DE19721864C2

DE19721864C2 - Verfahren zum Abstimmen eines digitalen Rundfunkempfängers sowie digitaler Rundfunkempfänger

Info

Publication number: DE19721864C2
Application number: DE19721864A
Authority: DE
Inventors: Kenichi Taura; Masahiro Tsujishita; Tadatoshi Ohkubo; Masayuki Ishida; Yoshiharu Ohsuga
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1996-05-22
Filing date: 1997-05-16
Publication date: 2001-05-17
Anticipated expiration: 2017-05-17
Also published as: JP3556047B2; DE19721864A1; US6148045A; JPH09312627A; GB2313527B; US6028900A; GB9710391D0; GB2313527A

Abstract

Um die Oszillationsfrequenz eines lokalen Oszillators zu steuern, demoduliert ein digitaler Rundsendeempfänger ein Phasenbezugssymbol, das in einem einer Multiplexverarbeitung unterzogenen Rundsendesignal mit orthogonaler Frequenzteilung enthalten ist, modifiziert die sich ergebenden Frequenzebenendaten durch Multiplikation mit komplex konjugierten Werten von bekannten Daten, die in dem Phasenbezugssignal codiert sind, unter unterschiedlich angenommenen Frequenzversetzungen, wandelt die modifizierten Daten in Zeitebenendaten um und erfaßt hierdurch einen ersten Frequenzfehler gleich einem Vielfachen des Subträgerabstands und einen zweiten Frequenzfehler, der den Subträgerabstand nicht überschreitet. Ein Differenzphasenfehler wird auch erfaßt. Die Oszillationsfrequenz wird eingestellt, um den ersten Frequenzfehler und den Differenzphasenfehler zu korrigieren; dann wird der zweite Frequenzfehler verwendet, um eine Mehrdeutigkeit in dem Differenzphasenfehler zu korrigieren.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Ver fahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 sowie ei nen digitalen Rundfunkempfänger nach dem Oberbegriff des Anspruchs 8.

Rundfunk-Systeme zum Senden von Audiosignal-Daten durch orthogonales Frequenzteilungs-Multiplexen (nachfolgend als OFDM bezeichnet) wurden standardi siert in der Empfehlung BS-774 des Radiotelekommuni kations-Standardisierungssektors der internationalen Telekommunkationsunion (ITU-R). Ein Datenrahmen ent sprechend dieser Empfehlung beginnt mit einem Nullam plituden-Nullsymbol gefolgt von einem Phasenbezugs symbol. In einem bekannten Empfänger wird das an der Antenne empfangene Signal herabgesetzt auf eine Zwi schenfrequenz durch Mischen mit einem von einem loka len Oszillator erzeugten Signal. Das Zwischenfre quenzsignal wird durch einen orthogonalen Demodulator erfaßt, um ein Basisbandsignal zu erzeugen, welches aus einer analogen in eine digitale Form umgewandelt und dann mittels einer diskreten Fourier-Transfor mation verarbeitet wird, wodurch Subträger-Phasenin formationen erfaßt werden. Ein Differenzdemodulator nimmt die Differenz zwischen den Phasenwinkeln von aufeinanderfolgenden Symbolen auf, um demodulierte Daten zu erhalten, welche zur Erzielung eines Audio signals decodiert werden. Die diskrete Fourier- Transformationsverarbeitung wird mittels eines Hüll kurvendetektors synchronisiert, welcher das Nullsym bol am Beginn jedes Datenrahmens erfaßt. Sowohl die Rahmensynchronisation als auch die Symbolsynchronisa tion werden auf diese Weise gesteuert.

Die von dem Differenzdemodulator ausgegebenen Diffe renzphasendaten haben nominelle Werte von π/4, 3π/4, 5π/4 und 7π/4. Ein Phasenfehler wird erfaßt durch Multiplizieren der Differenzphasendaten mit vier und dann durch Teilen durch 2π, wodurch Reste mit nomi nellen Werten von π erzeugt werden. Die Reste werden einer Durchschnittsbildung über eine bestimmte Anzahl von Symbolen unterworfen; dann wird π von dem Durch schnittsrest subtrahiert, um einen Fehlerwert ε zu erhalten, und die Frequenz des lokalen Oszillators wird so abgestimmt, da ε auf Null verringert wird.

Dieses bekannte Verfahren der Abstimmung ist von Na tur aus mehrdeutig, da ε nicht nur dann, wenn der Phasenfehler gleich Null ist, sondern auch dann, wenn der Phasenfehler gleich π/2, π oder 3π/2 ist, gleich Null ist. Wenn der Phasenfehler größer als π/4 ist, wird das bekannte Verfahren gewöhnlichen den lokalen Oszillator auf eine Frequenz einstimmen, welche einen Phasenfehler von π/2, π oder 3π/2 anstelle des ge wünschten Phasenfehlers von Null erzeugt. Mit anderen Worten, das bekannte Verfahren kann Phasenfehler nicht erfassen oder korrigieren, welche von Null ab weichende Vielfache von π/2 sind.

Ein weiterer Mangel des bekannten Verfahrens besteht darin, daß die unterschiedlichen Subträgerfrequenzen in dem OFDM-Signal nicht identifiziert sind. Wenn der lokale Oszillator mit einer Frequenz arbeitet, welche sich von der richtigen Frequenz um mehr als einen halben Subträger-Frequenzabstand unterschiedet, hat das bekannte Verfahren wieder die Tendenz, den loka len Oszillator auf die unrichtige Frequenz einzustim men.

Noch ein weiteres Problem ergibt sich aus der Verwen dung der Hüllkurvenerfassung für die Rahmen- und Sym bolsynchronisation. Wenn das Signal durch Reflexion oder anderes Rauschen gestört ist, kann der Hüllkur vendetektor nicht in der Lage sein, das Nullsymbol zuverlässig und genau zu erfassen, wodurch ernste Schwierigkeiten bei der Synchronisation geschaffen werden. Dieses Problem ist besonders, wenn der Emp fänger in einem sich bewegenden Fahrzeug angebracht ist, wobei die Bewegung häufige feine Nachstellungen der Synchronisationszeit erfordert.

Die vorstehenden Probleme sind nicht begrenzt auf den Empfang von digitalen Audio-Rundfunksendungen ent sprechend der ITU-R-Empfehlung BS.774. Ähnliche Pro bleme können bei anderen digitalen Rundfunksignalen desselben allgemeinen Typs auftreten. Diese Signale werden allgemein als PSK-OFDM-Signale bezeichnet, wo bei PSK eine Phasenmodulation und OFDM ein orthogona les Frequenzteilungs-Multiplexen bedeuten. Es wird angenommen, daß ein PSK-OFDM-Signal ein Rahmensyn chronisationssymbol wie das vorgenannte Nullsymbol und ein Phasenbezugssymbol hat, das einen separaten Phasenbezug für jeden Subträger herstellt, wodurch eine Differenzdemodulation des nachfolgenden Daten symbols bei jeder Subträgerfrequenz ermöglicht wird.

Aus Schulze, H., "Digital Audio Broadcasting (DAB) - Stand der Entwicklung", in: Bosch Technische Berich te, 1991, H. 54, Seiten 17-25, wird ein digitaler Rundfunkempfänger beschrieben, bestehend aus einem Analogteil und einem Digitalteil. Der Analogteil nimmt über eine Antenne die ausgesendeten QPSK-OFDM- Rundfunksignale auf und enthält im Wesentlichen einen Überlagerungs(Hopping)-Oszillator, Mischer und Syn chronisationsdetektor, der mit dem Überlagerungs- Oszillator verbunden ist und diesen steuert. Der dem Analogteil nachgeschaltete Digitalteil weist einen Prozessor für eine diskrete Fouriertransformation, einen Demodulator sowie Dekodierer auf. Mittels des Demodulator-Ausgangssignals wird zusätzlich die Fre quenz des Überlagerungs-Oszillators beeinflußt. Es fehlen jedoch nähere Angaben darüber, wie diese Fre quenzregelung realisiert wird.

Die DE 43 35 228 C2 offenbart ein Verfahren zur Emp fangssynchronisation eines ZF-demodulierten OQPSK(Offset Quadrature Phase Shift Keying)-Signals, bei dem aufeinanderfolgend Frequenz und Phase des Empfangssignals in jeweils einem Demodulator einer Frequenzregelschleife und einer Phasenregelschleife geregelt werden. Eine Digitalisierung des Empfangs signals wird innerhalb der Frequenzregelschleife durchgeführt und anschließend erfolgt eine Frequenz detektion anhand des digitalisierten, vor der Phasen regelung in einem Formfilter gefilterten Empfangs signals. In der Phasenregelschleife wird anschließend aus dem OQPSK-Signals ein QPSK-Signal zur Ansteuerung eines Phasendetektors erzeugt.

Die DE 35 24 145 A1 zeigt eine Trägerrückgewinnungs schaltung für Signale, die in Modulation mit unter drücktem Träger übertragen werden. Hierzu setzt ein Frequenzwandler die Frequenz eines PSK-Signals in ei ne Frequenz eines zurückzugewinnenden Trägersignals um. Die einen Phasenregelkreis enthaltende Träger rückgewinnungsschaltung reproduziert den Träger. Die in diesem enthaltenen Daten werden demoduliert. Ein Frequenz-Korrekturdaten-Generator bildet nach Maßgabe einer Bit-Fehlerrate der demodulierten Daten Korrek turdaten und überlagert diese einer Steuerspannung für einen spannungsgesteuerten Oszillator des Phasen regelkreises.

Schließlich ist aus der WO 93/00747 A1 ein Verfahren zur Frequenzregelung durch ein adaptives Filter be kannt, bei dem ein optimales Frequenzregelsignal in einer Vorrichtung erzeugt wird, die mehrere adaptive Algorithmen aufweist. Jeder adaptive Algorithmus be sitzt ein Bezugssignal mit einem verbundenen Fre quenzzittern. Das Verfahren beginnt mit einem Lei stungsvergleich zwischen den mehreren adaptiven Algo rithmen. Die Differenz wird in einem Komparator ein gegeben, wo sie mit null verglichen wird. Dieses Del tasignal modifiziert dann die numerisch gesteuerte Oszillatorfrequenz. Nach mehreren Iterationen ist die Frequenzabweichung im Wesentlichen auf null redu ziert.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zum Abstimmen eines digitalen Rundfunkemp fängers sowie einen digitalen Rundfunkempfänger anzu geben, mit denen sowohl große als auch kleine Fre quenzfehler erfaßt und korrigiert werden können.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst für das Ver fahren durch die Merkmale des Anspruches 1 und für den Rundfunkempfänger durch die Merkmale des Anspru ches 8. vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungs gemäßen Verfahrens bzw. Rundfunkempfängers ergeben sich aus den jeweiligen Unteransprüchen.

Gemäß der vorliegenden Erfindung verarbeitet ein di gitaler Rundfunkempfänger, welcher einen lokalen Os zillator und einen Prozessor für eine diskrete Fou rier-Transformation verwendet, um ein PSK-OFDM-Signal zu empfangen, die von dem Phasenbezugssymbol erhalte nen Frequenzebenendaten und erfaßt hierdurch zwei Ty pen von Frequenzfehlern: einen ersten Frequenzfehler gleich einem ganzzahligen Vielfachen des Subträger- Frequenzabstands, und einen zweiten Frequenzfehler, welcher den Subträger-Frequenzabstand nicht über schreitet. Der Empfänger erfaßt auch einen dritten Typ von Frequenzfehler auf der Grundlage des Diffe renzphasenfehlers, der in den von den Datensymbolen in jedem rahmen erhaltenen Frequenzebenendaten vor handen ist, und erfaßt das Rahmensynchronisationssym bol.

Der Empfänger beginnt durch Erfassen des Sychronisa tionssymbols und Synchronisieren des Prozessors für diskrete Fourier-Transformation hiermit, und stimmt dann den lokalen Oszillator in Abhängigkeit von dem ersten und dritten Frequenzfehler ab. Wenn der erste Frequenzfehler auf Null verringert wurde und der dritte Frequenzfehler auf einen ausreichend kleinen Wert verringert wurde, stimmt der Empfänger als näch stes den lokalen Oszillator entsprechend dem zweiten Frequenzfehler ab. Dieser Vorgang des Abstimmens des lokalen Oszillators gemäß dem ersten Frequenzfehler und dem dritten Frequenzfehler und dann entsprechend dem zweiten Frequenzfehler wird unendlich wiederholt, wodurch der erste Frequenzfehler auf Null gehalten wird, der zweite Frequenzfehler auf einem Wert, der klein genug ist, um die Mehrdeutigkeit des Differenz phasenfehlers zu überwinden, gehalten wird, und der dritte Frequenzfehler auf einem Wert, der klein genug ist, um einen gewünschten Grad von Abstimmgenauigkeit zu gewährleisten, gehalten wird.

Der erste und der zweite Frequenzfehler werden erfaßt durch Multiplizieren der Frequenzebenendaten mit be kannten Daten mit verschiedenen angenommenen Fre quenzversetzungen, zu denen eine Nullfrequenzverset zung und wenigstens eine von Null abweichende Fre quenzversetzung gehören, und durch Transformieren der Ergebnisse zurück in die Zeitebene.

Der Empfänger erfaßt auch vorzugsweise einen Zeitfeh ler durch Verarbeiten der von dem Phasenbezugssymbol erhaltenen Frequenzebenendaten, und stellt die Syn chronisation des Prozessors für diskrete Fourier- Transformation so ein, daß dieser Zeitfehler korri giert wird. Der Zeitfehler wird erfaßt aus der Posi tion des Spitzenwertes in den Zeitebenendaten, die mit einer angenommenen Frequenzversetzung von Null erhalten wurden ein Verlust der Rahmensynchronisati on wird vorzugsweise aus der Größe dieses Spitzenwer tes erfaßt.

Der erfindungsgemäße digitale Rundfunkempfänger kor rigiert große Frequenzfehler auf der Grundlage des ersten und des zweiten Frequenzfehlers, und korri giert kleine Frequenzfehler auf der Grundlage des dritten Frequenzfehlers.

Eine Synchronisation kann zuverlässig bestätigt wer den aufgrund der Größe des vorerwähnten Spitzenwer tes.

Genaue Einstellungen der Synchronisation des Prozes sors für diskrete Fourier-Transformation können ent sprechend der Zeit des Spitzenwertes durchgeführt werden.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Fi guren dargestellten Ausführungsbeispielen näher er läutert. Es zeigen:

Fig. 1 einen Rahmen eines digitalen Rundfunksignals,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungs beispiels nach der Erfindung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild des ersten Frequenzfeh lerdetektors nach dem ersten Ausführungsbei spiel,

Fig. 4 ein Blockschaltbild des zweiten Fre quenzfehlerdetektors nach dem ersten Ausführungsbeispiel,

Fig. 5 ein Beispiel eines Frequenzfehlers,

Fig. 6 Frequenzebenendaten, die sich aus dem Frequenzfehler in Fig. 5 ergeben,

Fig. 7 ein Flußdiagramm, das die Arbeitsweise der Steuerschaltung nach dem ersten Ausführungsbeispiel illustriert,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines zweiten Aus führungsbeispiels nach der Erfindung,

Fig. 9 ein Blockschaltbild des Zeitfehlerde tektors nach dem zweiten Ausführungs beispiel, und

Fig. 10 ein Flußdiagramm, das die Arbeitsweise der Steuerschaltung nach dem zweiten Ausführungsbeispiel illustriert.

Bezugnehmend auf Fig. 1 empfangen die nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiele ein PSK-OFDM-Au diosignal, welches in Rahmen unterteilt ist, wobei jeder Rahmen zwei Bezugssymbole aufweist, die von einer festen Anzahl von Datensymbolen gefolgt werden. Das erste Bezugssymbol ist das Rahmensynchronisa tionssymbol, genauer gesagt, ein Nullsymbol, das zweite Bezugssymbol ist das Phasenbezugssymbol. Jedes Datensymbol weist ein Schutzintervall von der Dauer t_G und ein gültiges Symbolintervall von der Dauer t_S auf.

Rahmen des in Fig. 1 gezeigten Typs werden gleichzei tig auf K Subträgersignalen ausgesandt, von denen jedes durch ein Phasendifferenzmodulationsschema wie die Quadraturphasendifferenzmodulation (DQPSK) modu liert ist. Die Subträger-Signalfrequenzen sind von einander getrennt durch einen bestimmten Subträger- Frequenzabstand F_S. K ist ein ganze Zahl, welche grö ßer als eins ist, wobei Werte von K, die eintausend überschreiten, nicht ungewöhnlich sind.

Bezugnehmend auf Fig. 2 umfaßt ein erstes Ausfüh rungsbeispiel eine Antenne 1 zum Empfang des PSK- OFDM-Audiosignals, einen Hochfrequenzverstärker (RF AMP) 2 zum Verstärken des empfangenen Signals und einen Mischer 3 zum Mischen des verstärkten Signals mit einem von einem lokalen Oszillator (LO) 4 erzeug ten unmodulierten Signal, wobei das PSK-OFDM-Signal auf eine Zwischenfrequenz herabgesetzt wird. Ein Zwi schenfrequenzverstärker (IF AMP) 5 verstärkt das Zwi schenfrequenzsignal und weist unerwünschte Signalkom ponenten wie Nachbarkanal-Interferenzkomponenten zu rück. Das sich ergebende verstärkte Zwischenfrequenz signal wird durch einen orthogonalen Demodulator (DEMOD) 6 demoduliert, wodurch es weiter auf eine Basisbandfrequenz herabgesetzt wird, und das Basis bandsignal wird durch einen Analog/Digital-Wandler (ADC) 7 abgetastet und digitalisiert. Das Basisband signal wird auch in analoger Form zu einem Synchroni sationsdetektor 8 geführt, welcher die Hüllkurve des Basisbandsignals erfaßt.

Ein Prozessor 10 für eine diskrete Fourier-Transfor mation (DFT) führt eine diskrete Fourier-Transforma tion an dem digitalisierten Basisbandsignal durch, wodurch Frequenzebenendaten abgeleitet werden. Für jedes Symbol umfassen diese Daten ein Feld von K Kom plexwerten entsprechend den K Subträgersignalen, die in Multiplexanordnung in dem PSK-OFDM-Signal enthal ten sind. Jeder Komplexwert hat reelle und imaginäre Komponenten, die auch als gleichphasige und Quadra tur-Komponenten bezeichnet werden. Durch eine bekann te mathematische Transformation kann jedoch der Kom plexwert durch eine absolute Größe und einen Phasen winkel dargestellt werden.

Ein Differenzdemodulator 11 subtrahiert die Phasen winkel in aufeinanderfolgenden Symbolen, um Diffe renzphasendaten zu erhalten. Ein Phasenfehlerdetektor 12 erfaßt den Differenzphasenfehler durch Verarbeiten der Differenzphasendaten, wodurch kleine Frequenzfeh ler des lokalen Oszillators 4 erfaßt werden. Ein Viterbi-Decodierer 14 decodiert die Differenzphasen daten, und ein MPEG-Audiodecodierer 15 decodiert das Ausgangssignal des Viterbi-Decodierers 14, um einen digitalen Audiodatenstrom zu erhalten, welcher durch einen Digital/Analog-Wandler (DAC) 16 in ein analoges Audiosignal umgewandelt, durch einen Audioverstärker 17 verstärkt und von einem Lautsprecher 18 wiederge geben wird.

Die vorhergehenden Elemente sind ähnlich entsprechen den Elementen, die in bekannten digitalen Rundfunk empfängern gefunden werden. Die Viterbi-Decodierung ist ein bekannter Typ der Maximalwahrscheinlichkeits- Decodierung, und die MPEG-Audiocodierung ist ein Co diersystem, welches von der Bewegungsbilder-Experten gruppe (MPEG) und der Internationalen Standardorgani sation (ISO) empfohlen wird.

Zusätzlich zu den obigen Elementen hat das erste Aus führungsbeispiel einen neuen ersten Frequenzfehler detektor 19, der die Frequenzebenendaten X verarbei tet, welche durch den DFT-Prozessor 10 aus dem Pha senbezugssymbol erhalten wurden, um den Frequenzfeh ler in Vielfachen des Subträger-Frequenzabstands F_S zu erfassen. Ein neuer zweiter Frequenzfehlerdetektor 20 verarbeitet dieselben Frequenzebenendaten X, um Frequenzfehler gleich oder weniger als F_S zu erfas sen. Eine neue Steuerschaltung 21 empfängt die Aus gangssignale des Synchronisationsdetektors 8, des Phasenfehlerdetektors 12, des ersten Frequenzfehler detektors 19 und des zweiten Frequenzfehlerdetektors 20, und sie erzeugt ein Oszillatorsteuersignal E, welches die Oszillationsfrequenz des lokalen Oszilla tors 4 steuert.

Fig. 3 zeigt die innere Struktur des ersten Frequenz fehlerdetektors 19. Die Frequenzebenendaten X werden von einem Phasenmodifizierer 101 empfangen, welcher auch ein Feld von bekannten Werten von einem Feld speicher 102 empfängt. Ein Prozessor 103 für eine inverse diskrete Fourier-Transformation (IDFT) führt eine inverse diskrete Fourier-Transformation an den Produkten dieser Daten und Werte durch. Die Ergebnis se werden von einem Spitzendetektor 104 und einem ersten Komparator 105 verarbeitet. Der erste Kompara tor 105 erzeugt ein erstes Frequenzfehlersignal e₁ und liefert andere Informationen, welche später be schrieben werden.

Fig. 4 zeigt die innere Struktur des zweiten Fre quenzfehlerdetektors 20. Die komplexen Frequenzebe nendaten X werden von einem Paar von Phasenmodifizie rern 201 und 202 empfangen, welche auch bekannte Wer te von einem Feldspeicher 203 empfangen. Ein Paar von IDFT-Prozessoren 204 und 205 führt eine inverse dis krete Fourier-Transformation an den Produkten dieser Daten und Werte durch. Die Ergebnisse und andere von dem ersten Frequenzfehlerdetektor 19 empfangene In formationen werden durch einen zweiten Komparator 206 verarbeitet, welcher ein zweites Frequenzfehlersignal e₂ ausgibt.

Als nächstes wird die Operation des ersten Ausfüh rungsbeispiels beschrieben, beginnend mit der Opera tion des ersten Frequenzfehlerdetektors 19.

Das Phasenbezugssymbol in dem PSK-OFDM-Signal kann zweckmäßig einem Intervall von -t_G bis t_S auf der Zeitachse zugeordnet werden. Das Phasenbezugssymbol hat unterschiedliche Komplexwerte z_k, welche unter schiedliche Phasenwinkel darstellen, in den K Subträ gersignalen. Jeder dieser Werte z_k ist in der Form exp (jqπ/2), worin j die Quadratwurzel von minus eins darstellt und q eine ganze Zahl von Null bis ein schließlich drei ist. Wenn die Signalamplitude gleich eins gesetzt wird und die Einheit der Winkelfrequenz gleich ω ist, und t eine kontinuierliche Zeitvariable ist, dann kann das Phasenbezugssymbol mathematisch wie folgt beschrieben werden:

Die Werte von z_k sind dieselben in jedem Rahmen. Das Eingangssignal des DFT-Prozessors 10 wird jedoch be einträchtigt durch den Frequenzfehler ζ des lokalen Oszillators 4, durch einen Zeitfehler Δt mit Bezug auf den Beginn des Phasenbezugssymbols, und durch eine frequenzabhängige Kanalverstärkung h_k. Die in den DFT-Prozessor 10 eingegebene Phasenbezugssymbol- Wellenform kann demgemäß mathematisch wie folgt aus gedrückt werden:

In dem DFT-Prozessor 10 wird die kontinuierliche Zeitvariable t ersetzt durch eine diskrete Zeitvaria ble n, welche Werte der ganzen Zahlen von Null bis N - 1 annimmt, worin N eine positive ganze Zahl gleich der Anzahl von pro Symbol genommenen Abtastungen ist. Unter Verwendung des griechischen Buchstabens ξ zur Darstellung von 2πξ/ω und von Δ zur Darstellung des Zeitfehlers kann die Gleichung für die Phasenbezugs symbol-Wellenform wie folgt wiedergeschrieben werden:

Unter Verwendung von a_k zur Darstellung von h_kz_k kann das Ausgangssignal X(m) des DFT-Prozessors 10 wie folgt ausgedrückt werden, worin die Variable m das m-te Subträgersignal bezeichnet und I(m) ein Inter ferenzausdruck ist, welcher das Übersprechen von an deren Subträgern als dem m-ten Subträger darstellt aufgrund des Frequenzfehlers ξ:

Der Wert von I(m) hängt von den Phasenbezugs-Daten werten in den anderen Subträgern ab, welche sich nicht in irgendeinem regelmäßigen zyklischen Muster wiederholen. In diesem Sinne ist das Übersprechen zufällig, und wenn die Anzahl von Subträgern K aus reichend groß ist, wird die Wirkung von I(m) ver gleichsweise klein. Die Phasenfehlerkomponente 2πmΔ/N hängt jedoch systematisch von m ab und muß beseitigt werden, wenn bedeutende Ergebnisse zu erhalten sind.

Wieder bezugnehmend auf Fig. 3, multipliziert der Phasenmodifizierer 101 in dem ersten Frequenzfehler detektor 19 das Frequenzebenen-Datenfeld X element weise mit einem Feld von bekannten Daten, welche die komplexkonjugierten Werte z_k ^* der Werte z_k, die in dem Phasenbezugssymbol codiert sind, aufweisen. Die Mul tiplikationen werden durchgeführt unter der Annahme einer Versetzung i, die von dem ersten Komparator 105 benannt wird; das heißt, der Wert X(k) wird mit z_k-i ^* anstelle von z_k ^* multipliziert. Diese Multiplikations vorgänge schaffen ein modifiziertes Frequenzebenen- Datenfeld, welches zu dem IDFT-Prozessor 103 gelie fert und zurück zu der Zeitebene transformiert wird. Die sich ergebenden Zeitebenendaten, die nachfolgend als eine Zeitserie bezeichnet werden, werden zu dem Spitzendetektor 104 geliefert, welcher den Spitzen wert in der Zeitserie findet, wobei dies der Wert mit der maximalen absoluten Größe ist.

Die obige Versetzung I stellt eine Frequenzversetzung dar, die gleich dem i-fachen des Subträger-Frequenz abstands F_S ist. Der erste Komparator 105 bezeichnet unterschiedliche Werte von i, wodurch Frequenzverset zungen bezeichnet werden, welche gleich unterschied lichen ganzzahligen Vielfachen von F_S sind. Für jeden bezeichneten Wert von i schafft der Phasenmodifizie rer 101 ein unterschiedliches Feld von modifizierten Frequenzebenendaten, welche der IDFT-Prozessor 103 in eine Zeitserie umwandelt. Der erste Komparator 105 bezeichnet die Nullfrequenz-Versetzung (i = 0) und wenigstens zwei von Null abweichende Frequenzverset zungen, welche vorzugsweise Versetzungen von i = 1 und i = -1 aufweisen.

Für eine gegebene Versetzung i erzeugt die von dem IDFT-Prozessor 103 durchgeführte inverse diskrete Fourier-Transformation eine Wellenform x_i, die durch die folgende Gleichung beschrieben wird.

Wenn die Versetzung i, die am besten den Frequenzfeh ler des lokalen Oszillators 4 kompensiert, auf das [z_k ^*]-Feld angewendet wird, werden die Produkte a'_kz_k-i ^* im wesentlichen in der komplexen Ebene ausge richtet (haben im wesentlichen gleiche Phasenwinkel). Wenn n auch gleich Δ ist, sind die Phasenwinkel aller a'_kz_k-i ^* im wesentlichen in der komplexen Ebene ausge richtet (haben im wesentlichen gleiche Phasenwinkel). Wenn n auch gleich Δ ist, sind die Phasenwinkel aller Ausdrücke in der obigen Gleichung daher im wesentli chen ausgerichtet und erzeugen eine Summe mit einer großen absoluten Größe und damit eine große Spitze in den Zeitseriendaten. Für andere Werte von n unter scheiden sich die Phasenwinkel in Abhängigkeit von k, wodurch die Ausdrücke die Tendenz haben, sich aufzu heben, so daß die absolute Größe der Summe verringert wird. Die Zeitserie hat daher nur einen großen Spit zenwert bei n = Δ.

Wenn die Versetzung i nicht optimal ist, unterschei den sich die Phasenwinkel der Produkte a'_kz_k-i ^* in Ab hängigkeit von k in großem Maße, so daß die Ausdrücke in der obigen Gleichung für irgendeinen Wert von n nicht ausgerichtet sind, und es tritt kein großer Spitzenwert in der Zeitserie auf.

Der erste Komparator 105 bestimmt demgemäß die opti male Versetzung i durch Vergleichen der Spitzenwerte x_i(n), die von dem Spitzendetektor 104 erfaßt werden, und Auswählen des Spitzenwertes mit dem größten Ab solutwert, wobei die optimale Versetzung i die Ver setzung ist, die den höchsten Spitzenwert erzeugt hat. Das erste Frequenzfehlersignal e₁ gibt der Steu erschaltung 21 die Instruktion, die Oszillationsfre quenz des lokalen Oszillators 4 um einen Wert einzu stellen, der gleich dieser optimalen Versetzung i multipliziert mit dem Subträger-Frequenzabstand ist.

Wenn die optimale Versetzung die Nullversetzung ist, liefert der erste Frequenzfehlerdetektor 19 auch den Spitzenwert x₀(n) bei dieser Versetzung und die Posi tion n dieses Spitzenwertes in der Zeitserie zu dem zweiten Frequenzfehlerdetektor 20. Die Position n zeigt den Zeitpunkt an, bei welchem der Spitzenwert auftritt.

Die Anzahl von unterschiedlichen Versetzungen, die durch den ersten Komparator 105 geprüft werden, muß nicht festgelegt werden. Der erste Komparator 105 kann angepaßt werden, um weiterhin unterschiedliche Versetzungen zu versuchen, bis einer Bedingung, wel che anzeigt, daß der größte Spitzenwert gefunden wur de, genügt ist.

Als nächstes wird die Arbeitsweise des zweiten Fre quenzfehlerdetektors 20 beschrieben. Die Hauptfunk tion des zweiten Frequenzfehlerdetektors 20 besteht darin, Frequenzfehler zu erfassen, welche den Subträ ger-Frequenzabstand nicht überschreiten, jedoch groß genug sind, Phasenwinkel um π/2 oder ein Vielfaches hiervon zu drehen.

Ein Beispiel dieses Typs von Frequenzfehler ist in Fig. 5 gezeigt. Die horizontale Achse stellt die Fre quenz und die vertikale Achse stellt die Leistung oder die Verstärkung dar. Die Pfeile in Fig. 5 stel len das Leistungsspektrum des Eingangssignals für den DFT-Prozessor 10 dar, wobei jeder Pfeil einer unter schiedlichen Subträgerfrequenz entspricht. Die gebo gene Linie stellt die Verstärkung der diskreten Fou rier-Transformation dar, welche verwendet wird, um Phasendaten von den m-ten Subträger zu erhalten. Die m-te Subträgerfrequenz sollte in der Mitte der Spitze der Verstärkungskurve sein, an der durch die strich lierte Linie in Fig. 5 angezeigten Stelle, ist jedoch von dieser Stelle um eine Größe Δf versetzt. Als eine Folge hiervon sind die anderen Subträgerfrequenzen gegenüber den Nullverstärkungspunkten, an welchen die Verstärkungskurve die horizontale Achse kreuzt, ver setzt.

Das m-te Ausgangssignal des DFT-Prozessors 10 umfaßt daher eine starke Komponente, welche von dem m-ten Subträger erhalten wird, und schwächere Komponenten, die von den anderen Subträgern erhalten werden, wie in Fig. 6 gezeigt ist. Der Frequenzfehler in Fig. 5 kann festgestellt werden durch Erfassen der schwäche ren Komponenten in Fig. 6.

Es wird wieder auf Fig. 4 Bezug genommen, wonach der Phasenmodifizierer 201 in dem zweiten Frequenzfehler detektor 20 die Frequenzebenendaten X für das Bezugs symbol elementweise mit dem Feld [z_k-1 ^*] multipliziert, wobei der tiefgestellte Index k - 1 eine Frequenzver setzung darstellt, die gleich dem Subträger-Frequenz abstand F_S ist. Der zweite Phasenmodifizierer 202 multipliziert die komplexen Frequenzebenendaten X mit dem Feld [z_k+1 ^*], wobei der tiefgestellte Index k + 1 eine Frequenzversetzung von -F_S darstellt. Der erste und der zweite IDFT-Prozessor 204 und 205 transfor miert die sich ergebenden modifizierten Frequenzebe nendaten in ein Paar von von einer Nullversetzung abweichenden Zeitserien. Wenn die Datenmenge ausrei chend groß ist, stellt die von dem ersten IDFT-Pro zessor 204 ausgegebene Zeitserie das Signal bei der Subträgerfrequenz, die in Fig. 6 mit m - 1 markiert ist, dar, und die von dem zweiten IDFT-Prozessor 205 ausgegebene Zeitserie stellt das Signal bei der Sub trägerfrequenz dar, die mit m + 1 markiert ist.

Der zweite Komparator 206 vergleicht den Spitzenwert x₀(n) der von dem ersten Frequenzfehlerdetektor 19 gefunden wurde, mit den Werten x₁(n) und x_-1(n) der Zeitserien, die von dem ersten und dem zweiten IDFT- Prozessor 204 und 205 zur selben Zeit n ausgegeben wurden. Wenn x₁(n) und x₀(n) dasselbe Vorzeichen ha ben, hat x_-1(n) das entgegengesetzte Vorzeichen, und sowohl x₁(n) und x_-1(n) absolute Werte haben, die ei nen bestimmten Schwellenwert überschreiten, erzeugt der zweite Komparator 206 ein zweites Frequenzfehler signal e₂, welches einen Frequenzfehler in der posi tiven Richtung anzeigt, wie in den Fig. 5 und 6 ge zeigt ist. Wenn x_-1(n) und x₀(n) dasselbe Vorzeichen haben, hat x₁(n) das entgegengesetzte Vorzeichen, und sowohl x₁(n) als auch x_-1(n) absolute Werte haben, die den Schwellenwert überschreiten, dann erzeugt der zweite Komparator 206 ein zweites Frequenzfehlersi gnal e₂, welches einen Frequenzfehler in der negati ven Richtung anzeigt. Wenn die absoluten Werte von x₁(n) und x_-1(n) den Schwellenwert nicht überschrei ten, zeigt das zweite Fehlersignal e₂ einen Nullfeh ler an.

Als nächstes wird die Arbeitsweise der Steuerschal tung 21 mit Bezug auf das Flußdiagramm in Fig. 7 be schrieben. Das von dem Phasenfehlerdetektor 12 ausge gebene Fehlersignal wird als drittes Frequenzfehler signal e₃ bezeichnet.

Im ersten Schritt 301 wartet die Steuerschaltung 21 darauf, daß der Synchronisationsdetektor 8 ein Null symbol erfaßt, dann startet sie ein Rahmenzeitglied, welches ein Zeitintervall mißt, das im wesentlichen gleich der Rahmenlänge ist, und synchronisiert die Arbeitsweise des DFT-Prozessors 10 mit dem Zeitpunkt des von dem Synchronisationsdetektor 8 erfaßten Null symbols. Wenn der DFT-Prozessor 10 korrekt synchroni siert ist, beginnt der Differenzdemodulator 11, gül tige Phasenschiebedaten zu empfangen und gültige Sym boldaten zu erzeugen.

Da ein Nullsymbol erfaßt wurde, nimmt die Steuer schaltung 21 an, daß eine Rahmensynchronisation er reicht wurde, und schreitet zu den nächsten drei Schritten 302, 303 und 304 fort. In diesen Schritten steuert die Steuerschaltung 21 den lokalen Oszillator 4 entsprechend dem von dem Phasenfehlerdetektor 12 ausgegebenen dritten Frequenzfehlersignal e₃. Dieses Fehlersignal e₃ wird erhalten durch Multiplizieren des Ausgangssignals des Differenzdemodulators 11 mit vier, Teilen durch 2πd und Vergleichen des Restes mit π, wie bei einem bekannten Empfänger. Die Steuer schaltung 21 kann von dem von jedem Datensymbol er haltenen Fehler e₃ Gebrauch machen, wobei die beiden Bezugssymbole am Beginn jedes Rahmens ausgeschlossen werden. Durch Bilden des Durchschnitts von einer ge eigneten Anzahl von Werten e₃ und Einstellen des Steuersignals E, das zu dem lokalen Oszillator 4 ge sandt wird, in geeigneten Zeitintervallen kann die Steuerschaltung 21 den lokalen Oszillator 4 steuern, ohne eine große Verarbeitungslast in Anspruch zu neh men.

Nach der Einstellung des Oszillatorsteuersignals E (Schritt 302) vergleicht die Steuerschaltung 21 den Absolutwert des durchschnittlichen dritten Frequenz fehlers über das nächste Intervall (|e₃|) mit einem ersten Schwellenwert T₁ (Schritt 303). Wenn |e₃| die sen Schwellenwert T₁ überschreitet, kehrt die Steuer schaltung 21 zum Schritt 302 zurück und stellt das Oszillatorsteuersignal E wieder ein. Die Steuerschal tung 21 kehrt auch zum Schritt 302 zurück, wenn |e₃| T₁ nicht überschreitet, aber das Ende des gegenwärti gen Rahmens nicht erreicht wurde, wie durch das vor erwähnte Rahmenzeitglied angezeigt wird (Schritt (304).

Wenn der durchschnittliche dritte Frequenzfehler (|e₃|) innerhalb des ersten Schwellenwertes T₁ durch das Ende des gegenwärtigen Rahmens gebracht wurde, schreitet die Steuerschaltung 21 zu den nächsten bei den Schritten 305 und 306 fort. Im Schritt 305 prüft die Steuerschaltung 21 das Ausgangssignal des Syn chronisationsdetektors 8 zu dem Zeitpunkt, der der Beginn des nächsten Rahmens sein sollte, wie durch das Rahmenzeitglied bestimmt ist. Im Schritt 306 ent scheidet die Steuerschaltung 21, ob das Ausgangssi gnal des Synchronisationsdetektors 8 ein Nullsymbol anzeigt. Wenn ein Nullsymbol nicht angezeigt wird, entscheidet die Steuerschaltung 21, daß die Rahmen synchronisation fehlgeschlagen ist und kehrt zur Wie dersynchronisierung zum Schritt 301 zurück. Wenn ein Nullsymbol angezeigt wird, schreitet die Steuerschal tung 21 zu den nächsten drei Schritten 307, 308 und 309 weiter.

In diesen drei Schritten prüft die Steuerschaltung 21 das von dem ersten Frequenzfehlerdetektor 19 (Schritt 307) ausgegebene Fehlersignal e₁ und entscheidet, ob ein von Null verschiedener Frequenzfehler angezeigt wird (Schritt 308). Das erste Frequenzfehlersignal e₁ zeigt Frequenzfehler in Vielfachen des Subträger-Fre quenzabstands F_S an, so daß, wenn ein von Null ver schiedener Frequenzfehler angezeigt wird, die Steuer schaltung 21 die Frequenz des lokalen Oszillators 4 durch das angemessene Vielfache von F_S einstellt (Schritt 309), und dann zum Schritt 302 zurückkehrt, um den Vorgang der Steuerung des lokalen Oszillators 4 gemäß dem dritten Frequenzfehlersignal e₃ zu wie derholen.

Wenn das erste Frequenzfehlersignal e₁ einen Nullfeh ler anzeigt, überspringt die Steuerschaltung 21 Schritt 309 und schreitet vom Schritt 308 zu den letzten drei Schritten 310, 311 und 312 fort. Norma lerweise tritt dies auf, wenn der Frequenzfehler auf einen Wert verringert wurde, der etwa einen halben Subträger-Frequenzabstand F_S nicht überschreitet.

Die Steuerschaltung 21 prüft nun das von dem zweiten Frequenzfehlerdetektor 20 ausgegebene Fehlersignal e₂ (Schritt 310), und vergleicht den absoluten Wert von e₂ mit einem zweiten Schwellenwert T₂ (Schritt 311). Dieser zweite Schwellenwert T₂ kann Null sein. Ein absoluter zweiter Frequenzfehler |e₂|, welcher T₂ überschreitet, zeigt an, daß durch Steuern des loka len Oszillators 4 entsprechend dem dritten Frequenz fehler e₃ die Steuerschaltung 21 den lokalen Oszilla tor 4 auf eine Frequenz abgestimmt hat, welcher einen Differenzphasenfehler bewirkt, der gleich einem von Null abweichenden Vielfachen von π/2 ist, den der Phasenfehlerdetektor 12 nicht erfassen kann. Die Steuerschaltung 21 verändert das Oszillatorsteuersi gnal E so, daß dieser Fehler korrigiert wird (Schritt 312), und kehrt dann zum Schritt 302 zurück. Wenn der absolute zweite Frequenzfehler |e₂| T₂ nicht über schreitet, kehrt die Steuerschaltung 21 zum Schritt 302 zurück, ohne das Oszillatorsteuersignal E zu ver ändern.

Die in den Schritten 309 und 312 angewendete Fre quenzkorrekturen sind nicht genau genug, um den loka len Oszillator 4 genau zu der richtigen Oszillations frequenz zu bringen, aber sie verringern den Fre quenzfehler ausreichend, daß der restliche Fehler eindeutig im Schritt 302 korrigiert wird auf der Grundlage des von dem Phasenfehlerdetektor 12 erfaß ten Differenzphasenfehlers. Nachdem dieser Zustand erreicht ist, fährt die Steuerschaltung 21 fort, durch die Schritte 302, 303 und 304 schleifenartig hindurchzugehen, wobei eine automatische Frequenz steuerfunktion durchgeführt wird, welche den lokalen Oszillator 4 richtig abgestimmt hält. Einmal pro Rah men geht die Steuerschaltung 21 ebenfalls schleifen artig durch die Schritte 305 bis 312 hindurch, wo durch eine Rahmensynchronisation geprüft und unter sucht wird, ob der lokale Oszillator 4 nicht bei der falschen Frequenz verriegelt wurde.

Der in Fig. 7 gezeigte Vorgang wird initialisiert, wenn der digitale Rundfunkempfänger auf volle Lei stung gebracht ist, wenn die Bedienungsperson die Wahl der Rundfunkstation ändert, und zu anderen Zei ten, wenn es erforderlich wird, eine korrekte Rahmen synchronisation und Frequenzabstimmung zu erzielen. Eine korrekte Abstimmung wird normalerweise in zwei Stufen erreicht, die jeweils eine oder mehrere Rahmen andauern. In der ersten Stufe steuert die Steuer schaltung 21 in den Schritten 309 und 302 den lokalen Oszillator 4 entsprechend dem ersten und dritten Fre quenzfehlersignal e₁ und e₃. In der zweiten Stufe steuert die Steuerschaltung 21 in den Schritten 312 und 302 den lokalen Oszillator 4 entsprechend dem zweiten und dritten Frequenzfehlersignal e₂ und e₃. Wenn sie ein mal erreicht ist, wird die korrekte Abstimmung auf rechterhalten durch wiederholte Einstellungen im Schritt 302 auf der Grundlage des dritten Frequenz fehlersignals e₃. Auf diese Weise kann die Steuer schaltung 21 sowohl große als auch kleine Frequenz fehler korrigieren.

Als nächstes wird ein zweites Ausführungsbeispiel beschrieben.

Bezugnehmend auf Fig. 8 hat das zweite Ausführungs beispiel sämtliche Elemente 1 bis 21, die beim ersten Ausführungsbeispiel beschrieben wurden, sowie einen zusätzlichen Zeitfehlerdetektor 22, welcher nachfol gend beschrieben wird. Der Zeitfehlerdetektor 22 emp fängt die von dem DFT-Prozessor 10 ausgegebenen Fre quenzebenendaten X für das Phasenbezugssignal und liefert Zeitfehlerinformationen zu der Steuerschal tung 21. Die Steuerschaltung 21 arbeitet etwas unter schiedlich gegenüber der Steuerschaltung 21 nach dem ersten Ausführungsbeispiel.

Fig. 9 zeigt die innere Struktur des Zeitfehlerdetek tors 22. Das Frequenzebenen-Datenfeld X des Phasenbe zugssymbols wird von einem Phasenmodifizierer 401 empfangen, welcher auch ein Feld von bekannten Werten [z_k ^*] von einem Feldspeicher 402 empfängt. Ein IDFT- Prozessor 403 führt eine inverse diskrete Fourier- Transformation durch an den elementweisen Produkten dieser Felder, um eine Zeitserie zu erzeugen, und ein Spitzendetektor 404 erfaßt den Spitzenwert in der Zeitserie. Diese Elemente 401, 402, 403 und 404 sind identisch mit den entsprechenden Elementen 101, 102, 103 und 104 beim ersten Frequenzfehlerdetektor 19. der Phasenmodifizierer 401 multipliziert jeden Wert X(k) in den Frequenzebenendaten X mit dem entspre chenden Wert z_k ^*, mit einer angenommenen Frequenzver setzung von Null.

Wie bei der Beschreibung des ersten Frequenzfehler detektors 19 erläutert wurde, hat, wenn kein Fre quenzfehler vorhanden ist, die von dem IDFT-Prozessor 403 ausgegebene Nullversetzungs-Zeitserie x₀(n) eine große Spitze bei einem Wert n, der gleich dem Zeit fehler Δ ist. Der Spitzendetektor 404 gibt sowohl den Spitzenzeitwert n als auch die Spitzengröße |x₀(n)| aus.

Als nächstes wird die Arbeitsweise der Steuerschal tung 21 nach dem zweiten Ausführungsbeispiel mit Be zug auf das Flußdiagramm in Fig. 10 beschrieben.

Die Schritte 501, 502, 503 und 504 in Fig. 10 sind dieselben wie die entsprechenden Schritte 301, 302, 303 und 304 nach dem ersten Ausführungsbeispiel: die Steuerschaltung 21 wartet, daß ein Nullsymbol erfaßt wird, dann setzt sie das Rahmenzeitglied und stimmt den lokalen Oszillator 4 entsprechend dem dritten Frequenzfehlersignal e₃ ab. Wenn der dritte Frequenzfehler e₃ auf einen Durchschnittswert verrin gert wurde, der den ersten Schwellenwert T₁ nicht überschreitet, und das Rahmenzeitglied das Ende eines Rahmens anzeigt, schreitet die Steuerschaltung 21 in den Schritten 505, 506 und 507 fort, um das erste Frequenzfehlersignal e₁ zu prüfen und Frequenzfehler auf Vielfache des Subträger-Frequenzabstands zu kor rigieren. Diese drei Schritte sind äquivalent den Schritten 307, 308 und 309 beim ersten Ausführungs beispiel.

Wenn der erste Frequenzfehlerdetektor 19 einen ersten Frequenzfehler e₁ gleich Null erfaßt, schreitet die Steuerschaltung 21 in den Schritten 508, 509 und 510 fort, um das zweite Frequenzfehlersignal e₂ zu prüfen und, falls erforderlich, die Oszillatorfrequenz ein zustellen. Diese drei Schritte sind äquivalent den Schritten 310, 311 und 312 nach dem ersten Ausfüh rungsbeispiel.

Folgend diesen drei Schritten 508, 509 und 510 prüft die Steuerschaltung 21 im Schritt 511 die Spitzen wertinformation n und den von dem Zeitfehlerdetektor 22 ausgegebenen Wert |x₀(n)|. Im Schritt 512 ver gleicht die Steuerschaltung 21 den Spitzenwert |x₀(n)| mit einem dritten Schwellenwert T₃. Wenn |x₀(n)| geringer ist als T₃, nimmt die Steuerschaltung 21 an, daß die Rahmensynchronisation nicht korrekt ist, und kehrt zum Schritt 501 zurück, um eine Wie dersynchronisation durchzuführen, indem gewartet wird, daß der Synchronisationsdetektor 8 ein anderes Nullsymbol erfaßt. Wenn der Spitzenwert |x₀(n)| gleich dem dritten Schwellenwert T₃ ist oder diesen überschreitet, stellt im Schritt 513 die Steuerschal tung 21 die Synchronisation des DFT-Prozessors 10 ein entsprechend der Spitzenzeit n, die durch den Zeit fehlerdetektor 22 angezeigt wird, wodurch der Zeit fehler Δ bei der Verarbeitung von nachfolgenden Da tensymbolen eliminiert wird; dann kehrt die Steuer schaltung 21 zum Schritt 502 zurück, um die Einstel lung des Oszillatorsteuersignals E entsprechend dem dritten Frequenzfehler e₃ fortzusetzen.

Während des Empfangs von Datensymbolen geht die Steu erschaltung 21 schleifenartig durch die Schritte 502, 503 und 504 hindurch, um den lokalen Oszillator 4 bei der korrekten Frequenz verriegelt zu halten. Einmal pro Rahmen prüft, wenn das Phasenbezugssymbol empfan gen ist, die Steuerschaltung 21 auch die von dem er sten Frequenzfehlerdetektor 19, dem zweiten Frequenz fehlerdetektor 20 und dem Zeitfehlerdetektor 22 aus gegebenen Signale, um festzustellen, daß der lokale Oszillator 4 bei der richtigen Frequenz verriegelt ist, und daß die Rahmensynchronisation korrekt ist, und um eine Feinabstimmung der Rahmensynchronisation entsprechend dem von dem Zeitfehlerdetektor 22 ausge gebenen Zeitwert n durchzuführen.

Die Steuerschaltung 21 nach dem zweiten Ausführungs beispiel führt keine Schritte durch, die den Schrit ten 305 und 306 nach dem ersten Ausführungsbeispiel äquivalent sind. Wenn der Synchronisationsdetektor 8 einmal ein Nullsymbol im Schritt 501 erfaßt, führt die Steuerschaltung 21 die weitere Rahmensynchronisa tion auf der Grundlage des Rahmenzeitglieds und des Ausgangssignals des Zeitfehlerdetektors 22 durch. Ein Vorteil dieser Anordnung besteht darin, daß die ein mal pro Rahmen im Schritt 513 durchgeführten Abstim mungen dem zweiten Ausführungsbeispiel ermöglichen, eine genauere Rahmensynchronisation als das zweite Ausführungsbeispiel zu erreichen.

Ein anderer Vorteil besteht darin, daß, wenn der Syn chronisationsdetektor 8 ein Nullsymbol nicht erfaßt, beispielsweise aufgrund von Rauschen, die Steuer schaltung 21 dennoch in der Lage ist, eine Rahmensyn chronisation aus dem von dem Zeitfehlerdetektor 22 ausgegebenen Spitzenwert festzustellen, und nicht gezwungen ist, zum Schritt 501 zurückzukehren, um auf das nächste Nullsymbol zu warten. Das zweite Ausfüh rungsbeispiel ist daher widerstandsfähiger gegenüber Rauschen als das erste Ausführungsbeispiel, bei wel chem angenommen wird, daß die Synchronisation verlo rengegangen ist, wann auch immer der Synchronisa tionsdetektor 8 ein Nullsymbol nicht erfaßt.

Obgleich der Phasenfehlerdetektor 12, der erste Fre quenzfehlerdetektor 19, der zweite Frequenzfehlerde tektor 20, die Steuerschaltung 21 und der Zeitfehler detektor 22 in den vorhergehenden Ausführungsbeispie len als separate Komponenten gezeigt sind, können der erste Frequenzfehlerdetektor 19, der zweite Frequenz fehlerdetektor 20 und der Zeitfehlerdetektor 22 viele gemeinsame Komponentenelemente aufweisen, welche mit einander geteilt werden können, um die Schaltungsgrö ße und die Kosten zu reduzieren. Darüber hinaus kön nen die Funktionen des Phasenfehlerdetektors 12, des ersten Frequenzfehlerdetektors 19, des zweiten Fre quenzfehlerdetektors 20, der Steuerschaltung 21 und des Zeitfehlerdetektors 22 sämtlich durch eine geeig net programmierte Computeranordnung wie einen digita len Signalprozessor erhalten werden.

Der zweite Frequenzfehler e₂ kann durch Vergleich von x₀(n) mit einem Wert, der aus einer einzelnen Zeitse rie mit von Null abweichender Versetzung, zum Bei spiel x₁(n) genommen ist, erfaßt werden. In diesem Fall wird ein von Null abweichender Frequenzfehler erfaßt, wenn x₁(n) einen bestimmten Schwellenwert überschreitet, und die Richtung des Fehlers hängt davon ab, ob x₀(n) und x₁(n) dasselbe Vorzeichen oder unterschiedliche Vorzeichen haben.

Claims

1. Verfahren zum Abstimmen eines digitalen Rund funkempfängers mit einem lokalen Oszillator (4) und einem Prozessor (10) zum Durchführen einer diskreten Fourier-Transformation, um ein PSK- OFDM-Signal mit einem Rahmensynchronisationssym bol, einem Phasenbezugssymbol und Datensymbolen zu empfangen, wobei der Empfänger das PSK-OFDM- Signal herabsetzt durch Mischen mit einem unmo dulierten Signal, das von dem lokalen Oszillator ausgegeben wird, wodurch ein Basisbandsignal er halten wird, in welchem mehrere Subträger auf treten mit einem bestimmten Subträger- Frequenzabstand, der Prozessor (10) zum Durch führen einer diskreten Fourier-Transformation hiervon ein Feld von Frequenzebenendaten erhält und das Phasenbezugssymbol bekannte Daten als Phasenwinkel von Subträgern des PSK-OFDM-Signals codiert, und wobei das Rahmensynchronisations symbol erfaßt und der Prozessor (10) zum Durch führen einer diskreten Fourier-Transformation mit dem Rahmensynchronisationssymbol synchroni siert wird, gekennzeichnet Schritte:

a) Erfassen eines ersten Frequenzfehlers des lokalen Oszillators (4) durch Verarbei ten der Frequenzebenendaten, die durch den Prozessor (10) zum durchführen einer dis kreten Fourier-Transformation aus dem Pha senbezugssymbol erhalten wurden, wobei der erste Frequenzfehler gleich einem ganzzah ligen Vielfachen des Subträger-Frequenzab stands ist,
b) Erfassen eines zweiten Frequenzfehlers des lokalen Oszillators (4) durch Verarbeiten der Frequenzebenendaten, die durch den Pro zessor (10) zum Durchführen einer diskreten Fourier-Transformation aus dem Phasenbe zugssymbol erhalten wurden, wobei der zwei te Frequenzfehler den Subträger-Frequenzab stand nicht überschreitet,
c) Erfassen eines dritten Frequenzfehlers des lokalen Oszillators (4) durch Verarbeiten von Phaseninformationen in den Frequenzebe nendaten, die durch den Prozessor (10) zum Durchführen einer diskreten Fourier-Trans formation aus den Datensymbolen erhalten wurden,
d) Einstellen des lokalen Oszillators (4) in Abhängigkeit von dem ersten Frequenzfehler und dem dritten Frequenzfehler, bis der er ste Frequenzfehler auf Null verringert ist und der dritte Frequenzfehler einen ersten Schwellenwert nicht überschreitet,
e) Einstellen des lokalen Oszillators (4) in Abhängigkeit von dem zweiten Frequenzfehler nach dem Schritt (d), wenn der zweite Fre quenzfehler einen zweiten Schwellenwert überschreitet, und
f) Wiederholen der Schritte (d) und (e), bis der erste Frequenzfehler Null ist und der zweite Frequenzfehler Null ist und der zweite Frequenzfehler den zweiten Schwel lenwert nicht überschreitet, und Fortsetzen der Einstellung des lokalen Oszillators (4) danach in Abhängigkeit von dem dritten Fre quenzfehler.

2. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die weiteren Schritte:
Multiplizieren des Feldes von Frequenzebenenda ten elementweise mit einem Feld von komplex kon jugierten Werten der bekannten Daten, Annehmen mehrerer unterschiedlicher Frequenzversetzungen zwischen den Frequenzebenendaten und den bekann ten Daten, wodurch mehrere modifizierte Daten felder erhalten werden, wobei die Frequenzver setzungen gleich ganzzahligen Vielfachen des Subträger-Frequenzabstands sind und eine der Frequenzversetzungen gleich Null ist, und
Transformieren der modifizierten Datenfelder in Zeitebenendaten, wodurch mehrere Zeitserien er halten werden.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich net, daß der Schritt (c) die weiteren Schritte aufweist:
Erfassen jeweiliger Spitzenwerte in den Zeitse rien, wobei ein Spitzenwert von maximaler abso luter Größe hierdurch in jeder der Zeitserien erfaßt wird, und
Auswählen eines größten Spitzenwertes aus den Spitzenwerten.

4. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich net, daß der Schritt (d) die weiteren Schritte aufweist:
Erfassen eines Spitzenwertes von maximaler ab soluter Größe in der Zeitserie, die erhalten wurde durch Annahme einer Frequenzversetzung gleich Null, und
Vergleichen des Spitzenwertes mit einem Wert, der zu einer identischen Zeit in wenigstens ei ner der Zeitserien auftritt, die erhalten wurde durch Annahme einer Frequenzversetzung, die nicht gleich Null ist.

5. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die weiteren Schritte:

a) Erfassen eines Zeitfehlers des Prozessors (10) zum Durchführen einer diskreten Fou rier-Transformation durch Verarbeiten der Frequenzebenendaten, die durch den Prozes sor (10) zum Durchführen einer diskreten Fourier-Transformation aus dem Phasenbe zugssymbol erhalten wurden, und
b) Synchronisieren des Prozessors (10) zum Durchführen einer diskreten Fourier-Trans formation in Abhängigkeit von dem Zeitfeh ler nach dem Schritt (f), wodurch der Zeit fehler reduziert wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeich net, daß der Schritt (i) die weiteren Schritte aufweist:
Multiplizieren des Feldes von Frequenzebenenda ten elementweise mit einem Feld von komplex kon jugierten Werten der bekannten Daten, Annehmen einer Frequenzversetzung gleich Null zwischen den Frequenzebenendaten und den bekannten Daten, wodurch ein einzelnes modifiziertes Datenfeld erhalten wird,
Transformieren des einzelnen modifizierten Da tenfeldes in Zeitebenendaten, wodurch eine ein zelne Zeitserie erhalten wird, und
Erfassen einer Zeit, zu welcher ein Spitzenwert von maximaler absoluter Größe in der einzelnen Zeitserie auftritt.

7. Verfahren nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch die weiteren Schritte:
Vergleichen der Größe des Spitzenwertes in der einzelnen Zeitserie mit einem zweiten Schwellen wert, und
Wiederholen der Schritte (a) und (b), wenn die Größe des Spitzenwertes in der einzelnen Zeitse rie geringer ist als der zweite Schwellenwert.

8. Digitaler Rundfunkempfänger zum Empfangen eines Rundfunksignals, in welchem mehrere Subträgersi gnale, die jeweils durch Phasendifferenzmodula tion moduliert sind, einer Multiplexverarbeitung durch orthogonales Frequenzteilungs-Multiplexen mit einem bestimmten Subträger-Frequenzabstand unterzogen wurde, wobei das Rundfunksignal in Rahmen unterteilt ist und jeder Rahmen mit einem Rahmensynchronisationssymbol beginnt, welchem ein Phasenbezugssymbol folgt, das bekannte Daten codiert, und dem Phasenbezugssymbol Datensymbole folgen, mit
einem lokalen Oszillator (4) zum Erzeugen eines unmodulierten Signals mit einer bestimmten Fre quenz, wobei das unmodulierte Signal mit dem Rundfunksignal gemischt wird, um ein herabge setztes Signal zu erzeugen,
einem Synchronisationsdetektor (8), der mit dem lokalen Oszillator (4) gekoppelt ist, um das Rahmensynchronisationssymbol durch Hüllkurvener fassung des herabgesetzten Signals zu erfassen, einem Prozessor (10) zum Durchführen einer dis kreten Fourier-Transformation, um Frequenzebe nendaten aus dem herabgesetzten Signal zu erhal ten, wodurch gleichzeitig Phasendaten aller Sub träger erfaßt werden, und einem Differenzdemodu lator (11), der mit dem Prozessor (10) zum durchführen einer diskreten Fourier- Transformation gekoppelt ist, um eine Differenz demodulation an den Subträgersignalen vorzuneh men, indem Unterschiede zwischen den Phasendaten in aufeinanderfolgenden Symbolen genommen wer den, um Differenzphasendaten zu erhalten,
gekennzeichnet durch,
einen ersten Frequenzfehlerdetektor (19), der mit dem Prozessor (10) zum Durchführen einer diskreten Fourier-Transformation gekoppelt ist, zum erfassen eines ersten Frequenzfehlers gleich einem ganzzahligen Vielfachen des Subträger- Frequenzabstands aus den Frequenzebenendaten des Phasenbezugssymbols,
einen zweiten Frequenzfehlerdetektor (20), der mit dem Prozessor (10) zum durchführen einer diskreten Fourier-Transformation gekoppelt ist, um einen zweiten Frequenzfehler zu erfassen, der den Subträger-Frequenzabstand nicht überschrei tet, aus den Frequenzebenendaten des Phasenbe zugssymbols,
einen Phasenfehlerdetektor (12), der mit dem Differenzdemodulator (11) gekoppelt ist, um ei nen dritten Frequenzfehler aus den Differenzpha sendaten zu erfassen, und
eine Steuerschaltung (21), die mit dem lokalen Oszillator (4) gekoppelt ist, um zu warten, daß der Synchronisationsdetektor (8) das Rahmensyn chronisationssymbol erfaßt, dann den lokalen Os zillator (4) entsprechend dem dritten Frequenz fehler und dem ersten Frequenzfehler abzustim men, und, wenn der erste Frequenzfehler auf Null reduziert wurde und der dritte Frequenzfehler auf einen Wert, der einen bestimmten Schwellen wert nicht überschreitet, reduziert wurde, dann den lokalen Oszillator (4) entsprechend dem zweiten Frequenzfehler abzustimmen.

9. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 8, da durch gekennzeichnet, daß der erste Frequenzfeh lerdetektor (19) aufweist:
einen ersten Phasenmodifizierer (101)
einen ersten Feldspeicher (102),
einen ersten Prozessor (103) zum Durchführen ei ner inversen diskreten Fourier-Transformation,
einen ersten Spitzendetektor (104), und
einen ersten Komparator (105).

10. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 9, da durch gekennzeichnet, daß der erste Feldspeicher (102) komplex konjugierte Werte der bekannten Daten speichert, der erste Phasenmodifizierer (101) die Frequenzebenendaten mit den komplex konjugierten Werten multipliziert unter mehreren unterschiedlichen Frequenzversetzungen, die durch den ersten Komparator (105) spezifiziert sind, wodurch modifizierte Frequenzebenendaten erzeugt werden, wobei der erste Prozessor (103) zum Durchführen einer inversen diskreten Fou rier-Transformation eine entsprechende Mehrheit von unterschiedlichen Zeitserien aus den modifi zierten Frequenzebenendaten erzeugt, der erste Spitzendetektor (104) Spitzenwerte von maximaler absoluter Größe in jeweiligen Zeitserien findet und der erste Komparator (105) einen größten Spitzenwert aus den Spitzenwerten auswählt.

11. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Frequenz fehlerdetektor (20) aufweist:
einen zweiten Phasenmodifizierer (201),
einen zweiten Feldspeicher (203),
einen zweiten Prozessor (204) zum Durchführen
einer inversen diskreten Fourier-Transformation, und
einen zweiten Komparator (206).

12. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Feldspei cher (203) komplex konjugierte Werte der bekann ten Daten speichert, der zweite Phasenmodifizie rer (201) die Frequenzebenendaten mit den kom plex konjugierten Werten multipliziert unter ei ner von Null abweichenden Frequenzversetzung, wodurch die Frequenzebenendaten modifiziert wer den, wobei der zweite Prozessor (204) zum Durch führen einer inversen diskreten Fourier- Transformation die durch den zweiten Phasenmodi fizierer (201) modifizierten Frequenzebenendaten in eine Zeitserie mit einer von Null abweichen den Versetzung umwandelt und der zweite Kompara tor (206) einen Wert, der in der Zeitserie mit einer von Null abweichenden Versetzung zu einer Zeit auftritt, die durch den ersten Frequenzfeh lerdetektor (19) angezeigt wird, mit dem größten Spitzenwert, der von dem ersten Komparator (105) ausgewählt ist, vergleicht.

13. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 8, ge kennzeichnet durch einen Zeitfehlerdetektor (22, der mit dem Prozessor (10) zum Durchführen einer diskreten Fourier-Transformation gekoppelt ist, zum Erfassen eines Zeitfehlers des Prozessors (10) zum Durchführen einer diskreten Fourier- Transformation aus den Frequenzebenendaten des Phasenbezugssymbols und zum Melden an die Steu erschaltung (21), worin die Steuerschaltung (21) den Prozessor (10) zum Durchführen einer diskre ten Fourier-Transformation in Abhängigkeit von dem Zeitfehler synchronisiert, wodurch der Zeit fehler korrigiert wird.

14. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitfehlerdetek tor (22) aufweist;
einen dritten Phasenmodifizierer (401),
einen dritten Feldspeicher (402),
einen dritten Prozessor (403), zum Durchführen
einer inversen diskreten Fourier-Transformation, und
einen zweiten Spitzendetektor (404).

15. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Feldspei cher (402) komplex konjugierte Werte der bekann ten Daten speichert, der dritte Phasenmodifizie rer (401) die Frequenzebenendaten mit den kom plex konjugierten Werten multipliziert unter ei ner angenommenen Frequenzversetzung von Null, wodurch die Frequenzebenendaten modifiziert wer den, der dritte Prozessor (403) zum Durchführen einer inversen diskreten Fourier-Transformation, die durch den dritten Phasenmodifizierer (401) modifizierten Frequenzebenendaten in Nullverset zungs-Zeitseriendaten umwandelt und der dritte Spitzendetektor (404) eine Zeit erfaßt, zu wel cher ein Spitzenwert in den Nullversetzungs- Zeitseriendaten auftritt.

16. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (21) eine Rahmensynchronisation feststellt ent sprechend der Größe des Spitzenwertes mit maxi maler absoluter Größe, der in den Nullverset zungs-Zeitseriendaten auftritt.