JPH0419730B2

JPH0419730B2 -

Info

Publication number: JPH0419730B2
Application number: JP62245817A
Authority: JP
Inventors: Kazu Moryama; Mitsuhiko Kitajima; Mitsuyuki Goami
Original assignee: Kokusai Electric Corp
Current assignee: Kokusai Electric Corp
Priority date: 1987-10-01
Filing date: 1987-10-01
Publication date: 1992-03-31
Also published as: JPS6490635A

Description

【発明の詳細な説明】

（発明の技術分野）本発明は、固定局と複数移動局間及び複数移動
局間の無線通信系において、音声信号をデジタル
変換して伝送する際の同期設定を含むデジタルデ
ータ伝送方式に関するものである。（従来技術とその問題点）従来は移動局間の無線通信系で音声信号をデジ
タル化し、複数の無線回線（周波数帯）を用いて
伝送する際に、１つのハードウエアで選んだ周波
数帯に最適な変復調方式を任意に選択できる機能
がなかつたので、回線別、変復調方式別にそれぞ
れ装置を設けなければならなかつたので、無線設
備が複雑になり回線品質が劣化し、複数局の音声
の秘匿通信系を安定して供給することができなか
つた。また、秘匿強度を確保するために音声デジタル
信号に乱数をかけて無線通信系を構成しても回線
品質劣化により乱数の同期及び音声フレーム同期
の判定が困難であり、常時安定した送受信が不可
能であつた。また、移動局が多数存在する場合、途中から割
込んで通信をしようとしても同期判定ができない
ためにデジタル音声による通信が不可能で、任意
に固定局と広範囲に存在する複数移動局及び移動
局相互の送受信が困難であつた。（発明の目的）本発明の目的は、固定局と複数移動局間及び複
数移動局相互間に複数の無線周波数帯による秘匿
度の大きい安定したデジタル音声通信系を実現
し、かつ、音声信号の同期設定をしてデジタルデ
ータ回線の品質を向上した音声信号のデジタル伝
送方式を提供することにある。（発明の構成）本発明は、固定局と複数移動局間、及び複数移
動局相互間で、フレーム単位に同期信号が付加さ
れたデジタル音声信号を複数の無線周波数帯のい
ずれかを用いて通信を行うために、前記各局に、前記複数の無線周波数帯のいずれ
かに切替えて送受信するための送受信機と、該送
受信機に接続されデジタル音声信号に秘匿をかけ
て通信を行うモードＡと秘匿をかけないで通信を
行うモードＣとを切替えて変復調するための秘匿
装置とを備え、前記秘匿装置には、アナログ音声信号とデジタ
ル信号との変換を行う音声変換装置と、前記モー
ドＡが選択されたとき秘匿をかけるために用いる
乱数器と、前記複数の無線周波数帯のそれぞれに
適した変復調回路を備えた変復調器と、前記送受
信機の前記複数の無線周波数帯のいずれかを選択
切替える第１の切替手段と前記モードＡとモード
Ｃのいずれかを選択切替える第２の切替手段とを
設けた制御器とが備えられ、前記各局間の距離および各局の送信電力または
受信電界の状況に応じて前記制御器の第１の切替
手段により前記複数の無線周波数帯のいずれかを
選択切替えることにより選択された無線周波数帯
に適した前記変復調回路が選択され、前記制御器
の第２の切替手段により秘匿をかけるか否が設定
されるように構成した音声信号のデジタル伝送方
式である。以下図面により本発明を詳細に説明する。第１図は本発明を適用する固定局Ａ、移動局
Ｂ，Ｃ，Ｄの１対１、１対ｎ、ｎ対ｎ相互の無線
通信系統例図であり、送受信局間の距離及び周波
数の空チヤネル状況等の運用条件によりHF、
VHF、UHFのいずれかの周波数帯にて通信系を
構成する。第２図は、音声の秘匿装置を使用しないアナロ
グ音声信号の送受信を行う局の無線装置であり、
１はマイクロホン、２はスピーカ、３はHF、
VHF、UHFいずれかの送受信機、４はそのアン
テナである。第３図は、第２図の送受信機３に本発明による
秘匿装置５を組み合わせてデジタル音声信号の送
受信を行う局の無線装置のブロツク図であり、１
はマイクロホン、２はスピーカである。５１は音
声信号をデジタル変換したりデジタル信号から音
声信号に変換する音声変換装置、５２は送信時に
は音声のデジタル信号を秘匿のために乱数をかけ
受信時には受信の乱数信号を規約にしたがつて翻
訳するための乱数器である。５３は送信時にはデ
ジタル信号を無線回線で送信するために音声周波
数帯域の信号に変調するための変調器と受信時に
は送受信機３からの復調された音声周波数帯域信
号をデジタル信号に変換するための復調器の機能
を有する変復調器（MODEM）である。５４は
これら５１，５２，５３の装置を制御するための
制御器である。３は第２図と同じ、HF、VHF、
UHFいずれかの送受信機で、これらの周波数帯
の送受信機を各々有するものとする。４は送受信
用のアンテナである。なお、詳細は後述するが無線周波数をHF、
VHF、UHFのいずれの周波数帯に選ぶかによつ
て変復調器５３では選んだ周波数帯に最適な変調
方式を決定し、また、各無線局が前述の第２図、
第３図のいずれかの装置を装備していても、第１
図の無線系が構成できるものも本発明の特徴であ
る。第４図は第３図における制御器５４の具体的な
機能を示す正面パネル略図であり、No.１は無線回
線の切替スイツチであり、HF系とVHF／UHF
系のいずれかを選ぶことができ、このスイツチを
切替えると同時に選んだ無線回線に最適な変復調
方式が自動選択される。これが前述の第１の選択
手段である。 HF回線のような遠距離用の伝播では電離層伝
播となり、フエージング、混信、空電等によりビ
ツトエラーを生じ回線品質が著しく劣化するた
め、受信側の音声品質が劣化する傾向がある。通
常のHFデータ伝送では低速のPSK又はFSK変調
が有利であり伝送帯域内（3kHz）のチヤネル当
りシンボルレートは200bps（bit／ｓ）程度が限度
である。即ち第６図に示すように、伝送帯域Δf
（通常Δf＝3kHz）の中に複数のサブチヤネルf₁₀，
f₁₁〜f_1oを配列し、サブチヤネル当りのシンボル
レートを200bpsとして並列に同時伝送する。本
発明ではPSK変調について説明する。また、VHF／UHF回線のように見透し距離内
で運用する場合には変調方式はPSK変調又は
FSK変調が採用されているがHF回線より回線品
質が良いので、第６図の伝送帯域Δfの中にサブ
チヤネルを１チヤネルのみ配列してシンボルレー
トが3200bps程度の変調信号の送受信が可能であ
る。HF帯の場合に比較するとチヤネル当りの電
力は送信機出力そのものになり有利である。詳細
は別途説明する。第４図のNo.２は受信信号出力の制御モードを切
替える機能である。これが前述の第２の選択手段
である。モードＡは、第１図の通信系統図において全送
受信局が秘匿装置を有する場合に運用するモード
であり、受信側で変復調器５３からのデジタル受
信出力で、プリアンブル信号に続いて乱数同期信
号を検出したときのみスピーカ２に復元した音声
を出力するモードであり、一種のデジタルスケル
チ機能を有する。モードＢは、第１図の通信系統図で第３図の秘
匿装置５を有する局すなわちデジタル音声信号に
よる局と、秘匿装置５を有しない第２図のアナロ
グ音声信号による局とが混在して通信を行うモー
ドである。この場合、受信部でプリアンブル信号
と乱数同期信号又はフレーム同期信号の有無によ
つて、秘匿装置５を有する局から受信したか、ア
ナログ音声信号の局から受信したかを判定して、
いずれの場合でも受信可能ならしめる。モードＣは、第３図のデジタル音声信号による
局で秘匿装置５の乱数器５２を用いないで音声変
換装置５１と変復調器５３にて送信された信号を
受信するモードで、無線回線は音声をデジタル化
したデジタルデータ伝送となる。この場合も受信
部でデジタル音声信号の受信かアナログ音声信号
の受信かをフレーム同期信号を用いて判定して受
信する。用途によつてはデジタルスケルチも構成
することができる。モードＡの場合と比較して乱
数器５２を用いないので秘匿強度の点では劣るが
音声がデジタル化しているので通信系として用途
によつては十分秘匿強度を確保することができ
る。次に、具体的に各装置の説明及び通信系のタイ
ムチヤートについて説明する。第５図は、第３図の音声変換装置５１の構成例
を示すブロツク図である。通常、無線回線の狭帯域伝送（例えば3kHz、
または6kHz帯域）で音声信号をデジタル符号に
変換して伝送するためには、受信側で音声信号を
合成するために必要な音声情報を帯域圧縮してデ
ジタル化する場合が多く、現在実用的に用いられ
るものにはボコーダ方式の音声変換方式があり、
LPC（Linear PredictiveCoder）、チヤネルボコ
ーダ、ホルマントボコーダ等がある。これらの方
式ではデータ伝送速度が2000bps以上は必要であ
る。第５図の１はマイクロホン、１１は音声信号
をデジタル処理するために必要な処理回路を含む
入力インタフエース回路で、一定レベル以上に増
幅するためのAGC増幅回路、ローパスフイルタ
等から構成される。１２は例えばLPC方式、チ
ヤネルボコーダ方式等で伝送帯域を圧縮して伝送
するための音声分析回路である。１３は送受信の
インタフエース回路で、送信時には分析後の音声
デジタル信号を直列に配列し、フレーム同期信号
を付加して乱数器（CP）５２へ送出する。また
受信時には、モードＡでは乱数器５２からの乱数
同期信号を受けてデジタルスケルチの機能を働か
せ、モードＢ、Ｃでは乱数同期信号及びボコーダ
のフレーム同期信号によつて、アナログの音声信
号か秘匿のデジタル音声信号かの判別を行いデジ
タル音声信号の場合は合成部１４へ出力し、アナ
ログの音声信号の場合は合成部１４をバイパスし
直接出力インタフエース回路１５へ出力する。合
成部１４はボコーダのフレーム同期を抽出してピ
ツチ周期ごとに圧縮されたデジタル分析信号から
元の音声に復元するための音声合成回路である。
出力インタフエース回路１５は、合成後の音声信
号又はインタフエース回路１３から直接入力する
アナログ音声信号を増幅処理してスピーカ２へ出
力する。次に、第３図の変復調器５３について説明す
る。第７図は変復調器５３が送信時に第６図に示す
サブチヤネル中の１チヤネルの２相PSK変調信
号を作る時の波形図であり、図の１は搬送波、２
は送信せんとする乱数器５２からのデジタル符号
“010110…”である。３はPSK変調された波形で
２の符号が前のビツトと同じ（例えば“11”また
は“00”）ならば符号の変換点で搬送波の位相は
変化しないが、前のビツト符号と異なる（“01”
または“10”）ときは位相はπラジアンだけ進ん
だり遅れたりする。３の波形でＡ、Ｂ、Ｃ、Ｅ各
点では位相がπラジアン変化し、Ｄ点では位相変
化がないことを示している。第８図は受信側のPSK復調器の位相変化θ対
出力電圧Ｖの特性を示すもので、これによつて
“１”、“０”のデジタル信号を検出することがで
きる。第９図１は変復調器５３が送信時に４相PSK
変調波を作成する回路の構成例図である。２相
PSKの場合の位相変化は“０”と“π”である
が４相PSKの場合にはπ／２刻みで位相が変化
する。９１は搬送波発振器、９２は信号分配器で
入力を２つに分け、１つはレベル調整用の減衰器
９３へ、１つはπ／２だけ位相を遅らせるπ／２
移相器９５に送つて、第９図２に示す位相関係に
あるL₁とL₂の出力を作り出す。９４は乱数器５
２からのデジタル信号（PCM符号）Ａに応じて
第７図で説明した“０”、“π”の位相変化を作り
出す０／π位相変調器、９６は９４と同じくデジ
タル信号Ｂに応じて“０”、“π”の位相変化を作
り出す０／π位相変調器である。０／π位相変調
器９４，９６からの各２相PSK波P₁とP₂を混合
器９７で合成すると４相PSK波が得られる。４
相PSK波はこのように１つのサブチヤネルにＡ、
Ｂ各１チヤネルずつ合計２チヤネルのデジタル信
号で変調することができるので、同じサブチヤネ
ルで２相PSKに比べて２倍の伝送容量を得るこ
とができる。従つてHF回線で使用するFDM
（Frequency Division Multiplex）の４相PSKで
は、１チヤネル当りのシンボルレートが100bps
で、サブチヤネルの数が例えば16の場合の伝送速
度は、100bps×２×16＝3200bpsとなる。第９図３〜６は乱数器５２からのＡチヤネル、
Ｂチヤネルの入力信号に応じて発生される４相
PSKの変調信号である。例えば入力信号をＡチヤネル＝0101… Ｂチヤネル＝0011… のように入力すると、Ａ＝０、Ｂ＝０の場合は第
９図３のようにＡチヤネルの変調波のベクトルが
OP₁、Ｂチヤネルの変調波のベクトルがOP₂とな
り合成ベクトルはOP₀₁になる。Ａ＝１、Ｂ＝０
の場合は第９図４のようにＡチヤネルのみが０→
１に変化するので、OP₁のみがπだけ位相が進み
合成ベクトルはOP₀₂となる。Ａ＝０、Ｂ＝１の
場合は第９図５のように、Ｂチヤネルのみが０→
１に変化するので、OP₂のみがπだけ位相が進み
合成ベクトルはOP₀₃となる。同様にＡ＝１、Ｂ
＝１の場合は第９図６のように、Ａ、Ｂチヤネル
が共に０→１に変化するのでOP₁、OP₂が共に３
に対してπだけ位相が進み合成ベクトルはOP₀₄
となる。このようにサブチヤネル１チヤネル毎に
第９図１のような構成の変調回路を設けて４相
PSK波を作ることをサブチヤネルの数だけ行え
ば、HF回線による高速通信用の変調器が得られ
ることになる。第１０図は変復調器５３の４相PSK波の受信
回路構成例図で、RX₁は受信機である。第１０図において、１０１は分配器で受信機
RX₁からの低周波復調信号を各サブチヤネルに分
配するための帯域波器群から構成される。CH
１〜CHnはサブチヤネル毎の回路で、各サブチ
ヤネルにはまず遅延検波復調回路１０２が設けら
れる。CH１の１０５〜１０９と１０１０は４相
PSK波の検波回路を形成している。いま４相PSK波のサブチヤネルの１チヤネル
当りのPSK波をＥ＝Acos（ωt＋φ_i） ……（１−１）とする。４相の場合には φ_i＝π／２n_i＋φ₀ ……（１−２）である。ただしn_iは２つの系統（例えば第９図のＡ、Ｂ
チヤネル）のPCM符号のｉ番目の２つの符号の
組合わせによつて決まる４値符号（n_i＝０、１、
２、３）である。従つて式（１−２）における
φ_i-1は φ_i-1＝π／２n_i-1＋φ₀ ……（１−３）となる。すなわち（１−１）式のPSK波Ｅ及び
第１符号（１ビツト）分遅延させたPSK波Edは
次のようになる。Ｅ＝Acos（ωt＋π／２n_i＋φ₀）……（１−４） Ed＝Adcos（ωt＋π／２n_i-1＋φ₀） ……（１−５）即ち第１０図の遅延回路１０７の出力は（１−
５）式で表わされ、遅延量はτ＝Ｔとなり１ビツ
ト分である。さて入力Ｅを２分してその一方の位相をπ／２
遅延させるとその出力Epは Ep＝Asin（ωt＋π／２n_i＋φ₀）……（１−６）となり第１０図のπ／２移相器１０５の出力の波
形はこの式で表される。またEdの波形をπ／４
移相器１０８でπ／４遅らせるとその出力E′dは E′d＝Adcos（ωt＋π／２n_i-1＋φ₀−π／４） ……（１−７）となり、次にE′dを２分し、そのそれぞれとＥ及
びEpを乗積回路１０９，１０１０にそれぞれ入
力させ直流分を取り出す。乗積回路１０９，１０
１０のそれぞれの出力をR₁、R₂とすれば、 R₁＝Ａ・Ad／２sin｛π／２（n_i−n_i-1）＋π／４｝ ……（１−８） R₂＝Ａ・Ad／２cos｛π／２（n_i−n_i-1）＋π／４｝ ……（１−９）となる。ここでn_i-1、n_iは４進数（０、１、２、
３）であるから、（n_i−n_i-1）は（−３、−２、−
１、…３）の値をとる。なお１０６はレベル調整
用の減衰器で、これによる位相変動はない。 n_i、n_i-1の各値に対するR_i、R₂を計算すると第
１表のようになる。すなわちこれが遅延検波の場
合の位相と検波出力を表わすものである。ただし
Ａ・Ad／２＝√２とする。

【表】さて（n_i−n_i-1）は４進数であるから、−３、−
２、−１はそれぞれ第１表の括弧内に示すように
１、２、３と読み替えることができる。またR₁、
R₂が−１のときは１、１のときは０と読み替え
る。このようにすればR₁、R₂は０、１の２進符
号で表わした遅延検波後の出力となる。第１０図の１０１１と１０１４は直流増幅器、
１０１２と１０１５は積分器１０１３と１０１６
はサンプリング回路、１０１７は前記２系統の検
波出力R₁、R₂によるサンプリング出力の切替回
路である。第１１図は第１０図の１０１１〜１０１７の各
部波形図である。第１１図において１は乗積回路１０９の出力
で、T₁は１ビツト長とする。（サブチヤネル当り
のシンボルレートが100bpsならばT₁＝1/100＝10
ｍsecとなる。）２は積分器１０１２の出力であり
３と４はタイミング発生回路部１０３の水晶発振
器１０２６、分周器１０２７およびタイミング発
生回路１０２８から作られたクエンチパルスCK₁
とサンプリングパルスCK₂である。クエンチパルスCK₁は１ビツトずつの積分終了
を決定するクロツクで、サンプリングパルスは
“１”、“０”を判定するためのクロツクである。
５は切替回路１０１７から取出された受信の最終
デジタル信号である。６は５の出力を微分して得られる変換点パルス
でこのパルスがタイミング発生回路部１０３の切
替器１０２９に送られ、受信のビツト同期補正を
行う。この変換点パルス６をもとに常に正しい位
相でデータをサンプリング及び積分する。なおこ
の変換点の補正は常時行うのではなく、後に説明
するように、１０１８，１０１９，１０２０から
成るビツト単位のＳ／Ｎ判定回路１０２３で、ビ
ツト単位にＳ／Ｎを判定し、Ｓ／Ｎが一定値以上
の時のみ位相補正を行うようにし、ビツト補正の
誤動作を防止する。第１０図において、遅延検波復調回路１０２は
サブチヤネルCH１〜CHnの数だけ同じ回路が設
けられている。但し、前記のＳ／Ｎ判定回路１０
２３は各サブチヤネルごとにすべてＳ／Ｎ判定す
るのが最もよいが、これではＳ／Ｎ判定回路１０
２３の構成が複雑になるので、通常は複数サブチ
ヤネルのうちの１つのチヤネルのみを選択して
Ｓ／Ｎ判定し全体のＳ／Ｎとして用いる。例え
ば、第１０ではCH１のＳ／Ｎを判定して良好時
のみ全サブチヤネルのビツト同期補正をする。４相PSK波のＳ／Ｎ判定を行う場合には、第
９図の３〜６で説明したように符号によつて変調
信号のベクトルがOP₀₁、OP₀₂、OP₀₃、OP₀₄のよ
うに異なるので、Ｓ／Ｎの良い場合には少なくと
も第１２図に示すように破線で囲んだ範囲内が信
号成分のベクトルを表わすものと考え、それ以外
は混信または外来雑音等による雑音成分とする。
すなわち、遅延検波出力を第８図の位相角θ対電
圧Ｖ特性を利用して第１０図のＳ／Ｎ判定器１０
１８において信号成分と雑音成分を取出し、これ
を積分器１０１９で１ビツトずつ積分し、第１１
図の２のようなＳ／Ｎ信号の積分出力を得る。４
相PSKの場合にはR₁、R₂の各Ｓ／Ｎ信号を１０
１８で合成して積分する。この積分時間を決定す
るクエンチパルスCK１及びＳ／Ｎ信号レベルを
判定するサンプリングパルスCK２は第１１図の
３，４と全く同じ位相のクロツクを使用する。従
つて、ビツト単位毎に同期のとれたクロツクとな
り、この積分出力をサンプリング回路１０２０か
ら取り出しＳ／Ｎ比較回路１０３０の入力とな
る。符号処理回路１００３は受信系の各サブチヤネ
ルの最終デジタル信号を１ビツトずつ並列に入力
し、全サブチヤネルのデータ信号を直列にして受
信出力として出力する。以上詳しく説明したようにHF回線用の変復調
器５３では各サブチヤネルの伝送スピードは
200bps程度であつても、これを16チヤネル分並
列に伝送帯域内で同時変調して3200bpsの伝送ス
ピードを得ることができる。一方、VHF／UHF回線では回線品質が良好な
ためサブチヤネルCH１〜CHnのうち１チヤネル
のみの変復調器を用いて3200bpsの４相PSK変復
調方式が可能である。従つて回路動作は前述とほ
ぼ同じであるからここでは省略する。次に第１３図はデジタル音声信号による送受信
のタイムチヤートを示す。１〜５は送信側、６〜
９は受信側の各部信号例を示すタイムチヤートで
ある。１は送信機を「送信中」とするためのマイ
クプレス信号でａ点より送信機が「動作中」とな
る。この時第３図の音声変換装置５１を通して乱
数器５２へこの信号が送られると、乱数器５２か
ら乱数同期符号が変復調器５３、送受信機３を経
て送信される。即ち受信側のビツト同期及び乱数
同期補正を確実にするために、この前に約10ビツ
ト程度のプリアンブル信号を送出する。これが５
のSYNC信号（乱数同期符号）で、通常2ⁿ−１
（但しｎ＝１、２、３…）のPNコードで作成さ
れている。例えば、ｎ＝３では2³−１＝７ビツト
で作られ、２進符号で“1110101”の符号が送信
される。乱数同期符号を例えば７ビツトで構成す
ると2⁷＝128であるから第１４図で示すように128
種類の同期コードが設定可能である。通常、乱数器５２は第１６図に示すようにS₁を
スタートとしS_nまでｌ〜ｍビツトのシフトレジ
スタで構成される乱数発生器であり、乱数発生パ
ターンの開始位置は乱数同期符号（SYNC信号）
によつて相手局側に伝達されその相手局側を同じ
開始位置に設定する。シフトレジスタの乱数発生
パターンの種類は例えばB₁〜B_oとして同じ通信
系の中で予め持つていて、今回どのパターンを使
用するかを通信開始前に送受信双方でとり決めて
おく。第１５図は乱数器５２のパネルスイツチ例
であり、Ａは開始位置を、Ｂは乱数の種類を設定
するスイツチである。このようにして送受信の規
約に従つてデジタル符号に乱数をかけて送受信を
行えば、秘匿度の高い音声信号の通信系を構成す
ることができる。第１３図についてさらに詳しく説明する。２はマイクロホンからの音声信号であり、t₁、
t₂、t₃（約20ｍｓ）ごとに、音声信号を分析し３
のS₁、S₂、S₃のようにデジタル信号に変換する。
図をわかりやすくするために、t₁はS₁、t₂はS₂、
t₃はS₃…のように時間軸を拡張して示してあり、
送信側では入力の音声信号に対してオンラインで
分析される。また、ピツチ周期（20ｍｓ）の分析
信号S₁、S₂、S₃…を50個（20ｍｓ×50＝１秒）に
１回４の音声変換の同期信号Ｎを付加して乱数器
５２へ送り出す。（Ｎの位置は前でも後でもかま
わない。）乱数器５２では前述の乱数規約に従つ
て５に示すようにスタート時に乱数同期符号
（SYNC信号）を付加しビツト単位に乱数をかけ
る。通常４の音声分析信号S₁＝“1010010110…”
が乱数器５２へ送りこまれ、乱数器５２の発生パ
ターンが“0101000100…”とすると、乱数器５２
の加算回路によつて 1010010110…＋）0101000100… 1111010010… のようになり、これが変復調器５３へ送りこまれ
る。これが５のN_x1、S_x1、S_x2…で前述のHF、
VHF／UHFに対応する変調信号に変換され、送
受信機３、アンテナ４より無線信号にて送信され
る。６〜９は受信側の信号タイムチヤートであり、
６はアンテナ４、送受信機３を経由し前述の変復
調器で、ビツト同期補正後デジタル信号に変換さ
れた受信到来信号である。SYNC′、N′_x1、S′_x1、
S′_x2、S′_x3、…N′_xo、S′_xo、S′_x(o+1)、S′_x(o+2)…は無
線回線途中でビツトエラーをともなう。従つて、
複数受信局ができるだけ良品質回線を確保するた
めに、回線別に変復調方式、符号化方式、送信電
力等を配慮する。７はプリアンブル信号によるビツト同期及び乱
数同期設定後の受信開始位置を示すもので、変復
調器５３からのデジタル信号を乱数器５２で常時
監視し、受信側の乱数同期符号と多数決判定し一
定数ビツト以上が一致した場合（例えば７ビツト
中５ビツト以上）にはｂ点を音声合成のための開
始位置と判定し、以後、音声変換装置５１の合成
回路にて元の音声信号に復元する（第４図のモー
ドＡの場合）。なお、プリアンブル信号の乱数同期符号により
受信到来信号がデジタル音声信号かアナログ音声
信号かを判定し、前述の第５図の音声変換装置５
１のインタフエース回路１３の出力後、前者のデ
ジタル信号の場合には合成部１４にてデジタル信
号を元のアナログ音声信号に変換し出力インタフ
エース回路１５にてレベル調整後スピーカ２より
出力する。後者のアナログ音声信号の場合には合
成部１４をバイパスすると同時に、第３図の受信
側の乱数器５２、変復調器５３の受信回路をバイ
パスし、送受信機３から直接第５図のインタフエ
ース回路１３に接続される。また、このアナログ音声／秘匿デジタル音声の
判定は乱数器５２のハード構成上から翻訳後受信
到来信号のうち、音声合成信号のフレーム同期信
号（N′_x1を翻訳したN′₁）を用いても同様の多数
決判定をし、音声変換装置５１の出力を切替える
ことができる。この場合、タイムチヤート上では
７のＣ点となる。８は到来信号を同期補正後乱数
翻訳されたデジタル音声信号である。乱数同期が
正しく設定されれば、到来信号を乱数器５２で送
信側と逆の変換をして翻訳すれば８に示すような
受信側で音声合成前のデジタル信号を得ることが
できる。すなわち受信側の到来信号６のS′_x1が
“1111010010…”に対して受信側にて同期設定後
の乱数発生パターンは前述の送信側と同じ
“0101000100…”となり、これが乱数器５２で減
算されて、 1111010010…−）0101000100… 1010010110… のように音声合成用のデジタル符号８がとり出せ
る。なお、音声のデジタル合成の際には通常のデー
タ伝送とは異なり少々のビツトエラーがあつても
合成音声はそれほど劣化しない。通常ビツトエラ
ーレートが１×10^-2以下の回線品質を確保できれ
ばよい。また、乱数同期設定位置７のｂを、音声合成の
フレーム開始位置として翻訳後の受信到来信号を
設定すれば、音声合成のためのフレーム同期信号
Ｎは付加しなくてもよい。但し、本例のように、
１秒間に１回10ビツト程度以下の同期信号が付加
されても、合成音の品質には大きな影響がない。なお、第４図のモードＣの場合のように乱数器
５２を用いないで運用する場合には第１３図４の
繰り返し発生する同期信号Ｎにより他の受信局が
途中からでも自動的に同期判定して音声を合成し
通信系を構成することができる。９は８のデジタ
ル信号S′₁、S′₂、S′₃…S′_o、S′_o+1をオンラインに
て合成された音声信号である。この場合も合成音
声の波形はデジタル信号に対して時間的に縮減し
てある。このようにして音声をデジタル化して無線回線
の送受信を行えば、固定局と複数移動局間又は移
動局相互間の効果的な安定した秘匿化通信系を構
成することができる。（発明の効果）以上詳細に説明のように、本発明は広い範囲に
固定局と多数の移動体が相互に固定局と秘匿強度
の強いデジタル音声通信を行う場合に良品質回線
を実現するものであつて、移動速度の大きい船
舶、航空機、車輌等において任意時刻に不特定多
数の移動体へ必要な時にいつでも秘匿効果の大き
い音声情報を伝送することができ、移動設備も経
済的である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用する通信系の１例を示す
系統図、第２図は秘匿装置を有しない局の無線装
置例を示すブロツク図、第３図は本発明の実施例
を示すブロツク図、第４図は第３図の実施例に用
いられる制御器の機能を説明するための略図、第
５図は第３図の実施例に用いられる音声変換装置
の１例を示すブロツク図、第６図は伝送帯域内周
波数配列図、第７図は本発明で用いる２相PSK
変調信号例を示す波形図、第８図は２相PSK復
調時の位相変化対電圧の特性図、第９図は本発明
で用いる４相PSK変調波の作成回路の構成例を
示すブロツク図及び位相関係を示す図、第１０図
は４相PSK変調波の復調回路の構成例を示すブ
ロツク図、第１１図は第１０図の構成例の各部波
形図、第１２図は４相PSK信号の信号ベクトル
図、第１３図は本発明によるデジタル音声伝送の
送受信動作を説明するためのタイムチヤート、第
１４図は本発明に用いる乱数同期符号の例を示す
符号列図、第１５図は本発明に用いる乱数制御器
の機能を示す略図、第１６図は本発明に用いる乱
数パターンの発生原理を説明するための略図であ
る。１……マイクロホン、２……スピーカ、３……
送受信機、４……アンテナ、５……秘匿装置、５
１……音声変換装置、５２……乱数器、５３……
変復調器、５４……制御器、１１……インタフエ
ース回路、１２……音声分析回路、１３……イン
タフエース路、１４……合成部、１５……出力イ
ンタフエース回路、９１……搬送波発振器、９２
……信号分配器、９３……減衰器、９４，９６…
…０／π位相変調器、９５……π／２位相器、９
７……混合器、RX₁……受信機、１０１……分配
器、１０２……遅延検波復調回路、１０３……タ
イミング発生回路部、１０５……π／２移相器、
１０６……減衰器、１０７……遅延回路、１０８
……π／４移相器、１０９，１０１０……乗算回
路、１０１１，１０１４……直流増幅器、１０１
２，１０１５，１０１９……積分器、１０１３，
１０１６，１０２０……サンプリング回路、１０
１７……切替回路、１０１８……Ｓ／Ｎ判定器、
１０２１……微分回路、１０２３……Ｓ／Ｎ判定
回路、１０２６……水晶発振器、１０２７……分
周器、１０２８……タイミング発生器、１０２９
……切替器、１０３０……比較回路、１００３…
…符号処理回路。

Claims

【特許請求の範囲】１固定局と複数移動局間、及び複数移動局相互
間で、フレーム単位に同期信号が付加されたデジ
タル音声信号を複数の無線周波数帯のいずれかを
用いて通信を行うために、前記各局に、前記複数の無線周波数帯のいずれ
かに切替えて送受信するための送受信機と、該送
受信機に接続されデジタル音声信号に秘匿をかけ
て通信を行うモードＡと秘匿をかけないで通信を
行うモードＣとを切替えて変復調するための秘匿
装置とを備え、前記秘匿装置には、アナログ音声信号とデジタ
ル信号との変換を行う音声変換装置と、前記モー
ドＡが選択されたとき秘匿をかけるために用いる
乱数器と、前記複数の無線周波数帯のそれぞれに
適した変復調回路を備えた変復調器と、前記送受
信機の前記複数の無線周波数帯のいずれかを選択
切替える第１の切替手段と前記モードＡとモード
Ｃのいずれかを選択切替える第２の切替手段とを
設けた制御器とが備えられ、前記各局間の距離および各局の送信電力または
受信電界の状況に応じて前記制御器の第１の切替
手段により前記複数の無線周波数帯のいずれかを
選択切替えることにより選択された無線周波数帯
に適した前記変復調回路が選択され、前記制御器
の第２の切替手段により秘匿をかけるか否が設定
されるように構成した音声信号のデジタル伝送方
式。