CN1981500A - 实现频谱整形的多频带正交频分复用系统的时域加窗 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种进行无线通信的方法。该方法包括：为宽带正交频分复用符号(310)产生多个音调，所述音调包括多个连续的零值音调，将该音调傅立叶逆变换为多个时域样本(312)，将多个所述时域样本拷贝为循环坞(314)的一部分，所述循环bl＞Ak(314)邻接于所述时域样本(312)，对所述时域样本(312)和所述循环bl＞Ak(314)进行时域窗滤波，以形成宽带正交频分复用符号(310)的一部分，并发射所述宽带正交频分复用符号(310)，其中所述时域窗滤波器是具有以下性质的函数$(k)：$(k)+$(k+N_fft)约等于常数θ，其中N_fft是音调数。

Description

实现频谱整形的多频带正交频分复用系统的时域加窗

技术领域

【0001】本公开涉及无线通信，更具体地(但并不作为限制)，涉及用于多频带OFDM(正交频分复用)的时域加窗以实现频谱整形(spectralsculpting)的系统和方法。

背景技术

【0002】网络在网络构件之间提供了通信。无线网络允许无连接的通信。无线局域网一般适于采用计算机来实现，并且可以使用最尖端的协议来提升通信。范围为大约10米的无线个域网正保持发展的态势，而日益增加的工程开发努力正致力于开发支持无线个域网的协议。

【0003】无线个域网由于范围有限，其与无线局域网相比，具有的构件可能更少，并且需要的功率也可能更少。IEEE(电子电气工程师协会)正在开发IEEE 802.15.3a无线个域网标准。术语微微网(piconet)是指具有特别拓扑的无线个域网，该特别拓扑包括通信设备。在作为微微网构件的各设备之间的通信由微微网协调器(PNC)协调。当各种无线设备进入和离开彼此附近时，微微网可以自发的形成、重组和终止。微微网的特征可能在于它们有限的时空范围。物理上邻近的无线设备可以将它们自己分组成同时运行的多个微微网。

【0004】给IEEE 802.15.3a任务组的一个提案将3.1GHz到10.6GHz的7.5GHz超宽带(UWB)带宽分为十四个频带，其中每个频带的带宽为528MHz。这十四个频带被组织成四个各具有三个528MHz频带的频带组和一个具有两个528MHz频带的频带组。微微网构件的示例性第一设备例如收发器，可以在一个频带组的第一频率带中以第一312.5nS(纳秒)持续时间间隔来发送第一MB-OFDM(多频带正交频分复用)符号，在该频带组的第二频带中以第二312.5nS持续时间间隔来发送第二MB-OFDM符号，并在该频带组的第三频带中以第三312.5nS持续时间间隔来发送第三MB-OFDM符号。属于不同微微网的示例性第二设备也可与使用相同频带组与第一设备并发发射，其中所述第二设备使用不同的时频码和可区别的前置码序列，来将其发射和所述第一设备的发射区别开。这种方法通过在频带组的三个带宽528MHz的频率的每一个上进行发射，来使不同微微网的构件共享频带组，其可被称为时间频率编码或时频交错(TFI)。替代性地，一个微微网的构件可以排他地在频带组的一个频带上发射，同时另一微微网的构件可以排他地在另一频带上发射，这可被称为固定频率交错(FFI)。

发明内容

【0005】本发明公开了一种进行无线通信的方法。该方法包括：为宽带正交频分复用符号产生多个音调，所述音调包括多个连续的零值音调；将所述音调傅立叶逆变换为多个时域样本；拷贝作为循环块的一部分的多个时域样本，所述循环块邻接于所述时域样本；对所述时域样本和所述循环块进行时域窗滤波，以形成所述宽带正交频分复用符号的一部分，其中所述时域窗滤波器是具有以下性质的函数Φ(k)：Φ(k)+Φ(k+N_fft)约等于常数θ，其中N_fft是音调数；以及发射所述宽带正交频分复用符号。

【0006】本发明公开了一种发射机。该发射机包括：傅立叶逆变换器，其可操作用于将包括多个音调的频域信号转换为时域信号，所述音调部分地包括多个连续的零值音调；以及加窗滤波器，其可操作用来基于加窗函数对所述时域信号进行滤波，其中表示为Φ(k)的所述加窗函数具有如下性质：Φ(k)+Φ(k+N_fft)约等于常数θ，其中N_fft是音调数，并且其中所述加窗滤波器的输出包括由所述发射机发射的多频带正交频分复用符号的一部分。

【0007】本发明公开了一种收发机。所述收发机包括：多路串并转换器，其可操作于发射模式，以在作为多频带正交频分复用符号的一部分发射之前，将长度为N_fft的位序列转换为N_fft个并行位，所述多路串并转换器还可操作于接收模式，以将多频带正交频分复用符号的至少一部分的、长度为N_fft的数据序列转换为N_fft个并行样本；傅立叶变换器，其可操作于所述发射模式，以将频域中的N_fft个并行位傅立叶逆变换为时域中的N_fft个样本，所述傅立叶变换器还可操作于所述接收模式，以将时域中的所述N_fft个并行样本傅立叶变换为频域中N_fft个并行位；以及加窗组件，其可操作于所述发射模式，以使用加窗函数来处理时域中的所述N_fft个样本，所述加窗组件还可操作于所述接收模式，处理频域中的所述N_fft个并行位，以基于包括在频域中所述N_fft个并行位中的一个或多个导频音调(pilot tone)，来提供对所述N_fft个并行位的精细频率偏移调整。

【0008】从下面的详细描述，并结合附图和权利要求，这些和其他的特征和优势将可以得到更清楚地理解。

附图说明

【0009】为了更完整地理解本公开及其优势，现参考下面的简要描述，并结合附图和详细描述，其中相同的附图标记表示相同的部件。

【0010】图1是根据本公开一个实施例的无线微微网的示意图。

【0011】图2是根据本公开一个实施例的与接收机通信的发射机方框图。

【0012】图3是根据本公开一个实施例的时域多频带正交频分复用(MB-OFDM)符号的方框图。

【0013】图4是根据本公开一个实施例的另一个发射机的方框图。

【0014】图5是根据本公开一个实施例的收发机的方框图。

【0015】图6A到6E是根据本公开一个实施例处理的多个正交频分复用音调的图解说明。图6A图解说明了包括干扰音调的OFDM频谱。图6B图解说明了关闭干扰音调的OFDM频谱。图6C图解说明了在干扰频带中包含伪信号的OFDM频谱。图6D图解说明的OFDM频谱包含来自主动干扰消除音调的伪信号。图6E图解说明了利用主动干扰消除音调的合成OFDM频谱。

【0016】图7是根据本公开一个实施例的多个主动干扰消除音调的图解说明。

【0017】图8是根据本公开一个实施例的多个保护边缘音调和主动干扰消除音调的图解说明。

【0018】图9是根据本公开一个实施例的、用于确定保护边缘音调和主动干扰消除音调的电路的方框图。

【0019】图10是根据本公开一个实施例的、包含所述用于确定保护边缘音调和主动干扰消除音调的电路的发射机的方框图。

具体实施方式

【0020】开始时就应该明白，尽管下文图解说明了本公开一个实施例的示例性实施方式，但本系统可使用任意数量的当前公知或存在的技术来实现。本公开决不应该限于下文图解说明的示例性实施方式、附图和技术，包括本文图解说明和描述的示例性设计和实施方式。

【0021】人们正讨论将基于多频带正交频分复用(MB-OFDM)的超宽带(UWB)技术作为近距离高数据率通信技术的工业标准。不同于诸如蜂窝电话、广播、卫星电视、射电天文学(radio astronomy)、地球观测卫星、气象雷达和机载雷达等(它们均可被称为传统业务频带)之类的传统许可无线业务，UWB无线电是没有得到许可的无线电技术，其所使用的3.1到10.6GHz带宽与传统业务频带重叠。为了消除对这些在用的传统业务频带干扰的可能性，修订的(美国)联邦通信委员会(FCC)规章将3.1GHz到10.6GHz之间的UWB发射功率级限制到低于-41.25dBm/MHz。关于这一发射功率级，ITU-R(国际电联无线通信部门)建议和地区性无线电法保护的频带的用户已经提出了强烈的反对，例如从3260MHz到3267MHz、从3332MHz到3339MHz、从3345.8MHz到3352.5MHz、从4825MHz到4835MHz、从4950MHz到4990MHz、从4990MHz到5000MHz、以及从6650MHz到6657.2MHz的日本射电天文学频带的用户。作为一个特定例子，在本公开的剩余部分中讨论了避免带宽7MHz(例如3260MHz到3267MHz的频带)的射电天文学频带干扰的MB-OFDM发射，但是对于本领域技术人员来说很明显的是：针对这一示例性射电天文学频带所描述的分析和方法可以用于其他传统业务频带，并利用替代性的OFDM技术。

【0022】消除对特定频带的干扰是一个涉及带宽和衰减级两方面的问题。例如，在目前的日本无线电法中，一般可接受的环境辐射级被规定为-64.3dBm/MHz。这是峰值信号功率级，但已知在1MHz带宽中，峰值功率级和平均功率级几乎是相等的。由于UWB信号的带内(3.1-10.6GHz)辐射根据FCC R&O被限制为-41.3dBm/MHz，因此让UWB发射机和射电天文学业务共存的一种方法是将UWB干扰降低到环境噪声级。这将需要对干扰频带中的发射的MB-OFDM信号进行额外的23dB或更大的衰减。

【0023】为了符合当前和将来保护特定频带(其可被称为受害频带或害频频带(victim frequency band))的要求，许多方法是可能的。一种方法是，使用窄带射频(RF)滤波器从MB-OFDM发射中陷波出特定频带。但是，一般来说，对窄带射频陷波滤波器的设计是具有挑战性的问题，并且获得所需的滤波器衰减将明显增加芯片成本或材料单/材料成本。另外，陷波频率(窄带射频滤波器的中心)根据地区(例如欧洲和日本)频谱使用可能需要是可调节的。

【0024】另一种特别适合于OFDM的方法是关闭OFDM副载波或处于干扰频带中的音调的发送。使用快速傅里叶变换，OFDM传送作为已调窄带音调的集合的信息位。在MB-OFDM中，每一个音调占用的带宽约为4.125MHz。因此，例如为了防止对7MHz射电天文学带宽的干扰，处于频带中的两个或三个音调被关闭(零值被赋予这些音调)。这个方法可能是更灵活的，因为窄带陷波滤波可以由数字信号处理来实现，并且其从芯片实现角度和成本角度看是更具有吸引力的。提出的一个问题是，简单关闭干扰音调的第二种方法是否可以充分抑制干扰。

【0025】为了提供避免干扰日本射电天文学频带所需的23dB衰减(利用关闭音调)，可能需要关闭许多音调，这可以被认为是对频谱的过度浪费，或者被认为是降低了通信能力的对带宽的过度牺牲。关闭的音调可被称为空音调。除了这些在干扰频带中的音调，需要关闭其它音调以抵消在主干扰频带中来自其他音调的干扰，所述其他音调可能与干扰频带相距一定的谱距离。在一个实施例中，可以结合时域加窗滤波器使用更少数目的空音调，以共同获得所需的23dB衰减，而不用牺牲同样多的带宽。替代性地，可以使用更少数目的音调(称为哑音调(dummy tone)或主动干扰消除(AIC)音调)，以在干扰频带中达到所需的衰减。确定AIC音调的值，解决下文讨论的优化问题，以抵消来自在干扰频带外的其他音调的干扰，其可以被称为AIC方案。在不同的操作环境中，这两种方案中的一个或另一个或者两者的结合是优选的。

【0026】在一个或多个实施例中，本文后面将要描述的几个方案可用于避免干扰日本射电天文学频带、卫星频带、WiMax(全球微波接入)频带、固定无线接入频带、固定业务频带，以及第四代无线频带中的一个或多个。

【0027】现在转到图1，一方框图描述了由许多协作电子设备构成的微微网100，其中所述微微网100适合于实现本公开的一个或多个实施例。第一收发机102作为微微网100的微微网控制器操作。第二收发机104、第三收发机106、以及第四收发机108作为微微网100的构件操作。收发机102、104、106、和/或108还可能作为微微网100的微微网控制器操作，但它们却没有被描述为承担这一任务。第一收发机102可以广播信标或无线电信号消息(其可以简称为信标)，以发起在微微网100的构件之间的通信。由图1中的虚线描述了信标消息的有效范围，以及进而描述了微微网100的有效边界。

【0028】第一收发机102可以连接于公共交换电话网络110，或者连接于公共交换数据网112，由此诸如收发机102、104、106和108的微微网100的构件可以和因特网或者互联通信设备的其他网络进行通信。收发机102、102、106、和108可以根据多频带正交频分复用(OFDM)联盟(MBOA)特殊兴趣小组(SIG)物理层规范，根据WiMedia无线个域网协议，和/或根据Ecma无线个域网协议进行无线通信。在微微网100的构件之间的无线通信被作为OFDM符号序列发射和接收。虽然上述描述着重于无线多频带OFDM系统，本领域技术人员很容易意识到双块大小分块编码的概念可以施加于其他OFDM系统。另外，可操作收发机102、104、106和108来实现本公开。

【0029】现在转到图2，其示出了与示例性无线接收机202通信的示例性无线发射机200，无线发射机200和无线接收机202适合于实现本公开的一个或多个实施例。发射机和接收机的一些传统元件可以从图2中忽略，但它们对本领域技术人员是很明显的。无线发射机200适合于发射根据本公开实施例被格式化的OFDM符号，并且无线接收机202适合于接收根据本公开实施例被格式化的OFDM符号。信号源204提供将要发送给调制器206的数据。调制器206可以包括扩频器(spreader)或扰频器组件201、分块编码器203、交错器205、以及映射器207。扰频器组件201处理该数据(其可以被称为比特流)并提供分块编码器203的输入数据。

【0030】分块编码器203以用于消息的第一部分的第一分块大小，和用于消息的第二部分的第二分块大小，将输入信息数据编码为输出信息数据。Reed-Solomn(RS，里德-所罗门)、低密度奇偶校验，或者其他分块编码机制或组件可被用来对所述信息数据进行分块编码。交错器205可以进一步处理该比特流。交错器205的输出被提供给映射器207，映射器207将交错器的输出设置在每个音调的正交幅度调制(QAM)星座图上。映射器207可引入空音调，以对主干扰频带(例如3260MHz到3267MHz射电天文学频带)中的干扰进行衰减。在一个实施例中，大约7到大约15个频带可以被赋值为零，或者产生作为空音调。在一个实施例中，使用大约11个空音调。但是，在另一个实施例中，可以对陷波滤波器使用不同数目的空音调，以保护不同于上面讨论的示例性7MHz带宽的带宽。调制器206提供音调给快速傅立叶逆变换组件208，快速傅立叶逆变换组件208将数据的频域表示转换为相同数据的时域表示。

【0031】快速傅立叶逆变换组件208将信号的时域表示提供至数模转换器210，其将信号的数字表示转换为模拟形式。信号的模拟形式是带宽528MHz的基带信号。数模转换器210将带宽528MHz的基带信号提供给上变频器212，其将带宽528MHz的基带信号频移至适合于发射的适当频带。上变频器212提供该上变频的带宽528MHz的信号至提升信号强度以适合无线发射的放大器214。放大器214将已经上变频的、放大的带宽528MHz的信号提供至通常具有1584MHz带宽的频带选择滤波器216，频带选择滤波器216衰减上变频信号的处于MB-OFDM信号所需的三个频带之外的任何伪频率内容。频带选择滤波器216提供至发射天线218，发射天线218无线发射该上变频的、放大的、经过频带选择滤波的带宽528MHz的信号。

【0032】无线信号由接收天线220接收。接收天线220将该信号输入至通常具有1584MHz带宽的接收频带选择滤波器222，该滤波器从接收天线220所能接收的整个带宽中选择MB-OFDM信号的所有三个频带。接收频带选择滤波器222将所选择的MB-OFDM信号提供至将MB-OFDM信号频移至528MHz基带信号的下变频器224。下变频器224将528MHz基带信号提供至通常具有528MHz带宽的基带低通滤波器225。基带低通滤波器225将经过滤波的528MHz基带信号提供给模数转换器226，其对经过滤波的528MHz基带信号进行数字化。模数转换器226将数字化的528MHz基带信号提供至快速傅立叶变换器228，快速傅立叶变换器228将该数字化528MHz基带信号从时域变换到频域，并将数字化528MHz基带信号分解为独立的频域音调。

【0033】快速傅立叶变换器228将频域音调提供至后FFT处理块227，其执行频域均衡以补偿多径信道、相位跟踪和校正，以及去映射。后FFT处理块227可以执行精细的频率偏移校正。后FFT处理块227输出提供至去交错器229，去交错器229倒转在发射机200中由交错器205执行的处理。去交错器229输出提供至从块中提取数据的解码器组件230。解码器组件230输出提供至去扰频器组件231，去扰频器组件231倒转在发射机200中由扰频器组件201执行的处理。然后，数据流被提供至媒体访问控制(MAC)组件232，其解译并使用数据流。

【0034】上面描述的无线发射机200和无线接收机202结构可以在某些实施例中组合在被称为收发机的单个设备中，例如上文参考图1所描述的收发机102、104、106、以及108。尽管发射带通滤波器216和放大器214作为独立组件描述，但是在某些实施例中这些功能可集成到单个组件中。另外，在某些实施例中，上变频528MHz带宽信号可以在其被放大器214放大之前，由发射带通滤波器216进行带通滤波。其他系统、组件、和技术可以为这些目的实现，本领域技术人员很容易理解它们是在本公开的精神和范围之内的。

【0035】转到图3，在时域描述MB-OFDM符号310，其适合用于本公开的一个或多个实施例中。MB-OFDM符号310可以包括165个包含：包括128个样本的数据块312、包括32个样本的循环块314、以及包含5个样本的保护块316。

【0036】数据块312包含表示在MB-OFDM符号310中由发射机200发射的信息内容的样本。保护块316包含零值，并提供保护间隔，在这期间发射机200和接收机202可以从第一MB-OFDM频带转换到第二MB-OFDM频带，例如，当以时间频率交错模式通信的时候。可以被称为循环后缀的循环块314包括拷贝的样本块318，样本块318包含从数据块312的前面拷贝的样本。在图3中，原始数据样本由A表示，而所拷贝的数据样本由A’表示。

【0037】在一个实施例中，拷贝数据样本数的范围从约8到约24个样本。在一个实施例中，拷贝数据样本数是16。但是，在其他实施例中，可以使用不同数目的拷贝数据样本。在另一个实施例中，MB-OFDM符号310可以包括不同数目的样本，并且可以拷贝不同数目的样本。在另一个实施例中，样本可以从数据块312的末端拷贝，并且拷贝到数据块312前部的循环前缀。在另一个实施例中，可以使用循环前缀和循环后缀的组合。

【0038】在施加窗函数之前将循环前缀添加至时域OFDM信号，可引入处理反应时间或等待时间。典型的IFFT实现可以串行方式输出时域OFDM符号，并且仅仅在OFDM符号的N_fft个样本可用之后，才可以添加循环前缀。仅仅在IFFT提供MB-OFDM符号310的第N_fft-Lp个样本之后，才可以输出循环前缀的第一样本，其中Lp是循环前缀的长度。这就引入了发射机的N_fft-Lp最小反应时间。为了避免这个最小反应时间，由在I_FFT之前将频域信号乘以作为Lp函数的线性相位的操作，输出的OFDM符号可以循环移位Lp个样本。注意到在时域的循环移位等于频域的线性相位乘法。这种线性相位乘法操作的数学表示为：

$X_{\mathrm{cyc}}=X\left(k\right)e^{\left(\frac{j2\mathrm{\πk}{L}_p}{N}\right)}$

现在IFFT操作在序列X_cyc(k)是执行，而不是在X(k)上执行。序列X_cyc(k)可以称作线性相位补偿音调。一旦我们获得了时域OFDM序列X_cyc(n)，我们必须将第一Lp个样本拷贝至循环移位符号的末端。因此，可以克服由于添加循环前缀产生的任何反应时间。

【0039】现在转到图4，其描述了发射机200的另一个实施例。发射机200可以进一步包括窗组件350和循环组件352。循环组件352可操作用于将所拷贝的样本循环块314(包括所拷贝的样本块318)附加到数据样本312上。在一个实施例中，零值音调(也被称为空音调)被用来提供害频(例如7MHz带宽射电天文学频带)的部分保护，并且加窗滤波器350可操作来提供额外的衰减以保护害频。当由加窗滤波器350使用窗函数Φ(k)时，多径信道的循环卷积特性被保持，并且这种情况使得接收机202可能接收发射，而不需要发射机200使用的、用于保护害频的特殊处理的先验知识。其中Φ(k)具有以下性质：

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)+\mathrm{\Φ}(k+N_{\mathrm{fft}})\≅\mathrm{\Θ}$ 方程(1)

其中θ是常数，并且这个关系是约等于。两个示例性加窗函数Φ(k)以下面的方程(2)和(3)来定义，但是本领域技术人员公知的保持多径信道的循环卷积特性的其他加窗滤波函数，也是本公开所预期的。

【0040】在一个实施例中，加窗滤波器350使用升余弦函数。该升余弦函数Φ(k)定义如下：

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=1/2[1+\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(2L_p-2k-1)}{2L_p}\right)]k=0,...,L_p-1$

Φ(k)＝1    k＝L_p，...，N_fft-1

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=1/2[1+\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(2k-2N_{\mathrm{fft}}+1)}{2L_p}\right)]k=N_{\mathrm{fft}},...,N_{\mathrm{fft}}+L_p-1$

Φ(k)＝0    k＜0且k＞N_fft+L_p-1    方程(2)

其中，L_p是包含在拷贝样本块18中的样本的数目，N_fft是包含在数据块312中的样本的数目。

【0041】在另一个实施例中，加窗滤波器350可使用梯形函数。梯形函数Φ(k)定义如下：

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=\frac{2k+1}{2L_p}k=0,...,L_p-1$

Φ(k)＝1    k＝L_p，...，N_fft-1

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=\frac{2N_{\mathrm{fft}}+2L_p-2k-1}{2L_p}k=N_{\mathrm{fft}},...,N_{\mathrm{fft}}+L_p-1$

Φ(k)＝0    k＜0且k＞N_fft+L_p-1    方程(3)

其中L_p是包含在拷贝样本块18中的样本的数目，N_fft是包含在数据块312中的样本的数目。

【0042】现在转到图5，其描述了收发机360，该收发机提供上文描述的加窗滤波器350的功能，同时还提供由收发机360的发射机和接收机部分共用的电路元件。收发机360的一些传统组件未在图5中示出，以使得该附图更简洁并使附图集中在共用电路元件上。收发机360包括源362、映射器组件364、串并多路复用器366、傅立叶变换器组件368、循环块组件370、窗处理器组件372、系数多路复用器374、DAC376、发射天线378、去交错器组件380、用户处理381、发射/接收选择控制器382、时间频率码选择器384、ADC 386、以及接收天线388。在一个实施例中，发射天线378和接收天线388可以组合成一个单独的天线。源362、映射器组件364、DAC 376、去交错器380、用户381、以及ADC 386和图2中描述的相应元件基本相似。

【0043】发射/接收选择控制器382为串并多路复用器366、傅立叶变换器组件368、循环块370、以及系数多路复用器374选择发射模式或接收模式的操作。时间频率码选择384根据多个MB-OFDM频带中的一个来选择用于操作的系数多路复用器374。

【0044】在发射模式，源362将待发射的数据提供给映射器组件354。映射器组件364将数据设置在所有音调的QAM星座图上。一些关联于害频频带的音调被设置为零值或作为空音调产生。串并多路复用器366将映射器组件364的输出转换为N_fft个并行值，其中N_fft是数据块312中的样本数目。在一个实施例中，N_fft的值是128，但是本领域技术人员将意识到这个方案可以很容易地扩展至其他MB-OFDM符号格式(其中由串并多路复用器366输出不同数目的N_fft个并行值)。当选择发射操作模式时，傅立叶变换器组件386将串并多路复用器366输出的N_fft个并行值从频域变换至时域，作为N_fft个并行样本。

【0045】循环块370添加循环块314以形成N个并行样本，包括如关于上文图3所讨论的拷贝样本。在一个实施例中，N的值为160，但是其他具有不同数目数据样本和循环块样本的MB-OFDM符号格式也是本公开所预期的/预期的。当选择用于发射操作模式时，窗处理器372基于系数多路复用器374提供的系数，对循环块314输出的N个并行样本执行窗滤波操作。系数多路复用器374基于时间频率码选择384，输出N个窗滤波器系数392。窗滤波器系数392根据上面讨论的窗函数Φ(k)产生。在一个实施例中，窗滤波器系数392存储在存储器中或高速缓存中，以备系数多路复用器374的访问。DAC 375将窗处理器372的样本输出从数字值转换为模拟值，然后该模拟值由第一天线378发送。

【0046】在接收模式，由接收天线388接收信号，并由ADC 386将信号从模拟值转换为数字值。来自ADC 386的数字值被串并多路复用器366转换为多个并行样本。当选择为接收操作时，傅立叶转换器组件368将串并多路复用器366的并行样本输出从时域转换至频域。在接收操作中，频域样本不加处理地通过或传送过循环块370。窗处理器372基于系数多路复用器374提供的多个FDFOC系数390执行频域样本的精细的频率偏移校正。去交错器380处理窗处理器372的输出，并传递时域样本至用户381，例如解译和使用这些数据的MAC组件。傅立叶变换器368和窗处理器372的共用电路可以例如在减少系统级芯片实现的电路元件数目中，提供收发机360的有效的电路实现。

【0047】如上文当讨论单独使用空音调时所建议的，可以使用更少数目的音调(被称为哑音调或主动干扰消除(AIC)音调)，以获得所需的23dB衰减而不需要牺牲同样多的带宽。确定AIC音调的值，解决下文讨论的优化问题，以抵消来自在干扰频带外的其他音调的干扰，其可以被称为AIC方案。

【0048】在UWB中，介于3.1和10.6GHz之间的平均发射功率被限制在-41.25dBm/MHz，并且UWB设备的最大发射功率必须不超过该极限，以防止对现有无线电系统的过度干扰。已经发现，解决下文讨论的、仅仅考虑对来自干扰频带之外其他音调的干扰进行衰减的优化问题，产生了所需的陷波深度和带宽，但是该方案会伴随着陷波频带边缘处的干扰消除音调值的过冲。由于该过冲，需要降低UWB设备的发射功率，从而导致性能的降低。本公开解决了基于两种情况的优化问题一基于衰减干扰频带中的信号，以及还基于保持AIC音调的值等于或小于其他非AIC音调的功率级。

【0049】可被称为功率限制AIC方案的一种方案将AIC音调结合了一组称为保护边缘音调(PET)的音调，并解决了具有额外限制的优化问题，该额外限制使结果AIC音调和PET的最大平均功率不超过-41.25dBm/MHz的限定。AIC音调和PET由将发射的OFDM数据音调乘以一组预计算系数来确定，预计算系数是陷波的带宽和频率位置的函数。在功率限制AIC方案中，由PET的数目可调节陷波的深度，其中陷波的带宽和深度都可以是任意确定的，不会引起过冲。在一些情况下，术语AIC音调可以用来表示AIC音调和PET。

【0050】现在转到图6A到6E，其图解说明了AIC的基本概念。现在参考图6A，在MB-OFDM系统中，使用128个音调发送信息数据。图解说明了没有使用AIC音调的多个数据410。当数据410在OFDM中调制并被发送时，在关联于一些OFDM音调的干扰频带412中，MB-OFDM系统造成对受害系统的一些干扰。参考图6B，关闭在干扰频带412中的音调可以稍微减少对受害频带的直接干扰。参考图6C，关闭干扰频带412内的音调并不能保证完全消除了干扰，因为其仅仅在音调中心频率处将干扰减少至零。在零值音调之间仍然保留下来的是来自所发送的数据音调的所有剩余残留的伪干扰信号414。该干扰频带中的伪信号可以从位于干扰频带之外的所发射的数据来计算，如图6B所示。然后，可如图6D所示计算伪信号的负值416，并且其可被用来抵消伪信号414，其结果如图6E所示。伪信号的负值416可被称为AIC音调。

【0051】应该注意的是AIC音调发射非零值功率，并且这导致干扰418a和418b回到原始数据音调上，如图6D所示。但是众所周知，只要在发射机200和接收机202之间实现频率同步，在OFDM中这种干扰并不会进入到实际数据内。因为这种技术在今天已经很好地为人们所接受了，应该认为在干扰频带内的非零值音调的干扰是不重要的。

【0052】在OFDM中，信息数据被调制在每一个音调上，结果音调组作为一个向量进行傅立叶逆变换(或低通滤波)。在接收机处所接收的信号进行傅立叶变换，以恢复原始数据向量。在一般OFDM系统中，IFFT和FFT对是同步的，并且数据被映射在规则离散频率(音调间隔频率的复数倍，例如4.125MHz)上。因此只需要计算在音调中心频率上的信号频谱。另一方面，对受害系统的干扰发生在介于音调频率之间的频率上。因此，优选在更精细的频率栅格上计算所发射的OFDM信号的频谱。2倍升采样不足以获取介于音调之间的干扰，但8倍或更大倍数的升采样可能导致一些实施例中的过度计算负载。在一个实施例中，使用了4倍升采样，其是随后的分析和实例的基础。但是，以其他速率的升采样的其他实施例也是本公开所预期的。

【0053】在下面的分析中，分析了128个音调的OFDM符号。但是，本领域技术人员将意识到，所讨论的分析和方案可施加至其他OFDM符号结构。当信息数据表示为X(k)k＝0，...，127时，所发射的OFDM信号为(无低通滤波)：

$\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{nk}}{128}\right)$ 方程(4)

并且对应的(4倍升采样)频谱Y(1)(1＝0，...4*128-1)为

$Y\left(l\right)=\frac{1}{128}\underset{n=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\π}\frac{n}{128}\frac{l}{4})$ 方程(5)

结合这两个方程，在X和Y之间的关系可以表示为：

$Y\left(l\right)\frac{1}{128}\underset{n=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{k=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{n}{128}(k-\frac{1}{4})\right)\right)=\frac{1}{128}\underset{k=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)P(l,k)$ 方程(6a)

$P(l,k)=\underset{n=1}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\πn}(k-1/4)/128}$ 方程(6b)

其中P(1，k)为变换核。

【0054】现在转到图7，其示出了用于AIC的音调和干扰频带412的位置之间的关系。在下文的讨论中，考虑了共同位于OFDM音调85，86以及87的带宽7 MHz的示例性干扰频带。由来自邻近音调的伪信号引起的对这个频带的干扰，以指示为向量d₁的四倍精细频率来估计。d₁可作为Y(1)的值来计算，其中指标1对应于在干扰频带412之内的四倍升采样频率位置(在这个例子中，1取自340-348的值)，并且关闭音调X(84)到X(88)。为了实现有效干扰消除并同时避免过大的音调值，一个音调被添加到这三个音调的每一侧(OFDM音调84和88)，并且所述五个音调84，85，86，87以及88被用来消除干扰。如下文讨论的，可以被称为保护边缘音调(PET)的这两个音调84和88，对干扰的抑制比中间三个音调贡献更大。d₁根据下式给出：

                   d₁＝Pg    方程(7)

其中P为由方程(6b)定义的频率变换核，而g为信息数据的向量，其中的X(84)到X(88)都设为零。P是9×128矩阵，且g是128×1向量。一般来说，P可以是s×v矩阵，并且g是v×1向量。v维数基于OFDM符号的音调数。s维数基于升采样值的数目，其进而基于干扰频带412的宽度。

【0055】干扰信号d₁的负值使用音调X(84)到X(88)计算。使用以上方程(6a)，将除了X(84)到X(88)的所有X或者音调设为零，求解的方程如下：

                  P₁h＝-d₁    方程(8)

其中h是列向量(X(84)，...，X(88))，且P₁为来自P的小核，其根据h和d₁来限制指标。因此，h是5×1向量，且P₁是9×5矩阵。一般来说，h是u×1向量，且P₁是s×u矩阵。P₁可以由选择P的对应于待赋值的u个AIC音调和PET的u列而形成。维数u基于待确定的AIC音调和PET的数目。

【0056】方程(8)对于h的解提供了所需的AIC音调和PET值。方程(8)可能难于求解，因为矩阵P₁是不可逆的(P₁不是方阵)。因此，替代的，最小化下式：

e²＝‖P₁h+d‖²    方程(9)

可以求出h的解为：

$h=-{\left(P_1^T{P}_1\right)}^{-1}{P}_1^T{d}_1=-W_1{d}_1$ 方程(10)

其中，上标T代表了矩阵的共扼转置，上标-1代表逆矩阵。这个最小均方解可以被称作摩尔-彭罗斯(Moore-Penrose)广义逆。在方程(10)中得到的5×9矩阵W₁可以预计算，因为干扰频带位置是已知的。一般来说，W₁是u×s矩阵。结合方程7和方程10可以得到

h＝-W₁Pg＝-W₂g    方程(11)

其中W₂为可预计算5×128矩阵。通常，W₂是u×v矩阵。

【0057】AIC音调和PET系数h依赖于信息数据向量g，但是AIC音调和PET系数具有有趣的特性。一些示例性系数可计算如下：

X(84)＝-1.5384-1.6723j

X(85)＝0.0278+0.0493j

X(86)＝0.0004-0.0022j

X(87)＝0.0064-0.0234j

X(88)＝0.1855+1.7943j

计算上文得到的AIC音调和PET的功率可以看出，X(84)和X(88)音调的功率分别比所发射的数据音调大5.12倍(或者关于数据音调功率的两倍为4.1dB)和3.23倍(或2.1dB)。可以看出，平均过冲功率的最大值实际上是在数据音调之上4.0dB。因为在任何频率(在3.1和10.6GHz之间)处，UWB发射功率必须超过平均功率限制-41.25dBm/MHz，数据音调的平均发射功率必需降低过冲量的一定数目(4.0dB)，这减小了37％(＝10^(0.4/2))的UWB发射距离。这可能使性能过度降低。可能在求解方程(10)时限制过冲，但这时陷波深度需要加以折衷；在上文描述的传统AIC方法中，一般难于获得所需的陷波带宽和深度。

【0058】现在转到图8，为了找到避免过冲问题的功率限制AIC方案，定义了四个PET440，其如图所示处于干扰频带412的两侧。注意到在方程(9)中的向量h的尺寸更大。日益增加的PET440的尺寸增加了陷波深度；该陷波深度由PET440的尺寸来精确控制。

【0059】利用方程(9)中展开的h，优化方程被修正来合并第二条件：

$\frac{\min }{h}({\left|\right|p_1{h+d}_1\left|\right|}^2+\mathrm{\λ}{\left|\right|h\left|\right|}^2)$ 方程(12)

这里，λ是结合这两个独立条件(第一项最小化和第二项最小化)的拉格朗日乘子。第一项等于方程(9)。第二项限制了AIC音调和PET的过冲，由此该项限制了用来描述这个方案(功率限制AIC方案)的项。

【0060】方程(12)的解由下式给出：

$h=-{(P_1^T{P}_1+\mathrm{\λI})}^{-1}{P}^T{d}_1$ 方程(13)

其中I是单位矩阵。关于该数据音调，λ的值被确定来设置所计算的AIC音调和PET440的最大平均功率为0dB。结合方程(7)和方程(13)

$h=-{(P_1^T{P}_1+\mathrm{\λI})}^{-1}{P}^T\mathrm{Pg}=-W_{3}g$ 方程(14)

当干扰频带位置和带宽是已知时，W₃可利用矩阵数学的公知方法预计算。在一个实施例中，使用了值在从约0到约3072范围内的λ。在一个实施例中使用的λ值为2048。

【0061】表1总结了在用于7MHz干扰带宽的PET尺寸和可获得的陷波深度之间的关系。表2总结了类似的用于20MHz干扰带宽的结果。最新得到的AIC音调并没有出现令人讨厌的过冲现象。保持这种性质，陷波深度可以由PET40的尺寸任意确定。

表1.7MHz干扰带宽

AIC音调	PET尺寸(音调)	陷波深度
			681012	2345	-45dB-71dB-84dB-115dB

表2.20MHz干扰带宽

AIC音调	PET尺寸(音调)	陷波深度
			911	23	-32dB-48dB

131517

456

-54dB-64dB-77dB

【0062】由于W₃是可预计算的，因此没有必要执行计算来实时地找出W₂。干扰频带位置处的AIC音调接近零。在一个实施例中，在干扰频带中的AIC音调被设置为零，并且只计算了PET 440。因此对于7MHz带宽和71dB深度的陷波，所计算的AIC音调加上PET 440的数目是表1中6。使用预计算的W₂矩阵系数，最先的PET/2行和最后的PET/2行对应于所计算的PET 440的系数(在干扰频带处的AIC音调被设置为零的，它们不需要被计算)。

【0063】此外，虽然在上述讨论中已经使用了示例性OFDM符号结构、AIC音调数、PET的数目，但是本公开预期以其他OFDM符号结构、AIC音调数目、以及PET数目来进行工作。对于本领域技术人员很明显的是，上面描述的功率限制AIC方案对于其他OFDM符号结构和其他干扰频带412是可高度归纳的。注意，功率限制AIC方案可被添加以适应于多个干扰频带。

【0064】在一个实施例中，AIC音调的使用可以结合窗滤波，以提供对害频的保护，并减少任何关联功率过冲。本领域技术人员很容易意识到的是：在这种情况下，方程(4)、方程(5)、方程(6a)以及方程(6b)可以被修正，以适应于施加到数据音调以及AIC-PET音调的窗滤波。例如如下文所描述的，方程(4)、方程(5)、方程(6a)以及方程(6b)可以被修正为下述的方程(4′)，方程(5′)，方程(6a′)以及方程(6b′)。在下文的分析中，分析了128个音调的OFDM符号。但是，本领域技术人员将很容易意识到，所讨论的分析和方案可以被施加到其他OFDM符号结构中。当信息数据被表示为X(k)k＝0，...，127时，所发射的OFDM信号为(没有低通滤波器)

$x\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{nk}}{128}\right)$ 方程(4′)

这样，因为L_p个循环后缀和/或循环前缀样本可被添加到128个样本，并且对应的(四倍升采样)频谱Y(1)(1＝0,...，4*128-1)为

$Y\left(l\right)=\frac{1}{128}\underset{n=0}{\overset{127+L_p}{\mathrm{\Σ}}}W\left(n\right)x\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\π}\frac{n}{128}\frac{l}{4})$ 方程(5′)

结合这两个方程，在X和Y之间的关系可以表示为

$Y\left(l\right)=\frac{1}{128}\underset{n=0}{\overset{127+L_p}{\mathrm{\Σ}}}W\left(n\right)\left(\underset{k=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp (-j2\mathrm{\π}\frac{n}{128}(k-\frac{l}{4}))\right)=\frac{1}{128}\underset{k=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)P(l,k)$ 方程(6a′)

$P(l,k)=\underset{n=0}{\overset{127+L_p}{\mathrm{\Σ}}}W\left(n\right)e^{j2\mathrm{\π}(k-1/4)/128}$ 方程(6b′)

其中P(1，k)是变换核。

【0065】现在转到图9，其描述了基于矩阵W₃用于确定从a到z的AIC音调和PET的电路500，电路500包括用于每一个待计算的AIC音调和PET的AIC级502，例如级502a到级502z。每一个AIC级包括存储器区域504，乘法器506、累加器寄存器508、加法器510以及量化器512。每一个AIC级502将AIC音调和PET设置为零，基于输入向量g，并基于来自存储在存储器区域504中的W₃的合适的行的值，确定AIC音调或PET。在一个示例性实施例中，OFDM符号包括128个音调，并且电路502执行存储在存储器区域504中的1×128向量和128×1的输入向量g的矩阵乘法。量化器比例化AIC音调和PET 440的值。电路500可被称作干扰消除组件或PET-AIC组件。

【0066】现在转到图10，其描述了包括上文所述的电路500的发射机540。除了电路500，发射机540可以和上面描述的发射机200基本类似。另外，发射机540兼容于同上面描述的收发机360相组合。该发射机包括数据扰频器550、卷积编码器552、穿孔或击穿(puncturing)组件554、交错器556、数据映射器558、电路500、以及快速傅立叶逆变换器560。源信息数据被数据扰频器550扰乱，并且由卷积编码器552信道编码(卷积编码是典型例子)。数据由穿孔组件554穿孔以将数据匹配至所发射的符号速率。然后，数据由交错器556交错以改善误差弹性，并通过数据映射器558映射至每一个OFDM音调。干扰频带中的音调被关闭(置零)。电路500读取映射数据音调值，并计算PET-AIC音调，以及替换关闭的音调。所有的音调通过快速傅立叶逆变换器560从频域转换至时域。在时域信号被向上变频至射频后，其由其他发射机组件(未示出)数模转换和发射。所发射的OFDM信号在特定频带位置具有所需的陷波。在一个实施例中，发射机540和接收机级结合作为收发机。

【0067】虽然在本公开中已经提供了几个实施例，但应该理解所公开的系统和方法可以用许多其他特定的形式实施，而不脱离本公开的精神和范围。虽然日本射电天文学频带已经用作了本公开的几个实施例可保护的示例性害频频带，但是可施加所公开的方法、系统、和电路，以保护现在公知的或者仍待许可的其他害频频带。一个或多个实施例可涉及避免干扰在卫星频带、WiMax频带、固定无线接入频带、固定业务频带、和/或第四代无线频带中的接收机和/或收发机。一个或多个实施例可涉及避免干扰操作在没有得到许可的频带的接收机，例如IEEE-802.11a接收机或收发机。另外，对所公开的方法、系统和电路的基本操作可以超出示例性的MB-OFDM频谱加以应用，并且这些额外的应用也是本公开所预期的。本说明书的例子是示例性的而非限制性的，并且本发明无意被限定在本说明书所给出的细节，而且本发明可在所附权利要求的范围内以及它们等同物的全部范围内修改。例如，各种元件或组件可以被组合或集成在另一个系统中，或者某些特征可被忽略或不实现。

【0068】同样地，在各种实施例中离散或分散描述和图解说明的技术、系统、子系统、方法可以和其他系统、模块、技术、或方法组合或集成，这并不脱离本公开的范围。所讨论或示出的直接耦合或相互通信的其他各项，可以通过一些接口或设备耦合，由此不再认为这些项是直接相互耦合的，但是仍然可以认为是间接耦合的以及可以以不论电子地、机械地、或者其它方式来进行相互通信。在不脱离本文公开的发明的范围的情况下，改变、替代、以及变化的其他例子对于本领域技术人员是可发现的，并且是可以制造的。

Claims (15)

1.一种进行无线通信的方法，其包括：

为宽带正交频分复用符号产生多个音调，所述音调包括多个连续的零值音调；

将所述音调傅立叶逆变换为多个时域样本；

将所述多个音调中的至少一些作为循环块的一部分，所述循环块邻接于所述时域样本；

对所述时域样本和所述循环块进行时域窗滤波，以形成所述宽带正交频分复用符号的一部分，其中所述时域窗滤波器是具有以下性质的函数Φ(k)：Φ(k)+Φ(k+N_fft)约等于常数θ，其中N_fft是音调数；以及

发射所述宽带正交频分复用符号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述连续的零值音调关联于害频频带。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述加窗函数Φ(k)是如下定义的升余弦函数：

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=1/2[1+\cos \left(\frac{\mathrm{\π}({2L}_p-2k-1)}{{2L}_p}\right)]$                      k＝0，...，L_p-1

Φ(k)＝1       k＝L_p，...，N_fft-1

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=1/2[1+\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(2k-2N_{\mathrm{fft}}+1)}{{2L}_p}\right)]$              k＝N_fft，...，N_fft+L_p-1

Φ(k)＝0    k＜0且k＞N_fft+L_p-1

其中L_p是拷贝为所述循环块的所述部分的时域样本的数目。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述窗函数Φ(k)是如下定义的梯形函数：

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=\frac{2k+1}{{2L}_p}$                    k＝0，...，L_p-1

Φ(k)＝1    k＝L_p，...，N_fft-1

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=\frac{{2N}_{\mathrm{fft}}+{2L}_p-2k-1}{{2L}_P}$                   k＝N_fft，...，N_fft+L_p-1

Φ(k)＝0    k＜0且k＞N_fft+L_p-1

其中L_p是拷贝为所述循环块的所述部分的时域样本的数目。

5.根据权利要求1所述的方法，其中所述产生包括：将所述音调乘以作为L_p的函数的线性相位，其中L_p是拷贝为所述循环块的所述部分的时域样本的数目。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述音调用X(k)表示，并且所述线性相位补偿音调表示为X_cyc(k)，其中

$X_{\mathrm{cyc}}\left(k\right)=X\left(k\right)\exp \left(\frac{j2\mathrm{\π}{\mathrm{kL}}_P}{N_{\mathrm{fft}}}\right)$

7.一种发射机，其包括：

傅立叶逆变换器，其可操作用于将包括多个音调的频域信号转换为时域信号，所述音调部分地包括多个连续的零值音调；以及

加窗滤波器，其可操作用来基于加窗函数对所述时域信号进行滤波，其中表示为Φ(k)的所述加窗函数具有如下性质：Φ(k)+Φ(k+N_fft)约等于常数θ，其中N_fft是音调数，并且其中所述加窗滤波器的输出包括由所述发射机发射的多频带正交频分复用符号的一部分。

8.根据权利要求7所述的发射机，其中所述加窗函数Φ(k)是如下定义的升余弦函数：

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=1/2[1+\cos \left(\frac{\mathrm{\π}({2L}_p-2k-1)}{{2L}_p}\right)]$            k＝0，...，L_p-1

Φ(k)＝1    k＝L_p，...，N_m-1

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=1/2[1+\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(2k-{2N}_{\mathrm{fft}}+1)}{{2L}_p}\right)]$               k＝N_fft，...，N_fft+L_p-1

Φ(k)＝0    k＜0且k＞N_fft+L_p-1

其中L_p是拷贝为所述循环块的所述部分的时域样本的数目。

9.根据权利要求7所述的发射机，其中所述加窗函数Φ(k)是如下定义的梯形函数：

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=\frac{2k+1}{{2L}_P}$              k＝0，...，L_p-1

Φ(k)＝1    k＝L_p，...，N_fft-1

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=\frac{{2N}_{\mathrm{fft}}+{2L}_p-2k-1}{{2L}_p}$             k＝N_fft，...，N_fft+L_p-1

Φ(k)＝0    k＜0且k＞N_fft+L_p-1

其中L_p是拷贝为所述循环块的所述部分的时域样本的数目。

10.根据权利要求7所述的发射机，其中选择所述多个连续零值音调，以保护一个或多个害频频带。

11.根据权利要求10所述的发射机，其中所述害频频带选自由下列频带构成的组：日本射电天文学频带、卫星频带、WiMax频带、固定无线接入频带、固定业务频带、以及第四代无线频带。

12.根据权利要求10所述的发射机，其进一步包括：

干扰消除组件，其包括多个消除音调产生器，每一个消除音调产生器包括：

存储v个值的音调优化阵列，其中v等于正交频分复用音调的数目，并且其中基于优化主动干扰消除，以及进一步基于将多个主动干扰消除值以及多个保护边缘值的平均功率限制为小于或等于最大功率级，和基于多个数据值，来确定所述v个值；

乘法器，其可操作用于将所述v个值中的一个和相关联的数据值相乘；以及

累加寄存器，其可操作用来累加由所述乘法器输出的乘积；

其中所述干扰消除组件包括数目为u个的消除音调产生器，所述数目u基于形成部分正交频分复用信号的多个主动干扰消除音调和多个保护边缘音调的数目，其中每个所述消除音调产生器确定以下两个值中的一个：待赋值给所述主动干扰消除音调之一的主动干扰消除值，以及待赋值给所述保护边缘音调之一的保护边缘值，并且其中所述u音调优化阵列包含可以表示为uxv矩阵W的值，其中W被确定为：

$W={\left(P_1^T{P}_1\right)}^{-1}{P}_1^{T}P$

其中P为sxv矩阵，其中在P的a行b列的元素P_a，b被确定为：

$P_{a,b}=\underset{n=0}{\overset{v-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Φ}\left(n\right)e^{j2\mathrm{\πn}(k-1/4)/v}$

其中k＝b-1，l＝a-1+偏移量，其中所述偏移量基于干扰带宽和干扰中心频率，其中P₁是由u个基于所述干扰中心频率而选自P的相邻列组成的sxu矩阵，其中P₁ ^T是P₁的转置矩阵，并且其中圆括号的负指数代表矩阵求逆。

13.一种收发机，其包括：

多路串并转换器，其可操作于发射模式，以在作为多频带正交频分复用符号的一部分发射之前，将长度为N_fft的位序列转换为N_fft个并行位，所述多路串并转换器还可操作于接收模式，以将多频带正交频分复用符号的至少一部分的、长度为N_fft的数据序列转换为N_fft个并行样本；

傅立叶变换器，其可操作于所述发射模式，以将频域中的N_fft个并行位傅立叶逆变换为时域中的N_fft个样本，所述傅立叶变换器还可操作于所述接收模式，以将时域中的所述N_fft个并行样本傅立叶变换为频域中N_fft个并行位；以及

加窗组件，其可操作于所述发射模式，以使用加窗函数来处理时域中的所述N_fft个样本，所述加窗组件还可操作于所述接收模式，处理频域中的所述N_fft个并行位，以基于包括在频域中所述N_fft个并行位中的一个或多个导频音调，来提供对所述N_fft个并行位的精细频率偏移调整。

14.根据权利要求13所述的收发机，其中所述加窗函数是如下定义的升余弦函数Φ(k)：

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=1/2[1+\cos \left(\frac{\mathrm{\π}({2L}_p-2k-1)}{{2L}_P}\right)]$                 k＝0，...，L_p-1

Φ(k)＝1    k＝L_p，...，N_fft-1

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=1/2[1+\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(2k-2N_{\mathrm{fft}}+1)}{{2L}_p}\right)]$          k＝N_fft，...，N_fft+L_p-1

Φ(k)＝0    k＜0且k＞N_fft+L_p-1

其中L_p是被为循环块中关联于所述N_fft个音调的部分的时域样本的数目。

15.根据权利要求13所述的收发机，其中所述加窗函数是如下定义的梯形函数Φ(k)：

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=\frac{2k+1}{{2L}_p}$                 k＝0，...，L_p-1

Φ(k)＝1    k＝L_p，...，N_fft-1

$\mathrm{\Φ}\left(k\right)=\frac{{2N}_{\mathrm{fft}}+{2L}_p-2k-1}{{2L}_p}$             k＝N_fft，...，N_fft+L_p-1

Φ(k)＝0    k＜0且k＞N_fft+L_p-1

其中L_p是被拷贝为循环块中关联于所述N_fft个音调的部分的时域样本的数目。

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