JPH10303851A - デジタル放送受信機 - Google Patents

デジタル放送受信機

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JPH10303851A
JPH10303851A JP9109368A JP10936897A JPH10303851A JP H10303851 A JPH10303851 A JP H10303851A JP 9109368 A JP9109368 A JP 9109368A JP 10936897 A JP10936897 A JP 10936897A JP H10303851 A JPH10303851 A JP H10303851A
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phase
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difference
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Application number
JP9109368A
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English (en)
Inventor
Tadatoshi Okubo
忠俊 大久保
Masahiro Tsujishita
雅啓 辻下
Kenichi Taura
賢一 田浦
Masayuki Ishida
雅之 石田
Masakazu Morita
正和 森田
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Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
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Publication date
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
    • H03J7/02—Automatic frequency control
    • H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
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  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 各キャリアが位相変調され直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ）されたデジタル信号の受信時の周波数ず
れを補正する。 【解決手段】 各キャリアが位相変調された直交周波数
分割多重伝送方式を用いるデジタル放送において、各キ
ャリアの参照用の固定パターンシンボル（位相参照シン
ボル）を受信して得る周波数領域の復調データの配列に
対して、その共役複素数の配列を各要素ごとに乗じた結
果の各要素について、対応する位相参照シンボル既定値
の要素と両隣の要素の位相差が、特定のいくつかのパタ
ーンにマッチするデータをそれぞれ抽出して加算平均を
行い、この加算平均値から周波数ずれを検出し、これに
基づいて放送周波数への同調制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、各キャリアが位
相変調（ＰＳＫ）され直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）
変調され、フレーム内に固定パターンの同期信号を送出
するデジタル放送方式に対応したデジタル放送受信機に
関する。
【０００２】
【従来の技術】各キャリアが位相変調（ＰＳＫ）された
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）デジタル放送方式にお
いては、図７に示すようにアンテナ１より入力されたＲ
Ｆ周波数帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅さ
れ、ミキサー３で電圧制御発振器１０より出力される信
号と掛け合わせることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウ
ンコンバートされ、ＩＦ増幅器４で帯域制限および適当
な信号レベルへの増幅が行われ、直交復調器５で直交復
調されてベースバンド周波数帯域のＩ（同相）信号成分
およびＱ（直交）信号成分がＡ／Ｄ変換器６へ入力され
る。Ａ／Ｄ変換器６でデジタルデータに変換されたＩ成
分およびＱ成分の信号は、ＦＦＴ処理器７へ入力され、
ＦＦＴ処理器７において周波数領域の複素数データに変
換され、誤り訂正器８に入力され、誤り訂正後のデータ
がデジタル出力端子９へ出力される。
【０００３】また、各キャリアが位相変調されたＯＦＤ
Ｍ信号では、ミキサー３によりダウンコンバートされる
周波数が理想的な場合には、ＦＦＴ処理器７より出力さ
れる各キャリアの位相データは、いくつかの特定の位相
点に集中している（例えば４相ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）の場
合には０，π／２，π，−π／２の４点など）。しか
し、ミキサー３によりダウンコンバートされる周波数が
理想値からずれている場合には、ＦＦＴ処理器７より出
力される各キャリアの位相データは、本来の位相点から
ずれて現れる。
【０００４】そこでＦＦＴ処理器７より出力されたデー
タは、位相誤差検出器２０に入力され、各キャリアの位
相の本来の位相点からのずれ（位相誤差）が計算され、
この位相誤差が周波数ずれ検出器１１へ入力される。周
波数ずれ検出器１１は位相誤差が少なくなるように電圧
制御発振器１０の発振周波数を制御し、ミキサー３によ
りダウンコンバートされるＩＦ信号の中心周波数は理想
的な場合に近づく。これは具体的には、例えば各キャリ
アの変調方式が位相０，π／２，π，−π／２の４点を
取るＱＰＳＫの場合には、ＦＦＴ処理器７より出力され
る各キャリアのデータをそれぞれ４乗すれば、この値の
位相は理想的にはすべて０（実際は２πの倍数）になっ
ているので、前記４乗した結果をすべて加算した値を位
相誤差とする。周波数ずれ検出器１１はこの位相誤差を
使用して電圧制御発振器１０の発振周波数を制御し、電
圧制御発振器１０から出力された信号はミキサー３へ入
力され、これによりミキサー３より出力されるＩＦ信号
の中心周波数が決定される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、例えば前記Ｑ
ＰＳＫの場合、ミキサー３によりダウンコンバートされ
る周波数が理想値からずれている場合で、ＦＦＴ処理器
７より出力される各キャリアの位相データが、本来の位
相点から約π／２ずれて現れることがある。この場合、
ＦＦＴ処理器７より出力される各キャリアのデータをそ
れぞれ４乗すると、この値の位相はすべてほぼ０（実際
は２πの倍数）となり、この結果をすべて加算した値を
使って、電圧制御発振器１０の発振周波数を制御して
も、ミキサー３によりダウンコンバートされる周波数の
ずれは補正されないという問題がある。これは各キャリ
アの位相データが、本来の位相点から−π／２や±π等
ずれる場合についても同様である。
【０００６】この発明は、上述のような課題を解決する
ためになされたもので、受信信号を周波数ダウンコンバ
ートする際に生じる周波数ずれを検出して自動的に補正
することができるデジタル放送受信機を得ることを目的
とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明にかかるデジタ
ル放送受信機においては、位相参照シンボルを受信して
得る周波数領域の復調データの配列に対して、その共役
複素数の配列を各要素ごとに乗じる処理を行う手段と、
この乗算結果の各要素について、対応する位相参照シン
ボル既定値の負側の隣の要素との位相差が０で、かつ正
側の隣の要素との位相差が±π／２である要素を選択す
るデータ選択手段と、対応する位相参照シンボル既定値
の負側の隣の要素との位相差がπで、かつ正側の隣の要
素との位相差が±π／２である要素を選択するデータ選
択手段と、対応する位相参照シンボル既定値の正側の隣
の要素との位相差が０で、かつ負側の隣の要素との位相
差が±π／２である要素を選択するデータ選択手段と、
対応する位相参照シンボル既定値の正側の隣の要素との
位相差がπで、かつ負側の隣の要素との位相差が±π／
２である要素を選択するデータ選択手段と、前記選択さ
れた４つの要素のうち、対応する位相参照シンボル既定
値の負側の隣の要素との位相差が０である要素の加算平
均値と、前記既定値の負側の隣の要素との位相差がπで
ある要素の加算平均値とを得、さらにこの２つの加算平
均値の差分を得る減算手段と、前記選択された４つの要
素のうち、対応する位相参照シンボル既定値の要素とそ
の正側の隣の要素との位相差が０である要素の加算平均
値と、前記既定値の負側の隣の要素との位相差がπであ
る要素の加算平均値とを得、さらにこの２つの加算平均
値の差分を得る減算手段と、前記２つの差分から周波数
ずれを求め、これに基づき放送周波数への同調制御を行
う手段を備えたものである。
【０００８】また、位相参照シンボルを受信して得る周
波数領域の復調データの配列に対して、その共役複素数
の配列を適当な要素数だけシフトした配列を各要素ごと
に乗じる処理を行う手段と、この乗算結果の各要素につ
いて、対応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要
素との位相差が０で、かつ正側の隣の要素との位相差９
±π／２である要素を選択するデータ選択手段と、対応
する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との位相
差がπで、かつ正側の隣の要素との位相差が±π／２で
ある要素を選択するデータ選択手段と、対応する位相参
照シンボル既定値の正側の隣の要素との位相差が０で、
かつ負側の隣の要素との位相差が±π／２である要素を
選択するデータ選択手段と、対応する位相参照シンボル
既定値の正側の隣の要素との位相差がπで、かつ負側の
隣の要素との位相差が±π／２である要素を選択するデ
ータ選択手段と、前記選択された４つの要素のうち、対
応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との位
相差が０である要素の加算平均値と、前記既定値の負側
の隣の要素との位相差がπである要素の加算平均値とを
得、さらにこの２つの加算平均値の差分を得る減算手段
と、前記選択された４つの要素のうち、対応する位相参
照シンボル既定値の要素とその正側の隣の要素との位相
差が０である要素の加算平均値と、前記既定値の負側の
隣の要素との位相差がπである要素の加算平均値とを
得、さらにこの２つの加算平均値の差分を得る減算手段
と、前記２つの差分から周波数ずれを求め、これに基づ
き放送周波数への同調制御を行う手段を備えたものであ
る。
【０００９】また、前記乗算結果の各要素について、対
応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との位
相差が０またはπであり、かつ正側の隣の要素との位相
差が±π／２、０、またはπである要素を選択する６つ
のデータ選択手段と、前記選択された６つの要素のう
ち、前記位相参照シンボル既定値に対応する要素の加算
平均値と、前記既定値の負側の隣の要素との位相差が０
である要素の加算平均値とを得、さらにこの２つの加算
平均値の差分を得る減算手段と、前記選択された６つの
要素のうち、前記位相参照シンボル既定値に対応する要
素の加算平均値と、前記既定値の負側の隣の要素との位
相差がπである要素の加算平均値とを得、さらにこの２
つの加算平均値の差分を得る減算手段と、対応する位相
参照シンボル既定値の正側の隣の要素との位相差が０ま
たはπであり、かつ負側の隣の要素との位相差が±π／
２、０、またはπである要素を選択する６つのデータ選
択手段と、前記選択された６つの要素のうち、前記位相
参照シンボル既定値に対応する要素の加算平均値と、前
記既定値の正側の隣の要素との位相差が０である要素の
加算平均値をと得、さらにこの２つの加算平均値の差分
を得る減算手段と、前記選択された６つの要素のうち、
前記位相参照シンボル既定値に対応する要素の加算平均
値と、前記既定値の正側の隣の要素との位相差がπであ
る要素の加算平均値とを得、この２つの加算平均値の差
分を得る減算手段と、前記２つの差分から周波数ずれを
求め、これに基づき放送周波数への同調制御を行う手段
を備えたものである。
【００１０】また、前記乗算結果の各要素について、対
応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との位
相差が０で、かつ正側の隣の要素との位相差が±π／
２、０、またはπである要素を選択するとともに、前記
正側の隣の要素との位相差が０またはπである要素の選
択個数が同数になるように制限する３つのデータ選択手
段と、対応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要
素との位相差がπで、かつ正側の隣の要素との位相差が
±π／２、０、またはπである要素を選択するととも
に、前記正側の隣の要素との位相差が０とπである要素
の選択個数が同数となるように制限する３つのデータ選
択手段と、前記一番目の３つのデータ選択手段で選択さ
れた要素の加算平均値と、前記二番目の３つのデータ選
択手段で選択された要素の加算平均値とを得、さらにこ
の２つの加算平均値の差分を得る減算手段と、対応する
位相参照シンボル既定値の正側の隣の要素との位相差が
０で、かつ負側の隣の要素との位相差が±π／２、０、
またはπである要素を選択するとともに、前記正側の隣
の要素との位相差が０またはπである要素の選択個数が
同数になるように制限する３つのデータ選択手段と、対
応する位相参照シンボル既定値の正側の隣の要素との位
相差がπで、かつ負側の隣の要素との位相差が±π／
２、０、またはπである要素の選択するとともに、前記
正側の隣の要素との位相差が０またはπである要素の選
択個数が同数になるように制限する３つのデータ選択手
段と、前記三番目の３つのデータ選択手段で選択された
要素の加算平均値と、前記四番目の３つのデータ選択手
段で選択された要素の加算平均値とを得、さらにこの２
つの加算平均値の差分を得る減算手段と、前記２つの差
分から周波数ずれを求め、これに基づき放送周波数への
同調制御を行う手段を備えたものである。
【００１１】また、前記乗算結果の各要素について、対
応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との位
相差が０またはπである要素をそれぞれ選択する２つの
データ選択手段と、前記２つのデータ選択手段で選択さ
れた要素ごとの加算平均値を得、さらにこの２つの加算
平均値の差分を得る減算手段と、対応する位相参照シン
ボル既定値の正側の隣の要素との位相差が０またはπで
ある要素をそれぞれ選択する２つのデータ選択手段と、
前記２つのデータ選択手段で選択された要素ごとの加算
平均値を得、さらにこの２つの加算平均値の差分を得る
減算手段と、前記２つの差分から周波数ずれを求め、こ
れに基づき放送周波数への同調制御を行う手段を備えた
ものである。
【００１２】また、前記２組の加算平均値について、各
組ごとに差分を得る減算手段および加算処理を行う手段
と、前記各組ごとの差分を加算値で除算する手段と、各
減算結果を前記各加算結果でそれぞれ除算する手段と、
前記２つの除算結果から周波数ずれを求め、これに基づ
き放送周波数への同調制御を行う手段を備えたものであ
る。
【００１３】また、前記２つの差分の減算を行う減算手
段と、この減算結果に基づき放送周波数への同調制御を
行う手段を備えたものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】この発明の実施の形態であるデジ
タル放送受信機においては、受信信号を周波数ダウンコ
ンバートする際に同調周波数にずれが生じた場合には、
位相参照シンボル復調データの配列と、その共役複素数
の配列とを各要素ごとに乗算した結果の各要素につい
て、対応する位相参照シンボル既定値の要素とその負側
の隣の要素との位相差が０で、かつ正側の隣の要素との
位相差が±π／２である要素の平均値と、対応する位相
参照シンボル既定値の要素とその負側の隣の要素との位
相差がπで、かつ正側の隣の要素との位相差が±π／２
である要素の平均値の減算結果と、対応する位相参照シ
ンボル既定値の要素とその正側の隣の要素との位相差が
０で、かつ負側の隣の要素との位相差が±π／２である
要素の平均値と、対応する位相参照シンボル既定値の要
素とその正側の隣の要素との位相差がπで、かつ負側の
隣の要素との位相差が±π／２である要素の平均値の減
算結果の２つの減算結果に周波数ずれの影響が現れるた
め、これを最小とするよう同調制御する。
【００１５】また、この発明の実施の形態であるデジタ
ル放送受信機においては、受信信号を周波数ダウンコン
バートする際に同調周波数にずれが生じた場合には、位
相参照シンボル復調データの配列と、その共役複素数の
配列を適当な要素数だけシフトした配列とを各要素ごと
に乗算した結果の各要素について、対応する位相参照シ
ンボル既定値の要素とその負側の隣の要素との位相差が
０で、かつ正側の隣の要素との位相差が±π／２である
要素の平均値と、対応する位相参照シンボル既定値の要
素とその負側の隣の要素との位相差がπで、かつ正側の
隣の要素との位相差が±π／２である要素の平均値の減
算結果と、対応する位相参照シンボル既定値の要素とそ
の正側の隣の要素との位相差が０で、かつ負側の隣の要
素との位相差が±π／２である要素の平均値と、対応す
る位相参照シンボル既定値の要素とその正側の隣の要素
との位相差がπで、かつ負側の隣の要素との位相差が±
π／２である要素の平均値の減算結果の２つの減算結果
に周波数ずれの影響が現れるため、これを最小とするよ
う同調制御する。
【００１６】また、上記の乗算結果の各要素について、
対応する位相参照シンボル既定値の要素とその負側の隣
の要素との位相差が０およびπの各場合について、正側
の隣の要素との位相差がそれぞれ０、またはπである要
素の前記乗算結果を選択し、それぞれ加算平均したもの
を合計することで不要な成分が打ち消し合うとともに、
対応する位相参照シンボル既定値の要素とその正側の隣
の要素との位相差が０およびπの各場合についても、負
側の隣の要素との位相差がそれぞれ０、またはπである
要素の前記乗算結果を選択し、それぞれ加算平均したも
のを合計することで不要な成分が打ち消し合い、これに
より上記の場合と同様に２つの減算結果に周波数ずれの
影響が現れるため、これを最小とするよう同調制御す
る。
【００１７】また、上記の乗算結果の各要素について、
対応する位相参照シンボル既定値の要素とその負側の隣
の要素との位相差が０およびπの各場合について、正側
の隣の要素との位相差がそれぞれ０、またはπである要
素の前記乗算結果が同数ずつ加算されることで不要な成
分が打ち消しあうとともに、対応する位相参照シンボル
既定値の要素と、その正側の隣の要素との位相差が０お
よびπの各場合についても、負側の隣の要素との位相差
がそれぞれ０、またはπである要素の前記乗算結果が同
数ずつ加算されることで不要な成分が打ち消しあい、こ
れにより上記の場合と同様に２つの減算結果に周波数ず
れの影響が現れるため、これを最小とするよう同調制御
する。
【００１８】また、上記の乗算結果の各要素について、
対応する位相参照シンボル既定値の要素とその負側の隣
の要素との位相差が０およびπの各場合について、正側
の隣の要素との位相差がそれぞれ０、またはπとなる要
素の数が同数であれば、負側の隣の要素との位相差が０
およびπとなるデータをすべて選択し、加算平均するこ
とで不要な成分が打ち消し合うとともに、対応する位相
参照シンボル既定値の要素と、その正側の隣の要素との
位相差が０およびπの各場合についても負側の隣の要素
との位相差がそれぞれ０、またはπとなる要素の数が同
数であれば、正側の隣の要素との位相差が０となるデー
タをすべて選択し、加算平均することで不要な成分が打
ち消し合い、これにより上記の場合と同様に２つの減算
結果に周波数ずれの影響が現れるため、これを最小とす
るよう同調制御する。
【００１９】また、上記の乗算結果の配列が入力され、
２つの減算結果を出力する周波数誤差評価部の代わり
に、前記周波数誤差評価部に入力される２組のデータに
対してそれぞれ減算処理および加算処理を行い、各組の
減算結果を加算結果で除算する処理を行った結果を周波
数ずれ検出手段に出力することで、伝送路の周波数特性
等による影響の少ない周波数ずれを求め、これに基づき
検出した周波数ずれを最小とするよう放送周波数への同
調制御を行う。
【００２０】また、前記２つの差分の減算結果に基づ
き、周波数ずれ検出手段に入力される２つのデータの差
に基づき放送周波数への同調制御を行う。
【００２１】以下、この発明をその実施の形態を示す図
面に基づいて具体的に説明する。 実施の形態１．各キャリアが４相位相変調（ＱＰＳＫ）
されたＯＦＤＭデジタル放送では、適当な時間単位ごと
に一定の形式でフレームを構成し、フレーム単位でデー
タを連続して伝送を行う。ここで放送側でのベースバン
ドの１フレームの信号ｓ（ｔ）は、以下の（１）式で与
えられる。
【００２２】
【数１】
【００２３】ただし、ＯＦＤＭのキャリア数をＫ＋１、
キャリア周波数間隔をＦS、１シンボルの長さをＴS、＝
１／ＦS、１フレーム内のシンボル数をＬであるとし、
ωkを ωk＝２πｋＦs ・・・（２） とし、ｂ（ｔ）は
【００２４】
【数２】
【００２５】とする。また、ｚl,kはデジタルデータを
ＱＰＳＫ変調用にマップしたもので、２ビットのデータ
００、０１、１０、１１はそれぞれ１、ｊ、−１、−ｊ
（それぞれ位相０，π／２，π，−π／２）の４値にマ
ップされる。
【００２６】受信側でのフレーム同期のために、各フレ
ームの先頭シンボル（ｌ＝０）期間だけ信号レベルを０
（以下これをヌルシンボルと呼ぶ）とする。すなわち、 ｚ＝ｚ0,k （ｋ＝−Ｋ／２，・・・，Ｋ／２） ・・・（４） である。また、ヌルシンボルの次のシンボル（１＝１）
では、受信側で既知の固定パターンの信号（位相参照シ
ンボル）を伝送する。すなわち位相参照シンボルのパタ
ーン列をｚ-k/2，・・・，ｚk/2として ｚl,k＝ｚk （ｋ＝−Ｋ／２，・・・，Ｋ／２） ・・・（５） となるような位相参照シンボルを送信する。
【００２７】ここで、送信側のベースバンドの位相参照
シンボルｘ（ｔ）は
【００２８】
【数３】
【００２９】で、これは送信機で中心周波数ｆcに、直
交変調して送信される。
【００３０】図１は、この発明の実施の形態１であるデ
ジタル放送受信機を示す図で、図において、アンテナ１
より入力されたＲＦ周波数帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦ
アンプ２で増幅され、ミキサー３で電圧制御発振器１０
より出力される信号と掛け合わせることで中間周波数
（ＩＦ）信号にダウンコンバートされ、ＩＦ増幅器４で
帯域制限および適当な信号レベルへの増幅が行われ、直
交復調器５で直交復調されてベースバンド周波数帯域の
Ｉ（同相）信号成分およびＱ（直交）信号成分がＡ／Ｄ
変換器６へ入力される。Ａ／Ｄ変換器６でデジタルデー
タに変換されたＩ成分およびＱ成分の信号は、それぞれ
時間領域の実数部および虚数部のデータとしてＦＦＴ処
理器７へ入力され、ＦＦＴ処理器７において周波数領域
の複素数データに変換され、誤り訂正器８へ入力され、
誤り訂正後のデータがデジタル出力端子９へ出力され
る。
【００３１】また、ＦＦＴ処理器７で周波数領域に変換
された位相参照シンボル受信値の配列の各要素Ｘ’（ω
k）（ｋ＝−Ｋ／２，・・・，Ｋ／２）が、自乗器１５
に入力される。
【００３２】自乗器１５においては、各要素ごとにＸ’
（ωk）（ｋ＝−Ｋ／２，・・・，Ｋ／２）と、その共
役複素数を自乗したデータＹ’kを要素とする配列が、
以下のように計算される。 Ｙ’k＝Ｘ’（ωk）Ｘ’（ωk）* ・・・（７）
【００３３】ｋの各値について自乗器１５で計算された
配列の各要素Ｙ’k（ｋ＝−Ｋ／２，・・・，Ｋ／２）
は、データ選択器１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄに入
力される。
【００３４】データ選択器１４ａにおいては、自乗器１
５の出力の配列の各要素Ｙ’k（ｋ＝−Ｋ／２，・・
・，Ｋ／２）について、ｋがｚkｚk-1 *＝１、かつｚk+1
ｚk *＝±ｊの条件をみたすＹ’kが選択され、加算平均
器１３ａに入力される。
【００３５】また、データ選択器１４ｂにおいては、自
乗器１５の出力の配列の各要素Ｙ’k（ｋ＝−Ｋ／２，
・・・，Ｋ／２）について、ｋがｚkｚk-1 *＝−１、か
つｚk+ 1ｚk *＝±ｊの条件をみたすＹ’kが選択され、加
算平均器１３ｂに入力される。
【００３６】また、データ選択器１４ｃにおいては、自
乗器１５の出力の配列の各要素Ｙk（ｋ＝−Ｋ／２，・
・・，Ｋ／２）について、ｋがｚk+1ｚk *＝１、かつｚk
ｚk- 1 *＝±ｊの条件をみたすＹ’kが選択され、加算平
均器１３ｃに入力される。
【００３７】また、データ選択器１４ｄにおいては、自
乗器１５の出力の配列の各要素Ｙ’k（ｋ＝−Ｋ／２，
・・・，Ｋ／２）について、ｋがｚk+1ｚk *＝−１、か
つｚkzk-1 *＝±ｊの条件をみたすＹ’kが選択され、加
算平均器１３ｄに入力される。
【００３８】加算平均器１３ａにおいては、１フレーム
期間内にデータ選択器１４ａより入力されたデータを加
算平均したＸ1が計算され、加算平均器１３ｂにおいて
は、１フレーム期間内にデータ選択器１４ｂより入力さ
れたデータを加算平均したＸ2が計算され、それぞれ減
算器１２ａに出力される。
【００３９】また、加算平均器１３ｃにおいては、１フ
レーム期間内にデータ選択器１４ｃより入力されたデー
タを加算平均したＸ3が計算され、加算平均器１３ｄに
おいては、１フレーム期間内にデータ選択器１４ｄより
入力されたデータを加算平均したＸ4が計算され、それ
ぞれ減算器１２ｄに出力される。
【００４０】減算器１２ａにおいては、加算平均器１３
ａより入力されたデータＸ1から加算平均器１３ｂより
入力されたデータＸ2を減算したデータαが計算され、
周波数ずれ検出器１１へ出力される。
【００４１】また、減算器１２ｂにおいては、加算平均
器１３ｃより入力されたデータＸ3から加算平均器１３
ｄより入力されたデータＸ4を減算したデータβが計算
され、周波数ずれ検出器１１へ出力される。
【００４２】周波数ずれ検出器１１においては、減算器
１２ａより入力されたデータαおよび減算器１２ｂより
入力されたデータβから周波数ずれが検出され、検出し
た周波数ずれに応じて、これを補正するよう電圧制御発
振器１０に制御信号が出力される。
【００４３】以下、この計算に基づく周波数誤差検出の
処理について詳述する。
【００４４】ここで、キャリアｋに対応した送信側の位
相参照シンボルｘk（ｔ）は（６）式より
【００４５】
【数４】
【００４６】である。このとき、ｘk（ｔ）をフーリエ
変換により周波数領域に変換したＸk（ω）は
【００４７】
【数５】
【００４８】と表せる。ここで、（６）式および（８）
式より
【００４９】
【数６】
【００５０】であるから、フーリエ変換の性質により、
周波数領域表現の送信側の位相参照シンボルＸ（ω）は
【００５１】
【数７】
【００５２】である。
【００５３】ここで、送信側でアップコンバートされる
周波数と受信側でダウンコンバートされる周波数は、通
常は全く同一になるとは限らない。このときの周波数ず
れをΔＦとする。また、ＦＦＴ処理器７へ入力される信
号は、シンボルごとの区切りが必要であるが、この区切
りも完全であるとは限らない。このときのタイミングず
れをΔｔとする。
【００５４】このとき、位相参照シンボルの受信信号
ｘ’（ｔ）を周波数領域に変換したＸ’（ω）は、送信
信号Ｘ（ω）と周波数ずれΔＦおよびタイミングずれΔ
ｔを用いると
【００５５】
【数８】
【００５６】として表せる。
【００５７】また、ｋ番目のキャリア周波数ωkで受信
した周波数領域の位相参照シンボルＸ’（ωk）は
【００５８】
【数９】
【００５９】である。
【００６０】ここで、Ｘ’（ωk）は、ｋ番目のキャリ
ア成分Ｘk（ωk）の影響が最も強く、ｋ±１番目のキャ
リア成分Ｘk+1（ωk）およびＸk-1（ωk）の影響がこれ
に次いで強く、ｋ±２、ｋ±３、・・・番目のキャリア
成分の影響は次第に弱くなる。このことから、Ｘ’（ω
k）を、ｋ番目のキャリア成分およびその前後１キャリ
ア分の成分で近似して
【００６１】
【数１０】
【００６２】とする。これは展開すると
【００６３】
【数１１】
【００６４】とできる。ただし、Ａ，Ｂ，Ｃ，θはそれ
ぞれ実数で
【００６５】
【数１２】
【００６６】である。
【００６７】このとき、自乗器１５で自乗された結果
Ｙ’kは、（１５）式より Ｙ’k＝（Ａｚk-1＋ＢＡｚk＋ＣＡｚk+1） ×（Ａｚk-1*＋ＢＡｚk*＋ＣＡｚk+1*） ＝Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋ＡＢ（ｚkｚk-1 *＋ｚk *ｚk-1） ＋ＢＣ（ｚk+1ｚk *＋ｚk+1 *ｚk） ＋ＡＣ（ｚk+1ｚk *ｚkｚk-1 *＋ｚk+1 *ｚkｚk *ｚk-1） ・・・（２０） である。
【００６８】このとき、データ選択器１４ａにおいて選
択され、加算平均器１３ａにおいて加算平均されたＸ1
は、ｋがｚkｚk-1 *＝１、かつｚk+1ｚk *＝±ｊの条件を
みたすことから、（２０）式より Ｘ1＝Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ ・・・（２１） である。
【００６９】同様に、データ選択器１４ｂにおいて選択
され、加算平均器１３ｂにおいて加算平均されたＸ
2は、ｋがｚkｚk-1 *＝−１、かつｚk+1ｚk *＝±ｊの条
件をみたすことから、（２０）式より Ｘ2＝Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＡＢ ・・・（２２） である。
【００７０】同様に、データ選択器１４ｃにおいて選択
され、加算平均器１３ｃにおいて加算平均されたＸ
3は、ｋがｚk+1ｚk *＝１、かつｚkｚk-1 *＝±ｊの条件
をみたすことから、（２０）式より Ｘ3＝Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＢＣ ・・・（２３） である。
【００７１】同様に、データ選択器１４ｄにおいて選択
され、加算平均器１３ｄにおいて加算平均されたＸ
4は、ｋがｚk+1ｚk *＝−１、かつｚkｚk-1 *＝±ｊの条
件をみたすことから、（２０）式より Ｘ4＝Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＢＣ ・・・（２４） である。
【００７２】このとき減算器１２ａにおいて計算される
αおよび減算器１２ｂにおいて計算されるβは、それぞ
れ α＝４ＡＢ ・・・（２５） β＝４ＢＣ ・・・（２６） である。
【００７３】ここで、ＡＢおよびＢＣは、（１６）、
（１７）、（１８）式より
【００７４】
【数１３】
【００７５】で与えられる。ＡＢおよびＢＣは、周波数
ずれΔＦのみにより変動する値であるから、これから周
波数ずれΔＦを求めることは比較的容易である。直接的
にＡＢおよびＢＣからΔＦを求めると、
【００７６】
【数１４】
【００７７】となる。
【００７８】ここで、αおよびβは、それぞれＡＢおよ
びＢＣに比例する値であるから、ＡＢおよびＢＣから周
波数ずれΔＦを求めるのと同様に、周波数ずれ検出器１
１においては、αおよびβを用いて、
【００７９】
【数１５】
【００８０】のような評価関数を使用して、周波数ずれ
を検出でき、検出した周波数ずれに応じてこれを補正す
るよう電圧制御発振器１０に制御信号を出力することが
できる。
【００８１】ところで、このときの受信信号をシンボル
に切り分ける際のタイミングずれΔｔは、同調周波数ず
れの検出に影響を与えないことは明らかである。
【００８２】また、言うまでもないが、データ選択器１
４ａと１４ｂにおいて選択されるデータの数が同数の場
合は、加算平均器１３ａ，１３ｂにおいて行われる加算
および平均処理は、減算器１２ａでの減算処理の後で行
うなどの順番の入れ替えが可能であり、平均処理につい
ては省略することも可能である。これは、データ選択器
１４ｃと１４ｄにおいて選択されるデータの数が同数の
場合も同様である。
【００８３】また、データ選択器１４ａ〜１４ｄにおい
て選択されるデータの数が同数の場合には、加算平均器
１３ａ〜１３ｄにおいて行われる加算および平均処理、
ならびに減算器１２ａ，１２ｂで行われる減算処理を、
適当な他の順番に変更ならびに省略できることも、言う
までもない。
【００８４】また、自乗器１５〜周波数ずれ検出器１１
はデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を用いてプ
ログラム処理として構成することも可能である。
【００８５】実施の形態２．ここでは、前記実施の形態
１における位相参照シンボルのパターンの配列ｚ-K /2，
・・・，ｚk，・・・，ｚK/2に、例えば以下の（３１）
式で表されるように、Ｎ個ごとに同じパターンが繰り返
して現れる場合を仮定する。 ｚk＝ｚk-N ・・・（３１） ただし、ｋはｋ＝−Ｋ／２，・・・，Ｋ／２で、ＮはＮ
≧３であり、ｋとＮの間には、（ｋ ｍｏｄ Ｎ）ｍｏ
ｄ ２＝１の関係が成り立つものとする。
【００８６】図２は、この発明の実施の形態２であるデ
ジタル放送受信機を示す図で、図１に示した自乗器１５
に代えて、乗算器１６を設けたものである。図におい
て、アンテナ１より入力されたＲＦ周波数帯域のＯＦＤ
Ｍ信号は、ＲＦアンプ２で増幅され、ミキサー３で電圧
制御発振器１０より出力される信号と掛け合わせること
で中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコンバートされ、Ｉ
Ｆ増幅器４で帯域制限および適当な信号レベルへの増幅
が行われ、直交復調器５で直交復調されてベースバンド
周波数帯域のＩ（同相）信号成分およびＱ（直交）信号
成分がＡ／Ｄ変換器６へ入力される。Ａ／Ｄ変換器６で
デジタルデータに変換された前記Ｉ成分およびＱ成分の
信号はそれぞれ時間領域の実数部および虚数部のデータ
としてＦＦＴ処理器７へ入力され、ＦＦＴ処理器７にお
いて周波数領域の複素数データに変換され、誤り訂正器
８へ入力され、誤り訂正後のデータがデジタル出力端子
９へ出力される。
【００８７】また、ＦＦＴ処理器７で周波数領域に変換
された位相参照シンボル受信値の配列の各要素Ｘ’（ω
k）（ｋ＝−Ｋ／２，・・・，Ｋ／２）が、乗算器１６
に入力される。
【００８８】乗算器１６においては、ｋ＝−Ｋ／２，・
・・，Ｋ／２で（（ｋ ｍｏｄ Ｎ）ｍｏｄ Ｎ）＝１
を満たす各ｋについて、位相参照シンボル受信値の配列
の要素Ｘ’（ωk）とＸ’（ωk-N）の共役複素数を乗算
したデータＷ’kを要素とする配列が以下のように計算
される。 Ｗ’k＝Ｘ’（ωk）Ｘ’（ωk-N）* ・・・（３２）
【００８９】前記条件を満たすｋの各値について乗算器
１６で計算された配列の各要素Ｗ’kは、データ選択器
１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄに入力される。
【００９０】データ選択器１４ａにおいては、乗算器１
６の出力の配列の各要素Ｗ’kについて、ｋがｚkｚk-1 *
＝１、かつｚk+1ｚk *＝±ｊの条件をみたすＷ’kが選択
され、加算平均器１３ａに入力される。
【００９１】また、データ選択器１４ｂにおいては、乗
算器１６の出力の配列の各要素Ｗ’kについて、ｋがｚk
ｚk-1 *＝−１、かつｚk+1ｚk *＝±ｊの条件をみたす
Ｗ’kが選択され、加算平均器１３ｂに入力される。
【００９２】また、データ選択器１４ｃにおいては、乗
算器１６の出力の配列の各要素Ｗ’kについて、ｋがｚ
k+1ｚk *＝１、かつｚkｚk-1 *＝±ｊの条件をみたすＷ’
kが選択され、加算平均器１３ｃに入力される。
【００９３】また、データ選択器１４ｄにおいては、乗
算器１６の出力の配列の各要素Ｗ’kについて、ｋがｚ
k+1ｚk *＝−１、かつｚkｚk-1 *＝±ｊの条件をみたす
Ｗ’kが選択され、加算平均器１３ｄに入力される。
【００９４】加算平均器１３ａにおいては、１フレーム
期間内にデータ選択器１４ａより入力されたデータを加
算平均したＶ1が計算され、加算平均器１３ｂにおいて
は、１フレーム期間内にデータ選択器１４ｂより入力さ
れたデータを加算平均したＶ2が計算され、それぞれ減
算器１２ａに出力される。
【００９５】また、加算平均器１３ｃにおいては、１フ
レーム期間内にデータ選択器１４ｃより入力されたデー
タを加算平均したＶ3が計算され、加算平均器１３ｄに
おいては、１フレーム期間内にデータ選択器１４ｄより
入力されたデータを加算平均したＶ4が計算され、それ
ぞれ減算器１２ｄに出力される。
【００９６】減算器１２ａにおいては、加算平均器１３
ａより入力されたデータＶ1から、加算平均器１３ｂよ
り入力されたデータＶ2を減算したデータγが計算さ
れ、周波数ずれ検出器１１へ出力される。
【００９７】また、減算器１２ｂにおいては、加算平均
器１３ｃより入力されたデータＶ3から、加算平均器１
３ｄより入力されたデータＶ4を減算したデータδが計
算され、周波数ずれ検出器１１へ出力される。
【００９８】周波数ずれ検出器１１においては、減算器
１２ａより入力されたデータγおよび減算器１２ｂより
入力されたデータδから周波数ずれが検出され、検出し
た周波数ずれに応じて、これを補正するよう電圧制御発
振器１０に制御信号が出力される。
【００９９】以下、この計算に基づく周波数誤差検出の
処理について詳述する。実施の形態１と同様に、送信側
の周波数アップコンバートから受信側のダウンコンバー
トまでで生ずる周波数ずれをΔＦとし、ＦＦＴ処理器７
へ入力される信号のタイミングずれをΔｔとする。
【０１００】このとき、ｋ番目のキャリア周波数ωkで
受信した周波数領域の位相参照シンボルＸ’（ω）は、
実施の形態１と全く同様に、（１５）式で表せる。ま
た、Ａ，Ｂ，Ｃ，θは（１６）〜（１９）式の通りであ
る。
【０１０１】このとき、乗算器１６で乗算された結果
Ｗ’kは、（１５）式より
【０１０２】
【数１６】
【０１０３】である。
【０１０４】このとき、データ選択器１４ａにおいて選
択され、加算平均器１３ａにおいて加算平均されたＶ1
は、ｋがｚkｚk-1 *＝１、かつｚk+1ｚk *＝±ｊの条件を
みたすことから、（３２）式より Ｖ1＝（Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ）ｅｘｐ（jωNΔt） ・・・（３４） である。
【０１０５】同様に、データ選択器１４ｂにおいて選択
され、加算平均器１３ｂにおいて加算平均されたＶ
2は、ｋがｚkｚk-1 *＝−１、かつｚk+1ｚk *＝±ｊの条
件をみたすことから、（３２）式より Ｖ2＝（Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＡＢ）ｅｘｐ（jωNΔt） ・・・（３５） である。
【０１０６】同様に、データ選択器１４ｃにおいて選択
され、加算平均器１３ｃにおいて加算平均されたＶ
3は、ｋがｚk+1ｚk *＝１、かつｚkｚk-1 *＝±ｊの条件
をみたすことから、（３２）式より Ｖ3＝（Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＢＣ）ｅｘｐ（jωNΔt） ・・・（３６） である。
【０１０７】同様に、データ選択器１４ｄにおいて選択
され、加算平均器１３ｄにおいて加算平均されたＸ
4は、ｋがｚk+1ｚk *＝−１、かつｚkｚk-1 *＝±ｊの条
件をみたすことから、（３２）式より Ｖ4＝（Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＢＣ）ｅｘｐ（jωNΔt） ・・・（３７） である。
【０１０８】このとき減算器１２ａにおいて計算される
γおよび減算器１２ｂにおいて計算されるδは、それぞ
れ γ＝４ＡＢｅｘｐ（jωNΔt） ・・・（３８） δ＝４ＢＣｅｘｐ（jωNΔt） ・・・（３９） である。
【０１０９】ここで、ＡＢおよびＢＣは、それぞれ（２
７）、（２８）式で与えられ、ＡＢおよびＢＣは周波数
ずれΔＦのみにより変動する値であるから、これから周
波数ずれΔＦを求めることは比較的容易である。直接的
にＡＢおよびＢＣからΔＦを求めると、（２９）式のよ
うになる。
【０１１０】ここで、γおよびδはそれぞれＡＢおよび
ＢＣに比例する値であるから、ＡＢおよびＢＣから周波
数ずれΔＦを求めるのと同様に、
【０１１１】
【数１７】
【０１１２】のような評価関数を使用して周波数ずれを
検出でき、検出した周波数ずれに応じて、これを補正す
るよう電圧制御発振器１０に制御信号を出力することが
できる。
【０１１３】ところで、このとき、受信信号をシンボル
に切り分ける際のタイミングずれΔｔは、同調周波数ず
れの検出に影響を与えないことは明らかである。
【０１１４】また、言うまでもないが、データ選択器１
４ａと１４ｂにおいて選択されるデータの数が同数の場
合は、加算平均器１３ａ，１３ｂにおいて行われる加算
および平均処理は、減算器１２ａでの減算処理の後で行
うなどの順番の入れ替えが可能であり、平均処理につい
ては省略することも可能である。これは、データ選択器
１４ｃと１４ｄにおいて選択されるデータの数が同数の
場合も同様である。
【０１１５】また、データ選択器１４ａ〜１４ｄにおい
て選択されるデータの数が同数の場合には、加算平均器
１３ａ〜１３ｄにおいて行われる加算および平均処理、
ならびに減算器１２ａ，１２ｂで行われる減算処理を、
適当な他の順番に変更ならびに省略できることも、言う
までもない。
【０１１６】また、乗算器１６〜周波数ずれ検出器１１
はデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を用いてプ
ログラム処理として構成することも可能である。
【０１１７】実施の形態３．図３は、この発明の実施の
形態３に係るデジタル放送受信機の周波数誤差検出部１
０２を示す図で、図１または図２に示した周波数誤差検
出部１０１に代えて、置き換えるものである。
【０１１８】以下、周波数誤差検出部１０２の動作を説
明する。データ選択器１４ａにおいて、自乗器１５の出
力の配列からｋがｚkｚk-1 *＝１、かつｚk+1ｚk *＝±ｊ
の条件をみたすＹ’kが選択されて加算平均器１３ａに
入力されるとともに、データ選択器１４ｅにおいて、ｋ
がｚkｚk-1 *＝１、かつｚk+1ｚk *＝１の条件をみたす
Ｙ’kが選択されて加算平均器１３ｅに入力され、さら
にデータ選択器１４ｆにおいて、ｋがｚkｚk-1 *＝１、
かつｚk+1ｚk *＝−１の条件をみたすＹ’kが選択されて
加算平均器１３ｆに入力される。
【０１１９】また、データ選択器１４ｂにおいても、自
乗器１５の出力の配列からｋがｚkｚk-1 *＝−１、かつ
ｚk+1ｚk *＝±ｊの条件をみたすＹ’kが選択されて加算
平均器１３ｂに入力されるとともに、データ選択器１４
ｇにおいて、ｋがｚkｚk-1 *＝−１、かつｚk+1ｚk*＝１
の条件をみたすＹ’kが選択されて加算平均器１３ｇに
入力され、さらにデータ選択器１４ｈにおいて、ｋがｚ
kｚk-1 *＝−１、かつｚk+1ｚk *＝−１の条件をみたす
Ｙ’kが選択されて加算平均器１３ｈに入力される。
【０１２０】また、データ選択器１４ｃにおいても、自
乗器１５の出力の配列からｋがｚk+ 1ｚk *＝１、かつｚk
ｚk-1 *＝±ｊの条件をみたすＹ’kが選択されて加算平
均器１３ｃに入力されるとともに、データ選択器１４ｉ
において、ｋがｚk+1ｚk *＝１、かつｚkｚk-1 *＝１の条
件をみたすＹ’kが選択されて加算平均器１３ｉに入力
され、さらにデータ選択器１４ｊにおいて、ｋがｚk+1
ｚk *＝１、かつｚkｚk- 1 *＝−１の条件をみたすＹ’kが
選択されて加算平均器１３ｊに入力される。
【０１２１】また、データ選択器１４ｄにおいても、自
乗器１５の出力の配列からｋがｚk+ 1ｚk *＝−１、かつ
ｚkｚk-1 *＝±ｊの条件をみたすＹ’kが選択されて加算
平均器１３ｄに入力されるとともに、データ選択器１４
ｋにおいて、ｋがｚk+1ｚk *＝−１、かつｚkｚk-1 *＝１
の条件をみたすＹ’kが選択されて加算平均器１３ｋに
入力され、さらにデータ選択器１４ｌにおいて、ｋがｚ
k+1ｚk *＝−１、かつｚkｚk-1 *＝−１の条件をみたす
Ｙ’kが選択されて加算平均器１３ｌに入力される。
【０１２２】加算平均器１３ａ〜１３ｌにおいては、１
フレーム期間内にそれぞれデータ選択器１４ａ〜１４ｌ
より入力されたデータが加算平均される。
【０１２３】加算器１７ａにおいては、加算平均器１３
ａ，１３ｅ，１３ｆより入力されたデータが加算されて
減算器１２ａへ出力されるとともに、加算器１７ｂにお
いては、加算平均器１３ｂ，１３ｇ，１３ｈより入力さ
れたデータが加算されて減算器１２ａへ出力される。
【０１２４】減算器１２ａにおいては、加算器１７ａよ
り入力されたデータから、加算器１７ｂより入力された
データが減算され、周波検出器１１へ出力される。
【０１２５】また、加算器１７ｃにおいては、加算平均
器１３ｃ，１３ｉ，１３ｊより入力されたデータが加算
されて減算器１２ｂへ出力されるとともに、加算器１７
ｄにおいては、加算平均器１３ｄ，１３ｋ，１３ｌより
入力されたデータが加算されて減算器１２ｂへ出力され
る。
【０１２６】減算器１２ｂにおいては、加算器１７ｃよ
り入力されたデータから、加算器１７ｄより入力された
データが減算され、周波検出器１１へ出力される。
【０１２７】周波数ずれ検出器１１においては、減算器
１２ａより入力されたデータおよび減算器１２ｂより入
力されたデータから、周波数ずれが検出され、検出した
周波数ずれに応じてこれを補正するよう、電圧制御発振
器１０に制御信号が出力される。
【０１２８】このとき、加算平均器１３ａにおいて加算
平均されたデータは、ｋがｚkｚk-1 *＝１、かつｚk+1ｚ
k *＝±ｊの条件をみたすことから、（２０）式より Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ となる。同様に、加算平均器１３ｅ，１３ｆにおいて加
算平均されたデータは、それぞれ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ＋２ＢＣ＋２ＡＣ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ−２ＢＣ−２ＡＣ となる。
【０１２９】また、加算平均器１３ｂおよび加算平均器
１３ｅ，１３ｆにおいて加算平均されたデータは、それ
ぞれ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＡＢ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＡＢ＋２ＢＣ−２ＡＣ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＡＢ−２ＢＣ＋２ＡＣ となる。
【０１３０】また、加算平均器１３ｃおよび加算平均器
１３ｇ，１３ｈにおいて加算平均されたデータは、それ
ぞれ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＢＣ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＢＣ＋２ＡＢ＋２ＡＣ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＢＣ−２ＡＢ−２ＡＣ となる。
【０１３１】また、加算平均器１３ｂおよび加算平均器
１３ｅ，１３ｆにおいて加算平均されたデータは、それ
ぞれ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＢＣ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＢＣ＋２ＡＢ−２ＡＣ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＢＣ−２ＡＢ＋２ＡＣ となる。
【０１３２】このとき、減算器１２ａおよび減算器１２
ｂにおいて計算される値は、それぞれ １２ＡＢ １２ＢＣ であるから、これから、実施の形態１と同様にして周波
数ずれを求めることができる。
【０１３３】また、このときには、実施の形態１と比較
して多くの入力データを使用しているために、各キャリ
ア成分に含まれる雑音などの影響は相対的に小さくな
り、雑音等による影響の少ない周波数誤差検出が可能で
ある。
【０１３４】以上、図３に示した周波数誤差検出部１０
２を図１に示した実施の形態１の周波数誤差検出部１０
１に置き換えた場合を説明したが、図２に示した実施の
形態２の周波数誤差検出部１０１に置き換えた場合も、
データ選択器１４ａ〜１４ｌに入力されるデータが、前
記実施の形態１の自乗器１５の出力の配列Ｙ’-K/2，・
・・，Ｙ’K/2に代えて、乗算器１６の出力の配列Ｗ’
-K/2，・・・，Ｗ’K/2となるだけで、その作用・効果
は同様である。
【０１３５】また、言うまでもないが、データ選択器１
４ａ〜１４ｌにおいて選択されるデータの数が、適当な
データ選択器の組について等しくなる条件の下では、前
記条件に該当するデータの入力される加算平均器の組に
おいて行われる加算および平均処理は、適宜順番の入れ
替えや省略等が可能である。前記の条件によっては加算
器１７ａ〜１７ｂについても同様である。たとえば、デ
ータ選択器１４ａ〜１４ｌにおいて選択されるデータの
数がすべて等しい場合は、データ選択器１４ａ，１４
ｅ，１４ｆで選択されたデータと、データ選択器１４
ｂ，１４ｇ，１４ｈで選択されたデータの差を逐次と
り、その結果をすべて合計することでも、同様の結果が
得られることは明らかである。
【０１３６】実施の形態４．図４は、この発明の実施の
形態４に係るデジタル放送受信機の周波数誤差検出部１
０３を示す図で、図１または図２に示した周波数誤差検
出部１０１に代えて、置き換えるものである。図におい
て、図３と同一符号はそれぞれ同一または相当部分を示
している。この実施の形態４は、データ選択器１４ｅお
よびデータ選択器１４ｆに入力されるデータの数を同数
にするとともに、データ選択器１４ａおよびデータ選択
器１４ｅ，１４ｆの出力を同一の加算平均器１３ａに入
力する。
【０１３７】また、データ選択器１４ｇおよびデータ選
択器１４ｈに入力されるデータの数を同数にするととも
に、データ選択器１４ｂおよびデータ選択器１４ｇ，１
４ｈの出力を同一の加算平均器１３ｂに入力する。
【０１３８】また、データ選択器１４ｉおよびデータ選
択器１４ｊに入力されるデータの数を同数にするととも
に、データ選択器１４ｃおよびデータ選択器１４ｉ，１
４ｊの出力を同一の加算平均器１３ｃに入力する。
【０１３９】また、データ選択器１４ｋおよびデータ選
択器１４ｌに入力されるデータの数を同数にするととも
に、データ選択器１４ｄおよびデータ選択器１４ｋ，１
４ｌの出力を同一の加算平均器１３ｄに入力する。
【０１４０】以下、周波数誤差検出部の動作を説明す
る。加算平均器１３ａにおいて加算平均されたデータ
は、データ選択器１４ａにより選択されたｋがｚkｚk-1
*＝１、かつｚk+1ｚk *＝±ｊの条件をみたすデータ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ と、データ選択器１４ｅおよびデータ選択器１４ｆによ
り選択されたデータ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ＋２ＢＣ＋２ＡＣ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ−２ＢＣ−２ＡＣ となる。
【０１４１】データ選択器１４ｅで選択されたデータと
データ選択器１４ｆにより選択されたデータは同数であ
るから、ＢＣおよびＡＣの項は打ち消しあい、加算平均
器１３ａの出力は、最終的に Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ となる。
【０１４２】同様に、加算平均器１３ｂの出力は Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＡＢ となり、加算平均器１３ｃ、加算平均器１３ｄの出力
も、それぞれ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＢＣ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＢＣ となる。
【０１４３】このとき、減算器１２ａおよび減算器１２
ｂにおいて計算される値は、それぞれ ４ＡＢ ４ＢＣ であるから、これから、実施の形態１と同様にして周波
数ずれを求めることができる。
【０１４４】実施の形態５．図５は、この発明の実施の
形態５に係るデジタル放送受信機の周波数誤差検出部１
０４を示す図で、図１または図２に示した周波数誤差検
出部１０１に代えて、置き換えるものである。図におい
て、図３と同一符号はそれぞれ同一または相当部分を示
している。実施の形態３において説明したように、ｚk
（ｋ＝−Ｋ／２，・・・，Ｋ／２）のパターンは既知で
あるから、データ選択器１４ａ〜１４ｌにおいて選択さ
れるデータの数はあらかじめ分かっている。
【０１４５】データ選択器１４ｅおよびデータ選択器１
４ｆに入力されるデータの数が同数であるとともに、デ
ータ選択器１４ｇおよびデータ選択器１４ｈに入力され
るデータの数が同数であり、また、データ選択器１４ｉ
およびデータ選択器１４ｊに入力されるデータの数と、
データ選択器１４ｋおよびデータ選択器１４ｌに入力さ
れるデータの数もそれぞれ同数であるとする。
【０１４６】このとき、図５に示す周波数誤差検出部１
０４内のデータ選択器１４ｍでは、ｋがｚkｚk-1 *＝１
の条件をみたすデータが選択される。同様に、データ選
択器１４ｎでは、ｋがｚkｚk-1 *＝−１の条件をみたす
データが選択され、データ選択器１４ｏでは、ｋがｚ
k+1ｚk *＝１の条件をみたすデータが選択され、データ
選択器１４ｐでは、ｋがｚk+1ｚk *＝−１の条件をみた
すデータが選択される。
【０１４７】このとき、加算平均器１３ａにおいて加算
平均されるデータは、ｋがｚkｚk-1 *＝１、かつｚk+1ｚ
k *＝±ｊの条件をみたすデータ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ と、ｋがｚkｚk-1 *＝１、かつｚk+1ｚk *＝１およびｋが
ｚkｚk-1 *＝１、かつｚk +1ｚk *＝−１の条件を満たすデ
ータ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ＋２ＢＣ＋２ＡＣ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ−２ＢＣ−２ＡＣ であり、また、ｋがｚkｚk-1 *＝１、かつｚk+1ｚk *＝１
の条件を満たすデータと、ｋがｚkｚk-1 *＝１、かつｚ
k+1ｚk *＝−１の条件を満たすデータは同数であるか
ら、最終的に加算平均器１３ａより出力されるデータは Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＡＢ となる。
【０１４８】同様に、加算平均器１３ｂの出力は Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＡＢ となり、加算平均器１３ｃ、加算平均器１３ｄの出力
は、それぞれ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2＋２ＢＣ Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2−２ＢＣ となる。
【０１４９】このとき、減算器１２ａおよび減算器１２
ｂにおいて計算される値は、それぞれ ４ＡＢ ４ＢＣ であるから、これから、実施の形態１と同様にして周波
数ずれを求めることができる。
【０１５０】また、言うまでもないが、データ選択器１
４ｍと１４ｎにおいて選択されるデータの数が同数の場
合は、加算平均器１３ａ，１３ｂにおいて行われる加算
および平均処理は、減算器１２ａでの減算処理の後で行
うなどの順番の入れ替えが可能であり、平均処理につい
ては省略することも可能である。これは、データ選択器
１４ｏと１４ｐにおいて選択されるデータの数が同数の
場合も同様である。
【０１５１】また、データ選択器１４ｍ〜１４ｐにおい
て選択されるデータの数が同数の場合には、加算平均器
１３ａ〜１３ｄにおいて行われる加算および平均処理、
ならびに減算器１２ａ，１２ｂで行われる減算処理を適
当な他の順番に変更、ならびに省略できることも、言う
までもない。
【０１５２】実施の形態６．図６は、この発明の実施の
形態６に係るデジタル放送受信機の周波数誤差評価部２
０２を示す図で、図１〜図５に示した周波数誤差評価部
２０１に代えて、置き換えるものである。図において、
図１と同一符号はそれぞれ同一または相当部分を示して
いる。
【０１５３】図１に示した加算平均器１３ａ，１３ｂよ
り出力されたデータＸ1、Ｘ2は、それぞれ減算器１２ａ
および加算器１８ａに入力され、それぞれ加減算され
る。
【０１５４】この結果、加算器１８ａと減算器１２ａの
出力は、（２１），（２２）式よりそれぞれ ２（Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2） ４ＡＢ となる。
【０１５５】同様に、図１に示した加算平均器１３ｃ，
１３ｄより出力されたデータＸ3、Ｘ4は、それぞれ減算
器１２ｂおよび加算器１８ｂに入力され、加算器１８ｂ
および減算器１２ｂの出力は、（２３），（２４）式よ
りそれぞれ ２（Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2） ４ＢＣ となる。
【０１５６】よって除算器１９ａ、１９ｂの出力は、そ
れぞれ ２ＡＢ／（Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2） ２ＢＣ／（Ａ2＋Ｂ2＋Ｃ2） となる。
【０１５７】周波数ずれ検出器１１においては、除算器
１９ａおよび減算器１９ｂより入力されたデータから、
実施の形態１と同様にして周波数ずれが検出され、検出
した周波数ずれに応じてこれを補正するよう、電圧制御
発振器１０に制御信号が出力される。
【０１５８】上記の除算器１９ａ，１９ｂにより行われ
る処理により、受信されたＯＦＤＭ信号の各キャリアの
振幅にある程度のばらつきがある場合にも、この影響を
押さえることができる。
【０１５９】以上の説明は、実施の形態１の周波数誤差
評価部２０１と置き換えた場合を説明したが、実施の形
態２〜５の周波数誤差評価部２０１と置き換えても、同
様の作用・効果が得られる。
【０１６０】実施の形態７．実施の形態１では、周波数
ずれ検出器１１において周波数ずれを検出する関数を、
減算器１２ａ，１２ｂの出力α，βを用いた（３０）式
のように示したが、この関数では周波数ずれが極めて小
さい場合に、αまたはβのどちらか、あるいは双方に雑
音等による影響が現れた場合、この影響が極めて大きく
現れてしまう。
【０１６１】そこで、この実施の形態７では、周波数ず
れ検出器１１を以下のように構成する。すなわち、周波
数ずれΔＦがＯＦＤＭのキャリア周波数間隔の１／２の
範囲で、減算器１２ａ，１２ｂの出力αおよびβは（２
５），（２６）式および（１６）〜（１９）式で表され
るように、それぞれΔＦに関する単調増加関数および単
調減少関数であるから、周波数ずれ検出器１１におい
て、α−βを計算し、これを適当な倍率で増幅した値を
利用して周波数ずれを検出し、これを利用して周波数ず
れを補正するよう電圧制御発振器１０に制御信号を出力
する。
【０１６２】これにより、周波数ずれが極めて小さい場
合のノイズ等による誤検出のレベルを、小さく押さえる
ことができる。
【０１６３】なお、以上の説明では実施の形態１につい
て説明したが、実施の形態２〜６についても同様に適用
して、同様の効果が得られる。
【０１６４】
【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に示すような効果を奏する。
【０１６５】位相参照シンボル受信信号の配列の各要素
をその共役複素数と乗じた結果を利用して、周波数ダウ
ンコンバートする際の同調周波数ずれを検出し、これを
自動的に補正することができる。
【０１６６】また、位相参照シンボルのパターンが一定
の周期で繰り返している場合に、これを利用して受信信
号を周波数ダウンコンバートする際の同調周波数ずれを
検出し、これを自動的に補正することができる。
【０１６７】また、位相参照シンボル既定値の要素とそ
の負側の隣の要素との位相差が０、およびπの各場合に
ついては、正側の隣の要素との位相差が±π／２の場合
のみでなく、０である時のデータとπであるときのデー
タを利用して不要な成分を打ち消し合うことで、周波数
誤差検出に利用するキャリア数を増やし、検出精度を高
めることができるとともに、位相参照シンボル既定値の
要素とその正側の隣の要素との位相差が０およびπの各
場合については、負側の隣の要素との位相差が±π／２
の場合のみでなく、０である時のデータとπであるとき
のデータを利用して不要な成分を打ち消し合うことで、
周波数誤差検出に利用するキャリア数を増やし、検出精
度を高めることができる。
【０１６８】また、位相参照シンボル既定値の要素とそ
の負側の隣の要素との位相差が０およびπの各場合につ
いては、正側の隣の要素との位相差が０である時のデー
タと、πであるときのデータを同数に制限することで、
以後の計算を簡易化できるとともに、位相参照シンボル
既定値の要素とその正側の隣の要素との位相差が０、お
よびπの各場合については、負側の隣の要素との位相差
が０である時のデータと、πであるときのデータを同数
に制限することで、以後の計算を簡易化できる。
【０１６９】また、位相参照シンボル既定値全体につい
て、各要素ごとの隣の要素との位相差の出現頻度が、特
定の条件を満たしている場合には、計算をさらに簡易化
できる。
【０１７０】また、同調周波数ずれの検出、および補正
を、受信信号をシンボルに切り分ける際のタイミングず
れによらず行うことができる。
【０１７１】また、受信されたＯＦＤＭ信号の各キャリ
アの振幅に対する伝送路等の影響を小さくして、同調周
波数ずれの検出、補正を行うことができる。
【０１７２】また、実際の同調周波数ずれが小さい場合
の、雑音等による誤検出のレベルを小さく押さえること
ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１に係る放送受信機の
構成を示すブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態２に係る放送受信機の
構成を示すブロック図である。
【図３】 この発明の実施の形態３に係る放送受信機の
周波数誤差検出部の構成を示すブロック図である。
【図４】 この発明の実施の形態４に係る放送受信機の
周波数誤差検出部の構成を示すブロック図である。
【図５】 この発明の実施の形態５に係る放送受信機の
周波数誤差検出部の構成を示すブロック図である。
【図６】 この発明の実施の形態６に係る放送受信機の
周波数誤差評価部の構成を示すブロック図である。
【図７】 従来のデジタル放送受信機の構成を示すブロ
ック図である。
【符号の説明】
５ 直交復調器、６ Ａ／Ｄ変換器、７ ＦＦＴ処理
器、８ 誤り訂正器、１０ 電圧制御発振器、１１ 周
波数ずれ検出器、１２ 減算器、１３ 加算平均器、１
４ データ選択器、１５ 自乗器、１６ 乗算器、１
７，１８ 加算器、１９ 除算器、２０ 位相誤差検出
器、１０１〜１０４ 周波数誤差検出部、２０１，２０
２ 周波数誤差評価部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石田 雅之 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 森田 正和 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 各キャリアが４相位相変調（ＱＰＳＫ）
    された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式を用い
    るデジタル放送において、 各キャリアの参照用の固定パターンシンボル（位相参照
    シンボル）を受信して得る周波数領域の復調データの配
    列に対して、その共役複素数の配列を各要素ごとに乗じ
    る処理を行う手段と、 この乗算結果の各要素について、 対応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との
    位相差が０で、かつ正側の隣の要素との位相差が±π／
    ２である要素を選択するデータ選択手段と、 対応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との
    位相差がπで、かつ正側の隣の要素との位相差が±π／
    ２である要素を選択するデータ選択手段と、 対応する位相参照シンボル既定値の正側の隣の要素との
    位相差が０で、かつ負側の隣の要素との位相差が±π／
    ２である要素を選択するデータ選択手段と、 対応する位相参照シンボル既定値の正側の隣の要素との
    位相差がπで、かつ負側の隣の要素との位相差が±π／
    ２である要素を選択するデータ選択手段と、 前記選択された４つの要素のうち、対応する位相参照シ
    ンボル既定値の負側の隣の要素との位相差が０である要
    素の加算平均値と、前記既定値の負側の隣の要素との位
    相差がπである要素の加算平均値とを得、さらにこの２
    つの加算平均値の差分を得る減算手段と、 前記選択された４つの要素のうち、対応する位相参照シ
    ンボル既定値の要素とその正側の隣の要素との位相差が
    ０である要素の加算平均値と、前記既定値の負側の隣の
    要素との位相差がπである要素の加算平均値とを得、さ
    らにこの２つの加算平均値の差分を得る減算手段と、 前記２つの差分から周波数ずれを求め、これに基づき放
    送周波数への同調制御を行う手段を備えたことを特徴と
    するデジタル放送受信機。
  2. 【請求項２】 各キャリアが４相位相変調（ＱＰＳＫ）
    された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式を用い
    るデジタル放送において、 各キャリアの参照用の固定パターンシンボル（位相参照
    シンボル）を受信して得る周波数領域の復調データの配
    列に対して、その共役複素数の配列を所定の要素数だけ
    シフトして各要素ごとに乗じる処理を行う手段と、 この乗算結果の各要素について、 対応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との
    位相差が０で、かつ正側の隣の要素との位相差が±π／
    ２である要素を選択するデータ選択手段と、 対応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との
    位相差がπで、かつ正側の隣の要素との位相差が±π／
    ２である要素を選択するデータ選択手段と、 対応する位相参照シンボル既定値の正側の隣の要素との
    位相差が０で、かつ負側の隣の要素との位相差が±π／
    ２である要素を選択するデータ選択手段と、 対応する位相参照シンボル既定値の正側の隣の要素との
    位相差がπで、かつ負側の隣の要素との位相差が±π／
    ２である要素を選択するデータ選択手段と、 前記選択された４つの要素のうち、対応する位相参照シ
    ンボル既定値の負側の隣の要素との位相差が０である要
    素の加算平均値と、前記既定値の負側の隣の要素との位
    相差がπである要素の加算平均値とを得、さらにこの２
    つの加算平均値の差分を得る減算手段と、 前記選択された４つの要素のうち、対応する位相参照シ
    ンボル既定値の要素とその正側の隣の要素との位相差が
    ０である要素の加算平均値と、前記既定値の負側の隣の
    要素との位相差がπである要素の加算平均値とを得、さ
    らにこの２つの加算平均値の差分を得る減算手段と、 前記２つの差分から周波数ずれを求め、これに基づき放
    送周波数への同調制御を行う手段を備えたことを特徴と
    するデジタル放送受信機。
  3. 【請求項３】 前記乗算結果の各要素について、 対応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との
    位相差が０またはπであり、かつ正側の隣の要素との位
    相差が±π／２、０、またはπである要素を選択する６
    つのデータ選択手段と、 前記選択された６つの要素のうち、前記位相参照シンボ
    ル既定値に対応する要素の加算平均値と、前記既定値の
    負側の隣の要素との位相差が０である要素の加算平均値
    とを得、さらにこの２つの加算平均値の差分を得る減算
    手段と、 前記選択された６つの要素のうち、前記位相参照シンボ
    ル既定値に対応する要素の加算平均値と、前記既定値の
    負側の隣の要素との位相差がπである要素の加算平均値
    とを得、さらにこの２つの加算平均値の差分を得る減算
    手段と、 対応する位相参照シンボル既定値の正側の隣の要素との
    位相差が０またはπであり、かつ負側の隣の要素との位
    相差が±π／２、０、またはπである要素を選択する６
    つのデータ選択手段と、 前記選択された６つの要素のうち、前記位相参照シンボ
    ル既定値に対応する要素の加算平均値と、前記既定値の
    正側の隣の要素との位相差が０である要素の加算平均値
    をと得、さらにこの２つの加算平均値の差分を得る減算
    手段と、 前記選択された６つの要素のうち、前記位相参照シンボ
    ル既定値に対応する要素の加算平均値と、前記既定値の
    正側の隣の要素との位相差がπである要素の加算平均値
    とを得、この２つの加算平均値の差分を得る減算手段
    と、 前記２つの差分から周波数ずれを求め、これに基づき放
    送周波数への同調制御を行う手段を備えたことを特徴と
    する請求項１または請求項２のいずれか１項に記載のデ
    ジタル放送受信機。
  4. 【請求項４】 前記乗算結果の各要素について、 対応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との
    位相差が０で、かつ正側の隣の要素との位相差が±π／
    ２、０、またはπである要素を選択するとともに、前記
    正側の隣の要素との位相差が０またはπである要素の選
    択個数が同数になるように制限する３つのデータ選択手
    段と、 対応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との
    位相差がπで、かつ正側の隣の要素との位相差が±π／
    ２、０、またはπである要素を選択するとともに、前記
    正側の隣の要素との位相差が０とπである要素の選択個
    数が同数となるように制限する３つのデータ選択手段
    と、 前記一番目の３つのデータ選択手段で選択された要素の
    加算平均値と、前記二番目の３つのデータ選択手段で選
    択された要素の加算平均値とを得、さらにこの２つの加
    算平均値の差分を得る減算手段と、 対応する位相参照シンボル既定値の正側の隣の要素との
    位相差が０で、かつ負側の隣の要素との位相差が±π／
    ２、０、またはπである要素を選択するとともに、前記
    正側の隣の要素との位相差が０またはπである要素の選
    択個数が同数になるように制限する３つのデータ選択手
    段と、 対応する位相参照シンボル既定値の正側の隣の要素との
    位相差がπで、かつ負側の隣の要素との位相差が±π／
    ２、０、またはπである要素の選択するとともに、前記
    正側の隣の要素との位相差が０またはπである要素の選
    択個数が同数になるように制限する３つのデータ選択手
    段と、 前記三番目の３つのデータ選択手段で選択された要素の
    加算平均値と、前記四番目の３つのデータ選択手段で選
    択された要素の加算平均値とを得、さらにこの２つの加
    算平均値の差分を得る減算手段と、 前記２つの差分から周波数ずれを求め、これに基づき放
    送周波数への同調制御を行う手段を備えたことを特徴と
    する請求項１または請求項２のいずれか１項に記載のデ
    ジタル放送受信機。
  5. 【請求項５】 前記乗算結果の各要素について、 対応する位相参照シンボル既定値の負側の隣の要素との
    位相差が０またはπである要素をそれぞれ選択する２つ
    のデータ選択手段と、 前記２つのデータ選択手段で選択された要素ごとの加算
    平均値を得、さらにこの２つの加算平均値の差分を得る
    減算手段と、 対応する位相参照シンボル既定値の正側の隣の要素との
    位相差が０またはπである要素をそれぞれ選択する２つ
    のデータ選択手段と、 前記２つのデータ選択手段で選択された要素ごとの加算
    平均値を得、さらにこの２つの加算平均値の差分を得る
    減算手段と、 前記２つの差分から周波数ずれを求め、これに基づき放
    送周波数への同調制御を行う手段を備えたことを特徴と
    する請求項１または請求項２のいずれか１項に記載のデ
    ジタル放送受信機。
  6. 【請求項６】 前記２組の加算平均値について、各組ご
    とに差分を得る減算手段および加算処理を行う手段と、 前記各組ごとの差分を加算値で除算する手段と、 各減算結果を前記各加算結果でそれぞれ除算する手段
    と、 前記２つの除算結果から周波数ずれを求め、これに基づ
    き放送周波数への同調制御を行う手段を備えたことを特
    徴とす請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のデジ
    タル放送受信機。
  7. 【請求項７】 前記２つの差分の減算を行う減算手段
    と、この減算結果に基づき放送周波数への同調制御を行
    う手段を備えたことを特徴とする請求項１〜請求項５の
    いずれか１項に記載のデジタル放送受信機。
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