CN100463459C - 一种WiMAX系统基站接收端定时与频偏联合同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于WiMAX系统基站接收端的定时与频偏联合同步方法包括步骤：WiMAX基站接收信号序列r(n)，计算得到中间变量见右下式，求得中间变量R_n的能量，对中间变量R_n的能量连续高于阈值的N个样值进行计数，用以确定接收序列的n1样值点，对中间变量R_n的能量在样值点n1之后连续低于初始阈值能量的N个样值进行计数，用以确定接收序列的n2样值点；设置(n1+n2)/2+I的样值点作为短前导的定时同步点；根据设置的定时同步点，得到了小数倍子载波频偏的偏差。本发明避免了定时同步滞后最佳定时同步所带来的小数倍子载波频偏校正的明显偏差，同时降低了定时同步超前最佳定时同步的样值数额，增强了系统抵抗多径干扰的能力。

Description

一种WiMAX系统基站接收端定时与频偏联合同步方法

技术领域

本发明涉及一种WiMAX(微波存取全球互通)系统基站接收端的同步优选方法。

背景技术

最近几年，正当全球的移动运营商、设备制造商、手机制造商、各国政府部门为第3代移动通信网络(3G)的建设和运营投入相当可观的资金和精力的时候，计算机行业推出了一种崭新的宽带无线接入技术，并将其命名为WiMAX(WorldwideInteroperability for Microwave Access微波存取全球互通)。

WiMAX技术以IEEE的802.16系列标准为基础。在802.16系列标准中，详细规定了基站BS(Base Station)和用户站SS(Subscriber Station)之间的空中接口的技术要求，尤其对物理层的帧结构要求，系统设计参数等等均有详细的规定。本发明主要针对基于OFDM物理层的WiMAX系统(IEEE 802.16-2004)基站接收端载波同步进行设计。

OFDM即Orthogonal Frequency Division Multiplex的缩写，中文意思为正交频分复用。OFDM技术的基础是正交多载波，是一种多载波扩频技术。OFDM的最大优点是对抗频率选择性衰落或窄带干扰，在单载波系统中，单个衰落或干扰能够导致整个通信链路失败，但是在多载波系统中，仅仅有很小一部分载波会受到干扰，对这些子信道可以采用纠错码来进行纠错。在OFDM系统中，各个子信道的载波相互正交，频谱相互重叠，这样不但减小了子载波间的相互干扰，同时又提高了频谱利用率。

基于OFDM的WiMAX系统设计中，为了保证子载波之间的正交性，其对同步的要求相当高。一旦失步，子载波之间的正交性将受到影响，从而严重影响系统性能。所以，同步算法的优劣性会导致整个系统性能的好坏。设计一个高性能和实际可行的同步算法，成了整个系统设计的一个关键环节。

基于OFDM模式的802.16-2004协议的物理层支持基于帧的传输。一帧包括一个下行子帧和一个上行子帧。下行子帧由一个下行物理层PDU组成，上行子帧由用于初始搜索和带宽请求目的的竞争时隙和一个或者多个由不同的SS发射的上行物理层Burst组成。每个上行SS的Burst包含了一个短前导码。

下行物理层PDU由长前导码起始，用于物理层同步。上行物理层PDU(协议数据单元)由短前导码起始，用于上行Burst(数据突发)的同步。

根据协议的规定，基于OFDM的WiMAX系统其上行短前导码在频域序列的取值由下式确定：

$P_{k_{=}}\left\{\begin{array}{c}\sqrt{2}{P}_{\mathrm{ALL}}\left(k\right).....................k_{\mathrm{mod}2}=0;\\ 0....................................k_{\mathrm{mod}2}\≠0;\end{array}\right.$

其中

因子与3dB增益相关。P_ALL频域序列由协议进行了同一规定。这样基站接收到SS(用户站)的前导码在时域上表现为两个128样值的重复，前面是前导码的循环前缀。如图一所示：

根据实际系统的设计，基站要接收上行来的SS(用户站)物理层的Burst(数据突发)，必须首先检测每个SS的Burst前面的短前导用于帧定时同步，只有检测到该短前导以后，基站才可以对该数据Burst进行接收和处理。

基于OFDM的WiMAX系统对于子载波之间的正交性有着非常严格的要求，正交性的严格与否直接影响着系统性能的优劣。正交性的要求是通过同步模块来完成的。同步包括定时同步和频率同步，WiMAX系统对频率同步的要求比较高，其对频偏相当敏感，频偏不但影响到信号相位的偏转，而且破坏子载波之间的正交性，影响到信号的幅度及信噪比发生变化。

频率偏移是由收发设备的本地载波之间的偏差、信道的多普勒频移等引起的，一般将频偏分为子载波间隔的整数倍偏移和子载波间隔的小数倍偏移，整数倍频偏和小数倍频偏之和即为总频偏。子载波间隔的整数倍偏移不会引起子载波间干扰(ICI)，但是通过FFT变换以后得到的频域序列样值发生了错位；子载波间隔的小数倍偏移破坏了子载波之间的正交性，使得接到的信号发生了幅度和相位偏转。

在实际的WiMAX系统中，其同步过程如图二所示：基站将接收到的信号通过模数变换后，首先进行帧、符号的粗同步，确定数据的起始点，然后进行小数倍频偏估计和校正，这两个过程在FFT变换之前进行，一般都是基于短前导设计算法，在FFT变化之后，进行整数倍频偏估计和校正，再进行帧、符号的细同步。本发明针对基站的帧、符号粗同步与小数倍频偏校正的联合算法进行设计。

常规的基于训练符号的定时与小数倍频偏联合算法其原理如下：

假设发送的两个时域重复符号x₁(n)和x₂(n)之间有N_d个样值的延迟，重复符号长度为L，如图三所示：当存在载波频率偏差Δf_c和相位偏差Δφ时，接收到的两个训练符号可分别表示为

$r_1\left(n\right)=r\left(n\right)=x_1\left(n\right)e^{-j(2\mathrm{\π\Δ}{f}_{c}n{T}_s+\mathrm{\Δ\φ})}+{\mathrm{\η}}_1\left(n{T}_s\right)---(1-1)$

$r_2\left(n\right)=r(n+N_d)=x_2\left(n\right)e^{-j[2\mathrm{\π\Δ}{f}_c(n+N_d)T_s+\mathrm{\Δ\φ})]}+{\mathrm{\η}}_2\left(n{T}_s\right)---(1-2)$

在接收端定义中间变量(两个训练符号的时域相关)

$R_n=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(n\right)r_2^{*}\left(n\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+N_d)=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_c{N}_d{T}_s}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_1\left(n\right)x_2^{*}\left(n\right)+\mathrm{\η}---(1-3)$

在不考虑噪声的情况下，并注意到x₁(n)＝x₂(n)，n＝0，1，2，...，L-1，有

$R_n=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_c{N}_d{T}_s}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_1\left(n\right)\right|}^2---(1-4)$

通过查找该中间变量能量取得最大值所对应的点n即为SS短前导定时同步的起点，从而得到帧、符号定时同步。

通过查找中间变量能量最大值点所对应的R_n的相位为：arg(R_n)＝2πΔf_cN_dT_s。

可见这种情况下，所得相关值的相位与载波相位偏差Δφ没有关系，所以载波频率偏差可以通过下式计算得到：

$\mathrm{\Δ}{f}_c={\hat{f}}_c-f_c=\frac{\arg \left(R_n\right)}{2\mathrm{\π}{N}_d{T}_s}=\frac{\arg \left(R_n\right)\mathrm{N\ΔF}}{2\mathrm{\π}{N}_d}---(1-5)$

其中，ΔF＝1/(NT_s)为载波间隔。

值得注意的是，对于相关值R_n的相位而言，arg(R_n)的变化范围为[-π，π)，所以可估计载波频率偏差的范围为

$\left|\mathrm{\Δ}{f}_c\right|\≤\frac{N}{N_d}\frac{\mathrm{\ΔF}}{2}---(1-6)$

在基于OFDM物理层的WiMAX系统中，根据上述短前导的结构，我们知道N取值为256，N_d取值为128，L取值为128，所以Δf_c取值为(—1～+1)个子载波间隔，也就是说该算法可以纠正一个子载波间隔内的小数倍载波频偏。

由于该同步算法没有考虑到OFDM符号的循环前缀对该算法的影响，因此在实际的WiMAX系统中，该算法存在严重的缺陷，必须通过改进，才能实现定时与小数倍频偏的校正。

由于SS短前导OFDM符号存在着CP长度个样值的循环前缀，所以R_n的能量最大值将存在着大约CP长度个样值的平展，由于实际的接收信号叠加了一定的随机噪声，考虑随机噪声后的R_n的能量取值如图四所示；

正是由于循环前缀和信道噪声的影响，使得R_n能量最大值所对应的SS短前导的定时同步点将在SS短前导的循环前缀内随机出现，同时存在着一定的概率使得定时同步点滞后最佳定时同步点(最佳定时同步点即为时域128重复样值的第一个起点)；

常规算法中进行小数倍载波频偏的中间变量R_n所获得的能量最大值是在假设的理想最佳定时同步点时刻获得的，此时具有x₁(n)＝x₂(n)，n＝0，1，2，...，L-1，下面分两种情况考虑实际系统中非最佳定时同步点对频偏算法的影响：

(一)：同步定时点落在循环前缀内

由于循环前缀是OFDM符号最后CP长度个样值的重复，所有只要定时同步点落在循环前缀里面，仍然具有x₁(n)＝x₂(n)，n＝0，1，2，..，L-1的等式表达式，同时因为所得到的256个样值是经过同一个IFFT变换窗中所获得256个时域样值，所以式子(1-1)，(1-2)所对应的频偏表达式仍然成立，如下所示：

$r_1\left(n\right)=r\left(n\right)=x_1\left(n\right)e^{-j(2\mathrm{\π\Δ}{f}_{c}n{T}_s+\mathrm{\Δ\φ})}+{\mathrm{\η}}_1\left(n{T}_s\right)---(1-1)$

$r_2\left(n\right)=r(n+N_d)=x_2\left(n\right)e^{-j[2\mathrm{\π\Δ}{f}_c(n+N_d)T_s+\mathrm{\Δ\φ})]}+{\mathrm{\η}}_2\left(n{T}_s\right)---(1-2)$

所不同的只是对接收到的时域信号序列发生了一定的移位，所以式子(1-3)、(1-4)仍然成立。

$R_n=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(n\right)r_2^{*}\left(n\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+N_d)=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_c{N}_d{T}_s}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_1\left(n\right)x_2^{*}\left(n\right)+\mathrm{\η}---(1-3)$

$R_n=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_c{N}_d{T}_s}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_1\left(n\right)\right|}^2---(1-4)$

正如图五所示；

(二)：同步定时点滞后最佳同步定时点

从图六可以看出，由于定时同步点滞后最佳定时同步点，x₁(n)＝x₂(n)，n＝0，1，2，...，L-1的等式已经不再成立；同时因为所得到的256个样值不再是同一个IFFT变换窗中所获得256个时域样值，所以式子(1-1)，(1-2)所对应的频偏表达式也不再成立。此时所得到的小数倍载波频偏将存在着明显的误差。

由于受到循环前缀以及信道噪声的影响，常规的定时同步偏差将存在一定的误差。定时同步发生误差的定时偏差可正可负，为正时表示超前最佳定时时刻，为负时表示滞后最佳定时时刻。通过对带有循环前缀的OFDM符号的分析，发现如果定时偏差为正时，符号定时超前，落在了循环前缀里面，进行FFT积分的OFDM窗中只包含了当前符号及其循环移位样值，不会引起符号间串扰。如果定时偏差为负时，符号定时滞后，此时进行FFT积分的OFDM窗就既包含当前符号的大部分样值，又包含下一OFDM符号循环前缀内的部分样值，所以这种情况下会引起OFDM符号间串扰，严重影响系统性能。

同样，由于受到循环前缀以及信道噪声的影响，当定时同步超前最佳定时同步时，通过前面的分析，我们知道只要定时同步点落在循环前缀内，小数倍子载波频偏校正几乎不受什么影响；如果定时同步滞后最佳定时同步，此时小数倍子载波频偏校正将带来明显的误差。

考虑到定时同步超前，同步点落在循环前缀内只会带来接收信号相位的偏转，而不会引起接收信号幅度的衰减，从而造成接收信号的信噪比下降。而相位的偏转可以通过接收机后面的数据处理流程进行相位校正。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于WiMAX系统基站接收端的定时与频偏联合同步方法。

本发明提供的一种用于WiMAX系统基站接收端的定时与频偏联合同步方法包括步骤：WiMAX基站接收信号序列r(n)，计算得到中间变量 $R_n=\underset{n=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+128),$ 其中r^*(n+128)为r(n)延迟128个样值后取共轭；对中间变量R_n取模求平方后，得到中间变量R_n的能量，将该能量与初始能量阈值进行比较，对中间变量R_n的能量连续高于初始能量阈值的N个样值进行计数，用以确定接收序列的n1样值点，对中间变量R_n的能量在样值点n1之后连续低于初始能量阈值的N个样值进行计数，用以确定接收序列的n2样值点，其中N的取值范围在2到5之间；根据得到的n1、n2样值点，设置(n1+n2)/2+I的样值点作为短前导的定时同步点，其中调整值I取值在0～1/4循环前缀CP长度之间；根据设置的定时同步点，对接收到的中间变量R_n取幅角，再除以π，得到了小数倍子载波频偏的偏差。

本发明的优点在于尽量避免定时同步滞后最佳定时同步带来的符号间串扰，以及定时同步滞后最佳定时同步引起的小数倍子载波频偏校正的明显偏差所引起的系统性能严重下降；同时降低了定时同步超前最佳定时同步的样值数额，增强了系统抵抗多径干扰的能力。

附图说明

图1描述了SS短前导码时域结构；

图二是描述了根据现有技术的WiMAX系统的同步流程图；

图三描述了相隔Nd个样值的两个时域重复训练符号；

图四是描述了考虑循环前缀CP长度和信道噪声后的R_n能量取值的示意图；

图五是描述了落在循环前缀CP长度内的定时同步点对R_n的影响的示意图；

图六是描述了滞后最佳定时同步点对R_n的影响的示意图；

图七是描述了根据本发明的定时与小数倍载波频偏校正联合算法的流程图；

图八是描述了接收序列的样值点n1、n2的示意图。

具体实施方式

本发明的同步联合算法流程图如图七所示；下面结合该流程图对本发明的具体实施步骤进行详细的说明：

首先WiMAX基站对接收到的信号序列r(n)，一路延迟128个样值后取共轭，然后与原信号序列进行相乘。通过相关器后得到相乘后的信号序列之和 $R_n=\underset{n=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+128),$ 相关器的窗口长度取值为128；

通过对中间变量R_n取模求平方后，得到中间变量R_n的能量，将该能量与门限判决器的初始能量阈值进行比较，计数器一用来对中间变量R_n的能量连续高于初始能量阈值的N个样值进行计数，用以确定接收序列的n1样值点。计数器二用来对中间变量R_n的能量在样值点n1以后连续低于初始能量阈值的N个样值进行计数，用以确定接收序列的n2样值点。初始能量阀值的确定可以根据信噪比的大小，取值为相关器输出能量最大值的80％～90％，具体取值百分数可以通过仿真加以确定，目的是保证n2—n1的差值粗略等于或略大于循环前缀CP长度。这样可以保证初始能量阈值的取值远远高于噪声的平均相关能量，而又不会对该同步算法的精度带来影响。N的取值应以降低并消除随机噪声对该同步算法的精度的影响为原则进行合理取值。为了加深对n1、n2取值的理解，N取值范围建议在2～5之间，当循环前缀CP长度取值较小的时候，N取较小值；当循环前缀CP长度取值较大时，可以增加N的取值；例如，假如N取值为4，则n1表示中间变量R_n的能量在该样值点具有连续4个以上超过初始能量阈值的样值点；同理，n2表示中间变量R_n的能量在该样值点具有连续4个以上低于初始能量阈值的样值点；

进一步的理解参见图八所示；

根据得到的n1、n2样值点，我们设置(n1+n2)/2+I的样值点作为短前导的定时同步点，考虑到循环前缀CP长度容易收到多径时延的影响，由于WiMAX系统循环前缀CP长度的取值范围为{8，16，32，64}，为了避免定时同步点滞后最佳定时同步点，I取值在0～1/4循环前缀CP长度之间。当循环前缀CP长度取值较小时，I取值亦较小；随着循环前缀CP长度取值的增大，I取值相应增加。具体设定值可以通过在不同信道环境下的仿真确定最优值。这样的设置不但避免了定时同步点滞后最佳定时同步点所带来的符号间串扰而引起系统性能的严重下降，同时也可以保证符号定时点不会大大超前最佳定时同步点，增强了系统抵抗多径干扰的能力。

根据设置的定时同步点，对中间变量 $R_n=\underset{n=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+128)$ 取幅角，再除以π，便得到了小数倍子载波频偏。通过对前面的分析，我们知道只要定时同步点落在循环前缀里面，便不会对小数倍子载波的偏差估计与校正造成影响。

同理，根据得到的n1、n2样值点，我们将(n2-n1)的差值与循环前缀CP长度进行比较，当(n2-n1)-循环前缀CP长度取值大于0的时候，增大门限判决器的判决阈值能量；当(n2-n1)-循环前缀CP长度取值小于0的时候，降低门限判决器的判决阈值能量。增大或降低的比例可以是按照固定能量步长进行设定，也可以是按照判决阈值能量的百分比进行设置。变化后的门限判决器判决阈值能量用于确定下一个SS的Burst短前导的定时与频偏估计。

Claims (5)

1.一种WiMAX系统基站接收端定时与频偏联合同步方法，其特征在于包括以下步骤：

a)WiMAX基站接收信号序列r(n)，计算得到中间变量 $R_n=\underset{n=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+128),$ 其中r^*(n+128)为r(n)延迟128个样值后取共轭；

b)对中间变量R_n取模求平方后，得到中间变量R_n的能量，将该能量与初始能量阈值进行比较，对中间变量R_n的能量连续高于初始能量阈值的N个样值进行计数，用以确定接收序列的n1样值点，对中间变量R_n的能量在样值点n1之后连续低于初始能量阈值的N个样值进行计数，用以确定接收序列的n2样值点，其中N的取值范围在2到5之间；

c)根据得到的n1、n2样值点，设置(n1+n2)/2+I的样值点作为短前导的定时同步点，其中调整值I取值在0～1/4循环前缀CP长度之间；

d)根据设置的定时同步点，对接收到的中间变量R_n取幅角，再除以π，得到了小数倍子载波频偏的偏差。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：根据得到的n1、n2样值点，将(n2-n1)与CP长度进行比较，当(n2-n1)-CP长度取值大于0的时候，增大判决阈值能量；当(n2-n1)-CP长度取值小于0的时候，降低判决阈值能量，增大或降低的比例是按照固定能量步长进行设定或者按照判决阈值能量的百分比进行设置，变化后的判决阈值能量用于确定下一个用户站的数据突发短前导的定时与频偏估计。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：当CP长度取值较小的时候，N取较小值；当CP长度取值较大时，增加N的取值。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：当CP长度取值较小时，I取值亦较小；随着CP长度取值的增大，I取值相应增加。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：初始能量阀值的确定根据信噪比的大小，取值为中间变量R_n输出能量最大值的80％～90％。

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