JP3033374B2

JP3033374B2 - データ送受信装置

Info

Publication number: JP3033374B2
Application number: JP34392992A
Authority: JP
Inventors: 嘉夫浦部; 均高井; 秀聡山▲さき▼
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-12-24
Filing date: 1992-12-24
Publication date: 2000-04-17
Anticipated expiration: 2015-04-17
Also published as: JPH06197090A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散信号を
使用してデータ伝送を行うための送受信装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】スペクトラム拡散通信方式は、マルチパ
ス環境下での良好な伝送特性および高い妨害信号排除能
力を有することから、無線ＬＡＮをはじめとする構内無
線データ通信や電力線搬送データ通信などの用途に適す
る方式として注目されている。無線ＬＡＮに供する電波
の周波数帯としては、産業科学医療用周波数帯（ＩＳＭ
バンド）が有力な候補になっている。ＩＳＭバンドは、
電子レンジ等の強力な電磁波を利用する機器が使用する
周波数帯であるため、無線ＬＡＮで使用する送受信装置
には非常に高いレベルの妨害波の下でも正常にデータ伝
送ができる特性が求められる。

【０００３】一方、スペクトラム拡散通信において受信
装置を簡単化するために、拡散同期を必要としない方式
が各種考案されている。その一方式として、拡散信号の
周期をデータのシンボル周期と同期させ、遅延検波によ
り受信を行う方式（以下、ＳＳ遅延検波方式と記す）が
ある。例えば、特開昭６２−２５７２２４号公報にこの
方式の一例が記載されている。

【０００４】以下図面を参照しながら、上記ＳＳ遅延検
波方式によるスペクトラム拡散通信装置の一例の構成お
よび動作について説明する。

【０００５】図５は、ＳＳ遅延検波方式の送信装置およ
び受信装置の一例のブロック図を示すものである。ま
た、図６は図５の装置の各部の信号波形を示すものであ
る。図５の送信装置１０において、１１は差動符号化
器、１２は位相変調器、１３は拡散変調信号発生器、１
４は拡散変調用乗算器である。また、１５はシンボルク
ロック発生器であり、差動符号化器１１、位相変調器１
２、および拡散変調信号発生器１３に周期Ｔのシンボル
クロックＣＫを供給する。また、図５の受信装置２０’
において、２２は遅延検波器であり、シンボル遅延器２
２１、遅延検波用乗算器２２２、および低域通過フィル
タ２２３により構成されている。また、２３は復号器で
ある。

【０００６】ビット列であるデータｄはシンボルクロッ
クＣＫに同期して取り込まれ、差動符号化器１１で差動
符号化された後、位相変調器１２で変調し、シンボル周
期Ｔの２相位相変調波である一次変調信号ｐを得る。よ
って、一次変調信号ｐは、データｄが０の時に前シンボ
ルと同じ位相となり、データｄが１の時に前シンボルに
対し逆の位相となる。拡散変調信号発生器１３は、シン
ボルクロックＣＫに同期してこれと周期の等しい拡散変
調信号ｑを発生する。拡散変調信号ｑは、疑似ランダム
系列により生成される一定振幅の疑似ランダムパルス波
形である。拡散変調用乗算器１４は一次変調信号ｐと拡
散変調信号ｑを乗算し、スペクトラム拡散信号ａを得
る。

【０００７】図６（ａ）に、一次変調信号ｐ、拡散変調
信号ｑ、およびスペクトラム拡散信号ａの時間波形を示
す。但し、一次変調信号ｐおよびスペクトラム拡散信号
ａについては、便宜上ベースバンド波形を図示した。

【０００８】このようにして得られたスペクトラム拡散
信号ａは、伝送路を通り受信装置２０’に入力される。
受信装置２０’において、遅延検波器２２は、受信した
スペクトラム拡散信号ａと、それをシンボル遅延器２２
１でシンボル周期Ｔだけ遅延させた遅延信号ａ_dを、遅
延検波用乗算器２２２で乗算し、さらに低域通過フィル
タ２２３によりその高周波成分を取り除いて検波出力ｃ
を得る。検波出力ｃにおいては、拡散変調信号の成分同
士の乗算は常に一定値となる。従って、検波出力ｃは、
通常の差動ＰＳＫの遅延検波出力と同様、前シンボルと
の位相変化が無い時には正の値、前シンボルに対し反転
位相となる場合には負の値を取る。復号器２３は、検波
出力ｃが正の場合には０、負の場合には１を、復号デー
タｄ’として出力することにより、送信データを復元す
る。

【０００９】図６（ｂ）に、受信されたスペクトラム拡
散信号ａ、遅延信号ａ_d、および検波出力ｃを示す。但
し、図５（ａ）と同じく、スペクトラム拡散信号ａおよ
び遅延信号ａ_dについてはベースバンド波形を図示し
た。また、実際に受信される信号は、通常、伝送路にお
いてスペクトラム拡散信号ａに雑音や妨害成分が加わっ
たり、ひずみが生じたりしている信号であるが、図６
（ｂ）では雑音等の影響は省略した。

【００１０】上記構成により、スペクトラム拡散方式の
特長である高い妨害排除能力や耐マルチパス特性を維持
したままで、拡散同期等の複雑な機構を必要としない簡
易な構成の送受信装置が得られる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、スペクトラム拡散信号の帯域内に非常に
強力な妨害成分が加わった場合には、たとえ妨害成分の
帯域が信号帯域の一部にしか重なっていない場合でも受
信不能となる。また、遅延検波器に使用するシンボル遅
延器として、スペクトラム拡散信号の全帯域にわたり一
定の遅延特性を有する広帯域な遅延器が必要となる。

【００１２】本発明は上記問題点を解決するもので、ス
ペクトラム拡散信号の帯域内に非常に強い妨害成分が加
わった場合にも確実な伝送を可能にし、且つ広帯域な遅
延器を必要としないデータ送受信装置を提供することを
目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明のデータ送受信装置は、搬送波を入力データ
でディジタル変調して得られる一次変調信号に、前記一
次変調信号よりも帯域の広い拡散変調信号を乗算して得
られるスペクトラム拡散信号を出力する送信装置と、前
記スペクトラム拡散信号を復調し復号データを出力する
受信装置を備え、前記受信装置は、前記スペクトラム拡
散信号の帯域内の互いに異なる周波数帯域の信号を部分
的に通過させ中間信号を出力する複数の帯域通過手段
と、前記帯域通過手段の各々に縦続接続し前記各々の中
間信号を検波して検波出力を得る複数の検波手段と、前
記検波手段の各々の検波出力を合成して合成検波出力を
生成する検波出力合成手段と、前記合成検波出力からデ
ータを復号し復号データを出力する復号器とを有し、前
記検波出力合成手段は、前記各々の帯域通過手段の特性
および拡散変調信号の特性により決まる各々の検波出力
の振幅のピーク位置の違いを補正して、前記各々の検波
出力のパルスの振幅が最大となるタイミングを合致させ
る検波出力遅延手段を有し、前記検波信号遅延手段の出
力を合成して合成検波出力を生成することを特徴とする
ものである。

【００１４】

【作用】本発明は上記した構成によって、スペクトラム
拡散信号の帯域内の部分的な帯域の信号成分のみを検波
するため、信号帯域内に非常に強い妨害波が存在する場
合やマルチパス等により周波数選択性ひずみが生じてい
る場合に、これらの劣化要因の影響を避けて受信状態が
良好な帯域の信号成分を選択的に利用することができ
る。そのため、強力な妨害波や周波数選択性ひずみによ
る誤り率の劣化を軽減することができる。また、遅延検
波方式により検波する場合、遅延検波器で扱う信号がス
ペクトラム拡散信号の帯域幅よりも狭帯域になるため、
遅延検波器に要する遅延器が狭帯域のもので済む。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の実施例のデータ送受信装置に
ついて、図面を参照しながら説明する。

【００１６】図１は、本発明の第１の実施例のデータ送
受信装置のブロック図を示すものである。図２は本実施
例の送信装置の各部の信号波形を示す図であり、図3は
本実施例の受信装置の中間信号のスペクトル概略および
各部の信号波形を示す図である。

【００１７】本実施例において、送信装置１０’の動作
は、「従来の技術」の項目で説明した図５における送信
装置の動作と同様である。すなわち、データｄは周期Ｔ
のシンボルクロックＣＫに同期して取り込まれ、差動符
号化器１１で差動符号化された後、位相変調器１２で変
調し、シンボル周期Ｔの２相位相変調波である一次変調
信号ｐを得る。拡散変調信号発生器１３’は、シンボル
クロックＣＫに同期してこれと周期の等しい拡散変調信
号ｑを発生する。但し、拡散変調信号発生器１３’の出
力する拡散変調信号ｑは、図２に示すように、正弦波の
周波数を繰り返し掃引して得られるチャープ信号であ
り、その周期は一次変調信号ｐのシンボル周期Ｔに等し
い。拡散変調用乗算器１４は一次変調信号ｐと拡散変調
信号ｑを乗算し、スペクトラム拡散信号ａを得る。

【００１８】図１の受信装置２０３において、第１の帯
域通過手段２１１、第２の帯域通過手段２１２、および
第３の帯域通過手段２１３は、スペクトラム拡散信号ａ
を入力し、各々の通過帯域に帯域制限して、それぞれ第
１の中間信号ｂ１、第２の中間信号ｂ２、および第３の
中間信号ｂ３を出力する。第１の遅延検波器３１、第２
の遅延検波器３２、および第３の遅延検波器３３は、そ
れぞれ第１の中間信号ｂ１、第２の中間信号ｂ２、およ
び第３の中間信号ｂ３を遅延検波し、それぞれ第１の検
波出力ｃ１、第２の検波出力ｃ２、および第３の検波出
力ｃ３を出力する。遅延検波器３１〜３３の動作は、
「従来の技術」の項目で説明した図５における遅延検波
器２２と基本的に同様である。

【００１９】図２に示すように、スペクトラム拡散信号
ａはチャープ信号であるため、各シンボル区間の最初の
部分は低い周波数成分より成っており、各シンボル区間
の後ろの方へ行くほど高い周波数成分で構成されるよう
になる。また、従来の技術における図６の場合と同様
に、各シンボル区間において、一次変調信号の位相が等
しい場合には同じ形状であり、一次変調信号の位相が逆
の場合には正負が反転した形状となっている。

【００２０】図３（ｂ）に示すように、中間信号ｂ１
は、元のスペクトラム拡散信号ａのうち低い周波数の成
分を抜きだしたものであるため、シンボル区間の前半で
は振幅が大きいが後半では振幅が小さくなる。同様に、
中間信号ｂ３は、元のスペクトラム拡散信号ａのうち高
い周波数の成分を抜きだしたものであるため、シンボル
区間の前半では振幅が小さく、後半では振幅が大きい。
また、中間信号ｂ２は、シンボル区間の中央部では振幅
が大きく、両端部で振幅が小さい。しかし、いずれの中
間信号の波形も、各シンボル区間において、一次変調信
号の位相が等しい場合にはほぼ同じ形状であり、一次変
調信号の位相が逆の場合には正負が反転した形状となっ
ているため、遅延検波により復調することができる。よ
って、検波出力ｃ１〜ｃ３は、図３（ｂ）に示すよう
に、各シンボル区間内で１つのピークを持つパルス列と
なり、そのパルスのピークが、それぞれシンボル区間の
前半、中央、および後半に位置する形状となる。このピ
ーク位置は、拡散変調信号ｑの周波数掃引のパラメータ
と各々の帯域通過手段の特性により決定される。図３
（ｂ）に示すように、第１の検波出力ｃ１のパルスのピ
ーク位置と判定タイミングとの差がｔ１、第２の検波出
力ｃ２のパルスのピーク位置と判定タイミングとの差が
ｔ２、第３の検波出力ｃ３のパルスのピーク位置と判定
タイミングとの差がｔ３である。

【００２１】検波出力合成手段４１は、第１の検波信号
遅延手段４１１、第２の検波信号遅延手段４１２、およ
び第３の検波信号遅延手段４１３を有する。第１の検波
信号遅延手段４１１は検波出力ｃ１を入力してｔ１だけ
遅延させ、第２の検波信号遅延手段４１２は検波出力ｃ
２を入力してｔ２だけ遅延させ、第３の検波信号遅延手
段４１３は検波出力ｃ３を入力してｔ３だけ遅延させ
る。こうして、各々の検波出力のピーク位置を判定タイ
ミングに合致させた後これらを加算器４１４により加算
して合成検波出力ｃ’を得る。復号器２３は、前記判定
タイミングにおける検波出力の正負によりデータを復号
し、復号データｄ’を出力する。

【００２２】本実施例の構成によれば、複数の中間信号
の全てを検波して合成するため、各々の中間信号に含ま
れる信号成分を全て利用することができるので、検波出
力の信号対雑音比を高く取ることができ、雑音レベルが
高い場合にも確実な伝送ができる。また、拡散変調信号
をチャープ信号としたため、各々の検波出力ｃ１〜ｃ３
が各シンボル区間で一つのピークを有する形状となり、
検波出力合成手段４１において各々の検波出力のピーク
位置を揃えてから合成するので、判定タイミングにおけ
る信号対雑音比を一層向上させることができるものであ
る。

【００２３】なお、上記第１の実施例において、第３の
検波出力ｃ３のパルスのピーク位置を判定タイミングと
して選択すれば、ｔ３を零とすることができるので、第
３の検波信号遅延手段４１３を省略することができる。
また、検波信号合成手段４１において加算器４１４は単
純に入力を加算するものとしたが、例えば各々の検波出
力の受信状態に応じて重み付けした加算を行うものとし
ても良く、これにより合成検波出力ｃ’の信号対雑音比
を更に高くすることができる。

【００２４】図４は、本発明の第２の実施例の送信装置
のブロック図を示すものである。送信装置１０’’は、
シフトレジスタ５１、波形記憶手段５２、搬送波発振器
５３を有する。ビット列であるデータｄをｍ段（ｍは自
然数）のシフトレジスタ５１に入力し、ｍビットの並列
データとして波形記憶手段５２のアドレス入力へ供給す
る。波形記憶手段５２は、入力データｄのあらゆるｍビ
ットのパターンにより決まるスペクトラム拡散信号のベ
ースバンド波形をあらかじめ計算し、波形データとして
前記ｍビットのパターンで表されるアドレスへ格納して
ある読みだし専用メモリ（ＲＯＭ）であり、シフトレジ
スタ５１の出力で指定されたアドレスに格納されている
前記波形データを出力する。Ｄ／Ａ変換器５３は、前記
波形データをアナログ波形に変換し、スペクトラム拡散
信号ベースバンド波形として出力する。搬送波発振器５
４は搬送波を発振して出力し、変調器５５は前記搬送波
を前記スペクトラム拡散信号ベースバンド波形により乗
積変調してスペクトラム拡散信号ａを得る。以上の構成
により、第１の実施例の送信装置と同様のスペクトラム
拡散信号ａを生成し送信することができる。

【００２５】

【発明の効果】以上のように本発明は、スペクトラム拡
散信号を入力してその信号の帯域内の部分的な帯域の信
号成分のみを取り出して得られる中間信号を検波して復
号データを出力するので、強力な妨害波や周波数選択性
ひずみによる誤り率の劣化を軽減することができる。ま
た、広帯域な遅延器を用いること無く遅延検波が実現で
きる。また、複数の中間信号を検波し、各々の検波出力
のピーク位置を揃えて合成するため、各々の中間信号に
含まれる信号成分をすべて有効に利用することができ、
雑音レベルが高い場合にも確実な伝送ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるデータ送受信装
置のブロック図

【図２】同実施例の送信装置における信号波形を示す図

【図３】同実施例の受信装置における信号のスペクトラ
ムおよび波形を示す図

【図４】本発明の第２の実施例における送信装置のブロ
ック図

【図５】従来のデータ送受信装置のブロック図

【図６】従来のデータ送受信装置の信号波形を示す図

【符号の説明】

１０’ 送信装置２０３受信装置２１１〜２１３帯域通過手段２３復号器３１〜３３遅延検波器４１検波出力合成手段４１１〜４１３検波信号遅延手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平４−150331（ＪＰ，Ａ) 特開平３−92029（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−117432（ＪＰ，Ａ) 特開平４−13323（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 13/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】搬送波を入力データでディジタル変調し
て得られる一次変調信号に、前記一次変調信号よりも帯
域の広い拡散変調信号を乗算して得られるスペクトラム
拡散信号を出力する送信装置と、前記スペクトラム拡散
信号を復調し復号データを出力する受信装置を備え、前
記受信装置は、前記スペクトラム拡散信号の帯域内の互
いに異なる周波数帯域の信号を部分的に通過させ中間信
号を出力する複数の帯域通過手段と、前記帯域通過手段
の各々に縦続接続し前記各々の中間信号を検波して検波
出力を得る複数の検波手段と、前記検波手段の各々の検
波出力を合成して合成検波出力を生成する検波出力合成
手段と、前記合成検波出力からデータを復号し復号デー
タを出力する復号器とを有し、前記検波出力合成手段
は、前記各々の帯域通過手段の特性および拡散変調信号
の特性により決まる各々の検波出力の振幅のピーク位置
の違いを補正して、前記各々の検波出力のパルスの振幅
が最大となるタイミングを合致させる検波出力遅延手段
を有し、前記検波信号遅延手段の出力を合成して合成検
波出力を生成することを特徴とするデータ送受信装置。