JP2008505567A - スペクトル・スカルプティングを可能にする多帯域ｏｆｄｍシステムの時間領域ウィンドイング - Google Patents

Abstract

ワイヤレス通信方法が開示される。この方法は広帯域直交周波数分割多重シンボル（３１０）に対する複数の信号音を発生するステップであって、信号音は複数の隣接ゼロ値信号音を含むステップと、信号音を複数の時間領域サンプル（３１２）へフーリエ変換するステップと、複数の時間領域サンプルを巡回ブロック（３１４）の一部としてコピーするステップとを含み、巡回ｂｌ＞Ａｋ（３１４）は時間領域サンプル（３１２）に隣接しており、時間領域ウインドウが時間領域サンプル（３１２）および巡回ｂｌ＞Ａｋ（３１４）をフィルタリングして広帯域直交周波数分割多重シンボル（３１０）の一部を形成し、時間領域ウインドウフィルタは＄（ｋ）＋＄（ｋ＋Ｎ_Λ）が定数θにほぼ等しいという性質を有する関数＄（ｋ）であり、ここに、Ｎ_Λは信号音数であり、さらに広帯域直交周波数分割多重シンボル（３１０）を送信する。

Description

本発明はワイヤレス通信に向けられ、限定はしないが、特にスペクトル・スカルプティング（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｓｃｕｌｐｔｉｎｇ）を可能にする多帯域ＯＦＤＭの時間領域ウィンドイングシステムおよび方法に向けられている。

（発明の背景）
ネットワークはそのメンバー間の通信を提供する。ワイヤレスネットワークにより無接続（ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎｌｅｓｓ）通信が可能となる。ワイヤレス・ローカルエリアネットワークは一般的にコンピュータが使用するように適応されており、通信を促進するために精巧なプロトコルを利用することがある。およそ１０メートルの範囲のワイヤレス・パーソナルエリア・ネットワークが成長の態勢を整えており、ワイヤレス・パーソナルエリア・ネットワークをサポートするプロトコルの開発に投入される工学技術開発努力が増加している。

範囲が限定されるため、ワイヤレス・パーソナルエリア・ネットワークはワイヤレス・ローカルエリア・ネットワークよりもメンバーは少なく所要電力も少ない。ＩＥＥＥ（Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）はＩＥＥＥ ８０２．１５．３ａワイヤレス・パーソナルエリア・ネットワーク標準を開発している。ピコネット（ｐｉｃｏｎｅｔ）という用語は通信装置を含むアドホックトポロジを有するワイヤレス・パーソナルエリア・ネットワークのことである。ピコネットのメンバーである装置間の通信はピコネット・コーディネータ（ＰＮＣ）により調整される。さまざまなワイヤレス装置が互いの近辺に出入りするため、ピコネットは自発的に形成、改善および減少することができる。ピコネットはそれらの限定された時間的および空間的範囲により特徴づけることができる。物理的に隣接するワイヤレス装置は同時に動作する多数のピコネットへ分類することができる。

ＩＥＥＥ ８０２．１５．３ａタスクグループへの１つの提案は３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚまでの７．５ＧＨｚの超広帯域（ＵＷＢ）帯域幅を、各帯域が５２８ＭＨｚ幅である１４の帯域へ分割する。これら１４の帯域は各々が３つの５２８ＭＨｚ帯域を有する４つの帯域群と２つの５２８ＭＨｚ帯域の１つの帯域群へ構成される。トランシーバ等のピコネットのメンバーである第１の装置例は帯域群の第１の周波数帯域内で第１のＭＢ−ＯＦＤＭシンボルを第１の３１２．５ｎＳ持続時間、帯域群の第２の周波数帯域内で第２のＭＢ−ＯＦＤＭシンボルを第２の３１２．５ｎＳ持続時間、および帯域群の第３の周波数帯域内で第３のＭＢ−ＯＦＤＭシンボルを第３の３１２．５ｎＳ持続時間だけ送信することができる。異なるピコネットに属する第２の装置例も同じ帯域群を使用して第１の装置と同時に送信することができ、第２の装置は異なる時間−周波数コードおよび特徴のあるプリアンブルシーケンスを使用してその送信を第１の装置の送信と区別する。帯域群の３つの５２８ＭＨｚ幅周波数の各々で送信を行って帯域群を共有する異なるピコネットのメンバーのこの方法は時間周波数符号化または時間周波数インターリービング（ＴＦＩ）と呼ばれる。あるいは、１つのピコネットのメンバーは帯域群の１つの周波数帯域だけで送信し、もう１つのピコネットのメンバーはもう１つの周波数帯域だけで送信することができ、それは固定時間周波数インターリービング（ＦＦＩ）と呼ばれる。

（発明の概要）
ワイヤレス通信方法が開示される。この方法は広帯域直交周波数分割多重シンボルに対する複数の信号音を発生するステップであって、信号音は複数の隣接ゼロ値信号音を含むステップと、信号音を複数の時間領域サンプルへ逆フーリエ変換するステップと、複数の時間領域サンプルを巡回ブロックの一部としてコピーするステップであって、巡回ブロックは時間領域サンプルに隣接するステップと、時間領域サンプルおよび巡回ブロックの時間領域ウインドウ・フィルタリングを行って広帯域直交周波数分割多重シンボルの一部を形成するステップとを含み、時間領域ウインドウ・フィルタはΦ（ｋ）＋Φ（ｋ＋Ｎ_ｆｉ_ｔ）が定数θにほぼ等しい性質を有する関数Φ（ｋ）であり、Ｎ_ｆｆｔは信号音数であり、広帯域直交周波数分割多重シンボルを送信する。

送信機が開示される。この送信機は複数の信号音を含む周波数領域信号を時間領域信号へ変換するように動作する逆フーリエ変換器であって、信号音は一部複数の隣接ゼロ値信号音を含む逆フーリエ変換器と、ウィンドイング関数に基づいて時間領域信号をフィルタリングするように動作するウィンドイングフィルタとを含み、ウィンドイング関数Φ（ｋ）はΦ（ｋ）＋Φ（ｋ＋Ｎ_ｍ）が定数θにほぼ等しい性質を有し、Ｎ_ｆｆｔは信号音数であり、ウィンドイングフィルタの出力は送信機により送信される多帯域直交周波数分割多重シンボルの一部を含む。

トランシーバが開示される。このトランシーバはビットのＮ_ｆｆｔ長さシーケンスをＮ_ｆｆｔパラレルビットへ変換してから多帯域直交周波数分割多重シンボルの一部として送信する送信モードで動作する多重シリアル・パラレル・コンバータを含み、多重シリアル・パラレル・コンバータはさらに多帯域直交周波数分割多重シンボルの少なくとも一部のデータのＮ_ｍ長さシーケンスをＮ_ｆｆｔパラレルサンプルへ変換する受信モードで動作し、フーリエ変換器は周波数領域内のＮ_ｆｆｔパラレルビットを時間領域内のＮ_ｆｆｔサンプルへ逆フーリエ変換する送信モードで動作し、さらに時間領域内のＮ_ｍパラレルサンプルを周波数領域内のＮ_ｍパラレルビットへフーリエ変換する受信モードで動作し、ウィンドイングコンポーネントはウィンドイング関数を使用して時間領域内のＮ_ｍサンプルを処理する送信モードで動作し、さらに周波数領域内のＮ_ｍパラレルビット間に含まれる１つ以上のパイロット信号音に基づいて周波数領域内のＮ_ｍパラレルビットを処理してＮ_ｍパラレルビットの周波数オフセット微調整を行う受信モードで動作する。

これらおよびその他の特徴および利点は添付図面および特許請求の範囲と共に下記の詳細な説明を読めばより明確に理解することができる。

（好ましい実施例の詳細な説明）
本開示およびその利点をより完全に理解するために、同じ参照番号は同じ部品を表す、添付図面および詳細な説明に関する下記の簡単な説明を参照する。最初に、本開示の一実施例の典型的なインプリメンテーションが以下に例示されるが、本システムは現在知られているまたは存在する任意数の技術を使用して実現できることを理解しなければならない。本開示はここに記述される典型的な設計およびインプリメンテーションを含む、後述する典型的なインプリメンテーション、図面、および技術には決して限定されない。

多帯域直交周波数分割多重（ＭＢ−ＯＦＤＭ）に基づく超広帯域（ＵＷＢ）技術が近距離高データレート通信技術に対する産業標準として検討されている。全てが従来のサービス帯域に関係していると考えられるセルラー電話、放送、衛星テレビ、電波天文学、地球監査衛星、気象および飛行レーダ等の従来の免許を受けたワイヤレスサービスとは異なり、ＵＷＢ無線機は従来のサービス帯域よりも上の３．１から１０．６ＧＨｚを使用する無免許無線技術である。これら従来のサービス帯域との干渉の可能性を解消するために、改定されたＦｅｄｅｒａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ（ＦＣＣ）規則はＵＷＢの送信電力レベルを３．１ＧＨｚおよび１０．６ＧＨｚ間で−４１．２５ｄＢｍ／ＭＨｚよりも低く制限している。この送信電力レベルに関して、ＩＴＵ−Ｒ勧告および地区電波法により保護された帯域のユーザ、たとえば、３２６０ＭＨｚから３２６７ＭＨｚ、３３３２ＭＨｚから３３３９ＭＨｚ、３３４５．８ＭＨｚから３３５２．５ＭＨｚ、４８２５ＭＨｚから４８３５ＭＨｚ、４９５０ＭＨｚから４９９０ＭＨｚ、４９９０ＭＨｚから５０００ＭＨｚ、および６６５０ＭＨｚから６６７５．２ＭＨｚの日本の電波天文学帯域のユーザから強い反論が起こっている。本開示の残部において、たとえば、３２６０ＭＨｚから３２６７ＭＨｚの７ＭＨｚ幅である電波天文学帯域との干渉を回避するＭＢ−ＯＦＤＭ送信のケースが特定例として検討されるが、当業者ならば典型的な電波天文学帯域に関して記述された解析および方法は従来の他のサービス帯域および代替ＯＦＤＭ技術の使用にも適用できることが容易にお判りであろう。

特定帯域への干渉を解消することは帯域幅および減衰レベルの両方における問題である。たとえば、現在の日本の電波法では一般的に受け入れられる周囲放射レベルは−６４．３ｄＢ／ＭＨｚとして規定される。これはピーク信号電力レベルであるが、１ＭＨｚ帯域幅内でピークおよび平均電力レベルはほぼ同一であることが知られている。ＵＷＢ信号の帯域内（３．１−１０．６ＧＨｚ）放射はＦＣＣ Ｒ＆Ｏに従って−４１．３ｄＢ／ＭＨｚに制限されるため、ＵＷＢ送信機が電波天文学サービスと共存する１つの方法はＵＷＢ干渉を周囲ノイズレベルまで低下させることである。それには干渉帯域内の送信ＭＢ−ＯＦＤＭ信号をさらに２３ｄＢ以上減衰させる必要がある。

犠性帯域または犠牲周波数帯域と呼ばれることがある特定帯域を保護するための現在および将来の要求条件に適合させるために、いくつかの方法が可能である。１つの方法は狭帯域無線周波数（ＲＦ）フィルタを使用してＭＢ−ＯＦＤＭ送信から特定帯域を切り出すことである。しかしながら、狭帯域ＲＦノッチフィルタの設計は、一般的に、挑戦的問題であり望ましいフィルタ減衰を達成するのに相当なチップコストまたは材料代を伴う。さらに、ノッチ頻度、狭帯域ＲＦフィルタの中心、は地域（たとえば、欧州および日本）のスペクトル使用に従って調節する必要がある。

ＯＦＤＭに特に適したもう１つの方法はＯＦＤＭ副搬送波または干渉帯域内にある信号音の送信をターンオフすることである。ＯＦＤＭは高速フーリエ変換を使用して情報ビットを変調された狭帯域信号音の集まりとして通信する。ＭＢ−ＯＦＤＭにおいて、各信号音はおよそ４．１２５ＭＨｚの帯域幅を占有する。したがって、たとえば、７ＭＨｚの電波天文学帯域幅との干渉を防止するために、帯域内にある２つまたは３つの信号音がターンオフされる（ゼロ値がこれらの信号音へ割当てられる）。狭帯域ノッチフィルタリングはデジタル信号処理により実現されチップインプリメンテーションおよびコストの観点からより魅力的であるため、この方法は潜在的に遥かに柔軟である。干渉信号音をターンオフするだけの第２の方法は干渉を適切に抑制できるかという疑問が生じる。

信号音をターンオフすることで日本の電波天文学帯域との干渉を回避するのに必要な２３ｄＢ減衰を与えるために、多くの信号音をターンオフする必要があり、それは通信スループットを低減させるスペクトルの過剰浪費または帯域幅の過剰犠牲と考えられる。ターンオフされる信号音はヌル信号音と呼ばれることがある。干渉帯域内の信号音に加えて他の信号音はターンオフして、恐らくは干渉帯域からあるスペクトル距離にある、他の信号音からの干渉帯域内の干渉に対抗する必要がある。実施例では、より少数のヌル信号音を時間領域ウィンドイングフィルタと組み合わせて使用することにより、多くの帯域幅を犠牲にすることなく望ましい２３ｄＢ減衰を全体として得ることができる。あるいは、ダミー信号音またはアクティブ干渉キャンセル（ＡＩＣ）信号音と呼ばれる、より少数の信号音を利用して干渉帯域内の所望の減衰を達成することができる。ＡＩＣ信号音の値が決定され、後述する最適化問題を解決して、干渉帯域外の他の信号音からの干渉をキャンセルし、それはＡＩＣソリューションと呼ばれることがある。異なる動作環境では、これら２つのソリューションの一方または他方またはそれらの組合せが好ましいことがある。

後述するいくつかのソリューションは、１つまたはいくつかの実施例において、日本の電波天文学帯域、衛星帯域、ＷｉＭａｘ帯域、固定ワイヤレスアクセス帯域、固定サービス帯域、および第四世代ワイヤレス帯域の１つまたはいくつかとの干渉を回避するのに使用される。

次に、図１を見ると、ブロック図はいくつかの協同する電子装置により形成されたピコネット１００を示し、ピコネット１００は本開示の１つまたはいくつかの実施例を実施するのに適している。第１のトランシーバ１０２はピコネット１００に対するピコネットコントローラとして動作する。第２のトランシーバ１０４、第３のトランシーバ１０６、および第４のトランシーバ１０８はピコネット１００のメンバーとして動作する。トランシーバ１０２，１０４，１０６，および／または１０８はピコネット１００のピコネットコントローラとして動作することもできるが、その役割りを実行するものとして示されていない。第１のトランシーバ１０２は、単にビーコンと呼ばれることである、ビーコンメッセージを放送してピコネット１００のメンバー間の通信を促進することができる。ビーコンメッセージの有効範囲、したがって、ピコネット１００の有効境界は図１に破線で示されている。

第１のトランシーバ１０２は公衆電話交換網１１０または公衆データ交換網１１２と接続することができ、そのためピコネット１００のメンバー、たとえば、トランシーバ１０２，１０４，１０６，および１０８はインターネットまたは相互接続された装置の他のネットワークと通信することができる。トランシーバ１０２，１０４，１０６，および１０８は多帯域直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）Ａｌｌｉａｎｃｅ（ＭＢＯＡ）Ｓｐｅｃｉａｌ Ｉｎｔｅｒｅｓｔ Ｇｒｏｕｐ（ＳＩＧ）物理層仕様に従って、ＷｉＭｅｄｉａワイヤレス・パーソナルエリア・ネットワークプロトコルに従って、および／またはＥｃｍａワイヤレス・パーソナルエリア・ネットワークプロトコルに従ってワイヤレス通信を行うことができる。ピコネット１００のメンバー間のワイヤレス通信はＯＦＤＭシンボルのシーケンスとして送受信される。前記した説明はワイヤレス多帯域ＯＦＤＭシステムに集中しているが、当業者ならばデュアルブロックサイズ・ブロック符号化概念を他のＯＦＤＭシステムに適用できることが容易にお判りであろう。さらに、トランシーバ１０２，１０４，１０６，および１０８は本開示を実現するために動作することができる。

次に、図２を見ると、典型的なワイヤレス受信機２０２と通信する典型的なワイヤレス送信機２００が示されており、ワイヤレス送信機２００およびワイヤレス受信機２０２は本開示の１つ以上の実施例を実施するのに適している。送信機および受信機のいくつかの従来のエレメントは図２から省くことができるが、当業者ならば容易にお判りであろう。ワイヤレス送信機２００は本開示の実施例に従ってフォーマット化されたＯＦＤＭシンボルを送信するのに適しており、ワイヤレス受信機２０２は本開示の実施例に従ってフォーマット化されたＯＦＤＭシンボルを受信するのに適している。信号源２０４は送信されるデータを変調器２０６へ与える。変調器２０６はスプレッダまたはスクランブラ・コンポーネント２０１、ブロックエンコーダ２０３、インターリーバ２０５、およびマッパ２０７を含むことができる。スクランブラ・コンポーネント２０１は、ビットストリームと呼ぶことができる、データを処理してブロックエンコーダ２０３に入力情報データを提供する。

ブロックエンコーダ２０３は入力情報データを符号化してメッセージの第１の部分に対する第１のブロックサイズおよびメッセージの第２の部分に対する第２のブロックサイズの出力情報データとする。リード−ソロモン、低密度パリティチェック、または他のブロック符号化機構またはコンポーネントを利用して情報データをブロック符号化することができる。インターリーバ２０５はさらにビットストリームを処理することができる。インターリーバ２０５の出力はマッパ２０７へ与えられそれは各信号音に対してインターリーバの出力を直交振幅変調（ＱＡＭ）コンステレーション上に載せる。マッパ２０７はヌル信号音を導入して干渉帯域、たとえば、３２６０ＭＨｚから３２６７ＭＨｚの電波天文学帯域内、の干渉を減衰させることができる。ある実施例では、およそ７からおよそ１５までの信号音にゼロ値を割り当てるか、またはヌル信号音として発生することができる。ある実施例では、およそ１１のヌル信号音を利用することができる。しかしながら、もう１つの実施例では、異なる数のヌル信号音を、たとえば、ノッチフィルタに利用して前記した典型的な７ＭＨｚ帯域幅とは異なる帯域幅を保護することができる。変調器２０６は逆高速フーリエ変換器コンポーネント２０８へ信号音を提供し、それはデータの周波数領域表現を同じデータの時間領域表現へ変換する。

逆高速フーリエ変換器コンポーネント２０８は信号の時間領域表現をデジタル／アナログ変換器２１０へ与え、それは信号のデジタル表現をアナログ形式へ変換する。信号のアナログ形式は５２８ＭＨｚ幅ベースバンド信号である。デジタル／アナログ変換器２１０は５２８ＭＨｚ幅ベースバンド信号をアップコンバータ２１２へ与え、それは５２８ＭＨｚ幅ベースバンド信号を送信用の適切な周波数帯域へ周波数偏移する。アップコンバータ２１２はアップ変換された５２８ＭＨｚ幅信号を増幅器２１４へ与え、それはワイヤレス送信のために信号強度を高める。増幅器２１４はアップ変換され、増幅された５２８ＭＨｚ幅信号を典型的には１５８４ＭＨｚの帯域幅を有する帯域選択フィルタ２１６へ与え、それはＭＢ−ＯＦＤＭ信号の望ましい３つの帯域の外にあるアップ変換された信号の任意のスプリアス周波数内容を減衰する。帯域選択フィルタ２１６は送信アンテナ２１８に給電し、それはアップ変換され、増幅され、帯域選択フィルタリングされた５２８ＭＨｚ幅信号をワイヤレス送信する。

ワイヤレス信号は受信アンテナ２２０により受信される。受信アンテナ２２０は典型的に１５８４ＭＨｚの帯域幅を有する受信帯域選択フィルタ２２２へ信号を与え、それは受信アンテナ２２０が受信可能な全帯域幅からＭＢ−ＯＦＤＭ信号の３つの帯域の全てを選択する。受信帯域選択フィルタ２２２は選択されたＭＢ−ＯＦＤＭ信号をダウンコンバータ２２４へ与え、それはＭＢ−ＯＦＤＭ信号を５２８ＭＨｚベースバンド信号へ周波数偏移する。ダウンコンバータ２２４は５２８ＭＨｚベースバンド信号を、典型的に５２８ＭＨｚ帯域幅を有するベースバンド・ローパスフィルタ２２５へ与える。ベースバンド・ローパスフィルタ２２５はフィルタリングされた５２８ＭＨｚベースバンド信号をアナログ／デジタル変換器２２６へ与え、それはフィルタリングされた５２８ＭＨｚベースバンド信号をデジタル化する。アナログ／デジタル変換器２２６はデジタル化された５２８ＭＨｚベースバンド信号を高速フーリエ変換器２２８へ与え、それはデジタル化された５２８ＭＨｚベースバンド信号を時間領域から周波数領域へ変換し、デジタル化された５２８ＭＨｚベースバンド信号を異なる周波数領域信号音へ分解する。

高速フーリエ変換器２２８は周波数領域信号音をポストＦＦＴ処理ブロック２２７へ与え、それは周波数領域等化を行ってマルチパスチャネル、位相追跡および修正を補償しデマッピングも行う。ポストＦＦＴ処理ブロック２２７は周波数オフセット微修正を実施することができる。ポストＦＦＴ処理ブロック２２７出力はデインターリーバ２２９へ与えられ、それはインターリーバ２０５により送信機２００内で実施される処理を逆にする。デインターリーバ２２９出力はデコーダコンポーネント２３０へ与えられ、それはブロックからデータ抽出する。デコーダコンポーネント２３０出力はデスクランブラコンポーネント２３１へ与えられ、それはスクランブラ・コンポーネント２０１により送信機２００内で実施される処理を逆にする。次に、データのストリームがＭＡＣ（ｍｅｄｉａ ａｃｃｅｓｓ ｃｏｎｔｒｏｌ）コンポーネント２３２へ与えられ、それはデータのストリームを解釈して使用する。

前記したワイヤレス送信機２００およびワイヤレス受信機２０２構造はある実施例ではトランシーバと呼ばれる単一装置、たとえば、図１について前記したトランシーバ１０２，１０４，１０６，および１０８内で結合することができる。送信帯域フィルタ２１６および増幅器２１４は別々のコンポーネントとして記述されているが、ある実施例ではこれらの機能は単一コンポーネント内で一体化される。さらに、ある実施例ではアップコンバートされた５２８ＭＨｚ帯域幅信号は送信帯域フィルタ２１６により帯域フィルタリングされた後で増幅器２１４により増幅される。他のシステム、コンポーネント、および技術もこれらの目的のためにインプリメントすることができ、当業者ならば容易に思いつくことができそれらは全て本開示の精神および範囲内である。

図３を見ると、本開示の１つ以上の実施例で使用するのに適した時間領域内にＭＢ−ＯＦＤＭシンボル３１０が示されている。ＭＢ−ＯＦＤＭシンボル３１０は１２８サンプルを含むデータブロック３１２、３２サンプルを含む巡回ブロック３１４、および５サンプルを含むガードブロック３１６を含む１６５サンプルを含むことができる。

データブロック３１２はＭＢ−ＯＦＤＭシンボル３１０内の送信機２００により送信される情報の内容を表すサンプルを含んでいる。ガードブロック３１６はゼロ値を含み、たとえば時間周波数インターリーブモードで通信している時に、送信機２００および受信機２０２が第１のＭＢ−ＯＦＤＭ周波数帯域から第２のＭＢ−ＯＦＤＭ周波数帯域へ切り替わることができるガードインターバルを提供する。巡回ポストフィックスと呼ぶことができる巡回ブロック３１４はコピーされたサンプルブロック３１８を含み、それはデータブロック３１２の最前部からコピーされるサンプルを含んでいる。図３において、オリジナルデータサンプルはＡで表されコピーされたデータサンプルはＡ’で表される。

ある実施例では、コピーされたデータサンプル数はおよそ８からおよそ２４サンプルの範囲内である。ある実施例では、コピーされたデータサンプル数は１６である。しかしながら、他の実施例では、異なる数のコピーされたデータサンプルを利用することができる。もう１つの実施例では、ＭＢ−ＯＦＤＭシンボル３１０は異なる数のサンプルを含むことができ、異なる数のサンプルをコピーすることができる。もう１つの実施例では、サンプルはデータブロック３１２の最後からコピーしてデータブロック３１２の前の巡回プリフィックス内にコピーすることができる。もう１つの実施例では、巡回プリフィックスと巡回ポストフィックスの組合せを利用することができる。

ウィンドイング関数を適用する前に時間領域ＯＦＤＭ信号に巡回プリフィックスを加えることにより処理レーテンシが導入されることがある。典型的なＩＦＦＴインプリメンテーションは時間領域ＯＦＤＭシンボルをシリアルに出力することができ、巡回プリフィックスはＯＦＤＭシンボルのＮ_ｆｆｔサンプルが全て得られる後でしか加えることができない。巡回プリフィックスの第１のサンプルはＩＦＦＴがＭＢ−ＯＦＤＭシンボル３１０のＮ_ｆｆｔ−Ｌｐ^ｔｈサンプルを提供した後でしか出力できず、Ｌｐは巡回プリフィックスの長さである。これは送信機におけるＮｍ−Ｌｐの最小レーテンシを導入する。このレーテンシを回避するために、出力ＯＦＤＭシンボルはＩＦＦＴの前に周波数領域信号にＬｐの関数としての線型位相を乗じる動作によりＬｐサンプルだけ巡回シフトすることができる。時間領域内の巡回シフトは周波数領域内の線型位相乗算と等価であることに注意されたい。この線型位相乗算演算は数学的に次式で表される。

ＩＦＦＴ演算はＸ（ｋ）ではなくシーケンスＸ_ｃｙｃ（ｋ）に行われる。シーケンスＸ_ｃｙｃ（ｋ）は線型位相補償信号音と呼ぶことができる。時間領域ＯＦＤＭシーケンスｘ_Ｃｙ_Ｃ（ｎ）が得られると、第１のＬｐサンプルを巡回シフトされたシンボルの最後にコピーしなければならない。したがって、巡回プリフィックスを加えることによる任意のレーテンシを克服することができる。

次に、図４を見ると、送信機２００のもう１つの実施例が示されている。送信機２００はさらにウィンドイング・コンポーネント３５０および巡回コンポーネント３５２を含むことができる。巡回コンポーネント３５２は、コピーされたサンプルブロック３１８を含む、コピーされたサンプル巡回ブロック３１４をデータサンプル３１２へ付加するように動作できる。実施例では、ヌル信号音とも呼ばれる、ゼロ値信号音が犠牲周波数、たとえば、７ＭＨｚ帯域幅電波天文学帯域の部分的保護を行うのに使用され、ウィンドイング・フィルタ３５０は追加減衰を行って犠牲周波数を保護するように動作できる。ウィンドイング関数Φ（ｋ）がウィンドイング・フィルタ３５０により利用される時、Φ（ｋ）は次式で示す性質を有し、

ここに、θは定数であり関係はほぼ相等であり、マルチパスチャネルの巡回畳み込み性質が保存され、この条件により受信機２０２は送信機２００により利用される特殊処理の事前知識無しで送信を受信して犠牲周波数を保護することが可能となる。２つの典型的なウィンドイング関数Φ（ｋ）が方程式Ｅｑ（２）およびＥｑ（３）で次のように定義されるが、当業者ならば既知のマルチパスチャネルの巡回畳み込み性質を維持する他のウィンドイング・フィルタ関数も本開示により考えられる。

ある実施例では、ウィンドイング・フィルタ３５０によりレイズド（ｒａｉｓｅｄ）余弦関数を利用することができる。レイズド余弦関数Φ（ｋ）は次のように定義することができる。

ここに、Ｌ_ｐはコピーされたサンプルブロック１８により含まれるサンプル数であり、Ｎ_ｆｆｔはデータブロック３１２により含まれるサンプル数である。

もう１つの実施例では、ウィンドイング・フィルタ３５０により台形関数を利用することができる。台形関数Φ（ｋ）は次のように定義することができる。

ここに、Ｌ_ｐはコピーされたサンプルブロック１８により含まれるサンプル数であり、Ｎ_ｆｆｔはデータブロック３１２により含まれるサンプル数である。

次に、図５を見ると、トランシーバ３６０が示されておりそれは前記したウィンドイング・フィルタ３５０の関数を提供しトランシーバ３６０の送信機部および受信機部により共有される回路要素も提供する。図面をより簡潔にして共有回路要素に集中させるために、トランシーバ３６０のいくつかの従来のコンポーネントは図５に図示されていない。トランシーバ３６０はソース３６２、マッパコンポーネント３６４、シリアル・ツー・パラレル・マルチプレクサ３６６、フーリエ変換器コンポーネント３６８、巡回ブロックコンポーネント３７０、ウインドウ・プロセッサコンポーネント３７２、係数マルチプレクサ３７４、ＤＡＣ３７６、送信アンテナ３７８、デインターリーバ・コンポーネント３８０、コンシューマプロセス３８１、送受信選択コントロール３８２、時間周波数コード選択３８４、ＡＤＣ３８６、および受信アンテナ３８８を含んでいる。ある実施例では、送信アンテナ３７８および受信アンテナ３８８は単一アンテナとして結合することができる。ソース３６２、マッパコンポーネント３６４、ＤＡＣ３７６、デインターリーバ３８０、コンシューマ３８１、およびＡＤＣ３８６は図２の対応する要素と実質的に同じである。

送受信選択コントロール３８２はシリアル・ツー・パラレル・マルチプレクサ３６６、フーリエ変換器コンポーネント３６８、巡回ブロック３７０、および係数マルチプレクサ３７４に対する動作の送信モードまたは受信モードを選択する。時間周波数コード選択３８４は多数のＭＢ−ＯＦＤＭ周波数帯域の１つに従った動作に対して係数マルチプレクサ３７４を選択する。

送信モードにおいて、ソース３６２は被送信データをマッパ・コンポーネント３６４へ与える。マッパ・コンポーネント３６４は全信号音に対してデータをＱＡＭコンステレーション上へ載せる。犠牲周波数帯域に関連する信号音のいくつかはゼロに設定するかヌル信号音として作り出すことができる。シリアル・ツー・パラレル・マルチプレクサ３６６はマッパ・コンポーネント３６４の出力をＮ_ｆｆｔのパラレル値へ変換し、Ｎ_ｆｆｔはデータブロック３１２内のサンプル数である。ある実施例では、Ｎ_ｆｆｔの値は１２８であるが、当業者ならばこの解はシリアル・ツー・パラレル・マルチプレクサ３６６により異なる数Ｎ_ｆｆｔのパラレル値が出力される他のＭＢ−ＯＦＤＭシンボルフォーマットへ容易に拡張できることがお判りであろう。フーリエ変換器コンポーネント３８６は、送信動作モードに対して選択されると、シリアル・ツー・パラレル・マルチプレクサ３６６により出力されるＮ_ｆｆｔパラレル値を周波数領域から時間領域へＮ_ｆｆｔパラレルサンプルとして変換する。

図３について前記したように、巡回ブロック３７０は巡回ブロック３１４を加えてコピーされたサンプルを含むＮパラレルサンプルを形成する。ある実施例では、Ｎの値は１６０であるが、本開示により異なる数のデータサンプルおよび巡回ブロックサンプルを有する他のＭＢ−ＯＦＤＭシンボルフォーマットを考え出すことができる。ウインドウ・プロセッサ３７２は、送信動作に対して選択されると、係数マルチプレクサ３７４により提供される係数に基づいて巡回ブロック３１４により出力されるＮパラレルサンプルにウインドウ・フィルタリング動作を実施する。係数マルチプレクサ３７４は時間周波数コード選択３８４に基づいてＮのウインドウフィルタ係数３９２を出力する。前記したように、ウインドウフィルタ係数３９２はウィンドイング関数Φ（ｋ）に従って発生される。ある実施例では、ウインドウフィルタ係数３９２は係数マルチプレクサ３７４がアクセスするためにメモリまたはキャッシュ内に格納される。ＤＡＣ３７５はウインドウ・プロセッサ３７２により出力されたサンプルをデジタル値からアナログ値へ変換し、次に、それは第１のアンテナ３７８により送信される。

受信モードにおいて、信号は受信アンテナ３８８により受信されＡＤＣ３８６によりアナログからデジタル値へ変換される。ＡＤＣ３８６からのデジタル値はシリアル・ツー・パラレル・マルチプレクサ３６６により複数のパラレルサンプルへ変換される。フーリエ変換器コンポーネント３６８は、受信動作に対して選択されると、シリアル・ツー・パラレル・マルチプレクサ３６６により出力されたパラレルサンプルを時間領域から周波数領域へ変換する。受信動作において、周波数領域サンプルは処理されずに巡回ブロック３７０中またはその周りを通過する。ウインドウ・プロセッサ３７２は係数マルチプレクサ３７４により提供される複数のＦＤＦＯＣ係数３９０に基づいて周波数領域サンプルの周波数オフセット微修正を実施する。デインターリーバ３８０はウインドウ・プロセッサ３７２の出力を処理して時間領域サンプルをＭＡＣコンポーネント等のコンシューマ３８１へ通し、それはデータを解釈して使用する。フーリエ変換器３６８およびウインドウ・プロセッサ３７２の共有回路は、たとえば、システム・オン・チップ・インプリメンテーションの回路要素数の低減において、トランシーバ３６０の効率的な回路インプリメンテーションを提供する。

ヌル信号音のみの使用を検討する時に示唆したように、ダミー信号音またはアクティブ干渉キャンセル（ＡＩＣ）信号音と呼ばれる、より少数の信号音を利用して多くの帯域幅を犠牲にすることなく望ましい２３ｄＢ減衰を得ることができる。ＡＩＣ信号音の値が決定され、後述する最適化問題を解決して干渉帯域の外側の他の信号音からの干渉をキャンセルし、それはＡＩＣソリューションと呼ぶことができる。

ＵＷＢにおいて、平均送信電力は３．１から１０．６ＧＨｚ間で−４１．２５ｄＢｍ／ＭＨｚに制限され、既存の無線システムへの過剰な干渉を防止するために任意のＵＷＢ装置の最大送信電力はこの限界を超えてはならない。干渉帯域の外側の他の信号音からの干渉の減衰しか考慮せずに後述する最適化問題を解決すると所望のノッチ深さおよび帯域幅は作り出されるが、このソリューションにはノッチ帯域のエッジにおいて干渉キャンセル信号音の値のオーバシュートを伴うことが判っている。このオーバシュートにより、ＵＷＢ装置の送信電力は低下させる必要があり性能劣化が生じる。本開示は干渉帯域内の信号の減衰およびＡＩＣ信号音の値を残りの非ＡＩＣ信号音の電力レベル以下に維持するという２つの条件に基づいて最適化問題を解決する。

電力抑制ＡＩＣソリューションと呼ぶことができるソリューションはＡＩＣ信号音を保護エッジ信号音（ＰＥＴ）と呼ばれる信号音群と結合し、得られるＡＩＣ信号音およびＰＥＴの最大平均電力が−４１．２５ｄＢｍ／ＭＨｚ限界を超えない追加抑制により最適化問題を解決する。ＡＩＣ信号音およびＰＥＴは送信されたＯＦＤＭデータ信号音にノッチの帯域幅および周波数位置の関数である１組の予め計算された係数を乗じて求められる。電力抑制ＡＩＣソリューションにおいて、ノッチの深さはＰＥＴ数により調節することができ、ノッチの帯域幅および深さは共に任意にオーバシュート無しに求めることができる。ＡＩＣ信号音項はＡＩＣ信号音およびＰＥＴの両方を意味するように使用できる場合もある。

次に、図６Ａから６Ｅを見ると、ＡＩＣの基本概念が例示されている。図６Ａについて、ＭＢ−ＯＦＤＭシステム内で情報データは１２８信号音を使用して送信される。ＡＩＣ信号音を利用しないで複数のデータ４１０が例示されている。データ４１０がＯＦＤＭ内で変調されて送信されると、ＭＢ−ＯＦＤＭシステムによりＯＦＤＭ信号音のいくつかに関連する干渉帯域４１２内で犠牲システムに若干干渉を生じる。図６Ｂについて、干渉帯域４１２内の信号音をターンオフすると犠牲帯域への直接干渉が幾分低減される。図６Ｃについて、干渉帯域４１２内の信号音をターンオフしても干渉の完全な解消は保証されず、それは信号音中心周波数でしか干渉はゼロに低減されないためである。ゼロとされた信号音間にまだ残っているのは送信されたデータ信号音その他の残りからのスプリアス干渉信号４１４である。干渉帯域内のスプリアス信号は、図６Ｂに示す、干渉帯域外にある送信データから計算することができる。図６Ｄに示すように、次に、負のスプリアス信号４１６を計算することができ、スプリアス信号４１４をキャンセルするのに使用して図６Ｅに示す結果となる。スプリアス信号４１６の負数はＡＩＣ信号音と呼ぶことができる。

注目すべき点はＡＩＣ信号音は非ゼロ電力を送信するため、図６Ｄに示すように、オリジナルデータ信号音への干渉４１８ａおよび４１８ｂを生じることである。しかしながら、ＯＦＤＭにおいて、送信機２００および受信機２０２間に周波数同期化が達成されるかぎり、このような干渉は実際のデータには生じないことが知られている。このような技術が今日確立されているため、干渉帯域内の非ゼロ信号音からの干渉は重要ではないと考えられる。

ＯＦＤＭにおいて、情報データは各信号音上に変調され得られる信号音セットはベクトルとしての逆フーリエ変換（およびローパス・フィルタリング）される。受信機において、受信信号はオリジナル・データベクトルを回復するためにフーリエ変換される。一般的なＯＦＤＭシステムでは、ＩＦＦＴおよびＦＦＴ対が同期化されてデータは正規の個別周波数（信号音間隔周波数の倍数、たとえば、４．１２５ＭＨｚ）上にマッピングされる。したがって、信号音中心周波数における信号スペクトルを計算するだけでよい。一方、犠性システムへの干渉は信号音周波数間の周波数で生じる。したがって、より細かい周波数グリッドで送信ＯＦＤＭ信号のスペクトルを計算するのが好ましい。２倍アップサンプリングしても信号音間の干渉を適切に捕捉できないことがあり、ある実施例では、８倍以上のアップサンプリングにより過剰な計算負荷を生じることがある。ある実施例では、４倍アップサンプリングが利用されて後の解析および例の基礎となるが、他のレートでアップサンプリングする他の実施例も本開示により考えられる。

以下の解析において、１２８信号音のＯＦＤＭシンボルが解析される。しかしながら、当業者ならば検討した解析およびソリューションは他のＯＦＤＭシンボル構造にも応用できることが容易にお判りであろう。情報データがＸ（ｋ）ｋ＝０，．．．，１２７として表される時、送信ＯＦＤＭ信号は（ローパスフィルタ無し）次式で表され、

対応する（４倍アップサンプリング）スペクトルＹ（Ｉ）（Ｉ＝０，．．．４^＊１２８−１）は次式で表される。

これら２つの方程式を組み合わせると、ＸおよびＹ間の関係は次式で表すことができ、

ここに、Ｐ（ｌ，ｋ）は変換の核である。

次に、図７を見ると、ＡＩＣに使用される信号音と干渉帯域４１２の位置間の関係が示されている。以下の検討では、ＯＦＤＭ信号音８５，８６および８７と一緒に配置される７ＭＨｚ幅の典型的な干渉帯域について考える。隣接信号音からのスプリアス信号により生じるこの帯域への干渉はベクトルｄ−ｉとして示される４倍細かい周波数で評価される。ｄｉはＹ（Ｉ）の値として計算することができインデクスＩは干渉帯域４１２内の４倍アップサンプリングされた周波数位置に対応し（この例では、Ｉは３４０から３４８までの値をとる）信号音Ｘ（８４）からＸ（８８）まではターンオフされる。非常に大きい信号音値を回避しながら有効な干渉キャンセルを達成するために、これら３つの信号音の各側に１つの信号音が加えられ、ＯＦＤＭ信号音８４および８８、および５つの信号音８４，８５，８６，８７，および８８が干渉をキャンセルするのに利用される。後述するように、保護エッジ信号音（ＰＥＴ）と呼ぶことができるこれら２つの信号音８４および８８は、中間の３つの信号音よりも干渉抑制に寄与する。ｄｉは次式で与えられ、

ここに、Ｐは方程式（６ａ）により規定される周波数変換カーネルであり、ｇは情報データのベクトルでありＸ（８４）からＸ（８８）までは強制的にゼロとされる。Ｐは９×１２８行列でありｇは１２８×１ベクトルである。一般的に、Ｐはｓ×ｖ行列とすることができｇはｖ×ｌベクトルである。ｖディメンジョンはＯＦＤＭシンボルの信号音数に基づいている。ｓディメンジョンはアップサンプル値数に基づいており、それは干渉帯域４１２の幅に基づいている。

干渉信号ｄｉの負数が信号音Ｘ（８４）からＸ（８８）を使用して計算される。前記方程式（６ａ）を使用して全てのＸ、すなわち信号音、をＸ（８４）からＸ（８８）までを除きゼロに設定すると、解くべき方程式は次のようになり、

ここに、ｈは（Ｘ（８４），．．．，Ｘ（８８））の列ベクトルでありＰｉはｈおよびｄ−ｉに従ってインデクスを制限することによりＰから引き出されるスモールカーネルである。したがって、ｈは５×１ベクトルでありＰｉは９×５行列である。一般的に、ｈはｕ×ｌベクトルでありＰｉはｓ×ｕ行列である。Ｐ_１はｕのＡＩＣ信号音に対応するＰのｕカラムおよび値を割り当てられるＰＥＴを選択して形成することができる。ディメンジョンｕはＡＩＣ信号音数および決定すべきＰＥＴに基づいている。

ｈに対する方程式（８）の解は所望のＡＩＣ信号音およびＰＥＴ値を提供する。行列Ｐ−ｉは可逆ではないため（Ｐｉは正方行列ではない）、方程式（８）は解くのが困難なことがある。したがって、

の最小化によりｈに対する解が次のように与えられ、

ここに、上付き添字Ｔは行列の共役転置を表し上付き添字−１は逆行列を表す。この最小二乗平均解はムーア−ペンローズの一般逆行列と呼ぶことができる。方程式（１０）の得られる５×９行列Ｗ_１は干渉帯域位置が知られているため予め計算することができる。一般的に、Ｗ_１はｕ×ｓ行列である。方程式７および方程式１０を結合すると次式が得られ、

ここに、Ｗ_２は予め計算可能な５×１２８行列である。一般的に、Ｗ_２はｕ×ｖ行列である。

ＡＩＣ信号音およびＰＥＴ係数は情報データベクトルｇに依存するが、ＡＩＣ信号音およびＰＥＴ係数には面白い特性がある。いくつかの典型的な係数は次のように計算することができる。

得られるＡＩＣ信号音およびＰＥＴの電力を計算すると、Ｘ（８４）およびＸ（８８）信号音の電力は、それぞれ、５．１２（すなわち、２のデータ信号音電力に関して４．１ｄＢ）であり、送信データ信号音よりも３．２３（すなわち、２．１ｄＢ）倍大きいことが判る。平均オーバシュート電力の最大値は実際上データ信号音よりも４．０ｄＢ上であることが判る。ＵＷＢ送信電力は任意の周波数（３．１および１０．６ＧＨｚ間）において−４１．２５ｄＢｍ／ＭＨｚの平均電力限界を超えてはならないため、データ信号音の平均送信電力はオーバシュート（４．０ｄＢ）の量だけ低下させなければならず、これはＵＷＢ送信距離を３７％（＝１０^Λ（０．４／２））だけ減少させる。これは性能の過剰劣化となることがある。方程式（１０）を解く時にオーバシュートを制限することができるが、ノッチ深さは妥協する必要があり、所望のノッチ帯域幅と前記した従来のＡＩＣ方法の深さを得るのは一般的に困難である。

次に、オーバシュート問題を回避する電力抑制ＡＩＣ解を見つけるために図８を見ると、干渉帯域４１２の両側に示すように４つのＰＥＴ４４０が規定され配置されている。方程式（９）内のベクトルｈのサイズはより大きいことに注目願いたい。ＰＥＴ４４０のサイズを増加するとノッチ深さが増し、ノッチ深さはＰＥＴ４４０のサイズにより正確に制御される。

方程式（９）内の拡張されたｈにより、最適化方程式は第２の条件を内蔵するように修正され、

ここに、λは２つの別々の条件、第１項の最適化および第２項の最適化を結合するラグランジュ乗数である。第１項は方程式（９）と同一である。第２項はＡＩＣ信号音およびＰＥＴのオーバシュートを制限しそのためこの解、電力抑制ＡＩＣ解、を記述するのに使用される項である。

方程式（１２）の解は次式で与えられ、

ここに、Ｉは恒等行列である。λの値は計算されたＡＩＣ信号音およびＰＥＴ４４０の最大平均電力をデータ信号音に関して０ｄＢに設定するように決定される。方程式（７）および方程式（１３）を結合すると、次式が得られ、

Ｗ_３は干渉帯域位置および帯域幅が既知であれば行列数学の既知の方法を使用して予め計算することができる。ある実施例では、およそ０からおよそ３０７２までの範囲内のλの値が利用される。ある実施例では、２０４８の値がλに対して利用される。

表１はＰＥＴサイズと７ＭＨｚの干渉帯域幅に対して達成可能なノッチ深さ間の関係を要約している。表２は２０ＭＨｚに対する同様な結果を要約している。新たに引き出されたＡＩＣ信号音は好ましくないオーバシューティング現象をはっきり示さない。この性質を維持して、ノッチ深さはＰＥＴ４０のサイズにより任意に決定することができる。

Ｗ_３が予め計算されるため、リアルタイムでＷ_２を見つける計算を実行する必要がない。干渉帯域位置におけるＡＩＣ信号音はゼロに近い。ある実施例では、干渉帯域内のＡＩＣ信号音はゼロに設定されＰＥＴ４４０しか計算されない。したがって、７ＭＨｚのノッチ帯域幅および７１ｄＢの深さに対して、計算されたＡＩＣ信号音プラスＰＥＴ４４０の数は表１から６である。予め計算されたＷ_２行列係数を使用して、行の最初のＰＥＴ／２数および行の最後のＰＥＴ／２数はＰＥＴ４４０に対して計算された係数に対応する（干渉帯域におけるＡＩＣ信号音はゼロに設定されており、計算する必要がない）。

再び、典型的なＯＦＤＭシンボル構造、ＡＩＣ信号音数、ＰＥＴ数が前記した検討で利用されているが、本開示は他のＯＦＤＭシンボル構造、ＡＩＣ信号音数、およびＰＥＴ数でも働くものと考えられる。当業者ならば、前記した電力抑制ＡＩＣ解は他のＯＦＤＭシンボル構造および他の干渉帯域４１２に大いに一般化できることが容易にお判りであろう。電力抑制ＡＩＣ解は多数の干渉帯域を調整するように付加できることに注目願いたい。

ある実施例では、ＡＩＣ信号音の使用をウインドウ・フィルタリングと結合して犠牲周波数への保護を提供し任意の関連する電力オーバシュートを低減することができる。この場合、当業者ならば用意にお判りのように、方程式（４）、方程式（５）、方程式（６ａ）、および方程式（６ｂ）はデータ信号音およびＡＩＣ−ＰＥＴ信号音に適用されるウインドウ・フィルタリングを調整するように修正することができる。たとえば、方程式（４）、方程式（５）、方程式（６ａ）、および方程式（６ｂ）は後述するように方程式（４’）、方程式（５’）、方程式（６ａ’）、および方程式（６ｂ’）に修正することができる。以下の解析において、１２８信号音のＯＦＤＭシンボルが解析される。しかしながら、当業者ならば検討される解析および解は他のＯＦＤＭシンボル構造にも適用できることが容易にお判りであろう。情報データがＸ（ｋ）ｋ＝０，．．．，１２７で表される場合、送信ＯＦＤＭ信号は次式で表される（ローパスフィルタ無し）。

この点において、Ｌｃ巡回ポストフィックスおよび／または巡回プレフィックスサンプルは１２８サンプルに添付できるため、対応する（４倍アップサンプリングされた）スペクトルＹ（Ｉ）（Ｉ＝０，．．．，４^＊１２８−１）は次式で表される。

これら２つの方程式を結合すると、ＸおよびＹ間の関係は次式で表すことができる。

ここに、Ｐ（ｌ，ｋ）は変換の核である。

次に、図９を見ると、ＡＩＣ信号音およびＰＥＴａからｚを行列Ｗ_３に基づいて求める回路５００が示されている。回路５００は計算されるＡＩＣ信号音およびＰＥＴの各々に対するＡＩＣステージ５０２、たとえば、ステージ５０２ａから５０２ｚを含んでいる。各ＡＩＣステージはメモリエリア５０４、乗算器５０６、アキュムレータレジスタ５０８、加算器５１０、および等化器５１２を含んでいる。各ＡＩＣステージ５０２は、ＡＩＣ信号音およびＰＥＴをゼロに設定した、入力ベクトルｇおよびメモリエリア５０４内に格納されたＷ_３の適切な行からの値に基づいてＡＩＣ信号音またはＰＥＴを決定する。典型的な実施例では、ＯＦＤＭシンボルは１２８信号音を含み、回路５０２は１２８×１入力ベクトルｇによりメモリエリア５０４内に格納された１×１２８ベクトルの行列乗算を実施する。等化器はＡＩＣ信号音およびＰＥＴ４４０の値をスケーリングする。回路５００は干渉キャンセルコンポーネントまたはＰＥＴ−ＡＩＣコンポーネントと呼ぶことができる。

次に、図１０をみると、前記した回路５００を含む送信機５４０が示されている。回路５００を除けば、送信機５４０は前記した送信機２００と実質的に同じである。さらに、送信機５４０は前記したトランシーバ３６０との結合を行うことができる。送信機はデータ・スクランブラ５５０、畳み込みエンコーダ５５２、パンクチャリング・コンポーネント５５４、インターリーバ５５６、データマッパ５５８、回路５００、および逆高速フーリエ変換器５６０を含んでいる。ソース情報データはデータ・スクランブラ５５０によりスクランブルされ畳み込みエンコーダ５５２によりチャネル符号化される（畳み込み符号化は典型的な例である）。データはパンクチャリング・コンポーネント５５４により送信シンボルレートに一致するようにパンクチャリングされる。次に、データはインターリーバ５５６によりエラー弾性を改善するするようにインターリーブされ、データマッパ５５８により各ＯＦＤＭ信号音へマッピングされる。干渉帯域内の信号音はターンオフされる（ゼロとされる）。回路５００はマッピングされたデータ信号音値を読み出してＰＥＴ−ＡＩＣ信号音を計算しターンオフされた信号音を置換する。逆高速フーリエ変換器５６０により全ての信号音が周波数領域から時間領域へ変換される。時間領域信号はＤＡ変換され他の送信機コンポーネント（図示せず）によりＲＦへアップ変換された後で送信される。送信されたＯＦＤＭ信号は指定された帯域位置において所望のノッチを有する。ある実施例では、送信機５４０はトランシーバとして受信機段と結合される。

本開示内にいくつかの実施例が提供されているが、開示されたシステムおよび方法は本開示の精神および範囲を逸脱することなく他の多くの特定形式で実施できることを理解しなければならない。本開示のいくつかの実施例が保護できる典型的な犠牲周波数帯域として日本の電波天文学周波数帯域が使用されているが、開示された方法、システム、および回路は現在既知のあるいは免許を取るべき他の犠牲周波数帯域に応用することができる。１つ以上の実施例は衛星帯域、ＷｉＭａｘ帯域、固定ワイヤレスアクセス帯域、固定サービス帯域、および／または第四世代ワイヤレス帯域の受信機および／または送信機との干渉回避に向けることができる。１つ以上の実施例は無免許帯域で作動する受信機、たとえば、ＩＥＥＥ−８０２．１１ａ受信機またはトランシーバとの干渉回避に向けることができる。さらに、開示された方法、システム、および回路の基本的動作は典型的なＭＢ−ＯＦＤＭスペクトルを超えて応用することができ、これらの追加応用も本開示により考えられる。これらの例は説明用であって制約的意味合いは無く、本発明はこの中に与えられた詳細に限定はされず、等価なものの全範囲と共に添付された特許請求の範囲内で修正することができる。たとえば、さまざまな要素またはコンポーネントをもう１つのシステム内で結合または統合することができ、あるいはある特徴を省いたり実現しないことができる。

また、さまざまな実施例において個別または独立なものとして記述され例示された技術、システム、サブシステムおよび方法は本開示の範囲を逸脱することなく他のシステム、モジュール、技術、または方法と結合または統合することができる。互いに直接結合または通信するものとして示され検討された他のアイテムはあるインターフェイスまたは装置を介して結合して、このアイテムはもはや互いに直接結合しているとは見なされないが、電気的、機械的、その他の方法で互いに間接的に結合されて通信するようにすることができる。当業者ならば、ここに開示された本発明の範囲を逸脱することなく交換、置換、変更の他の例も確かめられ実施できる。

本開示の実施例に従ったワイヤレスピコネットの線図である。 本開示の実施例に従った受信機と通信する送信機のブロック図である。 本開示の実施例に従った時間領域多帯域直交周波数分割多重（ＭＢ−ＯＦＤＭ）シンボルのブロック図である。 本開示の実施例に従ったもう１つの送信機のブロック図である。 本開示の実施例に従ったトランシーバのブロック図である。 図６Ａから６Ｅは本開示の実施例に従って処理される複数の直交周波数分割多重信号音を示し、図６Ａは干渉信号音を含むＯＦＤＭスペクトルを示す図である。 干渉信号音をターンオフしたＯＦＤＭスペクトルを示す図である。 干渉帯域内にスプリアス信号音を含むＯＦＤＭスペクトルを示す図である。 アクティブ干渉キャンセル信号音からのスプリアス信号音を含むＯＦＤＭスペクトルを示す図である。 アクティブ干渉キャンセル信号音を使用して得られるＯＦＤＭスペクトルを示す図である。 本開示の実施例に従った複数のアクティブ干渉キャンセル信号音を示す図である。 本開示の実施例に従った複数の保護エッジ信号音およびアクティブ干渉キャンセル信号音を示す図である。 本開示の実施例に従った保護エッジ信号音およびアクティブ干渉キャンセル信号音を決定する回路を示す図である。 本開示の実施例に従った保護エッジ信号音およびアクティブ干渉キャンセル信号音を決定する回路を含む送信機のブロック図である。

Claims (15)

1. ワイヤレス通信方法であって：
   広帯域直交周波数分割多重シンボルに対する複数の信号音を発生するステップであって、信号音は複数の隣接ゼロ値信号音を含むステップと、
   複数の信号音の少なくともいくつかを巡回ブロックの一部として使用して、信号音を複数の時間領域サンプルへ逆フーリエ変換するステップであって、巡回ブロックは時間領域サンプルに隣接するステップと、
   時間領域サンプルおよび巡回ブロックを時間領域ウインドウフィルタリングして広帯域直交周波数分割多重シンボルの一部を形成するステップであって、時間領域ウインドウフィルタはΦ（ｋ）＋Φ（ｋ＋Ｎ_ｆｆｔ）が定数θにほぼ等しくなるような性質を有する関数Φ（ｋ）でありＮ_ｆｆｔは信号音数であるステップと、
   広帯域直交周波数分割多重シンボルを送信するステップと、
   を含む前記ワイヤレス通信方法。
2. 請求項１に記載の方法であって、隣接ゼロ値信号音は犠牲周波数帯域に関連付けられている方法。
3. 請求項１に記載の方法であって、ウィンドイング関数Φ（ｋ）は次式により定義されるレイズド（ｒａｉｓｅｄ）余弦関数であり、
   

   

   
   ここに、Ｌ_ｐは巡回ブロックの一部としてコピーされる時間領域サンプル数である方法。
4. 請求項１に記載の方法であって、ウィンドイング関数Φ（ｋ）は次式により定義される台形関数であり、
   

   

   
   ここに、Ｌ_ｐは巡回ブロックの一部としてコピーされる時間領域サンプル数である方法。
5. 請求項１に記載の方法であって、発生するステップは信号音にＬ_ｐの関数としての線型位相を乗じるステップを含み、Ｌ_ｐは巡回ブロックの一部としてコピーされる時間領域サンプル数である方法。
6. 請求項５に記載の方法であって、信号音はＸ（ｋ）により表され線型位相補償信号音はＸ_ｃｙｃ（ｋ）により表され、
   

   

   
   である方法。
7. 送信機であって：
   複数の信号音を含む周波数領域信号を時間領域信号へ変換するように動作する逆フーリエ変換器であって、信号音は一部複数の隣接ゼロ値信号音を含む逆フーリエ変換器と、
   ウィンドイング関数に基づいて時間領域信号をフィルタリングするように動作するウィンドイングフィルタであって、Φ（ｋ）で表されるウィンドイング関数はΦ（ｋ）＋Φ（ｋ＋Ｎ_ｆｆｔ）が定数θにほぼ等しくなるような性質を有し、Ｎ_ｆｆｔは信号音数であり、ウィンドイングフィルタの出力は送信機により送信される多帯域直交周波数分割多重シンボルの一部を含むウィンドイングフィルタと、を含む前記送信機。
8. 請求項７に記載の送信機であって、ウィンドイング関数Φ（ｋ）は次式により定義されるレイズド余弦関数であり、
   

   

   
   ここに、Ｌ_ｐは巡回ブロックの一部としてコピーされる時間領域サンプル数である送信機。
9. 請求項７に記載の送信機であって、ウィンドイング関数Φ（ｋ）は次式により定義される台形関数であり、
   

   

   
   ここに、Ｌ_ｐは巡回ブロックの一部としてコピーされる時間領域サンプル数である送信機。
10. 請求項７に記載の送信機であって、複数の隣接ゼロ値信号音は１つ以上の犠牲周波数帯域を保護するように選択される送信機。
11. 請求項１０に記載の送信機であって、犠牲周波数帯域は日本国電波天文学帯域、衛星帯域、ＷｉＭａｘ帯域、固定ワイヤレスアクセス帯域、固定サービス帯域、および第四世代ワイヤレス帯域からなる群から選択される送信機。
12. 請求項１０に記載の送信機であって、さらに、
    複数のキャンセル信号音発生器を含む干渉キャンセルコンポーネントを含み、各キャンセル信号音発生器は、
    ｖ値を格納する信号音最適化アレイであって、ｖは直交周波数分割多重信号音数に等しくアクティブ干渉キャンセルの最適化に基づいて決定され、さらに複数のアクティブ干渉キャンセル値および複数の保護エッジ値の平均電力の抑制、および複数のデータ値に基づいて決定される信号音最適化アレイと、
    ｖ値の１つに関連するデータ値を乗じるように動作する乗算器と、
    乗算器による積出力を累算するように動作する累算レジスタと、を含み、
    ここに、干渉キャンセルコンポーネントはｕ個のキャンセル信号音発生器を含み、ｕは複数のアクティブ干渉キャンセル信号音数および直交周波数分割多重信号の一部を形成する複数の保護エッジ信号音に基づいており、各キャンセル信号音発生器はアクティブ干渉キャンセル信号音の１つに割り当てられるアクティブ干渉キャンセル値および保護エッジ信号音の１つに割り当てられる保護エッジ値の一方を決定し、ｕ個の信号音最適化アレイはｕ×ｖ行列Ｗとして表すことができる値を含み、Ｗは次式で決定され、
    

    

    
    ここに、Ｐはｓ×ｖ行列でありＰの行ａおよび列ｂ内のエレメントＰ_ａ’ｂは次式で決定され、
    

    

    
    ここに、ｋ＝ｂ−１かつｌ＝ａ−１＋オフセットであり、オフセットは干渉帯域幅および干渉中心周波数に基づいており、Ｐｉは干渉中心周波数に基づいてＰから選択されるｕの隣接列により構成されるｓ×ｕ行列であり、Ｐ_１ ^ＴはＰ−ｉの転置行列であり、括弧付負の指数は行列反転を示す送信機。
13. トランシーバであって：
    送信モードで動作してビットのＮ_ｆｆｔ長さシーケンスをＮ_ｆｆｔパラレルビットに変換した後で多帯域直交周波数分割多重シンボルの一部として送信する多重シリアル・ツー・パラレルコンバータであって、さらに受信モードで動作して多帯域直交周波数分割多重シンボルの少なくとも一部のデータのＮ_ｆｆｔ長さシーケンスをＮ_ｆｆｔパラレルサンプルへ変換する多重シリアル・ツー・パラレルコンバータと、
    送信モードで動作して周波数領域内のＮ_ｆｆｔパラレルビットを時間領域内のＮ_ｆｆｔサンプルへ逆フーリエ変換するフーリエ変換器であって、さらに受信モードで動作して時間領域内のＮ_ｆｆｔパラレルサンプルを周波数領域内のＮ_ｆｆｔパラレルビットへフーリエ変換するフーリエ変換器と、
    送信モードで動作して時間領域内のＮ_ｆｆｔサンプルをウィンドイング関数を使用して処理するウィンドイングコンポーネントであって、さらに受信モードで動作して周波数領域内のＮ_ｆｆｔパラレルビットを処理し、周波数領域内のＮ_ｆｆｔパラレルビット間に含まれる１つ以上のパイロット信号音に基づいてＮ_ｆｆｔパラレルビットの周波数オフセット微調節を行うウィンドイングコンポーネントと、
    を含む前記トランシーバ。
14. 請求項１３に記載の方法であって、ウィンドイング関数は次式により定義されるレイズド余弦関数Φ（ｋ）であり、
    

    

    
    ここに、Ｌ_ｐはＮ_ｆｆｔ信号音に関連する巡回ブロックの一部としてコピーされる時間領域サンプル数であるトランシーバ。
15. 請求項１３に記載のトランシーバであって、ウィンドイング関数は次式により定義される台形関数Φ（ｋ）であり、
    

    

    
    ここに、Ｌ_ｐはＮ_ｆｆｔ信号音に関連する巡回ブロックの一部としてコピーされる時間領域サンプル数であるトランシーバ。

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