CN100499627C - 一种用于WiMAX系统基站接收端的整数倍频偏校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于微波存取全球互通(WiMAX)系统的基站接收端整数倍频偏估计和校正的方法，包括步骤：依据在接收到的经过快速傅立叶变换(FFT)后的短前导频域序列的256个样值中的相同取值确定样值编号，对该样值编号所对应的元素计算中间变量；将接收到的256个频域序列样值循环移位两个样值，按照上述样值编号选择对应的元素计算中间变量；重复上面步骤，得到其它中间变量值，比较中间变量的取值，找到最大值所对应的中间变量的下标值j，将接收到的频域序列循环移位(j-1)×2个样值。通过本发明所述方法，可以在整个带宽范围内来完成整数倍载波频偏估计，节约了存储空间，降低了计算复杂度，提高了实用性和可行性。

Description

一种用于WiMAX系统基站接收端的整数倍频偏校正方法

技术领域

本发明涉及通信领域WiMAX(微波存取全球互通)系统基站接收端载波同步优选方法。

背景技术

最近几年，正当全球的移动运营商、设备制造商、手机制造商、各国政府部门为第3代移动通信网络(3G)的建设和运营投入相当可观的资金和精力的时候，计算机行业推出了一种崭新的宽带无线接入技术，并将其命名为WiMAX。WiMAX是Worldwide Interoperability forMicrowave Access的缩写，一般译成“微波存取全球互通”。

WiMAX技术以IEEE的802.16系列标准为基础。在802.16系列标准中，详细规定了基站BS(Base Station)和用户站SS(Subscriber Station)之间的空中接口的技术要求，尤其对物理层的帧结构要求，系统设计参数等等均有详细的规定。本发明主要针对基于OFDM物理层的WiMAX系统(IEEE 802.16-2004)基站接收端载波同步进行设计。

OFDM即Orthogonal Frequency Division Multiplex的缩写，中文意思为正交频分复用。OFDM技术的基础是正交多载波，是一种多载波扩频技术。OFDM的最大优点是对抗频率选择性衰落或窄带干扰，在单载波系统中，单个衰落或干扰能够导致整个通信链路失败，但是在多载波系统中，仅仅有很小一部分载波会受到干扰，对这些子信道可以采用纠错码来进行纠错。在OFDM系统中，各个子信道的载波相互正交，频谱相互重叠，这样不但减小了子载波间的相互干扰，同时又提高了频谱利用率。

基于OFDM的WiMAX系统设计中，为了保证子载波之间的正交性，其对同步的要求相当高。一旦失步，子载波之间的正交性将受到影响，从而严重影响系统性能。所以，同步算法的优劣性会导致整个系统性能的好坏。设计一个高性能和实际可行的同步算法，成了整个系统设计的一个关键环节。

基于OFDM模式的802.16-2004协议的物理层支持基于帧的传输。一帧包括一个下行子帧和一个上行子帧。下行子帧由一个下行物理层PDU组成，上行子帧由用于初始搜索和带宽请求目的的竞争时隙和一个或者多个由不同的SS发射的上行物理层Burst组成。每个上行SS的Burst包含了一个短前导码。

下行物理层PDU由长前导码起始，用于物理层同步。上行物理层PDU(协议数据单元)由短前导码起始，用于上行Burst(数据突发)的同步。

根据协议的规定，基于OFDM的WiMAX系统其上行短前导码在频域序列的取值由下式确定：

$P_k=\left\{\begin{array}{c}\sqrt{2}{P}_{\mathrm{ALL}}\left(k\right).....................k_{\mathrm{mod}2}=0;\\ 0....................................k_{\mathrm{mos}2}\≠0;\end{array}\right.$

其中

因子与3dB增益相关。

频域序列由协议进行了同一规定，具有固定的取值。根据以上规定，我们得到短前导的频域序列取值为：

基于OFDM的WiMAX系统对于子载波之间的正交性有着非常严格的要求，正交性的严格与否直接影响着系统性能的优劣。正交性的要求是通过同步模块来完成的。同步包括定时同步和频率同步，WiMAX系统对频率同步的要求比较高，其对频偏相当敏感，频偏不但影响到信号相位的偏转，而且破坏子载波之间的正交性，影响到信号的幅度及信噪比发生变化。

频率偏移是由收发设备的本地载波之间的偏差、信道的多普勒频移等引起的，一般将频偏分为子载波间隔的整数倍偏移和子载波间隔的小数倍偏移，整数倍频偏和小数倍频偏之和即为总频偏。子载波间隔的整数倍偏移不会引起子载波间干扰(ICI)，但是通过FFT变换以后得到的频域序列样值发生了错位；子载波间隔的小数倍偏移破坏了子载波之间的正交性，使得接到的信号发生了幅度和相位偏转。

在实际的WiMAX系统中，其同步过程一般如图1所示，基站将接收到的信号通过模数变换后，首先进行帧、符号的粗同步，确定数据的起始点，然后进行小数倍频偏估计和校正，这两个过程在FFT变换之前进行，一般都是基于短前导设计算法，在FFT变化之后，进行整数倍频偏估计和校正，再进行帧、符号的细同步。在已有的各种整数倍频偏估计算法中，大部分算法对频偏估计的范围过于狭小，一般都在子载波间隔的几个整数倍范围之内，查阅到的Yun Hee Kim，Iickho Song，Seokho Yoon，and So Ryoung Park《An Efficient Frequency Offset Estimator for OFDM Systems and Its PerformanceCharacteristics》著作中，其设计的算法可以在整个带宽中对整数倍频偏进行估计，但是该算法的复杂度太高，对于系统的设计具有一定的难度；同时该算法利用了接收信号与已知的发送信号进行相关，由于接收到的信号经过了各种噪声及偏差的影响，其与发送信号的相关性已经大大降低，对设计的精确度具有一定的影响。本发明利用已知的短前导频域序列，分析其规律，提出了一种利用接收到的频域信号进行自相关进行整数倍频偏估计的算法，不但避免了利用发送信号与接收信号进行互相关，其相关性大大降低的影响；而且同样具有可以在整个带宽内对整数倍频偏进行估计和校正的优点，同时其复杂度大大降低，有利于实际系统的应用。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于已知的短前导频域序列取值来完成微波存取全球互通(WiMAX)系统基站接收端整数倍频偏估计和校正的方法。

本发明提供的一种基于已知的短前导频域序列取值来完成微波存取全球互通(WiMAX)系统基站接收端整数倍频偏估计和校正的方法，包括步骤：基站在对接收到的信号进行FFT变换之前已经进行了帧、符号的粗同步以及小数倍频偏的估计和校正，在FFT变换之后的短前导频域序列只存在着整数倍子载波频率偏差，WiMAX基站接收机对接收到的经过FFT变换后的短前导频域序列的256个样值中，选择取值为

的29个样值编号，组成集合Q，计算中间变量 $P_1={\left|\underset{i=1}{\overset{29}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i{R*}_{i+1}\right|}^2,$ R_i(i＝1，2，...29)表示对接收到的频域短前导序列样值按照Q集合规定的样值间隔排列顺序选定的样值序列，R^* _i+1表示对R_i+1取共轭，当i取值为29时，R^* _i+1取R^* ₁的样值；将接收到的256个频域序列样值循环移位两个样值，得到一个新的256样值序列，按照上述样值编号选择对应的样值组成一个集合R，对集合R中的元素计算中间变量 $P_2={\left|\underset{i=1}{\overset{29}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i{R*}_{i+1}\right|}^2;$ 重复步骤b，将接收到的样值序列依次循环移位4，6，8，...254，得到中间变量值P₃，P₄，P₅…P₁₂₈；比较128个中间变量P_m(m＝1，2，...128)的取值，找到最大值所对应的中间变量P_m的下标值m，得到整数倍频偏为(m—1)×2，将接收到的频域序列循环移位(m—1)×2个样值。

通过本发明所述方法，可以在整个带宽范围内来完成整数倍载波频偏估计，大大节约了存储空间，降低了计算复杂度，提高了该方法的实用性和可行性。

附图说明

图1：WiMAX系统的同步流程。

具体实施方式

假定在基站对接收到信号进行FFT变换之前已经进行了帧、符号的粗同步以及小数倍频偏的估计和校正，在FFT变换之后的短前导频域序列只存在着整数倍子载波频率偏差，也就是说对接收到的短前导频域序列的256个样值发生了循环偏移。整数倍频偏估计算法的目的就是要获得频域序列样值的偏移值，然后进行整数倍频偏校正。

根据IEEE 802.16-2004协议的规定，由前面的分析我们已知SS发送的短前导频域序列取值，通过对该256个样值的频域序列进行分析，我们发现该序列取值中，取值为

的频率序列编号为{39 41 59 61 79 81 89 93 97 107 115 131 135 137139 153 163 165 189 191 195 197 199 221 227}，共有25个；取值为

的频率序列编号为{29 33 37 47 49 53 57 67 69 73 77 87 91 103 105 119 121 141147 151 155 157 159 173 183 185 201 207 229}，共有29个；取值为

的频率序列编号为{3143 45 51 63 65 71 83 85 95 109 113 117 127 149 161 167 171175 177 179 209 213 223 225}，共有25个；取值为

的频率序列编号为{5575 99 101 111 123 125 133 143 145 169 181 187 193 203 205 211 215 217 219}，共有21个；

同时考虑到接收信号在FFT变换之前已经利用短前导时域序列的重复样值(短前导时域序列具有256个样值，其中前面128个样值与后面128个样值完全相同)进行了小数倍载波频偏的校正，其校正范围为(—1～+1)子载波间隔，所以FFT变换之后的短前导频域序列样值只存在着偶数倍子载波频偏。已知的发送端短前导频域序列样值只在偶数子载波上具有样值，奇数子载波上的样值为0，所以接收到的短前导频域序列样值也只应该在偶数子载波上具有数据能量，奇数子载波上只有一些随机的噪声干扰能量。

我们取集合Q＝{29 33 37 47 49 53 57 67 69 73 77 87 91 103105 119 121 141 147 151 155 157 159 173 183 185 201 207 229}，该集合具有29个元素，这表示在已知的256个短前导频域序列样值中，具有29个取值为

的样值；同时，该集合代表了这29个样值序列的唯一样值间隔排列。于是我们知道WiMAX基站接收端对接收到的FFT变换的短前导频域序列的256个样值中，存在着具有29个近似相等的样值，也就是说具有29个相关性很强的样值，同时这些样值之间的间隔排列具有和已知的发送信号Q集合相同的样值间隔排列。

设计中间变量 $P_1={\left|\underset{i=1}{\overset{29}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i{R*}_{i+1}\right|}^2,$ R_i(i＝1，2，...29)表示对接收到的频域短前导序列样值按照Q集合规定的样值间隔排列顺序选定的样值序列，R^* _i+1表示对R_i+1取共轭，当i取值为29时，R^* _i+1可以取R^* ₁的样值用以完成相关计算。通过对接收到的短前导频域序列样值计算得到一个中间变量取值P₁，然后将接收到的频域序列样值循环移位两个样值符号，即设原接收序列为{R1，R2，...R255，R256}，循环移位一个样值后的序列为{R3，R4，...，R256，R1，R2}，对移位后的样值序列继续按照Q集合设定的样值间隔顺序取值后计算中间变量，得到又一个中间变量取值P₂。依次循环127次以后得到128个中间变量取值P_m(m＝1，2，...128)，比较所有的128个P_m的值，找到其中最大的取值所对应的短前导频域序列取值，即为正确的频域序列样值排列，由此便得到了整数倍频偏的估计，并完成了整数倍频偏的校正。

短前导频域序列是伪随机序列，只有与发送的频域序列完全吻合的某个偏移接收频域序列，其按照Q集合规定的样值间隔选择的29个样值才具有很强的相关性，其复数共轭相乘求和后的模值平方才能达到最大值，其他的偏移接收频域序列的29个样值由于不具有这种强相关性，其输出为一些伪噪声能量取值，远远低于最大值。

例如，通过对接收到的256个频域序列样值依次偏移后计算中间变量P_j的值，发现当偏移量j取值为12的时候，我们得到最大值，由此我们知道整数倍载波频偏为(12—1)×2＝22个子载波间隔，对以后接收到数据频域序列样值循环偏转22个子载波位置，便可以完成整数倍子载波的频偏校正。

较之前面提到过的《An Efficient Frequency Offset Estimator for OFDM Systems and ItsPerformance Characteristics》算法来说，本算法不需要保存已知的发送短前导频域序列的256个复数样值，也不必保存其255个频域样值的复数比值，只需要保存Q集合所设定的29个实数，用以确定对接收到的频域序列样值进行选择，大大节约了存储空间，降低了计算复杂度。

通过对本算法的分析，我们知道本算法可以在整个带宽范围内来完成整数倍载波频偏估计，大大提高了该算法的实用性和可行性。尽管在存在频率选择性衰落的信道中，某些样值可能受到信道衰落的影响，然而我们是通过对所有具有强相关性的29个样值进行综合处理，这些少量的受信道衰落影响的样值对于中间变量P_j的取值来说，只是略微降低了峰值的幅度，完全不影响峰值所确定的频偏，因为在该序列的29个样值中存在大量的强相关样值，而其他的序列的29个样值不具有强相关性。

结合上面的分析，下面对本发明的具体实施步骤进行详细说明：

步骤(一)：WiMAX基站接收机对接收到的经过FFT变换后的256个频域序列样值按照Q集合规定的样值序号以及样值间隔依次选择29个样值，计算中间变量 $P_1={\left|\underset{i=1}{\overset{29}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i{R*}_{i+1}\right|}^2,$ R_i(i＝1，2，...29)表示对接收到的频域短前导序列样值按照Q集合规定的样值间隔排列顺序选定的样值序列，R^* _i+1表示对R_i+1取共轭，当i取值为29时，R^* _i+1可以取R^* ₁的样值用以完成相关计算。

步骤(二)：将接收到的256个频域序列样值循环移位两个样值，使样值序列由{R1，R2，...R255，R256}变为{R3，R4，...R256，R1，R2}，按照Q集合规定的样值序号以及样值间隔依次选择29个样值，计算中间变量 $P_2={\left|\underset{i=1}{\overset{29}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i{R*}_{i+1}\right|}^2,$ 其中R_i(i＝1，2，...29)表示对选择的29个样值按顺序取值。

步骤(三)：重复步骤二，将接收到的样值序列依次移位4，6，8，...254，得到中间变量P₃，P₄，P₅...P₁₂₈。

步骤(四)：比较128个中间变量P_m(m＝1，2，...128)的取值，找到最大值所对应的中间变量P_m的下标值m，于是我们可以得到整数倍频偏为(m—1)×2个样值，于是将接收到的频域序列循环移位(m—1)×2个样值，便得到纠正了整数倍频偏以后的正确频域样值序列，从而完成了对整数倍频偏的估计和校正。在实际的系统设计过程中，为了节约存储空间，不必要保存所有的中间变量P_m的结果。只需要将开始得到的P₁和P₂进行比较，保存其中的较大值，然后对后面得到的P₃，P₄，P₅...P₁₂₈依次与前面保存的最大值进行比较，比较后仍然只保存最大值即可。同时由于对中间变量 $P_j={\left|\underset{i=1}{\overset{29}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i{R*}_{i+1}\right|}^2$ 的计算，是完全相同的过程，所以在实现中可以利用相同的模块进行处理即可。

Claims (4)

1、一种基于已知的短前导频域序列取值来完成微波存取全球互通(WiMAX)系统基站接收端整数倍频偏估计和校正的方法，其特征在于包括以下步骤：

a)基站在对接收到的信号进行FFT变换之前已经进行了帧、符号的粗同步以及小数倍频偏的估计和校正，在FFT变换之后的短前导频域序列只存在着整数倍子载波频率偏差，WiMAX基站接收机对接收到的经过FFT变换后的短前导频域序列的256个样值中，选择取值为

的29个样值的编号，组成集合Q，计算中间变量 $P_1={\left|\underset{i=1}{\overset{29}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i{R*}_{i+1}\right|}^2,$ R_i，i＝1，2，...29，表示对接收到的频域短前导序列样值按照Q集合规定的样值间隔排列顺序选定的样值序列，R^* _i+1表示对R_i+1取共轭，当i取值为29时，R^* _i+1取R^* ₁的样值；

b)将接收到的256个频域序列样值循环移位两个样值，得到一个新的256样值序列，按照上述样值编号选择对应的样值组成一个集合R，对集合R中的元素计算中间变量 $P_2={\left|\underset{i=1}{\overset{29}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i{R*}_{i+1}\right|}^2;$

c)重复步骤b，将接收到的样值序列依次循环移位4，6，8，...254，得到中间变量值P₃，P₄，P₅...P₁₂₈；

d)比较128个中间变量P_m，m＝1，2，...128，的取值，找到最大值所对应的中间变量P_m的下标值m，得到整数倍频偏为(m—1)×2，将接收到的频域序列循环移位(m—1)×2个样值。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述样值编号组成集合Q，集合Q＝{29 33 37 47 49 53 57 67 69 73 77 87 91 103 105 119 121141 147 151 155 157 159 173 183 185 201 207 229}。

3、根据权利要求2的所述的方法，其特征在于：该集合代表了这29个样值序列的唯一样值间隔排列。

4、根据权利要求3所述的方法，其特征在于：在步骤d)中只需依次与前面保存的最大值进行比较，比较后只保存最大值。