JP2806587B2

JP2806587B2 - 送信機、送信方法、受信機

Info

Publication number: JP2806587B2
Application number: JP1511515A
Authority: JP
Inventors: フツシユ，イボン; エローム，フイリイツプ; ドウ・クアスノン，トウリイスタン; トウラベール，セルジユ; モニエ，ラウル; エルゴ，ステフアンヌ
Original assignee: トムソン―セエスエフ
Priority date: 1988-10-21
Filing date: 1989-10-20
Publication date: 1998-09-30
Anticipated expiration: 2013-09-30
Also published as: DE68916970D1; KR0139527B1; EP0365431A1; AU628102B2; GR3015093T3; WO1990004893A1; NO303959B1; DK174720B1; EP0439539B1; RU2101870C1; NO911483L; EP0365431B1; DK71491A; EP0439539A1; FI911914A0; ES2065409T3; AU4506989A; DK71491D0; ATE108966T1; JPH04501348A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は特に高性能な送信機と送信方法とに係わる。
また本発明は主に受信機にも係わる。

例えば電磁波のような変調波を使用して情報を送信す
ることが知られている。送信される情報のスループット
を増大させる努力が行われてきたことが知られている。
しかし、このスループットをより増大させることは、使
用される周波数帯域の増大によっては実現されない。こ
こで導波送信の場合には、例えば同軸ケーブル又は光フ
ァイバのような送信チャネルの通過帯域に起因する制限
があり、一方、空中送信の場合には、あらゆる必要を満
たすのに十分な周波数というものは存在しない。

更に、No.2,601,210号として公開される特許出願FR86
09622号は、記号Ａ（f,t）を使用する送信方法を説明
する。各々の記号は、周波数と所与の送信時間とに相当
する。送信時間が固定されていないが故に、この装置
は、スペクトル応答を約0.7bit/（Hz.s）に制限する細
密同期手段を全く使用しない。更に、No.2,604,316号と
して公開されたフランス追加証明書86 13271は、信号の
復調のために、離散フーリエ変換の計算のための装置を
使用することを説明している。この追加証明書は、更に
前記記号の間の保護期間の使用を示唆する。しかし、使
用されているチャネルの非直交性が、最善の場合でさえ
1bit/（Hz.s）にスペクトル応答を制限する。

本発明による装置の場合には、アナログ条件の下で5b
it/（Hz.s）を上回ることが可能である。

本発明は、特許86 13937号、86 13938号、86 13939
号、86 13940号、86 13941号、86 18351号、86 18352号
に説明される手段と送信方法との改善に係わる。

公知のタイプの装置では、各々の情報単位に割り当て
られた送信時間を短縮することによって、（又は、使用
可能な記号の数を増加させることによって）、情報のス
ループットを増加させる試みが度々行われてきた。この
場合には、広幅のスペクトルが発生させられ、このスペ
クトルの２次ローブが送信時に濾波されなければなら
ず、従って信号の歪みを引き起こした。周期τを有する
方形信号の場合には、多数の２次ローブを有するスペク
トルが得られる。その主ローブは2/τの幅を有する。こ
の特許の残り部分では、本出願人はこの信号の歪みを
「自己歪み」と呼ぶことだろう。

本発明による装置は、送信されるべき情報要素（記号
と呼ばれることも多い）のための長い送信期間を使用す
ることによって、前記信号の自己歪みを減少又は除去す
るという新規性の特徴を与える。高スループットを得る
ために、複数の情報要素が、直交チャネルを使用するこ
とによって同時送信される。１つの情報要素は、例えば
６ビットで構成される１つのディジタル語である。送信
チャネル当たり１つの情報要素が送信されることが有利
である。この送信チャネルの受信端における直交性が、
個々のチャネルに属する情報の分離を可能にする、個々
のチャネルの受信端における直交化は、規則正しく間隔
k/Tを置いた複数の送信周波数の選択の結果であり、前
記ｋは自然数であり、前記Ｔは有効送信期間の周期であ
る。このタイプの送信は、個々のチャネルの分離を得る
ために、受信端における同期サンプリングを前提として
いる。

本発明の主題は、主として、複数の周波数を同時に使
用する変調波の伝送のための方法である。この方法は、
周期Ｔ＋ΔＴの間にディジタル語を送信する連続ステッ
プを含み、２つの送信周波数が1/Tだけ分離され、前記
Ｔが有効送信期間であり、前記ΔＴが遷移期間であるこ
とを特徴とする。

本発明の主題は、ΔＴ＞０であることを特徴とする前
記方法でもある。

本発明の主題は、様々な周波数に対応する直交チャネ
ルを与えるために、周期Ｔの有効送信期間の間に信号の
サンプリングを受信端において行うことを可能にする同
期信号が送信されることを特徴とする前記方法でもあ
る。

本発明の主題は、ΔＴに比べてＴが大きいことを特徴
とする前記方法でもある。

本発明の主題は、使用される第１の周波数foがk/2Tに
等しく、前記ｋが正の整数又はゼロであることを特徴と
する前記方法でもある。

本発明の主題は、遷移期間の間は送信が中断されるこ
とを特徴とする前記方法でもある。

本発明の主題は、 −周期Ｔの有効送信期間の間のパターンを決定するため
のステップと、 −前記周期Ｔの送信期間のパターンの送信と、周期ΔＴ
の遷移期間の間の前記パターン送信の中断のない連続と
のステップとを含むことを特徴とする前記方法でもある。

本発明の主題は、周期Ｔの有効送信期間の各々の間に
１つのディジタル語が各周波数上において送信されるこ
とを特徴とする前記方法でもある。

本発明の主題は、周期Ｔの有効送信期間の各々の間に
おいて、１つの対「実数部、虚数部」又は［振幅、位
相」が各々の周波数において送信され、前記対が、送信
されるべき情報と一対一の等価関係にあることを特徴と
する前記方法でもある。

更に本発明の主題は、前記方法の実行を可能にするこ
とを特徴とする送信機である。

本発明の主題は、周期Ｔの有効送信期間の各々の間に
１つのディジタル語を各々の使用周波数上において送信
することを可能にする変調装置を有することを特徴とす
る送信機でもある。本発明の主題は、前記変調装置がＮ
個の変調器を有し、前記Ｎが使用周波数の数であり、前
記Ｎ個の変調器の出力が１つの合計装置の入力に接続さ
れていることを特徴とする送信機でもある。

本発明の主題は、前記合計装置が１つの対称配分トリ
ーを有することを特徴とする送信機でもある。

本発明の主題は、前記変調装置が逆フーリエ変換の計
算のための装置を有することを特徴とする送信機でもあ
る。

本発明の主題は、前記逆フーリエ変換の計算のための
装置が高速フーリエ変換（FFT）の計算のためのディジ
タル回路であることを特徴とする送信機でもある。

本発明の主題は、前記送信チャネルの１つが、ゼロ周
波数搬送波を中心とさせられることを特徴とする送信機
でもある。

本発明の主題は、前記変調装置が中間周波数において
作動することを特徴とする送信機でもある。

本発明の主題は、前記変調装置が搬送波変調のための
ディジタル装置であることを特徴とする送信機でもあ
る。

本発明の主題は、振幅Ａ及び／又は位相φに関する校
正信号を少なくとも幾つかの使用周波数上において発生
させる手段を有することを特徴とする送信機でもある。

本発明の主題は、前記送信機がディジタルデータの送
信機であることを特徴とする送信機でもある。

本発明の主題は、前記送信機がテレビ送信送信機であ
ることを特徴とする送信機でもある。

本発明の主題は、前記送信機が無線送信送信機である
ことを特徴とする送信機でもある。

本発明の主題は、信号と同期したサンプリングのため
の手段を有する受信機でもあって、この受信機は、複数
の周波数上において周期Ｔ＋ΔＴの間に送信される記号
を使用する変調波送信を復調するための手段を有し、２
つの送信周波数が1/Tだけ分離されており、前記Ｔが有
効送信期間であり、前記ΔＴが遷移期間であり、さらに
受信機が、受信信号と該受信機とを同期化することを確
保する１つのサーボ制御装置を有することを特徴とす
る。

本発明の主題は、少なくとも一部分の信号の平均出力
を検出するための装置によって制御される１つの自動利
得制御装置（AGC）を有することを特徴とする受信機で
もある。

本発明の主題は、「実数部、虚数部」又は「振幅、位
相」の対をディジタル語に変換するための、前記対の復
号手段を有することを特徴とする受信機でもある。

本発明の主題は、高速フーリエ変換（FFT）の計算の
ための手段を少なくとも１つ有することを特徴とする受
信機でもある。

本発明の主題は、前記校正信号から基準位相及び／又
は基準振幅を供給することが可能な１つのテスト装置を
有することを特徴とする受信機でもある。

本発明の主題は、送信機から生じる信号中の撹乱を補
償するための１つの等化装置を有することを特徴とする
受信機でもある。

本発明の主題は、複数のチャネルを直交化するため
の、周期ΔＴの遷移期間を使用する再直交化手段を有す
ることを特徴とする受信機でもある。

本発明の主題は、前記受信機が無線電話の受信機であ
ることを特徴とする受信機でもある。

本発明の主題は、前記受信機がテレビ送信の受信機で
あることを特徴とする受信機でもある。

本発明の主題は、その変調波が電磁波であることを特
徴とする方法でもある。

本発明の主題は、Ｎ個の直交チャネルの分離ステップ
が、信号の高速フーリエ変換（FFT）計算のためのステ
ップを含むことを特徴とする方法でもある。

本発明の主題は、Ｎ個のチャンネルで受信される信号
からテレビ信号を復元するためのステップを含むことを
特徴とする方法でもある。

本発明は、非限定的な実施例として示される以下の説
明と添付図面とによって、より良く理解されるだろう。

−図１は、スペクトル拡張現象を図解する図である。

−図２は、搬送波周波数の送信を示す図である。

−図３は、本発明による装置の作動原理を説明する図で
ある。

−図４は、本発明による装置の作動原理を説明する図で
ある。

−図５は、本発明による装置の作動原理を説明する図で
ある。

−図６は、周期又は送信期間の連鎖を説明する時間チャ
ート図である。

−図７は、本発明による装置において実行可能な符号化
の一例を説明する図である。

−図８は、本発明による送信機の一般図である。

−図９は、本発明による送信機の第１の実施例の説明図
である。

−図10は、本発明による送信機の第２の実施例の説明図
である。

−図11は、本発明による送信機の第３の実施例の説明図
である。

−図12は、図９、図10、又は図11の送信機の細部の１つ
の実施例の説明図である。

−図13は、図11の送信機の細部の１つの実施例の説明図
である。

−図14は、本発明による送信機の細部の第１の実施例の
説明図である。

−図15は、本発明による送信機の細部の第２の実施例の
説明図である。

−図16は、図13に図解された装置の細部の第１の実施例
の説明図である。

−図17は、図13に図解された装置の細部の第２の実施例
の説明図である。

−図18は、有効送信期間Ｔと所与の使用チャネル数との
場合における、コーディング状態数の関数として得られ
る情報スループットを示すグラフである。

−図19は、送信機−受信機の同期の１つのアナログ実施
例を示すグラフである。

−図20は、本発明による送信機の細部の第３の実施例の
説明図である。

−図21は、本発明による受信機の１つの実施例の説明図
である。

−図22は、本発明によるテレビ受信機の１つの実施例の
説明図である。

−図23は、本発明による装置において実行可能な等化の
１つの実施例の説明図である。

−図24は、本発明による装置において実行可能なアーキ
テクチャの説明図である。

−図25は、本発明による受信機の細部の１つの実施例の
説明図である。

−図26は、送信機−受信機の同期の１つのアナログ実施
例を示すグラフある。

−図27は、本発明による装置において実現可能な装置の
１つの実施例の説明図である。

−図28は、有効送信期間Ｔと所与の使用チャネル数との
場合における、コーディング状態数の関数として得られ
る情報スループットを示すグラフである。

図１から図28では、同一の照合番号が同一の要素を示
すために使用されている。

図１では、受信端における、限定された周期Ｔの時間
期間の間に送信される一定振幅波のスペクトルの振幅A2
を表す曲線３が示されている。曲線３はsin x/xの形を
有する。

周波数においては、主ローブの他に、中心周波数f₀か
ら離れるにつれて漸減し続ける２次ローブが送信され
る。振幅Ａは、周波数f₀に関して対称な２つの点50、51
においてゼロを通過する。ゼロ振幅の通過点は、各々規
則的に1/Tを置いて分布する。

前記スペクトルの拡張は、主に送信パルスの周期に応
じて決まる。送信パルスの周期が短い送信は、より大き
な周波数拡張を引き起こす。公知のタイプの装置では、
送信に割り当てられた限定された通過帯域を有するスペ
クトルの拡張は、信号のパルス応答の周期を長くする。
従って、パルス相互間の干渉（「記号間干渉（intersym
bol interferences）」を生じさせる。従って分離可能
な情報の量が限定される。

図2aには、瞬間16から開始する完全シヌソイドの周波
数の送信に相当する曲線が示される。信号６が、例えば
搬送波に相当することが可能である。曲線６は時間の関
数としての振幅を示す。

図2bの曲線７は、受信機によって受信される波６の、
時間の関数としての振幅を示す。受信機が送信機に対し
て固定されている限りは、受信波７は送信波６と同一の
周波数を有する。しかし振幅と位相が変化している。図
2bでは、受信の開始が照合記号17で示される。瞬間17は
瞬間16よりも遅く、この差は送信機と受信機との間の波
の伝搬時間に相当する。受信開始からほぼ２周期の後で
は、信号７は信号６と同一の形を有する。瞬間17からほ
ぼ２周期の間には、様々な撹乱を伴った信号の発生が認
められる。瞬間17からほぼ２周期の間の時間期間内の撹
乱は、主として、送信装置と受信装置によって引き起こ
される歪みと、多重エコーに起因する撹乱と、送信機の
通過帯域の制限との結果である。信号６の周波数と信号
７の周波数とが一定に保たれる限りは、その振幅と位相
の校正を行うことによって、送信情報を受信端において
復元することが可能である。例えば送信機に対して相対
的に受信機が移動することによるドップラー効果に基づ
く周波数変調のような、ある種の周波数変調は、適切な
校正によって補正されることが可能だろう。

校正を行うためには、例えば送信機と受信機との間に
生じる全ての事態が、記号の周期Ｔよりも遥かに大きな
周期に亙って安定した周波数応答を有する一種のフィル
タであると見なされる。公知のタイプの信号送信では、
前記フィルタの周波数応答を確定することが可能であ
る。例えば、逆の周波数応答を加えることによって、受
信端における送信信号の再現が行われる。

図３では、本発明による装置の作動原理を図解する図
が示される。図３では、周波数f₀を中心とする第１の曲
線31と、周波数f₀＋1/Tを中心とする第２の曲線32とが
示され、前記Ｔは有効送信期間の周期である。曲線31の
振幅Ａは点51、53においてゼロを通過する。

曲線32の振幅Ａは点52、54でゼロを通過する。

点52は、曲線31の最大振幅と曲線32のゼロ振幅とに対
応する。周波数f₀におけるスペクトルの点311は、曲線3
2に相当する信号によって撹乱されることはない。

同様に点53は、曲線32の最大振幅と曲線31のゼロ振幅
とに対応する。点53では、周波数f₀＋1/Tにおいて信号
が曲線32にだけ属している。周波数f₀と周波数f₀＋1/T
とにおけるスペクトルをサンプリングすることによっ
て、曲線31と32とに相当する周波数の完全な分離が行わ
れる。周波数f₀と周波数f₀＋1/Tとの各々において、振
幅、位相、又は、振幅／位相状態を独立的に使用するこ
とが、容易に可能である。これら２つの符号化は受信端
においては完全に独立しており且つ分離可能であり、複
数のチャネル間に全情報スループットを分配することが
可能である。

公知のタイプの装置では、送信情報スループットを増
大させるために、パルスの周期及び／又は情報の各要素
項目の送信のために割り当てられる時間は、減少させら
れた（又は、使用可能な記号の数が増加された）。

これとは対照的に、所与の情報スループットに関する
本発明による装置では、送信されるべきスループットが
複数のチャネル間に分配されることが可能である限り、
パルスの周期Ｔ及び／又は１つの情報要素項目に対応す
る有効送信期間の周期Ｔを増加させることが可能であ
る。各々の周波数に対応する要素スループットの合計を
行うことによって、全スループットが得られる。有効送
信期間の周期Ｔを増加させることによって、スペクトル
の拡張と信号の自己歪みとが減少させられる。従って図
４に図解されるように、多数の搬送波31〜3Nを使用する
ことが可能である。Ｎ個の周波数31〜3Nの使用は、通過
帯域Ｂを非常に多くの搬送波で満たすことを可能にす
る。図３の場合には、連続する曲線が、1/T毎に周波数
において分離される。従って、各チャネルのスペクトル
における極大点が、他の全てのチャネルのスペクトルの
ゼロ振幅の通過点に一致する。

図４では、曲線3iが、点５（ｉ＋１）に相当する周波
数において極大点を通過し、点5j（ｊ≠ｉ＋１）に相当
する周波数においてゼロ振幅を通過する。図４では図を
分かり易くするために、曲線31の２次ローブだけが示さ
れている。

個々の搬送波周波数に対応する各々の送信チャネル
が、各々に他のチャネルに対して別個の情報項目を搬送
する。その全スループットは、Ｎ個のチャネルのスルー
プットの合計に等しい。

チャネル数の増加は、スループットを減少させること
なしに有効送信期間の周期Ｔを増大させる。

これとは対照的にチャネル数の増加は、その送信端と
受信端とに、より大型の又はより高性能なハードウェア
を必要とする。

本発明の装置の適正な作動のためには、信号と有効部
分が受信端において安定であることが不可欠である。こ
れを実現するために、受信端においては、その間におい
て信号が定常でない可能性がある周期ΔＴの時間期間が
排除される。この時間は主として、送信機及び受信機の
パルス応答と、多重経路とに対応する。本発明の残りの
部分では、その間において信号が定常でない可能性があ
る時間期間が、周期ΔＴの遷移期間と呼ばれ、信号の定
常な部分が受信機によって利用され、この定常的部分が
周期Ｔの有効期間と呼ばれる。信号が周期Ｔ＋ΔＴの送
信期間の間に送信されることが有利である。従って、各
チャネルのスペクトルは1/Tの間隔で均等に区分されて
いるが、これらのスペクトルは、2/（Ｔ＋ΔＴ）に等し
い主ローブ幅を有する。受信端では、周期Ｔの有効期間
だけが使用され、従ってこれは図４のスペクトルの復元
を可能にする。図18には、使用可能な状態の数（即ち、
送信可能な異なる記号の数）の関数として、Ｍビット/s
におけるスループットの非限定的な例が示される。

更に符号化のビット数が横座標として示されている。
例えば４ビットにおける符号化は、2⁴＝16つの異なった
状態を与える。これらの曲線は、周期ΔＴ＝８μｓの同
一な遷移期間の場合に関して示される。

第１の曲線は、Ｎ＝64及びＴ＋ΔＴ＝16μｓの場合に
得られるスループットを示す。

第２の曲線は、Ｎ＝128及びＴ＋ΔＴ＝24μｓの場合
に得られるスループットを示す。

第３の曲線は、Ｎ＝256及びＴ＋ΔＴ＝40μｓの場合
に得られるスループットを示す。

第４の曲線は、Ｎ＝512及びＴ＋ΔＴ＝72μｓの場合
に得られるループットを示す。

図18に示されてはいないが、一定の遷移期間の場合に
は、信号の有効部分を増加させることが、スループット
を制限する飽和現象を引き起こす。図18の曲線は、8MHz
の通過帯域Ｂに対応する。

特に使用可能な通過帯域と適用条件と伝搬条件とに従
って、当業者は、チャネル数Ｎと有効送信期間Ｔとの間
の理想的な両立を求めるだろう。

そのスループットは、有効送信期間の周期Ｔに比べる
と非常に小さい周期ΔＴの遷移期間を使用することによ
って、一定の限界まで増加させられることが可能であ
る。

送信端において各チャネルの変調を行うために逆高速
フーリエ変換（FFT^-1）を使用し、且つ受信端において
は復調を行うために高速フーリエ変換（FFT）を使用す
ることが有利である。高速フーリエ変換アルゴリズムの
使用は、２の累乗に等しい数のサンプルに対する計算を
行うことを必要とする。テレビ送信の場合には、例えば
256、512、1024、又は、2048個のチャネルが使用され
る。しかし、各々のチャネルが各々に１つの情報項目を
送信する必要はない。

受信端においては、各々の有効送信期間Ｔ毎に、周波
数31〜3Nの各々に対応する位相と振幅とが測定されるこ
とが有利である。同期サンプリングが、信号から情報項
目を抽出するために使用される。

情報項目を表わす振幅は、周期Ｔ又はＴ＋ΔＴの送信
期間の周期全体に亙って一定であり、情報項目を表わす
位相は、位相基準に対する位相移動に相当する。

本発明送信機によって送信される波の受信に使用され
る受信機は、本特許出願と同時に本出願人によって出願
され且つ本特許出願番号に後続する番号を有するフラン
ス特許出願の中で説明されている。

大きな情報スループットを得るためには、近接した位
相と振幅とを識別することと、各チャネル毎に位相及び
振幅の基準を使用することが可能であることが必要であ
る。振幅と位相とに関するこの基準は、送信機から受信
機に向けて周期的に送信される基準信号によって与えら
れることが有利である。基準信号の反復の周波数は、伝
搬条件と局部発振器との安定性に応じて決まる。

本発明による装置の第１の変形例では、位相及び振幅
の基準信号は、周期Ｔ又はＴ＋ΔＴの時間期間の全ての
周波数31〜3Nにおいて周期的に送信される。しかし校正
信号の頻繁な送信は、有効送信情報のスループットを減
少させるということが留意される必要がある。

本発明による装置の有利な変形例では、少数の校正信
号だけが周期的に送信されるにすぎない。有利にはこれ
らの信号が周波数31〜3Nに対して配分され、その他の周
波数の係数が、例えば、補間法による計算によって決定
される。

更に一般的には、校正信号が、時間的に及び／又は個
々のチャネルに対して配分されることが可能である。

例えば、テスト信号が周期的に送信されることが可能
であり、各々の送信が別々のチャネル上で行われること
が可能である。例えば、前記テストに割り当てられたチ
ャネルの円順列が行われる。例えば、時間による及び／
又は周波数に基づく補間法によって、送信媒体のパルス
応答が全てのチャネルに関して推定される。各チャネル
に加えられる振幅及び位相の補正のマトリックスが、こ
のようにして推定される。

例えば大気条件における変動（更にはその局所的な変
動）に起因するような、送信媒体のパルス応答の変動
を、校正によって補償することが非常に重要である。

こうした媒体のパルス応答が、例えば、行われるべき
補正のフーリエ変換を計算することによって決定され
る。

１つの実施例では、８レベルにおける１つのチャネル
が、全チャネル31〜3Nの振幅Ａと位相との校正に使用さ
れる。そうしたタイプの装置では、周期Ｔの有効送信期
間の各々において校正を行うか、又は前述の実施例の場
合のように、校正のためだけに特定の送信期間を使用す
ることが可能である。安定したタイムベースを使用する
ことによって同期が維持される。

校正に使用されるチャネル数及び／又は周期数は、補
正可能であることが望まれるエラーと、情報送信に悪影
響を与える恐れのある撹乱とに基づいて決定される。例
えば無線電話又は航空期間の通信の場合のような、送信
機同士が相互的に移動する場合のトップラ効果による周
波数移動を補償するためには、こうした校正はより頻繁
に行われなければならないだろう。

第１のチャネルと最後のチャネルは、特に送信機のフ
ィルタと受信器のフィルタとによって撹乱される可能性
がある。図５に示されるように、第１のチャネルと最後
のチャネルとが情報送信に使用されないことが有利であ
る。例えば、第１のチャネルと最後のチャネルとによっ
ては何も送信されず、又は、第２のチャネルの送信が第
１のチャネル上で反復され、最後から２番目のチャネル
の送信が最後のチャネル上で反復される。

図６では、連続した送信期間８の連鎖の様々な例が示
される。

図6aには有効送信期間８が示されている。各々の有効
送信期間８の間には、送信出力の低減をもたらすことの
ない遷移期間81が位置する。例えば、対応する有効送信
期間の最後に送信される信号は、遷移期間81の中で送信
される。送信出力の低減がないということは、送信器の
増幅器を最も有効に使用することを可能にする。

図6bでは、遷移期間によって区分されることがない一
連の有効送信期間８が示される。この事例は最大情報ス
ループットに相当する。これは撹乱が生じた場合に送信
の信頼性が劣るというという欠点を有する。この変形例
は、例えばケーブル送信に使用されるだろう。

図6cでは、遷移期間81によって区分された一連の有効
送信期間８が示され、この遷移期間81の間では、変調波
の送信が中断される。従ってエネルギー節約が得られ
る。

送信期間81のタイプと周期との選択は、使用されるハ
ートウェアと、望まれる送信及び受信条件とによって決
まる。例えば大きな多重エコーが予想される場合には、
より長い遷移期間を使用することが好ましいだろう。遷
移期間81の長さは、例えば、適正な受信を得ることを確
実にすることが望まれるより劣悪な条件から決定され
る。例えば、600mの最大距離から到達する多重エコーを
取り除くことが可能であることが望ましい場合には、
（例えば電磁的な）前記エコーの伝搬時間に相当し且つ
恐らくは例えば４μｓといった前記エコーのパルス応答
の減衰に相当する時間の遷移期間81が使用される。

図７では、本発明による装置で実行されることが可能
な情報符号化の一例が示される。このタイプの符号化
は、特許出願 FR 86 13937号、FR 86 13938号、FR 86
13939号、FR 86 13940号、FR 86 13941号、FR 86 18351
号、FR 86 18352号において説明されている。このタイ
プの符号化では、複素平面内の振幅と位相が、各々のデ
ィジタル語と関連付けられる。この「振幅、位相」の対
は、信号の実数部及び虚数部と同等である。図解された
例では、前記「振幅、位相」の対14は、同心円150、16
0、170、180の上に規則正しく分布させられる。図７に
図解された例では、５ビットによる符号化に相当する、
32個の様々な値が使用される。例えば２、３、４、６、
又は、７以上の様々な数のビットによる符号化は、本発
明の範囲から逸脱するものではないということが理解さ
れなければならない。同一のディジタル語に相当する点
13を中心とする円形13の寸法は、一定の不精確性を許容
することが可能である。円形13の直径が大きければ大き
いほど、エラー率が低くなるだろうが、しかし異なった
値を有することはより困難になるだろう。図７に図解さ
れた例では、円150、160、170、180は、各々にである直径ρ１、ρ２、ρ３、ρ４を有し、送信機の出
力は１に正規化される。図７の例では、受信端における
エラー発生の可能性を低減させるために、円形13が最大
限度まで拡大される。従って連続的な円の各々の上にお
いては、点14が先行の円の点14の二等分線の上に位置さ
せられる。図７の配置は非限定的な例として示されてい
るにすぎないことが理解されなければならない。例え
ば、長方形上の又は（例えば対数の又はアルキメデスの
渦巻き線のような）渦巻き線上の点14の分布は、本発明
の範囲から逸脱しない。同様に他の何れのタイプの符号
化も使用可能であり、符号化のタイプは、送信されるべ
き情報のスループットと情報項目の性質とによって決ま
る。符号化は、その望ましい適用に応じて、アナログで
あってもディジタルであってもよい。

本発明による装置では、伝送媒体のパルス応答の解析
を行うことが可能である。その適用に従って、実時間解
析又は遅延解析（deferred analysis）を使用すること
が可能である。

この解析は、例えばローカル計算機網もしくはローカ
ル電話網において、又は指向性無線リンクにおいて、局
所的な条件に送信標準を適合させることを可能にする。

例えばローカルネットワークにおいては、そのネット
ワークの各々の再構成において解析を行うことが可能で
ある。ケーブル内での反射を排除するためには、（合計
周期ΔＴの）遷移期間の各部分が、これらの反射が最大
である瞬間に配置されることが可能である。

指向性無線リンクでは、媒体のパルス応答の実時間解
析を行うために、及び媒体の撹乱によって許容される最
大限度のスループットを得るように送信を適合化させる
ために、例えば１つのコンピュータが使用される。例え
ばこのコンピュータは、許容されるエラー率を上回るこ
となく遷移期間の周期ΔＴを減少させることが可能であ
る時に、遷移期間の周期ΔＴを減少させる。１つの変形
例では、前記コンピュータは、複数の使用可能な送信手
段の中から１つの送信手段を選択する。

図８では、本発明による送信器の１つの実施例の一般
図が示される。この送信機は、１つの符号化装置70と１
つの変調装置90とを有する。

前記符号化装置70は、送信されるべき情報を情報源73
から受け取る。この情報源は、例えば、テレビカメラ、
マイクロホン、ビデオレコーダ、テープレコーダ、テレ
ビコントロールルーム、コンピュータ、電話交換機、デ
ータ収集装置、無線電話、電話であり、更にはレーダ、
ソーナ及び／又はセンサと組み合わされた情報源である
ことが可能である。本発明による送信機は、情報源73と
符号化装置70との間に、望ましい修飾が行われることを
可能にする情報処理のための装置700を有することが有
利である。例えば、この情報処理装置は、例えは冗長な
情報を排除することによって情報スループットを減少さ
せる公知タイプの装置を含む。装置700は、送信される
べき情報項目を含み且つその時間的積分がホワイトノイ
ズに相当する信号を与える、公知タイプの信号をスクラ
ンブルするための装置を有することが有利である。一方
では本発明による装置が大きな情報スループットの送信
を可能にし、他方では様々なタイプの情報を同時に又は
時分割多重方式で送信することが可能である場合は、複
数の情報源73を前記符号化装置70に同時に接続すること
が可能である。符号化装置70は、最善の性能を得るため
に又は確立された送信標準に適合するために符号化を行
う。処理された情報の項目が、符号化装置70から変調装
置90へ送信される。変調装置90は、例えば図４に示され
るように複数の搬送波の同時変調を可能にする。変調装
置90によって変調される信号は、増幅器77によって増幅
され、例えばアンテナ40によって送信されるか、又はケ
ーブル400の中に送り込まれる。必要に応じて、高周波
数搬送波の変調が送信の前に行われる。

Ｎ個の独立したチャネルが送信される場合は、様々な
チャネルの別々の増幅を行うことが可能である。

図９には、変調装置90と合計装置76との間に配置され
た複数の増幅器77を有する、本発明による送信器の１つ
の実施例が示されている。各々の増幅器77が、各々１つ
のチャネルに対応することが有利である。しかし複数の
増幅器77を各チャネルに割り当てること、又はこれとは
対照的に、複数のチャネルに対し単一の増幅器を使用す
るために、変調装置90からの出力において複数のチャネ
ルの部分合計を行うことが本発明の範囲から逸脱するこ
となしに可能である。

複数の増幅器77の使用には、特にトランジスタ増幅器
が適している。実際では望ましい出力を得るために、複
数のトランジスタ使用モジュールによって供給される出
力の合計を使用することが知られている。

図10には、本発明による送信機の第１の実施例が示さ
れている。図10に示される実施例では、送信されるべき
信号がテレビカメラ71、マイクロホン72、及び／又は、
他の情報源73によって供給される。情報源71、72、及び
／又は73は、情報処理装置700に接続されている。符号
化装置70は、１つの複合ディジタル／信号変換装置に接
続されている１つの波形整形回路を有する。変調装置90
は、合計装置76に接続された、照合記号91〜9Nで示され
る一組のＮ個の変調器を有する。信号合計装置76は、例
えば、１つの対称配分トリー760を有する。変調装置90
は増幅装置77に接続され、増幅装置77は送信アンテナ40
及び／又は搬送ケーブル400に接続されている。増幅装
置77は、送信標準を満たすために必要な複数の周波数上
昇装置を備えることが可能である。

波形整形装置74が、情報源71〜73から来る信号を望ま
しい波形に整形する。例えば、整形装置74は、様々な情
報源の多重化を行い且つ連続した数を供給する。整形装
置74は、複数のサンプリング回路と、複数AD変換回路
と、及び／又は、複数のマルチプレクサとを含む。ディ
ジタル装置の場合には、整形装置74の計算能力は、主と
して望ましい情報スループットによって決まる。例え
ば、複数の言語における高忠実度ステレオ音声と、ディ
ジタル情報とを伴った高品位ディジタルテレビ送信は、
例えば、ステレオ音声無線電話送信よりも遥かに高いス
ループットを必要とするだろうし、又は無線電話送信よ
りも更に遥かに高いスループットを必要とするだろう。

例えば図７に示されるような「振幅、位相」対、又は
信号からの「実数部、虚数部」対が送信されることが有
利である。ディジタル変換複合信号のための装置75は、
整形装置74から供給されるディジタル語から、信号から
の「実数部、虚数部」対又は「振幅、位相」対を発生さ
せ、それらを個々の変調装置91〜9Nの間に配分する。合
計装置76は、送信に必要な周波数31〜3Nを有する合成信
号を、前記増幅装置77の入力に供給する。周波数31〜3N
は変調周波数である。従って変調装置90の段階におい
て、又は増幅装置70の段階において、送信周波数を上昇
させることが可能である。例えば高周波数搬送波上を搬
送される合成信号は、アンテナ40によって送信される
か、又はケーブル400の中に送り込まれる。

図11では、本発明による送信機の第２の実施例が示さ
れる。図11の装置は、変換装置75の出力と増幅機77の入
力との間に、直列に接続された信号の再配列のための装
置78と、逆フーリエ変換の計算のための装置190と、信
号のシリアル化のための装置301と、搬送波信号発生の
ための装置302とを有する。送信されるべき合成信号の
変調は、逆フーリエ変換を計算することによって得られ
ることが可能である。

離散逆フーリエ変換を計算することが可能なコンピュ
ータ190が使用されることが有利である。

逆高速フーリエ変換（FFT^-1）計算回路が使用される
ことが有利である。逆高速フーリエ変換アルゴリズムの
使用は、チャネル数Ｎが２の累乗であることを必要とす
る。しかし、チャネル全てが情報を搬送する必要はな
い。

前記信号の変調を行うための、離散逆高速フーリエ変
換アルゴリズムの使用の可能性が次のように説明され
る。

Ｎ個の周波数f₀、f₀＋1/T、f₀＋2/T、f₀＋3/T、……f
₀＋k/T、……、f₀＋（Ｎ−１）/Tを、周期Ｔの時間期間
の間に振幅変調及び／又は位相変調させるとしよう。こ
れらのＮ個の変調搬送波は、 Sk（ｔ）＝Ak exp （ｊ（２¶（f₀＋k/T）ｔ＋ｋ））であり、前式中で、ｋが、０〜Ｎ−１の間の整数であり、 Akが、順位ｋの搬送波の振幅であり、ｔが、時間であり、 ψｋが、順位ｋの搬送波の位相である。

送信される位相値の基準が時間周期Ｔの開始時に採ら
れると仮定する。

信号Sk（ｔ）とSk′（ｔ）とは、これらが次の直交性
条件を満たす時には、独立しており且つ完全に分離可能
である。

従って、Ｉが整数である時に４π f₀T＝2Iπであるな
らば、直交性条件が満たされ、このことは、 f₀＝I/2T、周波数f₀＝−（N/2−１）Ｔ＝（２−Ｎ）/2Tをとるこ
と、Ｂが通過帯域である時に、サンプリング周波数f₀＝N/
T＝Ｂにおいて信号Sk（ｔ）のサンプリングを行うこと
と同等である。

Sk(ｎ)＝Ak exp j(２¶((２−Ｎ)/2T＋k/T)nT/N＋ｋ) ＝Ak exp j（２¶（ｎ（２−Ｎ）/2N＋nk/N）＋ｋ）変調された信号Ｘは、次のように記述されることが可
能である。

ｋが０〜（N/2）−２の間であり、即ち、ｋ′が（N/
2）＋１〜Ｎ−１の間である場合に、ｋ′＝ｋ（N/2）＋
１とし、及び、ｋが（N/2）−１〜Ｎ−１であり、即
ち、ｋ′が０〜N/2の間にある場合に、ｋ′＝ｋ−（N/
2）＋１とする。

with Bk′＝Ak′＋（N/2）−１ θｋ′＝θｋ′＋（N/2）−１ for ｋ′＝0,...,N/
2 Bk′＝Ak′−（N/2）−１ for ｋ′＝N/2＋1,...N
−１ θｋ′＝ｋ′−（N/2）−１である。

｛Ｘ（ｎ）｝は、Ａ（（N/2）−１）exp（ｊφ（N/2）
−１）、……、AN−lexp（ｊφ（Ｎ−１））、……、Ao
exp（ｊφ 0）、……、Ａ（（N/2）−２）exp（ｊφ
（N/2）−２）の離散逆フーリエ変換（DFT^-1）である。

同様に、受信端では、離散フーリエ変換（DFT）を行
うことによって信号の復調を行うことが可能である。

本発明は、信号の変調を行うための逆フーリエ変換の
使用に限定されない。周波数変域を時間変域に変換する
他のアルゴリズムが実行可能である。

シリアル化装置301が、信号発生装置302に一連のディ
ジタル値を供給することが有利である。このシリアル化
装置301は、遷移期間を発生させるように、特定のディ
ジタル値を反復することが有利である。周期Ｔの遷移期
間の間に、前記遷移期間の後に続く周期Ｔの有効送信期
間の最後部が再送信されることが有利である。

図6cに図解される信号に対応する変形例では、シリア
ル化装置301は遷移期間の周期ΔＴの間に「０」を供給
する。

このシリアル化装置は、記憶手段とマルチプレクサと
を有する。

例えば複数のフーリエ変換計算装置を使用するホモダ
イン信号の発生のような、信号発生の他の変形例は本発
明の範囲から逸脱しないということが理解されなければ
ならない。

図12では、ディジタル語を複合信号に変換するための
装置75の１つの実施例が示される。装置75は、永久記憶
能力を有する装置の中に格納された２つの変換表750を
有する。例えば、読出し専用記憶装置、プログラム可能
な読出し専用記憶装置、消去可能なプログラム可能読出
し専用記憶装置、電気的に消去可能なプログラム可能読
出し専用記憶装置、又は、セーフガード付きランダムア
クセス記憶装置（ROM、PROM、EPROM、EEPROM、又はRA
M）タイプの永久記憶装置が使用されている。変換され
るべきディジタル語は、前記表750内のアドレスに対応
し、振幅値又は信号の実数部が、第１の表750内のこの
アドレスに格納され、位相値又は信号の虚数部が第２の
表に格納されている。前記２つの表が必ずしも２つのメ
モリボックスに相当しなくてもよいということが理解さ
れるべきである。例えば、使用される記憶回路の望まし
い分解能と容量とに応じて、十分に大きい記憶容量を有
する単一のメモリボックスを使用することが可能であ
り、又は２つ以上のメモリボックスが使用されることが
可能である。

図13では再配列装置78が示されている。この再配列装
置78は、記憶能力を有する装置781と、マルチプレクサ7
82と、シーケンサ784とを有する。記憶能力を有する装
置781は、マルチプレクサ782に接続されている。シーケ
ンサ784は、制御ライン785を経由して記憶能力を有する
装置781に接続され、制御ライン786を経由してマルチプ
レクサ782に接続されている。再配列装置78は、処理さ
れるべきデータを計算装置190に適合した形式にするこ
とを可能にする。データの再配列は、特に、例えば高速
フーリエ変換の計算のために使用される回路に関するモ
デルに応じて決定される。シーケンサ784は、図13には
示されていない計算回路によって処理されるべきディジ
タル語及び／又は、ディジタル語内ビットの順序を再配
列することを可能にする。シーケンサ784は、ライン785
を経由して、記憶能力を有する装置781にアドレスと制
御信号とを供給する。シーケンサ784は、ライン786によ
ってマルチプレクサ782に制御信号を供給し、マルチプ
レクサ782の様々な位置間のスイッチングを可能にす
る。マルチプレクサ782は、例えば、２つのメモリバン
クと１つのゼロ発生器787との間の選択を可能にする３
位置マルチプレクサである。ゼロ発生器787は、例えば
逆フーリエ変換によって、信号発生のために必要なゼロ
を発生させることを可能にする。

逆フーリエ変換の発生のために必要なゼロは、記憶能
力を有する装置781内に格納されている。これらのゼロ
は、マルチプレクサ782に接続された、記憶能力を有す
る装置781の特別な接続部から、又はシーケンサ784によ
って行われる記憶能力を有する装置891のアドレス指定
によって送信される。

必要に応じて再配列装置78は、例えば離散フーリエ変
換の計算回路の入力信号に、その装置78の出力信号を適
合させることを可能にするインターフェース783を有す
る。

図16では、図13の記憶能力を有する装置781の１つの
実施例が示される。図16に示される実施例では、記憶能
力を有する装置781は、４つのメモリバンク7811、781
2、7813、7814を有する。各々のメモリバンクは、例え
ばシーケンサ784から読出し／書込み命令R/Mを受け取
る。例えば7811、7812のような２つのメモリバンクが、
読出しモードにあり、これと同時に、例えば7813、7814
のような２つのメモリバンクが書込みモードにある。従
って到着する信号が、これらの信号の再読出しのために
必要な順序で、１つのメモリバンクの中に書込まれるこ
とが可能である。第２のメモリバンクの同時再読出し
が、前記計算回路に対して必要なディジタルデータを供
給することを可能にする。

図17では、記憶能力を有する装置781の第２の実施例
が示される。図17の記憶能力を有する装置781は、２つ
のメモリバンク7811、7812だけを有する。この場合に
は、シーケンサ784は、１つのダイレクトメモリアクセ
ス（DMA）シーケンサである。従ってこれらの２つのメ
モリバンクは、データの同時読出し／書込みを可能にす
る。

図16と図17との場合には、直角位相データの実数成分
Ｉと虚数成分Ｑとが同時に供給される。

本発明による装置では、様々な周波数における信号の
変調を使用することが可能である。例えば高周波数電磁
波を使用する場合には、図15に示されるように、直接的
に送信搬送波上において信号を変調することが、即ち送
信周波数において信号を変調することが可能であり、ま
た図14に示されるように、中間周波数において変調を行
うことが可能であり、又は基底周波数上における変調を
行うことが可能である。

基底帯域上における変調は、必然的にＩとＱとに関し
て行われる。これとは対照的に、中間周波数において又
は送信搬送波上においては、図20に図解されるように変
調が実際の信号から行われることが可能である。

図20の装置は、AD変換器3211と、低域フィルタ3209
と、混合器3201と、フィルタ3022と、混合器3204と、フ
ィルタ3205とを有し、これらは直列に接続されている。
混合器3201と3204の第２の入力は、図20には図解されて
いない複数の局部発振器に接続されている。

図14では、送信されるべき信号の発生のための装置30
2の第２の実施例が示される。

装置302は、第１の混合器3201と第２の混合器3207と
を有し、これらの混合器は両方とも１つの合計装置3023
に接続されている。合計装置3023の出力は第３の混合器
3204の第１の入力に接続される。

混合器3207の第２の入力は、中間周波数を発生させる
局部発振器3305の出力に接続されている。混合器3201の
第２の入力は、π/2の位相シフトを含む装置3208を経由
して、局部発振器3305の出力に接続されている。従っ
て、直角位相成分ＩとＱの周波数が上昇させられ、信号
が合計装置3023によって復元される。

混合器3204の第２の入力が局部発振器3306に接続さ
れ、この局部発振器3306の振動周波数は局部発振器3305
の振動周波数よりも高い。

これら２つの発振器3305と3306は、図示されていない
単一のタイムベースによって同期化されることが有利で
ある。局部発振器3305と3304は、受信端において信頼性
のある構成を可能にするのに十分なだけ安定している。

タイムベースは、信号をサンプリングするための装置
と同期化されていることが有利である。

１つの変形例では、装置302はディジタル装置であ
る。

図14に図解される変形例では、装置302はアナログ装
置であり、従って装置302は、その入力端にAD変換器321
1と3212とを有する。変換器3211と3212は、混合器3201
と3207の各々の第１の入力に接続されている。低域フィ
ルタ3209と3210の各々は、AD変換器3211及び3212の出
力、混合器3201及び3207の入力との間に配置されてい
る。フィルタ3209と3210は、AD変換器3211及び3212によ
って発生される高周波成分を除去することを目的とす
る。

混合器3201、3207、3204の出力には、これらの混合器
の出力に含まれるスペクトルの望ましい部分を選択する
ことを目的とするフィルタ3022、3206、3205が各々に配
置される。

図15では、単一の周波数上昇段を有する装置302の１
つの変形例が示される。図15の装置302は、第１の混合
器3201と第２の混合器3207とを有する。混合器3201と32
07との出力は、帯域フィルタ3022と3206を経由して、合
計装置3203の入力に接続されている。図15に図解される
アナログ実施例では、混合器3201と3207との第１の入力
は、フィルタ3209と3210を経由して、AD変換器3211と32
12との出力に接続されている。

本発明による送信機は、受信端において受信機のタイ
ムベースを送信機のタイムベースと正確に同期させるこ
とを可能にするコーディング信号を送る。従って、良好
な時間分解能及び／又は位相分解能を得ることが可能で
ある。

図19に図解される実施例では、アナログ同期が使用さ
れる。図19に図解される実施例では、一組の変調信号30
00がＮ個のチャネル上を送信され、そのスペクトルは実
質的に、通過帯域Ｂに等しい周波数幅f1と、帯域Ｂの内
側の信号の平均振幅A2に相当する高さAmとを有する長方
形である。Amよりも著しく大きい振幅AMを有する２つの
周波数f_Aとf_Bが送信される。例えばAMはAmより12dBだけ
大きい。従って受信端においては、周波数f_Aとf_Bとを知
ることによってf_Aとf_Bとを分離することが可能である。
一方では、周波数f_Aとf_Bとを知ることによって、他方で
は、受信端におけるこれらの周波数の差を知ることによ
って、時間基準がそれから抽出されることが可能な周波
数基準が得られる。受信端においては、例えば周波数f_A
とf_Bとに１つの混合器の中でうなりを生じさせることに
よって、差f_A−f_Bが得られる。

本発明による装置の１つの実施例では、Ｂは8MHzに等
しく、f_Aはf_Bから5MHzだけ分離される。

図21では、本発明の受信器の１つの実施例の説明図か
示される。図21に図解される実施例は、受信アンテナ40
と、増幅器603と、混合器41と、帯域フィルタ42と、可
変利得増幅器604と、混合器4817と、低域フィルタ4818
と、AD変換器4819と、再直交化装置482と、復調装置48
と、局部発振器250と、自動利得制御装置605と、局部発
振器491と、サーボ制御装置49と、解析回路601と、決定
回路602と、処理装置45と、信号利用装置46とを有す
る。

アンテナ40は増幅器603の入力に接続されている。増
幅器603の出力は、混合器41の第１の入力に接続されて
いる。混合器41の出力は、帯域フィルタ42の入力に接続
されている。帯域フィルタ42の出力は、増幅器640の入
力に接続されている。増幅604の出力は、一方では、混
合器4817の第１の入力に接続され、他方では、自動利得
制御回路605の入力に接続されている。自動利得制御回
路605の出力は、増幅器604の利得制御入力に接続されて
いる。混合器4817の出力は、低域フィルタ4818の入力に
接続されている。低域フィルタ4818の出力は、AD変換器
4819の入力に接続されている。AD変換器4819の出力は、
再直交化装置482の入力に接続されている。再直交化装
置482の出力は、復調装置48の入力に接続されている。
復調装置48の出力は、一方では、解析回路601の入力に
接続され、他方では、サーボ制御装置49の入力に接続さ
れている。解析回路601の出力は、判断装置45の入力に
接続されている。決定装置602の出力は、情報処理装置4
5の入力に接続されている。情報処理装置45の出力は、
信号利用装置46の入力に接続されている。サーボ制御装
置49の第１の出力は、AD変換器4819と、再直交化装置48
2と、復調装置48と、解析回路601と、決定装置602とに
接続されている。サーボ制御装置49の第２の出力は、局
部発振器491に接続されている。サーボ制御装置49の第
３の出力は、局部発振器250に接続されている。

アンテナ40は、送信機から来る高周波信号を受信す
る。

増幅器603は、アンテナ40によって捕捉された信号を
増幅する。局部発振器250によって供給される高周波信
号と共にうなりを生じさせることによって、混合器41は
受信信号の周波数を低下させる。

この信号はフィルタ42によって濾波される。フィルタ
42は、受信されることが求められる信号に対して異質で
ある信号を取り除くことを可能にする。フィルタ42は、
表面音響波（SAW）フィルタであることが有利である。

増幅器604は、次能利得回路605の制御の下で、中間周
波数信号の増幅を行う。自動利得回路605は、増幅器604
の出力において信号を捕らえる。十分に長い時間周期に
亙っての積分が、受信の最適化を可能にする増幅器604
に対する制御信号の計算のための、信号の振幅の平均値
を与える。

混合器4817は、局部発振器491によって与えられる信
号と増幅器604によって増幅される信号との間のうなり
を発生させる。混合器4817は低い搬送波レベルで信号を
配送する。フィルタ4818は、スペクトルの望ましい部分
を選択する。

AD変換器4819は、信号のディジタルサンプリングを行
う。

大きな情報スループットを得ることが可能であるため
には、種々のチャネルに属する信号を完全に分離するこ
とが非常に重要である。再直交化回路482が、チャネル
間のクロストークの除去を可能することが有利である。
こうしたクロストークは、例えば、信号の一部分を遅延
させる多重エコーの結果である可能性がある。そうした
信号は、特に、後続のパターンの受信の間に受信器に到
着する。再直交化装置482は、パターン変化検出回路を
有する。例えば、それは、周期Ｔだけ遅延された信号か
ら信号を減算するための手段を有する。周期Ｔ＋ΔＴの
単一の送信期間の中で２つのサンプルが採取される場合
は、これらのサンプルの差は概ね一定である。このこと
は、最も遠い多重エコーの到着時間によって減少させら
れる、周期ΔＴの間の送信期間の各々に当てはまる。こ
れとは対照的に、この差内の急激な変動は、２つのサン
プルがもはや同一の送信期間に属していないということ
を示す。従って２つのサンプルの差から、送信期間変化
の瞬間と、従って送信期間の同期化（パケット同期とも
呼ばれる）の瞬間とが測定される、クロストークを引き
起こす危険性がある多重エコーから生じる信号は、図6a
に図解される実施例の場合には除去され、又は、図6cに
図解される実施例の場合にはコヒーレントなモードで先
行のパターンに加えられる。第１の場合には、送信期間
の周期ΔＴは、除去されることが望ましい多重エコーの
伝搬周期よりも大きいことが有利である。多重エコーの
除去は、例えば、周期ΔＴの遷移期間81の間で受信信号
を無視することによって行われる。

第２の場合には、遷移期間の間に到着する信号が拾い
上げられ、対応する有効送信期間の開始部分に加えられ
る。この後者の実施例は、復調装置48による先行パター
ンの処理の前に、この先行パターンの記憶を可能にする
遅延手段を必要とする。

復調装置48は、個々のチャネルに属する信号分離を行
う。図に図解される実施例では、その処理はディジタル
である。例えば、離散フーリエ変換の計算のための装置
が使用される。高速フーリエ変換（FFT）の計算のため
の装置が使用されることが有利である。しかし、例えば
周波数混合器列の使用によって1/Tだけ分離されるアナ
ログ分離は、本発明の範囲から逸脱しない。

復調された信号は、一方では解析回路601に供給さ
れ、他方ではサーボ制御装置49に供給される。

この解析回路601は、送信器から受信した校正信号又
はテスト信号に基づいて、受信信号の解析と、受信信号
の等化及び校正とを行う。

サーボ制御装置49は、受信機の個々の段の間の同期化
と、受信機と送信機との間の同期化とを行う。特にサー
ボ制御装置49は、局部発信器250と491とに対して同期信
号を供給し、これらの発信器の経時的に安定した作動を
可能にする。更にサーボ制御装置49は、サンプリング周
波数を、AD変換器4819と、再直交化装置482と、復調信
号48と、解析回路601と、決定装置602とに供給する。

解析回路601によって正規化された信号は、決定装置6
02に供給される。

決定回路602は、図７のどの点14が関与させられるか
を、従って「信号の実数部、信号の虚数部」対又は「振
幅、位相」対の何方の対が関与させられるかを決定す
る。決定装置602は、前記対の各々に１つのディジタル
語を関連付ける。

本発明による受信機は、例えば処理装置45のような他
の装置を有する。処理装置45は、必要とされる処理を信
号に対して行う。例えばテレビ受信機では、処理回路45
は、ディジタル信号から画像と音声を復元する。画像圧
縮アルゴリズムが送信端において使用される場合は、処
理装置45が画像圧縮解除されたアルゴリズムを使用する
ことが有利である。

情報処理装置45は、信号利用装置46に接続されてい
る。信号利用装置46は、受信された信号の利用を可能に
する。信号利用装置のタイプは、主に使用されている受
信機のタイプによって決定される。例えばテレビ信号送
信の場合には、特に陰極線管又はフラットスクリーンと
ラウドスピーカとが使用されるだろう。電話データの送
信の場合には、その信号利用装置は、例えば電話交換機
又は電話である。データ送信の場合には、信号利用装置
46は、処理されるべきデータ又は記憶されるべきデータ
を受け取るコンピュータであることが可能である。

図22では、本発明による受信機の１つの実施例が示さ
れ、この受信機は、低い搬送波に関して、直角位相にお
ける信号の実数部のための処理チェーンと、前記信号の
虚数部の処理チェーンとを有する。

図22の装置は、受信アンテナ40と、増幅器603と、混
合器41と、帯域フィルタ42と、可変利得増幅器604と、
自動利得制御回路605と、混合器4817と、混合器4814
と、低域フィルタ4818と、低域フィルタ4815と、AD変換
器4819と、AD変換器4816と、再直交化装置4821と、再直
交化装置4822と、復調装置48と、解析回路601と、決定
回路602と、情報処理装置45と、ディスプレ装置462と、
音声録音装置461と、サーボ制御装置49と、π/2移相器4
813とを有する。

アンテナ40は増幅器603の入力に接続されている。増
幅器603の出力は、混合器41の第１の入力に接続されて
いる。混合器41の出力は、帯域フィルタ42に接続されて
いる。帯域フィルタ42の出力は、増幅器604の入力に接
続されている。増幅器604の出力は、自動利得制御回路6
05の入力に接続され、混合器4817の第１の入力に接続さ
れ、且つ混合器4814の第１の入力に接続されている。自
動利得制御回路605の出力は、増幅器604の第１の利得制
御入力に接続されている。混合器4817の出力は、低域フ
ィルタ4818の入力に接続されている。混合器4814の出力
はフィルタ4815の入力に接続されている。低域フィルタ
4818の出力は、AD変換器4819の入力に接続されている。
低域フィルタ4815の出力は、AD変換器4816の入力に接続
されている。AD変換器4819の出力は、再直交化装置4821
の入力に接続されている。AD変換器4816の出力は、再直
交化装置4822の入力に接続されている。再直交化装置48
21、4822、の出力は、復調装置48の入力に接続されてい
る。復調装置48の出力は、解析回路601の入力と、サー
ボ制御装置49の入力とに接続されている。解析回路601
の出力は、決定装置602の入力に接続されている。決定
装置602の出力は、情報処理装置45の入力に接続されて
いる。情報処理装置45の出力は、例えばディスプレ装置
462と音声録音装置461とのような信号利用装置に接続さ
れている。サーボ制御装置49の第１の出力は、AD変換器
4819及び4816と、再直交化装置4821及び4822と、復調装
置48と、解析回路601と、決定装置602とに接続されてい
る。この出力はサンプリング周波数を供給する。図22に
図解される実施例では、うなり周波数が、サーボ制御装
置49の出力の経由して直接的に供給される。高周波出力
が混合器41の第２の入力に接続されている。中間周波数
出力が、π/2移相器4813の入力と、混合器4817の第２の
入力とに接続されている。移相器4813の出力は、混合器
4814の第２の入力に接続されている。図22に図解される
装置では、直角位相における信号の実数部と虚数部が処
理される。従って、情報の損失なしに周波数を低下させ
ることが可能である。

復調装置48が、フーリエ変換の計算のための装置を有
することが有利である。

前記フーリエ変換の計算のための装置が、離散フーリ
エ変換の計算のための装置であることが有利である。

前記フーリエ変換の計算のための装置が、高速フーリ
エ変換（FFT）の計算のための装置であることが有利で
ある。高速フーリエ変換アルゴリズムは、２の累乗に等
しい数のサンプルに対する計算を行うことを必要とす
る。例えば、テレビ送信の場合には、256個の、512個
の、1024個の、又は2048個のチャネルが使用される。し
かし各々のチャネルが、各々１つの情報項目を送信する
ことは必要ではない。受信信号の変調を行うために高速
フーリエ変換の計算のための装置を使用することは、高
速フーリエ変換の計算のための標準的な回路又は前記標
準的な回路の組合わせの使用を可能にする。例えばホモ
ダイン復調のような他の変形例も本発明の範囲を逸脱し
ないということが理解されなければならない。

図23では、解析装置601の１つの実施例が示される。
図23の装置は、分割装置586と、等化装置587と、テスト
信号を解析するための装置588と、シーケンサ585とを有
する。

分割装置586は、処理されるべき信号を受け取る。分
割装置586の出力は、一方では等化装置587に接続され、
他方では解析及びテスト装置588に接続されている。解
析及びテスト装置588の出力は、一方では等化装置587に
接続され、他方では同期化装置490に接続されている。

分割装置586は、情報信号からテスト信号を分割し、
このテスト信号を解析及びテスト装置588に向けて送
り、一方で情報信号を等化装置587の中に送り込む。テ
スト信号の検出は、例えば特定の送信標準に従って行わ
れることが可能である。例えば分割装置586は、送信期
間の各々において８レベルにおけるチャネルがテスト信
号のために割り当てられるということを「知ってい
る」。別の送信標準では、テスト信号が、例えば100レ
ベルにおける送信期間のチャネル全てに相当することが
可能である。受信される位相及び／又は振幅の校正に使
用されるこれら２つのタイプのテスト信号は、例えば64
個の送信期間毎に16レベルにおいて１つのテストチャネ
ルを与えるために混合されることが可能である。

第１の実施例では、本発明による受信機は、単一の基
準に従うことが可能であるように設計される。そうした
場合には、最初に同期化を行うこと、又は当該受信機内
の別の装置から同期を実際に受けることが必要である。

本発明による第２の変形例では、受信機は複数の送信
標準に従うことが可能である。この場合には、受信信号
が何れの送信標準に属するのかを検出することが必要で
ある。別々のチャネル上での送信が、複数のチャネルの
多重化による送信、及び／又は、異なった性質の情報を
搬送するための時分割多重化による送信を可能にする場
合に、例えば情報スループットの一部分をサービス情報
のために割り当てることが可能である。このサービス情
報は、例えば、行われる送信タイプに関する情報項目を
周期的に含むことが可能である。

こうした送信標準は、望ましいプログラムを選択する
利用者によるスイッチ切り換えによって、選択されるこ
とも可能である。例えば利用者は、テレビ送信から無線
電話送信に切り換える。送信標準に関する情報は、例え
ば永久記憶装置（図示されていない）の中に格納され
る。

分割装置586は、例えば複数のマルチプレクサと、シ
ーケンサ585によって供給される順序付けを実行する１
つの「配線による」論理素子とを有する。

テスト信号の値は、受信機に対して知らされなければ
ならない。例えばテスト信号は、疑似ランダム信号であ
る。テスト信号は、同一のアルゴリズムに従って送信機
と受信機との中で発生させられ、従ってこのことは、送
信される信号に対してこれと同一な信号と受信信号とを
比較することを可能にする。

解析及びテスト装置588は、各テストチャネルにおい
て受信されるレベルを検出する。解析及びテスト装置58
8は、テストチャネルにおいて受信される位相シフトと
減衰とを測定する。これらの位相シフトと減衰とに基づ
いて、解析及びテスト装置588は、例えば補間法を使用
して、テストチャネル間の中間チャネルにおける位相シ
フトと減衰とを測定する。補間法は、例えば線型補間法
であることが可能である。

大きな情報スループットを得るためには、近接した位
相及び振幅を区別することが可能であること、従って各
チャネルに対して１つの振幅基準及び位相基準を使用す
ることとが必要である。この振幅基準及び位相基準は、
受信機に向けて送信機から周期的に送信させる基準信号
によって与えられることが有利である。基準信号の反復
周波数は、伝搬条件と局部発振器との安定性に応じて決
まる。

本発明による装置の第１の変形例では、位相基準信号
及び振幅基準信号は、周期Ｔ又は周期Ｔ＋ΔＴの時間期
間の全周波数31〜3N上を周期的に送信される。しかし校
正信号の頻繁な送信が、有効送信情報のスループットを
低減させるということに留意する必要がある。

本発明による装置の有利な変形例では、有利には周波
数31〜3Nの全体に亙って規則的に配分された少数の校正
信号だけが送信され、他の周波数の係数が、計算によっ
て、例えば補間法によって決定される。

更に一般的には、時間的に及び／又は個々のチャネル
上に校正信号を配分することが可能である。

例えば、各々のテスト信号送信を異なったチャネル上
で行なう形で、テスト信号を周期的に送信することが可
能である。例えば、テストに割り当てられる各チャネル
の円順列が行われる。送信媒体のパルス応答は、例えば
時間における及び／又は周波数上での補間法によって、
全てのチャネルに関して推定される。各チャネルに対し
て加えられるべき振幅補正及び位相補正のマトリックス
が、こうして推定される。

例えば大気条件の変動（更にはその局部的変動）に起
因する送信媒体のパルス応答の変動を、校正によって補
償することが非常に重要である。

送信媒体のパルス応答は、例えば、加えられるべき補
正のフーリエ変換を計算することによって決定される。

１つの実施例では、８レベルの１つのチャネルが、全
チャネル31〜3Nの振幅Ａの位相との校正に使用された。
そうしたタイプの装置では、周期Ｔの有効送信期間の各
々において校正を行うこと、又は前述の実施例の場合の
ように、校正だけのために特定の送信期間を割り当てる
ことが可能である。安定したタイムベースの使用によっ
て同期が維持される。

前記解析及びテスト装置は、例えば、記憶能力を有す
る装置と、信号の迅速な処理のためのマイクロプロセッ
サとを含む。各チャネルに関する位相シフトの値と減衰
の値は、等化装置587に送信される。

等化装置587は、各チャネルに対して、送信によって
引き起こされる増幅及び位相シフトとは逆の増幅及び位
相シフトを加える。従って、受信端における全チャネル
の振幅は、回路587による等化の後では、送信時の振幅
に比較している、同様に、受信端における各チャネル間
の相対的な位相シフトは、等化回路587による処理の後
では、送信端における各チャネル間の相対的な位相シフ
トに等しい。

１つのアナログの変形例では、等化回路587は様々な
移相器と様々な増幅器とを有する。アナログ移相器は、
１つのディジタル制御された電荷転送素子（CCD）を有
し、このCCDでは、例えば単一の入力と複数の出力とが
使用可能である。各々の出力は、個々の位相シフトに相
当する。

等化装置587のディジタルの変形例では、振幅補正と
位相補正とを行うために、乗法と加算とが使用される。
配線による論理素子及び／又はマイクロプログラム論理
素子もしくはプログラム論理素子が使用されている。

図24では、本発明による装置において実行されること
が可能な公知のタイプのアーキテクチャが示される。図
24のアーキテクチャは、再直交化装置内で使用されるこ
とが可能である。記憶能力を有する装置4841は、例えば
１つの２ポート装置である。記憶されるべきデータは入
力ポートを経由して到着する。これらのデータは出力ポ
ートから再び出て再配置される。シーケンサ4842は、デ
ータの登録と再読出しのためのアドレスを供給する。デ
ータ再編成の望ましいタイプに従って、語全体、又は語
の一部分だけ、又は個々のビットの再読出しすることが
可能である。記憶能力を有する装置4841は、例えば、ラ
ンダムアクセスメモリ（RAM）集積回路を含む。

シーケンサ4842は、例えば、配線による論理素子とカ
ウンタとを有する。１つの変形例では、標準的な回路を
使用するために、例えば１つのマイクロプロセッサによ
って、前記シーケンサ4842を置き換えることが可能であ
る。前記マイクロプロセッサが、信号処理タイプのマイ
クロプロセッサであることが有利である。

図25では、再直交化装置の第２の実施例が示される。
図25に示される実施例では、装置482は、記憶能力を有
する装置4825と、算術演算及び論理ユニット4826と、マ
ルチプレクサ4823と、シーケンサ4824とを有する。記憶
能力を有する装置4825の出力は、算術演算及び論理ユニ
ット4826の入力と、マルチプレクサ4823の第１の入力と
に接続されている。算術演算及び論理ユニット4826の出
力は、マルチプレクサ4823の第２の入力に接続されてい
る。シーケンサ4824は、例えばサーボ制御装置49から、
受信機の同期のための一般信号を受け取る。シーケンサ
4824は、制御信号及び同期信号をマルチプレクサ4823に
送る。シーケンサ4824は、記憶能力を有する装置4825
に、アドレス信号及び同期信号を送る。図25に示される
実施例では、シーケンサ4824によるメモリ4825のアドレ
ス指定は、ディジタル語の再配列を行うことを可能にす
る。算術演算及び論理ユニット4826は、望ましい信号合
計を行うことを課せられる。マルチプレクサ4823のスイ
ッチングは、望ましい送信標準と進行中の受信位相とに
応じて、２つの再配列モードの間の選択を行うことを可
能にする。

更に、本出願人によって1986年10月７日に出願された
特許FR 86 13937号の図22に図解された振幅／位相復調
器のような振幅／位相復調器を、信号の利用のために使
用することが可能である。

本発明による送信機は、送信機のタイムベースと受信
機のタイムベースとを受信端において正確に同期させる
ことを可能にするコーディング信号を伝送する。従っ
て、良好な時間及び／又は位相分解能を得ることが可能
である。

本発明による第１の実施例では、ディジタル同期が使
用される。

図27に図解される実施例では、アナログ同期が使用さ
れる。図26に図解される実施例では、一組の変調信号30
00がＮ個のチャネル上を送信される。

そのスペクトルは、通過帯域Ｂに等しい周波数幅f1
と、帯域Ｂの内側の信号の平均振幅A2に相当する高さAm
とを有する実質的に長方形である。Amより著しく大きい
振幅AMを有する２つの周波数f_Aとf_Bが送信される。例え
ば、AMはAmより12dBだけ大きい。従って、受信端におい
て、周波数f_Aとf_Bとを知ることによってf_Aとf_Bとを分離
することが可能である。一方では、周波数f_Aとf_Bとを知
ることによって、他方では、受信端におけるこれらの周
波数の差を知ることによって、時間基準がそれから抽出
されることが可能な周波数基準が得られる。受信端にお
いては、例えば周波数f_Aとf_Bとに１つの混合器の中でう
なりを生じさせることによって差f_A−f_Bが得られる。

図27では、図８と図９とのサーボ制御装置49の１つの
アナログの実施例が示される。図27の装置は、図13に図
解されるような送信機によって送信される信号で働くよ
う意図される。サーボ制御装置49は、帯域フィルタ701
と、帯域フィルタ702と、混合器703と、位相ロックルー
プ（PLL）704と、周波数分割位相ロックループ（PLL）7
09と、周波数分割位相ロックループ（PLL）710と、周波
数分割位相ロックループ（PLL）711とを有る。これらの
位相ロックループ（PLL）は、例えば１つの混合器と、
１つの低域フィルタと、１つの電圧制御発信器とを有す
る。図27では、位相ロックループ（PLL）704は、１つの
混合器705と、１つの低域フィルタ706と、１つの電圧制
御発信器（VOC）707とを有する。

装置49の入力は、フィルタ701の入力と702の入力とに
接続されている。スィルタ701の出力は混合器703の第１
の入力に接続されている。フィルタ702の出力は、混合
器703の第２の入力に接続されている。混合器703の出力
は混合器705の第１の入力に接続されている。混合器705
の出力は、低域フィルタ706の入力に接続されている。
発信器707の出力は、位相ロックループ709の入力と、位
相ロックループ710の入力と、位相ロックループ711の入
力とに接続されている。低域フィルタ706の出力は、発
信器707の入力に接続されている。発信器707の出力は、
混合器705の第２の入力に接続されている。位相ロック
ループ709、710、711の出力は、望ましい周波数を供給
するサーボ制御装置49の出力を構成する。

フィルタ701は周波数f_Aを選択し、フィルタ702は周波
数f_Bを選択する。混合器703は周波数f_Aとf_Bとの間のう
なりを発生させる。

位相ロックループ704は、周波数f_Aとf_Bとの間の差の
値を供給する。送信標準によって決定される送信端にお
ける周波数f_Aとf_Bとの間の差が知られている。受信端に
おける比較が、周波数基準と位相基準との供給を可能に
する。

位相ロックループ709、710、711は、本発明による装
置の作動のために十分に安定した周波数基準と位相基準
とを供給することを可能にする。例えば、位相ロックル
ープ709、710、711は、図21の局部発信器250と局部発信
器491とに対して別々周波数基準を供給することと、図
８又は図９のディジタル装置に対してサンプリングクロ
ック信号を供給することとを可能にする。振動周波数
は、これらの発信器の設定に応じて決まる。

本発明は、アナログ及び／又はディジタル情報受信装
置と、コンピュータ間の通信と、交換期間の電話通信
と、無縁電話と通信ステーションとの間の電話通信と、
地上ステーションと人工衛星との間の無線技術的通信
と、人工衛星間の通信と、空中及び／又は水中の音響通
信と、ローカル計算機網の建設と、無線電話送信及びテ
レビ送信の受信とに適用される。

本発明は、情報の送信又は収集の全てに適用可能な新
規性のあるタイプの変調に係わる。本発明は、全てのタ
イプの波、特に音波、更に特には電磁波を使用する装置
に適用される。

本発明による装置は、特に、無線電話送信とテレビ送
信と、アナログ又はディジタル情報送信装置と、コンピ
ュータ間の通信と、交換機間の電話通信と、無線電話と
通信ステーションとの間の電話通信と、地上ステーショ
ンと人工衛星との間の無線技術的通信と、２つの人工衛
星間の通信と、空中及び／又は水中の音響通信と、ロー
カル計算機網の建設と、ソーナと、レーダとに適用され
る。

本発明は、高忠実度無線電話送信及び受信、高品位テ
レビ（HDTV）、及び／又は、ディジタルテレビに特に適
している。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ドウ・クアスノン，トウリイスタンフランス国、35830・ベトン、リユ・ドウ・ラ・フオレ（番地なし) (72)発明者トウラベール，セルジユフランス国、35510・セソン・セビーニユ、アレ・デ・セツプ、５ (72)発明者モニエ，ラウルフランス国、31600・ミユレ、シユマン・ドウ・ラ・ロカド、23 (72)発明者エルゴ，ステフアンヌフランス国、35510・セソン・セビーニユ、クロ・セビニイエ、４ (56)参考文献特開昭63−253738（ＪＰ，Ａ) 特開昭54−37520（ＪＰ，Ａ) 特開昭55−112054（ＪＰ，Ａ) 特開昭55−112056（ＪＰ，Ａ) 特開昭56−93449（ＪＰ，Ａ) 特開昭52−149411（ＪＰ，Ａ) ＥＢＵＲｅｖｉｅｗＴｅｃｈｎｉｃａｌ（1987）Ａｕｇｕｓｔ，Ｎｏ．224 ＰＰ．168−190 “Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓｏｆｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄｃｈａｎｎｅｌｃｏｄｉｎｇｆｏｒｄｉｇｉｔａｌｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇｆｏｒｎｏｂｉｌｅｒｅｃｅｉｖｅｒｓ" (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の直交周波数を同時に使用する、高い
スペクトル応答性を有する変調波の伝送のための方法で
あって、該方法では、周期Ｔ＋ΔＴの間に記号が送信さ
れ、２つの送信周波数が1/Tだけ分離されており、前記
Ｔが有効送信期間であり、且つ前記ΔＴが、様々なエコ
ーの到着に起因する非定常性を吸収する遷移期間であ
り、前記周期Ｔ＋ΔＴの送信期間の各々の間において対
「実数部、虚数部」又は対「振幅、位相」が各々の周波
数上において送信され、前記対「実数部、虚数部」又は
対「振幅、位相」が、送信されるべき情報と一対一の等
価関係にあり、更に前記対の使用可能な数が４よりも多
く、送信される前記記号が、受信端において送信チャネ
ルの等化を可能にする基準信号によって、周期的に構成
され、様々な周波数に対応するチャネルの直交性を与え
るために、前記周期Ｔの有効送信期間の間に信号の処理
を受信端において行うことを可能にする同期信号が送信
されることを特徴とする方法。
【請求項２】比率ΔT/Tが1/8以下であることを特徴とす
る請求項１に記載の方法。
【請求項３】使用される第１の周波数foがk/2Tに等し
く、前記ｋが正の整数又はゼロであることを特徴とする
請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】前記周期Ｔの有効送信期間の間のパターン
を決定するためのステップと、前記周期Ｔの送信期間の
間の前記パターンの送信、及びディジタル信号の有効送
信期間の最後部の再複写による、周期ΔＴの遷移期間の
間の前記パターンの中断のない連続のステップとを含む
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載
の方法。
【請求項５】前記遷移期間の各々の間は送信が停止され
ていることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項
に記載の方法。
【請求項６】前記周期Ｔの有効送信期間の各々の間に、
記号が全周波数又は一部の周波数上において送信される
ことを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載
の方法。
【請求項７】使用周波数の各々に関して周期Ｔ＋ΔＴの
有効送信期間の間に、多数の「振幅、位相」対から選択
された記号を、又は確保されるべき送信チャネルの等化
を可能にする基準信号を送信することを可能にする、変
調装置（90）を有することを特徴とする請求項１から６
のいずれか一項に記載の方法を実行するための送信機。
【請求項８】前記変調装置（90）が、100μｓ以下の処
理時間を包含して1024を越える数のサンプルに対してデ
ィジタル逆フーリエ変換の計算を行うための装置（19
0）を含むことを特徴とする請求項７に記載の送信機。
【請求項９】前記送信チャネルの１つがゼロ周波数搬送
波を中心とさせられていることを特徴とする請求項７又
は８に記載の送信機。
【請求項１０】前記変調装置（90）が中間周波数で作動
することを特徴とする請求項７又は８に記載の送信機。
【請求項１１】前記変調装置（90）が搬送波変調のため
のディジタル装置であることを特徴とする請求項７又は
８に記載の送信機。
【請求項１２】信号と同期しての交差及びサンプリング
のための手段を有する受信機であって、該受信機が、複
数の直交周波数上において１つの周期Ｔ＋ΔＴの間に送
信される信号を使用する変調波送信を復調するための手
段を有し、２つの送信周波数が1/Tだけ分離されてお
り、前記Ｔが有効送信期間であり、且つ前記ΔＴが遷移
期間であって、該送信機が、前記遷移期間ΔＴを使用し
て受信信号と該受信機とを同期化することを確保する１
つのサーボ制御装置（49）を有し、さらに該受信機が、
チャネルの等化を行うために基準信号を使用するテスト
手段を有することを特徴とする請求項１から６に記載の
方法を用いて送信される高スペクトル応答性の波を受信
するための受信機。
【請求項１３】少なくとも一部分の信号の平均出力の検
出装置によって制御される１つの自動利得制御装置（AG
C）を有することを特徴とする請求項12に記載の受信
機。
【請求項１４】100μｓ以下の処理時間を包含して1024
を越える数のサンプルに対して高速フーリエ変換（FF
T）の計算を行うための装置（483）を、少なくとも１つ
有することを特徴とする請求項12又は13に記載の受信
機。
【請求項１５】前記「実数部、虚数部」又は「振幅、位
相」の対をディジタル語へ変換するための、前記対の復
号手段（45）を有することを特徴とする請求項12又は14
に記載の受信機。
【請求項１６】前記テスト手段が、送信から生じる信号
中の撹乱と特に様々なエコーに起因する多重径路とを補
償するための等化装置（587）を有することを特徴とす
る請求項12に記載の受信機。
【請求項１７】複数のチャネルを直交化するための、周
期ΔＴの遷移期間を使用する再直交化手段（482、482
1、4822）を有することを特徴とする請求項12から16の
いずれか一項に記載の受信機。
【請求項１８】前記再直交化手段がパターン変化検出回
路を有することを特徴とする請求項17に記載の受信機。
【請求項１９】前記パターン変化検出回路が、周期Ｔだ
け遅延された信号から信号を減算するための手段と、そ
の差が概ね一定であるか否かを決定するための手段とを
有する請求項18に記載の受信機。