DE69730283T2

DE69730283T2 - Verfahren und einrichtung zur gemeinsamen schätzung von frequenzverschiebungen und synchronisierung in einem mehrträgermodulationssystem

Info

Publication number: DE69730283T2
Application number: DE69730283T
Authority: DE
Inventors: Monisha Ghosh
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1996-02-08
Filing date: 1997-01-22
Publication date: 2005-08-25
Anticipated expiration: 2017-01-23
Also published as: DE69730283D1; KR19980703715A; US5802117A; WO1997029568A1; EP0827655A1; EP0827655B1; JPH11503895A

Description

Bereich der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf das Übertragen und Empfangen mehrträgermodulierter digitaler Signale. Insbesondere schafft die vorliegende Erfindung ein System und ein Verfahren zum Schätzen und Korrigieren einer Frequenzverschiebung und einer Timing-Nichtübereinstimmung im Empfänger vor der Demodulation des empfangenen Signals.
Hintergrund der Erfindung
Bei vielen Signalübertragungsapplikationen, wie Fernsehen, Rundfunk und Telefon werden digitale Signalschemen die bevorzugte Wahl gegenüber den herkömmlichen analogen Schemen. So ist beispielsweise DAB ("Digital Audio Broadcast") ein digitales System, das in Europa zur Übertragung und zum Empfang von Rundfunksignalen angewandt wird. Ein digitales Signalschema, mit dem die vorliegende Erfindung zu tun hat, bezieht sich auf das Übertragen von Information über mehrere Frequenzen, was als Mehrträgerübertragungsschemen bezeichnet wird. Diese vielen Frequenzen werden zu einem einzigen Signal kombiniert, und zwar zur Übertragung in einem Prozess, das als Modulation bezeichnet wird, und werden beim Empfänger getrennt zum Herausfinden der von den einzelnen Frequenzen getragenen Information, und zwar in einem Prozess, der als Demodulation bezeichnet wird. Die Kombination dieser Prozesse ist als MCM ("Multicarrier Modulation") bekannt.
In MCM-Schemen, in der Literatur auch bekannt als OFDM ("Orthogonal Frequency Division Multiplexing") wird ein zu übertragender Symbolstrom in Blöcke mit Datensymbolen aufgeteilt. Jeder Block mit Datensymbolen wird zu einem anderen Block mit Symbolen umgewandelt, indem die invertierte schnelle Fourier-Transformation ("IFFT") genommen wird. Es ist dieser neue Block mit Symbolen, der in Wirklichkeit übertragen wird. MCM ist im Kontext von Telefonmodems studiert worden und neulich als ein effizientes Modulationsschema für DAB. Eine detaillierte Beschreibung der allgemeinen Prinzipien von MCM lässt sind finden in einer Veröffentlichung von John A. C. Bingham, "Multicarrier Modulation for Data Transmission: "An Idea Whose Time Has Come", IEEECommunications Magazine, Seite 5–14 (Mai 1990).
Zwei wichtige Kriterien für eine effektive Verwendung von Mehrträger-Digitalsignalsystemen ist die Fähigkeit, die einzelnen Trägerfrequenzen genau zu identifizieren, und zwar so schnell wie möglich. Eine Verzögerung beim Identifizieren der richtigen Frequenz wird die Leistung des Systems beeinträchtigen. Wenn beispielsweise der Kanal im Radio oder im Fernsehen geändert wird, wobei diese Geräte entworfen sind, um Mehrträger-Digitalsignale zu empfangen, was eine lange Verzögerung beim identifizieren der einzelnen Trägerfrequenzen aufweist, wünscht man, dass das Bild und der Ton möglichst schnell erscheinen. Aber ein Bestimmungsfaktor, wie lange es dauert um ein Bild oder einen Ton auf einem neu abgestimmten Kanal zu empfangen, ist die betreffende Verzögerung in dem Empfänger beim Identifizieren der einzelnen Trägerfrequenzen. Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Anordnung zum Implementieren des Verfahrens zur schnellen und genauen Identifikation der einzelnen Trägerfrequenzen.
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung ist die nachfolgende zusätzliche Hintergrundinformation bei MCM-Schemen nützlich. Ein MCM-übertragenes Symbol kann durch die nachfolgende Gleichung dargestellt werden:
Wobei a_k die komplexe Informationssymbolsequenz ist, T das Informationssymbolintervall ist, N die Anzahl orthogonaler in dem Schema verwendeter Träger ist, die je über T Sekunden abgetastet werden sollen, und wobei NT das MCM Symbolintervall ist. Die Parameter N und T sind derart gewählt worden, dass sie spezifischen Bitratenanforderungen einer speziellen Applikation entsprechen. So wird beispielsweise in S. N. Hulyalkar, "MCM Design for Transmission of Digitally-Compressed Television Signals in a Simulcast Terrestrial Channel" PLB Technical Note TN-92-012, ein MCM Schema für die Übertragung digital komprimierter Fernsehsignale über einen terrestrischen Kanal betrachtet, wobei N = 1024 und NT = 127,19 μs beträgt.
Beim Fehlen von Kanalverzerrung, von Rauschen, von Frequenzverschiebungen und Timingfehlern kann die übertragene Informationssequenz beim Empfänger durch Abtastung des empfangenen Signals alle T Sekunden einwandfrei wiederhergestellt werden und nach Empfang von N Abtastwerten eine N-Punkt-FFT an der empfangenen Sequenz durchführen. Die FFT an dem Empfänger funktioniert wie ein angepasstes Filter bei jeder der N Trägerfrequenzen. Um das empfangene Signal auf zuverlässige Weise zu demodulieren, und um die übertragene Informationssequenz wiederherzustellen, soll die Orthogonalität der übertragenen Träger im Empfänger beibehalten werden. In reellen Systemen liefern aber Intersymbolinterferenz ("ISI"), Empfängerfrequenzverschiebung und Timingfehler alle einen Beitrag zu der Vernichtung der Orthogonalität der übertragenen Träger und kann zu einer starken Leistungsverringerung führen, wenn dies nicht kompensiert wird.
Eine durchaus bekannte Technik zum Meistern von Intersymbolinterferenz ist das Einfügen eines "Schutzintervalls" am Anfang jedes übertragenen Symbols. Siehe A. Alard und R. Lasalle, "Principles of Modulation and Channel Coding for Digital Broadcasting for Mobile Receivers" EBU Review, Nr. 2245 (August 1987). In Mehrstreckensystemen, wie Fernsehsignalen, kann ein Empfänger ein direktes Signal und eine oder mehrere verzögerte Reflexionen desselben Signals, wie von einem Wolkenkratzer, als die Summe dieser vielen Signale. Das Schutzintervall ermöglicht es, dass der Empfänger diese Signale auflöst um nur das direkte Signal genau zu detektieren.
Frequenzverschiebung und Zeitsynchronisation sind ebenfalls kritisch um die übertragenen Daten genau wiederzugewinnen. Frequenzverschiebung tritt auf, wenn eine Trägerfrequenz während der Übertragung eine Phasenverschiebung erfährt und die Empfängerfrequenz nicht einwandfrei gegenüber der Übertragungsfrequenz ausgerichtet ist. Die Phasenverschiebung sorgt dafür, dass die Träger ihre orthogonale Charakteristik verlieren. Weil die Träger im Vergleich zu der Kanalbandbreite in der Frequenz inhärent eng zusammen liegend sind, gibt es eine sehr kleine Toleranzverschiebung gegenüber der Kanalbandbreite. Um die übertragenen Daten auf geeignete Weise von dem Träger wieder zu gewinnen, muss der Empfänger imstande sein, diese Frequenzverschiebung zu kompensieren.
Beim Korrigieren einer Frequenzverschiebung ist es auch vorteilhaft, eine Frequenzverschiebung vor dem FFT-Vorgang des Empfängers zu ermitteln und zu korrigieren. Dies bietet die Möglichkeit, dass der Empfänger schnell zu der richtigen Frequenz der Träger gelangt und die empfangenen Signale verarbeitet. Wenn aber der FFT-Vorgang durchgeführt wird, bevor eine Frequenzverschiebung korrigiert worden ist, wird der Prozess der Ermittlung und der Korrektur einer Frequenzverschiebung verzögert.
Zum richtigen Synchronisieren eines Empfängers und eines eintreffenden Signals muss ein Empfänger die Bitübertragungsrate kenn, so dass bei Empfang eines Signals der Empfänger das eintreffende Signal zu dem geeigneten Abtastintervall T abtastet. Aber Timing erfordert mehr als das Abtastintervall T. Der Empfänger muss ebenfalls den Abtastwert kennen, der den Anfang jedes Symbolintervalls NT markiert. Wenn der Abtaster nicht einwandfrei zu dem Symbolintervall ausgerichtet ist, wird das Abtastfenster überlappen und die detektieren Symbole über viele Symbolintervalle verarbeiten, als wären sie alle ein Teil eines einzigen Symbolintervalls, statt allein die Symbole eines einzigen Symbolintervalls zu verarbeiten. Das Bestimmen des Anfangs jedes Symbolintervalls wird als Symbolsynchronisation bezeichnet. Symbolsynchronisation und genaue Kenntnisse des Abtastintervalls T sind üblicherweise bekannt als Zeitsynchronisation. Trotz der Bedeutung von Frequenzverschiebung und Zeitsynchronisation ist in der Literatur nur wenig erschienen auf dem Gebiet der Frequenz- und Zeitsynchronisation für MCM-Systeme.
Ein Verfahren zur Frequenzverschiebungsschätzung ist beschrieben worden in P. H. Moose, "A Technique for Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction", IEEE Transactions on Communications Heft 42, Nr. 10 (Oktober 1994). Moose aber vertraut auf einwandfreie Timing-Information, mit anderen Worten, der Empfänger kennt T genau, was in der Praxis, d. h. in nützlichen, reellen Situationen für den Empfänger nicht verfügbar ist.
Das nicht Beachten einer Kompensation einer Zeitnichtübereinstimmung kann einen wesentlichen Einfluss haben auf die Fähigkeit des Empfängers, ein eintreffendes Signal zu detektieren. Es wird nun ein empfangenes MCM-Signal über ein Symbolintervall näher betrachtet. Unter Berücksichtigung des Schutzintervalls können eine Frequenzverschiebung und additives weißes Gauß-Rauschen "AWGN") wie folgt dargestellt werden:
wobei H_k den Frequenzgang des Kanals bei dem k. Träger darstellt, wobei ε die Frequenzverschiebung ist und wobei w(t) das komplexe AWGN ist. Dieses Signal wird von dem Empfänger zu Intervallen von T + ΔT und mit einer Ausgangsverschiebung τ abgetastet. Es wird vorausgesetzt, dass der Taktfehler ΔT klein genug ist, so dass während des Symbolin tervalls N Abtastwerte erhalten werden. Beim Abtasten von r(t) mit [n(T + ΔT) + τ] kann jeder Abtastwert in dem Symbolintervall NT wie folgt ausgedrückt werden:
Es wird nun vorausgesetzt, dass Synchronisation verfügbar ist, so dass der Empfänger weiß, welcher Abtastwert den Anfang jedes Symbolintervalls markiert, wobei die FFT von r_n wie folgt geschrieben werden kann:
Der Fachmann wird erkennen, dass jeder Abtastwert R_n einen direkten Signalanteil S_m, einen Interferenzanteil I_n und einen AWGN-Anteil W_n enthält.
Der Signalanteil kann wie folgt ausgedrückt werden:
während der Interferenzanteil wie folgt ausgedrückt werden kann:
Einem Fachmann dürfte es aus der Gleichung (7) einleuchten, dass die Interferenz durch die Frequenzverschiebung ε und die Abtastintervallnichtübereinstimmung ΔT als eine in der Zeit variierende Faltung erscheint, die alle k Träger betrifft. Mit anderen Worten, die Orthogonalität der Träger ist zerstört. Wenn ein unabhängiger, unabhängig verteilter Datenstrom a_k und ein flacher Kanal vorausgesetzt wird, d. h. keine ISI, kann Störabstand (SIR) wie folgt geschrieben werden:
Wenn die Frequenzverschiebung ε Null ist, ist die SIR(n) eine Funktion von n, und zwar wegen der Tatsache, dass die Faltung zeitvariabel ist und die SIR wie folgt angenähert werden kann:
Auf diese Weise dürfte es einleuchten, dass sogar ein kleiner Timingfehler, beispielsweise ein Fehler in der Größenordnung von 10^–4, die SIR wesentlich reduzieren kann. Wenn stattdessen ΔT als Null vorausgesetzt wird, wenn dies im Wesentlichen nicht so ist, und wenn dies nicht korrigiert wird, wird der Empfänger nur mäßig leisten. Weiterhin ist dieser Effekt anders als der Effekt der Frequenzverschiebung ε, nicht über alle Träger einheitlich. Dies ist aus der Gleichung (9) ersichtlich, wobei es einleuchtet, dass wenn es eine Zeitnichtübereinstimmung gibt, die SIR eine Funktion von n ist. Auf diese Weise ist es wichtig, dass der Empfänger genaue Zeitwiederherstellungsschemen einhält zum Schätzen von ΔT/T und dadurch die SIR verbessert.
In EP-A-7-6273 sind zwei Ausführungsformen eines Mehrträgersystems beschrieben. Die erste beschriebene Ausführungsform leitet ein Steuersignal von einem Signal zwischen Wiedergewinnungsabtastmitteln und einem FFT-Demodulator her, aber im Gegensatz zu der vorliegenden Erfindung, wird danach nicht vorgeschlagen, die Frequenz des Signals selber, wie diese dem FFT-Demodulator zugeführt wird, zu korrigieren. Die zweite beschriebene Ausführungsform umfasst, wie in der vorliegenden Erfindung, Multipliziermittel, die zwischen den Abtastmitteln und dem FET-Demodulator vorgesehen sind zum Kompensieren der Frequenzverschiebung auf Basis der Schätzung, empfangen von den Schätzungsmitteln. Diese Mittel aber sind mit dem Ausgang der Multipliziermittel gekoppelt, wobei dieser Ausgang dem Eingang des FET-Demodulators entspricht. Dies steht im Gegensatz zu der vorliegenden Erfindung, wie nachstehend beansprucht, wo die Schät zungsmittel zwischen den Wiedergewinnungsmitteln und den Multipliziermitteln vorgesehen sind. Außerdem schlägt die zweite Ausführungsform keine Korrektur der Abtastmittel vor. Eine Kombination der beiden Ausführungsformen kommt für den Fachmann nicht in betracht, da dies zu einer Verdopplung der Sequenz 111, 112, 113, 114, 115, 116, 118/103 führen würde und nur zu einer größeren Komplexität und zu induzierten zusätzlichen – unerwünschten – Verzögerungen führen würde, was gerade zu reduzieren die Absicht der vorliegenden Erfindung ist. Zum Schluss würde eine derartige Kombination nicht vorschlagen, das eine Schätzungsmittel zwischen den Mitteln 11 und 19 vorzusehen, wie dies nachher beansprucht wird.
US-A-5.228.062, angewandt zum Abgrenzen der beanspruchten Erfindung, beschreibt ein Übertragungssystem zum Übertragen und Empfangen mehrträgermodulierter digitaler Signale. Das System umfasst einen Sender zum Übertragen von Daten, wie eines mehrträgermodulierten Signals. Der genannte Sender mit Mitteln zum Übertragen wenigstens einer Anzahl Einzeltonsignale, die dem mehrträgermodulierten Datensignal vorhergehen. Das genannte mehrträgermodulierte Datensignal und die genannten vorhergehenden Einzeltonsignale haben eine Datenstruktur. Das System umfasst ebenfalls einen Empfänger zum Empfangen der genannten Datenstruktur, wobei der genannte Empfänger Mittel aufweist zum Wiedergewinnen der genannten Anzahl Einzeltonsignale, Mittel zum Schätzen einer Frequenzverschiebung Δf und einer Zeitnichtübereinstimmung ε des genannten Empfängers, Mittel 10, 170, 175, 260; 170, 180, 300 zum Einstellen des genannten Empfängers zum Kompensieren der genannten geschätzten Frequenzverschiebung und Zeitnichtübereinstimmung, einen FET-Demodulator zum Durchführen eines FET-Vorgangs an den modulierten Signalen und Multipliziermittel, die zwischen den genannten Wiedergewinnungsmitteln und dem genannten FET-Demodulator vorgesehen sind zum Kompensieren der Frequenzverschiebung auf Basis der von den Schätzungsmitteln empfangenen Schätzung.
In US-A-5.228.062 werden die Demodulation und die Decodierung in den Blöcken 120 bzw. 130 durchgeführt, damit – in einem Prozessor – und Filter – in den Tiefpassfilter 170 und 180 – Schätzungen der remanenten Träger- und Taktfrequenzverschiebungen gemacht werden können. Die Tiefpassfilter werden verwendet zum Kombinieren verarbeiteter demodulierter und decodierter Prozessorausgangssignale a und b mit ε bzw. Δf. Diese kombinierten Rückkopplungssignale – die in unserer Applikation aber durch ΔT/T bzw. ε angegeben sind – werden zur Steuerung der Zeitnichtübereinstimmung bzw. der Frequenzverschiebung verwendet.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist daher u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Übertragungssystem zu schaffen zum Übertragen und Empfangen mehrträgermodulierter digitaler Signale, wobei dieses System die nachfolgenden Elemente umfasst:

– einen Sender zum Senden von Daten, wie eines mehrträgermodulierten Signals, wobei dieser Sender Mittel aufweist zum Übertragen wenigstens einer Anzahl Einzeltonsignale als Vorläufer eines derartigen mehrträgermodulierten Datensignals, wobei das genannte mehrträgermodulierte Datensignal und die genannten vorhergehenden Einzeltonsignale eine Datenstruktur aufweisen; und
– einen Empfänger zum Empfangen der genannten Datenstruktur, wobei der genannte Empfänger Mittel aufweist zum Wiedergewinnen der genannten Anzahl Einzeltonsignale, Mittel zum Schätzen einer Frequenzverschiebung und einer Timing-Nichtübereinstimmung des genannten Empfängers, Mittel zum Einstellen des genannten Empfängers zum Kompensieren der genannten geschätzten Frequenzverschiebung und der Timing-Nichtübereinstimmung, einen FFT-Block zum Durchführen eines FFT-Vorgangs an den modulierten Signalen, und Multipliziermittel die zwischen den genannten Mitteln und dem genannten FFT-Block vorgesehen sind zum Kompensieren der Frequenzverschiebung auf Basis der von den genannten Mitteln empfangenen Schätzung, wobei die Schätzungsmittel zwischen den genannten Wiedergewinnungsmitteln und den genannten Multipliziermitteln vorgesehen sind, mit dem Kennzeichen, dass die genannten Mittel zum Kompensieren der genannten geschätzten Frequenzverschiebung und der Timing-Nichtübereinstimmung nur vor der Durchführung des FFT-Vorgangs durch den Block vorgesehen sind.

Kurze Beschreibung der Zeichnung
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im vorliegenden Fall näher beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines MCM-Empfängers mit Frequenzverschiebungskompensation und Timing-Schätzung nach der vorliegenden Erfindung,
2 eine Darstellung einer Datenstruktur, wie diese in Verbindung mit dem Sender-Empfängersystem der vorliegenden Erfindung verwendet wird,
3 ein Blockschaltbild des Frequenzverschiebungskompensations- und Timing-Schätzungsprozesses nach der vorliegenden Erfindung.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
In 1 ist ein Blockschaltbild eines MCM-Empfängers dargestellt. Wenn ein Signal empfangen wird tastet der Analog-Digital-Wandler (11) das ein treffende analoge Signal mit Intervallen von T Sekunden ab, Nach Digitalisierung des empfangenen analogen Signals detektiert der Null-Detektblock (12) das Nullsymbol, wie in 2 dargestellt. Das digitalisierte Signal gelangt ebenfalls in den Block (13), in dem ein Hilbert-Umwandlungsfilter das empfangene reelle Signal zu einer komplexen Form verwandelt. Das Signal geht danach in den Block (14) hinein, der das Ausgangssignal des Nulldetektblocks (12) als eine grobe Angabe des ersten Symbols jedes Datenblocks. Überwachungsentfernungsblock (14) entfernt das Schutzintervall, das jedem Symbol vorhergeht. Wenn das Signal den Block (14) verlässt, werden die Frequenzverschiebung und die Timing-Nichtübereinstimmung des Abtasters gemeinsam berechnet, vor dem FFT-Vorgang des Empfängers. Die Timing-Synchronisationsinformation ΔT/T wird dem Timing-Steuerblock (16) zugeführt und die Frequenzverschiebung ε wird in den Frequenzsteuerblock (18) eingegeben. Diese Steuerblöcke können mit Standardelementen, wie einer phasenverriegelten Schleife implementiert werden.
In dem Multiplizierer (19) wird das empfangene Signal eingestellt zum Kompensieren einer Frequenzverschiebung auf Basis des von dem Block (15) empfangenen Schätzung. An dieser Stelle ist der Analog-Digital-Wandler (11) für ΔT/T korrigiert worden und jede Frequenzverschiebung des abgetasteten Signals ist kompensiert worden. Der Empfänger nimmt nun die FFT des synchronisierten und kompensierten Signals in dem Block (20). Der Symbolsynchronisator und der Kanalschätzer (21) greift Symbole S3 und S4 von dem Ausgang des FFT-Blocks (20) ab und bestimmt den Start jedes Symbolintervalls und schätzt auch den Frequenzgang jedes Trägers, d. h. H_k. Die Symbolsynchronisation wird in den Block (14) eingegeben um gemeinsam mit der Information von dem Null-Detektorblock (12) zum Ermitteln des Starts des ersten Symbols des nächsten Symbolintervalls verwendet zu werden. Der geschätzte Frequenzgang H_k wird in den Entzerrer (22) eingege ben, der die maximale Wahrscheinlichkeitsdarstellung jedes Datensymbols bei den betreffenden Trägerfrequenzen bestimmt.
Das Sender-Empfängersystem nach der vorliegenden Erfindung, wobei Frequenzverschiebungsausgleich und Timing-Synchronisation gleichzeitig und vor dem FFT-Vorgang eines Empfängers auftritt, erfordert eine spezifische Datenstruktur, die wenigstens zwei (2) Einzeltonsymbole umfasst, die den Symbolen vorhergehen, die der Information entspricht, die übertragen wird. In 2 ist eine einzige bevorzugte Datenstruktur verwendet worden, wie diese in der vorliegenden Erfindung verwendet wird, mit einer Einleitung, bestehend aus fünf Symbolen, denen eine Sequenz von Datensymbolen folgen, d. h. die Information, die gesucht wird übertragen zu werden. Das erste Symbol ist ein Null-Symbol, verwendet zum Erhalten einer groben Schätzung des Starts jedes Symbolintervalls. Ein einfacher Energiedetektor detektiert eine plötzliche Zunahme in Energie von dem Null-Symbol zu S1, wodurch das erste Symbol jedes Datenblocks grob angegeben wird.
Hinter dem Nullsymbol kommen die Einzeltonsymbole S1 und S2 mit verschiedenen Frequenzen, übertragen über aufeinander folgende Datenintervalle mit einer Länge NT, und getrennt durch ein Schutzintervall mit der Länge N_gT. Die Frequenzen von S1 und S2 können als M₁/NT bzw. M₂/NT ausgedrückt werden. Wie nachstehend dargestellt, sollen M₁ und M₂ relativ kleine Werte haben, deren Differenz groß ist. S1 und S2 folgen danach die Symbole S3 und S4, die alle Trägerfrequenzen der Datensymbole enthalten und zur Symbolsynchronisation verwendet werden. Zum Schluss folgen S3 und S4 die Symbole, die der gewünschten Information entsprechen.
Durch Verknüpfung von Einzeltonsymbolen mit dem Anfang der übertragenen Daten kann die Frequenzverschiebung und die Timing-Nichtübereinstimmung vor der Durchführung einer FFT über die empfangenen Symbole ermittelt werden, da diese Symbole keine Demodulation erfordern. Der Mechanismus der Schätzung der Frequenzverschiebung und der Timing-Nichtübereinstimmung unter Verwendung von S1 und S2 funktioniert wie folgt: Der Ausdruck für die empfangenen Abtastwerte über ein Symbolintervall, wie in der Gleichung (3) dargestellt, kann wie folgt neu geschrieben werden:
Wobei H'k = Hkej2πτ(k+ε)/NT (11)
Für S1 und S2 kann die empfangene Abtastsequenz über die betreffenden Symbolintervalle wie folgt ausgedrückt werden:
Diese Sequenzen werden in den Frequenzverschiebungs- und den Timing-Schätzungsblock (15) eingegeben. Wie in 3 dargestellt, beginnt der Schätzer (15) in dem Block (31) durch Halbierung der Abtastwerte jedes Symbolintervalls, und bildet die nachfolgenden Abtastwertvektoren aus den Abtastwerten von S1 und S2.
Es sei bemerkt, dass obschon S1 und S2 aufeinander folgende Symbole sind, je mit einer Länge NT, durch das Schutzintervall mit der Länge N_gT zwischen diesen zwei Symbolen S2 zunächst abgetastet wird zu dem Zeitpunkt (N + Ng)T.
Zum Schätzen einer Frequenzverschiebung und einer Timing-Nichtübereinstimmung ist es nicht notwendig, eine genaue Symbolsynchronisation zu haben. Tatsächlich ist, da S3 und S4, die Symbole, die zur genauen Symbolsynchronisation verwendet werden, über mehrere Träger moduliert werden, eine genaue Symbolsynchronisation nur nach Demodulation von S3 und S4 verfügbar, während es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, eine Frequenzverschiebung und eine Timing-Nichtübereinstimmung vor der Demodulation zu schätzen und zu Korrigieren. Vielmehr reicht eine grobe Symbolsynchronisation wenn die Länge jedes Vektors von N/2 auf einen Wert reduziert wird, der gewährleisten wird, dass die Vektoren
und
Abtastwerte von dem Abtastintervall entsprechend S1 und die Vektoren
und
Abtastwerte von dem Abtastintervall entsprechend S2 haben. Obschon die verwendete wirkliche Vektorlänge die Schwankung in den Schätzungen beeinträchtigen wird, wird sie die Art des Schätzers nicht beeinträchtigen, d. h. eine höchstwahrscheinliche Schätzung.
Aus den Gleichungen (12) und (13) kann die Beziehung zwischen den Vektoren für jedes Symbol dargestellt werden als:
Wenn nun vorausgesetzt wird, dass M₁ und M₂ einander gleich sind, dann sind die Terme e^jπM1 und e^jπM2 gleich 1 und die Vektorbeziehungen können wie folgt geschrieben werden:
Wenn nun Folgendes gilt:
Auf entsprechende Art und Weise berechnet der Schätzer (15) die höchstwahrscheinliche Schätzung von θ₁ und θ₂, wie in dem Block (32) dargestellt und gegeben durch:
Da die höchstwahrscheinliche Schätzung eine konsistente Schätzung ist, was bedeutet, dass die Schätzung einer Funktion, beispielsweise die Schätzungen von θ₁ und θ₂ benutzt werden können zum Schätzen einer Funktion, wie Frequenzverschiebung ε und Timing-Nichtübereinstimmung ΔT/T, des geschätzten Wertes θ₁ und θ₂, ε und ΔT/T aus den Schätzungen von θ₁ und θ₂ geschätzt werden können. Die höchstwahrscheinlichen Schätzungen von ε und ΔT/T werden in dem Block (33 wie folgt berechnet:
Der Bereich von ε, der durch diese Prozedur geschätzt werden kann, kann dadurch gesteigert werden, dass die Länge jedes der in der Schätzungsprozedur verwendeten Vektoren gekürzt wird. Für eine geringe ΔT/T und eine Vektorlänge von N/2 ist der Bereich, über den ε eindeutig geschätzt werden kann, |ε| < 1. Die erforderlichen mathematischen Vorgänge zum Erzielen dieser Schätzungen können mit spezifischen physikalischen Elementen, wie Multiplizierern, Addierern und einem auslesbaren Speicher zur Speicherung einer Nachschlagtabelle implementiert werden oder sie können über einen Allzweck-Mikroprozessor oder einen Spezial-Mikroprozessor, der Software-Instruktionen durchführt, implementiert werden.
Wie oben angegeben, werden die Frequenzverschiebungs- und Timing-Nichtübereinstimmungsschätzungen vor der genauen Symbolsynchronisation und den FFT-Vorgängen erhalten und werden folglich den Schätzungsprozess nicht verzögern. Weiterhin sind sie, weil es sich um höchstwahrscheinliche Schätzungen handelt, sehr effizient, sogar bei geringen Rauschabständen ("SNR").
Da die Frequenzverschiebung und der Taktfehler gemeinsam geschätzt werden, wird eine verbundene untere Grenze für die Varianz ("Cramer-Rao lower bound") an den Varianzen der Frequenzverschiebungs- und Timing-Nichtübereinstimmungsschätzungen gegeben durch:
Die untere Grenze für die Varianz ist ein Maß der Varianz des besten Schätzers für jedes Problem. Tatsächlich können diese Ausdrücke als genaue Varianzen statt der unteren Grenzen verwendet werden, da die höchstwahrscheinliche Schätzung der unteren Grenze der Varianz entspricht. Eine mehr detaillierte Beschreibung der unteren Grenze der Varianz lässt sich finden in J. M. Mendel: "Lessons in Digital Estimation Theory" (1987), durch Bezeichnung als hierin aufgenommen betrachtet.
Wie oben angegeben ist die Selektion von M₁ und M₂ ein wichtiger Entwurfspunkt. Die Gleichungen (26) und (27) zeigen, dass die untere Varianz der Frequenzverschiebung ε und der Timing-Nichtübereinstimmung ΔT/T durch Verwendung von Werten von M₁ und M₂ erhalten wird, die weit auseinander liegen. Außerdem sollen M₁ und M₂ je relativ klein sein. Der Fachmann wird imstande sein, einfach mit hocheffizienten Werten von M₁ und M₂ zu experimentieren und diese zu prüfen um die Varianz der Schätzungen zu minimieren. Andere Faktoren, wie Verzerrung durch Frequenzbandränder und bekannte Störer bei bestimmten Frequenzen werden die optimale Wahl von M₁ und M₂ ebenfalls beeinflussen. Wenn beispielsweise das MCM-Schema für die Übertragung digital komprimierten Fernsehens über einen terrestrischen Kanal betrachtet wird, wobei N = 1024 und NT = 127,9 μs, werden die besten M₁ und M₂ durch Simulationen von 100 und 400 dargestellt. Im Allgemeinen wird das beste M₁ und M₂ auf Fall-zu-Fall-Basis durch Simulation, durch Experimentierung oder durch beide erhalten.

Claims

Übertragungssystem zum Übertragen und Empfangen mehrträgermodulierter digitaler Signale, wobei dieses System die nachfolgenden Elemente umfasst: – einen Sender zum Senden von Daten als ein mehrträgermoduliertes Signal, wobei dieser Sender Mittel aufweist zum Übertragen wenigstens einer Anzahl Einzeltonsignale als Vorläufer eines derartigen mehrträgermodulierten Datensignals, wobei das genannte mehrträgermodulierte Datensignal und die genannten vorhergehenden Einzeltonsignale eine Datenstruktur aufweisen; und – einen Empfänger zum Empfangen der genannten Datenstruktur, wobei der genannte Empfänger Mittel (11) aufweist zum Wiedergewinnen der genannten Anzahl Einzeltonsignale, Mittel (15) zum Schätzen einer Frequenzverschiebung und einer Timing-Nichtübereinstimmung des genannten Empfängers, Mittel (18, 16) zum Einstellen des genannten Empfängers zum Kompensieren der genannten geschätzten Frequenzverschiebung und der Timing-Nichtübereinstimmung, einen FFT-Block (20) zum Durchführen eines FFT-Vorgangs an den modulierten Signalen, und Multipliziermittel (19) die zwischen den genannten Mitteln (11) und dem genannten FFT-Block (20) vorgesehen sind zum Kompensieren der Frequenzverschiebung auf Basis der von den genannten Mitteln (15) empfangenen Schätzung, wobei die Schätzungsmittel (15) zwischen den genannten Wiedergewinnungsmitteln (11) und den genannten Multipliziermitteln (19) vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel (18, 16) zum Kompensieren der genannten geschätzten Frequenzverschiebung und der Timing-Nichtübereinstimmung nur vor der Durchführung des FFT-Vorgangs durch den Block (20) vorgesehen sind.
Übertragungssystem nach Anspruch 1, wobei die genannte Anzahl unterschiedlicher Einzeltonsignale aus zwei verschiedenen Einzeltonsignalen besteht.
Übertragungssystem nach Anspruch 2, wobei die genannte Datenstruktur ein Null-Symbol, die genannten zwei unterschiedlichen Tonsignale und die genannten mehrträgermodulierten Datensymbole aufweist.
Übertragungssystem nach Anspruch 3, wobei die genannte Datenstruktur ein Nullsymbol, die genannten zwei unterschiedlichen Einzeltonsignale, ein oder mehrere mehrträgermodulierte Signale zur Verwendung bei Symbolsynchronisation des genannten Empfängers und die genannten mehrträgermodulierten Datensignale enthält.
Empfänger zum Gebrauch in dem Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1–4, wobei das Übertragungssystem die nachfolgenden Elemente umfasst: – einen Sender zum Senden von Daten als ein mehrträgermoduliertes Signal, wobei dieser Sender Mittel aufweist zum Übertragen wenigstens einer Anzahl Einzeltonsignale als Vorläufer des genannten mehrträgermodulierten Datensignals, wobei das genannte mehrträgermodulierte Datensignal und die genannten vorhergehenden Einzeltonsignale eine Datenstruktur aufweisen; und – einen Empfänger zum Empfangen der genannten Datenstruktur, wobei der genannte Empfänger Mittel (11) aufweist zum Wiedergewinnen der genannten Anzahl Einzeltonsignale, Mittel (15) zum Schätzen einer Frequenzverschiebung und einer Timing-Nichtübereinstimmung des genannten Empfängers, Mittel (18, 16) zum Einstellen des genannten Empfängers zum Kompensieren der genannten geschätzten Frequenzverschiebung und der Timing-Nichtübereinstimmung, einen FFT-Block (20) zum Durchführen eines FFT-Vorgangs an den modulierten Signalen, und Multipliziermittel (19) die zwischen den genannten Mitteln (11) und dem genannten FFT-Block (20) vorgesehen sind zum Kompensieren der Frequenzverschiebung auf Basis der von den genannten Mitteln (15) empfangenen Schätzung, wobei die Schätzungsmittel (15) zwischen den genannten Wiedergewinnungsmitteln (11) und den genannten Multipliziermitteln (19) vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel (18, 16) zum Kompensieren der genannten geschätzten Frequenzverschiebung und der Timing-Nichtübereinstimmung nur vor der Durchführung des FFT-Vorgangs durch den Block (20) vorgesehen sind.
Empfänger nach Anspruch 5, wobei die genannte Anzahl unterschiedlicher Einzeltonsignale auf einem ersten Einzeltonsignal und einem zweiten Einzeltonsignal besteht.
Empfänger nach Anspruch 6, wobei ein Abtaster (11) zum Detektieren von N Abtastwerten jedes der genannten unterschiedlichen Einzeltonsignale über ein Symbolintervall vorgesehen ist, wobei jedes der genannten Einzeltonsignale eine Frequenz hat, gleich einem geraden Vielfachen der Umkehrfunktion des genannten Symbolintervalls, und wobei der genannte Frequenzverschiebungs- und Timing-Nichtübereinstimmungsschätzer (15) Mittel (31) aufweist zum Verteilen jedes der genannten unterschiedlichen Einzeltonsignale in einen ersten und einen zweiten Vektor, für insgesamt vier Abtastvektoren, wobei jeder der genannten ersten Abtastvektoren einen ersten Teil der genannten Abtastwerte des genannten Einzeltonsignals aufweist und jeder der genannten zweiten Abtastvektoren einen zweiten Teil der genannten Abtastwerte des genannten Einzeltonsignals enthält; Mittel (32) zum Berechnen einer ersten inversen Tangente des Verhältnisses eines imaginären Teils zu einem reellen Teil des Produktes aus der Transformation des genannten zweiten Abtastvektors des genannten ersten Einzeltonsignals und des genannten ersten Abtastvektors des genannten ersten Einzeltonsignals, und Mittel (32) zum Berechnen einer zweiten inversen Tangente des Verhältnisses eines imaginären Teils zu einem reellen Teil des Produktes aus der Transformation des genannten zweiten Abtastvektors des genannten zweiten Einzeltonsignals und dem genannten ersten Abtastvektor des genannten zweiten Einzeltonsignals; Mittel (33) zum Berechnen der genannten geschätzten Frequenzverschiebung als das Verhältnis der Differenz zwischen dem Produkt aus der genannten ersten inversen Tangente und dem genannten zweiten Vielfachen und dem Produkt aus der genannten zweiten inversen Tangente zu dem genannten Vielfachen, zu der Summe des Produktes aus π und der Differenz zwischen dem genannten ersten und zweiten Vielfachen und der Differenz zwischen der genannten ersten und zweiten inversen Tangente; und Mittel (33) zum Berechnen der genannten geschätzten Timing-Nichtübereinstimmung als das Verhältnis der Differenz zwischen den genannten ersten und zweiten inversen Tangenten zu dem Produkt von π und der Differenz zwischen den genannten ersten und zweiten Vielfachen.
Empfänger nach Anspruch 7, wobei der genannte erste Teil von Abtastwerten und der genannte zweite Teil von Abtastwerten für jedes der genannten Einzeltonsignale unterschiedliche Sätze von Abtastwerten aufweisen.