DE69633670T2

DE69633670T2 - Pulsformung für mehrträgermodulation

Info

Publication number: DE69633670T2
Application number: DE69633670T
Authority: DE
Inventors: Perols Leif Mikael Gudmundson; Lars Gustav Brismark; Per-Olof Andersson
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1995-07-14
Filing date: 1996-07-03
Publication date: 2005-03-17
Anticipated expiration: 2016-07-04
Also published as: EP0839423B1; JP3785578B2; CA2226723A1; EP0839423A1; FI980048A0; BR9609561A; CN1195442A; WO1997004572A1; DE69633670D1; AU725718B2; FI980048A; JP2006121748A; CA2226723C; JPH11509390A; US5790516A; KR19990028658A; CN1158825C; AU6473796A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft Telekommunikationssysteme und insbesondere ein Verfahren und System zum Pulsformen für eine Datenübertragung in einem Orthogonal-Frequency-Multiplexed(OFDM) System (System mit orthogonalem Frequenzunterteilungs-Multiplex).
Geschichte des Standes der Technik
In Funktelekommunikationssystemen ist es ein verbreitetes Verfahren für eine Übertragung von Information, die Information in getrennte Einheiten zu unterteilen und dann jede Einheit auf einen getrennten Hochfrequenz-Sub-Träger bzw. Subcarrier zu übertragen. Die getrennten Einheiten können dann von jedem Sub-Träger am Empfänger empfangen werden, und die ursprüngliche Information kann rekonstruiert werden. Diese Art von Verfahren zum Übertragen ist als Multicarrier-Modulation (MCM) bekannt.
Orthogonal-Frequency-Division-Multiplex (OFDM) ist ein spezielles MCM-Verfahren. Ein OFDM-Signal besteht aus einer Anzahl von miteinander gemultiplexten Sub-Trägern, wobei jeder Sub-Träger eine andere Frequenz hat und jeweils mit einem Signal moduliert ist, das einen Pegel aufweist, der diskret variabel ist und nicht kontinuierlich.
Da sich der Pegel des modulierten Signals diskret verändert, folgt das Leistungsspektrum eines jeden Sub-Trägers einer (sin x/x)²-Verteilung. Für ein OFDM-System sind die Sub-Träger-Frequenzen f_k, k=0,...., N-1 so definiert, dass die Sub-Träger orthogonal sind, d.h. die Leistungsspektren eines jeden Sub- Trägers sind bei den Frequenzen jedes anderen Sub-Trägers null.
Ein Satz von Datensymbolen C_k, wobei k=0,..., N-1 (d.h. komplexe Zahlen, die die zu übertragende Information darstellen), wird dazu verwendet, die N Sub-Träger in einem OFDM-System zu modulieren. Jedes Datensymbol C_k moduliert einen Sub-Träger bei einer gegebenen Frequenz f_k. Die spezielle Art und Weise, mit der die Information als eine komplexe Zahl dargestellt ist, hängt von dem Modulationsverfahren ab. Gewöhnliche Modulationsverfahren enthalten ein Phase-Shift-Keying (PSK), ein Differential-Phase-Shift-Keying (DPSK), ein Quadrature-Phase-Shift-Keying (QPSK) und ein Differential-Quadrature-Phase-Shift-Keying (DQPSK).
Die Sub-Träger-Frequenzen f_k, k=0,..., N-1, für die N Sub-Träger in einem OFDM-System werden durch den folgenden Satz von Basisfunktionen definiert:
Die kleinste Differenz zwischen zwei Frequenzen f_i und f_j, so dass die zwei Basisfunktionen orthogonal sind, ist 1/T, so dass die Sub-Träger-Frequenzen definiert sind als:
und wobei f_c die Systemträger-Frequenz ist und T die Symbolzeit (die Zeitdauer eines Datensymbols). Die Sub-Träger-Trennung wird dann als f_o = 1/T definiert.
Die Summe aller N Signale wird ein OFDM-Signal genannt. Das übertragene Signal im Zeitintervall [0-T] kann dargestellt werden als:
Falls y(t) das am Empfänger empfangene Signal ist, können die Daten durch die folgende Operation erfasst werden:
wobei ψ_k* die Komplexkonjugierte von ψ_k(t) ist.
Die obige Beschreibung betrachtet nur ein Zeitintervall von {0-T}. Durch ein Durchführen identischer Betriebsvorgänge für die anderen Intervalle gleicher Länge kann das gesamte übertragene Signal aufgebaut und dekodiert werden, durch ein Aufsummieren von zeitverzögerten Versionen von x(t), jedoch mit unterschiedlichen Sätzen von Datensymbolen, C_k ^(m), für unterschiedliche Zeitintervalle m.
Als ein Beispiel dafür, wie ein OFDM-Signal aufgebaut sein kann, sei N=4 und man betrachte die Übertragung von 8 Datensymbolen über 2 Zeitintervalle m=1 und m=2. Zum Zwecke einer Erläuterung wird nur der Realteil der Datensymbole betrachtet. Es versteht sich für den Fachmann, dass die ein Symbol darstellenden Daten aus einem Real- und einem Imaginärteil bestehen. Die 8 Datensymbole C_k ^(m) können definiert sein als:
Nunmehr unter Bezugnahme auf 1 werden Real- und Imaginärteile von zwei OFDM-Symbolen veranschaulicht, wobei 8 Datensymbole über 2 Zeitintervalle m=1 und m=2 übertragen werden. Ein Signal 300 ist die Summierung von Signalen 302, 304, 306 und 308. Die Signale 302, 304, 306 und 308 stellen jedes der Datensignale bei Sub-Träger-Frequenzen f_k dar, wobei k=0,..., 3, was das Kompositsignal 300 umfasst. Beispielsweise, falls Symbole C₀ ⁽¹⁾=C₀ ⁽²⁾=l und C₁ ^(m), C₂ ^(m) und C₃ ^(m) gleich null sind, für m=1 und m=2, würde das übertragene Signal als 308 in 1 erscheinen.
Die Fourier-Transformation von ψ_k(t) ist eine sin(x)/x-förmige Funktion, mit dem Zentrum bei f=f_k. Die Frequenzspektren der unterschiedlichen ψ_k werden sich daher überlappen. Sie sind jedoch immer noch orthogonal und insbesondere sind, wenn ein jedes Spektrum maximal ist, die anderen null.
Unter Bezugnahme nunmehr auf 2 werden die Frequenzspektren für ψ_k(t) veranschaulicht. Spektren sind in 2 für k=0,..., 7 gezeigt, d.h. für N=8. Aus 2 ist ersichtlich, dass durch ein Abtasten des übertragenen Signals x(t) bei den Frequenzen f_k die individuellen Datensymbole ohne Interferenz von anderen Symbolen abgerufen werden können.
Die obige Beschreibung von OFDM nimmt an, dass es nur einen Nutzer gibt, der Information auf allen N Sub-Trägern übermittelt. Dies wäre der Fall in Punkt-zu-Punkt-Systemen, wie beispielsweise Modems oder Broadcast-Systemen, wie beispielsweise High-Definition-Television (HDTV). OFDM hat jedoch auch Anwendungen in Multizugriff-Telekommunikationssystemen. In einem typischen Multizugriff-Telekommunikationssystem unter Verwendung von OFDM lägen viele Nutzer im gleichen Frequenzband vor, die das Frequenzspektrum gemeinsam nutzen. Ein zellulares System ist ein spezielles Beispiel dieses Systemtyps. In Abwärtsverbindungs(Basisstation zu Mobilstation) Übertragungen in einem zellularen System kann die Basisstation alle Nutzer auf unterschiedlichen Sub-Trägern multiplexen. In den Aufwärtsverbindungs- (Mobilstation zu Basisstation) Übertragungen kann jeder Mobilstation ein Satz von Sub-Trägern, der weniger als die Gesamtanzahl von Sub-Trägern ist, die durch die spezielle Basisstation verwendet wird, in der Verbindung zugewiesen werden, und kann den Aufbau von OFDM-Signalen durchführen, wie oben beschrieben.
Idealerweise kann auf einem Kanal mit additivem weißen gausschen Rauschen (AWGN, Additive White Gaussian Noise) das OFDM-Signal x(t) ohne Zwischensymbol-Interferenz (ISI, Intersymbol Interference) übertragen und empfangen werden. Jedoch beeinflussen auf einem typischen Funkkanal eine Zeitdispersion und Frequenzdispersion (Doppler-Spreizung) die Gültigkeit des empfangenen Signals. Aus 2 ist es ersichtlich, dass eine Doppler-Spreizung die Orthogonalität der Sub-Träger zerstören würde, da die Null-Kreuzungen der individuellen Sub-Trägerspektren zufällig verschoben wären. Dieses bewirkt eine ISI zwischen den auf den unterschiedlichen Sub-Trägern übermittelten Datensymbolen. Weiter ist aus 2 ersichtlich, dass eine signifikante Ausserband-Interferenz vorhanden sein kann, bewirkt durch ein OFDM-System. Falls beispielsweise die Frequenzen über f₇ einem zweiten System zugewiesen wären, könnte eine signifikante Interferenz in dem Frequenzband vorhanden sein, bewirkt durch die Spektren der Sub-Träger f_k von 2. Je langsamer das Spektrum abfällt, umso größer ist die Interferenz.
Auf ähnliche Weise zeigt 1, dass Zeitdispersionseffekte auf dem übertragenen Signal Interferenz zwischen Symbolen in benachbarten Zeitperioden m=1 und m=2 erzeugen würden.
Für Systeme mit einem einzigen Träger ist die normale Weise für ein Handhaben von ISI die Verwendung eines Ausgleichers im Empfänger. Bei OFDM-Systemen ist eine ISI viel einfacher zu handhaben, da die Symbolzeit T in OFDM-Systemen allgemein viel länger als in Einzelträgersystemen ist. Eine ISI zwischen den Datensymbolen, die auf den unterschiedlichen Sub-Träger-Frequenzen geführt werden, kann durch eine geeignete Auswahl der Symbolzeit T und somit der Sub-Träger-Trennung f_o reduziert werden. Eine ISI zwischen Zeitintervallen kann vermieden werden, indem eine Schutzzeit zwischen Zeitintervallen, in welchen die Datensymbole übertragen werden, eingeführt wird. Die Schutzzeit wird durch eine periodische Erweiterung des übertragenen Signals x(t) eingeführt, abgeleitet während eines Intervalls der Länge T+t, wobei t das Schutzintervall ist. Mit der eingeführten Schutzzeit werden die empfangenen Werte durch die folgende Operation empfangen:
wobei y(t) das empfangene Signal ist. In diesem Fall ist C_k=C_kreceived, für k=0, 1,..., N-1 (unter der Annahme, dass die Phasenverschiebung gewonnen werden kann, z.B. durch ein Pilotsignal), falls die Maximalzeitspreizung geringer als das Schutzintervall ist.
Durch Verwendung von Schutzintervallen, wie sie oben beschrieben wird, wird eine Interferenz zwischen unterschiedlichen Datenblöcken vermieden. Die Erfassung eines Blockes findet erst statt, wenn alle Reste des vorhergehenden Blocks aus dem Kanal verschwunden sind. Die Schutzintervalle handhaben eine Zeitverzögerung, solange die Schutzintervalle länger als die längste Zeitdispersion auf dem Kanal sind. Falls es jedoch eine längere Zeitdispersion gibt, wird die Orthogonalität der Sub-Träger nicht länger aufrecht erhalten, was eine Verschlechterung einer Leistung zur Folge hat. Zusätzlich reduziert die Nutzung von Schutzintervallen nicht Doppler-Spreizungseffekte auf der Empfangssignal-Ausserband-Interferenz, und/oder Frequenzsynchronisationsfehler.
Die EP-A-0 441 732 offenbart einen OFDM-Empfänger, der einen Verlust einer Orthogonalität kompensiert, indem die Form einer Fensterfunktion modifiziert wird. Eine Modifikation des Transmitters wird nicht erwogen.
Der Artikel "OPTIMAL FINITE DURATION PULSES FOR OFDM" aus der Proceedings of the Global Telecommunications Conference GLOBECOM 1994, Vol. 1, Seiten 258–262, beschreibt ein Übertragungsverfahren für OFDM-Signale unter Verwendung unterschiedlicher Impulsformen zur Reduktion von Zwischensymbol- und Interkanalinterferenz.
Es würde daher einen Vorteil ergeben, hätte man ein Verfahren und System zur Verwendung in einem OFDM-System, das das OFDM-Signal hinsichtlich Zeitdispersion unempfindlicher machen würde, und weiter wäre es ein Vorteil, die Effekte einer Doppler-Spreizung auf dem empfangenen OFDM-Signal zu reduzieren. Zusätzlich würde es einen weiteren Vorteil bereitstellen, falls das Verfahren und System die Wirkung einer Reduktion einer Ausserband-Interferenz hätte.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung stellt daher ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 bereit und Vorrichtungen mit den Merkmalen der Ansprüche 16 bzw. 25.
Die vorliegende Erfindung liefert damit ein Verfahren und System zur Pulsformung einer Datenübertragung in einem Orthogonal-Frequency-Division-Multiplexed-System (OFDM), welche Effekte von sowohl einer Zeitdispersion als auch einer Doppler-Spreizungs-Intersymbolinterferenz (ISI) auf dem empfangenen OFDM-Signal reduzieren. Die vorliegende Erfindung reduziert auch eine Ausserband-Interferenz in einem OFDM-System.
Herkömmliche Verfahren zum Reduzieren einer ISI enthalten ein Einfügen einer Schutzzeit zwischen den Intervallen, in welchen die Datensymbole übertragen werden. Die Schutzzeit wird durch eine periodische Erweiterung des übertragenen Signals für bestimmte Zeitlängen eingeführt. Eine Nutzung einer Schutzzeit reduziert jedoch nicht eine Interferenz zwischen OFDM-Sub-Trägern, die durch Effekte einer Doppler-Spreizung bewirkt werden. Die vorliegende Erfindung liefert dahingehend einen Vorteil gegenüber einer Schutzzeit, als eine Zeitdispersion und Doppler-Spreizungseffekte reduziert werden.
In der Erfindung wird jedes einer Vielzahl von Datensymbolen mit einer Symbolperiode T auf einen einer Vielzahl von Sub-Trägern moduliert, um eine Vielzahl von modulierten Sub-Trägern zu erzeugen, die ein OFDM umfassen. Die Sub-Träger werden unter Verwendung eines Einstellfaktors α gewählt, wie in Anspruch 1 definiert. Das Komposit-OFDM-Datensignal wird dann mit einer Pulsformungs-Funktion multipliziert, bevor es auf einem Systemträger über einen Systemkanal übertragen wird.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele sind in den angefügten Unteransprüchen gegeben.
In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung kann die Pulsformungs-Funktion ein über der Periode T erhobener Kosinus-Impuls sein.
In diesem Ausführungsbeispiel bestimmt der Rolloff-Faktor (Abrollfaktor) der erhobenen Kosinus-Funktion die Größe einer Reduktion einer ISI. Je höher der Rolloff-Faktor, desto größer ist die Reduktion einer ISI. Die Frequenzen der verwendeten Sub-Träger werden ebenso durch den Rolloff-Faktor des erhobenen Kosinus-Impulses bestimmt. Je höher der Rolloff-Faktor, desto größer ist die Reduktion einer Anzahl von Sub-Trägern, die verwendet werden kann. Mit einer konstanten im System verfügbaren Frequenzbandbreite kann eine beliebige Reduktion der Anzahl nutzbarer Sub-Träger, bewirkt durch ein Pulsformen, gegenüber der Reduktion einer Intersymbol-Interferenz (ISI) gewichtet werden, was den verwendeten Rolloff-Faktor bereitstellt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHUNGEN
1 veranschaulicht Real- und Imaginärteile von zwei OFDM-Symbolen;
2 veranschaulicht die Frequenzspektren für ein OFDM-Signal;
die 3A–3C veranschaulichen die Zeitbereich-Impuls-Form, die Frequenzantwort bzw. die Frequenzantwort mit vergrößertem Maßstab für zwei Pulsformungsfunktionen;
die 4A und 4B zeigen schematische Blockdiagramme eines Transmitters bzw. Empfängers eines OFDM-Systembetriebs in Übereinstimmung mit den Lehren der vorliegenden Erfindung;
5 veranschaulicht die Frequenzspektren für eim OFDM-Signal, die sich aus einer in Übereinstimmung mit den Lehren der vorliegenden Erfindung durchgeführten Pulsformung ergeben; und
die 6A und 6B veranschaulichen die Erzeugung von Datensignalen mittels einer zyklischen Erweiterungsschaltung bzw. einer Combiner-Schaltung in einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Ein Pulsformen für eine Datenübertragung bei der vorliegenden Erfindung wird durch ein Multiplizieren eines OFDM-Signals mit einer pulsformenden Signalform w(t) erreicht, bevor das Signal auf dem OFDM-Kanal übertragen wird. In der Erfindung ist das übertragene OFDM-Signal x(t) für jede Zeitperiode gegeben durch:
und f_k wird in der Erfindung redefiniert als:
wobei α ein Frequenzeinstellfaktor ist, der von der verwendeten Pulsformungsfunktion w(t) abhängt. Falls y(t) das empfangene Signal ist, können die Daten an dem Empfänger mittels der folgenden Operation erfasst werden:
Nunmehr, unter Bezugnahme auf die 3A, 3B und 3C, wird eine Zeitbereichsimpuls-Form, die Frequenzantwort bzw. die Frequenzantwort mit vergrößertem Maßstab für zwei Beispiele von Pulsformungsfunktionen w₁(t) und w₂(t) gezeigt. Für Vergleichszwecke sind die Antworten eines Kanals, der keine Pulsformung verwendet, ebenso in den 3A, 3B und 3C veranschaulicht. Die Zeit- und Frequenzmaßstäbe sind für eine Symbolzeit T und Sub-Träger-Frequenz f_c=0 normalisiert. Die Pulsformungs-Funktionen werden als erhöhte Kosinus-Impulse mit einem Rolloff-Faktor B von 1/2 für w₁(t) und 1 für w₂(t) definiert. Der erhöhte Kosinus-Impuls ist gegeben durch:
Die Impulsdauer T für alle drei Fälle ist in 3A die gleiche.
3A zeigt, dass eine Verwendung einer Pulsformung durch Multiplizieren von x(t) mit der Pulsformungsfunktion w₁(t) oder w₂(t) im Intervall 0≤t<T den ersten und den letzten Abschnitt des Signals x(t) attenuieren bzw. dämpfen wird, da die Amplitude von w₁(t) und w₂(t) am Beginn langsam ansteigt und am Ende der Periode T absinkt. Dieses wird die Empfindlichkeit reduzieren, wenn sich Abschnitte von OFDM-Symbolen unterschiedlicher Zeitperioden aufgrund einer Zeitdispersion überlappen. Wenn keine Pulsformung verwendet wird, wird das Signal x(t) in der Periode T nicht gedämpft.
In den 3B und 3C ist die Absinkrate der spektralen Dichte in den Frequenzantworten der Pulsformungsfunktionen w₁(t) und w₂(t) viel größer als die eines Kanals, wenn keine Pulsformung verwendet wird. Die Absenkrate hängt direkt von dem Rolloff-Faktor B ab. Nach der Multiplikation bewirkt die schnellere spektrale Absenkung der Pulsformung, dass jeder Sub-Träger des übertragenen Signals x(t) für eine Doppler-Spreizung weniger empfindlich ist, als es der Sub-Träger ohne Pulsformung wäre. Die schnellere spektrale Absenkrate hat auch ein Gesamtsystem-Basisband mit einer schnellen spektralen Absenkrate zur Folge. Dieses wird die Ausserband-Interferenz reduzieren.
Die 3B und 3C zeigen auch, dass die Spektren von Pulsformungsfunktionen breiter sind, in Abhängigkeit von dem Rolloff-Faktor B, als die Spektren der Frequenzantwort eines Kanals, wenn keine Pulsformung verwendet wird. Beispielsweise haben die Spektren von w₂(t) mit einem B von 1 eine Breite, die zweimal so groß ist, wie die der Spektren der Frequenzantwort eines Kanals, wenn keine Pulsformung verwendet wird. Ein Einstellen von B auf 0 ist äquivalent zu einer Verwendung keiner Pulsformung und hat Spektren zur Folge, die für keine Pulsformung gezeigt sind. Die Änderung von Spektren, wenn eine Pulsformung verwendet wird, ändert die Orthogonalitätsbeziehungen der Sub-Träger innerhalb eines speziellen Frequenzbandes. Daher kann eine Verwendung einer speziellen Pulsformungsfunktion eine Einstellung der Wahl von Sub-Trägern erfordern, ausgewählt, um eine Orthogonalität während einer Datenübertragung aufrecht zu erhalten. Der Frequenzeinstellfaktor α wird für diese Einstellung verwendet. α ist definiert als:
Als ein Beispiel einer Sub-Träger-Frequenzeinstellung, falls die Pulsformungsfunktion w₂(t) mit der Hanning-Funktion verwendet wird, kann die Pulsformungsfunktion definiert werden als:
Für die Hanning-Funktion sind B=1 und α=2. Gemäß der Erfindung sind die Sub-Träger-Frequenzen definiert als:
Daher wird für eine gegebene Bandbreite im Vergleich zu herkömmlichen OFDM jeder zweite Sub-Träger dafür verwendet, den Satz von Datensymbolen, definiert durch C_k ^(m), zu übertragen. Jedes Symbol C_k wird auf dem Sub-Träger mit einer Frequenz f_k, wie oben definiert, übertragen. Das übertragene Signal x(t) ist dann:
Falls y(t) das empfangene Signal ist, können die empfangenen Daten am Empfänger durch die folgende Operation wiedergewonnen werden:
Unter Bezugnahme nunmehr auf 5 werden die Frequenzspektren für w(t)Ψ_k(t) veranschaulicht, wobei k=0, 1, 2, 3. Aus 5 ist ersichtlich, dass durch ein Abtasten des übertragenen Signals x(t) an den Frequenzen f_k die individuellen Symbole gewonnen werden können, ohne Interferenz von anderen Signalen.
Die Frequenzspektren, die in 5 gezeigt sind, zeigen die schnellere spektrale Absinkrate der Sub-Träger f₀, f₁, f₂ und f₃, die sich aus der Pulsformung ergeben. Im Vergleich zu herkömmlichem OFDM, wie beispielsweise in 2 zu sehen, ist es offensichtlich, dass eine Doppler-Spreizempfindlichkeit zwischen Sub-Trägern reduziert sein wird. Es ist auch ersichtlich, dass eine Ausserband-Interferenz aufgrund der schnelleren Absenkung der spektralen Dichte reduziert sein wird.
Für eine gegebene Bandbreite erfordert die Pulsformung der Erfindung weniger Datensymbole pro Zeiteinheit als herkömmliches OFDM, bei dem jeder verfügbare orthogonale Sub-Träger verwendet wird.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nunmehr beschrieben, welches die Pulsformungsfunktion verwendet, die durch einen erhobenen Kosinus-Impuls dargestellt ist.
Unter Bezugnahme auf die 4A und 4B werden nun schematische Blockdiagramme eines Transmitters 400 und eines Empfängers 430 jeweilig eines OFDM-Systems gezeigt, das in Übereinstimmung mit den Lehren der vorliegenden Erfindung arbeitet. Der Transmitter 400 und der Empfänger 430 sind eine von vielen möglichen Hardware-Konfigurationen zur Implementierung der Erfindung. In diesem Ausführungsbeispiel werden eine OFDM-Symbolperiode T und die Anzahl von Zeitabtastwerten N, die in jeder Periode T übertragen werden, im Vergleich zum obig beschriebenen herkömmlichen OFDM konstant gehalten. Die Anzahl N' von per OFDM-Symbol übertragenen Datensymbolen C_k vermindert sich als Ergebnis einer Pulsformung. Im Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Anzahl N' von Datensymbolen C_k, die übertragen werden, gleich der Anzahl N' von Sub-Trägern, die verwendet werden, und ist definiert als N'=N/α.
Der Transmitter 400 enthält einen Seriell/Parallel-Wandler 402, eine Schaltung für eine inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) 404, eine zyklische Erweiterungsschaltung 405, Pulsformungsmultiplizierer 406, einen N-zu-1-Multiplexer (Mux) 408, einen Digital/Analog-Wandler (DAC) 410 und einen Modulator 412. Beim Transmitter-Betrieb wandelt der Seriell/Parallel-Wandler einen seriellen digitalen Datenstrom 416 mit N' Datensymbolen C_k, k=0,...., N'-1, in einen OFDM-Block um (OFDM-Symbol). Die N' Datensymbole C_k, den OFDM-Block umfassend, werden dann in die IFFT-Schaltung 404 eingegeben. Jedes Symbol C_k wird in den mit dem Sub-Träger mit der Frequenz f_k assoziierten Eingang eingegeben. Die Ausgänge für k=0,...., N'-1 der IFFT-Schaltung 404 werden nunmehr repräsentiert durch:
Die Ausgabe der N'-Punkt-IFFT (Signale, bei denen z_n, n=0, ...., N'-1) stellt ein Zeitseriensignal dar, das die Daten führt, welche es übertragen soll. Da in diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung die OFDM-Symbolzeit (FFT-Rahmen) T und die Anzahl von Zeitabtastwerten N in jeder Periode T für eine gegebene Frequenzbandbreite konstant verbleiben, wird eine zyklische Erweiterung mit dem Signal z_n in der zyklischen Erweiterungsschaltung 405 durchgeführt, um ein Signal a_n mit N Abtastwerten über der Zeitperiode T zu erzeugen.
In der zyklischen Erweiterungsschaltung 405 werden eine Anzahl von ersten aufeinanderfolgenden Signalen der Serie z_n ans Ende der zeitdiskreten Serie a_n gesetzt, und eine Anzahl der letzten aufeinanderfolgenden Signale der Serie z_n werden an den Beginn der zeitdiskreten Serie a_n gesetzt. Das Signal a_n ist definiert durch: an = Z(n–(N–N')/2 mod N', n = 0, 1, ..., N–1
Unter Bezugnahme nunmehr auf 6A wird die durch die zyklische Erweiterungsschaltung 405 durchgeführte Funktion veranschaulicht. 6A veranschaulicht ein Beispiel, bei dem die Anzahl N von Abtastwerten in jedem OFDM-Symbol gleich 10 ist und die Anzahl N' von Datensymbolen C_k gleich 6 ist.
Um eine Pulsformung in dem Zeitbereich durchzuführen, wird das Zeitseriensignal a_n in den Pulsformungs-Multiplizierern 406 mit den geeigneten Konstanten w_n, n=0,...., N-1 von der zeitdiskreten Pulsformungsfunktion multipliziert, welche einen gewählten Rolloff-Faktor B aufweist, um die Werte x_n, k=0,..., N–1 zu erzeugen. Die zeitdiskrete Pulsformungsfunktion ist definiert als:
Die diskreten Ausgaben x_n,...., x_N'–1 werden dann mit dem Mux 408 einem Zeitmultiplex unterzogen, um die diskrete Zeitserie zu erzeugen, die durch die folgende Gleichung gebeben ist:
wobei 1=(n–(N–N')/2)mod N'. Die diskrete Zeitserie x_n wird dann in einen DAC 410 eingegeben, indem sie in eine analoge Signalform x(t) umgewandelt wird. Die analoge Signalform x(t) wird dann in einen Modulator 412 eingegeben, wo die analoge Signalform 412 auf den System-Hochfrequenz-Träger bei f_c auf moduliert wird und auf dem System-Hochfrequenz-Kanal 414 übertragen wird.
Der Empfänger 430 enthält einen Demodulator 432, einen Analog/Digital-Wandler (ADC) 434, einen Seriell/Parallel-Wandler 436, eine Combiner-Schaltung 438, eine Schaltung für eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) 440 und einen Seriell/Parallel-Wandler 442. Beim Empfängerbetrieb wird der System-Hochfrequenz-Träger auf dem System-Hochfrequenz-Kanal 414 empfangen und von dem System-Hochfrequenz-Träger im Demodulator 432 demoduliert, um die empfangene analoge Signalform b(t) zu empfangen, die die empfangene Version der übertragenen Signalform x(t) ist. Die analoge Signalform b(t) wird dann in den ADC 434 eingegeben, wo sie in ein diskretes Zeitseriensignal b_n umgewandelt wird. Das diskrete Zeitseriensignal b_n wird dann in den Seriell/Parallel-Wandler eingegeben und in ein paralleles Datensignal umgewandelt. Das parallele Datensignal wird dann in die Combiner-Schaltung 438 eingegeben. Die Combiner-Schaltung 438 führt die N Abtastwerte von b_n in N' Abtastwerte zusammen, um ein diskretes Zeitseriensignal y_n zu bilden. In der Combiner-Schaltung 328 wird die diskrete Zeitserie b_n verarbeitet, um die diskrete Zeitserie y_n für n=0,...., N'–1 zu erzeugen. Das Signal y_n ist definiert durch: yn = bn+(N–N')/2 + bn+(N+N')/2 + bn(N–3N')/2
Unter Bezugnahme nunmehr auf 6B wird die Funktion veranschaulicht, die durch die Combiner-Schaltung 438 durchgeführt wird. 6 veranschaulicht das Beispiel eines Kombinierens des Signals b_n, wobei N=10 und N'=6·b_n ist die empfangene Version des übertragenen Signals a_n, gebildet in dem in 6A gezeigten Beispiel.
y_n wird dann in die FFT-Schaltung 440 eingegeben. Eine FFT würde dann mit den N' Abtastwerten des diskreten Zeitsignals y_n durchgeführt, um das übertragene Datensymbol C_k zu gewinnen, wobei:
Die Datensymbole, C_kreceived, des OFDM-Blocks werden dann in den Parallel/Seriell-Wandler 442 eingegeben, wo sie in serielle Daten 444 umgewandelt werden.
Der identische Prozess wird im Transmitter 400 und Empfänger 430 für jeden OFDM-Block (OFDM-Symbol) der N' Datensymbole durchgeführt, die zu übertragen sind.
Während ein Verwenden der erhobenen Kosinus-Funktion für eine Pulsformung die Anzahl von nutzbaren Frequenzen um einen Faktor von α reduziert, im Vergleich zu einem OFDM-System ohne Pulsformung mit dem gleichen Frequenzband, ist das Verfahren und System der Erfindung flexibel und erlaubt alternative Ausführungsformen, in denen unterschiedliche Pulsformungsfunktionen verwendet werden. Beispielsweise kann die bekannte erhobene Kosinusfunktion oder die zeitdiskrete Hanning-Funktion, bei der B=1 oder α=2, in dem Ausführungsbeispiel in den 4A und 4B verwendet werden. Die zeitdiskrete Hanning-Funktion ist definiert als:
Eine Verwendung der Hanning-Funktion für eine Pulsformung reduziert die Anzahl von nutzbaren Sub-Träger-Frequenzen um einen Faktor von 2. Wenn der Rolloff-Faktor B der gewählten Pulsformungsfunktion von 1 in Richtung 0 geändert wird, erhöht sich die Anzahl von nutzbaren Frequenzen, während sich die spektrale Absenkrate und die ISI-Immunität vermindert.
Durch ein Wählen einer speziellen Pulsformungsfunktion kann die Anzahl von nutzbaren Frequenzen erhöht werden, indem ein Kompromiss zwischen einer Geschwindigkeit mit der Rate einer spektralen Verminderung gebildet wird. Die spezielle Pulsformungsfunktion, die verwendet wird, kann in Übereinstimmung mit den Anforderungen des speziellen Systems gewählt werden, in dem die Erfindung implementiert ist. Beispielsweise zeigen die 3B und 3C, dass für die durch w₁(t) gegebene Pulsformungsfunktion, die einen Rolloff-Faktor B von 1/2 aufweist, die Anzahl von nutzbaren Frequenzen sich um einen Faktor von anderthalb vermindert, im Vergleich zu einem Faktor von zwei, wenn B gleich eins ist. Jedoch ergibt ein geringeres B weniger ISI-Immunität.
Während das beschriebene Ausführungsbeispiel die erhobene Kosinus-Funktion als die Pulsformungsfunktion verwendet, können andere Arten von Pulsformungsfunktion ebenso verwendet werden. Der kritische Faktor ist, dass die Pulsformungsfunktion einen Abschnitt mit einer Amplitude aufweist, die geringer als die Maximalamplitude ist, so dass die übertragene Signalform durch die Pulsformung geformt wird.
Wie es aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, liefert die Erfindung ein Verfahren und System zum Pulsformen für in einem OFDM-System übertragene Daten. Eine Nutzung der Erfindung wird die Leistung von OFDM-Systemen erhöhen, in denen sie implementiert wird. Eine Leistung wird durch eine Reduktion einer Intersymbol-Interferenz (ISI) zwischen Datensymbolen, welche durch Doppler-Spreizung bewirkt ist, verbessert. Eine Leistung wird ebenso durch die Reduktion von ISI zwischen OFDM-Symbolen in unterschiedlichen Zeitperioden, bewirkt durch Zeitdispersions-Effekte, verbessert. Eine Nutzung der Erfindung reduziert auch eine Ausserband-Interferenz.
Es wird davon ausgegangen, dass der Betrieb und Aufbau der vorliegenden Erfindung sich aus der vorhergehenden Beschreibung ergibt, während die gezeigte und hierin beschriebene Erfindung als eine spezielle Ausführungsform charakterisiert wurde, können Änderungen und Modifikationen darin vorgenommen werden, ohne vom Gedanken und Umfang der in den folgenden Ansprüchen definierten Erfindung abzuweichen.

Claims

Ein Verfahren zum Übertragen von Daten über einen Kommunikationskanal in einem Telekommunikationssystem, in dem Kommunikationen zwischen einem Transmitter und einem Empfänger auf einer Vielzahl von Sub-Trägern über einen Kommunikationskanal auf einem Systemträger mit einer Systemträger-Frequenz f_c geführt werden, wobei das Verfahren die Schritte umfasst: – Modulieren, unter Verwendung einer Schaltung für eine inverse Fourier-Transformation (IFFT), ein jedes einer Vielzahl von Datensymbolen, wobei die Datensymbole eine Vielzahl von Datensymbolen C_k, k=0, ...., N'-1 umfassen, jedes mit einer Symbolperiode T, auf einen einer Vielzahl von Sub-Trägern mit einer Frequenz f_k, für k=0,..., N'–1, wobei f_k=f_c+αk/T, und α ein Frequenzeinstellfaktor ist, um eine Vielzahl von modulierten Sub-Trägern zu erzeugen, wobei die Sub-Träger ein erstes Datensignal umfassen; – Multiplizieren des ersten Datensignals mit einer Pulsformungs-Signalform, um ein zweites Datensignal zu erzeugen, wobei die Pulsformungs-Signalform eine Funktion umfasst, die mindestens eine erste und zweite Amplitude aufweist, wobei die erste Amplitude größer als die zweite Amplitude ist, und Verwenden des Frequenzeinstellfaktors in Bezug auf die genutzte spezielle Pulsformungsfunktion, um den gewählten Sub-Träger einzustellen, um eine Orthogonalität während einer Datenübertragung aufrecht zu erhalten; und – Übertragen des zweiten Datensignals über den Systemträger.
Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Frequenzeinstellfaktor α eine Konstante größer als 1 umfasst.
Das Verfahren nach Anspruch 2, weiter die Schritte umfassend: – Empfangen eines dritten Datensignals y(t) an einem Empfänger, wobei das dritte Datensignal das zweite Datensignal nach einer Übertragung auf dem Systemträger umfasst; und – Erfassen des Satzes von Datensymbolen C_k, k=0,..., N'–1 an dem Empfänger.
Das Verfahren nach Anspruch 2, wobei die Pulsformungs-Signalform einen erhobenen Kosinus-Impuls mit einem vorgegebenen Rolloff-Faktor umfasst.
Das Verfahren nach Anspruch 4, wobei die Pulsformungs-Signalform eine Hanning-Funktion umfasst.
Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Modulationsschritt umfasst: – Durchführen einer N'-Punkt inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) mit einer Vielzahl von Datensymbolen, um das erste Datensignal zu erzeugen.
Das Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Multiplikationsschritt umfasst: – zyklisches Erweitern des ersten Datensignals, um ein erweitertes Datensignal zu erzeugen; und – Multiplizieren des erweiterten Datensignals mit einer zeitdiskreten Pulsformungsfunktion, um das zweite Datensignal zu erzeugen.
Das Verfahren nach Anspruch 7, weiter die Schritte umfassend – Empfangen eines dritten Datensignals an einem Empfänger, wobei das dritte Datensignal das zweite Datensignal nach einer Übertragung auf dem Kommunikationskanal umfasst; – Kombinieren des dritten Datensignals, um ein viertes Datensignal zu erzeugen, und – Durchführen einer N'-Punkt schnellen Fourier-Transformation (FFT) mit dem vierten Datensignal, um den Satz von Datensymbolen zu erzeugen.
Das Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Pulsformungsfunktion eine zeitdiskrete erhobene Kosinusfunktion mit einem vorgegebenen Rolloff-Faktor umfasst.
Das Verfahren nach Anspruch 9, wobei die Pulsformungsfunktion eine zeitdiskrete Hanning-Funktion umfasst.
Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Mudulationsschritt umfasst: – Durchführen einer N'-Punkt inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) mit den Datensymbolen, um ein erstes Datensignal zu erzeugen, wobei das erste Datensignal ein Signal z_n mit N' zeitdiskreten Werten umfasst, jeder von den zeitdiskreten Werten, assoziiert mit einer Frequenz f_k, für k=0,...., N'-1, im Frequenzbereich, wobei f_k= f_c+αk/T und α der Einstellfaktor ist, eine Konstante größer als 1 umfassend.
Das Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Multiplikationsschritt umfasst: – zyklisches Erweitern des ersten Datensignals z_n über der Symbolperiode T, um ein erweitertes Datensignal a_n mit N zeitdiskreten Werten zu erzeugen; und – Multiplizieren des erweiterten Datensignals a_n mit einer zeitdiskreten Pulsformungsfunktion w_n= w₀, w₁, ..., w_n–1 über der Periode T, um das zweite Datensignal x_n= w_na_n, n=0,...., N–1 zu erzeugen, und wobei die Pulsformungsfunktion eine erste Amplitude w_n1 und eine zweite Amplitude w_n2 aufweist, wobei die erste Amplitude größer als die zweite Amplitude ist.
Das Verfahren nach Anspruch 12, weiter die Schritte umfassend – Empfangen eines dritten Datensignals b_n am Empfänger, wobei das dritte Datensignal das zweite Datensignal x_n nach einer Übertragung auf dem Kommunikationskanal umfasst; – Kombinieren des dritten Datensignals b_n über der Symbolperiode T, um ein viertes Datensignal y_n mit N' zeitdiskreten Werten zu erzeugen; und – Durchführen einer N'-Punkt schnellen Fourier-Transformation (FFT) mit dem vierten Datensignal y_n, um den Satz von Datensymbolen c_k, k=0,...., N'-1 zu erzeugen.
Das Verfahren nach Anspruch 12, wobei die Pulsformungsfunktion w_n eine zeitdiskrete erhobene Kosinus-Funktion mit einem vorgegebenen Rolloff-Faktor umfasst.
Das Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Pulsformungsfunktion w_n eine zeitdiskrete Hanning-Funktion umfasst.
Eine Vorrichtung zum Übertragen von Datensymbolen in einem Telekommunikationssystem, in dem Kommunikationen zwischen einem Transmitter (400) und einem Empfänger (430) auf einer Vielzahl von Sub-Trägern über einem Kommunikationskanal (414) auf einem Systemträger mit einer Systemträgerfrequenz f_c geführt werden, wobei die Vorrichtung umfasst: eine Schaltung für eine inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) (404) zum Durchführen einer IFFT mit einer Vielzahl von Datensymbolen c_k, k=0, ...., N'–1, jedes mit einer Symbolperiode T, und Erzeugen eines ersten Datensignals, wobei das erste Datensignal ein Signal z_n umfasst, mit N' zeitdiskreten Werten, wobei jeder der zeitdiskreten Werte mit einer Frequenz f_k für k=0,...., N'-1 im Frequenzbereich assoziiert ist, wobei f_k=f_c+αk/T, und wobei α ein Frequenzeinstellfaktor ist, einen Multiplizierer (406) zum Multiplizieren des ersten Datensignals mit einer Pulsformungsfunktion mit mindestens einer ersten und einer zweiten Amplitude, wobei die erste Amplitude größer als die zweite Amplitude im Zeitbereich ist, um ein zweites Datensignal zu erzeugen; wobei der mit der genutzten speziellen Pulsformungsfunktion in Beziehung stehende Frequenzeinstellfaktor dazu verwendet wird, die gewählten Sub-Träger einzustellen, um eine Orthogonalität während einer Datenübertragung aufrecht zu erhalten, und einen Transmitter zum Übertragen des zweiten Datensignals auf dem Kommunikationssignal (414).
Die Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei der Multiplizierer umfasst ein zyklische Erweiterungsschaltung (405) zum zyklischen Erweitern des ersten Datensignals, um ein erweitertes Signal zu erzeugen; und einen Multiplizierer (406) zum Multiplizieren des erweiterten Signals mit einer Pulsformungsfunktion im Zeitbereich, um das zweite Datensignal zu erzeugen.
Die Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die Vielzahl von Datensymbolen eine erste Vielzahl von Datensymbolen umfasst, und wobei die Vorrichtung weiter umfasst: einen Seriell/Parallel-Wandler (402) zum Wandeln eines seriellen digitalen Datenstroms in die erste Vielzahl von Datensymbolen.
Die Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei der Frequenzeinstellfaktor α eine Konstante größer als 1 umfasst.
Die Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei der Multiplizierer umfasst eine zyklische Erweiterungsschaltung (405) zum zyklischen Erweitern des ersten Datensignals z_n, um ein erweitertes Signal a_n mit N diskreten Zeitwerten zu erzeugen; und einen Multiplizierer (406) zum Multiplizieren des erweiterten Signals a_n mit einer Pulsformungsfunktion im Zeitbereich über der Periode T, um das zweite Datensignal zu erzeugen.
Die Vorrichtung nach Anspruch 20, wobei der Multiplizierer einen Multiplizierer (406) umfasst, zum Multiplizieren des erweiterten Signals an mit eine r Pulsformungsfunktion w_n=w₀, w₁,...., w_n über der Periode T, um das zweite Datensignal zu erzeugen, wobei das zweite Datensignal ein Signal x_n= w_na_n, n=0,...., N-1 umfasst, und wobei die Pulsformungsfunktion mindestens eine erste Amplitude w_n1 und eine zweite Amplitude w_n2 umfasst, wobei die erste Amplitude größer als die zweite Amplitude ist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei der Multiplizierer eine Vielzahl von Multiplizierern (406) umfasst, wobei jeder der Multiplizierer (406) bereitgestellt ist, um einen Wert a_n des erweiterten Signals mit dem entsprechenden Wert w_n im Zeitbereich zu multiplizieren, um das zweite Datensignal zu erzeugen.
Die Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei die Pulsformungsfunktion einen zeitdiskreten erhobenen Kosinus-Impuls umfasst.
Die Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die Pulsformungsfunktion eine Hanning-Funktion umfasst.
Eine Vorrichtung zum Empfangen von Daten zur Verwendung in einem Telekommunikationssystem, in dem Kommunikationen zwischen einem Transmitter (400) und einem Empfänger (430) auf einer Vielzahl von Sub-Trägern über einen Kommunikationskanal (414) auf einem Systemträger mit einer Frequenz f_c geführt werden, wobei die Vorrichtung umfasst: einen Empfänger (430) zum Empfangen eines über den Kommunikationskanal übertragenen zweiten Datensignals, wobei das zweite Datensignal aus einem ersten Datensignal erzeugt wurde, multipliziert mit einer Pulsformungs-Signalform, die eine Funktion umfasst, die mindestens eine erste und eine zweite Amplitude aufweist, wobei die erste Amplitude größer als die zweite Amplitude ist, und zum Demodulieren des zweiten Datensignals; eine Combiner-Schaltung (438) zum Zusammenführen diskreter Zeitabtastwerte des zweiten Abtastsignals, um ein kombiniertes Signal zu erzeugen; und eine Schaltung für eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) (440) zum Durchführen einer FFT mit dem kombinierten Signal y_n und zum Erzeugen einer Vielzahl von Datensignalen, wobei die Schaltung für eine schnelle Fourier-Transformation eine Schaltung zum Durchführen einer FFT mit dem kombinierten Signal y_n umfasst, und zum Erzeugen einer Vielzahl von Datensymbolen C_k, k=0,...., N'-1, wobei jeder der zeitdiskreten Werte von y_n in der FFT mit einer Frequenz f_k=f_c+αk/T, assoziiert ist, eingestellt durch einen Einstellfaktor α, der mit der verwendeten speziellen Pulsformungsfunktion in Beziehung steht, um die gewählten Sub-Träger einzustellen, um eine Orthogonalität während einer Datenübertragung aufrecht zu erhalten.
Die Vorrichtung nach Anspruch 25, wobei der Empfänger (430) einen Empfänger zum Empfangen des ersten Datensignals umfasst und einen Seriell/Parallel-Wandler (442) zum Wandeln des ersten Datensignals in das zweite Datensignal.
Die Vorrichtung nach Anspruch 25, weiter mit einem Parallel/Seriell-Wandler (436) zum Wandeln der Vielzahl von Datensymbole in serielle Daten.
Die Vorrichtung nach Anspruch 25, wobei das zweite Datensignal ein Signal b_n mit N diskreten Zeitwerten umfasst, und wobei die Combiner-Schaltung (438) eine Schaltung zum Zusammenführen des zweiten Datensignals b_n umfasst, um das kombinierte Signal zu bilden, wobei das kombinierte Signal ein Signal y_n mit N' diskreten Zeitwerten umfasst.
Die Vorrichtung nach Anspruch 28, wobei der Frequenzeinstellfaktor α eine Konstante größer als 1 umfasst.