JP3218151B2

JP3218151B2 - データ送受信装置

Info

Publication number: JP3218151B2
Application number: JP16983494A
Authority: JP
Inventors: 秀聡山▲崎▼; 均高井; 嘉夫浦部
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-07-21
Filing date: 1994-07-21
Publication date: 2001-10-15
Anticipated expiration: 2016-10-15
Also published as: JPH0837476A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば、スペクトラム
拡散信号を使用してデータ伝送を行うためのデータ送受
信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】スペクトラム拡散通信方式は、マルチパ
ス環境下での良好な伝送特性および妨害信号排除能力を
有することから、無線ＬＡＮをはじめとする構内無線デ
ータ通信や電力線搬送データ通信などの用途に適する方
式として注目されている。無線ＬＡＮに供する電波の一
つの周波数帯としては、産業科学医療用周波数帯（ＩＳ
Ｍバンド）が現在割り当てられている。ＩＳＭバンド
は、電子レンジ等の強力な電磁波を利用する機器が使用
する周波数帯であるため、無線ＬＡＮで使用する送受信
装置には非常に高いレベルの妨害波の下でも正常にデー
タ伝送ができる特性が求められる。

【０００３】こうした要求に対し、妨害対策を施したデ
ータ送受信装置として、例えば、特願平５−２１２８２
８がある。以下図面を参照しながら、この従来のデータ
送受信装置の構成および動作について説明する。

【０００４】図１２は、上記データ送受信装置の一例の
ブロック図を示すものである。

【０００５】図１２において、１０は送信装置、２０’
は受信装置、１６はパケット組立て器、１１は差動符号
化器、１２は位相変調器、１４は拡散変調用乗算器、１
５はクロック発生器、１３は拡散変調信号発生器、２１
Ａ〜２１Ｂは帯域通過手段、２２Ａ〜２２Ｂは検波器、
２３Ａ〜２３Ｂは復号器、２５Ａ〜２５Ｂはクロック再
生器、２６Ａ〜２６Ｂはユニークワード検出器、２７Ａ
〜２７Ｂはパケット抽出器、２９Ａ〜２９Ｂは誤り検出
器、２４は判定選択器である。そして、図６は、各部の
信号のスペクトルの概略図である。

【０００６】図１２の送信装置１０は、ビット列である
データｄをパケット組立て器１６でパケット状に構成
し、その各々のパケットに対応した、バースト状のスペ
クトラム拡散信号ａを伝送信号として出力する。つま
り、送信データは、まず、所定のビット数ごとに分けら
れ、この情報データに、プリアンブル、ユニークワード
等が付加されるとともに、ＣＲＣ（Cyclic Redundacy C
heck）符号等の誤り検出ビットを付加してデータパケッ
トを構成する。それらのデータパケットは周期Ｔのシン
ボルクロックＣＫに同期して取り込まれ、差動符号化器
１１で差動符号化された後、位相変調器１２で変調さ
れ、シンボル周期Ｔのバースト状の一次変調信号ｐとな
る。一次変調方式には、例えば、２相差動位相変調の場
合を一例として説明すると、一次変調信号ｐは、データ
ｄが１の時に前シンボルと同じ位相となり、データｄが
−１の時に前シンボルに対し逆の位相となる（±１の２
値データとする）。拡散変調信号発生器１３は、シンボ
ルクロックＣＫに同期してこれと周期の等しい拡散変調
信号ｑを発生する。拡散変調信号ｑとしては、チャープ
信号等が用いられる。拡散変調用乗算器１４は一次変調
信号ｐと拡散変調信号ｑを乗算し、スペクトラム拡散信
号ａを得る。

【０００７】このようにして得られたスペクトラム拡散
信号ａは、伝送路を通り受信装置２０’に入り、まず帯
域通過手段２１Ａ〜２１Ｂで帯域制限され、中間信号ｂ
となる。図６は、受信されたスペクトラム拡散信号ａの
スペクトルの概略および帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの
取り得る帯域が３つである（Ｂ１〜Ｂ３）場合について
例示したものである。帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂは、
それぞれ帯域通過フィルタで構成されており、それぞれ
が通過帯域Ｂ１〜Ｂ３のすべて、あるいは、一部に対応
するものである。このようにして得られた中間信号ｂ
は、検波器２２Ａ〜２２Ｂでそれぞれ遅延検波され、検
波信号ｃiが得られる。特願平５−２１２８２８にある
ように、帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの中心通過帯域お
よび検波器２２Ａ〜２２Ｂの中心入力周波数を１／Ｔ間
隔に配置することにより、検波信号ｃiは位相の反転の
有無に応じて負および正のパルスとなる。クロック再生
器２５Ａ〜２５Ｂは、この検波信号ｃiから再生シンボ
ルクロックを生成し、そのタイミングを用いて、復号器
２３Ａ〜２３Ｂは、検波信号ｃiを順次サンプリング／
識別した後、その識別点の符号の極性により、正の場合
には１、負の場合には−１と判定し、判定データ列ｄ'_m
を出力する。ユニークワード検出器２６Ａ〜２６Ｂは、
判定データ列ｄ'_mと、ユニークワードの固定パターンと
を随時照合し、一致を検出すると、フレーム信号を出力
する。パケット抽出器２７Ａ〜２７Ｂは、このフレーム
信号のタイミングを基に、情報データと誤り検出ビット
からなる復号データパケットを抽出し、誤り検出器２９
Ａ〜２９Ｂに引き渡す。誤り検出器２９Ａ〜２９Ｂはそ
れぞれ誤り検出ビットを基に、復号データパケット中の
ビット誤りを検出し、その結果を判定選択器２４に引き
渡すとともに、復号データパケット中の情報データも併
せて判定選択器２４に引き渡す。判定選択器２４は、ビ
ット誤りの検出されなかった系統の情報データのみを選
択繋ぎ合わせて、受信装置２０’の最終出力の復号デー
タとして出力する。

【０００８】さて、いま、伝送路において図６に示す妨
害波ｊが加わった場合を考える。図１２に示すデータ送
受信装置によれば、送信されるスペクトラム拡散信号ａ
の部分的な帯域Ｂ１〜Ｂ３のみ通過させる帯域通過手段
２１Ａ〜２１Ｂを設けているので、図６の例では、帯域
通過手段２１Ａ〜２１Ｂの中の１つあるいは複数が通過
帯域Ｂ１に設定されていれば、その系統の検波器の入力
の中間信号ｂは妨害波ｊの影響を受けず、正常な受信が
行なわれる。従って、他の系統は、受信が正常に行なわ
れず、当該誤り検出器がビット誤りを検出しても、上記
のように、妨害波ｊの影響を避け得た系統が１つでもあ
れば、その系統の誤り検出器はビット誤りを検出せず、
判定選択器２４は、その系統の情報データを選択し、復
号データとして出力するので、正常な受信が継続され
る。

【０００９】上記した構成によって、スペクトラム拡散
信号の帯域内の部分的な、複数の帯域の信号成分を同時
に検波するので、信号帯域内に非常に強い妨害波が存在
する場合に、これらの劣化要因の影響を避けて受信状態
が良好な方の帯域の信号成分を選択的に利用することが
でき、強力な妨害波による誤り率の劣化を軽減すること
ができる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、送信スペクトラム拡散信号帯域の内、常
に一部の抽出された帯域しか選択使用しないため、信号
の損失を生じる。つまり、妨害がない場合においても、
大部分の信号成分を廃棄しているため、受信感度の低下
を生じるという課題を有していた。

【００１１】本発明は、上記課題を解決するもので、妨
害の存在する環境においては妨害排除を従来通り行う
が、妨害の無い環境においては、受信感度の低下を従来
に比べてより一層軽減し、送信電力の軽減あるいは到達
距離を増大させることを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明のデータ送受信装置は、送信データを所定ビ
ット数ごとに分け、ユニークワードと誤り検出ビットを
含むデータパケットを構成し、搬送波を前記データパケ
ットでディジタル変調して得られる一次変調信号に、前
記一次変調信号よりも帯域の広い拡散変調信号を乗算し
て得られるバースト状のスペクトラム拡散信号を出力す
る送信装置と、前記スペクトラム拡散信号を復調し復号
データを出力する受信装置から成り、前記受信装置は、
前記スペクトラム拡散信号の帯域内の、互いに異なる部
分的な帯域の信号成分のみを取り出し検波信号を得る、
複数の系統の、帯域通過手段と自動利得調整器と検波器
と逆利得調整器と，前記複数系統の検波信号からそれぞ
れ復号データを取り出す、複数の系統の、クロック再生
器と復号器とユニークワード検出器とパケット抽出器と
誤り検出器と、前記複数系統の検波信号を１つに合成す
る合成器と、合成された検波信号から復号データを取り
出す、クロック再生器と復号器とユニークワード検出器
とパケット抽出器と誤り検出器とを有し、前記誤り検出
器により、ビット誤りが含まれない系統の出力を繋いで
前記復調データとするよう構成して成るものである。

【００１３】

【作用】本発明は上記した構成によって、スペクトラム
拡散信号の帯域内の部分的な、複数の帯域の信号成分を
同時に検波し選択するので、信号帯域内に局在する強い
妨害波を回避する能力を有する上に、妨害の無い環境に
おいては、複数の検波信号を合成し、受信感度の低下を
軽減し、送信電力の軽減あるいは到達距離を増大させる
ことができる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の実施例のデータ送受信装置に
ついて、図面を参照しながら説明する。

【００１５】図１は、本発明にかかる第１の実施例のデ
ータ送受信装置のブロック図を示すものであり、同図等
を用いて本実施例の構成を説明する。

【００１６】図１において、１０は送信装置、２０は受
信装置、１６はパケット組立て器、１７は一次変調器、
１４は拡散変調用乗算器、１５はクロック発生器、１３
は拡散変調信号発生器、２１Ａ〜２１Ｂは帯域通過手
段、３０Ａ〜３０Ｂは自動利得調整器、２２Ａ〜２２Ｂ
は検波器、３１Ａ〜３１Ｂは逆利得調整器、３２は合成
器、２３Ａ〜２３Ｂおよび２３Ｃは復号器、２５Ａ〜２
５Ｂおよび２５Ｃはクロック再生器、２６Ａ〜２６Ｂお
よび２７Ｃはユニークワード検出器、２７Ａ〜２７Ｂお
よび２７Ｃはパケット抽出器、２９Ａ〜２９Ｂおよび２
９Ｃは誤り検出器、２４は判定選択器である。

【００１７】また、図２は、図１の自動利得調整器３０
Ａ〜３０Ｂの一構成例であり、３０１は増幅器、３０２
は包絡線検波器、３０３は低域通過フィルタである。そ
して、図３は、検波器２２Ａ〜２２Ｂの構成例を示すブ
ロック図であり、２２１はシンボル遅延器、２２２は乗
算器、２２３は低域通過フィルタである。なお、送信装
置１０の中の一次変調器１７の構成の一例は、図１２の
送信装置１０の中の差動符号化器１１と位相変調器１２
に相当する。

【００１８】以下、さらに、パケット組立て器１６の出
力するデータパケットの一例の符号構成図である図４、
復号器２３Ａ〜２３Ｂの出力である判定データ列に観測
されるデータパケットの一例の説明図である図５、各部
の信号のスペクトルの概略図である図６を用いて、本実
施例の動作を説明する。

【００１９】図１の送信装置１０は、「従来の技術」の
項目で説明した図１２と同様のものである。つまり、送
信データは、まず、所定のビット数ごとに分けられ、図
４に例を示すように、情報データ９３となり、プリアン
ブル９１、ユニークワード９２、誤り検出ビット９４を
付加されてデータパケット６１〜６４を構成する。デー
タパケット６１〜６４は、一次変調器１７に入力され、
各々のパケットに対応した、バースト状の一次変調信号
となる。一次変調方式には、例えば、２、４、８相等の
（差動）位相変調等が使われ、その基本構成および動作
は、「従来の技術」の項目で説明した図１２の差動符号
化器１１および位相変調器１２の構成および動作と同様
である。なお、バーストの急峻な立ち上がり立ち下がり
は、送信スペクトラム幅の拡大を生じるので、バースト
の前縁および後縁に包絡線が滑らかに変化するランプ波
形を加えるものであってもよい。一次変調信号は、「従
来の技術」の項目で説明した図１２の従来例と同様に、
さらに、拡散信号ｑと掛け合わされて、各々のパケット
に対応した、バースト状のスペクトラム拡散信号ａとし
て、送信装置１０から出力される。

【００２０】ユニークワード９２は、後述するように、
受信装置２０での復号過程で対応するデータパケットを
見いだすために挿入された固定のビットパターン列であ
る。一方、誤り検出ビット９４は、受信装置２０にて、
情報データ９３および誤り検出ビット９４それ自身の中
にビット誤りが発生したかどうかを調べるために挿入さ
れた可変ビットパターン列である。誤り検出ビット９４
は、実際には、パリティ符号あるいはＣＲＣ（Cyclic R
edundacy Check）符号等を用いる。

【００２１】以下、一次変調方式が２相差動位相変調の
場合を一例として、さらに詳細に動作を説明する。

【００２２】送信装置１０において、パケット組立て器
１６の出力であるデータパケット６１〜６４のｍ番目の
データｄ_m（±１、２値の場合）は周期Ｔのシンボルク
ロックＣＫに同期して取り込まれ、一次変調器１７で変
調され、その出力として、シンボル周期Ｔの２相位相変
調波である一次変調信号ｐが得られる。拡散変調信号発
生器１３は、シンボルクロックＣＫに同期してこれと周
期の等しい拡散変調信号ｑを発生する。拡散変調信号ｑ
は、例えば、疑似ランダム系列により生成される一定振
幅の疑似ランダムパルス波形である。拡散変調用乗算器
１４は一次変調信号ｐと拡散変調信号ｑを乗算し、スペ
クトラム拡散信号ａを得る。

【００２３】さて、今、差動符号化後のデータを、δ_m
（±１、２値の場合）とした場合、ｄ_m ＝ δ_m × δ_m-1 (1) と表わせる。従って、搬送波の周波数をｆ_cとして、Re
[…]を実数部とすれば、送信されるスペクトラム拡散信
号ａは、次式で表わされる。ａ(ｔ)＝Ｒｅ［ δ_m・ｑ(ｔ)・expｊ(２πｆ_cｔ) ］ (2) 伝送路を通ったスペクトラム拡散信号ａは、受信装置２
０に入り、まず帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂで帯域制限
され、中間信号ｂiとなる。図６は、受信されたスペク
トラム拡散信号ａのスペクトルの概略および帯域通過手
段２１Ａ〜２１Ｂの取り得る帯域が３つである（Ｂ１〜
Ｂ３）場合について例示したものである。帯域通過手段
２１Ａ〜２１Ｂは、それぞれ帯域通過フィルタで構成さ
れており、それぞれが通過帯域Ｂ１〜Ｂ３のすべて、あ
るいは、一部に対応するものである。なお、通過帯域
は、図６に示したように３つに限るものではなく、２以
上の複数であればよい。また、同様に、帯域通過手段２
１Ａ〜２１Ｂは、図１に示したように、複数であればよ
く、典型例として２つの場合も含まれる。このようにし
て得られた中間信号ｂiは、自動利得調整器３０Ａ〜３
０Ｂで増幅され、出力レベルが一定になるように利得調
整されて検波器入力信号ｂoとなる。自動利得調整器３
０Ａ〜３０Ｂは、例えば、図２のように中間信号ｂiを
増幅し、検波器入力信号ｂoとして出力する利得Ｇ1の増
幅器３０１と、この出力信号ｂoから増幅器３０１の利
得制御電圧ｖ1を得る包絡線検波器３０２および抵域通
過フィルタ３０３により構成される。図２において、増
幅器３０１に入力される中間信号ｂiの包絡線レベルを
｜Ａi｜²、増幅器３０１の出力である検波器入力信号ｂ
oの包絡線レベルを｜Ａo｜²とすると、利得制御電圧ｖ1
は、ｖ1＝｜Ａo｜² (3) となり、増幅器３０１の利得Ｇ1は、Ｇ1＝｜Ａo｜²／｜Ａi｜² (4) となる。ここでは、自動利得調整器３０Ａ〜３０Ｂの利
得をＧ1A〜Ｇ2Bとする。自動利得調整器３０Ａ〜３０Ｂ
で、それぞれ一定レベルに利得調整された検波器入力信
号ｂoは、検波器２２Ａ〜２２Ｂにそれぞれ入力され
る。検波器２２Ａ〜２２Ｂでは、検波器入力信号ｂoを
検波し、検波信号ｃiを得る。検波器２２Ａ〜２２Ｂ
は、例えば、図３に示すような遅延検波器２２が用いら
れる。

【００２４】スペクトラム拡散信号ａのベースバンド波
形は、各シンボル区間において、一次変調信号の位相が
等しい場合には同じ形状であり、一次変調信号の位相が
逆の場合には正負が反転した形状となっている。そし
て、帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの出力である検波器入
力信号ｂoは、ｂo(ｔ) ＝Ｒｅ［ δ_m・ｑ'(ｔ)・expｊ(２πｆ_cｔ) ］ (5) と表わせる（δ_m＝±１）。検波器入力信号ｂoのベース
バンド波形は、帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂにより、帯
域制限を受けてスペクトラム拡散信号ａの形状とはかな
り異なった波形となるものの（つまり、式(2)中の複素
包絡線を表わすｑの項が、式(3)では、帯域制限を受け
た場合のそれｑ'に置き変わる）、各シンボル区間にお
いて、一次変調信号の位相が等しい場合にはほぼ同じ形
状であり、一次変調信号の位相が逆の場合には正負が反
転した形状となる（式(5)から分かるように、ｂoは、δ
_mの符号によって、その波形の正負が反転する）。厳密
には、隣接シンボルとの境界付近において、隣接シンボ
ルの影響を受けるために正確には同じ形状にならず、符
号間干渉を生じることになるが、中間信号の帯域をシン
ボル繰り返し周波数に比べて大きくしておけば、符号間
干渉は小さいため、さほど問題とならない。

【００２５】図３の遅延検波器２２では、まず、シンボ
ル遅延器２２１によって、シンボル周期Ｔだけ、検波器
入力信号ｂoを遅延させ、遅延検波器入力信号ｂo_dを得
る。拡散変調信号ｑは、周期Ｔの繰り返し波形であり、
近似的にｑ'も周期Ｔの繰り返し波形となることに留意
すると、ｂ_od(ｔ)＝ｂ_o(ｔ−Ｔ) ＝Re[δ_m-1・ｑ'(ｔ)・expｊ(2πｆ_cｔ)・expｊ(-2πｆ_cＴ)] (6) と表わせる。今、 expｊ(−２πｆ_cＴ)＝１ (7) を満たすように、Ｔを正確に定めるか、あるいは、シン
ボル遅延器２２１の出力信号の位相を調整することによ
り、結局、遅延検波器入力信号ｂo_dは、ｂ_od(ｔ)＝Re[δ_m-1・ｑ'(ｔ)・expｊ(2πｆ_cｔ)](8) となる。乗算器２２２の内、低域通過フィルタ２２３で
取り出される、低域周波数成分、すなわち、検波信号ｃ
iは、式(5)と式(8)の乗算を実行し、高調波成分であるe
xpｊ(4πｆ_cｔ)の成分の項を除き、式(1)を用いること
により、ｃi(ｔ)＝δ_m・δ_m-1｜ｑ'(ｔ)｜²＝ｄ_m｜ｑ'(ｔ)｜² (9) が得られる。式(9)より、検波信号ｃiの極性を判定する
ことにより、データが復号されることが分かる。すなわ
ち、前シンボルから位相の変化が無い場合には同じ形状
のパルス同士を乗算するため正のパルスを生じ、前シン
ボルから位相が反転した場合には正負が反転した形状の
パルス同士を乗算するため負のパルスを生じる。従っ
て、検波信号ｃiは位相の反転の有無に応じて負および
正のパルスとなる。逆利得調整器は、この検波信号ｃi
を、自動利得調整器３０Ａ〜３０Ｂの利得Ｇ1A〜Ｇ1Bに
それぞれ逆比例した利得Ｇ2A〜Ｇ2Bでレベルを調整し
て、クロック再生器２５Ａ〜２５Ｂおよび合成器３２に
利得補正検波信号ｃoを出力する。クロック再生器２５
Ａ〜２５Ｂは、この利得補正検波信号ｃoから再生シン
ボルクロックを生成し、そのタイミングを用いて、復号
器２３Ａ〜２３Ｂは、利得補正検波信号ｃｏを順次サン
プリング／識別した後、その識別点の符号の極性によ
り、正の場合には１、負の場合には−１と判定し、判定
データ列ｄ'_mを出力する。一方、合成器３２は、逆利
得調整器３１Ａ〜３１Ｂで出力された複数の利得補正検
波信号ｃoを合成した合成検波信号ｃを復号器２３Ｃお
よびクロック再生器２５ｃに出力する。クロック再生器
２５ｃは、この合成検波信号ｃから再生シンボルクロッ
クを生成し、そのタイミングを用いて、復号器２３Ｃ
は、復号器２３Ａ〜２３Ｂと同様に判定データ列ｄ'_mを
出力する。

【００２６】なお、ここでは、２相位相変調の場合につ
いて解説したが、４相、８相等の多値変調の場合も、そ
の検波過程は同様である。異なる点は、遅延検波器２
２、逆利得調整器３１、合成器３２の構成が、直交軸を
加えた２系統となることと、復号器２３Ａ〜Ｂ及び２３
Ｃでは、各々利得補正検波信号Ｃｏ、合成検波信号ｃを
識別判定して判定シンボルデータ列を得た後、パラレル
・シリアル変換することにより、ビット列である復号デ
ータ列ｄ'_mを出力することである。（例えば、W.R.Benn
et、J.R.Davey著、「データ伝送」、ラテイス）。

【００２７】さて、判定データ列は、図４のデータパケ
ット６１〜６４に相当する、同一構造の図５のデータパ
ケット６１’〜６４’が含まれる。ユニークワード検出
器２６Ａ〜２６Ｂ及び２６Ｃは、判定データ列ｄ'_mと、
ユニークワードの固定パターンとを随時照合し、一致を
検出すると、フレーム信号を出力する。パケット抽出器
２７Ａ〜２７Ｂ及び２６Ｃは、このフレーム信号のタイ
ミングを基に、情報データ９３’と誤り検出ビット９
４’からなる復号データパケット９５’を抽出し、誤り
検出器２９Ａ〜２９Ｂ及び２９Ｃに引き渡す。誤り検出
器２９Ａ〜２９Ｂ及び２９Ｃはそれぞれ誤り検出ビット
９４’を基に、復号データパケット９５’中のビット誤
りを検出し、その結果を判定選択器２４に引き渡すとと
もに、復号データパケット９５’中の情報データ９３’
も併せて判定選択器２４に引き渡す。判定選択器２４
は、ビット誤りの検出されなかった系統の情報データ９
３’のみを選択繋ぎ合わせて、受信装置２０の最終出力
の復号データとして出力する。

【００２８】したがって、従来例と同様に、伝送路にお
いて図６に示す妨害波ｊが加わった場合、帯域通過手段
２１Ａ〜２１Ｂの中の１つあるいは複数が通過帯域Ｂ１
に設定されていれば、その系統の検波器の入力の中間信
号ｂは妨害波ｊの影響を受けず、正常な受信が行なわれ
る。従って、他の系統は、受信が正常に行なわれず、当
該誤り検出器がビット誤りを検出しても、上記のよう
に、妨害波ｊの影響を避け得た系統が１つでもあれば、
その系統の誤り検出器はビット誤りを検出せず、判定選
択器２４は、その系統の情報データ９３’を選択し、復
号データとして出力するので、正常な受信が継続され
る。また、判定選択器２４が選択できる系統の一つとし
て、複数の利得補正検波信号ｃoを合成した合成検波信
号ｃから復号データを得る系統も有しているため、妨害
が存在しない場合には、従来例に比べ受信感度を高める
ことができる。

【００２９】以下、本発明の特徴である複数の検波信号
を合成した合成検波信号から復号データを得る動作につ
いてさらにくわしく述べる。なお、以下では、例として
図１の実施例において帯域通過手段が２１Ａ、２１Ｂの
２系統であるとしてする。

【００３０】逆利得調整器３１Ａ、３１Ｂの役割を説明
する。もし、今逆利得調整器３１Ａ、３１Ｂによる利得
補正を行わずに、検波器２２Ａ、２２Ｂの出力である検
波信号ｃiをそのまま合成器３２で合成した場合、以下
のような問題を生じる。例えばマルチパスフェージング
によるレベル低下のために、帯域通過手段２１Ｂの出力
である中間信号ｂiBが、ほとんどノイズ成分となった場
合を考える。この場合、帯域通過手段２１Ａの中間信号
ｂiAのレベルがデータを誤りなく受信できるレベルであ
ったとしても、中間信号ｂiAおよびｂiBが、それぞれ自
動利得調整器３０Ａ、３０Ｂで同レベルに増幅され、検
波器２２Ａ、２２Ｂをへて、合成器３２で合成されの
で、通過帯域手段２１Ａの系統の検波信号ｃiAに、増幅
されたノイズ成分ばかりである通過帯域手段２１Ｂの系
統の検波信号ｃiBが加わることになり、合成器３２で合
成された合成検波信号ｃのＳ／Ｎ比は、検波信号ｃiAに
比べ、かえって劣化してしまう。本発明においては、こ
のような問題を避けるために、自動利得調整器２１Ａ、
２１Ｂの利得に逆比例した利得で、検波信号ｃiA、ｃiB
のレベルを調整する逆利得調整器３１Ａ、３１Ｂを設け
ている。

【００３１】すなわち、自動利得調整器３０Ａ、３０Ｂ
の利得が、それぞれ利得制御信号ｖ1A、ｖ1BによりＧ1
A、Ｇ1Bとなるとき、利得制御信号ｖ1A、ｖ1Bを利用し
て、逆利得調整器３１Ａ、３１Ｂの利得Ｇ2A、Ｇ2Bを、
ｋを比例定数として、Ｇ2A＝ｋ／Ｇ1A (10) Ｇ2B＝ｋ／Ｇ1B (11) とすることにより、合成器３２では、中間信号ｂiA、ｂ
iBを等利得で増幅した信号を検波したときに得られる検
波信号と等価である利得補正検波信号ｃoA、ｃoBを合成
することができる。このため、妨害波が無い場合には、
フェージングによるレベル低下のために、一部の系統の
受信信号がノイズ成分となった場合にも、先ほどのよう
な問題を生じず、また両系統の信号波が良好な場合に
は、合成検波信号ｃは、検波信号ｃiA、ｃiBそれぞれよ
りもＳ／Ｎ比が良くなる。したがって、妨害のない場合
には、一部の抽出された帯域しか選択使用しない従来例
の受信装置２０’に比べ受信感度が高くなり、送信電力
の軽減あるいは到達距離を増大させることができる。な
お、ここまで図１の実施例において受信系統が２系統の
場合について示してきたが、３系統以上ある場合も、以
上の説明は同様に適用される。

【００３２】以上の説明においては、拡散変調信号ｑは
疑似ランダム系列により生成される一定振幅の疑似ラン
ダムパルス波形としたが、これに限るものではなく、他
の雑音状信号や、図８に示すようなチャープ信号として
も良い。なお、チャープ信号を用いた場合の検波過程に
おける波形は、図９に示されている。

【００３３】また、拡散変調信号ｑの周期は一次変調信
号ｐのシンボル周期Ｔに等しいとしたが、一次変調信号
ｐのシンボル周期Ｔのｎ分の１（ｎは自然数）としても
良く、あるいは一次変調信号ｐのシンボル周期Ｔのｎ倍
（ｎは自然数）とし、シンボル遅延器２２１としてシン
ボル周期Ｔのｎ倍の遅延時間を有するものを用いて遅延
検波を行うものとしても良い。

【００３４】また、帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂは、図
１１に示す、帯域通過手段２１のように、帯域通過フィ
ルタ２１１および周波数混合器２１２および局部発振器
２１３により構成してもよい。この場合、入力信号は、
周波数混合器２１２によって、局部発振器２１３の出力
である局部発振信号との差の周波数帯に変換された後、
帯域通過フィルタ２１１で帯域制限され、周波数変換さ
れたスペクトラム拡散信号ａの一部の周波数成分のみ取
り出されて、中間信号ｂiとして出力される。局部発振
器２１３は、通常、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）シン
セサイザで構成され、シンボル速度１／Ｔの整数倍の周
波数間隔で、局部発振信号の周波数を可変する、あるい
は、各帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの局部発振器２１３
は、この周波数間隔だけ異なる周波数の局部発振信号を
生成するものである。等価的に、局部発振信号の周波数
を変えることにより、元のスペクトラム拡散信号ａの周
波数成分の異なる部分の成分を中間信号ｂiとして取り
出すことができる。帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂのそれ
ぞれの中間信号の中心周波数を同一に選び、局部発振信
号の周波数を違えて、異なる通過帯域を得るようにした
場合、それぞれの帯域通過フィルタ２１１および検波器
２２Ａ〜２２Ｂは、同一のものを使用でき、検波器２２
Ａ〜２２Ｂは、通過帯域相当の比較的狭い周波数範囲で
の動作が保証されればよいので実現が容易になる長所が
ある。

【００３５】いま、局部発振信号の周波数をｆ_Lとする
と、(5)式は、ｂ_o(ｔ) ＝Ｒｅ［ δ_m・ｑ'(ｔ)・expｊ{２π(ｆ_c−ｆ_L)ｔ} ］ (5') となり、(6)式は、ｂ_od(ｔ)＝ｂ_o(ｔ−Ｔ) ＝Re[δ_m-1・ｑ'(ｔ)・exp{2π(ｆ_c-ｆ_L)ｔ}・expｊ{-2π(ｆ_c-ｆ_L)Ｔ}] (6') となって、(7)式の代わりに、 expｊ{−２π(ｆ_c−ｆ_L)Ｔ}＝１ (7') を満たすように、Ｔを正確に定めるか、あるいは、シン
ボル遅延器２２１の出力信号の位相を調整することによ
り、結局、遅延検波器入力信号ｂ_odを表わす(8)式は、ｂ_od(ｔ)＝Re[δ_m-1・ｑ'(ｔ)・expｊ{2π(ｆ_c-ｆ_L)ｔ}] (8') となる。同様に、乗算器２２２の内、低域通過フィルタ
２２３で取り出される、低域周波数成分、すなわち、検
波信号ｃiは、式(5')と式(8')の乗算を実行し、高調波
成分であるexpｊ{4π(ｆ_c-ｆ_L)ｔ}の成分の項を除き、
式(1)を用いることにより、(9)式の結果が得られ、同様
に、検波信号ｃiの極性を判定することにより、判定デ
ータが得られることが分かる。なお、式(7')を変形する
ことにより、ｋを整数として、ｆ_L ＝ｆ_c − ｋ×（１／Ｔ） (12) の結果が得られ、局部発振信号の周波数としては、シン
ボル速度１／Ｔの整数倍の周波数間隔でなければならな
い。

【００３６】図７は、本発明の第２の実施例の送受信装
置のブロック図を示すものである。本実施例において、
送信装置１０は図１に示した第１の実施例の送信装置１
０と構成、動作は同様であるが、拡散変調信号ｑを図８
に示したようなチャープ波形としている。また、受信装
置２０１の各部の構成、動作も、第１の実施例の受信装
置２０とほぼ同様ではあるが、第１の実施例と異なるの
は、図７において受信装置２０１は、検波信号ｃiに所
定の補正遅延量を与える遅延補正器３３Ａ〜３３Ｂを検
波器２２Ａ〜２２Ｂに接続しているところが異なる。そ
の他の部分については、第１の実施例における受信装置
２０と全く同様なので動作の説明を省略し、遅延器３３
Ａ〜３３Ｂの動作を中心に、以下本発明の第２の実施例
の説明を行なう。

【００３７】拡散変調信号ｑが図８に示したようなチャ
ープ波形等の場合、以下に示すように、帯域通過手段２
１Ａ〜２１Ｂの通過帯域特性と拡散変調信号ｑの特性に
より、検波信号ｃiA〜ｃiBの間でピーク位置にずれが生
じる。このため検波信号を合成する前に、タイミング補
正を行なうことが望ましい。図９は、このタイミング補
正を説明するもので、受信装置２０１が３種類の通過帯
域を持つ場合について、拡散変調信号ｑがチャープ波形
の場合の検波過程を示した波形図である。図９には、帯
域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの通過帯域Ｂ１〜Ｂ３、それ
ぞれに対応して、検波過程に従って、中間信号ｂi１〜
ｂi３、検波信号ｃi１〜ｃi３が示されている。スペク
トラム拡散信号ａのシンボル内波形はチャープ波形であ
り、図９の例では、各シンボル区間の最初の部分は低い
周波数成分より成っており、各シンボル区間の後ろの方
へ行くほど高い周波数成分で構成される。中間信号ｂi
１は、元のスペクトラム拡散信号ａのうち低い周波数の
成分を抜きだしたものであるため、シンボル区間の前半
では振幅が大きいが後半では振幅が小さくなる。逆に、
中間信号ｂi３は、元のスペクトラム拡散信号ａのうち
高い周波数の成分を抜きだしたものであるため、シンボ
ル区間の前半では振幅が小さく、後半では振幅が大き
い。また、中間信号２は、シンボル区間の中央部では振
幅が大きく、両端部で振幅が小さい。検波信号ｃi１〜
ｃi３は、この振幅変化に応じたパルス列となり、その
パルスのピークが、それぞれシンボル区間の前半、中
央、および後半に位置する形状となる。このピーク位置
は、拡散変調信号ｑの周波数掃引のパラメータと各々の
帯域通過手段の特性により決定される。従って、本実施
例のように、拡散変調信号ｑを図８に示したようなチャ
ープ波形とする場合には、上記のピーク位置のずれに相
当するタイミング補正（図９におけるｔ２３、ｔ１３
等）を行なうことが好ましい。遅延補正器３３Ａ〜３３
Ｂは、このタイミング補正を行なうために備えられたも
のである。なお、図７においては、遅延補正器３３Ａ〜
３３Ｂを、検波器信号２２Ａ〜２２Ｂと逆利得調整器３
１Ａ〜３１Ｂの間に挿入したが、遅延補正器３３Ａ〜３
３Ｂの挿入位置は、この限りではない。例えば、逆利得
調整器３１Ａ〜３１Ｂの出力端に遅延補正器３３Ａ〜３
３Ｂを接続することも可能である。図１０は、本発明
の第３の実施例の送受信装置のブロック図を示すもので
ある。本実施例において、送信装置１０は図１に示した
第１の実施例の送信装置１０と同様である。また、受信
装置２０２の各部の構成および動作も、第１の実施例の
受信装置２０とほぼ同様ではあるが、第１の実施例と異
なるのは、図１０において受信装置２０２は、誤り検出
器２９Ａ〜２９Ｂがビット誤りを検出した場合、対応す
る帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの通過帯域を変更する
か、あるいは、通過帯域幅を狭小変化させるか、あるい
は、通過帯域を変更すると同時に通過帯域幅を狭小変化
させるところが異なる。帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの
各々の通過帯域を合わせた全体の帯域が伝送信号である
スペクトラム拡散信号ａの帯域の一部である場合、誤り
検出器２９Ａ〜２９Ｂによって妨害の有無を判定し、ビ
ット誤りの検出をもって妨害を検出した場合、その対応
する帯域通過手段の通過帯域を、受信に使用されていな
い帯域に変更することによって、効率的な妨害回避が可
能となる。例えば、通過帯域は多数（３以上）で、帯域
通過手段２１Ａ〜２１Ｂから誤り検出器２９Ａ〜２９Ｂ
までの受信系統がこれらの通過帯域の中の２つに割り当
てられた２系統のみであっても、これら２系統が同時に
妨害を受ける確率は低く、また、どちらか一方が妨害を
受けた時点で、受けた系統を未使用帯域に割り当てるこ
とにより、ハード規模がさほど大きくなく、効率的な妨
害回避が実現できる。なお、図１０に示した帯域通過手
段２１Ａ〜２１Ｂの通過帯域の変更は、例えば、それぞ
れが複数の帯域通過フィルタを切り替え選択し実現す
る。その場合、それぞれの帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂ
が複数の帯域通過フィルタを切り替え選択する場合、一
部あるいはすべての帯域通過フィルタを、一部あるいは
すべての帯域通過手段で共有する構造となっていてもよ
い。また、帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂを図１１に示し
たように等価的に実現している場合、局部発振器２１３
を、通常、ＰＬＬ（PhaseLocked Loop）シンセサイザで
構成し、式(12)の条件により、シンボル速度１／Ｔの整
数倍の周波数間隔で周波数を可変して実現してもよい。

【００３８】一方、帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの通過
帯域幅は、大なるほど、伝送信号であるスペクトラム拡
散信号ａのより大きな部分帯域を用いることができて、
受信感度が向上する。しかし、一方では、通過帯域幅
が、大なるほど、妨害を受ける頻度は高くなる。本実施
例のように、誤り検出器２９Ａ〜２９Ｂによって妨害の
有無を判定し、ビット誤りの検出をもって妨害を検出し
た場合、その対応する帯域通過手段の通過帯域幅を狭小
変化させれば、妨害が無い時は感度を優先し、妨害があ
る時は、耐妨害性を優先し、総合的にバランスに優れた
受信特性を実現することができる。なお、一度狭小化さ
れた通過帯域幅を元に戻すのは、例えば、一定の時間ビ
ット誤りが検出されないことにより、妨害源が消失した
ものとして判断し、通過帯域幅を元に戻す。また、図１
０に示した帯域通過手段２１Ａから２１Ｂの通過帯域の
変更は、例えば、それぞれが通過帯域幅の異なる複数の
帯域通過フィルタを切り替え選択し実現する。その場
合、それぞれの帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂが複数の帯
域通過フィルタを切り替え選択する場合、一部あるいは
すべての帯域通過フィルタを、一部あるいはすべての帯
域通過手段で共有する構造となっていてもよい。また、
帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂを図１１に示したように等
価的に実現している場合、帯域通過フィルタ２１１の通
過帯域を同様に複数の帯域通過フィルタを切り替え選択
し実現する。

【００３９】このように、上記実施例によれば、スペク
トラム拡散信号の帯域内の部分的な、複数の帯域の信号
成分を同時に検波し選択するので、信号帯域内に局在す
る強い妨害波を回避する能力を有する上に、妨害の無い
環境においては、複数の検波信号を合成し、復号データ
を取り出すので、受信感度の低下を軽減し、送信電力の
軽減あるいは到達距離を増大させることができる。

【００４０】

【発明の効果】以上述べたところから明らかなように本
発明は、信号帯域内に局在する強い妨害波を回避する能
力を有する上に、妨害の無い環境においては、受信感度
の低下を軽減し、送信電力の軽減あるいは到達距離を増
大させることができるという長所を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるデータ送受信装
置のブロック図

【図２】同実施例における自動利得調整器の構成例を示
すブロック図

【図３】同実施例のデータ送受信装置における検波器の
構成例を示すブロック図

【図４】同実施例におけるデータパケットの一例の符号
構成図

【図５】同実施例のデータ送受信装置における判定デー
タ列に観測されるデータパケットの一例の説明図

【図６】従来及び本発明の信号のスペクトラムの概略図

【図７】本発明の第２の実施例におけるデータ送受信装
置のブロック図

【図８】同実施例および従来のデータ送受信装置におい
て拡散変調信号をチャープ信号とした場合の送信装置の
各部の信号波形の一例を示した信号波形図

【図９】同実施例において拡散変調信号をチャープ信号
とした場合の受信装置の各部の信号波形の一例を示した
信号波形図

【図１０】本発明の第３の実施例におけるデータ送受信
装置のブロック図

【図１１】本発明の第１の実施例における帯域通過手段
の構成例を示すブロック図

【図１２】従来のデータ送受信装置のブロック図

【符号の説明】

１０送信装置１１差動符号
化器１２位相変調
器１３拡散変調
信号発生器１４拡散変調
用乗算器１５クロック
発生器１６パケット
組立て器１７一次変調
器２０、２０１、２０２、２０’ 受信装置２１、２１Ａ〜２１Ｂ帯域通過
手段２１１帯域通過
フィルタ２１２周波数混
合器２１３局部発振
器２２Ａ〜２２Ｂ検波器２２遅延検波
器２２１シンボル
遅延器２２２乗算器２２３、３０３低域通過
フィルタ２３Ａ〜２３Ｂ、２３Ｃ復号器２４判定選択
器２５Ａ〜２５Ｂ、２５Ｃクロック
再生器２６Ａ〜２６Ｂ、２６Ｃユニーク
ワード検出器２７Ａ〜２７Ｂ、２７Ｃパケット
抽出器２９Ａ〜２９Ｂ誤り検出
器３０Ａ〜３０Ｂ自動利得
調整器３０１増幅器３０２包絡線検
波器３１Ａ〜３１Ｂ逆利得調
整器３２合成器３３Ａ〜３３Ｂ遅延補正
器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平４−44436（ＪＰ，Ａ) 特開平５−22253（ＪＰ，Ａ) 欧州特許出願公開603788（ＥＰ，Ａ２) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】送信データを所定ビット数ごとに分け、少
なくともユニークワードと誤り検出ビットを加えてデー
タパケットを構成し、搬送波を前記データパケットでデ
ィジタル変調して得られる一次変調信号に、前記一次変
調信号よりも帯域の広い拡散変調信号を乗算して得られ
るスペクトラム拡散信号を出力する送信装置と、前記ス
ペクトル拡散信号を復調し復号データを出力する受信装
置とを有するデータ送受信装置において、前記受信装置は、前記スペクトラム拡散信号の帯域内の
部分的な帯域の信号成分のみを取り出す複数の帯域通過
手段と、前記帯域通過手段の出力である複数の中間信号
をそれぞれ増幅し出力レベルが一定になるように利得調
整する複数の自動利得調整器と、前記自動利得調整器の
出力信号をそれぞれ検波する複数の検波器と、前記検波
器の出力である複数の検波信号をそれぞれ利得調整する
複数の逆利得調整器と、前記逆利得調整器の出力である
利得補正検波信号を１つの合成検波信号に合成する合成
器と、前記利得補正検波信号又は前記合成検波信号から
それぞれ再生クロックを生成する複数のクロック再生器
と、前記利得補正検波信号又は前記合成検波信号と前記
再生クロックからそれぞれ判定データ列を出力する複数
の復号器と、複数の前記判定データ列からそれぞれ前記
ユニークワードを検出することによりそれぞれ復号デー
タパケットの先頭を見いだす複数のユニークワード検出
器と、前記ユニークワード検出器の出力であるフレーム
信号を基に前記判定データ列からそれぞれ前記復号デー
タパケットを抽出する複数のパケット抽出器と、前記誤
り検出ビットを用いて前記復号データパケットの中のビ
ット誤りをそれぞれ検出する複数の誤り検出器とを有
し、前記誤り検出器によってビット誤りが無いと判定した前
記復号データパケットから前記復号データを得ること、
および、前記逆利得調整器はそれぞれ対応する帯域の前
記自動利得調整器の利得に逆比例した利得でそれぞれ利
得調整を行うことを特徴とするデータ送受信装置。
【請求項２】自動利得調整器は、利得制御信号により利
得を可変できる増幅器と、前記増幅器の出力信号から前
記増幅器の利得制御信号を得る包絡線検波器と、低域通
過フィルタとにより構成され、前記増幅器の出力信号が前記検波器に入力されるととも
に，前記利得制御信号を用いて前記逆利得調整器の利得
を調整することを特徴とする請求項１記載のデータ送受
信装置。
【請求項３】ディジタル変調は、差動位相変調であり、拡散変調信号の周期は、一次変調信号のシンボル周期の
整数倍または整数分の１であり、前記検波器は、中間信号とそれを一次変調信号のシンボ
ル周期の整数倍だけ遅延させた遅延信号とを乗算して検
波信号を得る遅延検波器であることを特徴とする請求項
１記載のデータ送受信装置。
【請求項４】帯域通過手段は、周波数混合器と、前記周
波数混合器に局部発振信号を供給する局部発振器と、前
記局部発振信号の周波数との差の周波数帯に変換された
前記周波数混合器の出力の部分的な帯域の信号成分のみ
を取り出す帯域通過フィルタとで構成され、前記局部発振信号の周波数を前記シンボル周期分の１の
整数倍だけ変化させること、あるいは、前記局部発振信
号の周波数を前記シンボル周期分の１の整数倍の周波数
間隔に配置した複数の前記局部発振器を用いることを特
徴とする請求項３記載のデータ送受信装置。
【請求項５】拡散変調信号は、その周期毎に正弦波の周
波数を繰り返し掃引して得られるチャープ信号であるこ
とを特徴とする請求項１記載のデータ送受信装置。
【請求項６】受信装置は、各々の検波信号の時間遅れを
調整する遅延補正器を具備し、前記帯域通過手段の特性
および前記拡散変調信号の特性により決まる各々の検波
信号の振幅のピーク位置の違いを補正することを特徴と
する請求項１記載のデータ送受信装置。
【請求項７】誤り検出ビットは、ＣＲＣ符号であること
を特徴とする請求項１記載のデータ送受信装置。
【請求項８】帯域通過手段および前記自動利得調整器お
よび前記検波器および前記逆利得調整器はすべて２系統
あることを特徴とする請求項１記載のデータ送受信装
置。
【請求項９】帯域通過手段は、対応する前記誤り検出器
がビット誤りを検出した場合、前記帯域通過手段の通過
帯域を変更することを特徴とする請求項１記載のデータ
送受信装置。
【請求項１０】帯域通過手段は、対応する前記誤り検出
器がビット誤りを検出した場合、前記帯域通過手段の通
過帯域幅を狭小変更することを特徴とする請求項１記載
のデータ送受信装置。