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Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur
kohärenten Modulation und Demodulation bei der Datenüber
tragung mit großem Durchsatz mittels hoher Frequenzen.
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Sie ist insbesondere auf die digitale übertragung von
Sprachsignalen auf dem Funkweg anwendbar.
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Bekanntlich erfolgen ionosphärische
Hochfrequenzverbindungen über Reflexionen an den Schichten der Ionosphäre
gemäß zahlreichen Ausbreitungswegen. Wegen der Turbulenz der
Ionosphäre variiert für jeden dieser Wege das Signal nach
Amplitude und Phase auf zufällige Weise. Dies ergibt
Schwunderscheinungen des zusammengesetzten Empfangssignals,
die im englischen "fading" genannt werden. Da sich die
Übertragungszeiten auf den verschiedenen Wegen nicht
gleichen, setzt sich das Empfangssignal aus mehreren zeitlich
versetzten Komponenten in einem Intervall zusammen, das
mehrere Millisekunden lang sein kann. Andererseits
verursachen die zeitlichen Veränderungen der Höhe der ionosphäri
schen Schichten Frequenzabweichungen, die sich in Doppler-
Verschiebungen für jede der Komponenten des Vielfachwegs
bemerkbar machen.
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All diese Effekte führen gemeinsam zu einer
Verzerrung des Signals und zu einer Verschlechterung der Quah
tät der Verbindung. Daraus folgt, daß die Datenübertragungen
mit großem Durchsatz im Hochfrequenzband besonders schwierig
zu realisieren sind. Aus diesem Grund wurden in der
Vergangenheit die parallelen Modulatoren-Demodulatoren
eingeführt, die auch parallele Modems genannt werden und eine
große Anzahl von Trägern parallel bei geringer
Modulationsgeschwindigkeit übermitteln. Die am meisten verwendete
Modulationsart ist die Differential-Phasenmodulation mit N
Phasenzuständen (N-DPSK), durch die mehrere Bits je Symbol
auf jedem Unterträger übermittelt werden können, indem eine
verringerte Bandbreite verwendet wird.
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Das ausgesendete Signal besteht also aus einer Folge
von Rahmen einer Dauer T von etwa 20 ms, wobei jeder Rahmen
von einer Summe von N Sinuswellen mit Vielfachfrequenzen
einer Größe Df gebildet wird, die so berechnet wird, daß die
Unterträger über eine Zeitdauer Tu, die geringer als die
Dauer des Rahmens T ist, orthogonal liegen.
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Die Differenz Tg = T-Tu definiert den zeitlichen
Schutzabstand, durch den Interferenzen zwischen den Symbolen
über die Analysedauer Tu vermieden werden. Dadurch kann man
in jedem Rahmen die verschiedenen Unterträger durch eine
Fourier-Transformierte voneinander trennen und einzeln
demodulieren. Die für jeden Unterträger verwendete
Modulation ist im allgemeinen eine differentielle Phasenmodulation
mit zwei oder vier Zuständen.
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Eines der ersten Hochfrequenz-Übertragungssysteme,
das auf einem Modem mit paralleler Wellenform beruht, wurde
in dem Aufsatz "Kineplex, a bandwidth efficient binary
transmission system" von R.R. Mosier und R.G. Clabaugh
beschrieben, der in der Zeitschrift AIEE Trans. Teil 1,
Commun and Electron, 1958, 76, Seiten 723 bis 728
veröffentlicht wurde. Dieses Modem, das für die Übertragung von Daten
von einem Punkt zu einem anderen verwendet wurde, benutzte
16 Unterkanäle mit einem Durchsatz von 75 Baud und eine
Differentialmodulation mit vier Phasenzuständen. Der
erreichte Gesamtdurchsatz betrug 1400 Bitsis. Ein anderes
System mit dem Namen "Kathryn" wurde von General Atronix im
Jahr 1961 entwickelt und in der Zeitschrift IEEE
Transmission von 1969, COM-17, Seiten 118 bis 128 in einem Aufsatz
"Field test result of the AN/GSC-10 digital data terminal"
von P.R. Kirshal Gray und DW Hanna jr. veröffentlicht. Mit
diesem System ergab sich eine Mqdulation von 34 Unterträgern
bei 75 Baud. Die auf jedem Unterträger durchgeführte
Modulation erlaubte die Messung der Kennwerte des
Übertragungskanals für jeden Unterträger und die Phasenkorrektur jeder
Nutzdateneinheit. Die guten Ergebnisse dieses Verfahrens
sind jedoch auf ein langsames Fading und eine Verteilung der
Mehrfachwege beschränkt, die eine Millisekunde nicht
überschreitet.
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Ein neues Mehrfachtonverfahren wurde unter dem Namen
"Codem" im Jahre 1971 durch General Atronix entwickelt.
Dieses Verfahren, dessen Beschreibung in einem Aufsatz "A
combined coding and modulation approach for communication
over dispersive channels" von D. Chase enthalten ist, der in
der Zeitschrift IEEE Trans. 1973 COM-21, Seiten 159 bis 174
veröffentlicht wurde, führte eine Differentialmodulation mit
Phasenzuständen an einer Wellenform durch, die aus 25
orthogonalen Trägern bestand, mit einem Fehlerkorrekturkode
(25, 16) und gewichteten Entscheidungen, die auf den
Amplituden der reellen und imaginären Teile des Symbols
beruhten. Dadurch wurden die Wirkungen des selektiven Fadings
verringert. Messungen, die bei diesem Verfahren vorgenommen
wurden, ergaben einen Gewinn um etwa den Faktor 2 bezüglich
eines Modems mit 16 Tönen. Die von dem Codem-Verfahren
verwendeten Techniken wurden später im Rahmen der Norm ANDVT
(Advanced Neuroband Digital Voice Terminal)
weiterentwikkelt, die in einem Aufsatz von W.M. Jewet und R. Cole jr mit
dem Titel "Modulation and coding study for the advanced
neuroband digital voice terminal" beschrieben ist, der als
NRL Memorandum Report 3811 veröffentlicht wurde. Diese
Technik wurde in einem Modulator-Demodulator für die
digitale Sprachübertragung mit 39 Tönen mit einem gegenseitigen
Abstand von 56,25 Hz bei einer Rahmennutzdauer von 17,8 ms
in differentialer Phasenmodulation mit vier Zuständen (4-
DPSK) optimiert. In diesem Modem wird jeder aus 39 Symbolen
zusammengesetzte Rahmen mit einem Durchsatz von 44,44 Hz
übertragen, was einer Dauer von 22,5 ms entspricht, in der
17,8 ms für den Nutzrahmen und 4,7 ms für den zeitlichen
Schutzabstand reserviert sind. Der Gesamtdurchsatz beträgt
etwa 1733,3 Baud oder 3466,6 Bits je Sekunde. Bei 2400 b/s
wird der zusätzliche Durchsatz für den Schutz mit einer
Redundanz von 2 der 24 wichtigsten Bits des
Sprachsignalrahmens aus 54 Bits verwendet. Bei dieser Kodierung ermöglichen
der zeitliche Schutzabstand von 4,7 ms und eine sequentielle
Verschachtelung der 34 Töne eine Verringerung der Wirkungen
der ionosphärischen Ausbreitung.
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Schließlich entwickelte im Jahr 1988 die Gruppe
HARRIS RF Communication ein Mehrtonmodem, das in einem
Aufsatz "Advances in HF technologoy" von G.J. Luhowy und
F.A. Perkins beschrieben wurde, der in Harns Communication
vom 29. September 1983 veröffentlicht wurde und auf einer
parallelen Wellenform mit 39 Trägern beruht. Bei 2400 bis
ermöglicht ein Reed-Solomon-Code (14, 10, 2) und eine
zeitliche Verschachtelung eine Minimierung des Einflusses der
Vielfachwege. Für geringere Durchsätze werden robustere
Codes verwendet. Um die Genauigkeit der Phasenreferenz für
die Phasendemodulation zu verbessern, entwickelte die Gruppe
Harns auch eine Technik, die Interpolated Phase Shift
Keying (IPSK) genannt wird, um die Eigenschaften gegenüber
einer klassischen Differentialdemodulation zu verbessern.
Gemäß dieser Methode werden die Töne abwechselnd mit
Nutzdaten und Referenzphasen moduliert. Beim Empfang wird die
Information über die Referenzphase aus den Referenztönen
entnommen, und ein Interpolationsalgorithmus wird verwendet,
um die Werte zwischen diesen Tönen zu erhalten. Die
Nutzphasen werden durch die Differenz zwischen den interpolierten
Referenzphasen und den empfangenen Phasenwerten bestimmt.
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Wenn die erwähnten Verarbeitungsverfahren auch den
Vorteil besitzen, relativ einfach implementiert werden zu
können, so bleiben doch die erzielten Eigenschaften durch
eine gewisse Anzahl von Faktoren begrenzt. An erster Stelle
ist die Amplitude der ausgesendeten Wellenform nicht
konstant, und es existiert etwa ein Verhältnis von 10 dB
zwischen der höchsten ausgesendeten Leistung und der mittleren
Leistung, wenngleich dieses Ergebnis auch nuanciert werden
müßte, da im allgemeinen das Modem eine bestimmte
Signalbegrenzung
auf der Sendeseite erträgt. Weiter ergibt sich, daß
das Modem stets sehr empfindlich auf das frequenzselektive
Fading ist, das durch die Vielfachwege erzeugt wird, da die
Transferfunktion des Kanals stets tiefe Schwunderscheinungen
bei bestimmten Frequenzen aufweisen kann, die zu erheblichen
Fehlerraten in den entsprechenden Unterträgern führen,
obwohl eine Fehlerkorrekturkodierung und eine frequenzmäßig
Verschachtelung diesem pHänomen entgegenwirken kann.
Andererseits ergibt die Differentialdemodulation stets einen
Verlust von einigen dB im Vergleich mit der kohärenten
Demodulation, wobei dieser Verlust etwa 2 dB in der nicht-
kodierten QPSK-Demodulation beispielsweise in einem Kanal
mit weißem Rauschen beträgt, obwohl die Interpolation im
Harris-Modem auch diesen Verlust zu verringern erlaubt.
Schließlich verhindert der Mangel an Informationen über die
Qualität in Höhe der Demodulation eine gewichtete
Dekodierung von Konvolutionscodes oder anderen.
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Andere Verfahren, wie das in der Patentanmeldung EP-
441 731 A1 erlauben eine kohärente Demodulation einer
Wellenform, die aus mehreren Trägern parallel zusammengesetzt
ist, wobei bestimmte Träger Referenzträger sind, die
verwendet werden, um die Qualität der Übertragung abschätzen zu
können. Diese Verfahren werden insbesondere im Frequenzband
zwischen 1 und 10 GHz für den Nachrichtenverkehr zwischen
Fahrzeugen verwendet und erweisen sich als ungeeignet im
Hochfrequenzband auf einem ionosphärischen Übertragungs
kanal, da die Abschätzung des Rauschpegels in den
Referenzfrequenzen nicht ausreicht, um beim Demodulationsprozeß bei
vorhandenen Rauschquellen optimal im Frequenzband zu
bleiben.
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Ziel der Erfindung ist es, diese Nachteile zu
beheben.
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Hierzu ist Gegenstand der Erfindung ein Verfahren zur
kohärenten Modulation und Demodulation für die Übertragung
von Daten mit großem Durchsatz mittels Hochfrequenzen, wobei
parallel auf einer bestimmten Anzahl von Kanälen mit
geringem Durchsatz Nutzinformationssymbole übertragen werden,
wobei die diese Symbole darstellenden Signale gemäß einer
Modulation moduliert werden, die eine bestimmte Anzahl von
Phasenzuständen enthält, dadurch gekennzeichnet, daß das
Verfahren darin besteht, parallel auf einer Gruppe von
Kanälen Rahmen von Nutzsymbolen und Rahmen von
Referenzsymbolen zu übertragen, indem zwischen je zwei Nutzrahmen ein
Referenzsymbolrahmen eingefügt wird und indem abwechselnd
jedes Referenzsymbol mit einem Nutzsymbol in jedem
Referenzsymbolrahmen abwechselt, indem weiter bei der Demodulation
der Hochfrequenzkanal bezüglich der Träger der
Hochfrequenzkanäle, die die Referenzsymbole tragen, bewertet wird, indem
für jedes ausgesendete Referenzsymbol das Verhältnis
zwischen dem Wert des ihm entsprechenden Signals und einem
bekannten Referenzwert gebildet wird, indem die Werte des
augenblicklichen Rauschens durch Bildung des Quadrats der
Differenz zwischen dem verrauschten Wert und dem geschätzten
gefilterten Wert für jeden Kanal bestimmt werden, indem eine
zeitliche Filterung der geschätzten Werte der Kanäle für
jeden der Träger durch Berechnung der Filterkoeffizienten
durchgeführt wird, die den mittleren Schätzfehler
minimieren, und indem jedes empfangene Symbol für jeden Träger
durch eine Fourier-Transformierte der Tastproben des
Nutzzeitrahmens dekodiert wird.
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Andere Merkmale und Vorzüge der Erfindung werden nun
anhand der Zeichnungen näher erläutert.
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Figur 1 zeigt tabellarisch die Verteilung der
Referenzsymbole in jedem zweiten Rahmen auf die Trägerfrequenzen
jedes dieser Rahmen.
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Figur 2 zeigt den zeitlichen Aufbau der Rahmen.
Figur 3 zeigt eine Ausführungsform eines
erfindungsgemäßen Modems.
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Die Figuren 4A und 48 zeigen Ausführungsformen der
Moduln zur Verschachtelung und zur Entschachtelung in Figur
3.
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Figur 5 zeigt das Ablaufschema des Betriebs eines
Demodulators gemäß dem Übersichtsbild aus Figur 3.
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Im Gegensatz zu der oben erwähnten Norm ANDVT
verwendet das erfindungsgemäße Modulationsverfahren eine
kohärente Demodulation aufgrund einer Übertragung von Referenz-
Unterträgern, die dem Empfänger bekannt sind. Diese Maßnahme
ermöglicht es, für jeden eine Nutzinformation tragenden
Unterträger einerseits eine Referenzphase und
Referenzamplitude sowie einen Rauschpegel abzuschätzen und
andererseits eine gewichtete kohärente Dekodierung der üblichen
Konvolutionscodes oder der kodierten Modulationen
durchzuführen. In dem nachfolgend beschriebenen Beispiel ergibt
sich der Schutz gegen das Fading und die Mehrfachwege durch
eine zeitliche Verschachtelung mit variabler Länge und durch
eine Modulation mit acht Phasenzuständen (8 PSK) einer
Redundanz 4/3, durch die wie im Fall der Norm ANTDV die
wichtigen Bits von durch Vocoder übertragenen digitalen
Rahmen geschützt werden. So gilt für den Fall beispielsweise
von Vocodern, die gemäß der NATO-Norm LPC10, 2400 b/s
kodiert sind, bei der jeder Rahmen 54 Bits enthält, von denen
41 für die Kodierung der 10 Koeffizienten des
Synthesefilters, 5 Bits für die Kodierung der Energie mit 32 Werten, 7
Bits für die Übertragung der Tonlage oder des "Pitch" und 1
Bit für die Synchronisierung reserviert sind, daß die zu
schützenden wichtigen Bits 6 Bits höchster Gewichtung für
den Pitch, 3 oder 4 Bits großer Gewichtung für die Energie,
2 bis 4 Bits großer Gewichtung für die vier ersten
Koeffizienten des Synthesefilters sowie das Synchronisationsbit
sind, was etwa 21 zu schützende Bits ergibt.
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Die Übertragung mit hohem Durchsatz ergibt sich durch
eine ausreichende Anzahl von parallelgeschalteten Kanälen
mit geringem Durchsatz auf benachbarten Frequenzen, wobei
das Frequenzintervall zwischen je zwei Kanälen so gewählt
ist, daß die Symbole stets orthogonal sind.
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Im Fall der Norm LPC10 ergibt dies die Verwendung von
41 Trägern, von denen 21, z.B. die ungeradzahligen 1, 3, ...
41 Referenzsymbole in jedem zweiten Rahmen transportieren,
wie dies in der Frequenztabelle in Figur 1 dargestellt ist,
während die zeitliche Verteilung dieser Frequenzen in Figur
2 zu sehen ist, und zwar jeweils für zwei
aufeinanderfolgende Rahmen. Da in diesem Fall die Dauer eines Rahmens 22,5 ms
beträgt, liegt der erzielte Übertragungsdurchsatz bei 44,44
Rahmen je Sekunde. Das entsprechende zeitliche Signal ergibt
sich durch eine inverse Fourier-Transformierte dieser
Frequenzen über 128 Punkte.
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Mit beispielsweise einer Tastfrequenz von 7200 Hz
liegt der Frequenzabstand zwischen zwei Trägern unter diesen
Bedingungen bei 56,25 Hz, was gemäß Figur 2 zu einer Dauer
eines Nutzrahmens Tu von 17,77 ms und zu einem zeitlichen
Schutzabstand TG von 4,72 ms führt.
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Das während der Dauer des Schutzabstands ausgesendete
Signal ergibt sich, indem die Nutzzone periodisch wiederholt
wird, um Phasendiskontinuitäten an den Grenzen dieser Zone
zu vermeiden.
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Eine entsprechende Modemstruktur, die nach diesem
Prinzip funktioniert, ist in Figur 3 gezeigt. Das Modem
enthält in seinem Sendeteil einen Kodiermodul 1, einen
Verschachtelungsmodul 2 und einen Modulationsmodul 3. Der
Empfangsteil enthält einen Demodulationsmodul 4, einen
Entschachtelungsmodul 5 und einen Dekodiermodul 6. Der
Kodiermodul 1 und der Dekodiermodul 6 bewirken eine mit 8
Phasenzuständen kodierte Modulation einer Redundanz 4/3, um
wie im Fall der Norm ANDVT die wichtigen Bits jedes
übertragenen Vocoder-Rahmens zu schützen. Wenn also, wie im Fall
der Norm LPC10 in jedem Rahmen 21 Bits geschützt werden
sollen, führen diese Bits zu 21/2 QPSK-Symbolen und zu 14
Symbolen im Kode 8PSK. Verwendet man zwei Vocoder-Rahmen von
108 Bits hintereinander, dann kann man die 42 wichtigsten
Bits in den beiden Rahmen schützen. Der Ausgang des
Kodierers
1 liefert unter diesen Bedingungen (42/2)(4/3)=28
geschützte Symbole im Kode 8PSK und (108-42)12=33
nichtgeschützte Symbole QPSK.
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Der Kodierer 1 liefert insgesamt 61 Symbole, die auf
zwei Rahmen verteilt sind, und zwar 20 Symbole auf dem
ersten Rahmen (beispielsweise auf den geradzahligen Trägern)
und 41 auf dem zweiten Rahmen, wie dies die Tabelle in Figur
1 zeigt. Die nachfolgende Verschachtelung bewirkt der
Verschachtelungsmodul 2, der wie in Figur 4A zu sehen ist, aus
n&sub2;(n&sub1;-l)+1 Schieberegistern mit den Bezugszeichen 7&sub0; bis 7n2(n1-
1) versehen sind und deren Abgriffe bei Vielfachen von (n&sub1;-1)
liegen.
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Die Entschachtelung erfolgt im Modul 5, der
ebenfalls, wie in Figur 48 gezeigt, aus einer Gruppe von
n&sub2;(n&sub1;1)+1 in Serie geschalteten Schieberegistern, die die
Bezugszeichen 9&sub0; bis 9n2(n1-1) tragen, und aus einem Schalter 10
besteht, der zyklisch den Eingang des Entschachtelungsmoduls
an die verschiedenen Registerausgänge anschließt.
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Zur Kanalabschätzung ausgehend vom ersten
übertragenen Referenzrahmen bis zum letzten Nutzrahmen gehen 16
zusätzliche Rahmen den ganzen ausgesendeten Informationen
voraus und folgen 16 zusätzliche Rahmen nach. Diese wie die
erstgenannten Rahmen strukturierten Rahmen enthalten jedes
zweite Mal Referenzsymbole, um den davor und dahinter
hegenden Kanal jedes zu demodulierenden Rahmens abzuschätzen.
Die Referenzsymbole werden beispielsweise zufällig in jedem
zweiten Rahmen erzeugt und nacheinander in einer Datei
gespeichert, die bei der Demodulation gelesen wird.
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Die Wiedergewinnung der Signale auf jedem der Träger
des Übertragungsbands erfolgt durch den Demodulationsmodul 4
mit Hilfe einer Fourier-Transformierten über die 128
Tastproben des Nutzzeitrahmens. Dies erlaubt es, in jedem
zweiten Rahmen Informationen betreffend den Kanal auf den 21
ungeradzahligen Referenzträgern unterzubringen. Nach der
Abschätzung des Kanals und des Rauschens im Schritt 4
besteht die im Schritt 5 durchgeführte Dekodierung darin, für
jedes empfangene Symbol den Kode zu suchen, der die folgende
Beziehung minimiert:
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Hierbei bildet αi* den konjugierten Wert des abgeschätzten
Kanals
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Zi ist das empfangene Symbol
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i² ist die Varianz des Rauschens
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αi ist das Referenzsymbol auf einem gegebenen Weg.
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Das Ablaufschema gemäß Figur 5 zeigt die
verschiedenen Schritte 11 bis 17 des Ablaufalgorithmus. In diesem
Schema bedeutet 2m die Anzahl von am Anfang und am
Ende der Übertragung zur Abschätzung des Kanals zugefügten
Rahmen. Die Erfassung der 4m+1 ersten Rahmen findet im
Schritt 11 statt, um einem erste Bewertung Cij des
Hochfrequenzkanals mit Hilfe der Referenzträger in jedem zweiten
Kanal durchzuführen, wobei sich jeder Wert Cij aus dem
Quotienten des Signals Srefij des Referenzträgers (hierbei ist j
eine ungerade Zahl zwischen 1 und 41 einschließlich) durch
einen im Demodulator bekannten Referenzwert Refij. In diesem
Schritt werden die Nutzsignale Sutij ab dem Rahmen 2m+1
gespeichert.
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Die Abschätzung des Kanals, die im Schritt 12
stattfindet, besteht darin, eine zeitliche Filterung der Werte Cij
durchzuführen.
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Diese Filterung besteht darin, die Koeffizienten des
Filters und die Anzahl von ihnen zu suchen, durch die der
mittlere Schätzfehler einen Mindestwert annimmt. Um die
ersten Werte des Kanals auf dem ersten übertragenen
Referenzrahmen zu filtern, braucht man 2m zusätzliche Rahmen
vorab. Unter diesen Rahmen transportiert jeder zweite
Referenzsymbole auf den 21 ungeradzahligen Trägern.
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Bezeichnet h(i) die Koeffizienten des Filters, dann
ist der mittlere Wert Cmoy2m+1,j, der am Ausgang des Filters
erhalten wird, durch die folgende Gleichung definiert:
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Hierbei ist j eine ungerade Zahl zwischen 1 und 41
einschließlich.
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Da ein Nutzrahmen keinen Referenzsymbole
transportierenden Träger enthält, erfolgt eine zeitliche Interpolation
auf den 21 Trägern ungeradzahligen Rangs dieses Rahmens mit
einer auf 2m festgelegten Anzahl von Koeffizienten des
Filters zur Mittelwertbildung.
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Aus denselben Gründen wie oben folgen auf den letzten
Nutzrahmen 2m zusätzliche Rahmen, um die Kanalabschätzung
durchzuführen.
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Die Frequenzfilterung, die im Schritt 13 erfolgt,
besteht darin, eine Frequenzfilterung in jedem Rahmen für
jeden der Träger durchzuführen. Dies erfolgt mit Hilfe eines
Satzes von Filtern, in denen die Anzahl von Koeffizienten
abhängig von der Lage jedes betreffenden Trägers im Rahmen
variabel ist. Auf den ungeradzahligen Trägern, die
Informationen über den Kanal liefern, besitzen die verwendeten
Filter ungeradzahligen Rang. Für die anderen Fälle wird eine
Interpolation durchgeführt. Diese Filter sind Tiefpaßfilter
Da im allgemeinen die maximale Verzögerung der Vielfachwege
bei etwa ± 2ms liegt, wird nur der Teil des Signals zwischen
diesen beiden Werten weiterverarbeitet. Dadurch erhält man
in jedem Rahmen des Rangs 2m+1 eine Abschätzung des Kanals
für jeden der 41 Träger.
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Die Rauschabschätzung findet im Schritt 14 statt.
Die Augenblickswerte des Rauschens auf den
ungeradzahligen Trägern eines Referenzrahmens werden durch eine
Beziehung folgender Form bestimmt
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binst (j) = Cj - Kanal j ²
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Hierbei ist Cj der verrauschte Wert des Kanals mit dem Träger
j, während Kanal j den Schätzwert des Kanals nach der
Filterung
des Trägers j bildet, wobei j ungeradzahlig ist und
zwischen 1 und 41 einschließlich liegt.
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Diese Augenblicks-Rauschwerte werden dann von einem
Butterworth-Filter BF mit schmalem Band des Rangs 3
gefiltert.
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Für einen Nutzrahmen, in dem keine Referenzsignale
zur Bestimmung der Werte Cj enthalten sind, werden die
Rauschwerte über zwei den betreffenden Rahmen umgebende
Referenzrahmen abgeschätzt. Ein Mittelwert dieser beiden
Schätzwerte ergibt den Wert des Rauschens der
ungeradzahligen Träger in dem Nutzrahmen.
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Die Werte der geradzahligen Träger der Rahmen ergeben
sich auch durch die gleiche Art von Interpolation.
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Man verfügt also für alle Träger eines Rahmens mit
dem Rang 2m+1 über Rausch-Schätzwerte (j) für das Rauschen j
zwischen den Trägern 1 und 41.
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Die Abschätzung der Doppler-Abweichung, die im
Schritt 15 erfolgt, verwendet ein Prinzip, das demjenigen
ähnelt, das in der Norm ANDVT verwendet wird. Diese
Abschätzung ergibt sich, indem über die Gesamtheit der Träger ein
Mittelwert der Phasendifferenzen gebildet wird, die zwischen
zwei aufeinanderfolgenden Rahmen bei der Kanalabschätzung
gefunden wurden. Es wird in diesem Fall angenommen, daß die
Phasenschwankungen aufgrund des Fadings gering sind.
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Das verrauschte Phasensignal im Rahmen i wird dann:
Phasensignal
Kanal
Rauschen
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Hierbei bedeutet np die Anzahl von Trägern.
Das Rauschen wird zwischen zwei aufeinanderfolgenden
Rahmen als konstant angenommen.
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Dieses Signal wird dann in einem komplexen
Butterworth-Filter des Rangs 3 gefiltert, dessen Produkt FcTe
(Grenzfrequenz mal Tastperiode) sehr gering ist. Die
Abschätzung der Abweichung von einem Rahmen zum nächsten, die
so erhalten wird, bleibt relativ glatt und läßt sich durch
folgende Beziehung ausdrücken:
Abweichung (i) = Θi/2πT
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Hierbei ist Θi die Phase des gefilterten
Phasensignals im Rahmen i und T die Rahmenperiode (T = 22,5 ms).
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Die Berechnung und Speicherung der Produkte für den
Rahmen des Rangs 2m+1, die im Schritt 16 erfolgt, geht von
den Werten des Kanals und des Rauschens bezüglich jedes der
Träger aus. Diese Berechnung erfolgt gemäß folgender
Beziehung:
Kanal
Rauschen
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Hierbei liegt j zwischen 1 und 41 einschließlich,
Sut(2m+1),j ist das Nutzsignal im Rahmen 2m+1 und für den
Träger j. Kanal* 2m+1,j ist der konjugierte Wert des Kanals
unter den gleichen Bedingungen und Rauschen 2m+1,j ist das
Rauschen unter den gleichen Bedingungen.