DE19705055C2

DE19705055C2 - Verfahren zur Frequenzsteuerung eines Oszillators sowie digitaler Rundfunkempfänger

Info

Publication number: DE19705055C2
Application number: DE19705055A
Authority: DE
Inventors: Tadatoshi Ohkubo; Kenichi Taura; Yoshiharu Ohsuga; Masahiro Tsujishita
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1996-02-09
Filing date: 1997-01-30
Publication date: 2001-02-22
Anticipated expiration: 2017-01-31
Also published as: GB2310118B; DE19705055A1; US6021165A; JPH09219693A; GB9702491D0; GB2310118A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Ver fahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, und auf einen digitalen Rundfunkempfänger, der dieses Verfah ren benutzt.

OFDM (orthogonale Frequenzteilungs-Multiplex)-Rund funksendungen haben viele Subträgersignale, auf wel chen Daten parallel übertragen werden. Beim PSK (Pha senumtastung)-OFDM-Rundfunkverfahren ist jedes Sub trägersignal durch Phasenumtastung moduliert. Die modulierten Subträger werden kombiniert und auf die Rundfunkfrequenz erhöht, um das PSK-OFDM-Rundfunksig nal zu erzeugen.

Aus Schulze, H., "Digital Audio Broadcasting (DAB)- Stand der Entwicklung", in: BOSCH TECHNISCHE BERICH- TE, 1991, Heft 54, S. 17-25, ist ein digitaler Rund funkempfänger zum Empfang eines PSK-OFDM-Signals be kannt, der ebenfalls einen lokalen Oszillator mit steuerbarer Frequenz, eine Mischstufe zum Herabsetzen des empfangenen Signals auf ein Zwischenfrequenzsig nal sowie Demodulationsschaltungen enthält. Es ist jedoch nicht näher angegeben, in welcher Weise die Steuerung der Frequenz realisiert wird.

In der DE 43 35 228 A1 wird ein Verfahren zur Emp fangssynchronisation von OQPSK-Signalen beschrieben. Um sehr schnell eine Phasensynchronisation mit hoher Genauigkeit zu erzielen, wird in einer Frequenzregel schleife das ZF-Signal in ein komplexes Quadratur- Signal mit Inphase- und Quadratur-Komponente demodu liert. In einer nachgeschalteten Phasenregelschleife wir das OQPSK-Signal durch T/2-Verzögerung in ein QPSK-Signal umgewandelt und dann bei der Phasendetek tion eine proportionale Signalkomponente zur schnel len Regelung innerhalb der Phasenregelschleife sowie eine integrale Signalkomponente zur übergreifenden Steuerung der Frequenzregelschleife gewonnen.

Weiterhin zeigt US 4 887 050 einen digitalen Rund funkempfänger für ein im Burstbetrieb arbeitendes Rundfunkübertragungssystem. Ein als Burstsignal über tragenes Frequenzkorrektursignal ermöglicht eine Kor rektur der Frequenzunterschiede zwischen der Träger frequenz eines nachfolgenden Übertragungs-Burstsig nals und der Frequenz des Rundfunkempfängers. Hierzu wird die Frequenz eines lokalen Oszillators in Abhän gigkeit von dem Frequenzkorrektursignal gesteuert.

Schließlich ist aus der WO 93/00747 A1 ein Verfahren zur automatischen Frequenzsteuerung durch ein adapti ves Filter bekannt, der beispielsweise bei der Über tragung digitaler Signale zwischen einem mobilen Te lefon und einer Basisstation angewendet wird. Hierbei wird ein optimales Frequenzsteuersignal unter Verwen dung mehrerer adaptiver Algorithmen erzeugt. Jeder Algorithmus hat ein Bezugssignal mit einer zugeord neten Zitterfrequenz. Zunächst wird die Arbeitsweise jedes der adaptiven Algorithmen verglichen. Die so erhaltene Differenz wird dann mit null verglichen. Das sich ergebene Delta-Signal dient zur Änderung der Frequenz eines numerisch gesteuerten Oszillators. Nach mehreren Iterationen ist die Frequenzversetzung auf nahezu null reduziert.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ausge hend von dem eingangs beschriebenen Stand der Technik die Frequenz des lokalen Oszillators so zu steuern, daß eine eindeutige Abstimmung des digitalen Rund funkempfängers erzielt wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die Verfahrensmerkmale im kennzeichnenden Teil des An spruchs 1 sowie für einen digitalen Rundfunkempfänger durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des An spruchs 10 und 13. Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfin dungsgemäßen Verfahrens sowie des erfindungsgemäßen Rundfunkempfängers ergeben sich aus den jeweils zu geordneten Unteransprüchen.

Das erfindungsgemäße Verfahren steuert die Oszilla tionsfrequenz eines lokalen Oszillators in einem di gitalen Rundfunkempfänger, indem ein Phasenbezugssym bol in einem PSK-OFDM-Rundfunksignal empfangen und demoduliert wird, um ein Feld von Frequenzbereichs daten zu erhalten, dann dieses Feld von Frequenzbe reichsdaten elementweise mit einem Feld von konju giert komplexen Zahlender bekannten Daten, die in dem Phasenbezugssignal kodiert sind, multipliziert wird. Die demodulierten Frequenzbereichsdaten und die bekannten Daten umfassen beide einen Wert für jede Subträgerfrequenz in dem PSK-OFDM-Signal.

Der Multiplikationsschritt wird einmal durchgeführt unter der Annahme einer Frequenzversetzung von null zwischen den demodulierten Frequenzbereichsdaten und den bekannten Daten, wodurch ein erstes Feld von mo difizierten Daten erhalten wird, und zumindest einmal unter der Annahme einer von null abweichenden Fre quenzversetzung, wodurch zumindest ein zusätzliches Feld von modifizierten Daten erhalten wird. Alle so erhaltenen Felder von modifizierten Daten werden durch eine inverse schnelle Fourier-Transformation zu dem Zeitbereich transformiert, wodurch eine erste Zeitserie erhalten wird, die Frequenzversetzung von null darstellt, und zumindest eine zusätzliche Zeit serie, die eine von null abweichende Frequenzverset zung darstellt, erhalten werden.

Ein Spitzenwert wird in der ersten Zeitserie erfaßt. Ein zusätzlicher Wert wird von jeder zusätzlichen Zeitserie genommen. Der Spitzenwert und der zusätzli che Wert oder die zusätzlichen Werte werden vergli chen und die Oszillationsfrequenz des lokalen Oszil lators wird entsprechend dem Vergleichsergebnis ein gestellt.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung sind die zusätzli chen Werte Spitzenwerte, die in den zusätzlichen Zeitserien erfaßt wurden, und die Oszillationsfre quenz wird entsprechend der Frequenzversetzung, die durch die Zeitserie, in welcher der größte Spitzen wert erfaßt wurde, dargestellt wird, eingestellt. Große Frequenzfehler können auf diese Weise eindeutig korrigiert werden.

Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung sind die aus den zusätzlichen Zeitserien genommenen zusätzlichen Werte die Werte dieser Zeitserien zu einer Zeit, zu welcher der Spitzenwert in der ersten Zeitserie er halten wurde. Kleine Frequenzfehler können auf diese Weise genau korrigiert werden.

Gemäß noch einem anderen Aspekt der Erfindung wird die Fourier-Transformation des Phasenbezugssymbols von dem Feld der Frequenzbereichsdaten subtrahiert, bevor diese Daten multipliziert werden unter der An nahme einer von null abweichenden Frequenzversetzung. Kleine Frequenzfehler können auf diese Weise noch genauer korrigiert werden.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines digitalen Rundfunkempfängers nach einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines digitalen Rundfunkempfängers nach einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines digitalen Rundfunkempfängers nach einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 4 ein Diagramm der Fourier-Transforma tion eines Phasenbezugs-Subsymbols, und

Fig. 5 ein ähnliches Diagramm, das die Wir kung der Frequenzabweichung illu striert.

Die Ausführungsbeispiele der Erfindung werden folgend auf eine kurze Erläuterung des PSK-OFDM-Digitalrund funksystems beschrieben.

Die Anzahl K von beim OFDM-Digitalrundfunk verwende ten Subträgersignalen ist typischerweise groß: ein System verwendet zum Beispiel eintausendfünfhundert sechsunddreißig Subträgersignale (K = 1536). Die K Subträgersignale haben einen konstanten Frequenzab stand F_s. Das OFDM-Signal wird als eine kontinuierli che Serie von Rahmen ausgesandt, von denen jeder aus einer bestimmten Anzahl M von OFDM-Symbolen besteht. Jedes OFDM-Symbol weist K Subsymbole auf, wobei ein Subsymbol pro Subcarrier kodiert ist. Beim QPSK-OFDM- Verfahren stellen die Subsymbole die Dibits "00", "01", "10" und "11" dar, welche auf die komplexen Zahlen 1, j, -1 und -j abgebildet sind (wobei j eine Quadratwurzel von -1 ist) und als Subträger-Phasen verschiebungen von null, π/2, π und -π/2 Radiant ko diert sind.

Die Subträgersignale werden durch komplexe Addition kombiniert. Ein Rahmen des sich ergebenden Signal s (t) kann durch die nachfolgende Gleichung (1) be schrieben werden, in welcher t eine Zeitvariable, T_s die Dauer eines Symbols, z_m,_k der komplexe Wert (1, j, -1 oder -j) des m-ten Subsymbols, das auf dem k-ten Subträger übertragen ist, sind, und k den Be reich über die ganzen Zahlen von -K/2 bis K/2 ein schließlich überspannt.

Das Symbol exp bezeichnet die Exponentialfunktion. Der Buchstabe b bezeichnet eine Funktion gleich eins im Intervall zwischen null und T_s und gleich null außerhalb dieses Intervalls, wie durch die folgende Gleichung (2) definiert ist.

Das erste Symbol (m = 0) in jedem Rahmen ist ein Nullsymbol, bei welchem der Signalpegel auf null re duziert ist, um den Beginn des Rahmens anzuzeigen, wie durch Gleichung (3) dargelegt ist:

z_0,k = 0 (k = -K/2, . . ., K/2) (3).

Das nächste Symbol (m = 1) ist ein Phasenbezugssym bol, das bekannte Daten z_k für jeden Subträger ent hält. Die bekannten Daten z_k verändern sich entspre chend dem Wert von k in einem Muster, das regelmäßig sein kann, sich aber nicht zyklisch wiederholen muß. Diese bekannten Daten werden die Werte von z_1,k in jedem Rahmen, wie durch Gleichung (4) angezeigt ist.

z_1,k = z_k (k = -K/2, . . ., k/2) (4).

Die bekannten Daten z_k werden kombiniert, um die durch die nachfolgende Gleichung (5) beschriebene Bezugssymbol-Wellenform x(t) zu ergeben. Dies ist die in dem Sender erzeugte Wellenform vor der Anhebung auf die Rundfunkfrequenz.

Erstes Ausführungsbeispiel

Ein erstes Ausführungsbeispiel für das erfindungsge mäße Verfahren zur Abstimmsteuerung und ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen digitalen Rundfunkempfängers werden mit Bezug auf Fig. 1 be schrieben, welche ein Blockschaltbild des digitalen Rundfunkempfängers darstellt.

Der bekannte Teil dieses digitalen Rundfunkempfängers umfaßt eine Antenne 1, welche ein PSK-OFDM-Rundfunk signal empfängt, einen Hochfrequenzverstärker (RF AMP) 2, der das empfangene Rundfunksignal ver stärkt, eine Mischstufe 3, die das verstärkte Signal in ein Zwischenfrequenzsignal (IF) herabsetzt, einen IF-Demodulator (DEMOD) 4, der das IF-Signal orthogo nal demoduliert, um gleichphasige (I) und Quadratur (Q)-Basisbandsignale zu erzeugen, einen Analog/Digi tal-Wandler (ADC), der die gleichphasigen und Quadra tur-Basisbandsignale in digitale Signal umwandelt, einen Prozessor 6 für schnelle Fourier-Transforma tion, der eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) an diesen digitalen Signalen durchführt, um die Sub symboldaten für jeden Subträger zu erhalten, einen Ausgangsanschluß 8, zu welchem die Subsymboldaten geliefert werden, und einen spannungsgesteuerten Os zillator (VCO) 9. Der spannungsgesteuerte Oszillator 9 wird als lokaler Oszillator verwendet, der der Mischstufe 3 ein Signal zuführt, das auf eine Fre quenz abgestimmt ist, die sich von der PSK-OFDM-Rund funkfrequenz um eine feste Größe unterscheidet.

Der neue Teil dieses digitalen Rundfunkempfänger um faßt mehrere Phasenmodifizierer 12A, 12B, . . ., eine gleiche Anzahl von Prozessoren 13A, 13B, . . . für eine inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT), eine gleiche Anzahl von Spitzendetektoren 14A, 14B, . . ., und einen Frequenzabweichungsdetektor (FREQ DEV DET) 15. In jedem Rahmen arbeiten diese Elemente auf dem Feld von Frequenzbereichsdaten, welche der Prozessor 6 für schnelle Fourier-Transformation aus dem demodu lierten und digitalisierten Phasenbezugssymbol er zeugt. Dieses Feld von Frequenzbereichsdaten weist einen komplexen Wert X'(ω_k) für jeden Subträger (k = -K/2, . . ., K/2) auf.

Die Frequenzbereichsdaten X'(ω_k) (k = -K/2, . . ., K/2) werden gleichzeitig von dem FFT-Prozessor 6 zu allen Phasenmodifizierern 12A, 12B, . . . geliefert. Diese Phasenmodifizierer multiplizieren das Feld von Fre quenzbereichsdaten mit einem Feld von den konjugiert komplexen Daten z_k* der bekannten Werte der Phasenbe zugsdaten unter der Annahme von verschiedenen Fre quenzversetzungen zwischen den beiden Feldern. Jeder Frequenzversetzung ist gleich dem Subträger-Frequenz abstand F_s multipliziert mit einer ganzen Zahl i, und kann ausgedrückt werden als eine Versetzung von i zwischen den Feldindexwerten. Die Phasenmodifizierer führen somit Multiplikationsoperationen der folgenden Form für verschiedene ganzen Zahlen i durch.

Y'_i(ω_k) = X'(ω_k)z_k-i* (6).

Der Phasenmodifizierer 12A nimmt eine Frequenzverset zung von null (i = 0) an und erzeugt modifizierte Daten Y'₀(ω_k) gleich X'(ω_k)z_k*. Der Phasenmodifizierer 12B nimmt eine positive Frequenzversetzung gleich F_s (i = 1) an und erzeugt modifizierte Daten Y'₁(ω_k) gleich X'(ω_k)z_k-1*. Der Phasenmodifizierer 12C (nicht dargestellt) nimmt eine negative Frequenzversetzung gleich F_s(i = -1) an und erzeugt modifizierte Daten Y'_-1(ω_k) gleich X'(ω_k)z_,k+1*. Modifizierte Daten werden für zumindest diese drei angenommenen Frequenzverset zungen (i = 0, 1 und -1) erzeugt.

Die Phasenmodifizierer 12A, 12B, . . . liefern die mo difizierten Daten Y'_i(ω_k) zu jeweiligen IFFT-Prozes soren 13A, 13B, . . ., welche die inverse schnelle Fou rier-Transformation ausführen, wobei sie die modifi zierten Daten zu der Zeitdomäne transformieren. Für jede ganze Zahl i wird eine Zeitserie . . ., y_i(t), . . . erhalten, in welcher t eine diskrete Zeitvariable (t = t_-K/2, . . ., t_K/2) ist. Jede Zeitserie stellt eine digitalisierte komplexwertige Wellenform dar und ist mit einer Frequenzversetzung verbunden, die durch die obige ganze Zahl i dargestellt wird.

Die Zeitseriendaten werden zu jeweiligen Spitzende tektoren 14A, 14B, . . . geführt. Jeder Spitzendetektor erfaßt den Datenwert mit dem größten absoluten Wert in den empfangenen Zeitserien und liefert diesen als einen Spitzenwert zu dem Frequenzabweichungsdetektor 15.

Der Frequenzabweichungsdetektor 15 vergleicht die von den Spitzendetektoren 14A, 14B, . . . empfangenen Spit zenwerte, findet den größten Spitzenwert und steuert die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 9 entsprechend der Frequenzversetzung (Wert von i), die mit der Zeitserie verbunden ist, in welcher der größte Spitzenwert erfaßt wurde. Die Os zillationsfrequenz wird in einer Richtung verändert, wenn die Frequenzversetzung positiv ist, und in der entgegengesetzten Richtung, wenn die Frequenzverset zung negativ ist. Typischerweise wird die Oszilla tionsfrequenz herabgesetzt, wenn i positiv ist, her aufgesetzt, wenn i negativ ist und unverändert gelas sen, wenn i gleich null ist. Wenn mehr Frequenzver setzungen als die drei vorbezeichneten (i = 0, 1 und -1) verwendet werden, kann die Größe der Herauf setzung oder Herabsetzung der Oszillationsfrequenz abhängig von der Größe von i gemacht werden.

Die obige Operation stimmt den spannungsgesteuerten Oszillator 9 in einer solchen Weise ab, daß die Os zillationsfrequenz zu der richtigen Frequenz hin be wegt wird, selbst wenn der ursprüngliche Frequenzfeh ler den Subträger-Frequenzabstand F_s überschreitet. Der Grund hierfür wird als nächstes erläutert.

Das in Gleichung (5) gezeigte Phasenbezugssymbol ist die Summe der Phasenbezugs-Subsymbole x_k(t) der durch Gleichung (7) gegebenen Form.

x_k(t) = z_kb(t - T_s(exp[2jπkF_s(t - T_s)] (7).

Eine Fourier-Transformation wandelt x_k(t) in die fol gende Frequenzbereichsfunktion X_k(ω) um, in welcher ω eine Frequenzvariable, ω_k gleich 2πkF_sT_s und θ eine Konstante sind.

Der absolute Wert |X_k(ω)| dieser Funktion ist in Fig. 4 illustriert.

Gleichung (5), die die Wellenform des Phasenbezugs symbols beschreibt, ist äquivalent der folgenden Gleichung (9).

In ähnlicher Weise kann die Fourier-Transformation X(ω) von x(t) wie in Gleichung (10) geschrieben wer den.

Die Werte von X(ω_-K/2), . . ., X(ω_K/2) können wirksam mit tels der schnellen Fourier-Transformation berechnet werden. Wie aus den obigen Gleichungen (7), (8) und (9) ersichtlich und in Fig. 4 illustriert ist, ist X_i(ω_k) null, wenn i ≠ k ist, so daß die Gleichung (10) die folgende Gleichung (11) ergibt.

X(ω_k) = X_k(ω_k) (11).

Wenn der spannungsgesteuerte Oszillator 9 genau auf die Rundfunkfrequenz abgestimmt ist, sind die empfan genen Phasenbezugsdaten X'(ω_k) identisch den obigen X(ω_k) für alle k von -K/2 bis K/2, und die modifi zierten Daten, die vom Phasenmodifizierer 12A erzeugt wurden, sind die Daten Y(ω_k) gleich X(ω_k)z_k*. Da z_kz_k* immer gleich eins ist, folgt aus Gleichung (8), daß Y(ω_k) dasselbe für alle Werte von k ist, mit dem durch die folgende Gleichung (12) gegebenen Wert.

Y(ω_k) = exp(jθ/2) (12).

Gleichung (12) beschreibt die Fourier-Transformation einer unendlichen Impulsfunktion, wobei der Ort des Impulses durch den Wert von θ bestimmt wird. Die von dem IFFT-Prozessor 13A durchgeführte inverse Fourier- Transformation erzeugt daher eine Zeitserie ähnlich einer Impulsfunktion mit einem einzigen großen Spit zenwert.

Die anderen IFFT-Prozessoren 13B, . . . erzeugen keine impulsartigen Zeitserien, da, wenn die ganze Zahl i nicht null ist, z_kz_k-i* abhängig von k verschiedene un terschiedliche Werte annimmt. Die in diesen anderen Zeitserien erfaßten Spitzenwerte sind demgemäß ver gleichsweise klein. Der Frequenzdetektor 15 empfängt den größten Spitzenwert vom Spitzendetektor 14A (ent sprechend i = 0) und läßt wie gewünscht die Oszilla tionsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 0 unverändert.

Wenn der spannungsgesteuerte Oszillator 9 nicht genau abgestimmt ist und das von dem Analog/Digital-Wandler 9 ausgegebene Phasenbezugssignal x'(t) um eine Fre quenz ω_n von dem gesendeten Phasenbezugssignal x(t), das durch Gleichung (5) oder (8) gegeben ist, ab weicht, haben die modifizierten Daten Y'_i(ω_-K/2), . . ., Y'_i(ω_K/2), die von den Phasenmodifizierern 12A, 12B, . . . erzeugt wurden, die durch die Gleichungen (13) und (14) gegebene Form.

Y'_i(ω_k) = X'(ω_k)z_k-i* (13)

Y'_i(ω_k) = X(ω_k - ω_n)z_k-i* (14).

Wenn ω_n gleich dem n-fachen des Frequenzabstandes F_s ist, wobei n ein positive oder negative ganze Zahl ist, dann erscheint, nachdem die inverse Fourier- Transformation durch die IFFT-Prozessoren 13A, 13B, . . . durchgeführt wurde, eine impulsartige Zeitserie, wenn i = n ist. Wenn i ≠ n ist, ist die Zeitserie nicht impulsartig. Wenn zum Beispiel n gleich eins ist (ω_n = F_s), dann wird ein großer Spitzenwert in dem Ausgangssignal des IFFT-Prozessors 13B erfaßt, und kleinere Spitzenwerte werden in den Ausgangssi gnalen der anderen IFFT-Prozessoren erfaßt. Der Fre quenzabweichungsdetektor 15 empfängt den größten Spitzenwert vom Spitzendetektor 14B (entsprechend i = 1) und ändert die Oszillationsfrequenz des spannungs gesteuerten Oszillators 9 in der geeigneten Richtung.

Wenn n außerhalb des Bereichs von Frequenzversetzun gen (i) liegt, die durch die Phasenmodifizierer 12A, 12B, . . . angenommen werden, besteht dennoch die Ten denz, daß der größte Spitzenwert in der Richtung von n gefunden wird, so daß, wenn n positiv ist, der größte Spitzenwert einem positiven Wert von i ent spricht, und, wenn n negativ ist, der größte Spitzen wert einem negativen Wert von i entspricht. Somit ändert der Frequenzabweichungsdetektor 15 immer noch die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 9 in der richtigen Richtung. Das gleiche gilt, wenn die Frequenzabweichung nicht ein ganzzah liges Vielfaches von F_s ist.

Das erste Ausführungsbeispiel ist demgemäß in der Lage, große Frequenzabweichungen zu korrigieren ohne die beim Stand der Technik vorhandene Unklarheit. Obgleich der Frequenzabweichungsdetektor 15 Frequenz abweichungen in vielfachen von F_s erfaßt, müssen die dem spannungsgesteuerten Oszillator 9 zugeführten Korrekturen nicht gleich der erfaßten Abweichung sein; Korrekturen können in kleineren Schritten durchgeführt werden, wodurch es möglich ist, daß die Oszillationsfrequenz nahe der richtigen Frequenz ge halten wird, nachdem einmal die ungefähr richtige Abstimmung erreicht ist.

Zweites Ausführungsbeispiel

Ein zweites Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Abstimmsteuerung und ein zweites Aus führungsbeispiel des erfindungsgemäßen digitalen Rundfunkempfängers werden mit Bezug auf das Block schaltbild in Fig. 2 beschrieben. Die bekannten Ele mente mit den Bezugszahlen 1 bis 9 sind dieselben wie beim ersten Ausführungsbeispiel; eine Beschreibung dieser Elemente wird daher weggelassen.

Die neuen Elemente umfassen drei Phasenmodifizierer 12A, 12B und 12C, drei IFFT-Prozessoren 13A, 13B und 13C, und einen Spitzendetektor 14A, die alle diesel ben sind wie beim ersten Ausführungsbeispiel. Der Frequenzabweichungsdetektor 15 arbeitet etwas anders als beim ersten Ausführungsbeispiel. Zwei Datendetek toren 16B und 16C sind zwischen den Frequenzabwei chungsdetektor 15 und die IFFT-Prozessoren 13B und 13C geschaltet, wobei sie die Spitzendetektoren 14B und 14C beim ersten Ausführungsbeispiel ersetzen.

Die von den Phasenmodifizierern 12A, 12B und 12C durchgeführten Operationen sind wie beim ersten Aus führungsbeispiel beschrieben, mit denselben Werten für die ganze Zahl i (0, 1 und -1). Die IFFT-Prozes soren 13A, 13B und 13C erzeugen jeweilige Zeitserien y₀(t), y₁(t) und y_-1(t) (t = t_-K/2, . . ., t_K/2).

Der Spitzendetektor 14A gibt sowohl den Spitzenwert y₀(t_p) in der Zeitserie y₀(t), die eine Frequenzver setzung von null darstellt, als auch den Wert t_p der Zeitvariablen t, zu welchem der Spitzenwert auftritt, aus. Der Spitzenwert y₀(t_p) wird zu dem Frequenzab weichungsdetektor 15 ausgegeben. Der Zeitwert t_p wird zu den Datendetektoren 16B und 16C ausgegeben.

Der Datendetektor 16B nimmt den Wert y₁(t_p) der Zeit serie y₁(t) zu der Spitzenzeit t_p in der Zeitserie y₀(t) auf und liefert diesen Wert zu dem Frequenzab weichungsdetektor 15. In ähnlicher Weise nimmt der Datendetektor 16C den Wert y_-1(t_p) aus der Zeitserie y_-1(t) auf und liefert diesen Wert zu dem Frequenzab weichungsdetektor 15.

Der Frequenzabweichungsdetektor 15 vergleicht die von dem Spitzendetektor 14A und den Datendetektoren 16B und 16C empfangenen Werte und stellt die Oszilla tionsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 9 wie folgt ein. Wenn y₁(t_p) und y_-1(t_p) sich beide von y₀(t_p) um weniger als eine bestimmte Größe D unter scheiden und wenn y₁(t_p) größer ist als y_-1(t_p), dann wird die Oszillationsfrequenz erhöht. In gleicher Weise wird, wenn y₁(t_p) und y_-1(t_p) sich beide von y₀(t_p) um weniger als D unterscheiden und y₁(t_p) ge ringer ist als y_-1(t_p), dann wird die Oszillationsfre quenz herabgesetzt. In anderen Fällen bleibt die Os zillationsfrequenz unverändert.

Die Erhöhung oder Herabsetzung kann um einen festen Betrag erfolgen oder die Größe der Erhöhung oder Her absetzung kann abhängig gemacht werden von der Diffe renz zwischen t₁(t_p) und t_-1(t_p) oder von den relativen Werten von t₀(t_p), t₁(t_p) und t_-1(t_p).

Als nächstes wird die Theorie der Arbeitsweise des zweiten Ausführungsbeispiels beschrieben.

Wenn eine ungenaue Abstimmung des spannungsgesteuer ten Oszillators 9 eine Frequenzabweichung Δω bewirkt, wenn das empfangene Signal frequenzuntersetzt wird, dann können die von Analog/Digital-Wandler 5 ausgege benen empfangenen Phasenbezugsdaten x'(t) durch die Gleichungen (15) und (16) ausgedrückt werden.

x'(t) = x(t)exp(jΔωt) (15)

Die Komponente x'_k(t) von x'(t) entsprechend dem k- ten Subträger wird durch Gleichung (17) gegeben.

x'_k(t) = x_k(t)exp(jΔωt) (17).

Die Fourier-Transformation X'_k(ω) von x'_k(t) wird durch Gleichung (18) gegeben.

X'_k(ω) = X_k(ω - Δω) (18).

Der absolute Wert |X'_k(ω)| dieser Fourier-Transforma tion ist in Fig. 5 für einen Fall gezeigt, bei wel chem Δω geringer ist als der Subträger-Frequenzab stand F_s.

Da X'_i(ω_k) = 0 für ungleiche ganze Zahlen i und k (i ≠ k) nicht gilt, wird der Wert der Fourier-Trans formation X'(ω) von x'(t), wenn ω = ω_k ist, durch Gleichung (19) gegeben.

Die modifizierten Daten Y₀(ω_k), Y₁(ω_k) und Y_-1(ω_k), die von den Phasenmodifizierern 12A, 12B und 12C erhalten werden, werden demgemäß durch die Gleichungen (20) bis (23) gegeben.

Wenn die inverse Fourier-Transformation auf die von dem Phasenmodifizierer 12A ausgegebenen modifizierten Daten Y₀(ω_-K/2), . . ., Y₀(ω_K/2) angewendet wird, erzeugt der erste Ausdruck in der Gleichung (21), welcher vergleichsweise eng an dem durch die Gleichung (12) gegebenen Wert ist, einen großen Spitzenwert y₀(t_p) zu einem besonderen Zeitwert t_p. Die Energie der an deren Ausdrücke in Gleichung (21) ist kleiner und breit über die Zeitserienwerte y₀(t_-K/2), . . ., y₀(t_K/2) verteilt, so daß diese Ausdrücke nicht in großem Maße zu y₀(t_p) beitragen, oder erzeugen andere großen Spitzen.

Wenn die inverse Fourier-Transformation auf die von dem Phasenmodifizierer 12B ausgegebenen modifizierten Daten Y₁(ω_-K/2), . . ., Y_-1(ω_K/2) angewendet wird, ist, da die Phasen der Ausdrücke in Gleichung (22) mit den Phasen in Gleichung (21) ausgerichtet sind, die Ener gie des ersten Ausdrucks in Gleichung (22) bei y₁(t_p) konzentriert, und die Energie der anderen Ausdrücke ist breit über y₁(t_-K/2), . . . y₁(t_K/2) verteilt, ohne in großem Maße zu y₁(t_p) beizutragen.

In gleicher Weise ist, wenn die inverse Fourier- Transformation auf die von dem Phasenmodifizierer 12C ausgegebenen modifizierten Daten Y_-1(ω_-K/2), . . ., Y₁(ω_K/2) angewendet wird, die Energie des ersten Aus drucks in Gleichung (23) bei y_-1(t_p) konzentriert, und die Energie der anderen Ausdrücke ist über y_-1(t_-K/2), . . ., y_-1(t_K/2) verteilt, ohne in großem Maße zu y_-1(t_p) beizutragen.

Die Untersuchung der ersten Ausdrücke der Gleichung (22) und (23) zeigt, daß sich y₁(t_p) und y_-1(t_p) ent sprechend der Frequenzabweichung Δω, ändern und eine empfindliche Anzeige von Frequenzabweichungen lie fern, die geringer sind als der Subträgerabstand F_s. Durch Steuern der Oszillationsfrequenz des spannungs gesteuerten Oszillators 9 entsprechend der Differenz zwischen diesen Werten y₁(t_p) und y_-1(t_p) ist der Fre quenzabweichungsdetektor 15 in der Lage, kleine Fre quenzfehler zu erfassen und zu korrigieren. Insbeson dere können Frequenzfehler, die geringer sind als der Subträgerabstand F_s, korrigiert werden.

Anstelle der Verwendung sowohl von y₁(t_p) als auch von y_-1(t_p) kann der Frequenzabweichungsdetektor 15 nur einen von diesen beiden Werten mit y₀(t_p) ver gleichen, um zu entscheiden, wie die Oszillation zu ändern ist. Dieses Verfahren ist weniger genau, er fordert aber weniger Berechnung.

Drittes Ausführungsbeispiel

Ein drittes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Abstimmsteuerung und ein drittes Aus führungsbeispiel des erfindungsgemäßen digitalen Rundfunkempfängers wird mit Bezug auf das Block schaltbild in Fig. 3 beschrieben. Die bekannten Ele mente mit den Bezugszahlen 1 bis 9 sind dieselben wie beim ersten Ausführungsbeispiel; auf ihre Beschrei bung wird daher verzichtet.

Die neuen Elemente umfassen einen Phasenmodifizierer 12A, IFFT-Prozessoren 13A, 13B und 13C, einen Spit zendetektor 14A, Datendetektoren 16B und 16C und ei nen Frequenzabweichungsdetektor 15, wie beim zweiten Ausführungsbeispiel. Die in die IFFT-Prozessoren 13B und 13C eingegebenen Daten werden durch jeweilige Datenmodifizierer 17B und 17C geliefert, welche das Ausgangssignal des FFT-Prozessors 6 modifizieren.

Der Phasenmodifizierer 12A erzeugt modifizierte Daten V₀(ω_k) gleich X'(ω_k)z_k*, die somit identisch mit den modifizierten Daten Y₀(ω_k) in den vorhergehenden Aus führungsbeispielen sind. Die Datenmodifizierer 17B und 17C jedoch subtrahieren die Fourier-Transforma tion X(ω_k) des Bezugssignals kx(t) von dem Feld von Frequenzbereichdaten X'(ω_k) und multiplizieren das sich ergebende Differenzfeld elementweise mit dem Feld von konjugiert komplexen Zahlen von x_k-1 oder x_k+1. Insbesondere erzeugt der Datenmodifizierer 17B modifizierte Daten V₁(ω_k) gleich [X'(ω_k) - X(ω_k)]z_k-1*. Der Datenmodifizierer 17C erzeugt modifizierte Daten V_-1(ω_k) gleich [X'(ω_k)]z_k+1*. Die Fourier-Transforma tions-Werte X(ω_k) sind leicht verfügbar, da sie gleich den bekannten Daten z_k multipliziert mit einem konstanten Wert gleich klexp(-jθ/2) sind. Die Werte von X(ω_k) werden vorzugsweise vorher berechnet und in dem digitalen Rundfunkempfänger gespeichert.

Die nachfolgende Verarbeitung ist ähnlich der beim zweiten Ausführungsbeispiel. Inverse Fourier-Trans formationen werden auf die modifizierten Daten V₀(ω_k), V₁(ω_k) und V_-1(ω_k) angewendet, um Zeitserienda ten v₀(t), v₁(t) bzw. v_-1(t) zu erzeugen (t = t_-K/2, . . ., t_k/2). Der Spitzendetektor 14A erfaßt den Spit zenwert der Zeitserie v₀(t), gibt diesen Spitzenwert v₀(t_p) zu dem Frequenzabweichungsdetektor 15 und den Spitzenzeitwert t_p zu den Datendetektoren 16B und 16C aus. Die Datendetektoren 16B und 16C liefern die ent sprechenden Werte v₁(t_P) und v_-1(t_p) von Zeitserien v₁(t) und v_-1(t) zur Zeit t_p zu dem Frequenzabweichungsdetektor 15.

Der Frequenzabweichungsdetektor 15 vergleicht die von dem Spitzendetektor 14A und den Datendetektoren 16B und 16C empfangenen Daten und arbeitet wie beim zwei ten Ausführungsbeispiel. Wenn v₁(t_p) und v_-1(t_p) sich von v₀(t_p) um weniger als einen bestimmten Wert D un terscheiden und wenn v₁(t_p) größer ist als v_-1(t_p), dann wird die Oszillationsfrequenz des spannungsge steuerten Oszillators 9 erhöht. Wenn v₁(t_p) und v_-1(t_p) sich von v₀(t_p) um weniger als D unterscheiden und v₁(t_p) geringer ist als v_-1(t_p), dann wird die Oszilla tionsfrequenz herabgesetzt.

Die Werte von V₀(ω_k), V₁(ω_k) und V_-1(ω_k) werden durch die nachfolgenden Gleichungen (24), (25) und (26) gegeben.

Die aus den modifizierten Daten v₀(t_-K/2), . . ., v₀(t_K/2) erzeugten Zeitseriendaten V₀(ω_-K/2), . . ., V₀(ω_k/2) sind identisch mit den Zeitseriendaten y₀(t_- _K/2), . . ., Y₀(t_k/2) beim zweiten Ausführungsbeispiel. Der erste Ausdruck in der Gleichung (24) führt zu einem großen Spitzenwert v₀(t_p) bei einem besonderen Zeitwert t_p wie beim zweiten Ausführungsbeispiel.

Wenn die inverse Fourier-Transformation auf die von dem Datenmodifizierer 12B ausgegebenen modifizierten Daten V₁(ω_-K/2), . . ., V₁(ω_K/2) angewendet wird, leistet der erste Ausdruck in Gleichung (25) nur einen klei nen Beitrag zu den sich ergebenden Zeitseriendaten, und dieser Beitrag ist über v₁(t_-K/2), . . ., v₁(t_K/2) weit verbreitet. Der Beitrag des zweiten Ausdrucks in Gleichung (25) ist größer und ist bei v₁(t_p) konzen triert, da die Phasen wie in Gleichung (24) ausge richtet sind. Die Energie der anderen Ausdrücke in Gleichung (25) ist weit über v₁(_-K/2), . . ., v₁(t_K/2) verbreitet und trägt nicht in großem Maße zu v₁(t_p) bei.

In gleicher Weise trägt, wenn die inverse Fourier- Transformation auf die modifizierten Daten v_-1(ω_-K/2), . . ., V_-1(ω_K/2) angewendet wird, der zweite Ausdruck von Gleichung (26) in vergleichsweise großem Maße zu v_- ₁(t_p) bei, während die Beiträge der anderen Ausdrücke über v_-1(t_-K/2), . . ., v_-1(t_K/2) verteilt sind.

Das dritte Ausführungsbeispiel arbeitet demgemäß in derselben Weise wie das zweite Ausführungsbeispiel; jedoch werden kleine Frequenzabweichungen Δω genauer erfaßt durch v₁(t_p) und v_-1(t_p) beim dritten Ausfüh rungsbeispiel als durch y₁(t_p) und y_-1(t_p) beim zweiten Ausführungsbeispiel, da die ersten Ausdrücke der Gleichungen (25) und (26) in den Datenmodifizierern 17B und 17C im wesentlichen unwirksam gemacht werden.

Der Frequenzabweichungsdetektor 15 beim dritten Aus führungsbeispiel braucht v₁(t_p) und v_-1(t_p) nicht zu vergleichen; im wesentlichen ähnliche Ergebnisse kön nen durch Vergleich von einem dieser beiden Werte mit v₀(t_p) erhalten werden.

Wie in den vorbeschriebenen Ausführungsbeispielen gezeigt ist, liefert die vorliegende Erfindung eine genaue Abstimmregelung über einen weiten Bereich von Frequenzabweichungen von groß zu klein.

Die Erfindung ist nicht auf die vorstehenden Ausfüh rungsbeispiele beschränkt. Die Phasenmodifizierer 12A, 12B, 12C, . . ., IFFT-Prozessoren 13A, 13B, 13C, Spitzendetektoren 14A, 14B, 14C, . . ., Datende tektoren 16B und 16C und Datenmodifizierer 17B und 17C, welche vorstehend als getrennte Funktionsblöcke dargestellt sind, können auf verschiedene Weise kom biniert werden. Zum Beispiel kann ein einziger IFFT- Prozessor vorgesehen sein, um alle Berechnungen vor zunehmen, die von den mehreren IFFT-Prozessoren 13A, 13B, 13C, . . . durchgeführt werden. Alternativ kann die von den neuen Elementen durchgeführte Verarbei tung durch einen geeignet programmierten digitalen Signalprozessor (DSP) oder einen anderen Allgemein zweckprozessor erfolgen.

Das Verfahren nach dem ersten Ausführungsbeispiel kann mit dem Verfahren nach dem zweiten oder dritten Ausführungsbeispiel kombiniert werden, wobei das er ste Ausführungsbeispiel für eine Grobabstimmung und das zweite oder dritte Ausführungsbeispiel für eine Feinabstimmung verwendet werden. Alternativ können alle drei Ausführungsbeispiele kombiniert werden, wobei das erste Ausführungsbeispiel für eine Grobab stimmung, das zweite Ausführungsbeispiel für eine Feinabstimmung und das dritte Ausführungsbeispiel für eine Feinstabstimmung verwendet werden.

Der Frequenzabweichungsdetektor kann in verschiedenen Weisen arbeiten, die vorstehend nicht beschrieben sind. Zum Beispiel können in Abhängigkeit davon, wie die Subträger numeriert sind, die Erhöhung und die Herabsetzung der Oszillationsfrequenz des spannungs gesteuerten Oszillators gegenüber der obigen Be schreibung umgekehrt werden.

Die Erfindung ist nicht auf QPSK-OFDM beschränkt, sondern ebenso auf andere Arten von PSK-OFDM anwend bar.

Claims

1. Verfahren zur Frequenzsteuerung eines lokalen Oszillators (9), um ein PSK-OFDM-Signal zu emp fangen, das ein Phasenbezugssymbol aufweist, welches bekannte Daten als Phasenverschiebungen von Subträgern des PSK-OFDM-Signals kodiert, gekennzeichnet durch die Schritte:
Empfangen und Demodulieren des Phasenbezugssym bols, um ein Feld von Frequenzbereichsdaten zu erhalten,
Multiplizieren des Feldes von Frequenzbereichs daten elementweise mit einem Feld von konjugiert komplexen Zahlen der bekannten Daten, Annehmen einer Frequenzversetzung von null zwischen den Frequenzbereichsdaten und den bekannten Daten, wodurch ein erstes Feld von modifizierten Daten erhalten wird,
Multiplizieren des Feldes von Frequenzbereichs daten elementweise mit dem Feld von konjugiert komplexen Zahlen, Annehmen zumindest eine von null abweichende Frequenzversetzung zwischen den Frequenzbereichsdaten und den bekannten Daten, wodurch zumindest ein zusätzliches Feld von mo difizierten Daten erhalten wird,
Transformieren des ersten Feldes von modifizier ten Daten in Zeitbereichsdaten, indem eine in verse schnelle Fourier-Transformation durchge führt wird, wodurch eine erste Zeitserie erhal ten wird,
Transformieren jedes der zusätzlichen Felder von modifizierten Daten in Zeitbereichsdaten, indem eine inverse schnelle Fourier-Transformation durchgeführt wird, wodurch zumindest eine zu sätzliche Zeitserie erhalten wird,
Erfassen eines Spitzenwertes in der ersten Zeit serie,
Nehmen eines zusätzlichen Wertes aus jeder zu sätzlichen Zeitserie,
Durchführen von Vergleichen zwischen dem Spit zenwert und jedem zusätzlichen Wert, und
Einstellen der Oszillationsfrequenz in Abhängig keit von den Ergebnissen der Vergleiche.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß im Schritt des Multiplizierens des Fel des von Frequenzbereichsdaten elementweise mit dem Feld von konjugiert komplexen Zahlen zumin dest eine positive Frequenzversetzung und zumin dest eine negative Frequenzversetzung angenommen werden, wodurch zumindest zwei zusätzliche Fel der von modifizierten Daten erhalten werden, und im Schritt des Transformierens jedes der zusätz lichen Felder als die zusätzlichen Zeitserien zumindest eine zweite Zeitserie entsprechend der positiven Frequenzversetzung und eine dritte Zeitserie entsprechend der negativen Frequenz versetzung erhalten werden.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich net, daß der Schritt des Nehmens die Erfassung eines Spitzenwertes in jeder der zusätzlichen Zeitserien und des Nehmens des so erfaßten Spit zenwertes als zusätzlicher Wert umfaßt.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeich net, daß der Schritt des Vergleichens das Auf finden eines größten Spitzenwertes aus den in der ersten Zeitserie und den zusätzlichen Zeit serien erfaßten Spitzenwerten umfaßt.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich net, daß der Schritt des Steuerns umfaßt:
Verändern der Oszillationsfrequenz in einer Richtung, wenn der größte Spitzenwert in der zweiten Zeitserie erfaßt wurde, und
Ändern der Oszillationsfrequenz in der entgegen gesetzten Richtung, wenn der größte Spitzenwert in der dritten Zeitserie erfaßt wurde.

6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß der Schritt des Erfassens eines Spit zenwertes in der ersten Zeitserie auch die Er fassung einer Zeit umfaßt, zu welcher der Spit zenwert in der ersten Zeitserie erhalten wird, und
der Schritt des Nehmens das Nehmen eines Wertes entsprechend der so in der ersten Zeitserie er faßten Zeit aus jeder der zusätzlichen Zeitse rien umfaßt.

7. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch den zusätzlichen Schritt des Modifizierens des Feldes von Frequenzbereichsdaten durch Subtra hieren eines Feldes von vorbestimmten Werten, darstellend eine Fourier-Transformation des Pha senbezugssymbols, elementweise von dem Feld von Frequenzbereichsdaten, vor dem Schritt des Mul tiplizierens des Feldes von Frequenzbereichsda ten elementweise mit dem Feld von konjugiert komplexen Zahlen, wobei zumindest eine von null abweichende Frequenzversetzung zwischen den Fre quenzbereichsdaten und den bekannten Daten an genommen wird.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch ge kennzeichnet, daß
im Schritt des Multiplizierens des Feldes von Frequenzbereichsdaten elementweise mit dem Feld von konjugiert komplexen Zahlen eine positive Frequenzversetzung und eine negative Frequenz versetzung angenommen werden, wodurch zwei zu sätzliche Felder von modifizierten Daten erhal ten werden, und
in dem Schritt des Transformierens jedes der zusätzlichen Felder als die zusätzlichen Zeitse rien eine zweite Zeitserie entsprechend der po sitiven Frequenzversetzung und eine dritte Zeit serie entsprechend der negativen Frequenzverset zung erhalten werden.

9. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch ge kennzeichnet, daß der Schritt des Einstellens aufweist:
Verändern der Oszillationsfrequenz in einer Richtung, wenn sowohl der von der zweiten Zeit serie genommene zusätzliche Wert als auch der von der dritten Zeitserie genommene zusätzliche Wert sich von dem in der ersten Zeitserie erfaß ten Spitzenwert um weniger als einen bestimmten Betrag unterscheiden und der von der zweiten Zeitserie genommene zusätzliche Wert größer ist als der von der dritten Zeitserie genommene zu sätzliche Wert, und
Verändern der Oszillationsfrequenz in einer ent gegengesetzten Richtung, wenn sich sowohl der von der zweiten Zeitserie genommene zusätzliche Wert als auch der von der dritten Zeitserie ge nommene zusätzliche Wert von dem in der ersten Zeitserie erfaßten Spitzenwert um weniger als einen bestimmten Betrag unterscheiden und der von der zweiten Zeitserie genommene zusätzliche Wert geringer ist als der von der dritten Zeit serie genommene zusätzliche Wert.

10. Digitaler Rundfunkempfänger zum Empfang eines PSK-OFDM-Signals mit einem lokalen Oszillator (9) mit steuerbarer Oszillationsfrequenz, einer Mischstufe (3) zum Herabsetzen des PSK-OFDM-Si gnals auf ein Zwischenfrequenzsignal durch Mi schen des PSK-OFDM-Signals mit einem von dem lokalen Oszillator erzeugten Signal, und Demodu lationsschaltungen (4, 6) zum Erhalten eines Fel des von Frequenzbereichsdaten aus dem Zwischen frequenzsignal, wobei das Feld von Frequenzbe reichsdaten Subträger-Phaseninformationen des PSK-OFDM-Signals darstellt, gekennzeichnet durch
eine Phasenmodifiziervorrichtung (12A) zum Mul tiplizieren des Feldes von Frequenzbereichsdaten elementweise mit einem Feld von konjugiert kom plexen Zahlen von bekannten Daten, die in einem Phasenbezugssymbol in dem PSK-OFDM-Signal ko diert sind, wenn das Phasenbezugssymbol empfan gen wird, und Annehmen unterschiedlicher Fre quenzversetzungen zwischen den Frequenzbereichs daten und den bekannten Daten, wodurch mehrere Felder von modifizierten Daten erhalten werden, die mit den jeweiligen Frequenzversetzungen ver bunden sind,
eine Vorrichtung (14A) zum Durchführen einer inversen schnellen Fourier-Transformation, die mit der Phasenmodifiziervorrichtung gekoppelt ist, um jeweilige Felder von modifizierten Daten in Zeitbereichsdaten zu transformieren, wodurch mehrere Zeitserien erhalten werden, die mit den jeweiligen Frequenzversetzungen verbunden sind, eine Spitzenerfassungsvorrichtung (14A), die mit der Vorrichtung zum Durchführen einer inversen schnellen Fourier-Transformation verbunden ist, zum Erfassen von Spitzenwerten in den jeweiligen Zeitserien, wobei jeder so erfaßte Spitzenwert mit einer unterschiedlichen Frequenzversetzung von den Frequenzversetzungen verbunden ist, und einen Frequenzabweichungsdetektor (15), der mit der Spitzenerfassungsvorrichtung verbunden ist, zum Auswählen eines größten Spitzenwertes aus den Spitzenwerten und zum Einstellen der Oszil lationsfrequenz des lokalen Oszillators (9) in Abhängigkeit von der mit dem größten Spitzenwert verbundenen Frequenzversetzung.

11. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzverset zungen zumindest eine positive Frequenzverset zung, zumindest eine negative Frequenzversetzung und eine Frequenzversetzung von null umfassen.

12. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzabwei chungsdetektor (15) die Oszillationsfrequenz in einer Richtung verändert, wenn die positive Fre quenzversetzung mit dem größten Spitzenwert ver bunden ist, und in die entgegengesetzte Rich tung, wenn die negative Frequenzversetzung mit dem größten Spitzenwert verbunden ist.

13. Digitaler Rundfunkempfänger zum Empfang eines PSK-OFDM-Signals mit einem lokalen Oszillator (9) mit einer steuerbaren Oszillationsfrequenz, einer Mischstufe (3) zum Herabsetzen des PSK- OFDM-Signals auf ein Zwischenfrequenzsignal durch Mischen des PSK-OFDM-Signals mit einem von dem lokalen Oszillator erzeugten Signal, und Demodulationsschaltungen (4, 6), um ein Feld von Frequenzbereichsdaten aus dem Zwischenfrequenz signal zu erhalten, wobei das Feld von Frequenz bereichsdaten Subträger-Phaseninformationen des PSK-OFDM-Signals darstellt, gekennzeichnet durch
eine Phasenmodifiziervorrichtung (12A) zum Mul tiplizieren des Feldes von Frequenzbereichsdaten elementweise mit einem Feld von konjugiert kom plexen Zahlen von bekannten Daten, die in einem Phasenbezugssymbol in dem PSK-OFDM-Signal ko diert sind, wenn das Phasenbezugssymbol empfan gen wird, wobei zumindest zwei unterschiedliche Frequenzversetzungen zwischen den Frequenzbe reichsdaten und den bekannten Daten angenommen werden, von denen eine eine Frequenzversetzung von null ist, wodurch zumindest zwei Felder von modifizierten Daten erhalten werden, die mit den jeweiligen Frequenzversetzungen verbunden sind,
eine Vorrichtung (14A) zum Durchführen einer inversen schnellen Fourier-Transformation, die mit der Phasenmodifiziervorrichtung verbunden ist, um die Felder von modifizierten Daten in Zeitbereichsdaten zu transformieren, wodurch mehrere Zeitserien erhalten werden, die mit den jeweiligen Frequenzversetzungen verbunden sind,
eine Spitzenerfassungsvorrichtung (14A), die mit der Vorrichtung zum Durchführen einer inversen schnellen Fourier-Transformation verbunden sind, um einen Spitzenwert in der Zeitserie zu erfas sen, die mit der Frequenzversetzung von null verbunden ist, und eine Zeit zu erfassen, zu welcher der Spitzenwert auftritt,
eine Datenauswahlvorrichtung (16B), die mit der Vorrichtung zum Durchführen einer inversen schnellen Fourier-Transformation verbunden ist, um einen Wert aus jeder der Zeitserien auszuwäh len, die nicht mit der Frequenzversetzung von null verbunden sind, entsprechend der von der Spitzenerfassungsvorrichtung erfaßten Zeit, und einen Frequenzabweichungsdetektor (15), der mit der Spitzenerfassungsvorrichtung gekoppelt ist, um Vergleiche zwischen dem Spitzenwert und jedem Wert, der von der Datenauswählvorrichtung ausge wählt wurde, durchzuführen, und zum Einstellen der Oszillationsfrequenz des lokalen Oszillators (9) in Abhängigkeit von den Ergebnissen der Ver gleiche.

14. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenmodifi ziervorrichtung eine positive Frequenzabweichung und eine negative Frequenzabweichung zusätzlich zu der Frequenzabweichung von null annimmt.

15. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzabwei chungsdetektor (15) die Oszillationsfrequenz ändert, wenn beide von der Datenauswahlvorrich tung (16B) ausgewählten Daten sich von dem Spit zenwert um weniger als einen bestimmten Betrag unterscheiden, wobei die Oszillationsfrequenz in einer Richtung in Abhängigkeit davon geändert wird, welcher der von der Datenauswahlvorrich tung ausgewählten Werte größer ist.

16. Digitaler Rundfunkempfänger nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn die von der Phasenmodifiziervorrichtung (12A) angenommene Frequenzversetzung nicht null ist, die Phasenmo difiziervorrichtung das Feld von Frequenzbe reichsdaten durch Subtraktion eines Feldes von vorbestimmten Werten, die eine Fourier-Transfor mation des Phasenbezugssymbols darstellen, ele mentweise von dem Feld von Frequenzbereichsdaten vor dem Multiplizieren des Feldes von Frequenz bereichsdaten elementweise mit dem Feld von kon jugiert komplexen Zahlen modifiziert.