DE69703016T2

DE69703016T2 - Verfahren und Schaltungsanordung zur Synchronisation eines OFDM-Empfängers

Info

Publication number: DE69703016T2
Application number: DE69703016T
Authority: DE
Inventors: Anthony Peter John Claydon; David Huw Davies; Jonathan Parker
Original assignee: Discovision Associates
Current assignee: Chartoleaux KG LLC
Priority date: 1996-10-31
Filing date: 1997-10-03
Publication date: 2001-04-05
Anticipated expiration: 2017-10-04
Also published as: SG55399A1; CN1181673A; EP0840485A3; GB2318953A; AR008906A1; EP0840485A2; IL122020A0; GB9720550D0; AU3991697A; ATE196218T1; AR008910A1; CA2199111A1; DE69703016D1; AU737361B2; GB9622728D0; IL122020A; JP4142758B2; EP0840485B1; JPH10150428A; KR19980033375A

Description

Die Erfindung betrifft Empfänger für elektromagnetische Signale mit Verwendung einer Vielfachträgermodulation. Spezieller betrifft die Erfindung die Synchronisation eines Zeitintervalls, der für die Berechnung einer schnellen Fourier-Transformation in einem Empfänger erforderlich ist, welcher das orthogonale Frequenzmultiplexverfahren verwendet.
Das kodierte orthogonale Frequenzmultiplexverfahren ("COFDM") wurde für das digitale Audio- und digitale Videosendeverfahren vorgeschlagen, von denen beide die effiziente Verwendung einer begrenzten Bandbreite erfordern, und auch ein Übertragungsverfahren, welches in bezug auf mehrere Effekte zuverlässig ist. Beispielsweise läßt sich das Impulsansprechverhalten eines typischen Kanals als die Summe einer Vielzahl von Dirac-Impulsen mit unterschiedlichen Verzögerungen modellieren. Jeder Impuls wird einem Multiplikationsfaktor unterworfen, bei dem die Amplitude allgemein dem Rayleigh-Gesetz folgt. Solch eine Impulsfolge kann sich über mehrere Mikrosekunden hinweg erstrecken, wodurch die dekodierte Übertragung mit hohen Bitraten unzuverlässig wird. Zusätzlich zu zufälligen Störsignalen, impulsförmigen Störsignalen und einer Fadingerscheinung, umfassen andere Hauptschwierigkeiten bei den digitalen terrestrischen Übertragungen mit hohen Datenraten die Vielfachpfadausbreitung und die Nachbarkanalinterferenz dort, wo nahegelegene Frequenzen hohe korrelierte Signalschwankungen aufweisen. Das COFDM ist speziell für solche Anwendungen geeignet. Bei praktischen COFDM- Anordnungen werden relativ kleine Mengen an Daten auf eine große Zahl von Trägem aufmoduliert, die in der Frequenz eng beabstandet sind. Die Dauer eines Datensymbols wird in dem gleichen Verhältnis wie die Zahl der Träger oder Subkanäle erhöht, so daß eine Zwischensymbolinterferenz merklich reduziert wird.
Das Multiplexverfahren gemäß dem COFDM ist in den Fig. 1 und 2 veranschaulicht, bei denen das Spektrum eines einzelnen COFDM-Trägers oder Subkanals durch die Linie 2 angezeigt ist. Ein Satz von Trägerfrequenzen ist durch überlagerte Wellenformen in Fig. 2 angezeigt, wobei Orthogonalitätsbedingungen befriedigt werden. Im allgemeinen sind zwei real bewertete Funktionen orthogonal, wenn
worin K eine Konstante ist und K = 0 ist, wenn p ≠ q; K ≠ 0 ist, wenn p = q ist. Praktisch basiert die Kodierung und Dekodierung von Signalen gemäß dem COFDM schwerpunktmäßig auf der schnellen Fourier-Transformator ("FFT"), wie sich dies aus den folgenden Gleichungen erkennen läßt.
Das Signal eines Trägers c ist gegeben durch
sc(t) = Ac(t)ej[ωct+φc(t)] (2)
worin Ac die Daten zum Zeitpunkt t bedeuten, ωc die Frequenz des Trägers ist und φc die Phase ist. N-Träger in dem COFDM-Signal sind gegeben durch
ωn = ω&sub0; + nΔω (4)
Bei einer Probeentnahme über eine Symbolperiode hinweg ergibt sich
φc(t) φn (5)
Ac(t) An (6).
Mit einer Probeentnahmefrequenz von 1/T kann das resultierende Signal wiedergegeben werden durch
Die Probeentnahme über die Periode von einem Datensymbol T = NT, mit ω&sub0; = 0, ergibt
was sich vergleichen läßt mit der allgemeinen Form der inversen diskreten Fourier- Transformation:
Bei der oben angegebenen Gleichung ist Anejφn das Eingangssignal in der gesampelten Frequenzdomäne und ss(kT) ist die Zeitdomänenwiedergabe. Es ist bekannt, daß das Erhöhen der Größe von dem FFT zu längeren Symboldauern führt und die Widerstandsfähigkeit oder Stabilität des Systems in bezug auf Echosignale verbessert, welche die Länge des Schutzintervalls überschreiten. Jedoch nimmt die Berechnungskomplexität in Einklang mit Nlog&sub2;N zu und stellt eine praktische Grenze dar.
Beim Vorhandensein der Zwischensymbolinterferenz, verursacht durch den Übertragungskanal, wird die Orthogonalität zwischen den Signalen nicht aufrechterhalten. Ein Lösungsversuch hinsichtlich dieses Problems bestand darin, einen Teil der emittierten Energie dadurch überlegt zu opfern, indem man jedem Symbol in der Zeitdomäne ein Intervall vorausgehen ließ, der den Speicher des Kanals und jegliche Vielfachpfadverzögerung überschreitet. Der "Schutzintervall", der in dieser Weise ausgewählt wurde, ist groß genug, um jegliche Zwischensymbolinterferenz zu absorbieren und wird dadurch erstellt, indem man jedem Symbol eine Kopie eines Abschnitts von diesem selbst voranstellt oder vorausgehen läßt. Die Kopie besteht in typischer Weise aus einer zyklischen Erweiterung des Terminalabschnitts des Symbols. Gemäß Fig. 3 besitzt ein Datensymbol 4 einen aktiven Intervall 6, der all die Daten enthält, die in dem Symbol übertragen werden. Der Terminalabschnitt 8 des aktiven Intervalls 6 wird an dem Beginn des Symbols als Schutzintervall 10 wiederholt. Das COFDM-Signal ist durch eine ausgezogene Linie 12 wiedergegeben. Es ist möglich, zyklisch den Anfangsabschnitt des aktiven Intervalls 6 an dem Ende des Symbols zu wiederholen.
Die Übertragung von COFDM-Daten kann gemäß dem bekannten allgemeinen Schema vorgenommen werden, welches in Fig. 4 gezeigt ist. Ein serieller Datenstrom 14 wird in eine Folge von parallelen Strömen 16 in einem Seriell-zu-Parallel-Umsetzer 18 umgesetzt. Jeder der parallelen Ströme 16 wird in x Bits gruppiert, von denen jedes eine komplexe Zahl bildet, wobei x die Signalkonstellation von dessen zugeordnetem parallelem Strom bestimmt. Nach einer Außenkodierung (outer coding) und einer Verschachtelung in dem Block 20 werden Pilotträger über einen Signaldigitalhierarchieumsetzer 22 (signal mapper) für die Verwendung bei der Synchronisation und der Signaleinschätzung in dem Empfänger eingefügt. Die Pilotträger bestehen in typischer Weise aus zwei Typen. Es werden kontinuierliche Pilotträger in die gleiche Stelle in jedem Symbol übertragen, und zwar mit der gleichen Phase und Amplitude. In dem Empfänger werden diese für die Phasenstörungsbeseitigung, die automatische Frequenzregelung und die Zeit-/Sampling- Synchronisation verwendet. Gestreute Pilotträger werden über das Symbol hinweg verteilt und deren Lage ändert sich in typischer Weise von Symbol zu Symbol. Sie sind primär bei der Kanaleinschätzung nützlich. Als nächstes werden die komplexen Zahlen bei dem Basisband durch die inverse schnelle Fourier-Transformation ("IFFT") in dem Block 24 moduliert. Es wird dann ein Schutzintervall an dem Block 26 eingefügt. Die diskreten Symbole werden dann in analoge Symbole umgesetzt, werden in typischer Weise einer Tiefpaßfilterung unterzogen und werden dann aufwärts zur Hochfrequenz in dem Block 28 konvertiert. Das Signal wird dann über einen Kanal 30 übertragen und wird in einem Empfänger 32 empfangen. Wie dies auf dem vorliegenden Gebiet gut bekannt ist, wendet der Empfänger eine Umkehrung des Übertragungsprozesses an, um die übertragene Information zu erhalten. Es wird speziell eine FFT angewendet, um das Signal zu demodulieren.
Eine moderne Anwendung von COFDM wurde in dem europäischen Telekommunikationsstandard DRAFT pr ETS 300 744 (Mai 1996) vorgeschlagen, der die Rahmenformungsstruktur, Kanalkodierung und die Modulation für digitales terrestrisches Fernsehen spezifiziert. Die Spezifikation wurde so ausgelegt, um das digitale terrestrische Fernsehen innerhalb des existierenden Spektrums mit aufzunehmen oder mit zu enthalten, welches für analoge Übertragungen zugewiesen ist, wobei noch ein angemessener Schutz gegen hohe Pegel der Mitkanalinterferenz und der Nachbarkanalinterferenz erzielt wird. Es ist ein flexibler Schutzintervall spezifiziert, so daß das System diverse Netzwerkkonfigurationen unterstützen kann, während ein hoher Spektralwirkungsgrad aufrechterhalten wird und ein ausreichender Schutz gegen die Mitkanalinterferenz und Nachbarkanalinterferenz von den bestehenden PAL/SECAM- Diensten geboten wird. Der erwähnte europäische Telekommunikationsstandard definiert zwei Betriebsmodi. Einen "2K Modus", der für eine Einzelsenderoperation und für kleine Einzelfrequenznetzwerke mit begrenzten Senderabständen geeignet ist. Ein "8K Modus" kann für entweder eine Einzelsenderoperation oder für große Einzelfrequenznetzwerke verwendet werden. Es werden vielfältige Ebenen der Quadratamplitudenmodulation ("QAM") unterstützt, ebenso wie unterschiedliche innere Koderaten, um einen Ausgleich zwischen der Bitrate und der Stabilität zu erzielen. Das System soll eine Transportebene gemäß der Moving Picture Experts Group ("MPEG") enthalten und ist direkt kompatible mit MPEG-2-kodierten TV-Signalen (ISO/IEC 13818).
Bei dem angeführten europäischen Telekommunikationsstandard können Datenträger in einem COFDM-Rahmen entweder durch 90º Phasenverschiebung verschlüsselt werden ("QPSK"), durch 16-QAM, 64-QAM, einem nicht einheitlichen 16-QAM oder einem nicht einheitlichen 64-QAM unter Verwendung der Gray-Speicherabbildung (mapping).
Ein schwerwiegendes Problem bei dem Empfang einer COFDM-Übertragung ist die Schwierigkeit, die Synchronisation auf Grund von Phasenstörungen und Jitter aufrechtzuerhalten, die sich aus der Aufwärtskonvertierung vor der Übertragung, der Abwärtskonvertierung in dem Empfänger und auf Grund des Frontende-Oszillators in dem Tuner ergeben, der in typischer Weise aus einem spannungsgeregelten Oszillator besteht. Ausgenommen dem Vorsehen der Pilotträger, um die Synchronisation während der Demodulation zu unterstützen, richten sich diese Ausgaben oder Veröffentlichungen nicht spezifisch an den erwähnten europäischen Telekommunikationsstandard, sondern werden für den Implementierer für Lösungen belassen.
Die grundlegenden Phasenstörungen bestehen aus zwei Typen. Erstens werden störende Komponenten, die benachbarte Träger in einem Vielfachträgersystem stören, mit "Fremdstörsignalbeitrag" bezeichnet ("FNC" = "Foreign Noise Contribution"). Zweitens wird eine Störkomponente, die ihren eigenen Träger stört, als der "eigene Störsignalbeitrag" ("Own Noise Contributon") bezeichnet.
Gemäß Fig. 5 ist die Position der idealen Konstellationsproben (samples) durch "x" Symbole 34 angezeigt. Die Wirkung des fremden Störsignalbeitrags ist stochastisch, was zu einer gauß-förmigen Störsignalverteilung führt. Proben, die in dieser Weise gestört wurden, sind in Fig. 5 als Kreise 36 angezeigt. Die Wirkungen des eigenen Störsignalbeitrags bestehen aus einer gemeinsamen Drehung von allen Konstellationspunkten, was als eine Verschiebung zwischen jedem "x" Symbol 34 und dessen zugeordnetem Kreis 36 angezeigt ist. Dies wird als der "gemeinsame Phasenfehler" bezeichnet, der sich merklich von Symbol zu Symbol unterscheidet und daher für jede Symbolperiode Ts erneut berechnet werden muß. Der gemeinsame Phasenfehler kann auch als eine mittlere Phasenabweichung während der Symbolperiode Ts interpretiert werden.
Damit der Empfänger 32 die Datensymbole in einem praktischen System verarbeiten kann, wird eine mathematische Operation an dem komplexen Signal, welches jedes Datensymbol wiedergibt, durchgeführt. Allgemein ist dies eine FFT. Damit gültige Ergebnisse erhalten werden, ist eine spezielle Form einer Takt- oder Zeitsteuersynchronisation erforderlich, um den FFT-Intervall mit dem empfangenen Datensymbol auszurichten.
Das europäische Dokument EP 0 730 357 offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Synchronisieren von OFDM-Systemen, die den Rahmentakt wieder verstärkten und den Frequenzfehler schätzen, um das digitale Signal vor der Ausführung einer FF1 zu synchronisieren.
Tatsächlich wird in diesem Dokument der Frequenzfehler durch Berechnen der Phase der Kreuzkorrelation des digitalen Signals bestimmt.
Dieses System wird schlechter, wenn der Frequenzfehler nicht an den Korrelationsmaxima gemessen wird.
Es ist eine primäre Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Verfahren zur Synchronisation eines empfangenen Datensymbols mit einem FFT-Fenster bei Signalen zu schaffen, die gemäß den COFDM-Verfahren übertragen werden.
Ein anderes Ziel der Erfindung besteht darin, die terrestrische Übertragung von COFDM-Signalen zu verbessern.
Ein noch anderes Ziel der Erfindung besteht darin, ein verbessertes Gerät für den Empfang von COFDM-Signalen zu schaffen.
Diese und andere Ziele der Erfindung werden mit Hilfe eines Verfahrens zum Dekodieren eines Stromes von Datensymbolen erreicht, die eine Symbolperiode Ts haben. Die Symbole definieren einen aktiven Intervall und einen Schutzintervall, wobei der Schutzintervall eine Kopie eines Abschnitts des aktiven Intervalls ist und in bevorzugter Weise eine zyklische Erweiterung eines Terminalabschnitts desselben ist. Der Strom wird während eines Bewertungsintervalls der Symbolperiode Ts gesampelt. Die Proben werden in Paaren zugeordnet, wobei die Mitglieder eines Paares in dem Datenstrom durch den aktiven Intervall getrennt sind. Die gepaarten Daten liegen jeweils in ersten und zweiten Blöcken vor, wobei jeder Block nicht länger ist als der Schutzintervall. Für jedes Datenpaar wird eine Funktion bestimmt, in bevorzugter Weise die Differenz der Paar-Mitglieder, und wird als ein erstes Ausgangssignal ausgegeben. Es wird dann die Dispersion der ersten Ausgangssignale gemessen und wird als ein zweites Ausgangssignal ausgegeben. Der erste Block und der zweite Block werden dann zusammen relativ zu dem Strom versetzt oder verschoben und die vorhergehenden Schritte der Zuordnung der Proben, die Bestimmung einer Funktion und die Messung einer Dispersion werden wiederholt. Das Ergebnis wird dann als ein drittes Ausgangssignal ausgegeben. Das zweite Ausgangssignal wird mit dem dritten Ausgangssignal verglichen und das Ergebnis wird als ein viertes Ausgangssignal ausgegeben. Ein vorbestimmtes Kriterium in dem vierten Ausgangssignal, welches die Grenzen des Schutzintervalls und des aktiven Intervalls anzeigt, wird dann detektiert. Das Kriterium kann eine vorbestimmte Größe, ein Maximum oder ein Minimum sein.
In bevorzugter Weise wird der Umrechnungsfaktor (modulus) der Proben berechnet. Jedoch brauchen gemäß einem Aspekt der Erfindung lediglich die reale oder die imaginäre Komponente des Stromes gesampelt zu werden.
Das F-Verhältnis wird dazu verwendet, um das zweite und das dritte Ausgangssignal von zwei Vergleichsblöcken zu vergleichen. In bevorzugter Weise werden die Logarithmen des Zählers und des Nenners des F-Verhältnisses subtrahiert, um das F- Verhältnis zu bewerten. Die F-Verhältnisse von aufeinanderfolgenden Sätzen der Vergleichsblöcke werden für Spitzen bewertet, die eine Anzeige für die Schutzintervallgrenzen liefern. Die Bestimmung der Spitzen kann Tests von statistischer Signifikanz enthalten.
In einem ersten Betriebsmodus besitzt der Bewertungsintervall einen festen ersten Wert und in einem zweiten Betriebsmodus besitzt der Bewertungsintervall einen zweiten Wert, der eine Anpassung an sich ändernde Signalbedingungen erlaubt. Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird in dem zweiten Betriebsmodus eine Dispersion der Lage oder Örtlichkeit des Schutzintervalls in aufeinanderfolgenden Symbolen abgespeichert und der Wert des Bewertungsintervalls wird im Ansprechen auf die abgespeicherte Dispersion eingestellt.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wird nachfolgend der Detektion einer Grenze in dem Schutzintervall ein neuer Satz von Proben gesampelt und wird für einen aktiven Intervall akzeptiert, bevor die Detektion einer Schutzintervallgrenze in einem nachfolgenden Symbol initialisiert wird.
Die Erfindung schafft einen Demodulator für ein Frequenzmultiplexsignal, bei dem das Signal aus einem Strom von Datensymbolen besteht, die eine Symbolperiode Ts haben und wobei die Symbole einen aktiven Intervall und einen Schutzintervall definieren. Der Schutzintervall besteht aus einer Kopie eines Abschnitts des aktiven Intervalls, in bevorzugter Weise einer zyklischen Erweiterung oder Fortsatzes des Terminalabschnitts desselben. In dem Demodulator ist eine Zeitsteuer-Synchronisationsschaltung vorgesehen, um eine Grenze des Schutzintervalls örtlich festzulegen. Die Schaltung besitzt eine erste Verzögerungsschaltung, die in bevorzugter Weise als ein First-in-First- out-Speicher ("FIFO") realisiert ist, der mit dem Eingangssignal si verbunden ist und der in bevorzugter Weise L Proben speichern kann, wobei L die Größe des FFT-Fensters ist, um das Eingangssignal si um einen Intervall zu verzögern, der gleich ist dem FFT- Fenster. Diese verzögerte Version des Eingangssignals wird dann von dem Eingangssignal subtrahiert. Der Umrechnungsfaktor (modulus) des Eingangssignals oder des Differenzsignals wird berechnet. Die Schaltung enthält eine zweite Verzögerungsschaltung, die den Umrechnungsfaktor (modulus) für einen ersten vorbestimmten Intervall verzögert. Ein Addierer/Subtrahierer subtrahiert den verzögerten Umrechnungsfaktor von dem Umrechnungsfaktor und addiert ein Rückkopplungssignal, welches aus einem Register entnommen wird, welches das Ergebnis des Addierers/Subtrahierers akkumuliert. Ein Nachschlagespeicher, der gemäß der Ausgangsgröße des Addierers/Subtrahierers adressiert wird, hält den Logarithmus des Ergebnisses, welches durch den Addierer/Subtrahierer erzeugt wurde. Eine dritte Verzögerungsschaltung, die eine Verzögerung für einen zweiten vorbestimmten Intervall einführt, besitzt einen Eingang, der mit dem Nachschlagespeicher verbunden ist. Ein zweiter Subtrahierer besitzt einen ersten Eingang, der mit dem Nachschlagespeicher verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang der zweiten Verzögerungsschaltung verbunden ist. Eine Vergleichsschaltung ist an einen Ausgang des Subtrahierers angeschaltet, um die Ausgangsgröße desselben mit einem Schwellenwert zu vergleichen.
Bei einem Aspekt der Erfindung besitzt die Schaltung eine vierte Verzögerungsschaltung, die mit dem Eingangssignal si verbunden ist, die in bevorzugter Weise weniger als L Proben speichern kann, während sie jedoch eine Verzögerung für den aktiven Intervall einführt. Eine Wähleinrichtung wählt die erste Verzögerungsschaltung oder die vierte Verzögerungsschaltung aus.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Modul vorgesehen, um einen Umrechnungsfaktor (modulus) des Eingangssignals zu berechnen, welches mit der ersten Verzögerungsschaltung und dem Addierer/Subtrahierer verbunden ist.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wählt eine Steuerschaltung vorbestimmte Proben des Eingangssignals für die Verarbeitung in der Takt- oder Zeitsteuer- Synchronisationsschaltung aus, wobei eine Auswahl des Bewertungsintervalls relativ zu den Symbolen in dem Datenstrom zugelassen wird.
Zum besseren Verständnis dieser und weiterer Ziele der vorliegenden Erfindung wird auf die detaillierte Beschreibung der Erfindung auf der Grundlage eines Beispiels Bezug genommen, die in Verbindung mit den folgenden Zeichnungen zu lesen ist, in denen:
Fig. 1 das Spektrum eines COFDM-Subkanals veranschaulicht;
Fig. 2 ein Frequenzspektrum für Vielfachträger in einem COFDM-Signal zeigt;
Fig. 3 ein Diagramm eines Signals gemäß dem COFDM ist und wobei ein Datensymbolformat gezeigt ist;
Fig. 4 ein Blockschaltbild ist, welches eine FFT basierend auf dem COFDM- System veranschaulicht;
Fig. 5 bestimmte Störungen in einer COFDM-Signalkonstellation veranschaulicht;
Fig. 6 ein Flußdiagramm eines Verfahrens der Zeitsteuer- oder Taktsynchronisation gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist;
Fig. 7 eine graphische Darstellung eines F-Verhältnistests ist, der mehreren Datensymbolen für eine große Taktsynchronisation durchgeführt wurde;
Fig. 8 eine graphische Darstellung einer unvollständigen Betafunktion für unterschiedliche Freiheitsgrade ist;
Fig. 9 eine graphische Darstellung ist, die für das Verständnis eines Tests der statistischen Signifikanz gemäß der Erfindung hilfreich ist;
Fig. 10 ein elektrisches Schema einer Synchronisationsschaltung gemäß einer abweichenden Ausführungsform der Erfindung ist; und
Fig. 11 ein elektrisches Schema einer Synchronisationsschaltung gemäß einer anderen abweichenden Ausführungsform der Erfindung ist.
Um erneut auf die Fig. 3 und 4 einzugehen, so wird gemäß der Erfindung ein statistisches Verfahren auf die COFDM-Signale angewendet, um das Ende des Schutzintervalls 10 herauszufinden. Dieses Verfahren wird unter Bezugnahme auf den oben angeführten europäischen Telekommunikationsstandard erklärt, ist jedoch bei irgendwelchen Formen eines Frequenzmultiplexverfahrens mit vorfixierten oder nachfixierten Schutzintervallen anwendbar. Es gestattet es dem Empfänger 32, das Ende des Schutzintervalls zu finden, wenn lediglich das empfangene probe-entnommene komplexe Signal (ausgezogene Linie 12) und die Größe des aktiven Intervalls 6 gegeben sind. Das Verfahren stützt sich auf die Tatsache, daß der Schutzintervall 10 eine Kopie des letzten Teiles des Datensymbols 4 ist. In dem Empfänger 32 sind auf Grund der Echosignale und der Störsignale aus dem Kanal und auf Grund der Fehler in dem örtlichen Oszillator, der Schutzintervall 10 und der letzte Teil des Datensymbols 4 unterschiedlich. Wenn die Fehlergrößen, die eingeführt wurden, zufällig sind, kann ein statistisches Verfahren angewendet werden. Gemäß der Erfindung wird das empfangene komplexe Signal in einer Rate gesampelt, die nahezu identisch mit derjenigen ist, die in dem Sender verwendet wurde. Ein unterschiedliches Signal wird für ein Paar von empfangenen Proben herausgefunden, die durch eine Zeitperiode getrennt sind, die so dicht wie möglich bei dem aktiven Intervall 6 liegt. Diese Periode sollte gleich der Größe für die schnelle Fourier-Transformation ("FFT") sein, die angewendet wird (das heißt 2048 oder 8192 Proben). Es sei:
Si = si - Si-fftsize (10)
worin Si das Differenzsignal ist; si und si-fftsize die momentane und die frühere komplexe Eingangsprobe sind, von denen der Umrechnungsfaktor (modulus) genommen wird.
Das heißt das tiefgestellte "i" indiziert eine lineare Zeitsequenz von Eingangswerten. Es sei angenommen, daß das Eingangssignal zufällig ist, dann ist auch S. zufällig. Innerhalb des Schutzintervalls sind si und si-fftsize ähnlich, obwohl nicht identisch, und zwar auf Grund der Wirkungen oder Effekte des Kanals. S. besteht daher aus einem Zufallssignal mit einer kleinen Streuung. Der hier verwendete Ausdruck "Dispersion" ("Streuung") bedeutet allgemein die Abweichung der Werte (spread of values) und ist nicht auf eine bestimmte mathematische Definition beschränkt. Im allgemeinen ist der aktive Teil von einem Symbol nicht in Beziehung gesetzt zu dem aktiven Teil des nächsten Symbols. Außerhalb des Schutzintervalls Si ist dieser zufällig mit einer sehr viel größeren Dispersion. Um das Ende des Schutzintervalls zu finden, wird die Dispersion des Differenzsignals Si überwacht, um nach einer signifikanten. Zunahme zu suchen, die an der Grenze zwischen dem Schutzintervall 10 und dem aktiven Intervall 6 auftritt. Die Erfinder haben auch beobachtet, daß eine starke Abnahme in der Dispersion bei dem Start des Schutzintervalls 10 beobachtet werden kann.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden die Proben des Eingangssignals über einen Intervall abgespeichert, der wenigstens eine Symbolperiode Ts enthält. Die Dispersion des Differenzsignals S. wird über einen Block von Proben berechnet. Der Block wird in der Zeit über eine Anzahl von Proben n zurückbewegt und es wird die Dispersion erneut berechnet. Diese zwei Blöcke werden hier als "Vergleichsblöcke" bezeichnet. Das Verhältnis einer momentanen Dispersion in einem ersten Vergleichsblock zu der Dispersion in einem früheren Vergleichsblock wird herausgefunden. Dann wird der F-Verhältnis-Signifikanztest dazu verwendet, um signifikante Unterschiede in den Dispersionen der zwei Vergleichsblöcke zu finden. Das F-Verhältnis ist definiert als
worin n eine positive ganze Zahl ist, i die Eingangsproben angibt oder weiterschaltet und VAR(i) die Varianz eines Blocks von Werten der Proben der Länge N ist. Die Varianz kann wie folgt definiert werden:
Während der F-Verhältnis-Signifikanztest bei der bevorzugten Ausführungsform verwendet wird, können andere Funktionen der zwei Dispersionswerte verwendet werden, welches die Änderung in der Dispersion betrifft. Es gibt viele solche Funktionen. Ein Vorteil des F-Verhältnisses liegt darin, daß es für ein Zufallseingangssignal eine bekannte Wahrscheinlichkeit der Verteilung gibt, was eine bequeme statistische Analyse zum Zwecke der Performance-Analyse und der Systemkonstruktion erlaubt. Auch führt das F-Verhältnis zu einer Eigen-Normierung des Signals, was das Ergebnis von dem Signalpegel unabhängig macht.
Unter Hinweis auf Fig. 6 ist ein Verfahren offenbart, bei dem ein erstes Mitglied eines Samplepaares in einem momentanen oder gegenwärtigen Bewertungsblock bei dem Schritt 38 gemessen wird. Bei dem Schritt 40 wird eine Verzögerung von einem aktiven Intervall 6 (Fig. 3) erfahren. Dies kann mit Hilfe einer digitalen Verzögerung, wie beispielsweise einem FIFO, erreicht werden oder auch in äquivalenter Weise durch Puffern der Proben in einem Speicher für einen aktiven Intervall und durch Zugreifen auf geeignete Zellen des Speichers. Ein zweites Mitglied des Samplepaares wird bei dem Schritt 42 gemessen und ein Unterschied zwischen dem ersten und dem zweiten Mitglied wird bei dem Schritt 44 bestimmt und abgespeichert. Das Ende des momentanen Blockes wird bei dem Entscheidungsschritt 46 getestet. Die Größe des Bewertungsblockes sollte die Länge eines Schutzintervalls nicht überschreiten und kann als kleiner betrachtet werden. Für den Fall, daß das Ende des laufenden Blockes noch nicht erreicht worden ist, wird eine andere Probe bei dem Schritt 48 angefordert und die Steuerung kehrt zu dem Schritt 38 zurück.
Wenn das Ende des momentanen Blockes erreicht worden ist, wird bei dem Schritt 50 die Dispersion des momentanen Blocks gemessen und wird als einer von zwei Vergleichsblöcken der Daten behandelt. Es wird bei dem Entscheidungsschritt 52 ein Test durchgeführt, um zu bestimmen, ob eine Gruppe aus zwei Vergleichsblöcken bewertet worden ist. Wenn dieser Test negativ verläuft, wird bei dem Schritt 54 ein anderer Block von Daten angefordert, woraufhin dann die Steuerung zu dem Schritt 38 zurückkehrt. Der andere Block von Daten muß nicht durchgehend oder gleichlaufend mit dem gerade vervollständigten Block sein.
Für den Fall, daß der Test bei dem Entscheidungsschritt 52 positiv ist, wird das F- Verhältnis für die Gruppe aus den zwei Vergleichsblöcken bei dem Schritt 56 berechnet. Die bei dem Schritt 56 erhaltenen Ergebnisse werden bei dem Schritt 60 einer Spitzendetektion unterworfen. Die Spitzendetektion enthält optional statistische Tests der Signifikanz, wie dies im folgenden erläutert wird.
Wenn Spitzen detektiert werden, wird die Grenze eines Schutzintervalls bei dem Schritt 62 erstellt, und zwar zum Zwecke der Synchronisation des FFT-Fensters, was für die weitere Signalrekonstruktion erforderlich ist. Wenn keine Spitzen detektiert wurden, wird der oben erläuterte Prozeß mit einem Block von Proben wiederholt, die von einem anderen Abschnitt des Datenstroms genommen wurden.

Beispiel 1:

Gemäß Fig. 7 wurde ein komplexes Signal in Einklang mit dem oben angegebenen europäischen Telekommunikationsstandard unter Verwendung eines Zufallszahlengenerators erzeugt und wurde über ein Ricean-Kanalmodell zusammen mit addiertem weißem gauß'schen Rauschen (white Gaussian noise) (SNR = 3,7) übertragen. Es wurden dann Datensymbole gemäß dem oben beschriebenen Verfahren analysiert. Die resultierenden Datensymbole 6 sind in Fig. 7 gezeigt, wobei das F-Verhältnis aus Gründen der besseren Darstellung auf einer logarithmischen Achse als Linie 64 aufgetragen ist, da die Spitzen 66, 68 an dem Beginn und an dem Ende der Schutzintervalle jeweils sehr groß sind.
Obwohl es sehr offensichtlich aus Fig. 7 hervorgeht, daß die Enden der Schutzintervalle leicht gefunden werden können unter Verwendung von mehreren gut bekannten Spitzendetektoren, ist es möglich, einen statistischen Test anzuwenden, um genauer die Frage zu beantworten: Haben die zwei Blöcke der Proben die gleiche Dispersion? Dies ist die Null-Hypothese H&sub0;, das heißt die Dispersion ist die gleiche und die beobachtete Spitze in F ergibt sich lediglich auf Grund von zufälligen Fluktuationen. Wenn H&sub0; eine sehr niedrige Wahrscheinlichkeit besitzt, kann es zurückgewiesen werden, was dann der Detektion des Starts oder des Endes des Schutzintervalls entsprechen würde. Aus der Art, wie das COFDM-Symbol konstruiert wurde, kann erwartet werden, daß H&sub0; für die Vergleichsblöcke wahr ist oder gilt, die vollständig innerhalb des Schutzintervalls oder innerhalb des aktiven Intervalls liegen, jedoch falsch oder ungültig ist, wenn die Vergleichsblöcke am Beginn oder dem Ende des Schutzintervalls sich eine Grenze teilen. Wenn die Vergleichsblöcke der Zufallsproben aus der gleichen Population gezogen werden, so ist die Wahrscheinlichkeit von F gegeben durch:
worin I() die unvollständige Betafunktion ist
und worin v&sub1; und v&sub2; die Zahlen der Freiheitsgrade sind, in denen die erste und die zweite Dispersion geschätzt werden. Bei diesem Beispiel gilt v1 = v2 = (N-1), wenn n > = N ist. Die Gestalt der Funktion ist in Fig. 8 gezeigt. Von einem statistischen Gesichtspunkt aus sollte n ausreichend groß sein, so daß die zwei Blöcke sich nicht überlappen, das heißt n > = N. Wenn die Blöcke sich überlappen, dann verwendet die Berechnung der zweiten Dispersion Proben, die für die Berechnung der ersten Dispersion verwendet wurden. Dies reduziert effektiv die Zahl der Freiheitsgrade und damit die Signifikanz des Ergebnisses. Es wurde festgelegt, daß die Einstellung n = N gut arbeitet.
Die Funktion QO in der Gleichung (13) liefert aktuell die Ein-Listenende- Markierungswahrscheinlichkeit (one-tailed probability). H&sub0; könnte abgewiesen werden, wenn F entweder sehr groß oder sehr klein ist und es ist damit der zweiendige Test (zwei Listenende-Markierungstest) erforderlich. Tatsächlich sind die zwei Schwänze oder Enden identisch, so wie für einen zweiendigen Test die Wahrscheinlichkeit das Doppelte von derjenigen beträgt, die in der Gleichung (13) gegeben ist. Jedoch führt dies zu Werten der Wahrscheinlichkeit, die größer sind als Eins für F < 1. Die Wahrscheinlichkeit p kann daher wie folgt berechnet werden:
und dann, wenn (p > 1), p = 2 - p ist. Diese Wahrscheinlichkeit reflektiert die Durchführbarkeit von H&sub0;. Wenn somit p klein ist, kann H&sub0; zurückgewiesen werden und es kann mit einem spezifischen Grad an Sicherheit festgestellt werden, daß die Vergleichsblöcke von Proben-Populationen mit unterschiedlicher Dispersion kommen. Die angegebene europäische Telekommunikationsstandardspezifikation gibt an, daß die Blockgröße N 32 für einen Korrelationsalgorithmus sein sollte. N = {32,64} wurden erfolgreich ausprobiert. Die Wahrscheinlichkeitsfunktionen, die erhalten wurden, sind in Fig. 9 gezeigt, und zwar unter Verwendung dieser Werte für N. Bei der bevorzugten Ausführungsform wurde p < = 0,05 für die Abweisung von H&sub0; eingestellt.
Eine präzise Implementierung würde darin bestehen, F zu berechnen, dann x, dann die unvollständige Betafunktion, dann p und dann Anwenden des Schwellenwerttests. Dieser Algorithmus läßt sich in der Hardware nur sehr schwierig realisieren, da die Betafunktion sehr kompliziert ist. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist sie sehr viel einfacher und liefert die gleichen Ergebnisse, um den Akzeptanz-Schwellenwert und den N-Parameter einzustellen und um auf diese Weise eine obere und eine untere Grenze für F festzulegen. Es ist dann lediglich erforderlich, F zu berechnen und dieses den Grenzen zu vergleichen. Um auf einfache Weise das Ende des Schutzintervalls zu finden, kann mit Sicherheit angenommen werden, daß F > 1 ist. Es wird lediglich die obere Grenze von F benötigt. Um die Grenzen von F exakt zu berechnen, kann ein geeignetes Wurzelauffindungsverfahren, wie das Newton-Raphson-Verfahren, verwendet werden. Typische Werte sind in der folgenden Tabelle 1 aufgeführt. Tabelle 1
Dieses Verfahren wurde erfolgreich unter Verwendung des spezifizierten Kanalmodells getestet, und zwar mit additivem weißen gauß'schen Rauschen (additive white Gaussian noise) (SNR = 3,7).
Die Formel für die Dispersion, die mit der Gleichung (12) angegeben ist, würde einen Multiplizierer für die Implementierung in Silizium erfordern. Die Berechnung von F besteht aus einem Teilungsvorgang, bei dem sich die (N - 1) Normierungskonstanten gegenseitig auslöschen, solange als die zwei Blöcke die gleiche Größe besitzen. Eine exakte Multiplikation und Division kann in Silizium kostspielig sein. Bei der bevorzugten Ausführungsform wurden Vereinfachungen implementiert, die weniger exakte, jedoch dennoch verwendbare Werte für F liefern. S. kann angenommen werden, daß es einen Null-Mittelwert hat, so daß es nicht erforderlich ist, den Mittelwert aus dem Block der Proben zu berechnen. Dies erhöht auch die Zahl der Freiheitsgrade von (N - 1) bis N. Anstatt die Varianz zu berechnen, unter Verwendung der Standardsumme der Quadratformel, kann die Dispersion durch die mittlere absolute Abweichung geschätzt werden. Die Formel für VAR(i) ergibt sich dann als
Der (1/N) Faktor kürzt sich bei der Berechnung von F heraus, wenn die zwei Blöcke die gleiche Größe besitzen. Es verbleibt jedoch weiterhin die Teilung der zwei Dispersionen und die erforderliche Quadrierung. Dies kann unter Verwendung der Algorithmen der Basis 2 angegangen werden. Eine Substitution aus der Gleichung (16) in die Gleichung (11) liefert:
Das Nehmen von logs zu der Basis 2 liefert dann:
logF = 2(logsa - logsb) = y (18)
Es ist dann lediglich erforderlich, y zu berechnen und dieses mit dem Logarithmus der Basis 2 der oberen Grenze von F zu vergleichen. Der Vergleich kann dadurch ausgeführt werden, indem der bog der Grenze oder des Grenzwertes von 2(log2salog2sb) subtrahiert wird und mit Null verglichen wird. Der Faktor von 2 kann in die Grenze absorbiert werden.
Die Berechnung dieser Logarithmen (logs) zu der Basis 2 ist relativ unkompliziert in der Hardware, wenn die Zahlen als Festpunktfraktionen gespeichert sind. Die Fraktionen können in einen Exponenten und in eine Fraktionsmantisse gespalten werden: x = A2B.
Die Verwendung von log Basis 2 liefert logx = logA + B. Da A eine Bruchzahl oder Bruchwert ist, ist es praktisch dessen Logarithmus unter Verwendung einer Nachschlagtabelle zu finden. Der Exponent B kann aus der Position von MSB gefunden werden (da sa und sb beide positive Zahlen sind).
Die Berechnung kann somit darauf reduziert werden, daß lediglich arithmetische Operationen gemäß einer Addition und Subtraktion erforderlich sind. Die Grenze oder Grenzwert sollte ebenfalls unter Verwendung von v1 = v2 = N wieder berechnet werden, wenn dieses Verfahren verwendet wird. In der Praxis kann der Signifikanzwert empirisch für eine bestimmte Anwendung eingestellt werden, bevorzugt p = 0,05.
Bei einer ersten alternativen Ausführungsform der Erfindung wird das oben beschriebene Verfahren unter Verwendung von entweder dem realen oder dem imaginären Teil des Signals angewendet, anstatt der Verwendung des Umrechnungsfaktors (modulus). Diese Ausführungsform erzielt eine Wirtschaftlichkeit in der Hardware.
Bei einer zweiten alternativen Ausführungsform der Erfindung wurde der n-Parameter der Gleichung (11) optimiert. An dem Ende des Schutzintervalls gehen die zwei Blöcke mehr aus dem Übergang des aktiven Intervalls auseinander (straddle), was eine gut definierte Vergrößerung in der Dispersion liefert. Die Verwendung irgendeines Wertes n > 2 hat den Nachteil, daß mehrere aufeinanderfolgende Punkte eine signifikante Erhöhung oder Vergrößerung erfahren, wenn der letztere Block zu der Grenze hin wandert. Dieses kleine Problem kann leicht überwunden werden, indem eine Tot- Periode nach der Detektion der Grenze eingeführt wird. Das heißt, sobald einmal eine Spitze detektiert worden ist, wird ein Satz von Proben gleich der Größe des FFT- Fensters akzeptiert, bevor weitere Versuche unternommen werden, um eine andere Spitze zu lokalisieren. Die Tot-Periode führt zu dem zusätzlichen Vorteil, daß keine falschen Spitzen eingeführt werden. Wenn große Werte von n verwendet werden, nehmen die Spitzen 66, 68 (Fig. 7) zu oder erhöhen sich, während das H&sub0;-rauschige F- Signal nahezu das gleiche bleibt.

Beispiel 2:

Maximale F-Spitzenhöhe als eine Funktion von n wurde systematisch zusammen mit der Hintergrundvariation in F gemessen. Die Ergebnisse sind in der Tabelle 2 gezeigt. Tabelle 2
Die Tabelle 2 wurde unter Verwendung der ersten 5 Rahmen des Signals entwickelt, welches in Fig. 7 analysiert ist. Die Statistiken in den Spalten (2) und (3) der Tabelle 2 wurden durch Ausschließen jeglicher Punkte erstellt, bei denen F > = 3,0 ist, um Spitzenwerte aus den Berechnungen auszuschließen. Die Spitzen bzw. Spitzenwerte würden ansonsten die Werte der mittleren und der Standardabweichung beeinflussen, obwohl sie von einer unterschiedlichen statistischen Population stammen.
Die Ergebnisse geben an, daß die Hintergrundvariation in F, Fs.d durch n beeinflußt wurde und sich asymptotisch auf einen Wert von angenähert 0,28 erhöht hat. Es ist wahrscheinlich, daß dies die Wirkung der sich überlappenden Blöcke ist. Beispielsweise enthalten die Blöcke für N = 64 und n < 64, über welche die Dispersionen berechnet werden, einige gleiche Werte und sind daher korreliert. Um diese Theorie zu testen, wurde Fs.d. für n > N bewertet und die Ergebnisse sind in der folgenden Tabelle 3 aufgeführt.

Tabelle 3

n Fs.d.
60 0,258
70 0,266
80 0,270
90 0,278
100 0,285
128 0,297
256 0,366
Die Abhängigkeit wird bei n > = N/2 linear. Wenn F für alle n Proben berechnet wird, anstatt für jede Probe, dann kann diese Abhängigkeit reduziert werden. Dies verursacht jedoch ein Risiko für kleine Schutzintervalle, daß nämlich der erste Block nicht vollständig innerhalb des Schutzintervalls liegt und der zweite innerhalb des aktiven Intervalls liegt.
Eine dritte alternative Ausführungsform der Erfindung wird unter Hinweis auf Fig. 10 erläutert, die schematisch eine Taktsynchronisationsschaltung 70 veranschaulicht. Die Schaltung akzeptiert ein komplexes Eingangssignal 72 und enthält einen Schaltungsmodul 74, der den Umrechnungsfaktor von dessen Eingangsgröße entwickelt, die von dem Knotenpunkt 83 abgegriffen wird. Der Schaltungsmodul 74 stellt sicher, daß der nachfolgend verarbeitete Wert eine unsignierte Zahl ist. Die Eingangsgröße in den Schaltungsmodul 34 besteht aus einem Differenzsignal, welches durch einen Subtrahierer 75 entwickelt wird, welches als Eingangsgrößen das Eingangssignal 72 und eine verzögerte Version des Eingangssignals 72 aufnimmt, die durch eine Verzögerungsschaltung 79 verarbeitet worden ist, in bevorzugter Weise realisiert in Form eines FIFO 77 der Länge L, wobei L die Größe des FFT-Fensters ist. Wie oben erläutert wurde, ist es auch möglich, diese Schaltung dann zu betreiben, wenn das Eingangssignal real, imaginär oder komplex ist oder selbst bei einem Umrechnungsfaktor (modulus) einer komplexen Zahl. In dem Fall, bei dem das Eingangssignal 72 real ist oder imaginär ist, kann der Schaltungsmodul 74 modifiziert werden und kann aus irgendeiner bekannten Schaltung bestehen, die das Vorzeichen der Ausgangsgröße des Subtrahierers 75 entfernt oder in äquivalenter Weise das Vorzeichen so einstellt, daß sich die Ausgangsgrößen monoton akkumulieren; das heißt die Schaltung besitzt einen unipolaren Ausgang: Die Ausgangsgröße des Schaltungsmoduls 74 wird letztendlich in einer digitalen Verzögerungseinrichtung getaktet, die in bevorzugter Weise als ein FIFO 78 implementiert ist. Wenn der HFO 78 voll ist, wird ein Signal SIG1 80 zugewiesen und die Ausgangsgröße des FIFO 78 wird verfügbar, wie dies durch das UND-Gatter 82 angezeigt ist. Eine Addierer/Subtrahierer-Schaltung 84 ist ebenfalls an den Knotenpunkt 75 angeschaltet und deren Ausgangsgröße wird in einem Register 86 gespeichert. Eine verzögerte Version der Ausgangsgröße der Addierer/Subtrahierer-Schaltung 84 wird von dem Register 86 abgegriffen und wird als eine zweite Eingangsgröße auf der Leitung 88 zu der Addierer/Subtrahierer-Schaltung 84 zurückgeleitet. Für den Fall, daß das Signal SIG1 80 zugewiesen worden ist, wird eine Version der Ausgangsgröße des Schaltungsmoduls 74, die um einen ersten vorbestimmten Intervall N verzögert ist, wobei N die Zahl der Proben in den Vergleichsblöcken angibt, von dem Signal an dem Knotenpunkt 76 subtrahiert.
Das Signal auf der Leitung 88 bildet einen Index in einer Nachschlagtabelle, die in bevorzugter Weise als Nur-Lese-Speicher ("ROM") implementiert ist, wie dies als ROM 90 dargestellt ist. Die Adresse des ROM 90 enthält den Logarithmus zu der Basis 2 der Größe des Signals auf der Leitung 88, welches dann an dem Knotenpunkt 92 erscheint. Der Knotenpunkt 92 ist mit einem Subtrahierer 94 verbunden und auch mit einer Verzögerungsschaltung, die als FIFO 98 dargestellt ist, die dazu verwendet wird, um den Nenner des mittleren Ausdruckes der Gleichung (17) zu entwickeln.
Der Subtrahierer 94 erzeugt ein Signal, welches mit log&sub2; eines vorbestimmten Schwellenwertes FLIMIT in einer Vergleichsschaltung 106 verglichen wird, die der Einfachheit halber als Addierer 108 dargestellt ist, der mit einem Komparator 110 verbunden ist. Das Ausgangssignal SYNC 112 wird zugewiesen, wenn die Grenze eines Schutzintervalls lokalisiert worden ist.
Obwohl bei der vorliegenden bevorzugten Ausführungsform nicht implementiert, ist es auch möglich, die Größe des FIFO 77 dynamisch zu konfigurieren, so daß die Größe des Intervalls, der bewertet wird, in Einklang mit den Betriebsbedingungen eingestellt werden kann. Dies kann in bequemer Weise dadurch realisiert werden, indem die Werte an den Knotenpunkt 92 in einem RAM 114 für die Berechnung von deren Dispersion abgespeichert werden.
Bei einer vierten alternativen Ausführungsform der Erfindung, die unter Hinweis auf Fig. 11 erläutert wird, sind die Komponenten, die ähnlich denjenigen der Ausführungsform sind, die in Fig. 10 gezeigt ist, mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Eine Zeitgabe- oder Taktsynchronisationsschaltung 116 ist ähnlich der Takt- oder Zeitgabesynchronisationsschaltung 70 ausgeführt mit der Ausnahme, daß nunmehr die Verzögerungsschaltung 79 als FIFO 77 und einem anderen FIFO 100 realisiert ist, von denen einer durch einen Multiplexer 102 ausgewählt wird. Beide FIFOs 77, 100 liefern die gleiche Verzögerung; jedoch sind die Kapazitäten dieser zwei verschieden. Der FIFO 100 trägt Sorge für die Speicherung der Proben, die in einem Intervall gleich der Größe des FFT-Fensters genommen werden, und normalerweise in einem ersten Modus des Betriebs ausgewählt wird, beispielsweise während der Kanalzuweisung, wenn es erforderlich ist, ein gesamtes Symbol zu bewerten, um eine Grenze eines Schutzintervalls zu lokalisieren. Bei dem angegebenen europäischen Telekommunikationsstandard ist ein Datenspeicher bis hin zu 8K erforderlich, und zwar bei vergleichbaren oder gleich großen Ressourcenanforderungen. Während des nachfolgenden Betriebes ist die angenäherte Lage der Schutzintervallgrenzen aus der Geschichte der früheren Symbole bekannt. Bei einem zweiten Betriebsmodus ist es daher lediglich erforderlich, einen sehr viel kleineren Intervall zu bewerten, um die exakte Lage der Schutzintervallgrenze zu verifizieren. Die Zahl der bei der Berechnung der Dispersion verwendeten Proben kann auf einer kleinen Zahl, bevorzugt 32 oder 64, gehalten werden, und der sehr viel kleinere FIFO 77 ist demzufolge dafür ausgewählt, um die berechneten Werte zu halten. Die dadurch eingesparten Ressourcen können für andere Funktionen in dem Demodulator verwendet werden, und der Speicher, der durch den größeren FIFO 100 verwendet wird, kann ebenfalls für andere Zwecke wieder zugewiesen werden.
Ein Steuerblock 81 schiebt optional den Bewertungsintervall relativ zu den Symbolgrenzen in dem Datenstrom in den aufeinanderfolgenden Symbolen voran und kann auch dafür verwendet werden, um die Tot-Periode zu verzögern. Eventuell kreuzt der sich bewegende Bewertungsintervall die Grenze des momentanen Schutzintervalls des Symbols und es wird dann eine Synchronisation festgelegt. Die Größe des Bewertungsintervalls wird so gewählt, um die Verwendung des Speichers minimal zu halten, der dennoch ausreichend groß gehalten wird, um die statistische Signifikanz in dem Bewertungsintervall zu erzielen. Die Größe des Bewertungsintervalls und der FIFO 77 können statisch oder dynamisch konfiguriert werden.

Claims

1. Verfahren zur Taktsynchronisation für die Demodulierung eines Signals, welches einen Strom von Datensymbolen mit einem Symbolzeitintervall Ts enthält, wobei die Symbole ein aktives Intervall und ein Schutzintervall aufweisen, wobei das Schutzintervall entweder eine Wiederholung oder eine zyklische Erweiterung eines Abschnitts des aktiven Intervalls ist, und wobei das Verfahren die Schritte aufweist:

Abtastung des Stroms in einem Abtastintervall während eines Auswerteintervalls des Symbolzeitintervalls Ts,

Verbinden der Abtastwerte zu einer Mehrzahl an Paaren, wobei jedes dieser Paare ein erstes Teil und ein zweites Teil aufweist, wobei jedes erste Teil durch das aktive Intervall im Strom vom zweiten Teil getrennt ist, wobei die ersten Teile und die zweiten Teile jeweils in einem ersten Block und einem zweiten Block liegen, und wobei der erste Block und der zweite Block nicht größer als das Schutzintervall sind;

Bestimmen einer Funktion des ersten Teils und des zweiten Teils jedes Paars für jedes dieser Paare und Ausgeben eines ersten Ausgabesignals, welches repräsentativ für die Funktion ist;

Messen einer Streuung des ersten Ausgabesignals;

Ausgabe eines zweiten Ausgabesignals, welches repräsentativ für die Streuung ist;

Versetzen des ersten Blocks und des zweiten Blocks relativ zum Strom und Wiederholen der Schritte der Verbindung von Abtastwerten, der Bestimmung einer Funktion, der Messung einer Streuung, und Ausgabe eines dritten Ausgabesignals; und

Vergleichen des zweiten Ausgabesignals mit dem dritten Ausgabesignal und Ausgeben eines vierten Ausgabesignals, welches repräsentativ für den Vergleich ist; und

Erfassen eines vorbestimmten Kriteriums im vierten Ausgabesignal, wobei das Kriterium Grenzen des Schutzintervalls und des aktiven Intervalls anzeigt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das erste Ausgabesignal repräsentativ für die Differenz des ersten Teils und des zweiten Teils jedes Paares ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das vierte Ausgabesignal repräsentativ für das F-Verhältnis des Absolutwerts des zweiten Ausgabesignals und des Absolutwerts des dritten Ausgabesignals ist.

4. Verfahren nach Anspruch 1, ferner mit einer Ausrichtung eines Zeichens des ersten Ausgabesignals, um ein unipolares Signal herzustellen.

5. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt der Abtastung des Stroms die Abtastung einer imaginären Komponente desselben enthält.

6. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt der Abtastung des Stroms die Abtastung einer reellen Komponente desselben enthält.

7. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt der Abtastung des Stroms ferner die Bestimmung eines Moduls der Abtastwerte enthält.

8. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Kriterium ein vorbestimmter Absolutwert ist.

9. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Kriterium ein maximaler oder ein minimaler Wert ist.

10. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Auswerteintervall in einem ersten Betriebsmodus einen ersten Wert aufweist, und wobei das Auswerteintervall in einem zweiten Betriebsmodus einen zweiten Wert aufweist.

11. Verfahren nach Anspruch 10, ferner mit den Schritten im zweiten Betriebsmodus:

Speichern der Streuung der Position des Schutzintervalls in aufeinander folgenden Symbolen; und

Einstellen des zweiten Werts des Auswerteintervalls im Ansprechen auf die gespeicherte Streuung.

12. Verfahren nach Anspruch 1, ferner nachfolgend zur Erfassung einer Grenze des Schutzintervalls aufweisend:

Abtastung eines neuen Abtastwertsatzes;

Annahme des neuen Abtastwertsatzes als ein aktives Intervall vor der Einleitung der Erfassung einer Schutzintervallgrenze in einem nachfolgenden Symbolen.

13. Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Schritt der Bestimmung eines F-Verhältnisses die Auswertung eines Logarithmus des Zählers des F-Verhältnisses und die Auswertung eines Logarithmus des Nenners des F-Verhältnisses enthält.

14. Taktsynchronisation-Schaltungsanordnung (70), die zur Verwendung im Verfahren gemäß Anspruch 1 zur Lokalisierung einer Grenze eines Schutzintervalls in einem frequenzmultiplexten Signal geeignet ist, wobei das Signal einen Strom von Datensymbolen mit einem Symbolzeitintervall Ts enthält, wobei die Symbole ein aktives Intervall und das Schutzintervall aufweisen, wobei das Schutzintervall eine Wiederholung eines Abschnitts des aktiven Intervalls ist, und wobei die Schaltungsanordnung enthält:

eine erste Verzögerungsschaltung (79), welche eine Verzögerung für ein erstes vorbestimmtes Intervall herstellt und ein abgetastetes Eingangssignal (72) annimmt;

eine erste Subtraktionsschaltung (75) zum Subtrahieren einer Ausgabe der ersten Verzögerungsschaltung (79) vom ersten Eingangssignal (72);

eine erste Schaltung (74), die mit der ersten Subtraktionsschaltung zur Herstellung eines Signals mit einem unipolaren Absolutwert gekoppelt ist, der proportional zu einer Eingabe hiervon ist;

eine zweite Verzögerungsschaltung (78), die mit einem Ausgang (76) der ersten Schaltung (74) gekoppelt ist;

eine Additions-/Subtraktionsschaltung (84), mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang (76) der ersten Schaltung (74) gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang der zweiten Verzögerungsschaltung (78) verbunden ist, und einem dritten Eingang;

ein Register (86) zum Akkumulieren der Ausgabe der Additions-/Subtraktionsschaltung (84), wobei der Ausgang des Registers (86) mit dem dritten Eingang verbunden ist;

einen Nachschlagspeicher (90), der entsprechend der Ausgabe des Registers (86) angesprochen wird, um auf einen Logarithmus der Ausgabe des Registers (86) zuzugreifen;

eine dritte Verzögerungsschaltung (98), die eine Verzögerung für ein zweites vorbestimmtes Intervall herstellt und einen Eingang (92) aufweist, der mit dem Nachschlagspeicher (90) verbunden ist;

eine zweite Subtraktionsschaltung (94), mit einem ersten Eingang, der mit dem Nachschlagspeicher (90) verbunden ist, und einem zweiten Eingang, der mit einem Ausgang der dritten Verzögerungsschaltung (98) verbunden ist; und

eine Vergleichsschaltung (106), die mit einer Ausgabe der zweiten Subtraktionsschaltung (94) zum Vergleich derselben mit einem Grenzwert (FLIMIT) verbunden ist.