KR20080070836A - 스펙트럼 애자일 무선통신을 위한 윈도된 직교 주파수 분할다중 - Google Patents

스펙트럼 애자일 무선통신을 위한 윈도된 직교 주파수 분할다중 Download PDF

Info

Publication number
KR20080070836A
KR20080070836A KR1020087012691A KR20087012691A KR20080070836A KR 20080070836 A KR20080070836 A KR 20080070836A KR 1020087012691 A KR1020087012691 A KR 1020087012691A KR 20087012691 A KR20087012691 A KR 20087012691A KR 20080070836 A KR20080070836 A KR 20080070836A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
frequency
data
carriers
frequency division
modulating
Prior art date
Application number
KR1020087012691A
Other languages
English (en)
Inventor
세이드-알리레자 세이에디-에스파하니
Original Assignee
코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. filed Critical 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Publication of KR20080070836A publication Critical patent/KR20080070836A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0044—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path allocation of payload
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2628—Inverse Fourier transform modulators, e.g. inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

데이터를 송신하는 방법은 복수의 상호 수직인 변조된 주파수 신호를 생성하기 위해 데이터를 복수의 주파수 반송파로 변조시키는 단계를 포함한다. 상기 상호 수직인 변조된 주파수 신호는 그 다음, 직교 주파수 분할 다중 신호로 결합되고, 이는 윈도된(windowed) 직교 주파수 분할 다중 신호를 생성하기 위한 송신 윈도 함수(transmission windowing function)에 의해 차례로 윈도된다. 상기 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호가 송신된다. 상기 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호는 간격 Δf만큼 주파수에 있어서 서로서로 균일한 간격으로 떨어져 있는 제1 세트의 주파수 반송파와, 상기와 동일한 간격 Δf만큼 주파수에 있어서 서로서로 균일한 간격으로 떨어져 있는 제2 세트의 주파수 반송파를 포함한다. 상기 제1 세트의 주파수 반송파와 제2 세트의 주파수 반송파 사이에 적어도 2Δf의 노치(notch)가 존재한다.

Description

스펙트럼 애자일 무선통신을 위한 윈도된 직교 주파수 분할 다중{WINDOWED ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING FOR SEPCTRUM AGILE RADIOS}
본 발명은 디지털 통신 분야에 관한 것이며, 더 상세하게는, 스펙트럼 애자일 무선통신에서 사용하기 위한 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 송신의 파워 스펙트럼 프로파일을 형성하는 시스템 및 방법에 관한 것이다.
무선 통신 시스템의 수요와 전개가 커짐으로서, 이용 가능한 대역폭이 점차적으로 부족해졌다. 한편, 많은 연구가 보여주듯이 현재 할당된 대역은 대부분 충분히 활용되지 못한다. 미래의 통신 시스템은 주파수 대역이 시간의 특정 지점에서 사용되는지에 대한 여부를 감지하여, 그것이 아이들(idle) 상태일 경우, 채널을 사용하는 것이 구상된다. 이러한 시스템은 "현재의(incumbent)"통신 시스템을 검출할 수 있는 능력이 있어야 하고, 점유에 의해 대역이 사용되고 있을 경우, 특정 대역에서 이들의 신호를 송신하는 것을 회피해야 한다. 이러한 지적인 미래 통신 시스템은 스펙트럼 애자일 무선통신(SAR:Spectrum Agile Radio) 또는 인식 무선통신(CR:Cognitive Radio)으로 알려져 있다.
현재의 일예는 TV 대역에서 SAR의 사용이다. 2004년 5월 25일, 미국 연방 통신 위원회(FCC)는 허가되지 않은 무선 송신기로 하여금 하나 이상의 할당된 지상(terrestrial) 텔레비전 채널이 사용되지 않는 위치에서의 방송 텔레비전 스펙트럼 내에서 동작하도록 하기 위해서 'A Notice of Proposed Rulemaking(NPRM)(FCC 04-113) in ET Docket Ｎo. 04-186 '을 발행했다. 그러나 FCC는, 이와 같이 허가되지 않은 송신기가 허가된 지상 텔레비전 신호의 수신에 대한 간섭(interference)이 전혀 없음을 보장하는 안전규약(safeguards)을 통해 인가될 것이라고 강조했다. 그러므로 지상 텔레비전 서비스에 대한 간섭을 예방하기 위해서, 임의의 이와 같은 허가되지 않은 송시기가 지상 텔레비전 신호가 수신되어 동일한 지역에서 시청되는 임의의 주파수 또는 채널에서 동작하지 않는다는 것을 보장하는 것이 중요하다.
따라서 어떠한 간섭도 TV 방송국 및 이들의 시청자에게 일어나지 않는다는 것을 보장하기 위해, 상기 위원회는 이러한 허가되지 않은 송신기가 사용되지 않거나 빈 TV 채널을 식별하여 이러한 빈 채널에서만 송신할 수 있는 능력을 통합할 것을 요구하도록 제안했다. FCC에 의해 진척된 하나의 생각은 허가되지 않은 송신기가 작동될 수 있기 전에 다른 송신기(즉, 허가된 지상 TV 방송 송신기)가 상기 지역에서의 특정 채널에서 동작하는지에 대한 여부를 검출하기 위해 허가되지 않은 송신기에 감지 능력을 통합하는 것이다.
스펙트럼 애자일 무선통신을 설계하는데 있어서 하나의 매력적인 선택사항은 다중 대역의 주파수 스펙트럼을 중첩시키는 광대역 OFDM 시스템을 사용하는 것이다. OFDM 송신는 비교적 낮은 데이터 속도로 변조된 복수의 주파수 반송파로 구성 되고, 이는 합성된 높은 데이터 속도의 송신를 형성하기 위해 송신기에서 결합된다. OFDM 시스템에서의 각각의 주파수 반송파는 기초 또는 기본 사인파 주파수의 정수 배(integer multiple)인 주파수를 갖는 사인파이다. 그러므로 각각의 반송파는 합성된 신호의 푸리에 급수 성분(Fourier series component)과 같다. OFDM의 독특함과 바람직함의 해답은 반송파 주파수와 심볼 레이트(symbol rate)와의 관계에 있다. 각각의 반송파 주파수는 1/T(Hz)의 배수로 분할되는데, 여기서 각각의 반송파에 대한 심볼 레이트(R)는 1/T(심볼/초)이다. 각각의 OFDM 반송파에 대한 심볼 레이트 효과는 각각의 반송파 스펙트럼에 sin(x)/x 형태를 추가하는 것이다. (각각의 반송파에 대한) 상기 sin(x)/x의 널(null)은 1/T의 정수배에 존재한다. (각각의 반송파에 대한) 피크는 반송파 주파수 k/T에서 존재한다. 그러므로 각각의 반송파 주파수는 그 반송파 외의 나머지 반송파 전부에 대해 널(null)에 위치된다. 이것이 의미하는 바는 그 어떤 반송파도 송신 동안에, 비록 이들의 스펙트럼이 중첩되더라도, 서로서로 간섭받지 않을 것이다. 주파수 반송파를 아주 조밀하게 서로 간격을 둘 수 있다는 것은 대역폭에 아주 효율적이고, OFDM 시스템의 바람직한 특성 중 하나이다.
이러한 OFDM 시스템의 하나의 중요한 이점은 주파수 대역의 이용 가능하고 불연속인 부분에 걸쳐 신호를 송신할 수 있다는 것이다. 이러한 시스템의 또 다른 이점은, 모든 채널에서의 채널 감지가 연속으로 그리고 추가적인 계산의 복잡함이 거의 없이 실행될 수 있다는 것이다. 따라서 이러한 시스템에서, 시스템은, OFDM 주파수 반송파에 의해 걸쳐진(spanned) 주파수 대역의 하나 이상의 부분이 보호되 어야 하는 하나 이상의 주요한(현재의) 송신(예컨대, 텔레비전 신호)에 의해 점유된다는 것을 감지하는 경우, 이 시스템은 OFDM 주파수 스펙트럼에서 하나 이상의 노치를 생성하기 위해 대역의 현재의-점유된 부분과 중첩하는 OFDM 주파수 반송파를 턴-오프시킬 수 있으므로, 이 기존 시스템(들)에 대한 간섭을 회피할 수 있다.
그러나 이러한 시스템의 하나의 단점은, 일부 주파수 반송파가 턴-오프되는 경우, 보호되어야 하는 대역의 부분에서 송신되는 전력량은 거의 0과 같다. 상기 턴-오프된(노치된) 영역에서 송신된 전력은 턴-오프되지 않은 모든 다른 주파수 반송파의 스펙트럼에서의 사이드-로브(side-lobes)에 기인한다.
예컨대, 도 1a는 OFDM 신호의 주파수 스펙트럼을 도시하는데, OFDM 주파수 반송파 중 20개의 상기 반송파에 (시간적으로) 걸친(spanning) 주파수 대역 부분은 비워져 있어야 한다. 볼 수 있는 바와 같이, 제거될 주파수 대역의 부분에서 오로지 20개의 주파수 반송파가 턴-오프되는 경우, 깊이 10.2dB의 노치가 생긴다. 10개의 추가적인 주파수 반송파(각 측면에서 5개의 주파수 반송파)를 턴-오프시킴으로써, 중간의 20개의 주파수 반송파의 너비와 교차하는 노치의 깊이는 17.2dB로 증가한다(도 1b 참조). 비게 될(vacated) 대역의 부분에서의 송신된 전력량이 추가적인 인접한 주파수 반송파를 턴-오프시킴으로써 상당히 줄어들지만, 여분의 전력은 송신기 근처에 있는 주요한(현재의) 시스템에 해로운 간섭을 여전히 일으킬 수 있다. 더욱이, 더 많은 추가적인 주파수 반송파가 턴-오프됨에 따라, 전반적인 OFDM 송신의 데이터 용량 및/또는 에러 정정 로버스트니스(robustness)가 격하된다.
능동적인 간섭 제거(AIC:Active Interference Cancellation)로 알려져 있는 하나의 가능성 있는 해결책은 비게 될 대역에서 전력을 추가로 억제하기 위해 추가적인 인접한 주파수 반송파를 사용한다. 다시 말해서, X 개의 주파수 반송파의 너비를 갖는 노치가 바라던 바가 되는 경우, 이러한 방법은 X 개의 주파수 반송파를 비우지만, 비게 될(노치될) 대역에서 송신될 전력이 최소화되도록 하기위해 두개의 인접한 주파수 반송파로 올리기 위한 적절한 값을 또한 계산한다. 이러한 방법이 노치의 깊이를 깊게 하지만, 이는 상당한 계산적인 복잡함을 수반한다. 이러한 계산의 복잡함은 특히 다수의(multiple) 노치가 바람직한 경우 또는 노치의 위치와 너비가 시간에 따라 변하는(time variable) 경우에, 더 증가한다. 또한, 이러한 방법은 오직, 좁은 노치에 대해서 잘 실행된다.
따라서 극도의 계산적인 복잡함 없이 송신 주파수 대역에서 다수의 깊이와 너비를 갖는 노치를 생성할 수 있는 OFDM 신호를 송신하는 방법을 제공하는 것이 바람직할 것이다.
또한, 이러한 OFDM 신호를 송신하도록 적응된 송신기를 제공하는 것이 바람직할 것이다.
본 발명의 일 측면에서, 데이터를 송신하는 방법은:
- 주파수 대역에 걸쳐 균일한 간격으로 떨어져 있는 P 개의 주파수 반송파를 제공하는 단계와,
- 현재의 송신이 P 개의 주파수 반송파 중 X 개의 주파수 반송파에 걸친 주파수 대역 부분에 존재한다는 사실을 결정하는 단계와,
- 상기 현재의 송신이 존재하는 주파수 대역의 부분에 걸친 주파수 반송파 중 M개를 턴-오프시키는 단계와(여기서, M은 X보다 크거나 같다),
- N 개의 상호 수직인 변조된 주파수 반송파를 생성하기 위해 남아있는 P-M보다 작거나 같은 N 개의 주파수 반송파로 데이터를 변조시키는 단계와,
- N 개의 OFDM 송신 심볼을 생성하기 위해 N 개의 상호 수직인 변조된 주파수 반송파에 대해 역 고속 푸리에 변환을 실행하는 단계와,
- 윈도 함수 WTX(n)로 N 개의 OFDM 송신 심볼을 윈도하고, 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 생성하기 위해 N 개의 OFDM 송신 심볼의 병렬-직렬 (parallel-to-serial) 변환을 실행하는 단계와,
- 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 송신하는 단계로서, M 개의 턴-오프된 주파수 반송파는 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호의 주파수 스펙트럼에서 노치를 만들기 위해 주파수 대역 내에서 연속적으로 배열되는, 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 송신하는 단계를
포함한다.
다수 그룹의 연속으로 배열된 주파수 반송파는 주파수 스펙트럼에서 다수의 노치를 생성하기 위해 변조되지 않고 턴-오프되지 않은 채 남겨질 수 있다.
본 발명의 또 다른 측면에서, 직교 주파수 분할 다중 송신기는:
- P 개의 주파수 반송파를 제공하도록, 이 P 개의 주파수 반송파 중 M 개의 반송파를 턴-오프시키도록, 데이터를 수신하도록 그리고 N 개의 상호 수직인 변조된 주파수 반송파를 생성하기 위해 남아있는 P-M보다 작거나 같은 N 개의 주파수 반송파로 데이터를 변조시키도록 적응된 변조기와,
- N 개의 상호 수직인 변조된 주파수 신호를 수직 주파수 분할 다중 신호로 결합하기 위한 수단과,
- 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 생성하기 위해 윈도 함수를 직교 주파수 분할 다중 신호에 적용하도록 적응된 송신 윈도와,
- 상기 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 송신하는 송신기로서, M 개의 턴-오프된 주파수 반송파는 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호의 주파수 스펙트럼에서 노치를 만들기 위해 주파수 대역 내에서 연속으로 배열되는, 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 송신하는 송신기를
포함한다. 다수 그룹의 연속으로 배열된 주파수 반송파는 주파수 스펙트럼에서 다수의 노치를 만들기 위해 변조되지 않고 턴-오프되지 않은 채 남겨질 수 있다.
본 발명의 또 다른 측면에서, 데이터를 송신하는 방법은:
- 복수의 상호 수직인 변조된 주파수 신호를 생성하기 위해 복수의 주파수 반송파로 데이터를 변조시키는 단계와,
- 상호 수직인 변조된 주파수 신호를 수직 주파수 분할 다중 신호로 결합하는 단계와,
- 윈도된 수직 주파수 분할 다중 신호를 생성하기 위해 송신 윈도 함수를 이용하여 수직 주파수 분할 다중 신호를 증가시키는(multiply) 단계와,
- 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 송신하는 단계를
포함하는데, 상기 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호는 간격 Δf만큼 주파수에 있어서 서로서로 균일한 간격으로 떨어져 있는 제1 세트의 주파수 반송파와, 상기와 동일한 간격 Δf만큼 주파수에 있어서 서로서로 균일한 간격으로 떨어져 있는 제2 세트의 주파수 반송파를 포함한다. 상기 제1 세트의 주파수 반송파와 제2 세트의 주파수 반송파 사이에 적어도 2Δf의 노치가 존재한다. 적어도 2Δf의 다수의 노치는 주파수 스펙트럼에서 만들어 질 수 있다.
도 1a는 OFDM 신호의 주파수 스펙트럼을 도시하는데, 이 OFDM 주파수 반송파 중 X 개의 상기 반송파에 걸친 주파수 대역 부분은 비워져 있어야 하고, 오로지 X인 반송파는 턴-오프되는, 도면.
도 1b는 OFDM 신호의 주파수 스펙트럼을 도시하는데, 이 OFDM 주파수 반송파 중 X 개의 상기 주파수 반송파에 걸친 주파수 대역 부분은 비워져 있어야 하고, 상기 X 개의 반송파를 턴-오프시키는 것뿐만 아니라, 비워질 부분의 각 측면에서의 추가적인 Z 반송파도 또한 턴-오프되는, 도면.
도 2는 윈도되는 OFDM 송신기의 하이레벨한 기능적인 블록도.
도 3은 직사각형 윈도(즉, 윈도가 없음)를 갖는 단일 주파수 반송파의 주파수 스펙트럼과, α=5인 체비세브(Chebyshev) 윈도에 의해 윈도된 이후의 단일 반송 파를 도시한 도면.
도 4는 디지털 구현을 하는 OFDM 송신기의 일실시예에 관한 기능적인 블록도.
도 5는 턴-오프된 M(=13)개의 주파수 반송파를 갖는 윈도된 OFDM 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.
도 6은 다수의 노치를 갖는 윈도된 OFDM 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.
도 2는 윈도되는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 송신기(200)의 하이레벨한 기능적인 블록도를 도시한다. 윈도되는 OFDM 송신기(200)는 OFDM 변조기(240), 단일 결합기(250), 송신 윈도(260) 및 송신기(270)를 포함한다. 당업자에게 이해되는 바와 같이, 도 2에서 도시된 하나 이상의 다양한 "부품"은 소프트웨어로 제어되는 마이크로프로세서, 배선에 의한 회로 또는 이들의 결합물을 이용하여 물리적으로 구현될 수 있다. 또한, 설명의 목적으로 부품이 도 2에서 기능적으로 분리되지만, 이들은 임의의 물리적인 구현으로 결합될 수 있다.
OFDM 변조기(240)는 미리 결정된 주파수 대역에 걸쳐 주파수 간격 Δf만큼 균일한 간격으로 분리된 복수의(예컨대, P) 주파수 반송파를 생성한다. OFDM 변조기(240)는 아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 적어도 2Δf의 하나 이상의 주파수 노치를 만들기 위해 P 개의 주파수 반송파 중 하나 이상의 임의의 결합물을 선택적으로 턴-오프시키도록 적응된다. OFDM 변조기(240)는 상호 수직인 변조된 주파수 반송파를 생성하기 위해 P 개의 주파수 반송파 중 모든 또는 임의의 주파수 반송파로 데이터를 변조시키도록 또한 적응된다. 이론에 있어서, OFDM 변조기(240)가 복수의 개별적이고 동기화된 주파수 소스를 포함할 수 있을지라도, 실제로 그러한 아날로그 접근은 복잡하고 고비용이고, 많은 공간을 차지한다. 따라서 도 4에 관하여 아래서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 실제로, 디지털 구현이 전형적으로 사용된다.
신호 결합기(250)는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 생성하기 위해 상호 수직인 변조된 주파수 반송파를 결합한다.
송신 윈도(260)는 윈도된 OFDM 신호를 생성하기 위해 OFDM 신호에 송신 윈도 함수 WTX(n)를 적용한다. OFDM 신호의 각각의 변조된 주파수 반송파의 주파수 스펙트럼 모양은 윈도의 모양에 의존하여 송신 윈도(260)에 의해 변한다. 이 윈도 함수 WTX(n)는 상기 윈도된 OFDM 신호를 포함하는 상호 수직인 변조도니 주파수 반송파에 대해 바람직한 주파수 스펙트럼 프로파일을 생성하는 임의의 함수(예컨대, 체비세브 윈도 함수)가 될 수 있다. 하나의 예시적인 실시예에서, 상기 윈도 함수는 α=5인 체비세브 윈도 함수이다.
도 3은 직사각형 윈도(즉, 윈도 없음)를 갖는 단일 주파수 반송파의 주파수 스펙트럼과, α=5인 체비세브 윈도에 의해 윈도된 이후의 단일 반송파의 주파수 스펙트럼을 도시한다. 도 3에서 볼 수 있는 같이, 반송파가 체비세브 윈도 함수에 의 해 윈도되는 경우, 메인 로브(main lobe)의 대역폭은 증가한다. 그러나 이점으로서, 윈도된 OFDM 주파수 반송파의 사이드로브의 크기는 윈도를 전혀 하지 않은 OFDM 주파수 반송파와 비교해 볼 때, 10 dB 이상만큼 극적으로 감소된다.
송신기(270)는 윈도된 OFDM 신호를 송신하고, 증폭, 필터링, 및/또는 주파수 업변환(upconversion) 블록을 포함할 수 있다.
이점으로, 윈도된 OFDM 송신기(200)는 가령, 무선 통신 네트워크의 기지국 또는 원격 스테이션과 같은 단말기 내에 포함된다. 대안적으로, 이것은 분산화되는 무선 네트워크에서 사용될 수 있다.
동작 시, 윈도된 OFDM 송신기(200)는 다음과 같이 동작한다. 현재의 송신이 OFDM 송신기(200)의 주파수 대역 부분에 존재하는 경우, 이 현재의 송신은 윈도된 OFDM 송신기(200)에 의해 검출될 수 있거나, 더 전형적으로는, 윈도된 OFDM 송신기(200)를 포함하는 단말기의 일부 다른 섹션에 의해 검출된다. 이때, 주파수 대역의 어떤 부분이 현재의 송신에 의해 차지되는지 결정된다. 예컨대, 현재의 송신이 윈도된 OFDM 송신기(200)의 P 개의 주파수 반송파 중 X 개의 반송파에 걸친 주파수 대역의 부분을 차지한다. 이러한 경우에, OFDM 반송파 변조기(240)는 동작하는 주파수 대역에서 주파수 노치를 생성하기 위해 현재의 송신에 의해 차지된 주파수 대역 부분에 걸친 L 개의 주파수 반송파 중 M 개를 턴-오프시킨다(여기서, M은 X보다 크거나 같다). 이때, OFDM 변조기(240)는 N 개의 상호 수직인 변조된 주파수 반송파를 만들기 위해, 송신될 데이터를 오로지, 턴-오프되지 남아있는 N(N은 P-M보다 작거나 같다)개의 주파수 반송파로 변조시킨다. 즉, 데이터는 턴-오프되었던 주파 수 반송파로는 변조되지 않는다.
신호 결합기(250)는 OFDM 신호를 만들기 위해 N 개의 상호 수직인 변조된 주파수 반송파를 결합시킨다. 상기 수직인 변조된 주파수 반송파가 복수의 개별, 동기화된 주파수 소스인 경우에, 신호 결합기(250)는 RF 결합기 네트워크가 될 수 있다. 한편, 더 전형적인 디지털 구현의 경우에, 도 4에 관하여 아래에서 설명되는 바와 같이, 신호 결합기는 병렬-직렬 컨버터(parallel-to-serial converter)와 결합하여 역 고속 푸리에 변환기에서 실현될 수 있다.
위에서 설명된 바와 같이, 송신 윈도(260)는 윈도된 OFDM 신호를 만들기 위해 OFDM 신호에 송신 윈도 함수 WTX(n)를 적용하고, 송신기(270)는 이 윈도된 OFDM 신호를 송신한다. 이점으로, OFDM 변환기(240)는 동작하는 주파수 대역 내에서 주파수 노치를 생성하는 경우에, 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호는 간격 Δf만큼 주파수에 있어서 서로서로 균일한 간격으로 떨어져 있는 제1 세트의 주파수 반송파와, 상기와 동일한 간격 Δf만큼 주파수에 있어서 서로서로 균일한 간격으로 떨어져 있는 제2 세트의 주파수 반송파를 포함하고, 상기 제1 세트의 주파수 반송파와 제2 세트의 주파수 반송파 사이에 적어도 2Δf의 노치(notch)가 존재한다. 물론, 다수의 노치가 두개 이상의 그룹의 연속으로 배열된 주파수 반송파를 턴-오프시킴으로써 동작하는 대역 내에 생성될 수 있다.
도 4는 디지털 구현을 갖는 윈도된 OFDM 송신기(400)의 실시예를 보여준다. 윈도된 OFDM 송신기(400)는 심볼 변조기(410), 업-샘플러(420), 직렬-병렬 컨버 터(430), IFFT를 포함하는 OFDM 변조기(440), 병렬-직렬 컨버터(450), 송신 윈도(460), 블록 첨가 사이클릭 프리픽스(CP:Cyclic Prefix) 또는 제로 패딩(ZP:Zero Padding)(470), 및 송신기(480)를 포함한다. 선택적으로, 상기 CP/ZP 블록은 송신 윈도 전에 구현될 수 있다. 당업자에 의해 이해되는 바와 같이, 도 4에서 보이는 하나 이상의 다양한 "부품"은 소프트웨어로 제어되는 마이크로프로세서, 배선에 의한 회로 또는 이들의 결합물을 이용하여 물리적으로 구현될 수 있다. 또한, 설명의 목적으로 부품이 도 4에서 기능적으로 분리되지만, 이들은 임의의 물리적인 구현에서 결합될 수 있다.
심볼 변조기(410)는 데이터 비트를 송신 심볼로 매핑한다. 각 데이터 비트가 하나의 송신 심볼에 유니크하게 대응하는 경우에, 심볼 변조기(410)를 생략할 수 있다. 도 3에서 도시되는 바와 같이, OFDM 신호의 주파수 반송파가 일부 윈도 함수(예컨대, 체비세브 윈도 함수)에 의해 윈도되는 경우, 메인 로브(main lobe)의 대역폭은 증가한다. 더 넓은 메인 로브가 의미하는 바는 결합된 신호의 각각의 주파수 반송파가 그것의 이웃을 간섭한다는 것이다. 이러한 간섭을 완화하기 위해, 오직 L 번째 주파수 반송파 마다 데이터를 변조시키는데, 여기서 L은 1보다 큰 정수이다. 이런 경우에, 업-샘플러(420)는 송신될 데이터가 OFDM 신호의 L 번째 주파수 반송파 마다 위치되는 것을 보장하기 위해 심볼 변조기(410)로부터 수신된 각 심볼 사이에 널 심볼(null symbol)을 생성한다. 예컨대, L이 2일 경우에, OFDM 신호의 하나씩 걸러 하나의 반송파는 데이터로 변조되고, 그 나머지 반송파는 데이터와 함께 변조되지 않고 턴-오프된다.
대안적으로, 상기 업-샘플러(420)는 주파수 반송파를 더 조밀하게 패킹(packing)하여 최종적인 심볼 간 간섭(ISI)을 상기 ISI 제거 방식을 사용하는 수신기 말단부에서 제거함으로써 생략될 수 있다.
직렬-병렬 컨버터(430)는 직렬 스트림에서 병렬 스트림 세트로 업-샘플된 심볼을 변환시키는데, 상기 병렬 스트림의 개수는 OFDM 변조기에서 변조될 주파수 반송파의 개수와 대응한다. 물론, 심볼 변조기(410)와 업-샘플러(420)가 생략되는 경우에, 상기 데이터는 병렬 방식으로 이미 IFFT 변환기(440)인 외부로 제공될 수 있다. 이러한 경우, 윈도된 OFDM 송신기(400)는 직렬-병렬 컨버터(430)를 포함하지 않을 수 있다.
도 4의 실시예에서, OFDM 변조기는 데이터 심볼로 밀도가 높아질 수 있는 P 개의 IFFT 주파수 저장소(bin)를 제공하는 IFFT 변환기(440)이다. 각각의 IFFT 저장소는 미리 결정된 주파수 대역에 걸쳐 균일한 간격으로 떨어진 복수의 주파수 반송파 중 하나에 대응한다. 현재의 송신이 P 개의 주파수 반송파 중 X 개의 반송파에 걸친 OFDM 송신기(400)의 주파수 대역 부분을 차지한다는 것을 결정하는 경우, OFDM 반송파 변조기(440)는 대응하는 M 개의 IFFT 저장소의 밀도를 높이지 않음으로써 현재의 송신에 의해 차지된 주파수 대역 부분에 걸친 L 개의 주파수 반송파 중 M 개를 턴-오프시킨다(여기서, M은 X보다 크거나 같다). IFFT 변환기(440)는 직렬-병렬 컨버터(430)로부터의 데이터로 나머지 N 개의 IFFT 주파수 저장소(N은 P-M보다 작거나 같다)의 밀도를 높이고, 상기 N 개의 밀도가 높아진 주파수 저장소를 N 개의 병렬 OFDM 송신 심볼로 변환한다.
병렬-직렬 컨버터(450)는 N 개의 병렬 OFDM 송신 심볼을 N 개의 OFDM 송신 심볼의 직렬 스트링으로 변환한다.
송신 윈도(460)는 윈도된 OFDM 신호를 생성하기 위해 전송 윈도(WTX)와 OFDM 송신 심볼을 곱한다. 상기 윈도 함수의 추가적인 계산의 복잡도는 계산에 있어서 큰 어려움은 아닌, 각각의 OFDM 심볼에 대해 정확히 N 배이다.
대안적으로, 송신 윈도(460)가 IFFT 변환기(440)로부터 출력된 N 개의 병렬 OFDM 송신 심볼에서 병렬로 따로 동작될 수 있고, 병렬-직렬 컨버터(450)는 N 개의 윈도된 병렬 OFDM 송신 심볼을 윈도된 OFDM 신호로 변환할 수 있다.
송신 이전에, CP 또는 ZP가 블록(470)에 의해 추가될 것이다. 선택적으로, OFDM 송신 심볼이 송신 윈도(460)를 거쳐 가기 전에, CP 또는 ZP의 삽입이 일어날 수 있다.
마지막으로, 송신기(480)는 윈도된 OFDM 신호를 송신한다.
도 5는 윈도된 OFDM 송신기(500)의 X(=10) 개의 반송파에 걸친 주파수 대역 부분을 비우기 위해 턴-오프된 M(=13) 개의 주파수 반송파를 갖는 윈도된 OFDM 신호의 주파수 스펙트럼을 보여준다. 도 5에 도시된 예에서, 송신 윈도는 α=5인 체비세브 윈도이다. 또한, L이 2인, 업-샘플링이 사용된다. 이러한 경우에, 20개의 반송파의 너비와 83 dB의 깊이를 갖는 노치가 M(=13) 개의 데이터 반송파를 턴-오프함으로써 만들어진다. 도 5의 스펙트럼과 앞서 언급한 도 1a와 도 1b의 스펙트럼을 비교함으로써 알 수 있는 바와 같이, 훨씬 더 깊은 주파수 노치는 윈도된 OFDM 송신기(500)에 의해 만들어진다.
도 1a와 도 1b의 스펙트럼을 만드는 다른 시스템과 방법을 이용하여 생성될 수 없는 깊은 노치를 만드는 것을 제외하고, 앞서 설명된 윈도된 OFDM 시스템과 방법은 OFDM 심볼의 다른 부분에서 서브-반송파의 그룹을 단지 턴-오프시킴으로써 "on-the-fly"(시간에 따라 변하는) 하고 추가적인 복잡함(도 6 참조)이 거의 없는 다른 너비를 갖는 다수의 깊은 노치를 생성할 수 있다. 이러한 방법의 단점은 감소하는 스펙트럼 효율이다(L이 1보다 큰 경우에서만). 이러한 문제점은 각각의 주파수 반송파에서 더 큰 배열(constellation)을 이용함으로써(송신 전력의 증가에 대한 대가로) 극복될 수 있거나, 할당되지 않은 스펙트럼을 이용하는 것을 대가로 수용될 수 있다.
바람직한 실시예가 본 명세서에서 개시되지만, 본 발명의 개념과 범위 내에 존재하는 많은 변형이 있을 수 있다. 이러한 변형은 본 명세서의 상세한 설명, 도면 및 청구범위의 열람 이후에 당업자에게 명백해 질 것이다. 그러므로 본 발명은 첨부된 청구범위의 정신과 범위 내에서를 제외하고는, 제한되어서는 안 된다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 디지털 통신 분야에 이용가능 하며, 더 상세하게는, 스펙트럼 애자일 무선통신에서 사용하기 위한 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 송신의 파워 스펙트럼 프로파일을 형성하는 시스템 및 방법에 이용가능 하다.

Claims (20)

  1. 데이터를 송신하는 방법으로서,
    - 주파수 대역에 걸쳐 균일한 간격으로 떨어져 있는 P 개의 주파수 반송파를 제공하는 단계와,
    - 현재의(incumbent) 송신이 P 개의 주파수 반송파 중 X 개의 주파수 반송파에 걸친 주파수 대역 부분에 존재한다는 사실을 결정하는 단계와,
    - N 개의 상호 수직인 변조된 주파수 반송파를 생성하기 위해, 상기 현재의 송신이 존재하는 주파수 대역의 부분에 걸친 주파수 반송파 중 적어도 M 개를 턴-오프시키고(여기서, M은 X보다 크거나 같다), 남아있는 P-M보다 작거나 같은 N 개의 주파수 반송파로 데이터를 변조시키는 단계와,
    - N 개의 OFDM 송신 심볼을 생성하기 위해 N 개의 상호 수직인 변조된 주파수 반송파에 대한 역 고속 푸리에 변환을 실행하는 단계와,
    - 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 생성하기 위해 윈도 함수 WTX(n)로 N 개의 OFDM 송신 심볼을 윈도하고, N 개의 OFDM 송신 심볼의 병렬-직렬 (parallel-to-serial) 변환을 실행하는 단계와,
    - 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 송신하는 단계를 포함하며, 상기 M 개의 턴-오프된 주파수 반송파는 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호의 주파수 스펙트럼에서 노치를 만들기 위해 주파수 대역 내에서 연속적으로 배열되는, 데이터 를 송신하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    N 개의 OFDM 송신 심볼의 병렬-직렬 변환이 N 개의 OFDM 송신 심볼을 윈도하기 전에 실행되는, 데이터를 송신하는 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    N 개의 OFDM 송신 심볼을 윈도하는 단계는 N 개의 OFDM 송신 심볼의 병렬-직렬 변환이 일어나기 전에 실행되는, 데이터를 송신하는 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 데이터를 N 개의 주파수 반송파로 변조시키는 단계는 데이터의 각 샘플을 N 개의 IFFT 저장소(bins) 중 하나에 할당하는 단계를 포함하되, 상기 M 개의 주파수 반송파를 턴-오프시키는 단계는 제로의 데이터 값을 M 개의 IFFT 저장소 각각에 할당하는 단계를 포함하는, 데이터를 송신하는 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 데이터를 N 개의 주파수 반송파로 변조하는 단계 이전에, 상기 데이터를 변조되지 않은 심볼로 매핑(mapping)하는 단계를 더 포함하는, 데이터를 송신하는 방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 데이터를 N 개의 주파수 반송파로 변조하는 단계 이전에, 변조되지 않은 심볼에 대해 직렬-병렬 변환을 실행하는 단계를 더 포함하는, 데이터를 송신하는 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 직렬-병렬 변환을 실행하기 이전에,
    - 데이터를 모든 L 번째 주파수 반송파로 변조시키는 단계와(여기서, L은 1보다 큰 정수),
    - 임의의 데이터를 다른 주파수 반송파로 변조시키지 않는 단계와,
    - 상기 다른 주파수 반송파를 턴-오프시키는 단계를
    더 포함하는, 데이터를 송신하는 방법.
  8. 제 1항에 있어서,
    윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호의 주파수 스펙트럼에서 제2 노치를 만들기 위해 주파수 대역 내에서 연속으로 배열된 R 개의 주파수 반송파의 제2 그룹을 턴-오프시키는 단계를 더 포함하는(여기서, N≤P-M-R), 데이터를 송신하는 방법.
  9. 직교 주파수 분할 다중 송신기로서,
    - P 개의 주파수 반송파를 제공하고, 이 P 개의 주파수 반송파 중 M 개의 반송파를 턴-오프시키고, 데이터를 수신하고, N 개의 상호 수직인 변조된 주파수 반송파를 생성하기 위해 남아있는 P-M보다 작거나 같은 N 개의(N≤P-M) 주파수 반송파로 데이터를 변조시키도록 적응된 변조기(240, 410)와,
    - N 개의 상호 수직인 변조된 주파수 신호를 수직 주파수 분할 다중 신호로 결합하기 위한 수단(250, 440/450)과,
    - 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 생성하기 위해 윈도 함수를 직교 주파수 분할 다중 신호에 적용하도록 적응된 송신 윈도(260, 460)와,
    - 상기 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 송신하는 송신기(270, 480)를 포함하며, 상기 M 개의 턴-오프된 주파수 반송파는 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호의 주파수 스펙트럼에서 노치를 만들기 위해 주파수 대역 내에서 연속으로 배열되는, 직교 주파수 분할 다중 송신기.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 상호 수직인 변조된 주파수 신호를 직교 주파수 분할 다중 신호로 결합하기 위한 수단은 역 고속 푸리에 변환기(IFFT:inverse Fast Fourier transformer)(440)를 포함하는, 직교 주파수 분할 다중 송신기.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 상호 수직인 변조된 주파수 신호를 직교 주파수 분할 다중 신호로 결합 하기 위한 수단은 상기 IFFT에 의해 생성된 OFDM 송신 심볼을 직교 주파수 분할 다중 신호로 변환하도록 적응된 병렬-직렬 컨버터(450)를 더 포함하는, 직교 주파수 분할 다중 송신기.
  12. 제 9항에 있어서,
    데이터를 N 개의 주파수 반송파로 변조하기 이전에, 상기 데이터를 변조되지 않은 심볼로 매핑하도록 적응된 심볼 맵퍼(mapper)(410)를 더 포함하는, 직교 주파수 분할 다중 송신기.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 데이터를 N 개의 주파수 반송파로 변조시키기 이전에, 상기 변조되지 않은 심볼을 직렬 형식에서 병렬 형식으로 변환하도록 적응된 직렬-병렬 컨버터(430)를 더 포함하는, 직교 주파수 분할 다중 송신기.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 직렬-병렬 변환을 실행하기 이전에, 상기 데이터를 모든 L(L은 1보다 큰 정수)번째 주파수 반송파로 변조시키고, 임의의 데이터를 다른 주파수 반송파로 변조시키지 않고, 상기 다른 주파수 반송파를 턴-오프시키는 업-샘플러(420)를 더 포함하는, 직교 주파수 분할 다중 송신기.
  15. 데이터를 송신하는 방법으로서:
    - 복수의 상호 수직인 변조된 주파수 신호를 생성하기 위해 복수의 주파수 반송파로 데이터를 변조시키는 단계와,
    - 상기 상호 수직인 변조된 주파수 신호를 직교 주파수 분할 다중 신호로 결합하는 단계와,
    - 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 생성하기 위해 송신 윈도 함수와 수직 주파수 분할 다중 신호를 곱하는 단계와,
    - 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호를 송신하는 단계를
    더 포함하되, 상기 윈도된 직교 주파수 분할 다중 신호는 주파수에 있어서 간격 Δf만큼 서로 균일한 간격으로 떨어져 있는 제1 세트의 주파수 반송파와, 주파수에 있어서 동일한 간격 Δf만큼 서로 균일한 간격으로 떨어져 있는 제2 세트의 주파수 반송파를 포함하고, 상기 제1 세트의 주파수 반송파와 제2 세트의 주파수 반송파 사이에 적어도 2Δf의 노치가 존재하는, 데이터를 송신하는 방법.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 데이터를 복수의 주파수 반송파로 변조시키는 단계는:
    - 상기 데이터의 각각의 샘플을 복수의 IFFT 저장소 중 하나에 할당하는 단계와,
    - 상기 데이터 샘플에 대해 IFFT를 실행하는 단계를
    포함하는, 데이터를 송신하는 방법.
  17. 제 15항에 있어서,
    상기 데이터를 복수의 주파수 반송파로 변조시키는 단계 이전에, 데이터를 변조되지 않은 심볼에 매핑하는 단계를 더 포함하는, 데이터를 송신하는 방법.
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 데이터를 복수의 주파수 반송파로 변조시키는 단계 이전에, 상기 변조되지 않은 심볼에 대해 직렬-병렬 변환을 실행하는 단계를 더 포함하는, 데이터를 송신하는 방법.
  19. 제 18항에 있어서,
    상기 직렬-병렬 변환을 실행하기 이전에,
    - 데이터를 모든 L 번째 주파수 반송파로 변조시키는 단계와(여기서, L은 1보다 큰 정수),
    - 임의의 데이터를 다른 주파수 반송파로 변조시키지 않는 단계와,
    - 상기 다른 주파수 반송파를 턴-오프시키는 단계를
    더 포함하는, 데이터를 송신하는 방법.
  20. 제 18항에 있어서,
    윈도 함수는 체비세브 함수(Chebyshev function)인, 데이터를 송신하는 방 법.
KR1020087012691A 2005-11-30 2006-11-30 스펙트럼 애자일 무선통신을 위한 윈도된 직교 주파수 분할다중 KR20080070836A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US74128705P 2005-11-30 2005-11-30
US60/741,287 2005-11-30

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20080070836A true KR20080070836A (ko) 2008-07-31

Family

ID=37989005

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020087012691A KR20080070836A (ko) 2005-11-30 2006-11-30 스펙트럼 애자일 무선통신을 위한 윈도된 직교 주파수 분할다중

Country Status (6)

Country Link
US (1) US20100166102A1 (ko)
EP (1) EP1958411A2 (ko)
JP (1) JP2009517955A (ko)
KR (1) KR20080070836A (ko)
CN (1) CN101326784A (ko)
WO (1) WO2007063519A2 (ko)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8326227B2 (en) * 2008-06-30 2012-12-04 Futurewei Technologies, Inc. System and method for secondary communications with directional transmission
US8054742B2 (en) * 2008-08-26 2011-11-08 Texas Instruments Incorporated System and method for sidelobe suppression in communications systems
US8699882B2 (en) * 2009-01-08 2014-04-15 Ofidium Pty Ltd Signal method and apparatus
US9473969B2 (en) * 2011-10-26 2016-10-18 Nokia Technologies Oy Spectrum sensing
US8688062B2 (en) * 2012-04-09 2014-04-01 Harris Corporation Wireless communications system with interference mitigation and associated methods
CN103581092B (zh) * 2012-08-08 2016-12-21 中国移动通信集团公司 一种降低认知无线电带外干扰的方法和装置
CN109937546B (zh) 2016-11-09 2022-06-07 瑞典爱立信有限公司 用于同时的ofdma信令和非ofdma信令的链路自适应
SE2230334A1 (en) * 2022-10-17 2024-04-18 Joerntell Henrik A method for remapping a time-continuous signal to one or more time-frequency space coefficients, a transmitter, an inverse remapping unit, a receiver, a system, methods, and a computer program product therefor

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5790516A (en) * 1995-07-14 1998-08-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Pulse shaping for data transmission in an orthogonal frequency division multiplexed system
US6035000A (en) * 1996-04-19 2000-03-07 Amati Communications Corporation Mitigating radio frequency interference in multi-carrier transmission systems
US6014412A (en) * 1996-04-19 2000-01-11 Amati Communications Corporation Digital radio frequency interference canceller
US6240129B1 (en) * 1997-07-10 2001-05-29 Alcatel Method and windowing unit to reduce leakage, fourier transformer and DMT modem wherein the unit is used
US7215715B2 (en) * 2001-02-06 2007-05-08 Maxim Integrated Products, Inc. System and method of signal wave shaping for spectrum control of an OFDM signal

Also Published As

Publication number Publication date
US20100166102A1 (en) 2010-07-01
JP2009517955A (ja) 2009-04-30
CN101326784A (zh) 2008-12-17
EP1958411A2 (en) 2008-08-20
WO2007063519A3 (en) 2007-09-27
WO2007063519A2 (en) 2007-06-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8149780B2 (en) Multiplexing scheme in a communication system
KR20080070836A (ko) 스펙트럼 애자일 무선통신을 위한 윈도된 직교 주파수 분할다중
US8831122B2 (en) Systems, methods and transceivers or wireless communications over discontiguous spectrum segments
KR101653022B1 (ko) 단말 장치, 기지국 장치, 송신 방법, 수신 방법, 및 집적 회로
US20120182948A1 (en) Wireless Data Communications
EP2572468B1 (en) Orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM) communication slot structures and methods
US7995529B2 (en) System and method for cell planning in a wireless communication network
KR20090108134A (ko) 주파수 코딩을 강화한 다중반송파 변조
CN101986759A (zh) 移动台、发送方法以及移动无线通信系统
CN103607216A (zh) 无线通信方法、无线通信系统和无线发送装置
JP5167212B2 (ja) マルチキャリヤ通信方法
US6985531B2 (en) Dual domain differential encoder/decoder
JP2010505292A (ja) Ｉｅｅｅ８０２．２２ｗｒａｎ通信システムのための物理層における隣接ｔｖバンドの結合、サブキャリア割当て、データバースト定義及び拡散ｏｆｄｍａ
WO2008055442A1 (en) Waveform modulated wireless rural area network (wran) systems and modulation and multiple access techniques for wireless communication systems
US20080240032A1 (en) System and method for condensed frequency reuse in a wireless communication system
US9467394B2 (en) Time and frequency diversity modulation system and method
US8259560B2 (en) Communication system allocating pilot sub-carriers and related methods
JP4488190B2 (ja) 通信ネットワークにおいてｆｓｋシンボルを生成する方法及びｏｆｄｍ送信機
WO2007103599A2 (en) Method and apparatus for transmitting distributed-fdma and localized-fdma within a same frequency band
US20040235419A1 (en) Method and system for broadcasting information from a satellite
KR20040076438A (ko) 직교 주파수 분할 다중 시스템 기반의 멀티셀에서의부반송파 운용 방법
CN101459640B (zh) 基于子载波编码的正交频分复用超宽带通信系统及其通信方法
Vo-Huu et al. Pilotless FS-FBMC for Flexible Spectrum Access and Sharing
CN102421197A (zh) 一种协调方法、装置及用户设备

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid