DE69821870T2

DE69821870T2 - Schätzung des groben Frequenzversatzes in Mehrträgerempfängern

Info

Publication number: DE69821870T2
Application number: DE69821870T
Authority: DE
Inventors: Olivier Dejonghe
Original assignee: Daewoo Electronics Co Ltd; Dongbu Daewoo Electronics Corp
Current assignee: WiniaDaewoo Co Ltd
Priority date: 1997-11-29
Filing date: 1998-08-26
Publication date: 2004-12-16
Anticipated expiration: 2018-08-27
Also published as: US6363084B1; KR19990043408A; EP0920163A2; KR100263372B1; EP0920163A3; DE69821870D1; JPH11186985A; EP0920163B1; JP4013009B2

Description

Die Erfindung betrifft die Frequenzsynchronisation eines Empfängers für den orthogonalen Frequenzmultiplexbetrieb (OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing), insbesondere eine Vorrichtung zum Abschätzen eines groben Frequenzversatzes innerhalb eines ±½-Bereichs des Zwischenträger-Abstands.
Beim OFDM-Verfahren werden seriell eingegebene Symbolströme in Einheitsblöcke unterteilt. Die Symbolströme jedes Einheitsblocks werden umgewandelt in eine Anzahl N paralleler Symbole. Nach der Umwandlung werden diese Symbole gemultiplext und aufaddiert unter Verwendung mehrerer Zwischenträger unterschiedlicher Frequenzen entsprechend dem inversen schnellen Fourier-Transformationsalgorithmus (IFFT) und über den Kanal übertragen. Das heißt: Die Anzahl N paralleler Symbole wird definiert als ein Einheitsblock, und jeder Zwischenträger des Einheitsblocks besitzt eine orthogonale Charakteristik, die keinen Einfluss auf Unterkanäle hat. Folglich lässt sich bei dem OFDM-Verfahren die Intersymbolinterferenz (ISI), hervorgerufen durch Mehrwege-Fading, dadurch reduzieren, dass man die Symbolzeitspanne im Verhältnis zu der Anzahl von Unterkanälen (N) erhöht und dabei die gleiche Symbolübertragungsrate beibehält wie bei dem Einzelträger-Übertragungsverfahren. Insbesondere wird zwischen die übertragenen Symbole ein Schutzintervall eingefügt, um die Möglichkeit für die ISI-Verminderung zu steigern. Im Ergebnis lässt sich ein Kanalentzerrer vereinfachten Aufbaus implementieren.
Bei dem OFDM-Verfahren wird ein Symbol zugehörig zu jedem Unterkanal detektiert. Bei vorhandenem Frequenzversatz, d. h. einer Differenz der Trägerfrequenzen zwischen Sender und Empfänger, bleibt die orthogonale Charakteristik zwischen jeder Zwischenträgerfrequenz nicht aufrecht erhalten, was zu einer Störung zwischen benachbarten Unterkanälen führt. Insbesondere ist jeder Zwischenträger eng in einem Band aufgeteilt, wenn die Anzahl von OFDM-Unterkanälen zunimmt, so dass die Interferenz zwischen einander benachbarten Unterkanälen auch dann zustande kommt, wenn der Frequenzversatz sehr eng ist.
Allerdings lässt sich das klassische Frequenzsynchronisationsverfahren, wie es bei Einzelträgersystemen verwendet wird, deshalb nicht auf OFDM-Systeme anwenden, weil der Empfänger der eingesetzten schnellen Fourier-Transformation (FFT) Nicht-Linearität aufweist. Aus diesem Grund wurden einige Verfahren vorgeschlagen, um gewisse sukzessive Versetzungen auf einen Rotator anzuwenden, einen vorab definierten Bereich abzutasten und den endgültigen Wert zu detektieren, um die Auswirkung des Frequenzversatzes zu kompensieren, wenn die Referenzträger korrekt positioniert sind.
Das oben angegebene Verfahren mit dem Rotator hat gewisse Nachteile insofern, als die Gesamtverarbeitungszeit zunimmt aufgrund der Zeit, die notwendig ist, um den Wert des Frequenzversatzes innerhalb eines gegebenen Bereichs im Zeitbereich vor der FFT-Verarbeitung zu ermitteln. Das heißt: Es wird ein Differenzdecodierverfahren zwischen den laufenden und vorausgehenden OFDM-Symbolen eingesetzt, um den Frequenzversatzwert zu ermitteln. Da die Differenzdecodierung durchgeführt wird, werden während mindestens zweier OSDM-Symbole 2S + 1 kontinuierliche Versetzungswerte innerhalb des Bereichs von {–S; S} (hier bezieht sich S auf einen vorbestimmten maximalen Frequenzversatzwert), die auf den Rotator gegeben werden, aufrechterhalten. Folglich ist die in dem Rotator zum Abtasten der Zwischenträger innerhalb des Bereichs {–S; S} erforderliche Zeit diejenige Zeit, die erforderlich ist, um 2S + 1 Schätzwerte zu berechnen {ε_–s, ε_–s+1, ..., ε_s–1, ε_s}, das ist diejenige Zeit, die erforderlich ist, um 2 × (2S – 1) OFDM-Symbole zu verarbeiten.
Bei der terristrischen Fernsehübertragung setzt sich das Übertragungssignal typischerweise aus Rahmen zusammen, wobei jeder Rahmen 68 OFDM-Symbole enthält. Jedes Symbol wiederum setzt sich zusammen aus K = 6817 Trägern (K bezieht sich auf die Anzahl der Sende-Träger) im 8K-Modus oder K = 1705 Träger im 2K-Modus. Dabei beträgt die Verzögerung zum Ermitteln des Frequenzversatzes etwa 70 OFDM-Symbole im 2K-Modus oder 274 OFDM-Symbole im 8K-Modus. Wie oben erläutert wurde, benötigt es mehr als einen OFDM-Rahmen (68 OFDM-Symbole), um den Frequenzversatz zu ermitteln, was eine beträchtliche Verarbeitungsverzögerung bei dem Synchronisationsprozess bedeutet.
Da außerdem der Restversatz in einem Bereich von ±1/2 des Zwischenträgers erzeugt werden kann, wenn die Abtastung in jedem Zwischenträgerbereich erfolgt, wird im Anschluss an die Grob-Frequenzsynchronisation eine Fein-Frequenzsynchronisation durchgeführt. Bei der Verarbeitung zum Ermitteln des groben Frequenzversatzes lässt sich, wenn der Frequenzversatz nahe beim 1/2- oder –1/2-Bereich des Zwischenträgerabstands gegenüber dem Frequenzsignal liegt, die folgende Fein-Frequenzsynchronisation herleiten. Um die exakte Frequenzsynchronisation zu erreichen, sollte die zweite Abtastung in kleineren Schrittweiten um den groben Frequenzversatzwert herum ausgeführt werden, wodurch sich die Verarbeitungsverzögerungszeit erneut vergrößert.
Classen F. et al: Frequency Synchronization Algorithms for OFDS Systems Suitable for Communication over Frequency Selective Fading Channels, Proceedings of the Vehicular Technology Conference, Stockholm, 8. bis 9. ?? 10. ?? Juni 1994, New York, IEEE, US, Band 3 Conf. 44, 8. Juni 1994, Seiten 1655 bis 1659, ISBN: 0-7803-1928-1 zeigt Frequenzabschätzungsalgorithmen für einen Daten-unterstützten Modus (DA-Modus) zur Trägersynchronisation bei OFDM-Systemen in Beisein eines beträchtlichen Frequenzversatzes.
Die GB-A-2313527 zeigt einen Empfänger für OFDM-Signale, bei dem jeder Zwischenträger durch Differenz-Phasenumtastung moduliert wird.
Angesichts des oben Gesagten ist es ein Ziel der Erfindung, eine Vorrichtung zum Abschätzen eines Frequenzversatzes anzugeben, auf den nicht in ±1/2 des Zwischenträgerabstands zugegriffen wird, nachdem direkt die Versatzwerte innerhalb eines verfolgbaren Bereichs im Frequenzbereich im Anschluss an eine FFT-Verarbeitung unter Verwendung des in einem OFDM-Rahmen in einem OFDM-Empfänger eingefügten Referenzträgersignals erhalten wurden.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer Vorrichtung zum Abschätzen des groben Frequenzversatzes in einem OFDM-Empfänger.
Erfindungsgemäß wird eine Vorrichtung zum Abschätzen eines groben Frequenzversatzes gegenüber einem OFDM-Signal geschaffen, in welchem ein Referenzsignal an L Trägerstellen innerhalb eines jeden Symbols eingefügt ist und Informationsdaten an den übrigen Trägerpositionen innerhalb eines OFDM-Empfängers eingefügt werden, umfassend: einen Eingangspuffer zum Empfangen kontinuierlicher OFDM-Symbole in Abtasttakt-Einheiten im Frequenzbereich, gewonnen durch Ausführen einer FFT bezüglich des OFDM-Signals, Verzögern der Signale um bis zu eine Symbollänge und Ausgeben verzögerter Symbole in Abtasttakteinheiten, einen komplexen Multiplizierer zum Durchführen einer Differenzdekodierung für eine vorhergehende OFDM-Probe, die von dem Eingangspuffer ausgegeben wurde, und eine laufende OFDM-Probe; eine Speichereinheit zum seriellen Empfangen und zum Speichern von Differenz-decodierten Werten, die von komplexen Multiplizierer (110) ausgegeben werden, und zum Ausgeben der Werte auf Zufallsbasis; eine Adressensteuerung zum Erzeugen von Adressen- und Steuersignalen, um die Speichereinheit zu steuern; eine Frequenzversatz-Erfassungseinheit zum Aufsummieren von L Differenz-decodierten Werten an der gleichen Stelle in Bezug auf das Referenzsignal, ausgegeben von der Speichereinheit bei jedem Abtasttakt, zum Berechnen eines Absolutwerts aus dem Summenwert, und zum Erzeugen von 2S + 1 Versatzwert-Kandidaten ε_i, wobei ε_i eine ganze Zahl von –S ≤ i ≤ S bedeutet und S ein vorbestimmter maximaler Frequenzversatz ist; und eine Frequenzversatz-Nachführeinheit zum Prüfen der von der Frequenzversatz-Erfassungseinheit erhaltenen 2S + 1 Versatzwertkandidaten und zum Bestimmen des Grobfrequenzversatzes entsprechend den Positionen des ersten und des zweiten Maximumwerts.
Weitere Ziele, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden, detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen. Es zeigen:
1 ein Strukturdiagramm eines OFDM-Rahmens, in welchem ein Referenzträgersignal erfindungsgemäß eingefügt ist;
2 ein Konzept-Diagramm, welches eine Differenz-Decodierverarbeitung zum Gewinnen eines Frequenzversatzwerts innerhalb eines konstanten Bereichs auf der Grundlage des in 1 gezeigten Referenzträgersignals veranschaulicht;
3A und 3B grafische Darstellungen, die Simulationsergebnisse für Frequenzversatz-Schätzwerte entsprechend der Lage von Zwischenträgern im Frequenzbereich veranschaulichen, gewonnen durch das erfindungsgemäße Abschätzverfahren zum Abschätzen eines groben Frequenzversatzes; und
4 ein Blockdiagramm einer Grob-Frequenzversatz-Abschätzvorrichtung gemäß der Erfindung in einem OFDM-Empfänger.
Nunmehr auf die der Beschreibung beigefügten Zeichnungen Bezug nehmend, wird eine bevorzugte Ausführungsform detailliert beschrieben. Wenn möglich, werden stets gleiche Bezugszeichen für gleiche oder ähnliche Teile in sämtlichen Zeichnungen verwendet.
Die in 1 dargestellte OFDM-Rahmenstruktur enthält Variable C_t und k, die sich auf den Symbolindex bzw. einen Trägerindex beziehen. Jedes Symbol setzt sich zusammen aus Abtastungen der Anzahl N (= k_max + 1), und jede Abtastung ist in Zwischenträger mit orthogonaler Charakteristik moduliert. In einem OFDM-Symbol sind L Referenzträgersignale (im Folgenden als Referenzsignal bezeichnet), nämlich R#0~R#L-1, an fixen Trägerpositionen eingefügt. Die Referenzsignale sind durch binäre Phasenumtastung moduliert, und jedes von ihnen enthält eine konstante Phase und Amplitude. An den verbleibenden Trägerstellen befinden sich Informationsdaten, die Quadratur-moduliert sind.
Die vorliegende Erfindung besteht gemäß 1 darin, eine grobe Frequenzsynchronisation anzustreben, um eine Frequenzabweichung zu korrigieren, wozu die Referenzsignale (R#0~R#L-1) dienen, die innerhalb jedes Symbols an den fixen Trägerpositionen eingefügt sind. Im Folgenden sollen zwei Hauptverfahren als Kern der Erfindung näher betrachtet werden.
Das erste Verfahren besteht darin, Versatzwerte oder Versetzungswerte gleicher Trägerpositionen innerhalb kontinuierlicher Symbole im Frequenzbereich abzuschätzen. Dieses Verfahren steht im Gegensatz zu dem herkömmlichen Verfahren, welches Versatzwerte aus den Abtastungen im Zeitbereich durch den Rotator generiert und Versatzwerte unter Verwendung der Referenzträgerpositionen aus den Abtastungen im Frequenzbereich abschätzt. Die folgende Erfindung ist das Verfahren, welches eine Differenzdecodierung für zwei kontinuierliche OFDM-Symbole im Frequenzbereich durchführt, welche durch FFT-Verarbeitung gewonnen wurden, und die die abgeschätzten Werte an jeder Trägerstelle unter Verwendung des Decodierens von Werten an Stellen gleichen Abstands vom Referenzsignal ermittelt. Folglich ist die Verarbeitungszeit viel kürzer als bei dem herkömmlichen Verfahren.
Die Vergarbeitungszeit soll im Folgenden berechnet werden anhand des ersten Verfahrens. Um die Differenzdecodierung auszuführen, sind lediglich zwei OFDM-Symbole erforderlich. Die Erfassungszeit besteht daher in der Berechnungszeit für die 2S + 1 Abschätzungen für sämtliche nachfolgenden Trägerpositionen.
Da das Referenzsignal BPSK-moduliert ist, lässt sich ein entstandener Fehlerwert dann korrigieren, wenn die Differenzcodierung bezüglich der Abtastungen an derselben Trägerposition für zwei benachbarte Symbole im Frequenzbereich durchgeführt wird. Durch Verarbeiten korrekt Differenz-decodierter Werte lassen sich also Versatzwert-Kandidaten ermitteln.
Bezugnehmend auf ein Konzeptdiagramm des Differenzdecodierprozesses nach 2, setzen sich zwei benachbarte OFDM-Symbole C₀ und C₁ zusammen aus N Abtastungen oder Proben. Die Anzahl L von Referenzsignalen (R#0~R#L-1) ist in regelmäßigen Intervallen eingefügt. Durch Ausführen der Differenzdecodierung für zwei OFDM-Symbole erhält man einen Differenz-decodierten Wert. Ein zum Berechnen des Differenz-decodierten Werts D_j benötigte mathematische Ausdruck lautet:
mathematischer Ausdruck 1
Dj = C1,j × C*0,j (for j = 0~N)
In diesem Ausdruck bezieht sich C_0,j auf eine auf dem j-ten Zwischenträger des 0-ten empfangenden Symbols befindliche Probe, C_1,j bezieht sich auf eine Probe auf dem j-ten Zwischenträger des ersten empfangenden Symbols, N ist die Anzahl von Zwischenträgern eines OFDM-Symbols, und * bezieht sich auf eine konjugiert-komplexe Zahl.
Wenn der Absolutwert des Frequenzversatzes weniger als ½ beträgt, wird keine Rotationsverschiebung zwischen decodierten Symbolen gebildet, sondern es entsteht eine Interferenz zwischen benachbarten Kanälen, das sog. Nebensprech-Phänomen. Das Nebensprech-Phänomen vermindert den Rauschabstand (SNR) für jedes Symbol. Um das Nebensprech-Phänomen quantitativ durch den Frequenzversatz auszudrücken, werden zwei einander benachbarte Symbole einer Differenzdecodierung unterzogen, wobei der Wert Dj sich auf einen Korrelationswert zwischen zwei benachbarten Symbolen bezieht.
Im Stand der Technik wurde das dem mathematischen Ausdruck 1 ähnliche Berechnungsverfahren dazu eingesetzt, den Korrelationswert zwischen zwei benachbarten Symbolen aufzufinden. Da im Stand der Technik sämtliche Fälle für den vorbestimmten Versatzbereich {–S, S} überprüft werden, wird die Berechnung 2S + 1 Mal wiederholt. Bei der vorliegenden Erfindung jedoch ist nur eine einzige Berechnung erforderlich. Schließlich entspricht die zum Prüfen des Korrelationswerts zwischen zwei benachbarten Symbolen aufzubringende Zeit der Länge von zwei OFDM-Symbolen, nämlich der groben Länge von 2N. Folglich ist die Verarbeitungsgeschwindigkeit relativ höher, und der Speicher zum Abspeichern von zwei Symbolen, die für die Differenzdecodierung erforderlich sind, und der Speicher zum Abspeichern der Differenz-decodierten Werte entspricht größenmäßig der Anzahl von Abtastungen innerhalb eines Symbols.
Die Werte an der gleichen Position relativ zu dem Referenzsignal unter den Differenzdecodierten Werten von zwei Symbolen, die durch den mathematischen Ausdruck 1 erhalten wurden, werden durch folgenden mathematischen Ausdruck 2 summiert, um einen Versatzwert-Kandidaten abzuschätzen:
mathematischer Ausdruck 2
In diesem Ausdruck bedeutet Mag den Betrag der komplexen Zahl, D_p(j)+q ist ein decodierter Wert für den (p(j) + q)-ten Zwischenträger, und p(j) bedeutet eine Position des j-ten Referenzsignals unter den L Referenzsignalen.
Durch den mathematischen Ausdruck 2 werden 2S + 1 Versatzwerte im Bereich {–S, S} erhalten, bezeichnet mit ε_–S, ..., ε₀, ..., ε_S. Hier entspricht ε_–S einem summierten Absolutwert von Differenz-decodierten Werten in einem so großen Abstand wie –S gegenüber dem Referenzträger, wenn q gleich –S ist, und ε_S entspricht einem summierten Absolutwert von Differenz-decodierten Werten bei einem Abstand von S gegenüber dem Referenzträger, wenn q gleich S ist.
Um die Eingangs-Ausgangs-Beziehung leicht verstehen zu können, werden jene Versatzwertkandidaten mit Hilfe des mathematischen Ausdrucks 2 berechnet, und es sind mehrere Addierer A-1~A-4 sowie mehrere Absolutwertrechner M-1~M-4 in 2 vorgesehen, allerdings erfordert eine reale Hardware lediglich einen Addierer und einen Asolutwertrechner. Das heißt: Die im Speicher abgespeicherten Differenz-decodierten Werte werden mit einem konstanten Takt abgerufen, und die Versatzwertkandidaten werden sequenziell in jeder Takteinheit berechnet, so dass die Hardware im Timesharing-Betrieb arbeitet.
Die zum Berechnen der Versatzwertkandidaten aufzuwendende Zeit ist die Zeit, die man benötigt, um die entsprechenden Differenz-decodierten Werte aufzusummieren, und es sind L Abtastungen erforderlich, um einen Versatzwertkandidaten zu ermitteln. Das heißt: Die Verzögerung, die benötigt wird für die Berechnung der 2S + 1 abgeschätzten Werte, beträgt L × (2S + 1) Abtastungen. Dementsprechend beträgt die insgesamt benötigte Zeit zum Ermitteln der groben Frequenzsynchronisation 2N + L × (2S + 1).
Geht man von der gleichen Kanalsituation aus, so erhält man folgendes Vergleichsergebnis, wenn man die Frequenzversatz-Verzögerung der vorliegenden Erfindung mit dem Stand der Technik vergleicht. Bei dem terristrischen Fernsehsystem gemäß Stand der Technik erfordert die Frequenzversatz-Verzögerung 70 OFDM-Symbole in einem 2K-Modus oder 274 OFDM-Symbole in einem 8K-Modus. Erfindungsgemäß macht die Anzahl von Referenzträgern innerhalb eines OFDM-Rahmens für das terristrische Fernsehsystem 2% der Gesamtträgerzahl aus. Verglichen mit dem Stand der Technik sinkt die gesamte Zeit, die zum Erhalten des groben Frequenzversatzes erfindungsgemäß aufzubringen ist, auf etwa drei OFDM-Symbole im 2K-Modus oder fünf OFDM-Symbole im 8K-Modus. Deshalb zeigt dieses Ergebnis eine deutliche Abnahme im Vergleich zu der Verzögerung im Stand der Technik.
Bevor das zweite Verfahren beschrieben wird, soll als Nächstes die Relation zwischen dem Frequenzversatzwert und der Empfängerleistung im Einzelnen erläutert werden.
Wenn der Absolutwert des Frequenzversatzes |ε| größer als 1/2 ist, wird die Leistungsverschlechterung im Empfänger gravierender, da die Frequenzversetzungen zu einer Rotationsverschiebung zwischen decodierten Symbolen führen aufgrund der Verschiebung von Frequenzen jedes Zwischenträgers in ein benachbartes Zwischenträgerband. Das heißt, weil das den Frequenzversatz enthaltende Signal zu einer Drehverschiebung zwischen decodierten Symbolen vor der SFT aufgrund einer Besonderheit der Fourier-Transformation führt, wird nur dann eine Drehverschiebung erzeugt, wenn der Frequenzversatzwert eine ganze Zahl ist, wohingegen sowohl die Drehverschiebung als auch das Nebensprechphänomen in Erscheinung treten, falls der Frequenzversatzwert keine ganze Zahl ist. Kommt es zu dieser Drehverschiebung, ist es schwierig, die korrekten Träger wiederzugewinnen, obwohl das Korrekturverfahren für die Wiedergewinnung angewendet wird. Wenn andererseits der Absolutwert des Frequenzversatzes |ε| kleiner als 1/2 ist, entsteht lediglich das Nebensprech-Phänomen ohne Drehverschiebung. Dementsprechend ist es bei dem Frequenzversatz-Korrekturverfahren unerlässlich, den Absolutwert des Frequenzversatzwerts zu reduzieren auf einen Wert in dem Bereich (|ε| < 1/2), in welchem die Drehverschiebung nicht entsteht.
Das zweite Verfahren macht von dem Algorithmus Gebrauch, der nicht den Absolutwert des ermittelten Frequenzversatzwerts auf den ½- oder –½-Bereich des Zwischenträgerabstands gegenüber dem Referenzsignal annähert. Im Stand der Technik wurde nach dem Prüfen von 2S + 1 abgeschätzten Versatzwerten lediglich der Maximalwert von Letzteren ermittelt, um einen endgültigen Versatzwert festzulegen. erfindungsgemäß jedoch werden der erste Maximalwert (eine Position für diesen Wert wird ausgedrückt als ein Index I_M1), und der zweite Maximalwert (eine Position für diesen Wert drückt sich aus als Index I_M2) unter den 2S + 1 Versatzwerten, die nach dem ersten Verfahren ermittelt wurden, nachgewiesen, und es wird ein endgültiger Versatzwert unter Berücksichtigung der Positionen von zwei Werten (Indices) ermittelt.
Nach dem Abtasten sämtlicher Frequenzbereiche wird der erste Maximalwert mit dem Index I_M1 als Bezugswert zum Korrigieren des Frequenzversatzes verwendet, wenn zwei Maximalwert-Indices I_M1 und I_M2 keine Folge bilden. Darüber hinaus wird der durch Schaffung eines Gewichts für die beiden Maximalwert-Indices erhaltene Index als Referenzwert zum Korrigieren des Frequenzversatzes verwendet, wenn die beiden Maximalwert-Indices I_M1und I_M2 eine Folge bilden (d. h. I_M1, = I_M2 ± 1). Wenn z. B. ein neuer Index ermittelt wird, indem das dem Dreifachen des Index I_M2 entsprechende Gewicht dem Index zugewiesen wird, also etwa 3/4I_M1 + 1/4I_M2, so wird als Frequenzversatzwert schließlich derjenige Wert festgelegt, der aus einer Position für den neuen Index abgeschätzt wird.
3A und 3B zeigen kontinuierlich die Versatzwerte, die gemäß dem oben vorgeschlagenen Verfahren in einem verfolgbaren Bereich abgeschätzt wurden, definiert als Zwischenträger von {–17, +17}. 3A und 3B zeigen einen Fall von zwei eine Folge bildenden Maximalwerten bzw. einen Fall von zwei diskontinuierlichen Maximalwerten. Gemäß 3A liegt der aus dem Index 4 (= I_M1) erhaltene maximale Versatzwert nahe einem Vielfachen eines Zwischenträgers und zeigt einen beträchtlichen Spitzenwert, der sich von anderen Abschätzwerten deutlich unterscheidet. Folglich wird der aus dem Index 4 erhaltene maximale Versatzwert als grober Frequenzversatzwert verwendet.
Da der erste und der zweite Maximalwert einander nicht benachbart sind, wird der zweite, aus dem Index 9 (= I_M2) erhaltene Maximalwert nicht berücksichtigt.
Nach 3B wird, da zwei Maximalwerte als Folge aus den Indices 3 (= I_M2) und 4 (= I_M1) erhalten werden, die Position des Versatzwerts dadurch bestimmt, dass man zwischen den beiden Indices eine Gewichtung vornimmt. Dabei ist das Gewicht nicht notwendigerweise ein exakter numerischer Wert. Das Gewicht wird deshalb verteilt, damit der Versatzwert nicht an einem Zwischenträgerabstand liegt.
Als Gewicht wird allerdings keine Menge {1/2, 1/2} von Koeffizienten verwendet, weil es geschehen kann, dass die zwei Indices zufällig eine Folge bilden, was die Erfassung schwieriger gestalten würde als bei Verwendung eines einzigen Maximalwerts. Zum Bauen einer einfachen realen Hardware ist es wünschenswert, als Gewichtungskoeffizienten eine Menge {3/4, 1/4} zu verwenden.
Als Nächstes soll anhand der 4 der Aufbau sowie die Arbeitsweise der Erfindung detailliert beschrieben werden.
Die Referenzsignale werden in einer Anzahl L an fixen Trägerpositionen, die keine Datenpositionen sind, in den OFDM-Rahmen eingefügt, und es wird der grobe Fregenzversatzwert innerhalb eines Bereichs von ±1/2 eines Zwischenträgerabstands unter Verwendung der Referenzsignale gewonnen. Die Referenzsignale sind Signale mit konstanten Phasen und Amplituden. Der Grobfre quenzversatz-Abschätzer ermittelt Versatzwertkandidaten durch angemessene Verarbeitung der OFDM-Symbole im Frequenzbereich, die durch FFT-Verarbeitung des empfangenen OFDM-Signals gewonnen werden, um anschließend den endgültigen Versatzwert als korrigierten Wert der gewonnenen Versatzwertkandidaten zu ermitteln.
In 4 enthält die Grobfrequenzversatz-Abschätzvorrichtung einen Eingangspuffer 100, einen komplexen Multiplizierer 110, eine Speichereinheit 120, eine Adressensteuerung 130, eine Frequenzversatz-Erfassungseinheit 140 und eine Frequenzversatz-Verfolgungseinheit 150.
Der Eingangspuffer 100 empfängt kontinuierliche OFDM-Symbole C_t nach deren FFT-Verarbeitung in Abtastwert- oder Probeneinheiten C_t,j, verzögert sie um die Länge eines Symbols (N Abtastungen) und gibt sie in Form von Abtastwerteinheiten aus. Ausgeführt ist der Eingangspuffer 100 durch einen FIFO-Puffer.
Der komplexe Multiplizierer 110 multipliziert die vorausgehende OFDM-Probe C_t–1,j, die von dem Eingangspuffer 100 ausgegeben wurde, mit der laufenden OFDM-Probe C_t,j, um eine Differenzcodierung vorzunehmen. Das heißt, eine konjugiert-komplexe Zahl der vorausgehenden Probe wird multipliziert mit einer konjugiert-komplexen Zahl der laufenden Probe, um einen Differenzdecodierten Wert auszugeben. Ein für die Differenzdecodierung benötigter Ausdruck entspricht dem oben angegebenen mathematischen Ausdruck 1.
Die Speichereinheit 120 empfängt die von dem komplexen Multiplizierer 110 ausgegebenen Differenz-decodierten Werte D_j seriell und speichert sie, um sie dann auf Zufallsbasis auszugeben. Die Speichereinheit 120 kann aus einem Doppelport-Schreib-/Lese-Speicher (DPRAM) bestehen, bei dem Eingang und Ausgang separat gespeichert werden.
Die Adressensteuerung 130 generiert Adressen- und Steuersignale zum Steuern der Ausgabe aus der Speichereinheit 120. Die zum Generieren der Adressen und der Steuersignale benötigte Regel besteht darin, eine Gruppe zu bil den, indem die L Differenz-decodierten Werte an der gleichen Stelle aus dem Referenzsignal (vgl. R#0~R#L-1 in 1) abgespeichert in der Speichereinheit 120, gruppiert werden und die Gruppen parallel von jedem Probentakt ausgegeben werden.
Die Frequenzversatz-Erfassungseinheit 140 summiert die L, auf Zufallsbasis von der Speichereinheit 120 ausgegebenen Differenz-decodierten Werte bei jeder Probe, berechnet einen Absolutwert des Summenwerts und gibt Versatzwertkandidaten ε_i aus (ε_i bezieht sich auf eine ganze Zahl aus –S ≤ i ≤ S, und S bezieht sich auf einen vorbestimmten maximalen Frequenzversatz). Die Frequenzversatz-Erfassungseinheit 140 enthält einen Integrator, der bei jedem Symboltakt zurückgesetzt wird, um L Differenz-decodierte Werte zu integrieren, außerdem einen Absolutwertberechner, der ein Ausgangssignal des Integrators empfängt und den Betrag einer komplexen Zahl (|Re + |Im|).
Die Frequenzversatz-Verfolgungseinheit 150 prüft die 2S + 1 Versatzwertkandidaten {ε_–S, ..., ε₀, ..., ε_S}, die von der Frequenzversatz-Erfassungseinheit 140 erhalten werden, und gibt einen Grobfrequenzversatzwert aus, der entsprechend den Positionen des ersten und des zweiten Maximalwerts abschließend zu korrigieren ist. Die Frequenzversatz-Verfolgungseinheit 150 setzt sich zusammen aus der vereinfachten Logikschaltung, die in der Lage ist, einen Algorithmus zum Nachweisen der Maximalwerte und zum Wichten zweier Maximalwerte nach einem digitalen Signalverarbeitungsverfahren auszuführen.
Das heißt: Die Versatzwertkandidaten werden abgetastet, um die Maximalwerte zu erfassen. Als Nächstes werden die Positionsindices I_M1 und I_M2 für den ersten und den zweiten Maximalwert geprüft. Der erste Maximalwertindex I_M1 wird dann als noch zu korrigierender grober Frequenzversatzwert festgelegt, wenn der erste und der zweite Maximalwertindex I_M1und I_M2 eine Folge in ihrer Lage bilden (d. h. I_M1 ≠ I_M2 ± 1). Darüber hinaus wird der zwischen zwei Maximalwerten durch Wichten der beiden Maximalwertindices erhaltene Wert dann als noch zu korrigierender grober Frequenzversatzwert festgelegt, wenn der erste und der zweite Maximalwertindex I_M1 und I_M2 eine Folge bilden (d. h. I_M1 = I_M2 ± 1).
Um im Stand der Technik 2S + 1 Abschätzwerte zu erhalten, wird die Operation 2S + 1 Mal ausgeführt. Da bei der Erfindung jedoch die 2S + 1 Abschätzwerte parallel mit nur einer Operation berechnet werden, lässt sich die Verarbeitungszeit verkürzen. Dabei sind wegen der Differenzdecodierung ein Speicher zum Speichern von 2 OFDM Symbolen (d. h. 2N Abtastwerten) und einer Verzögerung etwa gleicher Größenordnung erforderlich.
Komponenten der Vorrichtung zum Gewinnen der groben Frequenzsynchronisation gemäß 4, so z. B. der komplexe Multiplizierer 110 und der Eingangspuffer 100, können auch für andere Zwecke eingesetzt werden als für die Erfindung. Ein Verfahren zum Erhalten der Grobfrequenzsynchronisation wird einmal durchgeführt. Nachdem die grobe Frequenz ermittelt wurde, erfolgt eine Feinfrequenzabstimmung. Typischerweise können bei der Feinfrequenzabstimmung der komplexe Multiplizierer und der Eingangspuffer noch einmal verwendet werden zum Verarbeiten der Differenzdecodierung, weil die Korrelationsbeziehung berechnet wird durch den Differenzdecodierprozess für kontinuierliche OFDM-Symbole.
Da die Speichereinheit 120 zum Speichern der Differenz-decodierten OFDM-Symbole durch den DPRAM gebildet wird, kann der Speicher auch noch für einen an den Synchronisationsprozess anschließenden Entzerrungsprozess verwendet werden. Das heißt: Die Speichereinheit 120 kann dazu benutzt werden, aktualisierte Filterbank-Koeffizienten in einem adaptiven Entzerrer zu speichern, wobei er außerdem dazu benutzt werden kann, Kanalantwort-Interpolationswerte in einem nicht-adaptiven Entzerrer zu speichern.
Wie oben erläutert wurde, werden erfindungsgemäß Versatzwertkandidaten mit Hilfe von Differenz-decodierten Werten gleicher Position aus dem Referenzsignal unter Differenz-decodierten Werten ermittelt, die ihrerseits durch Differenzdecodierung zweier benachbarter OFDM-Symbole erhalten wurden. Dann wird ein grober Frequenzversatzwert abgeschätzt anhand der Positionen, an denen sich unter den Versatzwertkandidaten der erste und der zweite Maximalwert befinden. Im Ergebnis lässt sich eine Frequenzsynchronisation mit hoher Geschwindigkeit und zuverlässig ermitteltem Grobfrequenzversatz vorneh men. Da außerdem die im Rahmen der Erfindung verwendeten Bauelemente mit anderen Synchronisationsvorrichtungen oder Entzerrern kompatibel sind, lässt sich die gesamte Hardware des OFDM-Empfängers vereinfachen. Da außerdem die Frequenzsynchronisation nicht innerhalb des Zwischenträgerabstands erreicht wird, kann man einen stabilen und zuverlässigen Grenzversatz ermitteln. Darüber hinaus kann der stabile und zuverlässige Versatzwert deshalb gewonnen werden, weil die Frequenzsynchronisation nicht im Bereich des Zwischenträgerabstands mit Hilfe der obigen beiden Maximalwertalgorithmen erreicht wird.
Während die Erfindung im Rahmen dessen erläutert wurde, was derzeit als das am besten praktikable und als bevorzugte Ausführungsformen angesehen wird, versteht sich, dass die Erfindung nicht auf die offenbarte Ausführungsform beschränkt ist, sondern vielmehr verschiedene Abwandlungen und äquivalente Ausgestaltungen abdeckt, die im Schutzumfang der beigefügten Ansprüche enthalten sind.

Claims

Vorrichtung zum Abschätzen eines groben Frequenzversatzes gegenüber einem OFDM-Signal in einem OFDM-Empfänger, in der an L Trägerpositionen innerhalb eines jeden Symbols ein Referenzsignal eingefügt ist und an den übrigen Trägerpositionen Informationsdaten eingefügt sind, umfassend: einen Eingangspuffer (100) zum Empfangen kontinuierlicher OFDM-Symbole in Abtasttakt-Einheiten im Frequenzbereich, gewonnen durch Ausführen einer FFT bezüglich des OFDM-Signals, Verzögern der Signale um bis zu eine Symbollänge und Ausgeben verzögerter Symbole in Abtasttakteinheiten, einen komplexen Multiplizierer (110) zum Durchführen einer Differenzdekodierung für eine vorhergehende OFDM-Probe, die von dem Eingangspuffer (100) ausgegeben wurde, und eine laufende OFDM-Probe; eine Speichereinheit (120) zum seriellen Empfangen und zum Speichern von Differenz-decodierten Werten, die von komplexen Multiplizierer (110) ausgegeben werden, und zum Ausgeben der Werte auf Zufallsbasis; eine Adressensteuerung zum Erzeugen von Adressen- und Steuersignalen, um die Speichereinheit (20) zu steuern; eine Frequenzversatz-Erfassungseinheit (140) zum Aufsummieren von L Differenzdecodierten Werten an der gleichen Stelle in Bezug auf das Referenzsignal, ausgegeben von der Speichereinheit (100) bei jedem Abtasttakt, zum Berechnen eines Absolutwerts aus dem Summenwert, und zum Erzeugen von 2S + 1 Versatzwert-Kandidaten ε_i, wobei ε_i eine ganze Zahl von –S ≤ i ≤ S bedeutet und S ein vorbestimmter maximaler Frequenzversatz ist; und eine Frequenzversatz-Nachführeinheit (150) zum Prüfen der von der Frequenzversatz-Erfassungseinheit (140) erhaltenen 2S + 1 Versatzwertkandidaten und zum Bestimmen des Grobfrequenzversatzes entsprechend den Positionen des ersten und des zweiten Maximumwerts.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der komplexe Multiplizierer (110) dazu ausgebildet ist, die Differenz-decodierten Werte (D_j) unter Verwendung des folgenden mathematischen Ausdrucks zu gewinnen: Dj = Ct,j × C*t–i,j(J = 0~N)wobei C_t,j sich auf eine Probe bezieht, die auf den j-ten Unterträger des t-ten empfangenen Symbols geladen ist, C_t–1,j sich auf eine Probe bezieht, die auf den j-ten Unterträger des (t – 1)-ten empfangenen Symbols geladen ist; N die Anzahl von Unterträgern eines OFDM-Symbols ist, und * eine konjugiert-komplexe Zahl bedeutet.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Adressensteuerung (190) dazu ausgelegt ist, die Adressen- und Steuersignale bezüglich einer Gruppe, die gebildet ist durch Gruppieren der L Differenz-decodierten Werte an der gleichen Position relativ zu dem Referenzsignal, bei jedem Abtasttakt an die Speichereinheit auszugeben.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei dem die Frequenzversatz-Erfassungseinheit (140) dazu ausgebildet ist, von einem Rücksetzsignal bei jedem Symbolblock initialisiert zu werden, um die L Differenz-decodierten Werte zu integrieren, den Betrag einer komplexen Zahl des integrierten Werts zu berechnen, und die Versatzwertkandidaten (ε_q) nach folgendem mathematischen Ausdruck zu berechnen: wobei Mag den Betrag einer komplexen Zahl bedeutet, D_p(j)+q den Differenzdecodierten Wert des (p(j) + q)-ten Unterträgers bedeutet und p(j) sich auf die osition des j-ten Referenzsignals der L Referenzsignale bezieht.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Frequenzversatz-Nachführeinheit (150) dazu ausgebildet ist, den ersten Maximumwert als Grobfrequenzversatz auszugeben, wenn der erste und der zweite Maximumwert nicht kontinuierlich gelegen sind, und den Grobfrequenzversatz aus einem neuen Index zu extrahieren, der erhalten wird durch Anwenden eines ersten und eines zweiten Wichtungswert auf Indizes zum Angeben von Positionen der beiden Maximumwerte, wenn die Indizes für den ersten und den zweiten Maximumwert kontinuierlich gelegen sind.
Vorrichtung nach Anspruch 5, bei der die Summen des ersten und des zweiten Wichtungswerts den Wert 1 haben und die beiden Wichtungswerte voneinander verschiedene Werte besitzen.