CN102148785B - 一种lte系统中主同步信号检测与序列生成方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LTE系统中主同步信号检测与序列生成方法及装置，解决3GPP LTE系统在小区初始搜索过程中本地主同步序列存储开销大的问题。所述主同步信号检测方法包括：直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列作为匹配滤波器；对接收信号进行前端处理，将经过前端处理后的接收信号与本地主同步信号序列进行匹配滤波，对匹配滤波后得到的信号序列的输出幅度进行判决，得到主同步信号序列检测结果。

Description

一种LTE系统中主同步信号检测与序列生成方法及装置

技术领域

本发明涉及无线通信中的数字信号处理及信号检测与估计领域，具体涉及LTE系统中主同步信号检测与序列生成方法及装置。

背景技术

为了应对宽带技术的挑战，同时也为了满足新型业务的需求，第三代合作伙伴计划(3GPP)在十几年的后3G(Beyond 3G)技术研究基础上提出了长期演进(LTE)计划的标准工作，也即是LTE技术。LTE在空中接口方面采用频分多址(OFDM/FDMA)替代了码分多址(CDMA)作为多址技术，并大量采用了多输入多输出(MIMO)技术和自适应技术来提高系统吞吐量和系统性能；在网络架构方面，LTE取消了UMTS标准中长期采用的无线网络控制器(RNC)节点，代之以全新的扁平化架构。相信3GPP标准借助于LTE技术会在较长时间内保持对其他无线通信标准的竞争优势。

小区初始搜索过程是无线蜂窝系统中用户终端(UE)与基站建立通信链路的关键物理过程，其主要目的就是让用户终端捕获所在小区的时间和频率同步，同时识别本小区的标识号以及本小区广播的一些基本信息。LTE系统中小区初始搜索的基本步骤包括：1)UE在接收频带的中心频段进行小区搜索，根据同步信道(SCH)获得定时和小区标识号信息；2)基于SCH与基站保持的定时信息对广播信道(BCH)信息进行检测从而获得小区其他配置信息；3)UE再根据获得的广播控制信息在分配的频段上接收和传输数据。对于SCH信号检测，LTE系统采用分级同步搜索机制，即分为主同步信道(P-SCH)和辅同步信道(S-SCH)。主同步信道中的同步信号在频域内采用3种Zadoff-Chu(ZC)序列，主要是用来进行小区组内标识号或者扇区号识别、频率同步以及5ms定时同步。主同步信号同时也作为辅同步信道进行相干检测时信道估计的导频序列；而辅同步信道中的同步信号是采用两个短二进制序列相互交织映射而成，其主要功能是小区组标识号检测和帧定时同步。UE通过对同步信道的检测获得小区号，从而可以得到系统中参考信号，再利用参考信号对广播信道进行相干检测、解码从而最终得到小区的广播信息。P-SCH和S-SCH采用时分复用(TDM)的方式，每10ms无线帧发送两次。对于P-SCH，前后两次发送相同的序列以实现5ms定时；对于S-SCH，前后两次发送不同的序列以实现10ms无线帧定时同步。同步信道占据了除直流子载波外中央的62个子载波，两侧分别有5个虚子载波作为保护边带。广播信息通过编码、速率匹配、加扰和调制后映射到每一无线帧的第一个子帧上。广播信号的发送周期为40ms，物理信道占据了除直流子载波外的72个子载波，其系统带宽为1.08MHz。由于同步信道和广播信道位于频域中心的72子载波上，这使得UE在小区初始搜索时无需要有系统带宽的先验信息。

LTE系统中主同步信道的频域信号序列即主同步序列为ZC序列，表示为：

$d_u\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-\mathrm{j\π}\frac{\mathrm{un}(n+1)}{63}}& n=\mathrm{0,1},...,30\\ e^{-\mathrm{j\π}\frac{u(n+1)(n+2)}{63}}& n=\mathrm{31,32},...,61\end{array}\right.$ 式1

其中，ZC根序列索引u＝25，29，34分别表征为小区的扇区号 $N_{\mathrm{ID}}^{\left(2\right)}=\mathrm{0,1,2}$ 。主同步信号映射到除k＝0外的62个低频子载波上，即k＝-31，-30，...-1，1，...，30，31，且前后分别有5个子载波不传输任何信号。

经典的主同步信号检测方法是采用时域检测算法，即通过接收信号与本地主同步信号序列进行匹配滤波，通过检测匹配滤波器的输出幅度值来判断基站侧发送的主同步信号序列索引，也即本地小区的扇区号。

传统主同步信号检测时的本地主同步序列是通过对映射到中心频带上除直流子载波外的62个子载波的序列进行64点的IFFT(快速傅里叶逆变换)运算变换到时域后产生的，产生方法可用下式表示：

$x_u\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{64}}\underset{k=-31,k\≠0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}{d}_u(k+31)\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{nk}}{64}},n=\mathrm{0,1},...,63$

$=\frac{1}{\sqrt{64}}\underset{k=-31,k\≠0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\π}\frac{u(k+31)(k+32)}{63}}\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{nk}}{64}},n=\mathrm{0,1},...,63$ 式2

其中， $d_u\left(k\right)=e^{-\mathrm{j\πu}\frac{k(k+1)}{63}},k=\mathrm{0,1},...,62,$ 即为根序列号为u，序列长度为N_ZC＝63的ZC序列。

但是，在对主同步信号进行检测的过程中发现本地寄存器的存储开销很大。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种LTE系统中主同步信号检测与序列生成方法及装置，解决3GPP LTE系统在小区初始搜索过程中本地主同步序列存储开销大的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种LTE系统中主同步信号检测的方法，包括：

直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列作为匹配滤波器；

对接收信号进行前端处理，将经过前端处理后的接收信号与本地主同步信号序列进行匹配滤波，对匹配滤波后得到的信号序列的输出幅度进行判决，得到主同步信号序列检测结果。

进一步地，所述前端处理包括模数转换、自动增益控制、低通滤波和速率变换；经过前端处理后的接收信号的采样率为0.96MHz。

进一步地，所述本地主同步信号序列采用下式产生：

$x_u\left(n\right)=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{31n+\mathrm{\θ}\left(u\right)}{63}}{e}^{-\mathrm{j\πu}\frac{(-n\×u^{-1})(-n\×u^{-1}+1)}{63}},n=\mathrm{0,1},...,62;$ 其中，u＝25，29，34时，θ(u)＝4.75，-27.25，27.25，u^-1＝28，50，13，所述u^-1表示umodN_ZC的乘法逆元，N_ZC＝63。

进一步地，产生本地主同步信号序列后，将所述本地主同步信号序列分为M路：第i路的本地同步信号序列为，其中，n＝0，1，...，62，ξ_i为预设的第i路的归一化频偏因子。

进一步地，所述对匹配滤波后得到的各路信号序列的输出幅度进行判决得到主同步信号检测结果的步骤包括：

对匹配滤波器输出的幅度进行判决，选择满足预定幅度峰值条件的序列所对应的序列号作为发送信号的主同步信号序列的序列索引；根据所述满足预定幅度峰值条件的序列的归一化频偏因子计算得到信道载波频率偏差的粗估计值： $\mathrm{\Δ}\hat{f}=-{\mathrm{\ξ}}_i\×15000\mathrm{Hz}.$

进一步地，在进行判决之前，先对匹配滤波后得到的信号序列进行多次5ms的无线半帧合并平均，然后对无线半帧合并平均的结果进行判决。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种LTE系统中主同步信号序列的生成方法，包括：直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列。

优选地，采用下式直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列：

$x_u\left(n\right)=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{31n+\mathrm{\θ}\left(u\right)}{63}}{e}^{-\mathrm{j\πu}\frac{(-n\×u^{-1})(-n\×u^{-1}+1)}{63}},n=\mathrm{0,1},...,62;$

其中，u＝25，29，34时，θ(u)＝4.75，-27.25，27.25，u^-1＝28，50，13，所述u^-1表示umodN_ZC的乘法逆元，N_ZC＝63。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种LTE系统中主同步信号检测的装置，包括本地序列生成单元、前端处理单元、滤波单元、判决单元，其中：

所述本地序列生成单元，用于直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列作为匹配滤波器；

所述前端处理单元，用于对接收信号进行前端处理，将处理后的接收信号送至滤波单元；

所述滤波单元，用于将经过前端处理后的接收信号与本地主同步信号序列进行匹配滤波，将匹配滤波后得到的信号序列送至所述判决单元；

所述判决单元，用于对匹配滤波后得到的信号序列的输出幅度进行判决，得到主同步信号序列检测结果。

进一步地，所述前端处理单元对接收信号进行的前端处理包括：模数转换、自动增益控制、低通滤波和速率变换，经过前端处理后的接收信号的采样率为0.96MHz。

进一步地，所述本地序列生成单元，采用下式产生所述本地主同步信号序列：

$x_u\left(n\right)=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{31n+\mathrm{\θ}\left(u\right)}{63}}{e}^{-\mathrm{j\πu}\frac{(-n\×u^{-1})(-n\×u^{-1}+1)}{63}},n=\mathrm{0,1},...,62;$ 其中，u＝25，29，34时，θ(u)＝4.75，-27.25，27.25，u^-1＝28，50，13，所述u^-1表示umodN_ZC的乘法逆元，N_ZC＝63。

进一步地，所述本地序列生成单元，用于在产生本地主同步信号序列后，将所述本地主同步信号序列分为M路：第i路的本地同步信号序列为

，其中，n＝0，1，...，62，ξ_i为预设的第i路的归一化频偏因子。

进一步地，所述装置还包括半帧合并单元，所述半帧合并单元用于接收所述匹配滤波单元发送的匹配滤波后的信号序列，对所述匹配滤波后的信号序列进行多次5ms的无线半帧合并平均，将经过无线半帧合并平均的结果发送至所述判决单元。

本发明方法直接从时域上产生等幅的本地序列可以节省存储空间，同时也避免了传统方案中的IFFT运算，在检测性能基本保持不变的情况下有效地减少了运算复杂度。特别地，对于多路并行检测方案中发明的本地同步序列产生方法在节约存储空间和减少运算复杂度方面的优势更为明显。同时通过多路并行检测来增强对载波频率的鲁棒性。本发明同时适用FDD和TDD两种双工结构LTE系统中小区初始搜索，具有很好的工程应用价值。

附图说明

图1为传统本地主同步序列的幅度示意图；

图2(a)为u＝25时接收信号与本地序列的相关值示意图；

图2(b)为u＝29时接收信号与本地序列的相关值示意图；

图2(c)为u＝34时接收信号与本地序列的相关值示意图；

图3为不同载波频率偏差的相关峰值示意图；

图4为主同步信号检测流程示意图。

具体实施方式

经分析发现，传统的本地主同步信号序列由于幅度不是恒等，因此会增加本地寄存器的存储开销。

本发明本地主同步信号序列的生成方法的发明构思是：直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列。

优选地，采用下式产生：

$x_u\left(n\right)=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{31n+\mathrm{\θ}\left(u\right)}{63}}{e}^{-\mathrm{j\πu}\frac{(-n\×u^{-1})(-n\×u^{-1}+1)}{63}},n=\mathrm{0,1},...,62;$

获取u＝25，29，34时的θ(u)和u^-1，此处u^-1表示umodN_ZC的乘法逆元(N_ZC＝63)，θ(u)＝4.75，-27.25，27.25，u^-1＝28，50，13。

本发明进行主同步信号检测的方法的发明构思是，直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列作为匹配滤波器；对接收信号进行前端处理，将经过前端处理后的接收信号与本地主同步信号序列进行匹配滤波，对匹配滤波后得到的信号序列的输出幅度进行判决，得到主同步信号序列检测结果。

下面分步骤对本发明方法进行进一步说明：

步骤a，直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列；

产生的本地主同步信号序列幅度恒等于1，序列长度为63。

产生过程如下：

$x_u\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{63}}\underset{k=-31}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}{d}_u(k+31)\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{nk}}{63}}$

$=\frac{1}{\sqrt{63}}\underset{k=0}{\overset{62}{\mathrm{\Σ}}}{d}_u\left(k\right)e^{j2\mathrm{\π}\frac{n(k-31)}{63}}$

$=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{31n}{63}}{X}_u\left(n\right),n=\mathrm{0,1},...,62$ 式3

其中，X_u(n)为ZC序列的IDFT(离散傅里叶逆变换)变换，即本地主同步序列。又因为：

$X_u\left(n\right)=d_u^{*}\left(u_{-1}\stackrel{\‾}{n}\right)X_u\left(0\right)$

$=e^{-\mathrm{j\πu}\frac{\left(u^{-1}\stackrel{\‾}{n}\right)(u^{-1}\stackrel{\‾}{n}+1)}{63}}\underset{k=0}{\overset{62}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\πu}\frac{k(k+1)}{63}}$ 式4

上式中的

和x^-1分别表示xmodN_ZC的加法逆元和乘法逆元，d_u为ZC序列，*表示共轭。因此，时域上产生本地主同步信号序列可以直接下式来表示：

$x_u\left(n\right)=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{31n+\mathrm{\θ}\left(u\right)}{63}}{e}^{-\mathrm{j\πu}\frac{(-n\×u^{-1})(-n\×u^{-1}+1)}{63}},n=\mathrm{0,1},...,62$ 式5

其中，当u＝25，29，34时，θ(u)和u^-1分别为θ(u)＝4.75，-27.25，27.25，u^-1＝28，50，13。

本步骤中本地主同步信号序列的产生是在时域上直接进行处理，因而可以避免传统产生方法中的IFFT运算。另外，由式5可以看出，由于完全是指数函数，因此得到的同步序列为等幅的，其幅度恒为1，因此仅需要存储序列的相位信息，因此大大减轻了存储开销。此外考虑到如下两个性质：x_u(n)＝x_u(63-n)和 $x_{34}\left(n\right)=x_{29}^{*}\left(n\right),$ 此时本地同步信号序列的存储开销将进一步降低。

由于传统方法忽略了0子载波，且序列长度定义为64。而协议中规定的ZC序列的根序列为63。因此传统方法中产生的本地主同步序列一定是非等幅度的，而本发明利用了ZC的根序列值为63，且考虑到被忽略掉了的0子载波，因而直接从时域上产生的本地主同步序列为恒幅的。

步骤b，对生成的本地主同步信号序列进行分路；

在其他实施例中也可不执行步骤b。

具体地，将生成的本地主同步信号序列分M路，M路本地主同步信号序列分别对应M个匹配滤波器，如果不进行分路，则一路本地主同步信号只对应有一个匹配滤波器。第i(i＝1，2，...，M)路的本地主同步信号序列为

，n＝0，1，...，62，其中，ξ_i＝Δf/15000，-1＜ξ_i＜1，ξ_i为预设的第i路的归一化频偏因子。优选地，每一支路的本地主同步信号序列可以简化为x_u ^*(n)的相位旋转，也就是说此时本地主同步信号的产生是通过对步骤b中得到的本地主同步序列信号进行相位旋转，其实现复杂度有限。

由于系统中固有的载波频率偏差对于主同步信号的检测可能会带来不可控制的性能损失，因此在接收端采用多路并行的检测方案(即包括步骤b的技术方案)，可以增强对滤波频率偏差的鲁棒性，即减少载波频率偏差对主同步信号检测性能的影响，提高检测性能。

另外，分路后，通过对多路本地主同步信号序列进行并行检测可以获得载波频率偏差的粗估计，根据载波频率偏差的粗估计可以补偿信道中频率偏差，以进行小区初始搜索中下一步的信号检测与估计。

步骤c，接收到信号后，对接收信号进行前端处理，使接收信号的采样率为0.96MHz；

由于广播信道占据了全部72个子载波，其系统带宽为1.08MHz，因此广播信道的检测必须要在1.92MHz的采样率下完成。为减少接收端的实现复杂度和滤波器的存储开销，通常在小区初始搜索过程中对接收信号进行多速率信号处理使其采样率变为1.92MHz，信号带宽须设为至少不小于1.08MHz，然后，对接收信号进行2倍的下采样使采样率变为0.96MHz，这样就可以同时满足同步信道和广播信道检测时的采样率和带宽要求，而且可以简化接收机的实现结构。

在其他实施例中也可以采用其他速率变换方法，只要使接收信号的采样率为0.96MHz即可。

上述步骤a、b和步骤c的执行顺序不限，只要保证在做相关运算前本地主同步信号序列已经生成好即可。

步骤d，对速率变换后的接收信号和本地主同步信号序列进行匹配滤波，也即是相关运算，根据滤波结果得到主同步信号序列检测结果；

如果本地主同步信号序列有多路，则将每一路分别与速率变换后的接收信号进行相关运算。

具体地，将生成的多路本地主同步信号序列通过多路匹配滤波器，对匹配滤波器输出的幅度进行判决，选择满足预定幅度峰值条件(例如最大的幅度峰值)的序列所对应的序列号作为发送信号的主同步信号序列的序列索引；并根据该序列的归一化频偏因子计算得到信道载波频率偏差的粗估计值，也即是 $\mathrm{\Δ}\hat{f}=-{\mathrm{\ξ}}_i\×15000\mathrm{Hz}.$

由于本地主同步序列是一组指数序列，对于接收信号与本地主同步序列的匹配滤波可以采用CORDIC(坐标旋转数字计算机)算法进行运算，因而此时匹配滤波可以无需要乘法器，从而进一步减少硬件运算资源。

优选地，通过对匹配滤波后的信号序列进行5ms的无线半帧合并平均可以提高正确检测概率，从而提高主同步信号检测性能。所述无线半帧合并是指分别对每路本地主同步信号序列多次滤波后结果进行绝对值相加。多次5ms的无线半帧合并平均对于在小区初始搜索过程中，减少接收端在产生本地主同步序列上的实现复杂度和存储开销更具有实用价值。

接收信号与本地主同步序列作相关运算时由于2倍的下采样会存在一个起始相位偏差的问题，图2a、2b、2c分别给出了u＝25、29和34时两种初始相位的传统本地主同步信号序列和应用本发明方法生成的改进的本地主同步信号序列相关时的幅度值。从图中可以看出，0初始相位的发送序列与传统的本地序列相关值的性能要优于与改进的本地序列相关值，而对于1初始相位的发送序列正好相反，传统方法的相关峰值略大于改进方法的相关峰值。另外，从图3中可以看出，对于不同的载波频偏，采用传统方法得到的相关峰值略优于采用改进方法的相关峰值。

但是，改进方法相对于传统方法的性能损失可以适当增加半帧平均次数来弥补，也即是通过适当增加搜索时间(即多次执行上述流程)以换取UE侧的实现复杂度的降低和减少存储开销。因此改进方案所带来的性能损失可以忽略不计。

实现上述方法的装置包括本地序列生成单元、前端处理单元、滤波单元、判决单元，其中：

所述本地序列生成单元，用于直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列作为匹配滤波器；

所述前端处理单元，用于对接收信号进行前端处理，将处理后的接收信号送至滤波单元；

所述滤波单元，用于将经过前端处理后的接收信号与本地主同步信号序列进行匹配滤波，将匹配滤波后得到的信号序列送至所述判决单元；

所述判决单元，用于对匹配滤波后得到的信号序列的输出幅度进行判决，得到主同步信号序列检测结果。

优选地，所述本地序列生成单元，采用下式产生所述本地主同步信号序列：

$x_u\left(n\right)=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{31n+\mathrm{\θ}\left(u\right)}{63}}{e}^{-\mathrm{j\πu}\frac{(-n\×u^{-1})(-n\×u^{-1}+1)}{63}},n=\mathrm{0,1},...,62;$

其中，u＝25，29，34时，θ(u)＝4.75，-27.25，27.25，u^-1＝28，50，13，所述u^-1表示umodN_ZC的乘法逆元，N_ZC＝63。

优选地，所述本地序列生成单元，用于在产生本地主同步信号序列后，将所述本地主同步信号序列分为M路：第i路的本地同步信号序列为

，其中，n＝0，1，...，62，ξ_i为第i路预设的归一化频偏因子。

优选地，所述装置还包括半帧合并单元，所述半帧合并单元用于接收所述匹配滤波单元发送的匹配滤波后的信号序列，对所述匹配滤波后的信号序列进行多次5ms的无线半帧合并平均，将经过无线半帧合并平均的结果发送至所述判决单元。

针对LTE终端数字基带处理芯片项目，小区初始搜索过程中主同步信号的检测流程具体步骤如下：

1)产生等幅度的本地主同步序列，也就是本地匹配滤波器，匹配滤波器的阶数为62阶，即抽头系数为63个；

考虑到本地晶振的精度为5ppm，载波频率设为3×10⁹Hz，因而接收端分三路并行接收处理，三路中附加的载波频偏分别为-10KHz，0Hz和10KHz，即归一化的频偏因子分别为ξ_i＝-2/3，0，2/3，粗滤波频偏估计的精度为5KHz。

2)对接收信号进行数字前端处理，主要包括ADC(模数转换)、AGC(自动增益控制)、低通滤波、速率变换；

经过低通滤波后接收信号采样率为1.92MHz，此时带宽为1.08MHz，然后再进行2倍下采样至0.96MHz；

3)将接收信号分别通过三路的匹配滤波器，每路匹配滤波器中对应有三个根序列的ZC本地序列，对匹配滤波器的输出计算其幅度。对于三路并行接收，每路对应有三个根序列，因而输出的幅度值总共有9个；

4)为进行5ms的定时同步，对于输出的幅度值进行5ms的缓存，同时为提高性能可以进行多个5ms的半帧平均。通常设定为10个5ms的半帧平均即可；

5)对于9个5ms的输出幅度值检测其最大值并进行判决，满足条件的最大值对应的根序列就可得到小区的扇区号，最大值出现的采样点即为主同步信道的定时同步点，同时根据最大值出现在哪一路就可以得到载波频率偏差的粗估计；

6)如不满足条件则重新进行搜索，也即重新实施上述的1)至5)的步骤。

装置如图4所示，本地序列生成单元图中未示出，该单元可以作为终端的一部分。前端处理单元包括图中的数字前端处理单元和下采样单元；滤波单元包括M路匹配滤波器；半帧合并单元包括图中的幅度计算单元、延时单元和求和单元(∑)；判决单元包括图中的检测与判断幅度单元和结果输出单元。

Claims (10)

1.一种LTE系统中主同步信号检测的方法，其特征在于，包括：

直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列作为匹配滤波器；

对接收信号进行前端处理，将经过前端处理后的接收信号与本地主同步信号序列进行匹配滤波，对匹配滤波后得到的信号序列的输出幅度进行判决，得到主同步信号序列检测结果；

所述本地主同步信号序列采用下式产生：

$x_u\left(n\right)=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{31n+\mathrm{\θ}\left(u\right)}{63}}{e}^{-\mathrm{j\πu}\frac{(-n\×u^{-1})(-n\×u^{-1}+1)}{63}},n=\mathrm{0,1},...,62;$

其中，u＝25，29，34时，θ(u)＝4.75,-27.25,27.25，u^-1＝28,50,13，所述u^-1表示u mod N_ZC的乘法逆元，N_ZC＝63。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述前端处理包括模数转换、自动增益控制、低通滤波和速率变换；经过前端处理后的接收信号的采样率为0.96MHz。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

产生本地主同步信号序列后，将所述本地主同步信号序列分为M路：

第i路的本地同步信号序列为

其中,n＝0,1,...,62，ξ_i为预设的第i路的归一化频偏因子。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述对匹配滤波后得到的各路信号序列的输出幅度进行判决得到主同步信号检测结果的步骤包括：

对匹配滤波器输出的幅度进行判决，选择满足预定幅度峰值条件的序列所对应的序列号作为发送信号的主同步信号序列的序列索引；根据所述满足预定幅度峰值条件的序列的归一化频偏因子计算得到信道载波频率偏差的粗估计值：

ξ_i为满足预定幅度峰值条件的序列的归一化频偏因子。

5.如权利要求1或4所述的方法，其特征在于，

在进行判决之前，先对匹配滤波后得到的信号序列进行多次5ms的无线半帧合并平均，然后对无线半帧合并平均的结果进行判决。

6.一种LTE系统中主同步信号序列的生成方法，其特征在于，包括：

直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列；

采用下式直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列：

$x_u\left(n\right)=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{31n+\mathrm{\θ}\left(u\right)}{63}}{e}^{-\mathrm{j\πu}\frac{(-n\×u^{-1})(-n\×u^{-1}+1)}{63}},n=\mathrm{0,1},...,62;$

其中，u＝25，29，34时，θ(u)＝4.75,-27.25,27.25，u^-1＝28,50,13，所述u^-1表示u mod N_ZC的乘法逆元，N_ZC＝63。

7.一种LTE系统中主同步信号检测的装置，包括本地序列生成单元、前端处理单元、滤波单元、判决单元，其中：

所述本地序列生成单元，用于直接从时域上产生等幅的本地主同步信号序列作为匹配滤波器；

所述前端处理单元，用于对接收信号进行前端处理，将处理后的接收信号送至滤波单元；

所述滤波单元，用于将经过前端处理后的接收信号与本地主同步信号序列进行匹配滤波，将匹配滤波后得到的信号序列送至所述判决单元；

所述判决单元，用于对匹配滤波后得到的信号序列的输出幅度进行判决，得到主同步信号序列检测结果；

所述本地序列生成单元，采用下式产生所述本地主同步信号序列：

$x_u\left(n\right)=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{31n+\mathrm{\θ}\left(u\right)}{63}}{e}^{-\mathrm{j\πu}\frac{(-n\×u^{-1})(-n\×u^{-1}+1)}{63}},n=\mathrm{0,1},...,62;$

其中，u＝25，29，34时，θ(u)＝4.75,-27.25,27.25，u^-1＝28,50,13，所述u^-1表示u mod N_ZC的乘法逆元，N_ZC＝63。

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，

所述前端处理单元对接收信号进行的前端处理包括：模数转换、自动增益控制、低通滤波和速率变换，经过前端处理后的接收信号的采样率为0.96MHz。

9.如权利要求7所述的装置，其特征在于，

所述本地序列生成单元，用于在产生本地主同步信号序列后，将所述本地主同步信号序列分为M路：第i路的本地同步信号序列为

其中,n＝0,1,...,62，ξ_i为预设的第i路的归一化频偏因子。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，

所述装置还包括半帧合并单元，所述半帧合并单元用于接收所述匹配滤波单元发送的匹配滤波后的信号序列，对所述匹配滤波后的信号序列进行多次5ms的无线半帧合并平均，将经过无线半帧合并平均的结果发送至所述判决单元。

Images