JPH04501348A - 送信機、送信方法、受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 送信機、送信方法、受信機 本発明は、特に高性能な送信機と送信方法とに係わる。また本発明は主に受信機 にも係わる。

例えば電磁波のような変調波を使用して情報を送信することが知られている。送 信される情報のスルーブツトを増大させる努力が行われてきたことが知られてい る。しかし、このスループットをより増大させることは、使用される周波数帯域 の増大によっては実現されない。ここで導波送信の場合には、例えば同軸ケーブ ル又は光ファイバのような送信チャネルの通過帯域に起因する制限があり、一方 、空中送信の場合には、あらゆる必要を満たすのに十分な周波数というものは存 在しない。

更に、Ｎｏ、　２，６０１，２１０号として公開される特許出願Ｆ１１８６０９ ６２２号は、記号＾（１，ｌ）を使用する送信方法を説明する。各々の記号は、 周波数と所与の送信時間とに相当する。送信時間が固定されていないが故に、こ の装置は、スペクトル応答を約０、７ｂ　ｉ　ｔ／　（Ｈ！、　ｌ）に制限する 細密同期手段を全く使用しない。更に、Ｎｏ、　２．６Ｇ４．３１６号として公 開されたフランス追加証明書８６１３２７１は、信号の復調のために、離散フー リエ変換の計算のための装置を使用することを説明している。この追加証明書は 、更に前記記号の間の保護期間の使用を示唆する。しかし、使用されているチャ ネルの非直交性が、最善の場合でさえ１ｂｉｌ／（Ｈ！、　ｓ）にスペクトル応 答を制限する。

本発明による装置の場合には、アナログ条件の下で５ｂｉ−ｔ／（Ｈｘ、＋）を 上回ることが可能である。

本発明は、特許８６１３９３７号、８６１３９３８号、８６　Ｎ９３９号、８６ 　Ｎ９４０号、！１６１３９４１号、８６１８３５１号、８６１１１３５２号に 説明される手段と送信方法との改善に係わる。

公知のタイプの装置では、各々の情報単位に割り当てられた送信時間を短縮する ことによって、（又は、使用可能な記号の数を増加させることによって）、情報 のスルーブツトを増加させる試みが度々行われてきた。この場合には、広幅のス ペクトルが発生させられ、このスペクトルの２次ローブが送信時にろ波されなけ ればならず、従って信号の歪みを引き起こした。周期τを有する方形信号の場合 には、多数の２次ローブを有するスペクトルが得られる。その主ローブは２／τ の幅を有する。この特許の残り部分では、本出願人はこの信号の歪みを「自己歪 み」と呼ぶことだろう。

れるごとも多い）のための長い送信期間を使用することによって、前記信号の自 己歪みを減少又は除去するという新規性の特徴を与える。高スルーブツトを得る ために、複数の情報要素が、直交チャネルを使用することによって同時送信され る。１つの情報要素は、例えば、６ビツトで構成される１つのディジタル語であ る。送信チャネル当たり１つの情報要素が送信されることが有利である。この送 信チャネルの受信端における直交性が、個々のチャネルに属する情報の分離を可 能にする。個々のチャネルの受信端における直交化は、規則正しく間隔に／Ｔを 置いた複数の送信周波数の選択の結果であり、前記には自然数であり、前記Ｔは 有効送信期間の周期である。このタイプの送信は、個々のチャネルの分離を得る ために、受信端における同期サンプリングを前提としている。

本発明の主題は、主として、複数の周波数を同時に使用する変調波の伝送のため の方法である。この方法は、周期Ｔ＋ΔＴの間にディジタル語を送信する連続ス テップを含み、２つの送信周波数カ月／Ｔだけ分離され、前記τが有効送信期間 であり、前記ΔＴが遷移期間であることを特徴とする特本発明の主題は、ΔＴ＞ ０であることを特徴とする前記方法でもある。

本発明の主題は、様々な周波数に対応する直交チャネルを与えるために、周期Ｔ の有効送信期間の間に信号のサンプリングを受信端において行うことを可能にす る同期信号が送信されることを特徴とする前記方法でもある。

本発明の主題は、ΔＴに比べてＴが大きいことを特徴とする前記方法でもある。

本発明の主題は、使用される第１の周波数１０かに／２Ｔに等しく、前記１が正 の整数又はゼロであることを特徴とする前記方法でもある。

本発明の主題は、遷移期間の間は送信が中断されることを特徴とする前記方法で もある。

本発明の主題は、 一周期丁の有効送信期間の間のパターンを決定するためのステップと、 一前記周期Ｔの送信期間のパターンの送信と、周期６丁の遷移期間の間の前記パ ターン送信の中断のない連続とのステップとを 含むことを特徴とする前記方法でもある。

本発明の主題は、周期丁の有効送信期間の各々の間に１つのディジタル語が各周 波数上において送信されることを特徴とする前記方法でもある。

本発明の主題は、周期丁の有効送信期間の各々の間において、１つの対「実数部 、虚数部」又は「振幅、位相」が各々の周波数において送信され、前記対が、送 信されるべき情報と−・対−の等価関係にあることを特徴とする前記方法でもあ る。

更に本発明の主題は、前記方法の実行を可能にすることを特徴とする送信機であ る。

本発明の主題は、周期Ｔの有効送信期間の各々の間に１つのディジタル語を各々 の使用周波数上において送信することを可能にする変調装置を有することを特徴 とする送信機でもある。

本発明の主題は、前記変調装置がＮ個の変調器を有し、前記Ｎが使用周波数の数 であり、前記Ｎ個の変調器の出力が１つの合計装置の人力に接続されていること を特徴とする送信機でもある。　本発明の主題は、前記合計装置が１・つの対称 配分トリーを有することを特徴とする送信機でもある。

本発明の主題は、前記変調装置が逆フーリエ変換の計算のための装置を有するこ とを特徴とする送信機でもある。

本発明の主題は、前記逆フーリエ変換の計算のための装置が高速フーリエ変換（ ＦＦＴ）の計算のためのディジタル回路であることを特徴とする送信機でもある 。

本発明の主題は、前記送信チャネルの１つが、ゼロ周波数搬送波を中心とさせら れることを特徴とする送信槽でもある。

本発明の主題は、前記変調装置が中間周波数において作動することを特徴とする 送信機でもある。

本発明の主題は、前記変調装置が搬送波変調のためのディジタル装置であること を特徴とする送信機でもある。

本発明の主題は、振幅Ａ及び／又は位相φに関する校正信号を少なくとも幾つか の使用周波数上において発生させる手段を有することを特徴とする送信機でもあ る。

本発明の主題は、前記送信機がディジタルデータの送信機であることを特徴とす る送信機でもある。

本発明の主題は、前記送信機がテレビ送信送信機であることを特徴とする送信機 でもある。

本発明の主題は、前記送信機が無線送信送信機であることを特徴とする送信機で もある。

本発明の主題は、信号と同期したサンプリングのための手段を有する受信機でも あって、この受信機は、複数の周波数上において周期Ｔ＋Δ丁の間に送信される 記号を使用する変調波送信を復調するための手段を有し、２つの送信周波数がｌ ／Ｔだけ分離されており、前記子が有効送信期間であり、前記６丁が遷移期間で あり、さらに受信機が、受信信号と瀘該受信機とを同期化することを確保する１ つのサーボ制御装置を有することを特徴とする。

本発明の主題は、少な（とも一部分の信号の平均出力を検出するための装置によ って制御される１つの自動利得制御装置（八〇Ｃ＞　を有することを特徴とする 受信機でもある。

本発明の主題は、「実数部、虚数部」又は「振幅、位相」の対をディジタル語に 変換するための、前記対の復号手段を有することを特徴とする受信機でもある。

本発明の主題は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の計算のための手段を少な（とも １つ有することを特徴とする受信機でもある。

本発明の主題は、前記校正信号から基準位相及び／又は基準振幅を供給すること が可能な１つのテスト装置を有することを特徴とする受信機でもある。

本発明の主題は、送信機から生じる信号中の撹乱を補償するための１つの等化装 置を有することを特徴とする受信機でもある。

本発明の主題は、複数のチャネルを直交化するための、周期６丁の遷移期間を使 用する再直交化手段を有することを特徴とする受信機でもある。

本発明の主題は、前記受信機が無線電話の受信機であることを特徴とする受信機 でもある。

本発明の主題は、前記受信機がテレビ送信の受信機であることを特徴とする受信 機でもある。

本発明の主題は、その変調波が電磁波であることを特徴とする方法でもある。

本発明の主題は、Ｎ個の直交チャネルの分離ステップが、信号の高速ツー・９− 変換（ＦＦＴ）計算のためのステップを含むことを特徴とする方法でもある。

本発明の主題は、Ｎ個のチャンネルで受信される信号からテレビ信号を復元する ためのステップを含むことを特徴とする方法でもある。

本発明は、非限定的な実施例として示される以下の説明と添付図面とによって、 より良く理解されるだろう。

−図１は、スペクトル拡張現象を図解する図である。

−図２は、搬送波周波数の送信を示す図である。

−図３は、本発明による装置の作動原理を説明する図である。

−図４は、本発明による装置の作動原理を説明する図である。

−図５は、本発明による装置の作動原理を説明する図である。

−図６は、周期又は送信期間の連鎖を説明する時間チャート図である。

一図７は、本発明による装置において実行可能な符号化の一例を説明する図であ る。

一図８は、本発明による送信機の一般図である。

−図９は、本発明による送信機の第１の実施例の説明図である。

一図１０は、本発明による送信機の第２の実施例の説明図である。

一図１１は、本発明による送信機の第３の実施例の説明図である。

一図１２は、図９、図１０１又は図１１の送信機の細部の１つの実施例の説明図 である。

一図１３は、図１１の送信機の細部の１つの実施例の説明図である。

一図１４は、本発明による送信機の細部の第１の実施例の説明図である。

一図１５は、本発明による送信機の細部の第２の実施例の説明図である。

一図１６は、図１３に図解された装置の細部の第１の実施例の説明図である。

一図１７は、図１３に図解された装置の細部の第２の実施例の説明図である。

一図１８は、有効送信期間Ｔと所与の使用チャネル数との場合における、コーデ ィング状態数の関数として得られる情報スルーブツトを示すグラフである。

一図１９は、送信機−受信機の同期の１つのアナログ実施例を示すグラフである 。

一図２Ｇは、本発明による送信機の細部の第３の実施例の説明図である。

一図２１は、本発明による受信機の１つの実施例の説明図である。

一図２２は、本発明によるテレビ受信機の１つの実施例の説明図である。

一図２３は、本発明による装置において実行可能な等化の１つの実施例の説明図 である。

一図２４は、本発明による装置において実行可能なアーキテクチャの説明図であ る。

一図２５は、本発明による受信機の細部の１つの実施例の説明図である。

一図２６は、送信機−受信機の同期の１つのアナログ実施例を示すグラフである 。

一図２７は、本発明による装置において実現可能な装置の１つの実施例の説明図 である。

一図２８は、有効送信期間Ｔと所与の使用チャネル数との場合における、コーデ ィング状態数の関数として得られる情報スルーブツトを示すグラフである。

図１から図２８では、同一の照合番号が同一の要素を示すために使用されている 。

図１では、受信端における、限定された周期Ｔの時間期間の３が示されている。

曲線３はｓｉｔ　ｘへの形を有する。

周波数においては、主ローブの他に、中心周波数１０から離れるにつれて漸減し 続ける２次ローブが送信される。振幅Ａは、周波数１ａに関して対称な２つの点 ５０．５１においてゼロを遅過する。ゼロ振幅の通過点は、各々規則的にｌ／Ｔ を置いて分布する。

前記スペクトルの拡張は、主に送信パルスの周期に応じて決まる。送信パルスの 周期が短い送信は、より大きな周波数拡張を引き起こす。公知のタイプの装置で は、送信に割り当てられた限定された通過帯域を有するスペクトルの拡張は、信 号のパルス応答の周期を長くする。従って、パルス相互間の干渉（「記号間干渉 （ｉｏｊｅｒＢｓｂ＋＋Ｉ　１ｎｌｅｒｌｅｒｔａｃｅ畠）　Ｊを生じさせる。

従って分離可能な情報の量が限定される。

図２＆には、瞬間１６から開始する完全シヌソイドの周波数の送信に相当する曲 線が示される。信号６が、例えば搬送波に相当することが可能である。曲線６は ０時間の関数としての振幅を示す。

図２ｂの曲線７は、受信機によって受信される波６の、時間の関数としての振幅 を示す。受信機が送信機に対して固定されている限りは、受信波７は送信波６と 同一の周波数を有する。しかし振幅と位相が変化している。図２ｂでは、受信の 開始が照合記号１７で示される。瞬間１７は瞬間１６よりも遅く、この差は送信 機と受信機との間の波の伝搬時間に相当する。瞬間ｔａの後では、信号７は信号 ６と同一の形を有する。瞬間１７と瞬間１８との間には、様々な撹乱を伴った信 号の発生が認められる。−間１７と瞬間１８との間の時間期間内の撹乱は、主と して、送信装置と受信装置によって引き起こされる歪みと、多重エコーに起因す る撹乱と、送信機の通過帯域の制限との結果である。信号６の周波数と信号７０ 周波数とが一定に保たれる限りは、その振幅と位相の校正を行うことによって、 送信情報を受信端において復元することが可能である。例えば送信機に対して相 対的に受信機が移動することによるドツプラー効果に基づく周波数変調のような 、ある種の周波数変調は、適切な校正によって補正されることが可能だろう。

校正を行うためには、例えば送信機と受信機との間に生じる全ての事態が、記号 の周期Ｔよりも遥かに大きな周期に亙って安定した周波数応答を有する一種のフ ィルタであると見なされる。公知のタイプの信号送信では、前記フィルタの周波 数応答を確定することが可能である。例えば、逆の周波数応答を加えることによ って、受信端における送信信号の再現が行われる。

図３では、本発明による装置の作動原理を図解する図が示される。図３では、周 波数１０を中心とする第１の曲線３１と、周波数１０＋ｌ／Ｔを中心とする第２ の曲線３２とが示され、前記Ｔは有効送信期間の周期である。曲線３１の振幅Ａ は点５１．５３においてゼロを通過する。

曲線３２の振幅＾は点５２．５４でゼロを通過する。

点５２は、曲線３１の最大振幅と曲線３２のゼロ振幅とに対応する。

周波数Ｉａにおけるスペクトルの点３１１は、曲線３２に相当する信号によって 撹乱されることはない。

同様に点５３は、曲線３２の最大振幅と曲線３１のゼロ振幅とに対応する。点５ ３では、周波数１０＋１／Ｔにおいて信号が曲線３２にだけ属している。周波数 １　と周波数１．＋１／Ｔとにおけるスベクトルをサンプリングすることによっ て、曲線３１と３２とに相当する周波数の完全な分離が行われる。周波数１゜と 周波数ＩＯ＋１／丁との各々において、振幅、位相、又は、振幅／位相状態を独 立的に使用することが、容易に可能である。これら２つの符号化は受信端におい ては完全に独立しており且つ分離可能であり、複数のチャネル間に全情報スルー ブツトを分配することが可能である。

公知のタイプの装置では、送信情報スループットを増大させるために、パルスの 周期及び／又は情報の各要素項目の送信のために割り当てられる時間は、減少さ せられた（又は、使用可能な記号の数が増加された）。

これとは対照的に、所与の情報スループットに関する本発明による装置では、送 信されるべきスループットが複数のチャネル間に配分されることが可能である限 り、パルスの周期Ｔ及び／又は１つの情報要素項目に対応する有効送信期間の周 期Ｔを増加させることが可能である。各々の周波数に対応する要素スループット の合計を行うことによって、全スループットが得られる。有効送信期間の周期Ｔ を増加させることによって、スペクトルの拡張と信号の自己歪みとが減少させら れる。従って図４に図解されるように、多数の搬送波３１〜３Ｎを使用すること が可能である。Ｎ個の周波数３［〜３Ｎの使用は、通過帯域Ｂを非常に多くの搬 送波で満たすことを可能にする。図３の場合には、連続する曲線が、ｌ／Ｔ毎に 周波数において分離される。従って、各チャネルのスペクトルにおける極大点が 、他の全てのチャネルのスペクトルのゼロ振幅の通過点に一致する。

図４では、曲線３１が、点５（ｉ　＋　１）に相当する周波数において極大点を 通過し、点５１（１≠１＋１）に相当する周波数においてゼロ振幅を通過する。

図４では図を分かり易（するために、曲線３１の２次ローブだけが示されている 。

個々の搬送波周波数に対応する各々の送信チャネルが、各々に他のチャネルに対 して別個の情報項目を搬送する。その全スルーブツトは、Ｎ個のチャネルのスル ーブツトの合計に等しい。

チャネル数の増加は、スループットを減少させることなしに有効送信期間の周期 Ｔを増大させる。

これとは対照的にチャネル数の増加は、その送信端と受信端とに、より大型の又 はより高性能なハードウェアを必要とする。

本発明の装置の適正な作動のためには、信号の有効部分が受信端において安定で あることが不可欠である。これを実現するために、受信端においては、その間に おいて信号が定常でない可能性がある周期６丁の時間期間が排除される。この時 間は主として、送信機及び受信機のパルス応答と、多重経路とに対応する。本発 明の残りの部分では、その間において信号が定常でない可能性がある時間期間が 、周期ΔＴの遷移期間と呼ばれ、信号の定常な部分が受信機によって利用され、 この定常的部分が周期子の有効期間と呼ばれる。信号が周期Ｔ＋Δ丁の送信期間 の間に送信されることが有利である。従って、各チャネルのスペクトルはｌ／Ｔ の間隔で均等に区分されているが、これらのスペクトルは、２／（Ｔ＋Δ丁）に 等しい主ローブ幅を有する。受信端では、周期Ｔの有効期間だけが使用され、従 ってこれは図４のスペクトルの復元を可能にする。図１８には、使用可能な状態 の数（即ち、送信可能な異なる記号の数）の関数として、輩ビット／寥における スルーブツトの非限定的な例が示される。

更に符号化のビット数が横座標として示されている。例えば７４ビツトにおける 符号化は、２’＝１６つの異なった状態を与える。これらの曲線は、周期ΔＴ− ８μｍの同一な遷移期間の場合に関して示される。

第１の曲線は、Ｎ＝６４及びＴ＋Δ丁＝１６μ島の場合に得られるスルーブツト を示す。

第２の曲線は、Ｎ−１，２８及びＴ＋ΔＴ＝２４μｓの場合に得られるスループ ットを示す。

第３の曲線は、Ｎ　＝２５６及びＴ＋ΔＴ＝４０μ謬の場合に得られるスループ ットを示す。

第４の曲線は、Ｎ　＝５１２及びＴ＋ΔＴ＝７２μｓの場合に得られるスルーブ ツトを示す。

図１８に示されてはいないが、一定の遷移期間の場合には、信号の有効部分を増 加させることが、スルーブツトを制限する飽和現象を引き起こす。図１８の曲線 は、８ＭＨ！の通過帯域Ｂに対応する。

特に使用可能な通過帯域と適用条件と伝搬条件とに従って、当業者は、チャネル 数Ｎと有効送信期間Ｔとの間の理想的な両立をめるだろう。

そのスループットは、有効送信期間の周期Ｔに比べると非常に小さい周期６丁の 遷移期間を使用することによって、一定の限界まで増加させられることが可能で ある。

送信端において各チャネルの変調を行うために逆高速フーリエ変換（ＦＦＴ”” ）を使用し、且つ受信端においては復調を行うために高速フーリエ変換（ＦＦＴ ）を使用することが有利である。高速フーリエ変換アルゴリズムの使用は、２の 累乗に等しい数のサンプルに対する計算を行うことを必要とする。テレビ送信の 場合には、例えば２５６．５１２　、＋０２４、又は２０４８個のチャネルが使 用される。しかし、各々のチャネルが各々に１つの情報項目を送信する必要はな い。

受信端においては、各々の有効送信期間Ｔ毎に、周波数３１〜３Ｎの各々に対応 する位相と振幅とが測定されることが有利である。同期サンプリングが、信号か ら情報項目を抽出するために使用される。

情報項目を表わす振幅は、周期Ｔ又はＴ＋Δ丁の送信期間の周期全体に亙って一 定であり、情報項目を表わす位相は、位相基準に対する位相移動に相当する。

本発明送信機によって送信される波の受信に使用される受信機は、本特許出願と 同時に本出願人によって出願され且つ本特許出願番号に後続する番号を有するフ ランス特許出願の中で説明されている。

大きな情報スルーブツトを得るためには、近接した位相と振幅とを識別すること と、各チャネル毎に位相及び振幅の基準を使用することとが可能であることが必 要である。振幅と位相とに関するこの基準は、送信機から受信機に向けて周期的 に送信される基準信号によって与えられることが有利である。基準信号の反復の 周波数は、伝搬条件と局部発振器との安定性に応じて決まる。

本発明による装置の第１の変形例では、位相及び振幅の基準信号は、周期Ｔ又は Ｔ＋ΔＴの時間期間の全ての周波数３１〜３Ｎにおいて周期的に送信される。し かし校正信号の頻繁な送信は、有効送信情報のスループットを減少させるという ことが留意される必要がある。

本発明による装置の有利な変形例では、少数の校正信号だけが周期的に送信され るにすぎない。有利にはこれらの信号が周波数３１〜３Ｎに対して配分され、そ の他の周波数の係数が、例えば補間法による計算によって決定される。

更に一般的には、校正信号が、時間的に及び／又は個々のチャネルに対して配分 されることが可能である。

例えば、テスト信号が周期的に送信されることが可能であり、各々の送信が別々 のチャネル上で行われることが可能である。

例えば、前記テストに割り当てられたチャネルの円順列が行われる。例えば、時 間による及び／又は周波数に基づく補間法によって、送信媒体のパルス応答が全 てのチャネルに関して推定される。各チャネルに加えられる振幅及び位相の補正 のマトリックスが、このようにして推定される。

例えば大気条件における変動（更にはその局所的な変動）に起因するような、送 信媒体のパルス応答の変動を、校正によって補償することが非常に重要である。

こうした媒体のパルス応答が、例えば、行われるべき補正のフーリエ変換を計算 することによって決定される。

１つの実施例では、８レベルにおける１つのチャネルが、全チャネル３１〜３Ｎ の振幅＾と位相との校正に使用される。そうしたタイプの装置では、周期Ｔの有 効送信期間の各々において校正を行うか、又は前述の実施例の場合のように、校 正のためだけに特定の送信期間を使用することが可能である。安定したタイムベ ースを使用することによって同期が維持される。

校正に使用されるチャネル数及び／又は周期数は、補正可能であることが望まれ るエラーと、情報送信に悪影響を与える恐れのある撹乱とに基づいて決定される 。例えば無線電話又は航空機間の通信の場合のような、送信機同士が相互的に移 動する場合のドツプラ効果による周波数移動を補償するためには、こうした校正 はより頻繁に行われなければならないだろう。

第１のチャネルと最後のチャネルは、特に送信機のフィルタと受信器のフィルタ とによって撹乱される可能性がある。図５に示されるように、第１のチャネルと 最後のチャネルとが情報送信に使用されないことが有利である。例えば、第１の チャネルと最後のチャネルとによっては何も送信されず、又は、第２のチャネル の送信が第１のチャネル上で反復され、最後から２番目のチャネルの送信が最後 のチャネル上で反復される。

図６では、連続した送信期間８の連鎖の様々な例が示される。

図６１には有効送信期間８が示されている。各々の有効送信期間８の間には、送 信出力の低減をもたらすことのない遷移期間８１が位置する。例えば、対応する 有効送信期間の最後に送信される信号は、遷移期間８１の中で送信される。送信 出力の低減がないということは、送信器の増幅器を最も有効に使用することを可 能にする。

図６ｂでは、遷移期間によって区分されることがない一連の有効送信期間８が示 される。この事例は最大情報スルーブツトに相当する。これは撹乱が生じた場合 に送信の信頼性が劣るというという欠点を有する。この変形例は、例えばケーブ ル送信に使用されるだろう。

図６Ｃでは、遷移期間８１によって区分された一連の有効送信期間３が示され、 この遷移期間８１の間では、変調波の送信が中断される。従ってエネルギー節約 が得られる。

送信期間８１のタイプと周期との選択は、使用される７＼−トウエアと、望まれ る送信及び受信条件とによって決まる。例えば大きな多重エコーが予想される場 合には、より長い遷移期間を使用することが好ましいだろう。遷移期間８１の長 さは、例えば、適正な受信を得ることを確実にすることが望まれるより劣悪な条 件から決定される。例えば、６Ｇｔｌ■の最大距離から到達する多重エコーを取 り除くことが可能であることが望ましい場合には、（例えば電磁的な）前記エコ ーの伝搬時間に相当し且つ恐らくは例えば４μｓといった前記エコーのパルス応 答の減衰に相当する時間の遷移期間８１が使用される。

図７では、本発明による装置で実行されることが可能な情報符号化の一例が示さ れる。このタイプの符号化は、特許出願ＦＲＨ１３９°３７号、ＰＲ８６１３９ ３８号、ＦＲｇ６１３９３９号、ＦＲ８６１８３５２号において説明されている 。このタイプの符号化では、複素平面内の振幅と位相が、各々のディジタル語と 関連付けられる。この「振幅、位相」の対は、信号の実数部及び虚数部と同等で ある。図解された例では、前記「振幅、位相」の対１４ハ、同心円１５Ｇ　、、 １６０　、１７０　、１８０　（Ｆ）上に規則正しく分布させられる。図７に図 解された例では、５ビツトによる符号化に相当する、３２個の様々な値が使用さ れる。例えば２．３．４．６、又は、７以上の様々な数のビットによる符号化は 、本発明の範囲から逸脱するものではないということが理解されなければならな い。同一のディジタル梧に相当する点１３を中心とする円形１３の寸法は、一定 の不精確性を許容することが可能である。

円形１３の直径が大きければ大きいほど、エラー率が低くなるだろうが、しかし 異なった値を有することはより困難になるだろう。図７に図解された例テハ、円 １５０　、１６０、．１７０　、１８１１　ｉ！、各＃　ｉ：ｒｒ／２　、　Ｉ 　、ｆｆ、２である直径ρｉ　、ｐ２　、ｐ３、ρ４を有し、送信機の出力は１ に正規化される。図７の例では、受信端におけるエラー発生の可能性を低減させ るために、円形１３が最大＠度まで拡大される。従って連続的な円の各々の上に おいては、点１４が先行の円の点１４の二等分線の上に位置させられる。図７の 配置は非限定的な例として示されているにすぎないことが理解されなければなら ない。例えば、長方形上の又は（例えば対数の又はアルキメデスの渦巻き線のよ うな）渦巻き線上の点１４の分布は、本発明の範囲から逸脱しない。同様に他の 何れのタイプの符号化も使用可能であり、符号化のタイプは、送信されるべき情 報のスルーブツトと情報項目の性質とによって決まる。符号化は、その望ましい 適用に応じて、アナログであってもディジタルであってもよい。

本発明による装置では、伝送媒体のパルス応答の解析を行うことが可能である。

その適用に従って、実時間解析又は遅延解析（ｄｅｔｅｒｒｅｄ　ｘ■１ｙｔｉ ｓ）を使用することが可能である。

この解析は、例えばローカル計算機網もしくはローカル電話網において、又は指 向性無線リンクにおいて、局所的な条件に送信標準を適合させることを可能にす る。

例えばローカルネットワークにおいては、そのネットワークの各々の再構成にお いて解析を行うことが可能である。ケーブル内での反射を排除するためには、（ 合計周期６丁の）遷移期間の各部分が、これらの反射が最大である瞬間に配置さ れることが可能である。

指向性無線リンクでは、媒体のパルス応答の実時間解析を行うために、及び媒体 の撹乱によって許容される最大限度のスルーブツトを得るように送信を適合化さ せるために、例えば１っのコンピュータが使用される。例えばこのコンピュータ は、許容されるエラー率を上回ることなく遷移期間の周期ΔＴを減少させること が可能である時に、遷移期間の周期６丁を減少させる。１つの変形例では、前記 コンピュータは、複数の使用可能な送信手段の中から１つの送信手段を選択する 。

図８では、本発明による送信器の１つの実施例の一般図が示される１、この送信 機は、１つの符号化装置７０と１つの変調装置９０とを育する。

前記符号化装置７Ｇは１、送信されるべき情報を情報源７３から受け取る。この 情報源は、例えば、テレビカメラ、マイクロホン、ビデ、ｔ１ノコーダ、テープ レコーダ、テレビコントロールルーム、コンビュータ、電話交換機、データ収集 装置、無線電話、電話であり、更には１ノーダ、ソーナ及び／又はセンサと組み 合わされた情報源であることが可能である。本発明による送信機は、情報源７３ と符号化９１１２７０との間に、望ましい修飾が行われることを可能にする情報 処理のための装置７００を有することが有利である。例えば、この情報処理装置 は、例えは冗長な情報を排除することによって情報スルーブツトを減少させる公 知タイプの装置を含む。装置７００は、送信されるべき情報項目を含み且つその 時間的積分がホワイトノイズに相当する信号を与える、公知タイプの信号をスク ランブルするための装置を有することが有利である。一方では本発明による装置 が大きな情報スループットの送信を可能にし、他方では様々なタイプの情報を同 時に又は時分割多重方式で送信することが可能である場合は、複数の情報源７３ を前記符号化装置７０に同時に接続することが可能である。符号化装置７Ｇは、 最善の性能を得るために又は確立された送信標準に適合するために符号化を行う 。処理された情報の項目が、符号化装置７０から変調装置９０へ送信される。変 調装置９０は、例えば図４に示されるように複数の搬送波の同時変調を可能にす る。変調装置９０によって変調される信号は、増幅器７７によって増幅され、例 えばアンテナ４０によって送信されるか、又はケーブル４０Ｇの中に送り込まれ る。必要に応じて、高周波数搬送波の変調が送信の前に行われる。

Ｎ個の独立したチャネルが送信される場合は、様々なチャネルの別々の増幅を行 うことが可能である。

図９には、変調装置９０と合計装置７６との間に配置された複数の増幅器７７を 有する、本発明による送信器の１つの実施例が示されている。各々の増幅器７７ が、各々１つのチャネルに対応することが有利である。しかし複数の増幅器７７ を各チャネルに割り当てること、又はこれとは対照的に、複数のチャネルに対し 単一の増幅器を使用するために、変調装置９０からの出力において複数のチャネ ルの部分合計を行うことが本発明の範囲から逸脱することなしに可能である。

複数の増幅器７７の使用には、特にトランジスタ増幅器が適している。実際では 望ましい出力を得るために、複数のトランジスタ使用モジュールによって供給さ れる出力の合計を使用することが知られている。

図１０には、本発明による送信機の第１の実施例が示されている。図１０に示さ れる実施例では、送信されるべき信号がテレビカメラ１１、マイクロホン７２、 及び／又は、他の情報源７３によって供給される。情報源７１、Ｔ２、及び／又 は、７３は、情報処理装置？’ＱＱに接続されている。符号化装置１０は、１つ の複合ディジタル／信号変換装置に接続されている１つの波形整形回路を有する 。変調装置９Ｑは、合計装置７６に接続された、照合記号９１〜９Ｎで示される 一組のＮ側の変調器を有する。信号合計装置７Ｇは、例えば、１つの対称配分ト リー７６０を有する。変調装置ｇｏは増幅装置７７に接続され、増幅装置７７は 送信アンテナ４０及び／又は搬送ケーブル４００に接続されている。増幅装置７ ７は、送信標準を満たすために必要な複数の周波数上昇装置を備えることが可能 である。

波形整形装置７４が、情報源７１〜７３から来る信号を望ましい波形に整形する 。例えば整形装置７４は、様々な情報源の多重化を行い且つ連続した数を供給す る。整形装置７４は、複数のサンプリング回路と、複数のＡＤ変換回路と、及び ／又は、複数のマルチプレクサとを含む。ディジタル装置の場合には、整形装置 ７４の計算能力は、主として望ましい情報スループットによって決まる。例えば 、複数の言語における高忠実度ステレオ音声とディジタル情報とを伴った高品位 ディジタルテレビ送信は、例えば、ステレオ音声無線電話送信よりも遥かに高い スルーブツトを必要とするだろうし、又は無線電話送信よりも更に遥かに高いス ルーブツトを必要とするだろう。

例えば図７に示されるような「振幅、位相」対、又は信号からの「実数部、虚数 部ｊ対が送信されることが有利である。ディジタル変換複合信号のための装置７ ５は、整形装置７４から供給されるディジタル語から、信号からの「実数部、虚 数部ｊ対又は「振幅、位相」対を発生させ、それらを個々の変調器１１〜９Ｎの 間に配分する。合計装置７６は、送信に必要な周波数３１〜３Ｎを有する合成信 号を、前記増幅装置７７の入力に供給する。周波数３１〜３Ｎは変調周波数であ る。従って変調装置９Ｇの段階において、又は増幅装置７０の段階において、送 信周波数を上昇させることが可能である。例えば高周波数搬送波上を搬送される 合成信号は、アンテナ４０によって送信されるか、又はケーブル４００の中に送 り込まれる。

図ＩＬでは、本発明による送信機の第２の実施例が示される。

図１１の装置は、変換装置７５の出力と場幅機Ｔ１０入力との間に、直列に接続 された信号の再配列のための装置７８と、逆フーリエ変換の計算のための装置１ ９０と、信号のシリアル化のための装置３０１と、搬送波信号発生のための装置 ３０２とを有する。送信されるべき合成信号の変調は、逆フーリエ変換を計算す ることによって得られることが可能である。

離散逆フーリエ変換を計算することが可能なコンビエータＨｅが使用されること が有利である。

逆高速フーリエ変換（ＦＦＴ”ｌ計算回路が使用されることが有利である。逆高 速フーリエ変換アルゴリズムの使用は、チャネル数Ｎが２の累乗であることを必 要とする。しかし、チャネル全てが情報を搬送する必要はない。

前記信号の変調を行うための、離散逆高速フーリエ変換アルゴリズムの使用の可 能性が次のように説明される。

１個の周波数＋　、Ｉ　＋１／Ｔ、＋　＋２／Ｔ、、１０＋ｌ／Ｔ。

Ｄｏ　Ｏ ・・・・・・、　Ｉ＋に／Ｔ、・・・・・・、ｌ　Ｏ＋　（Ｎ　−１１／　”を 、周期Ｔの時間期θ 間の間に振幅変調及び／又は位相変調させるとしよう。これらの１個の変調搬送 波は、 Ｓｋ　（ｔ）　＝　Ａｒｃ　＊ｘｐ　（ｊ　（２ｍ（ｆｏ◆に／Ｔ）　を条９ｋ ））であり、前式中で、 ｋが、０〜ト１の間の整数であり、 Ａｋが、順位にの搬送波の振幅であり、ｔが、時間であり、 ψｋが、順位にの搬送波の位相である。

送信される位相値の基準が時間周期Ｔの開始時に採られると仮定する。

信号５ｋ（１）　とＳｋ’　（＋）とは、これらが次の直交性条件を満たす時に は、独立しており且つ完全に分離可能である。

’ｔｈ　ＰｋＩｔ”ｓｈ　（ｔ）　ｓｋｌ（ｇ　ｄｔ　ＩＩ　Ｏ。

従って、１が整数である時に４π　１ｏＴ−２１にであるならば、直交性条件が 満たされ、このことは、 ！、＝１／２丁、 周波数＋ｏ＝　−（Ｎ／２−ＩＮ　＝　（２−Ｎ）／２Ｔをとること、Ｂが通過 帯域である時に、サンプリング周波数１．　＝Ｎ／Ｔ　＝ａにおいて信号５ｋ（ ｉ）のサンプリングを行うことと同等である。

Ｓｋ　（ｎ）　−Ａｋ　ｅｘｐ　ｌ　（２９（（２−Ｎ）／２Ｔ舎に／Ｔ）　ｎ 　Ｔ／Ｎ　壷ｔｐ　ｋ）’　Ａｋ　ｅｘｐ　Ｊ　（２１１（ｎ（２−Ｎ）／２Ｎ Ｉｎｋ／Ｎ）”　Ｑ　ｋ）変調された信号Ｉは、次のように記述されることが可 能である。

（２１＋（ｎ（２−Ｎ＋２ｋ）／２Ｎ）　”　ｃｐ　ｋ）ｋがＯ〜　（Ｎ／２） −２の間であり、即ち、ｋ′が　（Ｎ／２）＋１〜トｌの間である場合に、ｋ′ ・ｋ＋　（Ｎ／２）　４１とし、及び、ｋが　（Ｎ／２１１〜トｌであり、即ち 、−゛がＯ−１１／２の間にある場合に、ｋ’−に−（Ｉｔ令？に’−Ｎ／２− １） 参　Σ　（Ａｋ’＊（Ｎ／２）−１）　＠ＸＰ　Ｊ　（２Ｗｎ　（２−Ｎ＋２に ’参Ｎ−２）／２Ｎ亭長・１０ ψｋｌ◆（Ｎ／２）−１） （・、Ｏ ；ユｔ″、 Ｂｋ’　＝　Ａｋ’−（Ｎ／２）−１ｆｏｒ　ｋ’　＝　Ｎ／２弓、、−、、Ｎ −１、θに’　＝　＋ｐ　ｋ’−（Ｎ／２）−１である。

（Ｘ（＋＋））は、八ｆ（Ｎ／２）　−１）　ｅｘｐ　（ｉφ（Ｎ／２）−１） 、・・・・・・、ＡＭ−１ｅｘｐ（Ｉφ（Ｎ−１））、・・・・・・、Ａｎ　ｅ ｘａ　（ｉφ　０）　、−・−−−−５Ａ　（（Ｎ／２）　−２）　ｅｘｐ（ｊ φ（Ｎ／２）−２）の離散逆゛７−リエ変換（ＤＦＴ−’）である。

同様に、受信端では、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行うことによって信号の復 調を行うことが可能である。

本発明は、信号の変調を行うための逆フーリエ変換の使用に限定されない。周波 数変域を時間変域に変換する他のアルゴリズムが実行可能である。

シリアル化装置３０１が、信号発生装置３Ｈに一連のディジタル値を供給するこ 七が有利である。このシリアル化装置３ｆ１１は、遷移期間を発生させるように 、特定のディジタル値を反復することが有利である。周期Ｔの遷移期間の間に、 前記遷移期間の後に続く周期Ｔの有効送信期間の最後部が再送信されることが有 利である。

図６Ｃに図解される信号に対応する変形例では、シリアル化装置３０１は遷移期 間の周期ΔＴの間にｒＯＪを供給する。

このシリアル化装置は、記憶手段とマルチプレクサとを有する。

例えば複数のフーリエ変換計算装置を使用するホモダイン信号の発生のような、 信号発生の他の変形例は本発明の範囲から逸脱しないということが理解されなけ ればならない。

図１２では、ディジタル語を複合信号に変換するための装置７５０１つの実施例 が示される。装置７５は、永久記憶能力を有する装置の中に格納された２つの変 換表７５０を有する。例えば、読出し専用記憶装置、プログラム可能な読出し専 用記憶装置、消去可能なプログラム可能読出し専用記憶装置、電気的に消去可能 なプログラム可能読出し専用記憶装置、又は、セーフガード付きランダムアクセ ス記憶装置（ＲＯＭＳＰＩＩＯＭ、　ｌＰＲＯＭ　、　ＫＥＦＲＯＭ、又はＲＡ Ｍ）タイプの永久記憶装置が使用されている。変換されるべきディジタル語は、 前記表７５０内のアドレスに対応し、振幅値又は信号の実数部が、第１の表７５ ０内のこのアドレスに格納され、位相値又は信号の虚数部が第２の表に格納され ている。

前記２つの表が必ずしも２つのメモリボックスに相当しなくてちよいということ が理解されるべきである。例えば、使用される記憶回路の望ましい分解能と容量 とに応じて、十分に大きい記憶容量を有する単一のメモリボックスを使用するこ とが可能であり、又は２つ以上のメモリボックスが使用されることが可能である 。

図１３では、再配列装置７８が示されている。この再配列装置７８は、記憶能力 を有する装置７８１と、マルチプレクサ７８２と、シーケンサ７８４とを有する 。記憶能力を有する装置７８１は、マルチプレクサ７８２に接続されている。シ ーケンサ７８４は、制御ライン７８５を経由して記憶能力を有する装置７８１に 接続され、制御ライン７８６を経由してマルチプレクサ７８２に接続されている 。

再配列装置７８は、処理されるべきデータを計算装置１９０に適合した形式にす ることを可能にする。データの再配列は、特に、例えば高速フーリエ変換の計算 のために使用される回路に関するモデルに応じて決定される。シーケンサ７８４ は、図１３には示されていない計算回路によって処理されるべきディジタル語及 び／又はディジタル語内ビットの順序を再配列することを可能にする。シーケン サ７８４は、ライン７８５を経由して、記憶能力を有する装置７８１にアドレス と制御信号とを供給する。シーケンサ７８４は、ライン７８６によってマルチプ レクサ７８２にｆ／１４ＩＩＩ信号を供給し、マルチプレクサ７８２の様々な位 置間のスイッチングを可能にする。マルチプレクサ７８２は、例えば、２つのメ モリバンクと１つのゼロ発生器７８フとの間の選択を可能にする３位置マルチプ レクサである。ゼロ発生器７８７は、例えば逆フーリエ変換によって、信号発生 のために必要なゼロを発生させることを可能にする。

逆フーリエ変換の発生のために必要なゼロは、記憶能力を有する装置７８１内に 格納されている。これらのゼロは、マルチプレクサ７８２に接続された、記憶能 力を有する装置７８１の特別な接続部から、又はシーケンサ７８４によって行わ れる記憶能力を有する装置７Ｈのアドレス指定によフて送信される。

必要に応じて再配列装置７８は、例えば離散フーリエ変換の計算回路の入力信号 に、その装置７８の出力信号を適合させることを可能にするインターフェース７ ８３を有する。

図１６では、図１３の記憶能力を有する装置７８１の１つの実施例が示される。

図１６に示される実施例では、記憶能力を有する装置７８１は、４つのメモリバ ンク７８１１．７８１２．７８１３．７８１４を有する。各々のメモリバンクは 、例えばシーケンサ７８４から読出し／書込み命令Ｒ／Ｍを受け取る。例えば７ ８１１．７８１２のような２つのメモリバンクが、読出しモードにあり、これと 同時に、例えば’１８１３．７１１１４のような２つのメモリバンクが書込みモ ードにある。従って到着する信号が、これらの信号の再読出しのために必要な順 序で、１つのメモリバンクの中に書込まれることが可能である。第２のメモリバ ンクの同時再読出しが、前記計算回路に対して必要なディジタルデータを供給す ることを可能にする。

図［７では、記憶能力を有する装置ｉｔの第２の実施例が示される。図１７の記 憶能力を有する装置７８１は、２つのメモリノ（ンク７８１１．７８１２だけを 有する。この場合には、シーケンサ７８４は、１つのダイレクトメモリアクセス （ＩＩＭＡ）　シーケンサである。従ってこれらの２つのメモリバンクは、デー タの同時読出し／書込みを可能にする。

図１６と図１７との場合には、直角位相データの実数成分１と虚数成分Ｑとが同 時に供給される。

本発明による装置では、様々な周波数における信号の変調を使用することが可能 である。例えば高周波数電磁波を使用する場合には、図１５に示されるように、 直接的に送信搬送波上において信号を変調することが、即ち送信周波数において 信号を変調することが可能であり、また図１４に示されるように、中間周波数に おいて変調を行うことが可能であり、又は基底周波数上における変調を行うこと が可能である。

基底帯域上における変調は、必然的に］とＱとに関して行われる。これとは対照 的に、中間周波数において又は送信搬送波上においては、図２０に図解されるよ うに変調が実際の信号から行われることが可能である。

図２ｔｌの装置は、Ａｌｌ変換器３２１１と、低域フィルタ３２（ｌＳと、混合 器３２０１と、フィルタ３０２２と、混合器３２０４と、フィルタ３２０５とを 有し、これらは直列に接続されている。混合器３２０１と３２０４の第２の入力 は、図２０には図解されていない複数の局部発振器に接続されている。

図１４では、送信されるべき信号の発生のための装置３０２の第２の実施例が示 される。

装置３０２は、第１の混合器３２０１と第２の混合器３２０７とを有し、これら の混合器は両方とも１つの合計装置３０２３に接続されてｔする。合計装置３ａ ２３の出力は第３の混合器３２０４の第１の入力に接続される。

混合器３２０７の第２の入力は、中間周波数を発生させる局部発振器３３０５の 出力に接続されている。混合器３２Ｇ１の第２の入力は、π／２の位相シフトを 含む装置３２０８を経由して、局部発振器３３０５の出力に接続されている。従 って、直角位相成分１とＱの周波数が上昇させられ、信号が合計装置３０２３に よって復元される。

混合器３２０４の第２の入力が局部発振器３３０６に接続され、この局部発振器 ３３０６の振動周波数は局部発振器３３０５の振動周波数よりも高い。

これら２つの発振器３３０５と３３０６は、図示されていない単一のタイムベー スによって同期化されることが有利である。局部発振器３３０５と３３０４は、 受信端において信頼性のある構成を可能にするのに十分なだけ安定している。

タイムベースは、信号をサンプリングするための装置と同期化されていることが 有利である。

１つの変形例では、装置３０２はディジタル装置である。

図１４に図解される変形例では、装置３０２はアナログ装置であり、従って装置 ３０２は、その入力端にＡＤ変換器３２１１と３２１２とを有する。変換器３２ １１と３２１２は、混合器３２０１と３２０７の各々の第１の入力に接続されて いる。低域フィルタ３２０９と３２１０の各々は、＾Ｄ変換器３２１１及び３２ １２の出力と、混合器３２０１及び３２０７の入力との間に配置されている。フ ィルタ３２０９と３２１０は、ＡＤ変換器３２１１及び３２１２によって発生さ れる高周波成分を除去することを目的とする。

混合器３２０１．３２０７．３２０４の出力には、これらの混合器の出力に含ま れるスペクトルの望ましい部分を選択することを目的とするフィルタ３０２２． ３２０６．３２０５が各々に配置される。

図１５では、単一の周波数上昇段を有する装置３Ｈの１つの変形例が示される。

図１５の装置３０２は、第１の混合器３２０１と第２の混合器３２０７とを有す る。混合器３２０１と３２ａ７との出力は、帯域フィルタ３０２２と３２０６を 経由して、合計装置３２０３の入力に接続されている。図１５に図解されるアナ ログ実施例では、混合器３２０１と３２０７との第１の入力は、フィルタ３２Ｇ ９と３００を経由して、ＡＤ変換器３２１１と３２１２との出力に接続されてい る。

本発明による送信機は、受信端において受信機のタイムベースを送信機のタイム ベースと正確に同期させることを可能にするコーディング信号を送る。従って、 良好な時間分解能及び／又は位相分解能を得ることが可能である。

図１９に図解される実施例では、アナログ同期が使用される。

図１９に図解される実施例では、−組の変調信号３００ＧがＮ個のチャネル上を 送信され、そのスペクトルは実質的に、通過帯域Ｂに等しい周波数幅１１と、帯 域Ｂの内側の信号の平均振幅Ａ２に相当する高さＡＩとを有する長方形である。

八ｌよりも着しく大きい振幅ＡＭを有する２つの周波数１　と　ＩＢが送信され る。

例えば＾旧よＡｓより１２ｄＢだけ大きい。従って受信端においては、周波数　 １　と　１　とを知ることによって　１　と　ＩＢとを分離す八　Ｂ　Ａ ることが可能である。一方では、周波数ｆ　と　１８とを知ることによって、他 方では、受信端におけるこれらの周波数の差を知ることによって、時間基準がそ れから抽出されることが可能な周波数基準が得られる。受信端においては、例え ば周波数ＩＡと　ＩＢとに１つの混合器の中でうなりを生じさせることによって 、差１−ＩＢが得られる。

＾ 本発明による装置の１つの実施例では、Ｂは８ＭＨ＋に等しく、１　は　ＩＢか ら５ＭＨ＋だけ分離される。

図２１では、本発明の受信器の１つの実施例の説明図が示される。図２１に図解 される実施例は、受信アンテナ４０と、増幅器６０３と、混合器４１と、帯域フ ィルタ４２と、可変利得増幅器６０４と、混合器４８１７と、低域フィルタ４８ １８と、＾Ｄ変換器４８１９と、再直交化装置４８２と、復調装置４８と、局部 発振器２５０と、自動利得制御装置６０５と、局部発振器４９１と、サーボ制御 装置４９と、解析回路６０１と、決定回路６Ｇ２と、処理装置４５と、信号利用 装置４６とを有する。

アンテナ４０は増幅器６０３の入力に接続されている。増幅器６０３の出力は、 混合器４１の第１の入力に接続されている。混合器４１の出力は、帯域フィルタ ４２の入力に接続されている。帯域フィルタ４２の出力は、増幅器６０４０入力 に接続されている。増幅器６０４の出力は、一方では、混合器４８１７の第１の 入力に接続され、他方では、自動利得制御回路６０５の入力に接続されている。

自動利得制御回路６０５の出力は、増幅器６０４の利得制御入力に接続されてい る。混合器４８１７の出力は、低域フィルタ４８１８の入力に接続されている。

低域フィルタ４８１８の出力は、ＡＤ変換器４８１９の入力に接続されている。

ＡＤ変換器４８１９の出力は、再直交化装置４８２の入力に接続されている。再 直交化装置４８２の出力は、復調装置４８の入力に接続されている。復調装置４ ８の出力は、一方では、解析回路６０１の入力に接続され、他方では、サーボ制 御装置４９の入力に接続されている。解析回路８０１の出力は、判断装置４５の 入力に接続されている。決定装置６０２の出力は、情報処理装置４５の入力に接 続されている。情報処理装置４Ｓの出力は、信号利用装置４６の入力に接続され ている。サーボ制御装置４９の第１の出力は、ＡＤ変換器４８１９と、再直交化 １１８２と、復調装置４８と、解析回路６０１と、決定装置６０２とに接続され ている。サーボ制御装置４９の第２の出力は、局部発振器４９１に接続されてい る。サーボ制御装置４９の第３の出力は、局部発振器２５Ｇに接続されている。

アンテナ４Ｇは、送信機から来る高周波信号を受信する。

増幅器１ｉＨは、アンテナ４０によって捕捉された信号を増幅する。局部発振器 ２５０によって供給される高周波信号と共にうなりを生じさせることによって、 混合器４！は受信信号の周波数を低下させる。

この信号はフィルタ４２によって炉渡される。フィルタ４２は、受信されること がめられる信号に対して異質である信号を取り除くことを可能にする。フィルタ ４２は、表面音響波（ＳＡＷＩ　フィルタであることが有利である。

増幅器６Ｇ４は、自動利得回路６０５の制御の下で、中間周波数信号の増幅を行 う。自動利得回路６０５は、増幅器６０４の出力において信号を捕らえる。十分 に長い時間周期に亙っての積分が、受信の最適化を可能にする増幅器［４に対す る制御信号の計算のための、信号の振幅の平均値を与える。

混合器４８１７は、局部発振器４９１によって与えられる信号と増幅器６０４に よって増幅される信号との間のうなりを発生させる。

混合器４８１７は低い搬送波レベルで信号を配送する。フィルタ４８１８は、ス ペクトルの望ましい部分を選択する。

＾Ｄ変換器４８１９は、信号のディジタルサンプリングを行う。

大きな情報スルーブツトを得ることが可能であるためには、種々のチャネルに属 する信号を完全に分離することが非常に重要である。再直交化回路４８２が、チ ャネル間のクロストークの除去を可能にすることが有利である。こうしたクロス トークは、例えば、信号の一部分を遅延させる多重エコーの結果である可能性が ある。そうした信号は、特に、後続のパターンの受信の間に受信器に到着する。

再直交化装置４１１２は、パターン変化検出回路を有する。例えば、それは、周 期Ｔだけ遅延された信号から信号を減算するための手段を有する。周期Ｔ＋Δ丁 の単一の送信期間の中で２つのサンプルが採取される場合は、これらのサンプル の差は概ね一定である。このことは、最も遠い多重エコーの到着時間によって減 少させられる、周期６丁の間の送信期間の各々に当てはまる。これとは対照的に 、この差内の急激な変動は、２つのサンプルがもはや同一の送信期間に属してい ないということを示す。従って２つのサンプルの差から、送信期間変化の瞬間と 、従って送信期間の同期化（パケット同期こす危険性がある多重エコーから生じ る信号は、図６１に図解される実施例の場合には除去され、又は、図６ｃに図解 される実施例の場合にはコヒーレントなモードで先行のパターンに加えられる。

第１の場合には、送信期間の周期６丁は、除去されることが望ましい多重エコー の伝搬周期よりも大きいことが有利である。多重エコーの除去は、例えば、周期 ６丁の遷移期間８１の間で受信信号を無視することによって行われる。

第２の場合には、遷移期間の間に到着する信号が拾い上げられ、対応する有効送 信期間の開始部分に加えられる。この後者の実施例は、復調装置４８による先行 パターンの処理の前に、この先行パターンの記憶を可能にする遅延手段を必要と する。

復調装置４８は、個々のチャネルに属する信号の分離を行う。

図に図解される実施例では、その処理はディジタルである。例えば、離散フーリ エ変換の計算のための装置が使用される。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の計算の ための装置が使用されることが有利である。しかし、例えば周波数混合器列の使 用によって１／Ｔだけ分離されるアナログ分離は、本発明の範囲から逸脱しない 。

復調された信号は、一方では解析回路６Ｑｌに供給され、他方ではサーボ制御装 置４９に供給される。

この解析回路６０１は、送信機から受信した校正信号又はテスト信号に基づいて 、受信信号の解析と、受信信号の等化及び校正とを行う。

サーボ制御装置４９は、受信機の個々の段の間の同期化と、受信機と送信機との 間の同期化とを行う。特にサーボ制御装置４９は、局部発信器２５０と４９１と に対して同期信号を供給し、これらの発信器の経時的に安定した作動を可能にす る。更にサーボ制御装置４９は、サンプリング周波数を、ＡＤ変換器４８１９と 、再直交化装置４８２と、復調装置４８と、解析回路６０１　と、決定装置６０ ２とに供給する。

解析回路６０１によって正規化された信号は、決定装置６Ｈに供給される。

決定回路６Ｇ２は、図７のどの魚目が関与させられるかを、従っで「信号の実数 部、信号の虚数部」対又は「振幅、位相」対の何方の対が関与させられるかを決 定する。決定装置６ｆ１２は、前記対の各々に１つのディジタル語を関連付ける 。

本発明による受信機は、例えば処理装置４５のような他の装置を有する。処理装 置４５は、必要とされる処理を信号に対して行う。例えばテレビ受信機では、処 理回路４５は、ディジタル信号から画像と音声を復元する。画像圧縮アルゴリズ ムが送信端において使用される場合は、処理装置４５が画像圧縮解除されたアル ゴリズムを使用することが有利である。

情報処理装置４５は、信号利用装置４６に接続されている。信号利用装置４６は 、受信された信号の利用を可能にする。信号利用装置のタイプは、主に使用され ている受信機のタイプによって決定される。例えばテレビ信号送信の場合には、 特に陰極線管又はフラットスクリーンとラウドスピーカとが使用されるだろう。

電話データの送信の場合には、その信号利用装置は、例えば電話交換機又は電話 である。データ送信の場合には、信号利用装置４６は、処理されるべきデータ又 は記憶されるべきデータを受け取るコンピュータであることが可能である。

図９では、本発明による受信機の１つの実施例が示され、この受信機は、低い搬 送波に関して、直角位相における信号の実数部のための処理チェーンと、前記信 号の虚数部の処理チェーンとを有する。

図９の装置は、受信アンテナ４０と、増幅器６Ｎと、混合器４１と、帯域フィル タ４２と、可変利得増幅器６０４と、自動利得制御回路６０５と、混合器４８１ ７と、混合器４８１４と、低域フィルタ４８１８と、低域フィルタ４８１５と、 へ〇変換器４８１９と、＾Ｄ変換器４８１６と、再直交化装置４８２１と、再直 交化装置４８２２と、復調装置４８と、解析回路６０１と、決定回路６０２と、 情報処理装置４ｓと、ディスプレ装置４６２と、音声録音装置４６１と、サーボ 制御装置４ｇと、π／２移相器４８１３とを有する。

アンテナ４０は増幅器６０３の入力に接続されている。増幅器６０３の出力は、 混合器４１の第１の入力に接続されている。混合器４１の出力は、帯域フィルタ ４２に接続されている。帯域フィルタ４２の出力は、増幅器６０４の入力に接続 されている。増幅器６０４の出力は、自動利得制御回路６０５の入力に接続され 、混合器４８１７の第１の入力に接続され、且つ混合器４８１４の第１の入力に 接続されている。自動利得制御回路６０５の出力は、増幅器６０４の第１の利得 制御入力に接続されている。混合器４８１７の出力は、低域フィルタ４８１８の 入力に接続されている。混合器４８１４の出力はフィルタ４８１５の入力に接続 されている。低域フィルタ４８１８の出力は、ＡＤ変換器４８１９の入力に接続 されている。低域フィルタ４８１５の出力は、ＡＤ変換器４８１６の入力に接続 されている。

ＡＤ変換器４８１９の出力は、再直交化装置４８２１の入力に接続されている。

＾Ｄ変換器４８１６の出力は、再直交化装置４８２２の入力に接続されている。

再直交化装置４８２１．４８２２の出力は、復調装置４８の入力に接続されてい る。復調装置４８の出力は、解析回路６０１の入力と、サーボ制御装置４９の入 力とに接続されている。解析回路６０１の出力は、決定装置６０２の入力に接続 されている。決定装置６０２の出力は、情報処理装置４５の入力に接続されてい る。

情報処理装置４５の出力は、例えばディスプレ装置４６２と音声録音装置４６１ とのような信号利用装置に接続されている。サーボ制御装置４９の第１の出力は 、＾Ｄ変換器４８１９及び４８１６と、再直交化装置４８２１及び４８２２と、 復調装置４８と、解析回路６０１と、決定装置６！ｉ２　とに接続されている。

この出力はサンプリング周波数を供給する。図９に図解される実施例では、うな り周波数が、サーボ制御装置４９の出力を経由して直接的に供給される。高周波 出力が混合器４１の第２の入力に接続されている。中間周波数出力が、π／２移 相器４８１３の入力と、混合器４８１７の第２の入力とに接続されている。移相 器４８１３の出力は、混合器４８１４のπ／２の入力に接続されている。図９に 図解される装置では、直角位相における信号の実数部と虚数部が処理される。従 って、情報の損失なしに周波数を低下させることが可能である。

復調装置４８が、フーリエ変換の計算のための装置を有することが有利である。

前記フーリエ変換の計算のための装置が、離散フーリエ変換の計算のための装置 であることが有利である。

前記フーリエ変換の計算のための装置が、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の計算の ための装置であることが有利である。高速フーリエ変換アルゴリズムは、２の累 乗に等しい数のサンプルに対する計算を行うことを必要とする。例えば、テレビ 送信の場合には、２５６個の、５１２個の、１０２４個の、又は２０４８個のチ ャネルが使用される。しかし、各々のチャネルが、各々１つの情報項目を送信す ることは必要ではない。受信信号の変調を行うために高速フーリエ変換の計算の ための装置を使用することは、高速フーリエ変換の計算のための標準的な回路又 は前記標準的な回路の組合わせの使用を可能にする。例えばホモダイン復調のよ うな他の変形例も本発明の範囲を逸脱しないということが理解されなければなら ない。

図２３では、解析装置６０１の１つの実施例が示される。図２３の装置は、分割 装置５８６と、等化装置５８７と、テスト信号を解析するための装置５８８と、 シーケンサ５８５とを有する。

分割装置５８モは、処理されるべき信号を受け取る。分割装置５８６の出力は、 一方では等比重１８７に接続され、他方では解析及びテスト装置５８８に接続さ れている。解析及びテスト装置５８８の出力は、一方では等化装置５１１７に接 続され、他方では同期化装置４９Ｇに接続されている。

分割装置５８６は、情報信号からテスト信号を分割し、このテスト信号を解析及 びテスト装置５８８に向けて送り、一方で情報信号を等化装置５８７の中に送り 込む。テスト信号の検出は、例えば特定の送信標準に従って行われることが可能 である。例えば分割装置５８６は、送信期間の各々において８レベルにおけるチ ャネルがテスト信号のために割り当てられるということを「知っている」。別の 送信標準では、テスト信号が、例えば１００　レベルにおける送信期間のチャネ ル全てに相当することが可能である。受信される位相及び／又は振幅の校正に使 用されるこれら２つのタイプのテスト信号は、例えば６４個の送信期間毎に１６ レベルにおいて１つのテストチャネルを与えるために混合されることが可能であ る。

第１の実施例では、本発明による受信機は、単一の基準に従うことが可能である ように設計される。そうした場合には、最初に同期化を行うこと、又は当該受信 機内の別の装置から同期を実際に受けることが必要である。

本発明による第２の変形例では、受信機は複数の送信標準に従うことが可能であ る。この場合には、受信信号が何れの送信標準に属するのかを検出することが必 要である。別々のチャネル上での送信が、複数のチャネルの多重化による送信、 及び／又は、異なった性質の情報を搬送するための時分割多重化による送信を可 能にする場合に、例えば情報スルーブツトの一部分をサービス情報のために割り 当てることが可能である。このサービス情報は、例えば、行われる送信のタイプ に関する情報項目を周期的に含むことが可能である。

こうした送信標準は、望ましいプログラムを選択する利用者によるスイッチ切り 換えによって、選択されることも可能である。例えば利用者は、テレビ送信から 無線電話送信に切り換える。送信標準に関する情報は、例えば永久記憶装置（図 示されていない）の中に格納される。

分割装置５１１６は、例えば複数のマルチプレクサと、シーケンサ５８５によっ て供給される順序付けを実行する１つの「配線による」論理素子とを有する。

テスト信号の値は、受信機に対して知らされなければならない。例えばテスト信 号は、疑似ランダム信号である。テスト信号は、同一のアルゴリズムに従って送 信機と受信機との中で発生させられ、従ってこのことは、送信される信号に対し てこれと同一な信号と受信信号とを比較することを可能にする。

解析及びテスト装置５８８は、各テストチャネルにおいて受信されるレベルを検 出する。解析及びテスト装置５８８は、テストチャネルにおいて受信される位相 シフトと減衰とを測定する。

これらの位相シフトと減衰とに基づいて、解析及びテスト装置５８８は、例えば 補間法を使用して、テストチャネル間の中間チャネルにおける位相シフトと減衰 とを測定する。補間法は、例えば線型補間法であることが可能である。

大きな情報スループットを得るためには、近接した位相及び振幅を区別すること が可能であること、従って各チャネルに対して１つの振幅基準及び位相基準を使 用することとが必要である。この振幅基準及び位相基準は、受信機に向けて送信 機から周期的に送信される基準信号によって与えられることが有利である。基準 信号の反復周波数は、伝搬条件と局部発信器との安定性に応じて決まる。

本発明による装置の第１の変形例では、位相基準信号及び振幅基準信号は、周期 Ｔ又は周期Ｔ（ΔＴの時間期間の全周波数３１〜３Ｎ上を周期的に送信される。

しかし校正信号の頻繁な送信が、有効送信情報のスループットを低減させるとい うことに留意する必要がある。

本発明による装置の有利な変形例では、有利には周波数３１〜３Ｎの全体に亙っ て規則的に配分された少数の校正信号だけが送信され、他の周波数の係数が、計 算によって、例えば補間法によって決定される。

更に一般的には、時間的に及び／又は個々のチャネル上に校正信号を配分するこ とが可能である。

例えば、各々のテスト信号送信を異なりたチャネル上で行なう形で、テスト信号 を周期的に送信することが可能である。例えば、テストに割り当てられる各チャ ネルの円順列が行われる。

送信媒体のパルス応答は、例えば時間における及び／又は周波数上での補間法に よって、全てのチャネルに関して推定される。

各チャネルに対して加えられるべき振幅補正及び位相補正のマトリックスが、こ うして推定される。

例えば大気条件の変動（更にはその局部的変動）に起因する送信媒体のパルス応 答の変動を、校正によって補償することが非常に重要である。

送信媒体のパルス応答は、例えば、加えられるべき補正のフーリエ変換を計算す ることによって決定される。

１つの実施例では、８レベルの１つのチャネルが、全チャネル３１〜３Ｎの振幅 Ａと位相との校正に使用された。そうしたタイプの装置では、周期Ｔの有効送信 期間の各々において校正を行うこと、又は前述の実施例の場合のように、校正だ けのために特定の送信期間を割り当てることが可能である。安定したタイムベー スの使用によって同期が維持される。

前記解析及びテスト装置は、例えば、記憶能力を有する装置と、信号の迅速な処 理のためのマイクロプロセッサとを含む。

各チャネルに関する位相シフトの値と減衰の値は、等化装置５８７に送信される 。

等化装置５８７は、各チャネルに対して、送信によって引き起こされる増幅及び 位相シフトとは逆の増幅及び位相シフトを加える。従って、受信端における全チ ャネルの振幅は、回路５８７による等化の後では、送信時の振幅に比例している 。同様に、受信端における各チャネル間の相対的な位相シフトは、等化回路５８ ７による処理の後では、送信端における各チャネル間の相対的な位相シフトに等 しい。

１つのアナログの変形例では、等化回路５８７は様々な移相器と様々な増幅器と を有する。アナログ移相器は、１つのディジタル制御された電荷転送素子（ＣＣ Ｄ）を有し、このＣＣＤでは、例えば単一の入力と複数の出力とが使用可能であ る。各々の出方は、個々の位相シフトに相当する。

等化装置５８７のディジタルの変形例では、振幅補正と位相補正とを行うために 、乗法と加算とが使用される。配線による論理素子及び／又はマイクロプログラ ム論理素子もしくはプログラム論理素子が使用されている。

図２４では、本発明による装置において実行されることが可能な公知のタイプの アーキテクチャが示される。図２４のアーキテクチャは、再直交化装置内で使用 されることが可能である。記憶能力を有する装置４８４１は、例えば１つの２ポ ート装置である。

記憶されるべきデータは入力ポートを経由して到着する。これらのデータは出力 ポートから再び出て再配置される。シーケンサ４８４２は、データの登録と再読 出しのためのアドレスを供給する。データ再編成の望ましいタイプに従って、語 全体、又は語の一部分だけ、又は１個々のビットを再読出しすることが可能であ る。記憶能力を有する装置４８４１は、例えば、ランダムアクセスメモリ（ＲＡ Ｍ）集積回路を含む。

シーケンサ４８４２は、例えば、配線による論理素子とカウンタとを有する。１ つの変形例では、標準的な回路を使用するために、例えば１つのマイクロプロセ ッサによって、前記シーケンサ４８４２を置き換えることが可能である。前記マ イクロプロセッサが、信号処理タイプのマイクロプロセッサであることが有利で ある。

図２５では、再直交化装置の第２の実施例が示される。図２５に示される実施例 では、装置４８２は、記憶能力を有する装置４８２５と、算術演算及び論理ユニ ット４８２６と、マルチプレクサ４８２３と、シーケンサ４８２４とを有する。

記憶能力を有する装置４８２５の出力は、算術演算及び論理ユニット４８２６の 入力と、マルチプレクサ４８２３の第１の入力とに接続されている。算術演算及 び論理ユニット４８２６の出力は、マルチプレクサ４８２３の第２の入力に接続 されている。シーケンサ４８２４は、例えばサーボ制御装置４９から、受信機の 同期のための一般信号を受け取る。シーケンサ４ｓ２４は、制御信号及び同期信 号をマルチプレクサ４８２３に送る。シーケンサ４８２４は、記憶能力を有する 装置４８２５に、アドレス信号及び同期信号を送る。図２５に示される実施例で は、シーケンサ４８２４によるメモリ４８２５のアドレス指定は、ディジタル語 の再配列を行うことを可能にする。算術演算及び論理ユニット４８２６は、望ま しい信号合計を行うことを課せられる。マルチプレクサ４８２３のスイッチング は、望ましい送信標準と進行中の受信位相とに応じて、２つの再配列モードの間 の選択を行うことを可能にする。

更に、本出願人によって１９８６年１０月７日に出願された特許ＦＲ８６Ｎ９３ ７号の図２２に図解された振幅／位相復調器のような振幅／位相復調器を、信号 の利用のために使用することが可能である。

本発明による送信機は、送信機のタイムベースと受信機のタイムベースとを受信 端において正確に同期させることを可能にするコーディング信号を伝送する。従 って、良好な時間及び／又は位相分解能を得ることが可能である。

本発明による第１の実施例では、ディジタル同期が使用される。

図２７に図解される実施例では、アナログ同期が使用される。

図２６に図解される実施例では、−組の変調信号３０００がＮ個のチャネル上を 送信される。

そのスペクトルは、通過側１に等しい周波数幅！１と、帯域Ｂの内側の信号の平 均振幅＾２に相当する高さＡ１とを有する実質的に長方形である。Ａｓより著し く大きい振幅Ａｌｌを有する２つの周波数ＩＡと　ＩＢが送信される。例えば、 ＡＭはＡ量より１２ｄＢだけ大きい。従って、受信端において、周波数（ｈと　 Ｉｎとを知ることによって　ＩＡと　ＩＢとを分離することが可能である。

一方では、周波数ＩＡと　！８とを知ることによって、他方では、受信端におけ るこれらの周波数の差を知ることによって、時間基準がそれから抽出されること が可能な周波数基準が得られる。

受信端においては、例えば周波数１　と　ｆ８とに１つの混合器の中でうなりを 生じさせることによって差ＩＡ−ＩＢが得られる。

本発明による装置の１つの実施例では、３はＩＩＭＨｓに等しく、ＩＡは　ＩＢ から５ＭＨ１だけ分離される。

図２７では、図８と図９とのサーボ制御装置４ｇの１つのアナログの実施例が示 される。図２７の装置は、図１３に図解されるような送信機によって送信される 信号で働くよう意図される。サーボ制御装置４９は、帯域フィルタ７０１　と、 帯域フィルタ７０２と、混合器７０３と、位相ロックループ（ＰＬＬ）７０４と 、周波数分割位相７１Ｇと、周波数分割位相ロックループ（ＰＬＬ）７１１とを 有する。これらの位相ロックループ（ＰＬＬ）は、例えば１つの混合器と、１つ の低域フィルタと、１つの電圧制御発信器とを有する。図２７では、位相ロック ループＣＰＬＬ）、７０４は、１つの混合器７０５と、１つの低域フィルタ７０ ６と、１つの電圧制御発信器（マＱＣ）７１！７とを有する。

装置４９の入力は、フィルタ７０ｉの入力と７０２の入力とに接続されでいる。

スイルタ７０１の出方は混合器７０３の第１の入力に接続されている。フィルタ ７Ｇ２の出方は、混合器７０３の第２の入力に接続されている。混合器７０３の 出方は混合器７０５の第１の入力に接続されている。混合器７０５の出方は、低 域フィルタ７０６の入力に接続されている。発信器７０７の出方は、位相ロック ループ７０９の入力と、位相ロックループ７１Ｇの入力と、位相ロックループ？ ＋１の入力と（ご接続されている。低域フィルタ７０６の出力は、発信器７０７ の入力に接続されている。発信器７０７の出力は、混合器７０５の第２の入力に 接続されている。位相ロックループ７０９．７１０　、７１１の出力は、望まし い周波数を供給するサーボ制御装置４９の出方を構成する。

フィルタ７０１は周波数ＩＡを選択し、フィルタ７０２は周波数１Ｂを選択する 。混合器７０３は周波数ｆＡと　Ｉ８との間のうなりを発生させる。

位相ロックループ７０４は、周波数ＩＡと　ｆ、との間の差の値を供給する。送 信標準によって決定される送信端における周波数１　と　ＩＢとの間の差が知ら れている。受信端における比較が、周波数基準と位相基準との供給を可能にする 。

位相ロックループ７０９．７１０　、７１１は、本発明による装置の作動のため に十分に安定した周波数基準と位相基準とを供給することを可能にする。例えば 、位相ロックループ７０！ｌ　、　７１Ｇ　。

７１１は、図２１の局部発信器２５０と局部発信器４９１とに対して別々に周波 数基準を供給することと、図８又は図９のディジタル装置に対してサンプリング クロック信号を供給することとを可能にする。振動周波数は、これらの発信器の 設定に応じて決まる。

本発明は、アナログ及び／又はディジタル情報受信装置と、コンピュータ間の通 信と、交換機間の電話通信と、無線電話と通信ステーションとの間の電話通信と 、地上ステーションと人工衛星との間の無線技術的通信と、人工衛星間の通信と 、空中及び／又は水中の音響通信と、ローカル計算機網の建設と、無線電話送信 及びテレビ送信の受信とに適用される。

本発明は、情報の送信又は収集の全てに適用可能な新規性のあるタイプの変調に 係わる。本発明は、全てのタイプの波、特に音波、更に特には電磁波を使用する 装置に適用される。

本発明による装置は、特に、無線電話送信とテレビ送信と、アナログ又はディジ タル情報送信装置と、コンピュータ間の通信と、交換機間の電話通信と、無線電 話と過信ステーションとの間の電話通信と、地上ステージタンと人工衛星との間 の無線技術的通信と、２つの人工衛星間の通信と、空中及び／又は水中の音響通 信と、ローカル計算機網の建設と、ソーナと、レーダとに適用される。

本発明は、高忠実度無線電話送信及び受信、高品位テレビ（［ＩＤＴマ）、及び ／又は、ディジタルテレビに特に遭している。

ＦＩＧ−８ 平成３年４月１９日

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．複数の周波数を同時に使用する変調波の伝送のための方法であって、該方法 が、周期Ｔ＋ΔＴの間に記号を送信する連続ステップを含み、２つの送信周波数 が１／Ｔだけ分離されており、前記Ｔが有効送信期間であり、且つ前記ΔＴが遷 移期間であって、様々な周波数に対応する直交チャネルを与えるために、前記周 期Ｔの有効送信期間の間に信号のサンプリングを受信端において行うことを可能 にする同期信号が送信されることを特徴とする方法。 ２．前記ΔＴ＞０であることを特徴とする請求項１に記載の方法。 ３．前記Ｔが前記ΔＴよりも大きいことを特徴とする請求項１又は２に記載の方 法。 ４．使用される第１の周波数ｌｏがｋ／２Ｔに等しく、前記ｋが正の整数又はゼ ロであることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。 ５．前記遷移期間の間は送信が停止されていることを特徴とする請求項１から４ のいずれか一項に記載の方法。 ６．前記周期Ｔの有効送信期間の間のパターンを決定するためのステップと、前 記周期Ｔの送信期間の間の前記パターンの送信及び周期ΔＴの遷移期間の間の前 記パターンの中断のない連続のステップとを含むことを特徴とする請求項１から ４のいずれか一項に記載の方法。 ７．前記周期Ｔの有効送信期間の各々の間に、１つの記号が各周波数において送 信されることを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。 ８．前記周期Ｔ＋ΔＴの有効送信期間の各々の間において、１つの対「実数部、 虚数部」又は「振幅、位相」が各周波数上において送信され、前記「実数部、虚 数部」又は「振幅、位相」の対が送信されるべき情報と一対一の等価関係にある ことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の方法。 ９．前記対「実数部、虚数部」又は「振幅、位相」の使用可能な数が４より多い ことを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載の方法。 １０．請求項１から９のいずれか一項に記載の方法の実行を可能にすることを特 徴とする送信機。 １１．前記周期Ｔの有効送信期間の間に１つの記号を各々の使用周波数において 送信することを可能にする変調装置（９０）を有することを特徴とする請求項１ ０に記載の送信機。 １２．前記変調装置（９０）がＮ個の変調器（９１〜９Ｎ）を有し、前記Ｎが使 用周波数の数であり、前記Ｎ個の変調器の出力が１つの合計装置（７６）の入力 に接続されていることを特徴とする請求項１１に記載の送信機。 １３．前記合計装置が１つの対称配分トリ−（７６０）を有することを特徴とす る請求項１２に記載の送信機。 ｌ４．前記変調装置（９０）が逆フーリエ変換の計算のための装置（１９０）を 有することを特徴とする請求項１０又は１１に記載の送信機。 １５．前記逆フーリエ変換の計算のための装置が高速フーリエ変換（ＰＰＴ）の 計算のためのディジタル回路であることを特徴とする請求項１４の記載の送信機 。 １６．送信チャネルの１つがゼロ周波数搬送波を中心とさせられていることを特 徴とする請求項１０から１５のいずれか一項に記載の送信機。 １７．前記麦調装置（９０）が中間周波数で作動することを特徴とする請求項１ １から１５のいずれか一項に記載の送信機。 １８．前記変調装置（９０）が搬送波変調のためのディジタル装置であることを 特徴とする請求項１１から１５のいずれか一項に記載の送信機。 １９．振幅Ａ及び／又は位相φに関する校正信号を、少なくとも幾つかの使用周 波数上において発生させる手段を有することを特徴とする請求項１１から１７の いずれか一項に記載の送信機。 ２０．前記送信機がテレビ送信送信機であることを特徴とする請求項１０から１ ９のいずれか一項に記載の送信機。 ２１．前記送信機が無線送信送信機であることを特徴とする請求項１０から２０ のいずれか一項に記載の送信機。 ２２．前記送信機が高品位テレビ送信送信機であることを特徴とする請求項２０ に記載の送信機。 ２３．前記送信機がデータ送信機であることを特徴とする請求項１０から２２の いずれか一項に記載の送信機。 ２４．請求項１から９に記載の方法によって送信される波の受信を可能にするこ とを特徴とする受信機。 ２５．信号と同期したサンプリングのための手段を有する受信機であって、該受 信機が、複数の周波数上において１つの周期Ｔ＋ΔＴの間に送信される記号を使 用する変調波送信を復調するための手段を有し、２つの送信周波数が１／Ｔだけ 分離されており、前記Ｔが有効送信期間であり、且つ前記ΔＴが遷移期間であっ て、さらに該受信機が、保護期間ΔＴを使用して受信信号と該受信機とを同期化 することを確保する１つのサーボ制御装置（４９）を有することとを特徴とする 請求項２４に記載の受信機。 ２６．少なくとも一部分の信号の平均出力の検出装置によって制御される１つの 自動利得制御装置（ＡＧＣ）を有することを特徴とする請求項２４又は２５に記 載の受信機。 ２７．「実数部、虚数部」又は「振幅、位相」の対をディジタル語に変換するた めの、前記対の復号手段（４５）を有することを特徴とする請求項２４から２６ のいずれか一項に記載の受信機。 ２８．高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の計算のための装置（４８３）を少なくとも １つ有することを特徴とする請求項２４、２５、２６、又は２８に記載の受信機 。 ２９．前記高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の計算のための装置（４８３）が、Ｎ個 の直交チャネルの分離のためのフーリエ変換の完全な計算を行うことを特徴とす る請求項４に記載の受信機。 ３０．校正信号から基準位相及び／又は基準振幅を供給することが可能な１つの テスト装置（６０１）を有することを特徴とする請求項２４から２９のいずれか 一項に記載の受信機。 ３１．送信から生じる信号の中の撹拌を補償するための１つの等化装置（５８７ ）を有することを特徴とする請求項３０に記載の受信機。 ３２．複数のチャネルを直交化するための、周期Δｔの遷移期間を使用する再直 交化手段（４８２、４８２１、４８２２を有することを特徴とする請求項２４か ら３１のいずれか一項に記載の受信機。 ３３．前記受信機が無線電話送信の受信機であることを特徴とする請求項２４か ら３２のいずれか一項に記載の受信機。 ３４．前記受信機がテレビ送信の受信機であることを特徴とする請求項２４から ３２のいずれか一項に記載の受信機。 ３５．Ｎ個の直交チャネルの分離ステップが、信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ ）計算のためのステップを含むことを特徴とする変調波の受信のための方法。 ３６．Ｎ個のチャンネルにおいて受信された信号からテレビ信号を復元するため のステップを含むことを特徴とする請求項３５に記載の方法。 ３７．受信機と送信される記号との同期を行うための、及び多重エコーを除去す るための、記号送信の間の保護期間ΔＴの使用。 ３８．前記受信機が高品位テレビ送信の受信機であることを特徴とする請求項３ ４に記載の受信機。 ３９．前記受信機がデータ受信機であることを特徴とする請求項２４から３４の いずれか一項に記載の受信機。