JP3161146B2 - データ送受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散信号を
使用してデータ伝送を行うための送受信装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】スペクトラム拡散通信方式は、マルチパ
ス環境下での良好な伝送特性および高い妨害信号排除能
力を有することから、無線ＬＡＮをはじめとする構内無
線データ通信や電力線搬送データ通信などの用途に適す
る方式として注目されている。無線ＬＡＮに供する電波
の周波数帯としては、産業科学医療用周波数帯（ＩＳＭ
バンド）が有力な候補である。ＩＳＭバンドは、電子レ
ンジ等の強力な電磁波を利用する機器が使用する周波数
帯であるため、無線ＬＡＮで使用する送受信装置には非
常に高いレベルの妨害波の下でも正常にデータ伝送がで
きる特性が求められる。

【０００３】一方、スペクトラム拡散通信において受信
装置を簡単化するために、拡散同期を必要としない方式
が各種考案されている。その一方式として、拡散信号の
周期をデータのシンボル周期と同期させ、遅延検波によ
り受信を行う方式（以下、ＳＳ遅延検波方式と記す）が
ある。例えば、特開昭６２−２５７２２４号公報にこの
方式の一例が記載されている。

【０００４】以下図面を参照しながら、上記ＳＳ遅延検
波方式によるスペクトラム拡散通信装置の一例の構成お
よび動作について説明する。

【０００５】図１０は、ＳＳ遅延検波方式の送信装置お
よび受信装置の一例のブロック図を示すものである。ま
た、図１１は図１０の装置の各部の信号波形を示すもの
である。図１０の送信装置１０において、１１は差動符
号化器、１２は位相変調器、１３は拡散変調信号発生
器、１４は拡散変調用乗算器である。また、１５はシン
ボルクロック発生器であり、差動符号化器１１、位相変
調器１２、および拡散変調信号発生器１３に周期Ｔのシ
ンボルクロックＣＫを供給する。また、図１０の受信装
置２０’において、２２は遅延検波器であり、シンボル
遅延器２２１、遅延検波用乗算器２２２、および低域通
過フィルタ２２３により構成されている。また、２３は
復号器である。

【０００６】ビット列であるデータｄはシンボルクロッ
クＣＫに同期して取り込まれ、差動符号化器１１で差動
符号化された後、位相変調器１２で変調し、シンボル周
期Ｔの２相位相変調波である一次変調信号ｐを得る。よ
って、一次変調信号ｐは、データｄが１の時に前シンボ
ルと同じ位相となり、データｄが−１の時に前シンボル
に対し逆の位相となる（±１の２値データとする）。拡
散変調信号発生器１３は、シンボルクロックＣＫに同期
してこれと周期の等しい拡散変調信号ｑを発生する。拡
散変調信号ｑは、疑似ランダム系列により生成される一
定振幅の疑似ランダムパルス波形である。拡散変調用乗
算器１４は一次変調信号ｐと拡散変調信号ｑを乗算し、
スペクトラム拡散信号ａを得る。

【０００７】図１１（ａ）に、一次変調信号ｐ、拡散変
調信号ｑ、およびスペクトラム拡散信号ａの時間波形を
示す。但し、一次変調信号ｐおよびスペクトラム拡散信
号ａについては、便宜上ベースバンド波形を図示した。

【０００８】このようにして得られたスペクトラム拡散
信号ａは、伝送路を通り受信装置２０’に入力される。
受信装置２０’において、遅延検波器２２は、受信した
スペクトラム拡散信号ａと、それをシンボル遅延器２２
１でシンボル周期Ｔだけ遅延させた遅延信号ａ_dを、遅
延検波用乗算器２２２で乗算し、さらに低域通過フィル
タ２２３によりその高周波成分を取り除いて検波出力ｃ
を得る。検波出力ｃにおいては、拡散変調信号の成分同
士の乗算は常に一定値となる。従って、検波出力ｃは、
通常の差動ＰＳＫの遅延検波出力と同様、前シンボルと
の位相変化が無い時には正の値、前シンボルに対し反転
位相となる場合には負の値を取る。復号器２３は、検波
出力ｃが正の場合には１、負の場合には−１を、復号デ
ータｄ’として出力することにより、送信データを復元
する。

【０００９】図１１（ｂ）に、受信されたスペクトラム
拡散信号ａ、遅延信号ａ_d、および検波出力ｃを示す。
但し、図１１（ａ）と同じく、スペクトラム拡散信号ａ
および遅延信号ａ_dについてはベースバンド波形を図示
した。また、実際に受信される信号は、通常、伝送路に
おいてスペクトラム拡散信号ａに雑音や妨害成分が加わ
ったり、ひずみが生じたりしている信号であるが、図１
１（ｂ）では雑音等の影響は省略した。

【００１０】上記構成により、スペクトラム拡散方式の
特長である高い妨害排除能力や耐マルチパス特性を維持
したままで、拡散同期等の複雑な機構を必要としない簡
易な構成の送受信装置が得られる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、スペクトラム拡散信号の帯域内に非常に
強力な妨害成分が加わった場合には、たとえ妨害成分の
帯域が信号帯域の一部にしか重なっていない場合でも受
信不能となる。また、遅延検波器に使用するシンボル遅
延器として、スペクトラム拡散信号の全帯域にわたり一
定の遅延特性を有する広帯域な遅延器が必要となる。

【００１２】本発明は上記問題点を解決するもので、ス
ペクトラム拡散信号の帯域内に非常に強い妨害成分が加
わった場合にも確実な伝送を可能にし、且つ広帯域な遅
延器を必要としないデータ送受信装置を提供することを
目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明のデータ送受信装置は、搬送波を入力データ
でディジタル変調して得られる一次変調信号に、前記一
次変調信号よりも帯域の広い拡散変調信号を乗算して得
られるスペクトラム拡散信号を出力する送信装置と、前
記スペクトラム拡散信号を復調し復号データを出力する
受信装置から成り、前記受信装置は、周波数混合器と局
部発振器と帯域通過フィルタで構成される前記スペクト
ラム拡散信号の帯域内の部分的な帯域の信号成分のみを
取り出す少なくとも１つの帯域通過手段と、前記帯域通
過手段の出力である中間信号を検波する少なくとも１つ
の検波手段と、前記検波手段の出力である検波出力から
前記復号データを得る復号器とを具備するよう構成して
成るものである。

【００１４】

【作用】本発明は上記した構成によって、スペクトラム
拡散信号の帯域内の部分的な帯域の信号成分のみを検波
するため、信号帯域内に非常に強い妨害波が存在する場
合やマルチパス等により周波数選択性ひずみが生じてい
る場合に、これらの劣化要因の影響を避けて受信状態が
良好な帯域の信号成分を選択的に利用することができ
る。そのため、強力な妨害波や周波数選択性ひずみによ
る誤り率の劣化を軽減することができる。また、遅延検
波方式により検波する場合、遅延検波器で扱う信号がス
ペクトラム拡散信号の帯域幅よりも狭帯域になるため、
遅延検波器に要する遅延器が狭帯域のもので済む。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の実施例のデータ送受信装置に
ついて、図面を参照しながら説明する。

【００１６】図１は、本発明の第１の実施例のデータ送
受信装置のブロック図を示すものである。図２は図１の
装置の各部の信号波形を示すものである。但し、便宜上
ベースバンド波形を図示している。図３は、各部の信号
のスペクトルの概略を示すものである。

【００１７】図１の送信装置１０の動作は、「従来の技
術」の項目で説明した図１０における動作と同様であ
る。すなわち、ｍ番目のデータｄ_m（±１，２値の場
合）は周期ＴのシンボルクロックＣＫに同期して取り込
まれ、差動符号化器１１で差動符号化された後、位相変
調器１２で変調し、シンボル周期Ｔの２相位相変調波で
ある一次変調信号ｐ(ｔ)を得る。拡散変調信号発生器１
３は、シンボルクロックＣＫに同期してこれと周期の等
しい拡散変調信号ｑ(ｔ)を発生する。拡散変調信号ｑ
(ｔ)は、例えば、疑似ランダム系列により生成される一
定振幅の疑似ランダムパルス波形である。拡散変調用乗
算器１４は一次変調信号ｐ(ｔ)と拡散変調信号ｑ(ｔ)を
乗算し、スペクトラム拡散信号ａ(ｔ)を得る。

【００１８】さて、今、差動符号化後のデータを、δ_m
（±１，２値の場合）とした場合、 ｄ_m ＝ δ_m × δ_m-1 (1) と表わせる。従って、搬送波の周波数をｆ_cとして、Re
[…]を実数部とすれば、送信されるスペクトラム拡散信
号ａ(ｔ)は、次式で表わされる。

【００１９】 ａ(ｔ)＝Ｒｅ［ δ_m・ｑ(ｔ)・exp(２πｆ_cｔ) ］ (2) なお、図２（ａ）に、送信装置の各部の信号波形を模式
的に示す。

【００２０】伝送路を通ったスペクトラム拡散信号ａ
(ｔ)は、受信装置２０に入り、まず帯域通過手段２１で
帯域制限され、中間信号ｂ(ｔ)となる。帯域通過手段２
１は、帯域通過フィルタ２１１、周波数混合器２１２、
および局部発振器２１３で構成され、入力信号は、周波
数混合器２１２によって、局部発振器２１３の出力であ
る局部発振信号との差の周波数帯に変換された後、帯域
通過フィルタ２１１で帯域制限され、周波数変換された
スペクトラム拡散信号ａ(ｔ)の一部の周波数成分のみ取
り出されて、中間信号ｂ(ｔ)として出力される。局部発
振器２１３は、通常、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）シ
ンセサイザで構成され、シンボル速度１／Ｔの整数倍の
間隔で、局部発振信号の周波数を可変することができ、
等価的に、元のスペクトラム拡散信号ａ(ｔ)の周波数成
分の異なる部分の成分を中間信号ｂ(ｔ）として取り出
すことができる。

【００２１】図３（ａ）に、受信されたスペクトラム拡
散信号ａのスペクトルの概略および局部発振器２１３に
３種の周波数（周波数間隔は前述のように、１／Ｔの整
数倍）を有する場合の帯域通過手段の通過帯域Ｂ１〜Ｂ
３を示す。また、図３（ｂ）に、周波数変換され、帯域
制限された出力である、中間信号のスペクトラムｂの概
略を示す。

【００２２】これらの通過帯域Ｂ１〜Ｂ３は、図３に示
すように互いに異なる帯域特性を有し、局部発振器２１
３は、受信状態判定手段２４からの帯域切替信号を受け
とると、局部発振信号の周波数を切り換えて、通過帯域
を、例えば、Ｂ１→Ｂ２→Ｂ３→Ｂ１という順序で現在
使用中のものと異なる帯域に順次切替える。このように
して得られた中間信号ｂ(ｔ)は、遅延検波器２２で遅延
検波され、検波出力ｃ(ｔ)が得られる。

【００２３】図２（ｂ）は、受信装置の各部の信号波形
を模式的に示している。スペクトラム拡散信号ａ(ｔ)の
ベースバンド波形は、各シンボル区間において、一次変
調信号の位相が等しい場合には同じ形状であり、一次変
調信号の位相が逆の場合には正負が反転した形状となっ
ている。いま、局部発振信号の角周波数をｆ_Lとする
と、中間信号ｂ(ｔ)は、 ｂ(ｔ) ＝ Ｒｅ［ δ_m・ｑ'(ｔ)・exp{２π(ｆ_c−ｆ_L)ｔ} ］ (3) と表わせる（δ_m＝±１）。中間信号ｂ(ｔ)のベースバ
ンド波形は、帯域通過フィルタ２１１により、帯域制限
を受けてスペクトラム拡散信号ａ(ｔ)の形状とはかなり
異なった波形となるものの（つまり、式(2)中の複素包
絡線を表わすｑ(ｔ)の項が、式(3)では、帯域制限を受
けた場合のそれｑ'(ｔ)に置き変わる）、各シンボル区
間において、一次変調信号の位相が等しい場合にはほぼ
同じ形状であり、一次変調信号の位相が逆の場合には正
負が反転した形状となる（式(3)から分かるように、b
(ｔ)は、δ_mの符号によって、その波形の正負が反転す
る）。厳密には、隣接シンボルとの境界付近において、
隣接シンボルの影響を受けるために正確には同じ形状に
ならず、符号間干渉を生じることになるが、中間信号の
帯域をシンボル繰り返し周波数に比べて大きくしておけ
ば、符号間干渉は小さいため、さほど問題とならない。

【００２４】遅延検波器２２では、まず、シンボル遅延
器２２１によって、シンボル周期Ｔだけ、中間信号ｂ
(ｔ)を遅延させ、遅延中間信号ｂ_d(ｔ)を得る。拡散変
調信号ｑ(ｔ)は、周期Ｔの繰り返し波形であり、近似的
にｑ'(ｔ)も周期Ｔの繰り返し波形となることに留意す
ると、 ｂ_d(ｔ)＝ｂ(ｔ−Ｔ) ＝Re[δ_m-1・ｑ'(ｔ)・exp{2π(ｆ_c-ｆ_L)ｔ}・exp{-2π(ｆ_c-ｆ_L)Ｔ}] (4) と表わせる。今、 exp{−２π(ｆ_c−ｆ_L)Ｔ}＝１ (5) を満たすように、Ｔを正確に定めるか、あるいは、シン
ボル遅延器２２１の出力信号の位相を調整することによ
り、結局、遅延中間信号ｂ_d(ｔ)は、 ｂ_d(ｔ)＝Re[δ_m-1・ｑ'(ｔ)・exp{2π(ｆ_c-ｆ_L)ｔ}] (6) となる。乗算器２２２の内、低域通過フィルタ２２３で
取り出される、低域周波数成分、すなわち、検波出力ｃ
(ｔ)は、式(3)と式(6)の乗算を実行し、高調波成分であ
るexp{4π(ｆ_c-ｆ_L)ｔ}の成分の項を除き、式(1)を用い
ることにより、 ｃ(ｔ)＝δ_m・δ_m-1｛Re[ｑ'(ｔ)]}²＝ｄ_m｛Re[ｑ'(ｔ)]}² (7) が得られる。式(7)より、検波出力ｃ(ｔ)の極性を判定
することにより、データが復号されることが分かる。

【００２５】図２（ｂ）では、検波過程の様子を模式的
に示している。すなわち、前シンボルから位相の変化が
無い場合には同じ形状のパルス同士を乗算するため正の
パルスを生じ、前シンボルから位相が反転した場合には
正負が反転した形状のパルス同士を乗算するため負のパ
ルスを生じる。従って、検波出力ｃ(ｔ)は位相の反転の
有無に応じて負および正のパルスとなる。復号器２３
は、検波出力ｃ(ｔ)が正のパルスの場合には１、負の場
合には−１と判定し、復号データｄ'_mを出力する。

【００２６】なお、式(5)を変形することにより、ｋを
整数として、 ｆL ＝ ｆc − ｋ×（１／Ｔ） (8) の結果が得られ、局部発振信号の周波数としては、シン
ボル速度１／Ｔの整数倍の周波数間隔でなければならな
いことが分かる。言い換えると、中心周波数をシンボル
速度１／Ｔの整数倍の周波数間隔だけ周波数オフセット
した、部分的帯域のみを受信することで復号データが得
られる特徴を有する。

【００２７】さて、受信状態判定手段２４は、検波出力
ｃ(ｔ)のレベル、および、復号データｄ'_mの誤り発生状
態を観測し、現在良好な受信が行なわれているかどうか
を推定する。その結果、良好な受信状態でないと判断す
れば、帯域通過手段２１に対して帯域切替信号を送出す
る。

【００２８】ここで、伝送路において図３（ａ）に示す
妨害波ｊが加わった場合を考える。図１０に示した従来
の装置によれば、妨害波ｊのエネルギーの大半が遅延検
波器で検波されるため、正常な受信が不可能となる。図
１に示す本実施例の装置によれば、遅延検波器２２の前
に帯域通過手段２１を設けることにより受信された信号
を帯域制限するので、帯域通過手段２１が第１通過帯域
Ｂ１を選択した状態においては、中間信号ｂは妨害波ｊ
の影響を受けず、正常な受信が行なわれる。仮に帯域通
過手段２１が第２通過帯域Ｂ２または第３通過帯域Ｂ３
を選択している状態であるとすると、中間信号ｂは妨害
波の影響を大きく受けているため、正常な受信ができな
い。しかし、その状態を続けていると、受信状態判定手
段２４が現在の受信状態は良好でないと判断し、帯域通
過手段２１の通過帯域を変化させる。こうして、第１通
過帯域Ｂ１が選択されるまで帯域の切替を続行し、いず
れ、第１通過帯域Ｂ１が選択される。その時点で正常な
受信が行なわれるため、受信状態判定手段２４は帯域切
替信号を出力しなくなり、以後妨害波の影響を受けない
安定したデータ伝送を行うことができる。

【００２９】また、遅延検波器２２で取り扱う中間信号
ｂ(ｔ)は元のスペクトラム拡散信号ａ(ｔ)に比べ狭帯域
であるため、シンボル遅延器２２１は中間信号ｂ(ｔ)の
帯域内で精度が保たれておればよく、スペクトラム拡散
信号ａ(ｔ)の帯域全体に渡って高精度である必要が無
い。

【００３０】なお、上記第１の実施例において、一次変
調信号ｐ(ｔ)は２相位相変調波としたが、４相位相変調
波、８相位相変調波など、多相ディジタル位相変調方式
でも良い。また、拡散変調信号ｑ(ｔ)は疑似ランダム系
列により生成される一定振幅の疑似ランダムパルス波形
としたが、これに限るものではなく、他の雑音状信号
や、第４の実施例に示すようなチャープ信号としても良
い。また、拡散変調信号ｑ(ｔ)の周期は一次変調信号ｐ
(ｔ)のシンボル周期Ｔに等しいとしたが、一次変調信号
ｐ(ｔ)のシンボル周期Ｔのｎ分の１（ｎは自然数）とし
ても良く、あるいは一次変調信号ｐ(ｔ)のシンボル周期
Ｔのｎ倍（ｎは自然数）とし、シンボル遅延器２２１と
してシンボル周期Ｔのｎ倍の遅延時間を有するものを用
いて遅延検波を行うものとしても良い。また、帯域通過
手段２１は、３個の通過帯域により構成されるとした
が、３個に限るものではなく、その周波数間隔がシンボ
ル速度１／Ｔの整数倍であるかぎり、任意の個数で実現
することができる。また、局部発振器２１３の出力する
局部発振信号の周波数を変えることにおいて、その局部
発振信号周波数がそれぞれ異なり、それらの周波数間隔
がシンボル速度１／Ｔの整数倍である、複数の局部発振
器を用意し、切り換えても良い。また、受信状態判定手
段２４は、検波出力ｃのレベルおよび復号データｄ'_mの
誤り発生状態を観測するとしたが、これに限らず一般に
受信状態を推定できるパラメータを観測するものであれ
ば良く、例えば検波出力のアイの開口率を観測するもの
としても良い。

【００３１】図４は、本発明の第２の実施例の受信装置
のブロック図を示すものである。本実施例において、送
信装置は図１に示した第１の実施例の送信装置と同じも
のであるため、説明を省略する。第１の実施例と異なる
のは、図４において受信装置２０１は受信状態判定手段
を有しておらず、帯域通過手段２１に対する帯域切替信
号ｅを受信装置の外部より与えるよう構成した点であ
る。具体的には、受信装置に接続して復号データを利用
する外部機器において復号データを処理し、その結果を
用いて効果的な帯域切替信号を供給したり、また操作員
の判断により手動で帯域切替を行ったりすることによ
り、きめ細かい帯域切替を可能にするものである。

【００３２】図５は、本発明の第３の実施例の受信装置
のブロック図を示すものである。本実施例において、送
信装置は図１に示した第１の実施例の送信装置と同じも
のであるため、説明を省略する。図５の受信装置２０２
において、第１の帯域通過手段２１Ａ、第２の帯域通過
手段２１Ｂ、および第３の帯域通過手段２１Ｃは、それ
ぞれ、図１で説明したように、周波数混合器、局部発振
器、帯域通過フィルタで構成されており、スペクトラム
拡散信号ａを入力し、各々の通過帯域に帯域制限して、
それぞれ第１の中間信号ｂ１、第２の中間信号ｂ２、お
よび第３の中間信号ｂ３を出力する。第１の遅延検波器
３１、第２の遅延検波器３２、および第３の遅延検波器
３３は、それぞれ第１の中間信号ｂ１、第２の中間信号
ｂ２、および第３の中間信号ｂ３を遅延検波し、それぞ
れ第１の検波出力ｃ１、第２の検波出力ｃ２、および第
３の検波出力ｃ３を出力する。各遅延検波器３１〜３３
の動作は、第１の実施例に示した図１の遅延検波器２２
と同様であり、それぞれの局部発振器の周波数間隔を１
／Ｔの整数倍に選び、中間信号ｂ１〜ｂ３の中心周波数
を同一に選んだ場合は、それぞれの検波器は全く同一の
ものを使用できる。最良帯域判定手段３４は、前記検波
出力ｃ１〜ｃ３を入力して各々のレベルを観測し、ｃ１
〜ｃ３の検波出力のうちどれが最良の状態で受信されて
いるかを推定してその判定結果を検波出力選択手段３５
に伝える。検波出力選択手段３５は前記判定結果に基づ
き、検波出力ｃ１〜ｃ３のうち一つを選択し、検波出力
ｃとして復号器２３に出力する。復号器２３は第１の実
施例の場合と同様にデータの判定を行い、復号データ
ｄ’を出力する。

【００３３】本実施例の構成によれば、３個の帯域通過
手段２１１〜２１３により得られた中間信号ｂ１〜ｂ３
を同時に検波し、３個の検波出力ｃ１〜ｃ３を得、その
うち最良のものを選択するので、第１の実施例のよう
な、順次帯域切替を行うための時間が不要となる。ま
た、受信状態が時間と共に変動する場合にも受信状態が
劣化する前に他の帯域に切り替えることができるので、
データ受信を中断されることなく常に最良の帯域を選択
して受信することができる。

【００３４】図６は、本発明の第４の実施例のデータ送
受信装置のブロック図を示すものである。また、図７は
本実施例の送信装置の各部の信号波形を示す図であり、
図８は本実施例の受信装置の中間信号のスペクトルの概
略および各部の信号波形を示す図である。

【００３５】本実施例において、送信装置１０’は図１
に示した第１の実施例の送信装置と同じ構成である。但
し、拡散変調信号発生器１３’の出力する拡散変調信号
ｑ’は、図７に示すように、正弦波の周波数を繰り返し
掃引して得られるチャープ信号であり、その周期は一次
変調信号ｐのシンボル周期Ｔに等しい。

【００３６】図６の受信装置２０２において、第１の帯
域通過手段２１Ａ、第２の帯域通過手段２１Ｂ、および
第３の帯域通過手段２１Ｃは、それぞれ、図１で説明し
たように、周波数混合器、局部発振器、帯域通過フィル
タで構成されており、スペクトラム拡散信号ａを入力
し、各々の通過帯域に帯域制限して、それぞれ第１の中
間信号ｂ１、第２の中間信号ｂ２、および第３の中間信
号ｂ３を出力する。第１の遅延検波器３１、第２の遅延
検波器３２、および第３の遅延検波器３３は、それぞれ
第１の中間信号ｂ１、第２の中間信号ｂ２、および第３
の中間信号ｂ３を遅延検波し、それぞれ第１の検波出力
ｃ１、第２の検波出力ｃ２、および第３の検波出力ｃ３
を出力する。各遅延検波器３１〜３３の動作は、第１の
実施例に示した図１の遅延検波器２２と同様であり、そ
れぞれの局部発振器の周波数間隔を１／Ｔの整数倍に選
び、中間信号ｂ１〜ｂ３の中心周波数を同一に選んだ場
合は、それぞれの検波器は全く同一のものを使用でき
る。

【００３７】スペクトラム拡散信号ａはチャープ信号で
あるため、各シンボル区間の最初の部分は低い周波数成
分より成っており、各シンボル区間の後ろの方へ行くほ
ど高い周波数成分で構成されるようになる。中間信号ｂ
１は、元のスペクトラム拡散信号ａのうち低い周波数の
成分を抜きだしたものであるため、シンボル区間の前半
では振幅が大きいが後半では振幅が小さくなる。同様
に、中間信号ｂ３は、元のスペクトラム拡散信号ａのう
ち高い周波数の成分を抜きだしたものであるため、シン
ボル区間の前半では振幅が小さく、後半では振幅が大き
い。また、中間信号２は、シンボル区間の中央部では振
幅が大きく、両端部で振幅が小さい。しかし、いずれも
第１の実施例における中間信号ｂと同様、各シンボル区
間内の形状はほぼ等しく、一次変調信号の位相に応じて
正負が反転した形状となっているため、遅延検波により
復調することができる。よって、検波出力ｃ１〜ｃ３
は、図８（ｂ）に示すように、各シンボル区間内で１つ
のピークを持つパルス列となり、そのパルスのピーク
が、それぞれシンボル区間の前半、中央、および後半に
位置する形状となる。このピーク位置は、拡散変調信号
ｑ’の周波数掃引のパラメータと各々の帯域通過手段の
特性により決定される。図８（ｂ）に示すように、第１
の検波出力ｃ１と第３の検波出力ｃ３のパルスのピーク
位置の差がｔ１、第２の検波出力ｃ２と第３の検波出力
ｃ３のパルスのピーク位置の差がｔ２である。

【００３８】検波出力合成手段４１は、第１の検波信号
遅延手段４１１、第２の検波信号遅延手段４１２、およ
び第３の検波信号遅延手段４１３を有する。第１の検波
信号遅延手段４１１は検波出力ｃ１を入力してｔ１だけ
遅延させ、第２の検波信号遅延手段４１２は検波出力ｃ
２を入力してｔ２だけ遅延させ、第３の検波信号遅延手
段４１３は検波出力ｃ３を入力してｔ３だけ遅延させ
る。こうして、各々の検波出力のピーク位置を判定タイ
ミングに合致させた後これらを加算器４１４により加算
して合成検波出力ｃ’を得る。復号器２３は、前記判定
タイミングにおける検波出力の正負によりデータを復号
し、復号データｄ’を出力する。

【００３９】本実施例の構成によれば、複数の中間信号
の全てを検波して合成するため、各々の中間信号に含ま
れる信号成分を全て利用することができるので、検波出
力の信号対雑音比を高く取ることができ、雑音レベルが
高い場合にも確実な伝送ができる。また、拡散変調信号
をチャープ信号としたため、各々の検波出力ｃ１〜ｃ３
が各シンボル区間で一つのピークを有する形状となり、
検波出力合成手段４１において各々の検波出力のピーク
位置を揃えてから合成するので、判定タイミングにおけ
る信号対雑音比を一層向上させることができるものであ
る。

【００４０】なお、上記第４の実施例において、第３の
検波出力ｃ３のパルスのピーク位置を判定タイミングと
して選択すれば、ｔ３を零とすることができるので、第
３の検波信号遅延手段４１３を省略することができる。
また、検波信号合成手段４１において加算器４１４は単
純に入力を加算するものとしたが、例えば各々の検波出
力の受信状態に応じて重み付けした加算を行うものとし
ても良く、これにより合成検波出力ｃ’の信号対雑音比
を更に高くすることができる。

【００４１】図９は、本発明の第５の実施例の送信装置
のブロック図を示すものである。送信装置１０’’は、
シフトレジスタ５１、波形記憶手段５２、搬送波発振器
５３を有する。ビット列であるデータｄをｍ段（ｍは自
然数）のシフトレジスタ５１に入力し、ｍビットの並列
データとして波形記憶手段５２のアドレス入力へ供給す
る。波形記憶手段５２は、入力データｄのあらゆるｍビ
ットのパターンにより決まるスペクトラム拡散信号のベ
ースバンド波形をあらかじめ計算し、波形データとして
前記ｍビットのパターンで表されるアドレスへ格納して
ある読みだし専用メモリ（ＲＯＭ）であり、シフトレジ
スタ５１の出力で指定されたアドレスに格納されている
前記波形データを出力する。Ｄ／Ａ変換器５３は、前記
波形データをアナログ波形に変換し、スペクトラム拡散
信号ベースバンド波形として出力する。搬送波発振器５
４は搬送波を発振して出力し、変調器５５は前記搬送波
を前記スペクトラム拡散信号ベースバンド波形により乗
積変調してスペクトラム拡散信号ａを得る。以上の構成
により、第１の実施例の送信装置と同様のスペクトラム
拡散信号ａを生成し送信することができる。

【００４２】

【発明の効果】以上のように本発明は、スペクトラム拡
散信号を入力し、局部発振信号の周波数をシンボル周期
分の１の整数倍だけ変化させること、あるいは、局部発
振信号の周波数をシンボル周期分の１の整数倍の周波数
間隔に配置した複数の局部発振器を用いることにより、
スペクトラム拡散信号の帯域内の、中心周波数をシンボ
ル周期分の１の整数倍だけ変化させた部分的な帯域の信
号成分のみを取り出して得られる中間信号を検波して復
号データが得られるので、強力な妨害波や周波数選択性
ひずみによる誤り率の劣化を軽減することができ、ま
た、広帯域な遅延器を用いること無く、部分帯域をカバ
ーするだけの遅延器にて遅延検波ができ復号が実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるデータ送受信装
置のブロック図

【図２】同実施例における信号波形を示す図

【図３】同実施例における信号のスペクトラムを示す図

【図４】本発明の第２の実施例における受信装置のブロ
ック図

【図５】本発明の第３の実施例における受信装置のブロ
ック図

【図６】本発明の第４の実施例におけるデータ送受信装
置のブロック図

【図７】同実施例の送信装置における信号波形を示す図

【図８】同実施例の受信装置における信号のスペクトラ
ムおよび波形を示す図

【図９】本発明の第５の実施例における送信装置のブロ
ック図

【図１０】従来のデータ送受信装置のブロック図

【図１１】従来のデータ送受信装置の信号波形を示す図

【符号の説明】

１０ 送信装置 ２０ 受信装置 ２１ 帯域通過手段 ２１１ 帯域通過フィルタ ２１２ 周波数混合器 ２１３ 局部発振器 ２２ 遅延検波器 ２３ 復号器 ２４ 受信状態判定手段 ３４ 最良帯域判定手段 ３５ 検波出力選択手段 ４１ 検波出力合成手段 ４１１〜４１３ 検波信号遅延手段 ５２ 波形記憶手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−92029（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−150331（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−256238（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−270523（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−96137（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−197090（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 搬送波を入力データでディジタル変調し
   て得られる一次変調信号に、前記一次変調信号よりも帯
   域の広い拡散変調信号を乗算して得られるスペクトラム
   拡散信号を出力する送信装置と、前記スペクトラム拡散
   信号を復調し復号データを出力する受信装置とを備えた
   データ送受信装置において、 前記受信装置は、前記スペクトラム拡散信号の帯域内の
   部分的な帯域の信号成分のみを取り出す少なくとも１つ
   の帯域通過手段と、前記帯域通過手段の出力である中間
   信号を検波する少なくとも１つの検波手段と、前記検波
   手段の出力である検波出力から前記復号データを得る複
   号器とを有し、 前記拡散変調信号の周期は、前記一次変調信号のシンボ
   ル周期の整数倍または整数分の一であり、 前記検波手段は、前記中間信号とそれを前記一次変調信
   号のシンボル周期の整数倍だけ遅延させた遅延信号とを
   乗算して検波出力を得る遅延検波器であり、 前記帯域通過手段は、周波数混合器と、前記周波数混合
   器に局部発振信号を供給する局部発振器と、前記局部発
   振信号の周波数との差の周波数帯に変換された前記周波
   数混合器の出力の部分的な帯域の信号成分のみを取り出
   す帯域通過フィルタとで構成され、 前記局部発振信号の周波数を前記シンボル周期分の１の
   整数倍だけ変化させること、あるいは、前記局部発振信
   号の周波数を前記シンボル周期分の１の整数倍の周波数
   間隔に配置した複数の前記局部発振器を用いることを特
   徴とするデータ送受信装置。
2. 【請求項２】 拡散変調信号は、その周期毎に正弦波の
   周波数を繰り返し掃引して得られるチャープ信号である
   ことを特徴とする請求項１記載のデータ送受信装置。
3. 【請求項３】 送信装置は、一次変調信号と拡散変調信
   号とを乗算した波形の値があらかじめ計算され格納して
   ある波形記憶手段と、前記波形記憶手段に接続するＤ／
   Ａ変換器とを具備し、前記波形記憶手段は入力データに
   対応する波形データを出力し、前記Ｄ／Ａ変換器は前記
   波形データをアナログ波形に変換することによりスペク
   トラム拡散信号を出力することを特徴とする請求項１記
   載のデータ送受信装置。
4. 【請求項４】 受信装置は、検波出力および復号データ
   の少なくとも一方を入力して現在の受信状態が良好か否
   かを判定する受信状態判定手段を具備し、前記受信状態
   判定手段により現在の受信状態が良好でない状態である
   と判定された時に、局部発振信号の周波数を変化させる
   こと、あるいは、局部発振器を切り替えることを特徴と
   する請求項１記載のデータ送受信装置。
5. 【請求項５】 受信装置は、受信装置の外部から入力さ
   れる帯域切替信号に基づいて、局部発振信号の周波数を
   変化させること、あるいは、局部発振器を切り替えるこ
   とを特徴とする請求項１記載のデータ送受信装置。
6. 【請求項６】 搬送波を入力データでディジタル変調し
   て得られる一次変調信号に、前記一次変調信号よりも帯
   域の広い拡散変調信号を乗算して得られるスペクトラム
   拡散信号を出力する送信装置と、前記スペクトラム拡散
   信号を復調し復号データを出力する受信装置とを備えた
   データ送受信装置において、 前記受信装置は、前記スペクトラム拡散信号の帯域内の
   互いに同一でない部分的な帯域の信号成分のみをそれぞ
   れ取り出す複数の帯域通過手段と、複数の前記帯域通過
   手段のそれぞれの出力である複数の中間信号をそれぞれ
   検波する複数の検波手段と、複数の前記検波手段からそ
   れぞれ出力される複数の検波出力を入力して前記帯域通
   過手段のそれぞれの通過帯域のうちいずれが最も受信状
   態の良い周波数帯域であるかを判定する最良帯域判定手
   段と、前記最良帯域判定手段の判定結果に応じて複数の
   前記検波手段の検波出力のうち１つを選択する検波出力
   選択手段と、前記検波出力選択手段で選択された前記検
   波出力から前記復号データを得る復号器とを有し、 前記拡散変調信号の周期は、前記一次変調信号のシンボ
   ル周期の整数倍または整数分の一であり、 各前記検波手段は、前記中間信号とそれを前記一次変調
   信号のシンボル周期の整数倍だけ遅延させた遅延信号と
   を乗算して検波出力を得る遅延検波器であり、 各前記帯域通過手段は、周波数混合器と、前記周波数混
   合器に局部発振信号を供給する局部発振器と、前記局部
   発振信号の周波数との差の周波数帯に変換された前記周
   波数混合器の出力の部分的な帯域の信号成分のみを取り
   出す帯域通過フ ィルタとで構成され、 各前記局部発信器は、前記局部発振信号の周波数を前記
   シンボル周期分の１の整数倍だけ変化させること、ある
   いは、前記局部発振信号の周波数を前記シンボル周期分
   の１の整数倍の周波数間隔に配置した複数の構成を用い
   ることを特徴とする データ送受信装置。
7. 【請求項７】 搬送波を入力データでディジタル変調し
   て得られる一次変調信号に、前記一次変調信号よりも帯
   域の広い拡散変調信号を乗算して得られるスペクトラム
   拡散信号を出力する送信装置と、前記スペクトラム拡散
   信号を復調し復号データを出力する受信装置とを備えた
   データ送受信装置において、 前記受信装置は、前記スペクトラム拡散信号の帯域内の
   互いに同一でない部分的な帯域の信号成分のみをそれぞ
   れ取り出す複数の帯域通過手段と、複数の前記帯域通過
   手段のそれぞれの出力である複数の中間信号をそれぞれ
   検波する複数の検波手段と、複数の前記検波手段からそ
   れぞれ出力される複数の検波出力を合成して合成検波出
   力を生成する検波出力合成手段と、前記検波出力合成手
   段の出力である前記合成検波出力から前記復号データを
   得る復号器とを有し、 前記拡散変調信号の周期は、前記一次変調信号のシンボ
   ル周期の整数倍または整数分の一であり、 各前記検波手段は、前記中間信号とそれを前記一次変調
   信号のシンボル周期の整数倍だけ遅延させた遅延信号と
   を乗算して検波出力を得る遅延検波器であり、 各前記帯域通過手段は、周波数混合器と、前記周波数混
   合器に局部発振信号を供給する局部発振器と、前記局部
   発振信号の周波数との差の周波数帯に変換された前記周
   波数混合器の出力の部分的な帯域の信号成分のみを取り
   出す帯域通過フィルタとで構成され、 各前記局部発信器は、前記局部発振信号の周波数を前記
   シンボル周期分の１の整数倍だけ変化させること、ある
   いは、前記局部発振信号の周波数を前記シンボル周期分
   の１の整数倍の周波数間隔に配置した複数の構成を用い
   ることを特徴とする データ送受信装置。
8. 【請求項８】 前記受信装置はさらに、前記帯域通過手
   段の出力を前記検波手段により検波した前記検波出力を
   入力し、前記帯域通過手段の特性および前記拡散変調信
   号の特性により決まる前記検波出力の振幅のピーク位置
   の違いを補正して、前記検波出力のパルスの振幅が最大
   となるタイミングに合致させる検波信号遅延手段を複数
   の前記検波手段それぞれに対応して複数有し、前記検波出力合成手段は、複数の 前記検波信号遅延手段
   のそれぞれの出力を合成して前記合成検波出力を生成す
   ることを特徴とする請求項７記載のデータ送受信装置。
9. 【請求項９】 拡散変調信号は、その周期毎に正弦波の
   周波数を繰り返し掃引して得られるチャープ信号である
   ことを特徴とする請求項８記載のデータ送受信装置。