ist, dann wird der aktuelle Modus i(k) des Symbols k, der aktuelle Modus i⁽ ^m ⁾(k – 1) des vorhergehenden Symbols k – 1 und das zugehörige Gewicht Γ(i, i⁽ ^m ⁾(k – 1)) des aktuellen Modus i(k) im Schritt 1940 gespeichert. Auf diese Weise werden die M Modi mit den höchsten Gewichten für den aktuellen Zwischenzustand wie beispielsweise den Zustand 1840 bewahrt.
Im Schritt 1959 wird dann eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob es zusätzliche, zu bewertende mögliche Modi bzw. Signalzustände i(k) für das aktuelle Symbol k gibt. Wenn im Schritt 1950 bestimmt wird, daß es zusätzliche zu bewertende mögliche Modi oder Signalzustände gibt, wird i(k) im Schritt 1960 auf einen weiteren möglichen Modus (a, b, l_a, l_b) erhöht. Danach kehrt die Progammsteuerung zum Schritt 1920 zurück, um die übrigen Modi auf die oben beschriebene Weise zu verarbeiten.
Wenn jedoch im Schritt 1950 bestimmt wird, daß es keine zusätzlichen zu bewertenden Modi gibt, wird im Schritt 1970 eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob der Wert des Zählers m größer gleich M, der Anzahl bewahrter Zustände ist. Anders gesagt, ob jeder der bewahrten Zustände des vorhergehenden Symbols k – 1 ausgewertet worden ist.
Wenn im Schritt 1970 bestimmt wird, daß m nicht größer oder gleich M ist, dann wird der Wert von m im Schritt 1980 erhöht. Danach kehrt die Programmsteuerung zum Schritt 1910 zurück, um die übrigen Zustände des vorhergehenden Symbols k – 1 auf die oben beschriebene Weise zu verarbeiten. Wenn jedoch im Schritt 1970 bestimmt wird, daß m größer gleich M ist, dann endet die Programmsteuerung im Schritt 1990.
Von der in 20 dargestellten alternativen Implementierung der Modensiebevorrichtung 680 werden die gewichteten Werte für jede durch den alternativen versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 der 19 bestimmten Zwischensymbolschätzung bewertet und jedem Symbolwert Endschätzungen zugewiesen. Wie oben besprochen ist Symbol-Symbol-Störung vom alternativen versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 bereits durch Berücksichtigung des berechneten Einflusses G(k(k + 1), i(k)) benachbarter Symbole aufeinander kompensiert worden. So werden von der alternativen Modensiebevorrichtung 680 Endschätzungen durch Bewertung der Summen-Weggewichte T wie auch der Gewichte Γ des aktuellen Zustandes und Symbols nach Berechnung durch den alternativen versuchsmäßigen Symbolschätzer 670 identifiziert.
Wie unten besprochen wird für jeden bewahrten Zustand p jedes Zwischenzustandes m für ein bestimmtes Symbol k ein neues Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) berechnet. Durch das neue Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) wird die Wahrscheinlichkeit quantifiziert, daß ein bestimmter Weg durch den Trellis 1800 zu diesem Zustand die richtige Schätzung für jedes Symbol entlang dem Weg identifiziert. Das Weggewicht T(i⁽ ^m ⁾(k)) für einen bestimmten Zustand m eines Symbols k beruht auf dem Summengewicht T(i⁽ ^m ⁾(k – 1)) des Weges bis zu dem und einschließlich des vorhergehenden Symbols k – 1 zuzüglich des Gewichts Γ(i⁽ ^p ⁾(k), i^(m) (k – 1)) des aktuellen Zustands und Symbols.
Wie in der 20 dargestellt wird in die alternative Modensiebevorrichtung 680 im Schritt 2000 eingetreten. Danach wird ein Zähler m auf eins initialisiert. Der Zähler m wird zum Inkrementieren jedes Zwischenzustandes wie beispielsweise des Zustandes 1840 für das aktuelle Symbol k benutzt. Dann wird im Schritt 2010 das Summen-Weggewicht für den aktuellen Zwischenzustand und das aktuelle Symbol T(i⁽ ^m ⁾(k)) auf null initialisiert.
Im Schritt 2015 wird ein Zähler p auf eins initialisiert. Der Zähler p wird zum Inkrementieren jedes der bewahrten Zustände i^(p)(k) des aktuellen Zwischenzustandes benutzt. Unter alternativen Modensiebevorrichtung 680 wird dann in Schritten 2020 bis 2045 der Weg von den bewahrten Zuständen im aktuellen Zwischenzustand ausgewählt, der das größte Gewicht für den aktuellen Zustand m des Symbols k ergibt.
Insbesondere wird im Schritt 2020 eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob die aktuelle Schätzung des gegenwärtig für den aktuellen Zustand m des Symbols k gespeicherten Summen-Weggewichtwertes T(i⁽ ^m ⁾(k)) weniger als das Summengewicht eines Weges durch den aktuellen Zustand p des Zwischenzustandes zum aktuellen Zustand m des Symbols k ist, was definiert ist durch: Γ(i(p)(k), i( m )(k – 1)) + T(i(m)(k – 1)).
Wie oben angedeutet wird durch das erste Element dieser Gleichung Γ das Gewicht des aktuellen Zustands und Symbols quantifiziert und durch das zweite Element T das Summen-Weggewicht des Weges durch den Zustand p quantifiziert. Es ist zu bemerken, daß es für das erste empfangene Symbol, wo k gleich eins ist, keine vorherige Symbole gibt. So ist das Konzept eines überlebenden Summen-Weggewichts belanglos. Dementsprechend beträgt das Eingangs-Summenweggewicht T null, wo k gleich eins ist.
Wenn im Schritt 2020 bestimmt wird, daß die aktuelle Schätzung des gegenwärtig für den aktuellen Zustand m des Symbols k gespeicherten Summen-Weggewichtwertes T(i⁽ ^m ⁾(k)) weniger als das Summengewicht eines Weges durch den aktuellen Zustand p zum aktuellen Zustand m des Symbols k ist, dann wird die aktuelle Schätzung des gegenwärtig für den aktuellen Zustand m des Symbols k gespeicherten Summen-Weggewichtwertes T(i⁽ ^m ⁾(k)) im Schritt 2025 durch das neuberechnete Summen-Weggewicht ersetzt. Zusätzlich werden der Wert des Zustandes i^(p)(k) und sein zugehöriges Gewicht Γ im Schritt 2028 gespeichert. Danach wird im Schritt 2030 eine Anzeige des aktuellen Wertes von m als die aktuelle Schätzung des Zeigers auf die wahrscheinlichste Modenschätzung des vorhergehenden Symbols gespeichert. Wenn jedoch im Schritt 2020 bestimmt wird, daß der gegenwärtig für den aktuellen Zustand m des Symbols k gespeichertes Summen-Weggewichtwert T(i⁽ ^m ⁾(k)) größer als das Summengewicht eines Weges durch den aktuellen Zustand p ist, dann schreitet die Programmsteuerung zum Schritt 2040 fort. Im Schritt 2040 wird eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob der Wert des Zählers p größer als M, die Anzahl bewahrter Zustände ist. Anders gesagt, ob es zusätzliche, zu bewertende bewahrte Zustände für den aktuellen Zwischenzustand gibt.
Wenn im Schritt 2040 bestimmt wird, daß es zusätzliche zu bewertende Zustände gibt, dann wird der Wert des Zählers p im Schritt 2045 erhöht und die Programmsteuerung kehrt zum Schritt 2020 zurück, um die übrigen Zustände auf die oben beschriebene Weise zu verarbeiten. Wenn jedoch im Schritt 2040 bestimmt wird, daß es keine zusätzlichen zu bewertenden bewahrten Zustände für den aktuellen Zwischenzustand gibt, dann schreitet die Programmsteuerung zum Schritt 2060 fort.
Auf diese Weise wird nach Ausführung der Schritte 2020 bis 2045 der für den aktuellen Zustand m des Symbols k gespeicherte Summen-Weggewichtwert T(i^(m ⁾(k)) für den Weg durch das vorherige Symbol k – 1 zum aktuellen Zustand und Symbol gelten, das das maximale Weggewicht bereitstellt.
Im Schritt 2060 wird eine Prüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob der Wert des Zählers m größer als M, die Anzahl bewahrter Zustände, ist. Anders gesagt, ob es zusätzliche zu bewertende Zwischenzustände aus dem aktuellen Symbol gibt. Wenn im Schritt 2060 bestimmt wird, daß es zusätzliche zu bewertende Zwischenzustände aus dem aktuellen Symbol gibt, wird der Wert des Zählers m im Schritt 2065 erhöht und die Programmsteuerung kehrt zum Schritt 2010 zurück, um die übrigen Zustände auf die oben beschriebene Weise zu verarbeiten.
Wenn jedoch im Schritt 2060 bestimmt wird, daß es keine zusätzlichen zu bewertenden Zwischenzustände aus dem aktuellen Symbol gibt, dann endet die Programmausführung im Schritt 2080.
In gewissen Kommunikationsumgebungen kann der Kommunikationskanal hauptsächlich nur Chip-Chip- oder Symbol-Symbol-Störungen aufweisen. Obwohl die bevorzugte Ausführungsform bezüglich einer Implementierung besprochen worden ist, die sowohl Chip-Chip- als auch Symbol-Symbol-Störungen kompensiert, können die hier gezeigten und beschriebenen Ausführungsformen und Variationen auf Kommunikationsumgebungen erweitert werden, die nur Chip-Chip- oder Symbol-Symbol-Störungen aufweisen, wie dem gewöhnlichen Fachmann auf Grundlage der hier gebotenen Offenbarung offensichtlich sein würde.
Es versteht sich, daß die hier gezeigten und beschriebenen Ausführungsformen und Variationen nur für die Grundsätze der vorliegenden Erfindung beispielhaft sind und daß vom Fachmann verschiedene Abänderungen implementiert werden können, ohne aus dem Rahmen der Erfindung zu weichen.

Claims

Vorrichtung zum Empfangen eines Signals mit über einen Kommunikationskanal übertragenen Informationssymbolen, wobei jedes dieser Symbole eine Mehrzahl von während einer gegebenen Symboldauer übertragenen Bit übermittelt, wobei jedes dieser Symbole unter Verwendung eines ersten und eines zweiten spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulier ten Signals während der zugehörigen Symboldauer codiert wird, um ein zeitverschobenes Spreizspektrumcodewort zu erzeugen, wobei der Kommunikationskanal Laufzeitstreuungseigenschaften aufweist, wobei die Laufzeitstreuung Restkopplung zwischen dem ersten und zweiten spreizspektrum codeimpulspositionsmodulierten Signal einer gegebenen Symboldauer verursacht und bewirkt daß mit einem ersten während einer ersten Symboldauer übertragenen Symbol verbundene Energie in eine oder mehrere Nachbarsymboldauern eingestreut wird, wobei die Empfängervorrichtung ein an zeitverschobene Spreizspektrumcodeworte angepaßtes Filter (250; 640; 645) umfaßt, und gekennzeichnet durch ein an die Lauf zeitstreuungseigenschaften des Kommunikationskanals kanalangepaßtes Filter (660, 740, 745); einen versuchsmäßigen Symbolschätzer (670) zum Abtasten von Ausgangssignalen des kanalangepaßten Filters zum Schätzen des Wertes jedes Symbols, wobei durch diese Schätzung jedem möglichen Wert des Symbols ein Gewicht zugewiesen wird, wobei jedes dieser Gewichte den Restkopplungseinfluß zwischen dem ersten und zweiten spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulierten Signal berücksichtigt; und eine Modensiebevorrichtung (680) zum Auswerten der durch den versuchsmäßigen Symbolschätzer zugewiesenen Gewichte zum Auswählen einer Endschätzung für den Symbolwert, wobei diese Endschätzungs auswahl den Einfluß des einen oder der mehreren übertragenen benachbarten Symbole aufeinander berüksichtigt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Modensiebevorrichtung die Endschätzung als den möglichen Wert des Symbols mit dem größten Gewicht auswählt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Endschätzung weiterhin den möglichen Wert des Symbols mit dem größten Gewicht berücksichtigt.
Empfängervorrichtung nach Anspruch 1, 2 oder 3, weiterhin mit einem Kanalparameterschätzer (650) zum Analysieren eines oder mehrerer durch den Kommunikationskanal übertragener Trainingssymbole, wobei der Kanalparameterschätzer eine Schätzung der Impulsantwort des Kanals zur Benutzung durch das an die Kanaleigenschaften angepaßte Filter erzeugt.
Empfängervorrichtung nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei der Kommunikationskanal ein drahtloser Funkkanal ist.
Empfängervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Symbole durch die Polarität und Lage der Hauptkeule des ersten und zweiten spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulierten Signals bei der angepaßten Filterung definiert werden.
Empfängervorrichtung nach Anspruch 1, 2 oder 3, weiterhin mit einem Kanalparameterschätzer zum Analysieren eines oder mehrerer durch den Kommunikationskanal übertragenen Trainingssymbole, wobei der Kanalparameterschätzer eine Reihe von versuchsmäßigen Symbolschätzer zum Kompensieren der Restkopplung benutzenden Abweichungskorrekturgliedern erzeugt.
Verfahren zum Empfangen eines Signals mit einem über einen Kommunikationskanal übertragenen Informationssymbol, wobei diese Symbole eine Mehrzahl von während einer Symboldauer übertragenen Bit übermitteln, wobei die Symbole unter Verwendung eines ersten und eines zweiten spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulierten Signals während der zugehörigen Symboldauer codiert werden, um ein zeitverschobenes Spreizspektrumcodewort zu erzeugen, wobei der Kommunikationskanal Laufzeitstreuungseigenschaften aufweist, wobei die Laufzeitstreuung Restkopplung zwischen dem ersten und zweiten spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulierten Signal verursacht, wobei das Empfangsverfahren folgende Schritte umfaßt: Filtern des empfangenen Signals mit einem an das zeitverschobene Spreizspektrumcodewort angepaßten Filter, wobei das Empfängerverfahren gekennzeichnet ist durch: Filtern (660, 740, 745) des Signals mit einem an die Lauf zeitstreuungseigenschaften des Kommunikationskanals angepaßten kanalangepaßten Filter; Abtasten (670; 652; 654; 656; 658; 670) von Ausgangssignalen der kanalangepaßten Filterausgaben zum Schätzen des Wertes des Symbols und Zuweisen eines Gewichts zu jedem möglichen Wert des Symbols, wobei jedes dieser Gewichte den Restkopplungseinfluß zwischen dem ersten und zweiten spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulierten Signal aufeinander berücksichtigt; und Auswerten (1500–1580; 684; 2000–2080) der Gewichte zum Auswählen einer Endschätzung für den Symbolwert, wobei diese Endschätzung der mögliche Wert des Symbols mit dem größten Gewicht ist.
Verfahren nach Anspruch 8, weiterhin mit folgendem Schritt: Erzeugen einer Schätzung der Impulsantwort des Kommunikationskanals, wobei der Schritt des Erzeugens folgende Teilschritte umfaßt: Abtasten der kanalangepaßten Filterausgabe an einem Symbolintervall; Multiplizieren der Symbolintervallabtastwerte mit dem Kehrwert des übertragenen ersten spreizspektrumcodeimpulspositionsmodulierten Signals; und Erzeugen von Kanalkoeffizienten für jede Komponente der Kanalimpulsantwort gleich dem Multiplikationsergebnis.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei die Endschätzungsauswahl weiterhin den Einfluß des einen oder der mehreren benachbarten Symbole aufeinander berücksichtigt.