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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf die Frequenzkorrektur von Mehrträgersignalen und eine entsprechende
Vorrichtung, insbesondere zur Steuerung des Empfangs-Timing-Oszillators
in einem OFDM-Empfänger.
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Hintergrund
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Es sind verschiedene Verfahren zur
terrestrischen Übertragung
von digitalen Rundfunksignalen bekannt, die Modulationsarten haben
wie OFDM, QPSK und QAM. Beispiele solcher gesendeten Signale sind DVB-(digitaler
Video-Rundfunk)-, HDTV-T-(hierarchische
digitale Fernsehübertragung)-
und DAB-(digitaler Audio-Rundfunk)-Signale.
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Bei dem OFDM-Verfahren (orthogonaler
Frequenz-Multiplex) enthält
das gesendete Signal eine Mehrzahl von modulierten Trägern. Diese
Träger
werden in dem Empfänger
mittels einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) getrennt. Vor
Transponierung in dem Frequenzbereich muss das analoge Signal abgetastet werden.
Zu diesem Zweck steuert ein örtlicher
Oszillator das Timing vor der FFT. Oszillator-Unvollkommenheiten
(Zeitfehler, Frequenz-Offset)
können
die Genauigkeit der Abtastoperation verschlechtern und daher nach der
FFT Differenzträger-Störungen einführen. Die
automatische Frequenzregelungs-Verarbeitung (AFC) und die gemeinsame
Phasenfehler-Abschätzungs-Verarbeitung
(CPEE) sind geeignet, Abschätzungen
der Frequenzfehler zu geben, um die Unvollkommenheiten des Oszillators
zu korrigieren.
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Erfindung
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde,
ein Verfahren zu offenbaren, das die Verminderung von Frequenzabweichungen
und Zeitfehlern der Mehrträgersignale
erlaubt. Diese Aufgabe wird durch das im Anspruch 1 offenbarte Verfahren
gelöst.
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Der Erfindung liegt ferner die Aufgabe
zugrunde, eine Vorrichtung zu offenbaren, die das erfindungsgemäße Verfahren
verwendet. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 6 offenbarte
Vorrichtung gelöst.
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Der AFC-Prozess hat den Vorteil,
dass er große
Frequenzabweichungen bis hinauf zu dem 20-fachen des Trägerabstandes
feststellen kann. Er kann aber nur einmal pro Block ausgeführt werden,
was durch zwei aufeinanderfolgende Referenzsymbole begrenzt ist.
Sein Ergebnis ist nach einer langen Verarbeitungsverzögerung von
etwa 18 Symbolen verfügbar.
Daher kann er nicht verwendet werden, um die Zeitfehler des Oszillators
zu korrigieren. Ferner hinterlässt
er Offsets, die beträchtlich
die Funktionen für
die empfindlichen Schichten verschlechtern können.
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Das CPEE-Verfahren liefert andererseits
eine gute Genauigkeit, weil eine Filterung des Rauschens über einer
großen
Zahl von Pilotzellen ausgeführt
wird. Sie kann für
jedes Symbol durchgeführt
werden und erlaubt daher Oszillator-Zeitfehler festzustellen. Das
Ergebnis ist nach einer Verzögerung
von vier Symbolen verfügbar.
Da aber das CPEE-Verfahren auf Phasenvergleichen beruht, kann es
keine großen
Frequenzabweichungen handhaben. Eine Drehung von +Π zwischen
zwei Symbolen ist der maximale theoretische Wert.
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Daher werden gemäß der Erfindung beide Verfahren
in einer Rückkopplungsschleife
kombiniert, in der die AFC dazu verwendet wird, um den Frequenz-Offset
bei der Initialisierung zu korrigieren, und die CPEE dazu verwendet
wird, die verbleibende Abweichung und die Zeitfehler nach der Initialisierung
zu korrigieren. Dies erlaubt die Beseitigung eines großen Teils
der Frequenzabweichungen und der Niederfrequenz-Komponenten der
Zeitfehler des örtlichen
Oszillators ohne Einführung
eines nennenswerten Phasenrauschens.
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Im Prinzip besteht das erfindungsgemäße Verfahren
zur Frequenzkorrektur von Mehrträgersignalen aus
einer Rückkopplungs-Regelschleife, in
der ein erster und ein zweiter Prozess zur Abschätzung und/oder Korrektur der
Trägerfrequenz-Abweichung
ausgeführt
wird, wobei der erste Prozess Frequenzabweichungen in der Größenordnung
von mehreren Trägerabständen und
der zweite Prozess Frequenzabweichungen in der Größenordnung
eines Bruchteils des Trägerabstandes
behandelt.
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Vorteilhafterweise wird zwischen
dem ersten und zweite Prozess in Abhängigkeit von einem Schwellwert
umgeschaltet.
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Vorteilhafterweise wird der erste
und zweite Prozess der Abschätzung
der Frequenzabweichung nach der Trennung der verschiedenen Träger des
Mehrträgersignals
ausgeführt,
und die Ergebnisse werden dazu verwendet, das Basisbandsignal vor
der Trägertrennung
zu korrigieren.
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Ferner kann das Mehrträgersignal
ein OFDM-Signal sein, das CAZAC-Sequenzen, M-Sequenzen und Pilotzellen
umfasst, und in dem ersten Prozess werden CAZAC-Sequenzen und M-Sequenzen
untersucht, die in den Referenzsymbolen des OFDM-Signals verteilt
sind, und in dem zweiten Prozess wird die Frequenzabweichung durch
Durchschnittsbildung der Phasenänderung über den
Pilotzellen abgeschätzt.
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Es ist von Vorteil, dass die Rückkopplungs-Regelschleife
die folgenden Schritte ausführt:
- – wenn
der erste Prozess eingeschaltet wird, wird der zweite Prozess während eines
ganzen Blocks ausgeschaltet;
- – während des
folgenden Blocks wird zwischen dem ersten Prozess und dem zweiten
Prozess umgeschaltet;
- – am
Ende jenes Blocks wird der zweite Prozess reinitialisiert;
- – nach
Re-Initialisierung wird der zweite Prozess eingeschaltet und der
erste Prozess ausgeschaltet.
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Im Prinzip besteht die erfindungsgemäße Vorrichtung
für die
Frequenzkorrektur von Mehrträgersignalen
darin, dass in einer Rückkopplungs-Regelschleife
eine erste und eine zweite Einheit zur Abschätzung und/oder Korrektur der
Trägerfrequenz-Abweichung
enthalten sind, wobei die erste Einheit Frequenzabweichungen in
der Größenordnung
von mehreren Trägerabständen behandelt
und die zweite Einheit Frequenzabweichungen in der Größenordnung
eines Bruchteils des Trägerabstandes
behandelt.
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Vorteilhafterweise umfasst die Rückkopplungs-Regelschleife
ferner einen Multiplizierer zur Modulation des Mehrträgersignals,
eine Einheit für
eine schnelle Fourier-Transformation zur Abtrennung der verschiedenen
Träger
des Mehrträgersignals,
wobei das Signal von abgetrennten Trägern der ersten und zweiten
Einheit zur Abschätzung
und/oder Korrektur der Trägerfrequenz-Abweichung zugeführt wird,
und wobei die Ausgänge der
ersten und zweiten Einheit einem örtlichen Oszillator und das
Ausgangssignal des örtlichen
Oszillators dem Multiplizierer zugeführt werden.
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Zeichnungen
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Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung
werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
näher erläutert. In
den Zeichnungen stellen dar:
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1 eine
Zeit (a) und ein Übergangs-Diagramm
(b) des erfindungsgemäßen Prozesses;
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2 ein
Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Rückkopplungsschleife;
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3 die
Konvergenz der CPEE mit und ohne Re-Initialisierung;
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4 Ergebnisse
der CPEE bei verschiedenen Frequenzabweichungen;
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5 die
Verminderung von Frequenz-Zeitfehlern für verschiedene Werte von Kf2;
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6 ein
Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Empfängers.
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Bevorzugte
Ausführungsformen
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Ein Zeit- und Übergangs-Diagramm ist in 1a bzw. 1b dargestellt. In 1a besteht jeder Block B1, B2, B3,...
aus 25 Symbolen. Das AFC-Ergebnis ist nur nach einer großen Verzögerung von
etwa 18 Symbolen verfügbar,
und es gibt keine Möglichkeit,
es vorauszusagen. Daher muss auf den folgenden Block B2 gewartet
werden, bis die RFC eingeschaltet und die CPEE während dieses Blocks ausgeschaltet
wird (in der Figur mit CPEEo markiert). Dies führt zu einer Verzögerung von
einem Block zur Umschaltung auf die AFC. Am Ende dieses Blocks ist
es besser, die CPEE zu re-initialisieren (in der Figur mit CPEEini
markiert), um sich auf relevante Werte von Beginn zu verlassen und
Konvergenzzeit zu vermeiden. Für
die folgenden Blöcke
B3, B4 wird die CPEE-Korrektur
ausgeführt.
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Die Übergänge zwischen AFC und CPEE sind
in 1b dargestellt. Zunächst erfolgt
die Verarbeitung in dem Zustand, wo die AFC ausgeführt wird.
Nach Initialisierung muss die CPEE eingeschaltet und die AFC abgeschaltet
werden, was durch den Zustand 2 symbolisiert ist. Das AFC-Ergebnis
wird dann mit einem Schwellwert αfs verglichen. Je nach dem, ob es kleiner
oder größer als
die Gültigkeitsgrenze
der CPEE ist, verbleibt die Verarbeitung entweder im Zustand 2 oder
kehrt zum Zustand 1 zurück,
wo die AFC-Verarbeitung für den
nächsten
Block ausgeführt
wird.
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Ein prinzipielles Blockschaltbild
der Struktur der Rückkopplungsschleife
gemäß der Erfindung
ist in 2 dargestellt.
Digitale Daten werden einer schnellen Fourier-Transformation FFT
zugeführt,
die die verschiedenen Träger
trennt. Der Ausgang der FFT wird den AFC- und CPEE-Verarbeitungs-Einheiten
zugeführt. Für die AFC-Verarbeitung
werden die sogenannten CAZAC-Sequenzen und M-Sequenzen, die in den
Referenzsymbolen des OFDM-Signals verteilt sind, untersucht. Bei
der CPEE-Verarbeitung wird die Frequenzabweichung durch Durchschnittsbildung
der Phasenänderung über den
Pilotzellen abgeschätzt.
Das AFC-Ergebnis wird mit einem Schwellwert αfs in
der Einheit COMP verglichen, was die Werte O oder 1 ergibt. Der
resultierende Wert wird um einen Block in D1B verzögert und
in M2 entweder mit Symbref = 1 multipliziert, wenn es ein Referenzsymbol
gibt, oder mit Symbref = 0, wenn es kein Referenzsymbol gibt. Das
Multiplikationsergebnis von M2 wird für zwei Zwecke verwendet. Zunächst wird
es einer weiteren Multiplikations-Einheit M1 zugeführt, wo
es mit dem ursprünglichen
AFC-Ergebnis multipliziert wird. Das Ergebnis von M1 wird dann in
der Einheit Kf1 skaliert und einer Addierstufe A1 zugeführt. Zweitens
wird das Multiplikationsergebnis um 7 Symbole in D7S verzögert und
der CPEE-Einheit zur Initialisierung zugeführt. Das Ergebnis der CPEE,
das eine Phasenfehler-Abschätzung ist,
wird dann in dem Wandler CONV in eine äquivalente Frequenzabweichung
umgewandelt. Das umgewandelte Ergebnis wird dem Multiplizierer M3
zugeführt,
wo es mit dem Ergebnis des Komparators COMP, verzögert um
7 Symbole in D7S, multipliziert wird. Das Ergebnis von M3 wird in
Kf2 skaliert und auch der Additionsstufe A1 zugeführt. Die
Multiplizierer M1 und M3 stellen zusammen mit der Addierstufe A eine
Schaltfunktion dar und lassen entweder das Ergebnis des AFC-Prozesses
oder das des CPEE-Prozesses,
je nach dem Ergebnis des Vergleichs in COMP, durch. Das Ergebnis
von A1 wird am Ende der Schleife in einem IIR-Filter gefiltert, das aus einer Verzögerung D1S,
einem Verstärker
K1 und einer Addierstufe A2 aufgebaut ist, um den vorhergehenden
Korrekturwert aufrecht zu erhalten. Das korrigierte Signal wird
einem digital gesteuerten Oszillator vor der FFT zugeführt, der
zur Modulation der neu ankommenden abgetasteten Daten durch den
Modulator M verwendet wird.
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3 zeigt
die Konvergenz der CPEE mit und ohne Re-Initialisierung für Parameter, die für die folgenden
Simulationen verwendet werden. Die Re-Initialisierung tritt bei
dem 26. Symbol S26 auf. Wie man sieht, benötigt der Algorithmus einige
Blöcke,
etwa 4 bis 5 Blöcke,
zum Konvergieren, wenn er nicht reinitialisiert wird (gestrichelte
Linie). Dies entspricht grob einer Dauer zwischen 30 und 40 ms.
Diese Zeitverzögerung
wird nicht benötigt,
wenn Re-Initialisierung verwendet wird (voll ausgezogene Linie).
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Besonders geeignete Werte der Parameter
werden nachfolgend definiert und sind mit Hilfe von Simulationen
bestimmt worden.
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In den Simulationen kann die AFC
immer die grobe Abweichung in einem Schritt korrigieren und braucht
nicht mehrmals nacheinander eingeschaltet zu werden. Es kann jedoch
Bedingungen geben, bei denen ein AFC-Korrekturschritt nicht ausreicht.
In diesem Fall kann eine zweite Struktur definiert werden, damit die
AFC in dem Zustand EIN bleiben kann.
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Die theoretische Grenze der CPEE
entspricht einer Drehung der Träger
um n während
der Symbollänge.
In dem Fall von einer 2 K OFDM, mit einem 1/4 Schutzintervall, entspricht
sie einer Grenze von 1562,5 Hz. Wegen des Vorhandenseins von Rauschen
ist der Bereich von Gültigkeit
bei realen Bedingungen kleiner als der Grenzwert. Es sind Simulationen
ausgeführt
worden, um dies abzuschätzen.
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Parameter der Simulationen:
- – 2
K OFDM, Schutzintervall 1/4;
- – Rice-Kanal
(k = 10, SNR = 23,5 dB) und Rayleigh-Kanal (SNR = 8,5 dB);
- – gemeinsames
Phasenrauschen;
- – konstante
Trägerabweichung.
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Die Ergebnisse in beiden Kanälen sind
in 4 dargestellt. Bei
einer Frequenzabweichung von 1300 Hz (voll ausgezogene Linie) sind
die gemeinsamen Phasenabschätzungen
immer relevant und könnten
zu der DCO zurückgeführt werden.
Die kleinen Änderungen
der Abschätzungen
beruhen auf dem Phasenrauschen und auf dem additiven Gauss'schen Rauschen. Bei
1500 Hz (gestrichelte Linie) kann der Algorithmus wegen der nahen
theoretischen Grenze nicht zwischen einer positiven und einer negativen
Frequenzabweichung unterscheiden. Gemäß diesen Ergebnissen ist ein
Wert von a = 0,2, der etwa 800 Hz entspricht, ein plausibler Schwellwert.
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Die AFC bietet den Vorteil, ihre
Korrektur beendet zu haben, bevor das nächste Referenzsymbol durch die
FFT geht. Dies bedeutet, dass die Abweichung in einem Schritt ohne
die Gefahr von Instabilität
korrigiert werden kann. Es kann ein Koeffizient Kf1 =
1 verwendet werden und die Schnelligkeit der Korrektur sicherstellen.
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Da die Korrektur mit einer Verzögerung von
4 Symbolen erfolgt, kann die Wahl eines zu großen Koeffizienten Kf2 eine Instabilität des Systems verursachen.
Dies wird mit den nachfolgenden theoretischen Berechnungen gezeigt:
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Zur Zeit k sei
x(k) die Frequenzabweichung
der DCO,
c(k) die Korrektur,
y(k) die korrigierte Frequenz,
y(k)
die Abschätzung
von y(k) (aus der CPEE).
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y ~(k – 4) wird zu der DCO zurückgeführt, und
es können
die folgenden Gleichungen geschrieben werden: c(k)
= K1*c(k – 1) – Kf2*y ~(k – 4)
y(k) = x(k) + c(k)was ergibt: y(k) – x(k) =
K1*y(k – 1) – K1*x(k – 1)
- Kf2*y ~(k – 4 )
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Wenn eine perfekte Abschätzung der
CPEE angenommen wird, wird die folgende Gleichung eines IIR-Filters
der vierten Ordnung erhalten: y(k) – x(k) =
K1*y(k – 1)
- K1*x(k – 1) - Kf2*y
(k – 4)
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Die Laplace-Transformation des IIR-Filters
ist wie folgt:
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Das System ist stabil, wenn die Amplitude
jeder Null kleiner als 1 ist. Wenn K1 nahe bei 1 liegt, entspricht
dies einem Grenzwert von Kf2 ≅ 0,44. Der
gewählte
Wert Kfz sollte kleiner als der Grenzwert sein, um einen Abklingfaktor
vorzusehen.
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Die Rückkopplungsschleife verlässt sich
auf die Abschätzung
der Frequenzabweichung, die auf nicht-rauschbehafteten Signalen
beruht und daher additives Phasenrauschen einführt. Kleine Werte von Kf2 können
die Stärke
des Phasenrauschens vermindern, aber begrenzen die Korrektur auf
die sehr niedrigen Frequenzen der Frequenz-Zeitfehler. Zwischen
diesen beiden Phenomenen muss ein Kompromiss gefunden werden.
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Der Kompromiss kann durch Simulationen
des Ansprechens des Systems bei verschiedenen Werten von Kf2 und verschiedenen Zeitfehlern gefunden
werden. Die Zeitfehler, die verwendet worden sind, setzen sich aus
zwei Frequenzen fm1 und fm2 zusammen.
Die Frequenzabweichung Δf(t)
kann wie folgt geschrieben werden: Δf(f) = h1 × cos(2Πfm1t) + h2 × cos (2Πfm2t)
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Mit den folgenden Gruppen von Werten
(in Hz):
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Parameter der Simulationen:
- – 2
K OFDM, Schutzintervall ¼;
- – Rice-Kanal
(k = 10, SNR = 23,5 dB) und Rayleigh-Kanal (SNR = 8,5 dB).
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Typische Ergebnisse sind in 5 im Vergleich mit dem nicht-korrigierten
Verhalten (dicke voll ausgezogene Linie) dargestellt. Wie zuvor
erwähnt
wurde, erzeugt ein zu großer
Wert von Kf2 Instabilität und stellt nicht die Konvergenz
des Systems sicher. Die Simulation gibt einen Grenzwert von etwa
O,4 (gestrichelte Linie). Für
kleinere Werte wie 0,25 (dünne
voll ausgezogene Linie) gibt es keine Stabilitätsproblem. Das durch die Schleife
eingeführte
Phasenrauschen bringt keine große
Verschlechterung der Ergebnisse, selbst für große Werte von Kf2.
Zum Beispiel sind für
Kf2 = 0,3 die entsprechenden Verschlechterungen
in beiden Fällen
kleiner als 0,05 dB. Simulationen haben auch gezeigt, dass Frequenzen
bis hinauf zu 30 Hz beseitigt werden. Daher ist ein geeigneter Wert
Kf2 = 0,3, der einem der größtmöglichen
Werte ohne jedes Risiko von Instabilität entspricht.
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Ein Wert sehr nahe bei eins musste
für den
Koeffizienten K1 gewählt
werden. Die Simulationen sind mit 0,99995 ausgeführt worden, was gute Ergebnisse
ergibt.
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Das Blockschaltbild eines möglichen
erfindungsgemäßen OFDM-Empfängers ist
in 6 dargestellt. Aus
Gründen
der Klarheit sind das Stirnende FE und Dekodierteile der Quelle
fortgelassen. Nach einer Tiefpassfilterung wird das Basisband-Signal
BB mit tels eines Analog/Digital-Wandlers A/D umgewandelt und nach Modulation
durch den komplexen Multiplizierer M der FFT-Einheit zugeführt. Um
Differenzträger-Interferenzen der
OFDM-Träger,
die durch eine falsche Abtastphase verursacht werden, zu vermeiden,
korrigiert die durch die AFC- und CPEE-Einheiten aufgebaute Rückkopplungsschleife
und der digital gesteuerte Oszillator DCO die Frequenzposition des
Basisband-Signals (oder allgemein des abwärts umgewandelten Signals)
auf einen Wert, der der Abtastrate entspricht. Der FFT-Prozess selbst
wird durch einen speziellen Impuls begonnen, der von der Einheit
NSD aus dem Null-Symbol des OFDM-Übertragungs-Rahmens abgeleitet
wird. Die Fein-Positionierung
der FFT wird durch Abschätzung
von speziellen Synchronisations-Symbolen ausgeführt. Das Setzen des FFT-Fensters, die Steuerung
seiner Position und Zeitbasis werden durch die Einheit FFTPAR ausgeführt. Für die Kanal-Abschätzung wird
eine bekannte Gruppe von Referenz-Symbolen mit den empfangenen Referenz-Symbolen
in der Einheit CEST verglichen. Die abgeschätzten Werte werden zur Speisung
der Kanal-Korrektur-Einheit
CCORR in dem Signalverarbeitungsweg verwendet, der üblicherweise
aus vier Multiplizierern im Signalweg zur Korrektur von Amplitude
und Phase jedes Trägers
besteht. Das Ergebnis wird schließlich aufeinanderfolgend einer
Entschachtelungs-Einheit DEINT, einem Soft-Symbol-Demapper DEMAP und
einem Viterbi-Dekodierer
VITDEC zugeführt,
denen auch das Ergebnis einer in SNR bestimmten SNR-Abschätzung zugeführt wird.
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Die Erfindung kann für die Übertragung,
insbesondere für
die terrestrische Übertragung,
von zum Beispiel digitalen Fernseh-, digitalen Audio- oder anderen
digitalen Daten-Signalen verwendet werden.
