JPH0473896B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

（発明の技術分野） 本発明は、アナログ音声信号をデジタル変換し
て、固定局と複数移動局間にデジタルスケルチ機
能を有するデジタル音声通信系を構成し、従来の
アナログ音声通信系と混在した通信系を構成する
通信方式に関するものである。 （従来技術とその問題点） 従来、アナログ音声信号をデジタル変換して秘
匿をかけデジタル通信系を構成する場合、アナロ
グ方式の通信系と混在して通信系を構成すること
ができなかつたので、両方式の通信系を構成する
ためには、固定局および移動局は二重の設備が必
要となり膨大な費用がかかるため実現困難であつ
た。また音声のアナログ通信系と分離してデジタ
ル通信系を構成するには、無線周波チヤネルの割
当てがアナログ通信系のときの２〜３倍程度必要
とし運用上にも問題点が多かつた。 また一部の複数局で音声のデジタル通信系を構
成する場合、従来は符号化が複雑なためデジタル
式のスケルチが実現できなかつたので、必要な時
のみ情報を得るという効果的な確度の高い秘匿化
通信系が構成できなかつた。 （発明の目的） 本発明の目的は、音声のデジタル通信系を構成
する場合、デジタル式のスケルチを実現するとと
もにアナログ音声通信系と混在して広範囲の無線
通信系を構成することを可能にした広域移動通信
方式を提供することにある。 （発明の構成） 本発明は、アナログ音声信号を用いるアナログ
信号用の固定局と複数移動局、及びアナログ音声
信号をデジタル変換し音声のフレーム単位に同期
信号を付加したデジタル音声信号を用いるデジタ
ル信号用の固定局と複数移動局が相互に複数の無
線周波数帯で通信を行う場合、前記デジタル信号
用の各局に、前記各局間の距離及び各局の送信電
力によつて前記複数の無線周波数帯のいづれか一
つを選択すると同時に該選択された一つの無線周
波数帯に最適な予め設けられた２種類の変復調回
路のうちいづれかを選択する第１の選択手段と、
前記デジタル信号用の各局間で全てに秘匿をかけ
デジタル音声信号を用いる通信を行うモードＡと
前記秘匿をかけデジタル音声信号を用いる各局と
前記アナログ信号用の各局とが混在して通信を行
うモードＢのいづれかのモードを選択する第２の
選択手段と、該第２の選択手段により前記モード
Ａが選択された時送信側で前記デジタル音声信号
の前に乱数同期信号を付加して送信し受信側で前
記乱数同期信号と前記音声のフレーム同期信号を
同時に判定してデジタルスケルチ機能を備えて通
信を行う機能と、該第２の選択手段により前記モ
ードＢが選択された時前記アナログ信号用の局か
ら受信する前記秘匿をかけデジタル音声信号を用
いる局の受信側で前記乱数同期信号と前記音声の
フレームの同期信号がない時にデジタル／アナロ
グ変換回路を側路接続して通信を行う機能を備え
た広域移動通信方式である。 以下図面により本発明を詳細に説明する。 第１図は本発明を適用する固定局Ａ、移動局
Ｂ，Ｃ，Ｄの１対１，１対ｎ，ｎ対ｎ相互の無線
通信系統例図であり、送受信局間の距離及び周波
数の空チヤネル状況等の運用条件によりHF，
VHF，UHFのいずれかの周波数帯にて通信系を
構成する。 第２図は、音声の秘匿装置を使用しないアナロ
グ音声信号の送受信を行う局の無線装置であり、
１はマイクロホン、２はスピーカ、３はHF，
VHF，UHFいずれかの送受信機、４はそのアン
テナである。 第３図は、第２図の送受信機３に本発明による
秘匿装置５を組み合わせてデジタル音声信号の送
受信を行う局の無線装置のブロツク図であり、１
はマイクロホン、２はスピーカである。５１は音
声信号をデジタル変換したりデジタル信号から音
声信号に変換する音声変換装置、５２は送信時に
は音声のデジタル信号を秘匿のために乱数をかけ
受信時には受信の乱数信号を規約にしたがつて翻
訳するための乱数器である。５３は送信時にはデ
ジタル信号を無線回線で送信するために音声周波
数帯域の信号に変調するための変調器と受信時に
は送受信機３からの復調された音声周波数帯域信
号をデジタル信号に変換するための復調器の機能
を有する変復調器（MODEM）である。５４は
これら５１，５２，５３の装置を制御するための
制御器である。３は第２図と同じ、HF，VHF，
UHFいずれかの送受信機で、これらの周波数帯
の送受信機を各々有するものとする。４は送受信
用のアンテナである。 なお、詳細は後述するが無線周波数をHF，
VHF，UHFのいずれの周波数帯に選ぶかによつ
て変復調器５３では選んだ周波数帯に最適な変調
方式を決定し、また、各無線局が前述の第２図、
第３図のいずれかの装置を装備していても、第１
図の無線系が構成できるのも本発明の特徴であ
る。 第４図は第３図における制御器５４の具体的な
機能を示す正面パネル略図であり、No.１は無線回
線の切替スイツチであり、HF系とVHF／UHF
系のいずれかを選ぶことができ、このスイツチを
切替えると同時に選んだ無線回線に最適な変復調
方式が自動選択される。これが前述の第１の選択
手段である。 HF回線のような遠距離用の伝播では電離層伝
播となり、フエージング、混信、空電等によりビ
ツトエラーを生じ回線品質が著しく劣化するた
め、受信側の音声品質が劣化する傾向がある。通
常のHFデータ伝送では低速のPSK又はFSK変調
が有利であり伝送帯域内（3kHz）のチヤネル当
りシンボルレートは200bps（bit／ｓ）程度が限度
である。即ち第６図に示すように、伝送帯域Δf
（通常Δf＝3kHz）の中に複数のサブチヤネルf₁₀，
f₁₁〜f_1oを配列し、サブチヤネル当りのシンボル
レートを200bpsとして並列に同時伝送する。本
発明ではPSK変調について説明する。 また、VHF／UHF回線のように見透し距離内
で運用する場合には変調方式はPSK変調又は
FSK変調が採用されているがHF回線より回線品
質が良いので、第６図の伝送帯域Δfの中にサブ
チヤネルを１チヤネルのみ配列してシンボルレー
トが3200bps程度の変調信号の送受信が可能であ
る。HF帯の場合に比較するとチヤネル当りの電
力は送信機出力そのものになり有利である。詳細
は別途説明する。 第４図のNo.２は受信信号出力の制御モードを切
替える機能である。これが前述の第２の選択手段
である。 モードＡは、第１図の通信系統図において全送
受信局が秘匿装置を有する場合に運用するモード
であり、受信側で変復調器５３からのデジタル受
信出力で、プリアンブル信号に続いて乱数同期信
号を検出したときのみスピーカ２に復元した音声
を出力するモードであり、一種のデジタルスケル
チ機能を有する。このデジタルスケルチ方式は、
従来の音声帯域信号の中からトーンを選択する
か、又は、例えば2kHz以上の信号成分とそれ以
下の信号成分を積分してエネルギー比較するとい
うようなアナログスケルチと較べると誤動作が皆
無に等しい。特に、HF回線のように雑音、混信
の多い無線回線ではその効果が顕著であり、しか
もモニター時には常時雑音を受信する必要がなく
希望する受信信号が到来した時スケルチが開いて
音声信号を受信することができるので、運用上効
果が大である。このデジタルスケルチ機能は本発
明の大きな特徴の一つである。タイムチヤートに
より詳しく後述する。 モードＢは、第１図の通信系統図において第３
図の秘匿装置５を有する局すなわちデジタル音声
信号による局と、秘匿装置５を有しない第２図の
アナログ音声信号による局とが混在して通信を行
うモードである。この場合、受信部でプリアンブ
ル信号と乱数同期信号又はフレーム同期信号の有
線によつて、秘匿装置５を有する局から受信した
か、アナログ音声信号の局から受信したかを判定
して、いずれの場合でも受信可能ならしめる。 モードＣは、第３図のデジタル音声信号による
局で秘匿装置５の乱数器５２を用いないで音声変
換装置５１と変復調器５３にて送信された信号を
受信するモードで、無線回線は音声をデジタル化
したデジタルデータ伝送となる。この場合も受信
部でデジタル音声信号の受信かアナログ音声信号
の受信かをフレーム同期信号を用いて判定して受
信する。用途によつてはデジタルスケルチも構成
することができる。モードＡの場合と比較して乱
数器５２を用いないので秘匿強度の点では劣るが
音声がデジタル化しているので通信系として用途
によつては十分秘匿強度を確保することができ
る。 次に具体的に各装置の説明及び通信系のタイム
チヤートについて説明する。 第５図は、第３図の音声変換装置５１の構成例
を示すブロツク図である。 通常、無線回線の狭帯域伝送（例えば3kHz、
または6kHz帯域）で音声信号をデジタル符号に
変換して伝送するためには、受信側で音声信号を
合成するために必要な音声情報を帯域圧縮してデ
ジタル化する場合が多く、現在実用的に用いられ
るものにはボコーダ方式の音声変換方式があり、
LPC（Linear PredictiveCoder）、チヤネルボコ
ーダ、ホルマントボコーダ等がある。これらの方
式ではデータ伝送速度が2000bps以上は必要であ
る。第５図の１はマイクロホン、１１は音声信号
をデジタル処理するために必要な処理回路を含む
入力インターフエース回路で、一定レベル以上に
増幅するためのAGC増幅回路、ローパスフイル
タ等から構成される。１２は例えばLPC方式、
チヤネルボコーダ方式等で伝送帯域を圧縮して伝
送するための音声分析回路である。１３は送受信
のインターフエース回路で、送信時には分析後の
音声デジタル信号を直列に配列し、フレーム同期
信号を付加して乱数器（CP）５２へ送出する。
また受信時には、モードＡでは乱数器５２からの
乱数同期信号を受けてデジタルスケルチの機能を
働かせ、モードＢ，Ｃでは乱数同期信号及びボコ
ーダのフレーム同期信号によつて、アナログの音
声信号か秘匿のデジタル音声信号かの判別を行い
デジタル音声信号の場合は合成部１４へ出力し、
アナログの音声信号の場合は合成部１４をバイパ
スし直接出力インタフエース回路１５へ出力す
る。合成部１４はボコーダのフレーム同期を抽出
してピツチ周期ごとに圧縮されたデジタル分析信
号から元の音声に復元するための音声合成回路で
ある。出力インタフエース回路１５は、合成後の
音声信号又はインタフエース回路１３から直接入
力するアナログ音声信号を増幅処理してスピーカ
２へ出力する。 次に、第３図の変復調器５３について説明す
る。 第７図は変復調器５３が送信時に第６図に示す
サブチヤネル中の１チヤネルの２相PSK変調信
号を作る時の波形図であり、図の１は搬送波、２
は送信せんとする乱数器５２からのデジタル符号
“010110…”である。３はPSK変調された波形で
２の符号が前のビツトと同じ（例えば“11”また
は“00”）ならば符号の変換点で搬送波の位相は
変化しないが、前のビツト符号と異なる（“01”
または“10”）ときは位相はπラジアンだけ進ん
だり遅れたりする。３の波形でＡ，Ｂ，Ｃ，Ｅ各
点では位相がπラジアン変化し、Ｄ点では位相変
化がないことを示している。 第８図は受信側のPSK復調器の位相変化θ対
出力電圧Ｖの特性を示すもので、これによつて
“１”，“０”のデジタル信号を検出することがで
きる。 第９図１は変復調器５３が送信時に４相PSK
変調波を作成する回路の構成例図である。２相
PSKの場合の位相変化は“０”と“π”である
が４相PSKの場合にはπ／２刻みで位相が変化
する。９１は搬送波発振器、９２は信号分配器で
入力を２つに分け、１つはレベル調整用の減衰器
９３へ、１つはπ／２だけ位相を遅らせるπ／２
移相器９５に送つて、第９図２に示す位相関係に
あるL₁とL₂の出力を作り出す。９４は乱数器５
２からのデジタル信号（PCM符号）Ａに応じて
第７図で説明した“０”，“π”の位相変化を作り
出す０／π位相変調器、９６は９４と同じくデジ
タル信号Ｂに応じて“０”，“π”の位相変化を作
り出す０／π位相変調器である。０／π位相変調
器９４，９６からの各２相PSK波P₁とP₂を混合
器９７で合成すると４相PSK波が得られる。４
相PSK波はこのように１つのサブチヤネルにＡ，
Ｂ各１チヤネルずつ合計２チヤネルのデジタル信
号で変調することができるので、同じサブチヤネ
ルで２相PSKに比べて２倍の伝送容量を得るこ
とができる。従つてHF回線で使用するFDM
（Frequency Division Multiplex）の４相PSKで
は、１チヤネル当りのシンボルレートが100bps
で、サブチヤネルの数が例えば16の場合の伝送速
度は、100bps×２×16＝3200bpsとなる。 第９図３〜６は乱数器５２からのＡチヤネル、
Ｂチヤネルの入力信号に応じて発生される４相
PSKの変調信号である。例えば入力信号を Ａチヤネル＝0101… Ｂチヤネル＝0011… のように入力すると、Ａ＝０，Ｂ＝０の場合は第
９図３のようにＡチヤネルの変調波のベクトルが
OP₁，Ｂチヤネルの変調波のベクトルがOP₂とな
り合成ベクトルはOP₀₁となる。Ａ＝１，Ｂ＝０
の場合は第９図４のようにＡチヤネルのみが０→
１に変化するので、OP₁のみがπだけ位相が進み
合成ペクトルはOP₀₂となる。Ａ＝０，Ｂ＝１の
場合は第９図５のように、Ｂチヤネルのみが０→
１に変化するので、OP₂のみがπだけ位相が進み
合成ペクトルはOP₀₃となる。同様にＡ＝１，Ｂ
＝１の場合は第９図６のように、Ａ，Ｂチヤネル
が共に０→１に変化するのでOP₁，OP₂が共に３
に対してπだけ位相が進み合成ベクトルはOP₀₄
となる。このようにサブチヤネル１チヤネル毎に
第９図１のような構成の変調回路を設けて４相
PSK波を作ることをサブチヤネルの数だけ行え
ば、HF回線による高速通信用の変調器が得られ
ることになる。 第１０図は変復調器５３の４相PSK波の受信
回路構成例図で、RX₁は受信機である。 第１０図において、１０１は分配器で受信機
RX₁からの低周波復調信号を各サブチヤネルに分
配するための帯域波器群から構成される。CH
１〜CHnはサブチヤネル毎の回路で、各サブチ
ヤネルにはまず遅延検波復調回路１０２が設けら
れる。CH１の１０５〜１０９と１０１０は４相
PSK波の検波回路を形成している。 いま４相PSK波のサブチヤネルの１チヤネル
当りのPSK波を Ｅ＝Acos（ωt＋φ_i） ……（１−１） とする。４相の場合には φ_i＝π／２n_i＋φ₀ ……（１−２） である。 ただしn_iは２つの系統（例えば第９図のＡ，Ｂ
チヤネル）のPCM符号のｉ番目の２つの符号の
組合わせによつて決まる４値符号（n_i＝０，１，
２，３）である。従つて式（１−２）における
φ_i-1は φ_i-1＝π／２n_i-1＋φ₀ ……（１−３） となる。すなわち（１−１）式のPSK波Ｅ及び
第１符号（１ビツト）分遅延させたPSK波Edは
次のようになる。 Ｅ＝Acos（ωt＋π／２n_i＋φ₀） ……（１−４） Ed＝Adcos（ωt＋π／２n_i-1＋φ₀） ……（１−５） 即ち第１０図の遅延回路１０７の出力は（１−
５）式で表わされ、遅延量はτ＝Ｔとなり１ビツ
ト分である。 さて入力Ｅを２分してその一方の位相をπ／２
遅延させるとその出力Epは Ep＝Asin（ωt＋π／２n_i＋φ₀） ……（１−６） となり第１０図のπ／２移相器１０５の出力の波
形はこの式で表される。またEdの波形をπ／４
移相器１０８でπ／４遅らせるとその出力E′dは E′d＝Adcos（ωt＋π／２n_i-1＋φ₀−π／４） ……（１−７） となり、次にE′dを２分し、そのそれぞれとＥ及
びEpを乗積回路１０９，１０１０にそれぞれ入
力させ直流分を取り出す。乗積回路１０９，１０
１０のそれぞれの出力をR₁，R₂とすれば、 R₁＝Ａ・Ad／２sin｛π／２（n_i−n_i-1）＋π／４｝ ……（１−８） R₂＝Ａ・Ad／２cos｛π／２（n_i−n_i-1）＋π／４｝ ……（１−９） となる。ここでn_i-1，n_iは４進数（０，１，２，
３）であるから、（n_i−n_i-1は（−３，−２，−１，
…３）の値をとる。なお１０６はレベル調整用の
減衰器で、これによる位相変動はない。 n_i，n_i-1の各値に対するR_i，R₂を計算すると第
１表のようになる。すなわちこれが遅延検波の場
合の位相と検波出力を表わすものである。 ただしＡ・Ad／２＝√２とする。

【表】 さて（n_i−n_i-1）は４進数であるから、−３，−
２，−１はそれぞれ第１表の括弧内に示すように
１，２，３と読み替えることができる。またR₁，
R₂が−１のときは１，１のときは０と読み替え
る。このようにすればR₁，R₂は０，１の２進符
号で表わした遅延検波後の出力となる。 第１０図の１０１１と１０１４は直流増幅器、
１０１２と１０１５は積分器、１０１３と１０１
６はサンプリング回路、１０１７は前記２系統の
検波出力R₁，R₂によるサンプリング出力の切替
回路である。 第１１図は第１０図の１０１１〜１０１７の各
部波形図である。 第１１図において１は乗積回路１０９の出力
で、T₁は１ビツト長とする。（サブチヤネル当り
のシンボルレートが100bpsならばT₁＝1/100＝
10msecとなる。）２は積分器１０１２の出力であ
り３と４はタイミング発生回路部１０３の水晶発
振器１０２６、分周器１０２７およびタイミング
発生回路１０２８から作られたクエンチパルス
CK₁とサンプリングパルスCK₂である。 クエンチパルスCK₁は１ビツトずつの積分終了
を決定するクロツクで、サンプリングパルスは
“１”，“０”を判定するためのクロツクである。
５は切替回路１０１７から取出された受信の最終
デジタル信号である。 ６は５の出力を微分して得られる変換点パルス
でこのパルスがタイミング発生回路部１０３の切
替器１０２９に送られ、受信のビツト同期補正を
行う。この変換点パルス６をもとに常に正しい位
相でデータをサンプリング及び積分する。なおこ
の変換点の補正は常時行うのではなく、後に説明
するように、１０１８，１０１９，１０２０から
成るビツト単位のＳ／Ｎ判定回路１０２３で、ビ
ツト単位にＳ／Ｎを判定し、Ｓ／Ｎが一定値以上
の時のみ位相補正を行うようにし、ビツト補正の
誤動作を防止する。 第１０図において、遅延検波復調回路１０２は
サブチヤネル（CH１〜CHn）の数だけ同じ回路
が設けられている。但し、前記のＳ／Ｎ判定回路
１０２３は各サブチヤネルごとにすてべてＳ／Ｎ
判定するのが最もよいが、これではＳ／Ｎ判定回
路１０２３の構成が複雑になるので、通常は複数
サブチヤネルのうちの１つのチヤネルのみを選択
してＳ／Ｎ判定し全体のＳ／Ｎとして用いる。例
えば、第１０図ではCH１のＳ／Ｎを判定して良
好時のみ全サブチヤネルのビツト同期補正をす
る。 ４相PSK波のＳ／Ｎ判定を行う場合には、第
９図の３〜６で説明したように符号によつて変調
信号のベクトルがOP₀₁，OP₀₂，OP₀₃，OP₀₄のよ
うに異なるので、Ｓ／Ｎの良い場合には少なくと
も第１２図に示すような破線で囲んだ範囲内が信
号成分のベクトルを表わすものと考え、それ以外
は混信または外来雑音等による雑音成分とする。
すなわち、遅延検波出力を第８図の位相角θ対電
圧Ｖ特性を利用して第１０図のＳ／Ｎ判定器１０
１８において信号成分と雑音成分を取出し、これ
を積分器１０１９で１ビツトずつ積分し、第１１
図の２のようなＳ／Ｎ信号の積分出力を得る。４
相PSKの場合にはR₁，R₂の各Ｓ／Ｎ信号を１０
１８で合成して積分する。この積分時間を決定す
るクエンチパルスCK１及びＳ／Ｎ信号レベルを
判定するサンプリングパルスCK２は第１１図の
３，４と全く同じ位相のクロツクを使用する。従
つて、ビツト単位毎に同期のとれたクロツクとな
り、この積分出力をサンプリング回路１０２０か
ら取り出しＳ／Ｎ比較回路１０３０の入力とな
る。 符号処理回路１００３は受信系の各サブチヤネ
ルの最終デジタル信号を１ビツトずつ並列に入力
し、全サブチヤネルのデータ信号を直列にして受
信出力として出力する。 以上詳しく説明したようにHF回線用の変復調
器５３では各サブチヤネルの伝送スピードは
200bps程度であつても、これを16チヤネル分並
列に伝送帯域内で同時変調して3200bpsの伝送ス
ピードを得ることができる。 一方、VHF／UHF回線では回線品質が良好な
ためサブチヤネルCH１〜CHnのうち１チヤネル
のみの変復調器を用いて3200bpsの４相PSK変復
調方式が可能である。従つて回路動作は前述とほ
ぼ同じであるからここでは省略する。 次に第１３図はデジタル音声信号による送受信
のタイムチヤートを示す。１〜５は送信側、６〜
９は受信側の各部信号例を示すタイムチヤートで
ある。１は送信機を「送信中」とするためのマイ
クプレス信号でａ点より送信機が「動作中」とな
る。この時の第３図の音声変換装置５１を通して
乱数器５２へこの信号が送られると、乱数器５２
から乱数同期符号が変復調器５３、送受信機３を
経て送信される。即ち受信側のビツト同期及び乱
数同期補正を確実にするため、この前に約10ビツ
ト程度のプリアンブル信号を送出する。これが５
のSYNC信号（乱数同期符号）で、通常2ⁿ−１
（但しｎ＝１，２，３…）のPNコードで作成さ
れている。例えば、ｎ＝３では2³−１＝７ビツト
で作られ、２進符号で“1110101”の符号が送信
される。乱数同期符号を例えば７ビツトで構成す
る2⁷＝128であるから第１４図で示すように128種
類の同期コードが設定可能である。 通常、乱数器５２は第１６図に示すようにS₁を
スタートとしS_nまで１〜ｍビツトのシフトレジ
スタで構成される乱数発生器であり、乱数発生パ
ターンの開始位置は乱数同期符号（SYNC信号）
によつて相手局側に伝達されその相手局側を同じ
開始位置に設定する。シフトレジスタの乱数発生
パターンの種類は例えばB₁〜B_oとして同じ通信
系の中で予め持つていて、今回どのパターンを使
用するかを通信開始前に送受信双方でとり決めて
おく。第１５図は乱数器５２のパネルスイツチ例
であり、Ａは開始位置を、Ｂは乱数の種類を設定
するスイツチである。このようにして送受信の規
約に従つてデジタル符号に乱数をかけて送受信を
行えば、秘匿度の高い音声信号の通信系を構成す
ることができる。 第１３図についてさらに詳しく説明する。 ２はマイクロホンからの音声信号であり、t₁，
t₂，t₃（約20ms）ごとに、音声信号を分析し３の
S₁，S₂，S₃のようにデジタル信号に変換する。図
をわかりやすくするために、t₁はS₁，t₂はS₂，t₃
はS₃…のように時間軸を拡張して示してあり、送
信側では入力の音声信号に対してオンラインで分
析される。また、ピツチ周期（20ms）の分析信
号S₁，S₂，S₃…を50個（20ms×50＝１秒）に１
回４の音声変換の同期信号Ｎを付加して乱数器５
２へ送り出す。（Ｎの位置は前でも後でもかまわ
ない。）乱数器５２では前述の乱数規約に従つて
５に示すようにスタート時に乱数同期符号
（SYNC信号）を付加しビツト単位に乱数をかけ
る。通常４の音声分析信号S₁＝“10100110…”が
乱数器５２へ送りこまれ、乱数器５２の発生パタ
ーンが“0101000100…”とすると、乱数器５２の
加算回路によつて 1010010110… ＋）0101000100… 1111010010… のようになり、これが変復調器５３へ送りこまれ
る。これが５のN_X1，S_X1，S_X2…で前述のHF，
VHF／UHFに対応する変調信号に変換され、送
受信機３、アンテナ４より無線信号にて送信され
る。 ６〜９は受信側の信号タイムチヤートであり、
６はアンテナ４、送受信機４を経由し前述の変復
調器で、ビツト同期補正後デジタル信号に変換さ
れた受信到来信号である。SYNC′，N′_X1，S′_X1，
S′_X2，S′_X3，…N′_Xo，S′_Xo，S′_X(o+1)，S′_X(o+2)
…は
無線回線途中でビツトエラーをともなう。従つ
て、複数受信局ができるだけ良品質回線を確保す
るために、回線別に変復調方式、符号化方式、送
信電力等を配慮する。 ７はプリアンブル信号によるビツト同期及び乱
数同期設定後の受信開始位置を示すもので、変復
調器５３からのデジタル信号を乱数器５２で常時
監視し、受信側の乱数同期符号と多数決判定し一
定数ビツト以上が一致した場合（例えば７ビツト
中５ビツト以上）にはｂ点を音声合成のための開
始位置と判定し、以後、音声変換装置５１の合成
回路にて元の音声信号に復元する（第４図のモー
ドＡの場合）。 なお、プリアンブル信号の乱数同期符号により
受信到来信号がデジタル音声信号かアナログ音声
信号かを判定し、前述の第５図の音声変換装置５
１のインタフエース回路１３の出力後、前者のデ
ジタル信号の場合には合成部１４にてデジタル信
号を元のアナログ音声信号に変換し出力インタフ
エース回路１５にてレベル調整後スピーカ２より
出力する。後者のアナログ音声信号の場合には合
成部１４をバイパスとすると同時に、第３図の受
信側の乱数器５２、変復調器５３の受信回路をバ
イパスし、送受信機３から直接第５図のインタフ
エース回路１３に接続される。 また、このアナログ音声／秘匿デジタル音声の
判定は乱数器５２のハード構成上から翻訳後受信
到来信号のうち、音声合成信号のフレーム同期信
号（N′_X1を翻訳したN′₁）を用いても同様の多数
決判定をし、音声変換装置５１の出力を切替える
ことができる。この場合、タイムチヤート上では
７のＣ点となる。８は到来信号を同期補正後乱数
翻訳されたデジタル音声信号である。乱数同期が
正しく設定されれば、到来信号を乱数器５２で送
信側と逆の変換をして翻訳すれば８に示すような
受信側で音声合成前のデジタル信号を得ることが
できる。 すなわち受信側の到来信号６のS′_X1が
“1111010010…”に対して受信側にて同期設定後
の乱数発生パターンは前述の送信側と同じ
“0101000100…”となり、これが乱数器５２で減
算されて、 1111010010… ＋）0101000100… 1010010110… のように音声合成用のデジタル符号８がとり出せ
る。 なお、音声のデジタル合成の際には通常のデー
タ伝送とは異なり少々のビツトエラーがあつても
合成音声はそれほど劣化しない。通常ビツトエラ
ーレートが１×10^-2以下の回線品質を確保できれ
ばよい。 また、乱数同期設定位置７のｂを、音声合成の
フレーム開始位置として翻訳後の受信到来信号を
設定すれば、音声合成のためのフレーム同期信号
Ｎは付加しなくてもよい。但し、本例のように、
１秒間に１回10ビツト程度以下の同期信号が付加
されても、合成音の品質には大きな影響がない。 なお、第４図のモードＣの場合のように乱数器
５２を用いないで運用する場合には第１３図４の
繰り返し発生する同期信号Ｎにより他の受信局が
途中からでも自動的に同期判定して音声を合成し
通信系を構成することができる。９は８のデジタ
ル信号S′₁，S′₂，S′₃…S′_o，S′_o+1をオンラインに
て合成された音声信号である。この場合も合成音
声の波形はデジタル信号に対して時間的に縮減し
てある。 このようにして音声をデジタル化して無線回線
の送受信を行えば、固定局と複数移動局間又は移
動局相互間の効果的な安定した秘匿化通信系を構
成することができる。 （発明の効果） 以上詳細に説明のように、本発明は広範囲に存
在する固定局と複数移動局間、および移動局相互
間に、音声のデジタル通信系を構成する時デジタ
ル式のスケルチを実現し、また従来のアナログ系
の音声通信とデジタル音声通信とを混在して構成
する時、良品質の無線通信回線を実現したもの
で、移動速度の比較的大きな船舶、航空機、車両
等において、それぞれいかなる方式の音声通信系
でも相互に通信することができ、移動通信設備も
経済的であり、その効果は大なるものがある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用する通信系の１例を示す
系統図、第２図は秘匿装置を有しない局の無線装
置例を示すブロツク図、第３図は本発明の実施例
を示すブロツク図、第４図は第３図の実施例に用
いられる制御器の機能を説明するための略図、第
５図は第３図の実施例に用いられる音声変換装置
の１例を示すブロツク図、第６図は伝送帯域内周
波数配列図、第７図は本発明で用いる２相PSK
変調信号例を示す波形図、第８図は２相PSK復
調時の位相変化対電圧の特性図、第９図は本発明
で用いる４相PSK変調波の作成回路の構成例を
示すブロツク図及び位相関係を示す図、第１０図
は４相PSK変調波の復調回路の構成例を示すブ
ロツク図、第１１図は第１０図の構成例の各部波
形図、第１２図は４相PSK信号の信号ベクトル
図、第１３図は本発明によるデジタル音声伝送の
送受信動作を説明するためのタイムチヤート、第
１４図は本発明に用いる乱数同期符号の例を示す
符号列図、第１５図は本発明に用いる乱数制御器
の機能を示す略図、第１６図は本発明に用いる乱
数パターンの発生原理を説明するための略図であ
る。 １……マイクロホン、２……スピーカ、３……
送受信機、４……アンテナ、５……秘匿装置、５
１……音声変換装置、５２……乱数器、５３……
変復調器、５４……制御器、１１……入力インタ
フエース回路、１２……音声分析回路、１３……
インタフエース回路、１４……合成部、１５……
出力インタフエース回路、９１……搬送波発振
器、９２……信号分配器、９３……減衰器、９
４，９６……０／π位相変調器、９５……π／２
移相器、９７……混合器、RX₁……受信機、１０
１……分配器、１０２……遅延検波復調回路、１
０３……タイミング発生回路部、１０５……π／
２移相器、１０６……減衰器、１０７……遅延回
路、１０８……π／４移相器、１０９，１０１０
……乗算回路、１０１１，１０１４……直流増幅
器、１０１２，１０１５，１０１９……積分器、
１０１３，１０１６，１０２０……サンプリング
回路、１０１７……切替回路、１０１８……Ｓ／
Ｎ判定器、１０２１……微分回路、１０２３……
Ｓ／Ｎ判定回路、１０２６……水晶発振器、１０
２７……分周器、１０２８……タイミング発生
器、１０２９……切替器、１０３０……比較回
路、１００３……符号処理回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ アナログ音声信号を用いるアナログ信号用の
   固定局と複数移動局、及びアナログ音声信号をデ
   ジタル変換し音声のフレーム単位に同期信号を付
   加したデジタル音声信号を用いるデジタル信号用
   の固定局と複数移動局が相互に複数の無線周波数
   帯で通信を行う場合、前記デジタル信号用の各局
   に、前記各局間の距離及び各局の送信電力によつ
   て前記複数の無線周波数帯のいづれか一つを選択
   すると同時に該選択された一つの無線周波数帯に
   最適な予め設けられた２種類の変復調回路のうち
   いづれかを選択する第１の選択手段と、前記デジ
   タル信号用の各局間で全てに秘匿をかけデジタル
   音声信号を用いる通信を行うモードＡと前記秘匿
   をかけデジタル音声信号を用いる各局と前記アナ
   ログ信号用の各局とが混在して通信を行うモード
   Ｂのいづれかのモードを選択する第２の選択手段
   と、該第２の選択手段により前記モードＡが選択
   された時送信側で前記デジタル音声信号の前に乱
   数同期信号を付加して送信し受信側で前記乱数同
   期信号と前記音声のフレーム同期信号を同時に判
   定してデジタルスケルチ機能を備えて通信を行う
   機能と、該第２の選択手段により前記モードＢが
   選択された時前記アナログ信号用の局から受信す
   る前記秘匿をかけデジタル音声信号を用いる局の
   受信側で前記乱数同期信号と前記音声のフレーム
   同期信号がない時にデジタル／アナログ変換回路
   を側路接続して通信を行う機能を備えた広域移動
   通信方式。