JPH09321660A - スペクトル拡散パルス位置変調通信方法，スペクトル拡散パルス位置変調送信機及びスペクトル拡散パルス位置変調受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ２つの疑似雑音系列を用いた場合と同等な高
速伝送を可能とする。 【解決手段】 本発明のスペクトル拡散パルス位置変調
通信方法は，Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ（ただしｊ≧０）個のスロ
ットからなるフレームを用い，Ｍ値の第１データシンボ
ルとＮ（Ｍ≧Ｎ）値の第２データシンボルとを用意し，
Ｍ値の第１及びＮ値の第２データシンボルを差分符号化
して第１及び第２データシンボル値を出力し，第１及び
第２データシンボル値に基づいて，１フレーム内の連続
するＭ個のスロットから１つのスロットを選択し，かつ
１フレーム内の連続するＮ個のスロットから１つのスロ
ットを選択し，Ｍ個のスロットから選択されたスロット
に続くＬスロットに，周期Ｌの疑似雑音系列を挿入して
第１変調信号を生成し，Ｎ個のスロットから選択された
スロットに続くＬスロットに，反転系列を挿入して第２
変調信号を生成し，第１及び第２変調信号とを加算して
伝送するものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明が属する技術分野】本発明は，スペクトル拡散パ
ルス位置変調通信方法，スペクトル拡散パルス位置変調
送信機及びスペクトル拡散パルス位置変調受信機に関
し，より詳細には，無線通信，例えば屋内無線通信，無
線ＬＡＮ，無線高速データ通信等に用いるスペクトル拡
散パルス位置変調通信方法，スペクトル拡散パルス位置
変調送信機及びスペクトル拡散パルス位置変調受信機に
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のスペクトル拡散パルス位置変調通
信技術の例として，特開平４−１１３７３２号公報に開
示されたスペクトル拡散パルス位置変調通信方式があ
る。このスペクトル拡散パルス位置変調通信方式によれ
ば，疑似雑音符号の振幅に情報を載せるのではなく，一
定時間毎に疑似雑音符号を１周期発生させ，そのスター
ト時間に多値化した情報を載せることで，高速伝送を可
能としている。

【０００３】また，他の従来技術の例として，特開平４
−１３７８３５号公報に開示されたスペクトル拡散パル
ス位置変調通信方式がある。このスペクトル拡散パルス
位置変調通信方式は，前記特開平４−１１３７３２号公
報に開示されたスペクトル拡散パルス位置変調通信方式
を改良したものであって，伝送データを差分符号化する
ことで同期用のパルスを削除し，より高速化を図ったも
のである。

【０００４】すなわち，特開平４−１３７８３５号公報
のスペクトル拡散パルス位置変調通信方式は，限られた
帯域内で高速データ通信を行うことが可能であって，パ
ルス位置変調信号のパルスの代わりに，１周期分の疑似
雑音系列を用いたものであり，変調に用いる疑似雑音系
列の開始位置を多値化することで，従来の１次変調波に
周期的な疑似雑音系列を掛け合わせる直接拡散方式より
通信速度を高速化できるという利点がある。

【０００５】以下，図１３〜図１５に基づいて，特開平
４−１３７８３５号公報に開示されたスペクトル拡散パ
ルス位置変調通信方式を具体的に説明する。図１３
（ａ）に示すように，従来のスペクトル拡散パルス位置
変調通信方式においては，拡散に用いる疑似雑音系列の
系列長をＬ，変調に用いるパルス位置のスロット数をＭ
として，Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ（ただしｊ≧０）スロットから
なるフレームを１単位とし，このフレームの先頭からＭ
スロットのうちの１つを伝送したい差分符号化されたデ
ータに対応して選択し，このスロットから続くＬスロッ
トに疑似雑音系列をはめ込んで，拡散変調を行うという
方式である。図１（ｂ）は，Ｍ＝４，Ｌ＝７，ｊ＝０の
場合の送信信号を示したものであり，伝送したい差分符
号化後のデータＭ’＝２の場合の１フレームを示してい
る。疑似雑音系列のパターンは（１，１，１，−１，−
１，１，−１）としている。

【０００６】前述した構成のフレームでデータの送受信
を行うための送信部及び受信部の回路構成を図１４及び
図１５に示す。送信部においては，クロック信号発生器
１４００の出力で疑似雑音信号発生器１４０１を駆動す
ると共に，Ｍ＋Ｌ−１＋ｊカウント毎に零に戻るカウン
タ１４０２を駆動しておく。伝送対象となるシリアルデ
ータは，まず，直列並列変換器１４０３によりＭ値の並
列データに変換され，１フレーム前の並列データをレジ
スタ１４０４に記録しておいて，その出力とこの並列デ
ータとを加算器１４０５で足して，先ほどのレジスタ１
４０４に帰還することにより差分符号化を行い，レジス
タ１４０４の出力値と先ほどのカウンタ１４０２の値を
コンパレータ１４０６で比較して，一致したときに疑似
雑音信号発生器１４０１に対してトリガパルス信号を送
ることにより，疑似雑音系列を１周期発生させる。カウ
ンタ１４０２の出力がある一定値になったことを検知す
る検出器１４０７によりフレームクロックが生成され，
レジスタ１４０４は，このクロックに同期して動作す
る。

【０００７】また，このクロックをＰＬＬ１４０８で逓
倍したクロックを用いることで直列並列変換が行われ
る。疑似雑音信号発生器１４０１からの信号は，発振器
１４０９からの信号と乗算器１４１０により掛け合わさ
れて高周波信号に変換され，フィルタ１４１１等を通し
てアンテナ１４１２から無線信号として送信される。

【０００８】次に，図１５に示す受信部においては，送
信部からの信号をアンテナ１５００で受信してアンプ１
５０１で増幅し，発振器１５０２からの局部発振信号と
乗算器１５０３で掛け合わせることにより中間周波信号
に変換し，これをフィルタ１５０４及び利得制御増幅器
１５０５に通して増幅し，送信側と同一の疑似雑音系列
に対応したマッチドフィルタ１５０６に通すことで逆拡
散を行い，パルス位置変調信号を再生し，これを検波器
１５０７で検波してベースバンドパルス位置変調信号に
変換し，この信号のパルス間隔を続くパルス間隔測定回
路１５０８により測定し，その測定値から送信データを
再生して最後に並列直列変換器１５０９によりシリアル
データに変換し，送信信号と同一の信号を再生するとい
うものである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら，前述し
たスペクトル拡散パルス位置変調通信方式を用いて通信
速度の高速化を図るためには，スペクトル拡散通信方式
の持つ符号分割多重性を用いる必要がある。そのために
は複数の疑似雑音系列を用いる必要が生じる。したがっ
て，送信器に複数の疑似雑音発生器を用意し，かつ変復
調部が多重化の数だけ必要となるため，回路構成が複雑
化するという問題点があった。

【００１０】したがって，本発明は上記に鑑みてなされ
たものであって，１つの疑似雑音系列とその符号を反転
した系列を用いることにより，マッチドフィルタの数を
倍にすることなく，２つの疑似雑音系列を用いた場合と
同等の高速伝送を可能とすることを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め，本発明の請求項１に係るスペクトル拡散パルス位置
変調通信方法は，スペクトル拡散パルス位置変調を行
い，１フレームがＭ＋Ｌ−１＋ｊ（ただしｊ≧０）個の
スロットからなるフレームを連続的に伝送するスペクト
ル拡散パルス位置変調通信方法において，前記フレーム
のスロットレートと等しいチップレートを有する周期Ｌ
の疑似雑音系列と前記疑似雑音系列の符号を反転させた
反転系列とを用意し，伝送するデータとしてＭ値の第１
のデータシンボルとＮ（Ｍ≧Ｎ）値の第２のデータシン
ボルとを用意し，前記Ｍ値の第１のデータシンボルを差
分符号化して第１のデータシンボル値を出力すると共
に，前記Ｎ値の第２のデータシンボルを差分符号化して
第２のデータシンボル値を出力し，前記第１のデータシ
ンボル値に基づいて，前記１フレーム内の連続するＭ個
のスロットから１つのスロットを選択し，前記第２のデ
ータシンボル値に基づいて，前記１フレーム内の連続す
るＮ個のスロットから１つのスロットを選択し，前記Ｍ
個のスロットから選択されたスロットに続くＬスロット
に，前記疑似雑音系列を挿入して第１のスペクトル拡散
パルス位置変調信号を生成し，前記Ｎ個のスロットから
選択されたスロットに続くＬスロットに，前記反転系列
を挿入して第２のスペクトル拡散パルス位置変調信号を
生成し，前記第１のスペクトル拡散パルス位置変調信号
と前記第２のスペクトル拡散パルス位置変調信号とを加
算し，第３のスペクトル拡散パルス位置変調信号を生成
して伝送するものである。

【００１２】また，本発明の請求項２に係るスペクトル
拡散パルス位置変調通信方法は，請求項１記載のスペク
トル拡散パルス位置変調通信方法において，前記疑似雑
音系列が，バーカー系列であるものである。

【００１３】また，本発明の請求項３に係るスペクトル
拡散パルス位置変調通信方法は，請求項１又は２記載の
スペクトル拡散パルス位置変調通信方法において，前記
Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ個のスロットからなる１フレームのフレ
ーム長が，Ｍ個のスロットとＮ個のスロットとの和以上
の値であり，前記１フレーム内で互いに重ならない位置
に前記Ｍ個のスロットと前記Ｎ個のスロットとを配置す
るものである。

【００１４】また，本発明の請求項４に係るスペクトル
拡散パルス位置変調送信機は，スペクトル拡散パルス位
置変調を行い，１フレームがＭ＋Ｌ−１＋ｊ（ただしｊ
≧０）個のスロットからなるフレームを連続的に伝送す
るスペクトル拡散パルス位置変調送信機において，伝送
するデータであるＭ値の第１のデータシンボルを入力
し，前記Ｍ値の第１のデータシンボルに対して差分符号
化処理を行って第１のデータシンボル値を出力する第１
の差分符号化手段と，伝送するデータであるＮ（Ｍ≧
Ｎ）値の第２のデータシンボルを入力し，前記Ｎ値の第
２のデータシンボルに対して差分符号化処理を行って第
２のデータシンボル値を出力する第２の差分符号化手段
と，前記第１のデータシンボル値に基づいて，前記１フ
レーム内の連続するＭ個のスロットから１つのスロット
を１フレーム周期毎に選択し，第１のパルス位置変調信
号を出力する第１のパルス位置変調手段と，前記第２の
データシンボル値に基づいて，前記１フレーム内の連続
するＮ個のスロットから１つのスロットを１フレーム周
期毎に選択し，第２のパルス位置変調信号を出力する第
２のパルス位置変調手段と，前記第１のパルス位置変調
信号をトリガ信号として，前記Ｍ個のスロットから選択
した１つのスロットに続くＬスロットに周期Ｌの疑似雑
音系列を１周期だけ出力して拡散変調を行い，第１のス
ペクトル拡散パルス位置変調信号を出力する第１の疑似
雑音符号発生手段と，前記第２のパルス位置変調信号を
トリガ信号として，前記Ｎ個のスロットから選択した１
つのスロットに続くＬスロットに周期Ｌの前記疑似雑音
系列の反転系列を１周期だけ出力して拡散変調を行い，
第２のスペクトル拡散パルス位置変調信号を出力する第
２の疑似雑音符号発生手段と，前記第１のスペクトル拡
散パルス位置変調信号と前記第２のスペクトル拡散パル
ス位置変調信号とを入力して足し合わせ，第３のスペク
トル拡散パルス位置変調信号を出力する加算手段と，を
備えるものである。

【００１５】また，本発明の請求項５に係るスペクトル
拡散パルス位置変調送信機は，請求項４記載のスペクト
ル拡散パルス位置変調送信機において，更に，伝送する
前記データをシリアルに入力すると共に一定数の前記デ
ータを前記Ｍ値の第１のデータシンボルと前記Ｎ値の第
２のデータシンボルに変換するシリアルパラレル変換手
段を備えるものである。

【００１６】また，本発明の請求項６に係るスペクトル
拡散パルス位置変調送信機は，請求項４又は５記載のス
ペクトル拡散パルス位置変調送信機において，更に，ベ
ースバンドの前記第３のスペクトル拡散パルス位置変調
信号を入力して高周波変調信号に変換する周波数変換増
幅手段と，前記高周波変調信号を放射するアンテナと，
を備えるものである。

【００１７】また，本発明の請求項７に係るスペクトル
拡散パルス位置変調送信機は，請求項４〜６のいずれか
に記載のスペクトル拡散パルス位置変調送信機におい
て，前記疑似雑音系列が，バーカー系列であるものであ
る。

【００１８】また，本発明の請求項８に係るスペクトル
位置変調送信機は，請求項４〜７のいずれかに記載のス
ペクトル拡散パルス位置変調通信送信機において，前記
Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ個のスロットからなる１フレームのフレ
ーム長が，Ｍ個のスロットとＮ個のスロットとの和以上
の値であり，前記１フレーム内で互いに重ならない位置
に前記Ｍ個のスロットと前記Ｎ個のスロットとを配置す
るものである。

【００１９】また，本発明の請求項９に係るスペクトル
拡散パルス位置変調受信機は，請求項４，５，７又は８
記載のスペクトル拡散パルス位置変調送信機から出力さ
れた前記第３のスペクトル拡散パルス位置変調信号を入
力し，前記第３のスペクトル拡散パルス位置変調信号を
復調して前記Ｍ値の第１のデータシンボルと前記Ｎ（Ｍ
≧Ｎ）値の第２のデータシンボルとを再生するスペクト
ル拡散パルス位置変調受信機において，前記スペクトル
拡散パルス位置変調送信機からの信号を入力として，前
記第１のスペクトル拡散パルス位置変調信号が入力され
た場合は正のマッチドパルスを出力すると共に，前記第
２のスペクトル拡散パルス位置変調信号の反転信号が入
力された場合は負のマッチドパルスを出力して正と負の
パルス位置変調信号を再生するマッチドフィルタと，前
記マッチドパルスを入力して正ピークを検出し，第１の
ディジタルパルス位置変調信号に変換して出力する正ピ
ーク検出手段と，前記マッチドパルスを入力して負ピー
クを検出し，第２のディジタルパルス位置変調信号に変
換して出力する負ピーク検出手段と，前記第１のディジ
タルパルス位置変調信号を入力し，前記第１のディジタ
ルパルス位置変調信号のパルス間隔を測定して第１のデ
ィジタルカウント信号を出力する第１のパルス間隔測定
手段と，前記第２のディジタルパルス位置変調信号を入
力し，前記第２のディジタルパルス位置変調信号のパル
ス間隔を測定して第２のディジタルカウント信号を出力
する第２のパルス間隔測定手段と，前記第１のディジタ
ルカウント信号を入力し，前記第１のディジタルカウン
ト信号から前記Ｍ値の第１のデータシンボルを再生する
第１のデータシンボル再生手段と，前記第２のディジタ
ルカウント信号を入力し，前記第２のディジタルカウン
ト信号から前記Ｎ値の第２のデータシンボルを再生する
第２のデータシンボル再生手段と，を備えるものであ
る。

【００２０】また，本発明の請求項１０に係るスペクト
ル拡散パルス位置変調受信機は，請求項９記載のスペク
トル拡散パルス位置変調受信機において，更に，復調さ
れた前記Ｍ値の第１のデータシンボルと前記Ｎ値の第２
のデータシンボルとを一定ビット数のシリアルデータに
変換して出力するパラレルシリアル変換手段を備えるも
のである。

【００２１】また，本発明の請求項１１に係るスペクト
ル拡散パルス位置変調受信機は，請求項９又は１０記載
のスペクトル拡散パルス位置変調受信機において，更
に，請求項６〜８のいずれかに記載のスペクトル拡散パ
ルス位置変調送信機から送信された高周波変調信号を受
信するアンテナと，前記アンテナで受信した高周波変調
信号をベースバンド信号に同期復調する周波数変換増幅
手段と，を備えるものである。

【００２２】また，本発明の請求項１２に係るスペクト
ル拡散パルス位置変調受信機は，請求項６〜８のいずれ
かに記載のスペクトル拡散パルス位置変調送信機から出
力された高周波変調信号を受信し，前記高周波変調信号
を準ベースバンドのスペクトル拡散パルス位置変調信号
に変換して前記Ｍ値の第１のデータシンボルと前記Ｎ
（Ｍ≧Ｎ）値の第２のデータシンボルとを再生するスペ
クトル拡散パルス位置変調受信機において，スペクトル
拡散パルス位置変調送信機から出力された高周波変調信
号を受信するアンテナと，前記高周波変換信号を入力
し，前記高周波変換信号を中間周波信号に変換して出力
する周波数変換増幅手段と，前記中間周波信号の中心周
波数にほぼ等しい周波数の発振手段を備え，前記中間周
波信号と前記発振手段の出力信号とを乗算してＩフェー
ズの準ベースバンド信号を生成して出力すると共に，前
記中間周波信号と前記発振手段の出力信号を９０度移相
した信号とを乗算してＱフェーズの準ベースバンド信号
を生成して出力する直交検波手段と，前記Ｉフェーズの
準ベースバンド信号を入力として，前記第１のスペクト
ル拡散パルス位置変調信号が入力された場合は正のマッ
チドパルスを出力すると共に，前記第２のスペクトル拡
散パルス位置変調信号の反転信号が入力された場合は負
のマッチドパルスを出力して正と負のパルス位置変調信
号を再生する第１のマッチドフィルタと，前記Ｑフェー
ズの準ベースバンド信号を入力として，前記第１のスペ
クトル拡散パルス位置変調信号が入力された場合は正の
マッチドパルスを出力すると共に，前記第２のスペクト
ル拡散パルス位置変調信号の反転信号が入力された場合
は負のマッチドパルスを出力して正と負のパルス位置変
調信号を再生する第２のマッチドフィルタと，前記第１
及び第２のマッチドフィルタの前記マッチドパルスを入
力し，前記マッチドパルスのパルス振幅を測定して搬送
波の位相に依存しないパルス位置変調信号を再生する振
幅演算手段と，前記パルス位置変調信号を入力して前記
パルス変調信号のピークを検出し，前記パルス位置変調
信号からディジタルパルス位置変調信号に変換するピー
ク検出手段と，前記第１及び第２のマッチドフィルタの
前記マッチドパルスを入力し，前記マッチドパルスの位
相を検出する位相検出手段と，１つ前の正パルスの位相
を記録しておく第１のレジスタを備え，前記位相検出手
段によって検出されたパルスの位相と前記第１のレジス
タに記録された正パルスの位相とを比較し，前記位相検
出手段によって検出されたパルスの位相と前記第１のレ
ジスタに記録された正パルスの位相とがほぼ一致する場
合に，前記位相検出手段によって検出されたパルスの位
相を前記第１のレジスタに記録すると共に，前記ピーク
検出手段から出力された正のピークに対応したピーク検
出信号を選択して出力する第１の一致判定手段と，１つ
前の負パルスの位相を記録しておく第２のレジスタを備
え，前記位相検出手段によって検出されたパルスの位相
と前記第２のレジスタに記録された負パルスの位相とを
比較し，前記位相検出手段によって検出されたパルスの
位相と前記第２のレジスタに記録された負パルスの位相
とがほぼ一致する場合に，前記位相検出手段によって検
出されたパルスの位相を前記第２のレジスタに記録する
と共に，前記ピーク検出手段から出力された負のピーク
に対応したピーク検出信号を選択して出力する第２の一
致判定手段と，前記正のピーク検出信号を入力し，前記
正のピーク検出信号のパルス間隔を測定して第１のディ
ジタルカウント信号を出力する第１のパルス間隔測定手
段と， 前記負のピーク検出信号を入力し，前記負のピ
ーク検出信号のパルス間隔を測定して第２のディジタル
カウント信号を出力する第２のパルス間隔測定手段と，
前記第１のディジタルカウント信号を入力し，前記第
１のディジタルカウント信号から前記Ｍ値の第１のデー
タシンボルを再生する第１のデータシンボル再生手段
と，前記第２のディジタルカウント信号を入力し，前記
第２のディジタルカウント信号から前記Ｎ値の第２のデ
ータシンボルを再生する第２のデータシンボル再生手段
と，を備えるものである。

【００２３】また，本発明の請求項１３に係るスペクト
ル拡散パルス位置変調受信機は，請求項１２記載のスペ
クトル拡散パルス位置変調受信機において，更に，復調
された前記Ｍ値の第１のデータシンボルと前記Ｎ値の第
２のデータシンボルとを一定ビット数のシリアルデータ
に変換して出力するパラレルシリアル変換手段を備える
ものである。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下，本発明に係るスペクトル拡
散パルス位置変調通信方法，スペクトル拡散パルス位置
変調送信機及びスペクトル拡散パルス位置変調受信機の
実施の形態を図面を参照しつつ詳細に説明する。

【００２５】［実施の形態１］本発明の実施の形態１
は，スペクトル拡散パルス位置変調通信方法に関する。
実施の形態１に係るスペクトル拡散パルス位置変調通信
方法は，スペクトル拡散パルス位置変調を行い，１フレ
ームがＭ＋Ｌ−１＋ｊ（ただしｊ≧０）個のスロットか
らなるフレームを連続的に伝送するスペクトル拡散パル
ス位置変調通信方法において，フレームのスロットレー
トと等しいチップレートを有する周期Ｌの疑似雑音系列
と疑似雑音系列の符号を反転させた反転系列とを用意
し，伝送するデータとしてＭ値の第１のデータシンボル
とＮ（Ｍ≧Ｎ）値の第２のデータシンボルとを用意し，
Ｍ値の第１のデータシンボルを差分符号化して第１のデ
ータシンボル値を出力すると共に，Ｎ値の第２のデータ
シンボルを差分符号化して第２のデータシンボル値を出
力し，第１のデータシンボル値に基づいて，１フレーム
内の連続するＭ個のスロットから１つのスロットを選択
し，第２のデータシンボル値に基づいて，１フレーム内
の連続するＮ個のスロットから１つのスロットを選択
し，Ｍ個のスロットから選択されたスロットに続くＬス
ロットに疑似雑音系列を挿入して第１のスペクトル拡散
パルス位置変調信号を生成し，Ｎ個のスロットから選択
されたスロットに続くＬスロットに，反転系列を挿入し
て第２のスペクトル拡散パルス位置変調信号を生成し，
第１のスペクトル拡散パルス位置変調信号と第２のスペ
クトル拡散パルス位置変調信号とを加算し，第３のスペ
クトル拡散パルス位置変調信号を生成して伝送するとい
うものである。

【００２６】以下に，前述したスペクトル拡散パルス位
置変調通信方法を図１に基づいて説明する。

【００２７】実施の形態１のスペクトル拡散パルス位置
変調通信方法においては，伝送データとしてＭ値の第１
のデータシンボルとＮ（Ｍ＝Ｎ）値の第２のデータシン
ボルとを用いる。周期Ｌの疑似雑音系列とその符号を反
転させた反転系列を用意し，図１（ａ）に示すようなＭ
＋Ｌ−１＋ｊ（ただしｊ≧０）個のスロットからなるフ
レームを１単位とし，このフレームの先頭からＭスロッ
トのうちの１つを差分符号化した第１のデータシンボル
値に対応して選択し，このスロットに続くＬスロットに
疑似雑音系列をはめ込んで，第１のスペクトル拡散パル
ス位置変調信号を生成する。

【００２８】図１（ｂ）に，Ｍ＝４，Ｌ＝７，ｊ＝０の
場合の例を示す。図１（ｂ）において，疑似雑音系列の
パターンは，（１，１，１，−１，−１，１，−１）で
あり，伝送したい差分符号化後のデータＭ’の値が２つ
の場合の１フレームが示されている。同様にして，フレ
ームの先頭からＭスロットを除いたＬ−１＋ｊ個のスロ
ットから連続するＮスロットを選び，このＮスロットの
中の１つを差分符号化した第２のデータシンボル値に対
応して選択し，このスロットに続くＬスロットに先の疑
似雑音系列の符号を反転した系列をはめ込んで，第２の
スペクトル拡散パルス位置変調信号を生成する。

【００２９】図１（ｃ）に，Ｎ＝４，Ｌ＝７，ｊ＝０と
し，Ｎのスタートスロットをフレームの先頭からＭ＋１
番目とした場合の例を示す。図１（ｃ）において，疑似
雑音系列のパターンは，先ほどの系列を反転した（−
１，−１，−１，１，１，−１，１）となり，伝送した
い差分符号化後のデータＮ’の値が１の場合の１フレー
ムが示されている。

【００３０】以上のようにして生成した第１及び第２の
スペクトル拡散パルス位置変調信号を足し合わせると図
１（ｄ）に示すような０，±１，±２の５値からなる第
３スペクトル拡散パルス位置変調信号が得られ，これを
送信信号とすることで，従来の２倍高速にデータの送信
が可能となる。

【００３１】次に，この拡散信号を拡散変調に用いた疑
似雑音系列に対応したマッチドフィルタに通すと，同じ
系列に対しては系列の位相が合ったときに正のマッチド
パルスを生じ，反転した系列に対しては系列の位相が合
ったときに負のマッチドパルスを生じるため，結果とし
て図１（ｅ）に示すように，第１のデータシンボルに対
するパルスはベースバンドの場合は常に正のピークを生
じ，第２のデータシンボルに対するパルスは常に負のピ
ークを生じる。しかも，パルスは，変調時のデータに対
応して選択したスロットに生じる。したがって，隣合う
２つの正のピークの間隔を測定することにより，第１の
データシンボルを再生でき，同様に隣合う２つの負のピ
ークの間隔を測定することにより，第２のデータシンボ
ルを再生することができる。

【００３２】このように，実施の形態１のスペクトル拡
散パルス位置変調通信方法によれば，拡散変調に１種類
の疑似雑音系列を用い，この系列とその反転系列を用
い，各々に対して別のデータシンボルに対応したスペク
トル拡散パルス位置変調を行うことができるため，従来
より２倍（Ｍ＝Ｎの場合）高速なデータ伝送が可能とな
る。また，逆に高速性が要求されない場合には，半分の
拡散帯域幅で従来と同様のデータ伝送が可能となる。

【００３３】なお，実施の形態１のスペクトル拡散パル
ス位置変調通信方法においては，拡散変調に用いる疑似
雑音系列としてバーカー系列を用いることができる。バ
ーカー系列は，有限長の系列であるため，疑似雑音系列
を１周期毎に使用する本発明の構成においては，Ｍ系列
等のような通常の周期系列より相互相関特性を小さくす
ることができる点で有効である。バーカー系列のパター
ン例としては，７チップの（１，１，１，−１，−１，
１，−１）や１１チップの（１，１，１，−１，−１，
−１，１，−１，−１，１，−１）等がある。

【００３４】このようにバーカー系列を用いることによ
り，Ｍ系列等のような通常の周期系列より，相互相関性
を小さくできるため，誤り率を下げることができる。し
たがって，伝送特性の向上を図ることができる。

【００３５】また，実施の形態１のスペクトル拡散パル
ス位置変調通信方法において，フレーム長（Ｍ＋Ｌ−１
＋ｊ）をＭとＮの和以上の値にして，１フレーム内での
ＭとＮのスロット位置を重ならないように配置すること
ができる。

【００３６】このように，フレーム長（Ｍ＋Ｌ−１＋
ｊ）をＭ個のスロットとＮ個のスロットとの和以上の値
にすることにより，受信機のマッチドフィルタ出力の正
ピークと負ピークの重なりを避けることができるため，
ピークの判定が容易になり，かつ受信機の構成を簡素化
でき，受信機の低コスト化を図ることができる。加え
て，誤り率を下げることができ，伝送特性の向上を図る
ことができる。

【００３７】［実施の形態２］実施の形態２において
は，実施の形態１で説明したフレーム形式のスペクトル
拡散信号を用いて通信を行うスペクトル拡散パルス位置
変調送受信機（ベースバンド）の回路構成と動作につい
て説明する。図２は，本発明の実施の形態２に係るスペ
クトル拡散パルス位置変調送信機の構成を示すブロック
図である。

【００３８】実施の形態２のスペクトル拡散パルス位置
変調送信機は，概ね，スペクトル拡散パルス位置変調を
行い，１フレームがＭ＋Ｌ−１＋ｊ（ただしｊ≧０）個
のスロットからなるフレームを連続的に伝送するもので
あって，伝送するデータであるＭ値の第１のデータシン
ボルを入力し，Ｍ値の第１のデータシンボルに対して差
分符号化処理を行って第１のデータシンボル値を出力す
る本発明の第１の差分符号化手段としての差分符号化器
２０１と，伝送するデータであるＮ（Ｍ≧Ｎ）値の第２
のデータシンボルを入力し，Ｎ値の第２のデータシンボ
ルに対して差分符号化処理を行って第２のデータシンボ
ル値を出力する本発明の第２の差分符号化手段としての
差分符号化器２０４と，第１のデータシンボル値に基づ
いて，１フレーム内の連続するＭ個のスロットから１つ
のスロットを１フレーム周期毎に選択し，第１のパルス
位置変調信号を出力する本発明の第１のパルス位置変調
手段としてのパルス位置変調回路２０７と，第２のデー
タシンボル値に基づいて，１フレーム内の連続するＮ個
のスロットから１つのスロットを１フレーム周期毎に選
択し，第２のパルス位置変調信号を出力する本発明の第
２のパルス位置変調手段としてのパルス位置変調回路２
１０と，第１のパルス位置変調信号をトリガ信号とし
て，Ｍ個のスロットから選択した１つのスロットに続く
Ｌスロットに周期Ｌの疑似雑音系列を１周期だけ出力し
て拡散変調を行い，第１のスペクトル拡散パルス位置変
調信号を出力する本発明の第１の疑似雑音符号発生手段
としての第１の疑似雑音符号発生器２１３と，第２のパ
ルス位置変調信号をトリガ信号として，Ｎ個のスロット
から選択した１つのスロットに続くＬスロットに周期Ｌ
の疑似雑音系列の反転系列を１周期だけ出力して拡散変
調を行い，第２のスペクトル拡散パルス位置変調信号を
出力する本発明の第２の疑似雑音符号発生手段としての
第２の疑似雑音符号発生器２１４と，第１のスペクトル
拡散パルス位置変調信号と第２のスペクトル拡散パルス
位置変調信号とを入力して足し合わせ，第３のスペクト
ル拡散パルス位置変調信号を出力する本発明の加算手段
としての加算器２１５とを備えている。

【００３９】また，実施の形態２のスペクトル拡散パル
ス位置変調送信器に対し，伝送するデータをシリアルに
入力する場合は，図２に示すように，伝送するデータを
シリアルに入力すると共に一定数のデータをＭ値の第１
のデータシンボルとＮ値の第２のデータシンボルに変換
する本発明のシリアルパラレル変換手段としてのシリア
ルパラレル変換器２００を設けることができる。

【００４０】更に，実施の形態２のスペクトル拡散パル
ス位置変調送信器において，ベースバンドの第３のスペ
クトル拡散パルス位置変調信号を高周波変調信号に変換
して無線により送信する場合は，ベースバンドの第３の
スペクトル拡散パルス位置変調信号を入力して高周波変
調信号に変換する本発明の周波数変換増幅手段としての
周波数変換増幅部２１８と，高周波変調信号を放射する
アンテナ２２３とを設けることができる。なお，実施の
形態２のスペクトル拡散パルス位置変調送信器を無線送
信に用いない場合には，この周波数変換増幅部２１８と
アンテナ２２３とを省略することができる。

【００４１】以下に，実施の形態２に係るスペクトル拡
散パルス位置変調送信機の構成を更に詳細に説明すると
共に，その動作を説明する。

【００４２】まず，データ入力をシリアルに行い，シリ
アルパラレル変換器（並列出力機能付きのシフトレジス
タ）２００によって，一定ビット数のシリアルデータを
Ｍ値とＮ値のデータシンボルに変換する。具体的には，
後述する入力データ用クロック（ＤＣＬＫ）で，シリア
ルパラレル変換器２００を動作させ，シリアル入力から
送信すべきデータを１つずつシフトレジスタ内に読み込
む。続いて，１フレーム毎にフレームクロックをトリガ
信号として読み込んだデータを並列に読み出し，そのう
ちの一部のビット列をＭ値の第１のデータシンボルと
し，残りのビット列をＮ値の第２のデータシンボルとす
る。変換の効率を考えると，Ｍ及びＮの値としては，２
のべき乗を用いることが望ましい。

【００４３】前述したように，シリアルパラレル変換器
２００により，伝送すべき情報信号としてＭ値の第１の
データシンボルと，Ｎ値の第２のデータシンボルとを用
意する。第１のデータシンボル値Ｍｉは，差分符号化器
２０１により，差分符号化データシンボル値Ｍｉ’に変
換される。

【００４４】図２において，差分符号化器２０１は，加
算器２０２と，レジスタ２０３とから構成されており，
Ｍｉ’＋ＭｉをＭで割った剰余が新たなレジスタ値とな
る。このレジスタ２０３は，後述するクロック生成器２
１６からのフレームクロック（ＦＣＬＫ）に同期して動
作する。

【００４５】同様に，第２のデータシンボル値Ｎｉは，
加算器２０５と，レジスタ２０６とからなる差分符号化
器２０４によって，差分符号化データシンボル値Ｎｉ’
変換される。

【００４６】次に，パルス位置変調回路２０７により，
差分符号化された第１のデータシンボル値Ｍｉ’に従っ
てＭ＋Ｌ−１＋ｊ個のスロットからなる１フレーム内の
連続するＭ個のスロットのうちの１つを１フレーム周期
毎に選択し，第１のパルス位置変調信号を得る。

【００４７】図２において，パルス位置変調回路２０７
は，パラレル入力付きのカウンタ２０８と，一致検出回
路２０９とから構成されている。カウンタ２０８は，後
述するクロック生成器２１６からの疑似雑音系列用クロ
ック（ＰＣＬＫ）により駆動され，１フレーム毎にフレ
ームクロック信号により伝送すべきデータシンボル値Ｍ
ｉ’をパラレル入力端子から読み込んで初期値とし，読
み込み後は，ダウンカウンタとして動作させる。ただ
し，アップカウンタで構成することも当然可能である。

【００４８】一致検出回路２０９は，特定の比較値Ｍｒ
が用意されており，比較値Ｍｒとカウンタ２０８の出力
値が一致したときにのみ，１パルスを出力するように構
成されている。例えば，比較値が０の場合，Ｍｉ’クロ
ック後に一致パルスが出力されるため，データシンボル
Ｍｉ’により位置変調されたパルスを生成することがで
きる。

【００４９】同様に，第２のデータシンボルについて
も，カウンタ２１１と，比較値Ｎｒを備えた一致検出回
路２１２により，シンボル値Ｎｉ’に対応した第２のパ
ルス位置変調信号が生成される。

【００５０】このとき，復調の容易さを考慮して，２つ
の位置変調パルス信号のパルス位置が重ならないように
各々の一致検出回路２０９，２１２で用いる比較値Ｍ
ｒ，Ｎｒの値に差を持たせておく必要がある。例えば，
Ｍｒ＝０，Ｎｒ＝−４としておくことにより，フレーム
の先頭から数えて０〜４スロットのいずれかに第１のデ
ータシンボルに対応したパルスが入り，フレームの先頭
から数えて５〜８スロットのいずれかに第２のデータシ
ンボルに対応したパルスが入ることになる。したがっ
て，２つのパルス位置が重なることを防止することがで
きる。

【００５１】続いて，第１のパルス位置変調信号をトリ
ガ信号として，第１の疑似雑音符号発生器２１３によ
り，パルスに続くＬスロットに周期Ｌの疑似雑音系列を
１周期だけ出力し，拡散変調を行う。

【００５２】疑似雑音符号発生器２１３には，種々の構
成が考えられる。そこで，図３に疑似雑音符号発生器２
１３の一例を示す。図３に示す疑似雑音符号発生器２１
３は，疑似雑音系列長と同様の段数の２つのパラレル入
力付きシフトレジスタ３００，３０１を中心に構成され
ている。一方のシフトレジスタ３００には，ＲＯＭやス
イッチにより疑似雑音系列のパターンを並列に入力して
おく。他方のシフトレジスタ３０１の並列入力には，全
て１を入力しておく。また，両シフトレジスタ３００，
３０１のシリアル入力には，０を入力しておく。

【００５３】通常これらのシフトレジスタ３００，３０
１は，クロック生成器２１６からの疑似雑音符号用クロ
ック（ＰＣＬＫ）により駆動されてシフト動作を繰り返
している。そして，通常，シフトレジスタ３００，３０
１は，シリアル入力が０であるため，出力は０のままで
ある。

【００５４】このような状態において，一致検出回路２
０９からのパルスが入力されると，両シフトレジスタ３
００，３０１は，並列入力端子からデータを読み込み，
シフト動作に移る。これにより，疑似雑音系列を読み込
んだシフトレジスタ３００は，疑似雑音系列を１周期だ
け出力することになる。そして，シフトレジスタ３０１
の出力は，疑似雑音系列が出力されている間だけハイレ
ベルとなり，シフトレジスタ３０１の出力信号を制御信
号として，シフトレジスタ３００から出力された疑似雑
音系列信号を３ステートバッファ３０２に入力して出力
のオン・オフ制御を行う。その結果，０，±１の３値の
第１のスペクトル拡散パルス位置変調信号を生成するこ
とができる。

【００５５】同様に，第２のパルス位置変調信号をトリ
ガ信号として，第２の疑似雑音符号発生器２１４によ
り，第２のスペクトル拡散パルス位置変調信号を生成す
る。この際，疑似雑音符号発生器の疑似雑音系列パター
ンは，第１の疑似雑音符号発生器２１３の疑似雑音系列
パターンを反転したものにしておく。

【００５６】そして，加算器２１５によって，第１及び
第２のスペクトル拡散パルス位置変調信号を足し合わ
せ，２つのデータシンボルを並列に伝送する第３のスペ
クトル拡散パルス位置変調信号を得ることができる。

【００５７】このようにして得られた第３のスペクトル
拡散パルス位置変調信号は，周波数変換増幅部２１８に
よって高周波変調信号に周波数変換され，無線伝送によ
って送信される。すなわち，前述したように生成された
ベースバンドの第３のスペクトル拡散パルス位置変調信
号と，局部発振器２１９からの搬送波を乗算器２２０に
入力して周波数変換する。続いて乗算器２２０の出力を
アンプ２２１で増幅すると共にフィルタ２２２でフィル
タリングし，アンテナ２２３を介して放射する。これに
より，第３のスペクトル拡散パルス位置変調信号を無線
により送信することができる。

【００５８】なお，図２に示す実施の形態２に係るスペ
クトル拡散パルス位置変調送信器においては，動作クロ
ックとして３種類の同期したクロックが必要である。そ
のため，クロック生成器２１６及び基準発振器２１７を
設け，基準発振器２１７からのクロック信号（ＳＣＬ
Ｋ）をもとに，クロック生成器２１６により疑似雑音符
号用クロック（ＰＣＬＫ），フレームクロック（ＦＣＬ
Ｋ），入力データ信号用クロック（ＤＣＬＫ）を生成し
ている。

【００５９】図４は，クロック生成器２１６の構成を示
すブロック図である。図４において，基準発振器２１７
からのクロック信号（ＳＣＬＫ）を第１の分周器４００
と第２の分周器４０１とに入力し，疑似雑音符号用クロ
ック（ＰＣＬＫ）及び入力データ信号用クロック（ＤＣ
ＬＫ）を生成する。更に，第３の分周器４０２により，
入力データ信号用クロック（ＤＣＬＫ）を分周してフレ
ームクロック（ＦＣＬＫ）を生成する。このとき，１フ
レーム当たりの送信データビット数をＫとして，ＦＣＬ
Ｋ＝ＤＣＬＫ×Ｋ，ＰＣＬＫ＝ＦＣＬＫ×（フレーム
長）を満たすように，各分周器４００，４０１，４０２
の分周比を設定する。場合によっては，第１の分周器４
００は不要になる。

【００６０】このように，実施の形態２のスペクトル拡
散パルス位置変調送信機によれば，２系統の多値のデー
タシンボルをフレームクロック毎に同時に送信できるた
め，データのビットずれが生じることを防止することが
できる。

【００６１】なお，実施の形態２のスペクトル拡散パル
ス位置変調送信機においては，拡散変調に用いる疑似雑
音系列としてバーカー系列を用いることができる。バー
カー系列は，有限長の系列であるため，疑似雑音系列を
１周期毎に使用する本発明の構成においては，Ｍ系列等
のような通常の周期系列より相互相関特性を小さくする
ことができる点で有効である。バーカー系列のパターン
例としては，７チップの（１，１，１，−１，−１，
１，−１）や１１チップの（１，１，１，−１，−１，
−１，１，−１，−１，１，−１）等がある。

【００６２】このようにバーカー系列を用いることによ
り，Ｍ系列等のような通常の周期系列より，相互相関性
を小さくできるため，誤り率を下げることができる。し
たがって，伝送特性の向上を図ることができる。

【００６３】また，実施の形態２のスペクトル拡散パル
ス位置変調送信機において，フレーム長（Ｍ＋Ｌ−１＋
ｊ）をＭ個のスロットとＮ個のスロットとの和以上の値
にして，１フレーム内でのＭとＮのスロット位置を重な
らないように配置することができる。

【００６４】このように，フレーム長（Ｍ＋Ｌ−１＋
ｊ）をＭとＮの和以上の値にすることにより，受信機の
マッチドフィルタ出力の正ピークと負ピークの重なりを
避けることができるため，ピークの判定が容易になり，
かつ受信機の構成を簡素化でき，受信機の低コスト化を
図ることができる。加えて，誤り率を下げることがで
き，伝送特性の向上を図ることができる。

【００６５】［実施の形態３］実施の形態３は，実施の
形態２で説明したスペクトル拡散パルス位置変調送信機
からの信号を受信して，もとのＭ値の第１のデータシン
ボルとＮ値の第２のデータシンボルを再生するスペクト
ル拡散パルス位置変調受信機に関する。図５は，本発明
の実施の形態３に係るスペクトル拡散パルス位置変調受
信機の構成を示すブロック図である。

【００６６】実施の形態３のスペクトル拡散パルス位置
変調受信機は，概ね，実施の形態２のスペクトル拡散パ
ルス位置変調送信機から出力された第３のスペクトル拡
散パルス位置変調信号を入力し，第３のスペクトル拡散
パルス位置変調信号を復調してＭ値の第１のデータシン
ボルとＮ（Ｍ≧Ｎ）値の第２のデータシンボルとを再生
するものであって，スペクトル拡散パルス位置変調送信
機からの信号を入力として，第１のスペクトル拡散パル
ス位置変調信号が入力された場合は正のマッチドパルス
を出力すると共に，第２のスペクトル拡散パルス位置変
調信号の反転信号が入力された場合は負のマッチドパル
スを出力して正と負のパルス位置変調信号を再生するマ
ッチドフィルタ５１３と，マッチドパルスを入力して正
ピークを検出し，第１のディジタルパルス位置変調信号
に変換して出力する本発明の正ピーク検出手段としての
正ピーク検出回路５１４と，マッチドパルスを入力して
負ピークを検出し，第２のディジタルパルス位置変調信
号に変換して出力する本発明の負ピーク検出手段として
の負ピーク検出回路５１５と，第１のディジタルパルス
位置変調信号を入力し，第１のディジタルパルス位置変
調信号のパルス間隔を測定して第１のディジタルカウン
ト信号を出力する本発明の第１のパルス間隔測定手段と
しての第１のパルス間隔測定回路５１６と，第２のディ
ジタルパルス位置変調信号を入力し，第２のディジタル
パルス位置変調信号のパルス間隔を測定して第２のディ
ジタルカウント信号を出力する本発明の第２のパルス間
隔測定手段としての第２のパルス間隔測定回路５１７
と，第１のディジタルカウント信号を入力し，第１のデ
ィジタルカウント信号からＭ値の第１のデータシンボル
を再生する本発明の第１のデータシンボル再生手段とし
ての第１データシンボル再生回路５１８と，第２のディ
ジタルカウント信号を入力し，第２のディジタルカウン
ト信号からＮ値の第２のデータシンボルを再生する本発
明の第２のデータシンボル再生手段としての第２データ
シンボル再生回路５１９とを備えている。

【００６７】また，実施の形態３のスペクトル拡散パル
ス位置変調受信機において，復調されたＭ値の第１のデ
ータシンボルとＮ値の第２のデータシンボルとをシリア
ルに出力する必要がある場合には，更に，復調されたＭ
値の第１のデータシンボルとＮ値の第２のデータシンボ
ルとを一定ビット数のシリアルデータに変換して出力す
る本発明のパラレルシリアル変換手段としての並直列変
換部５２０を設けることができる。

【００６８】また，実施の形態２で説明したスペクトル
拡散パルス位置変調送信機に周波数変換増幅部２１８
（図２参照）を設け，第３のスペクトル拡散パルス位置
変調信号を高周波変調信号に変換して出力した場合にお
いて，この高周波変調信号を実施の形態３のスペクトル
拡散パルス位置変調受信機で受信する場合は，更に，高
周波変調信号を受信するアンテナ５０１と，アンテナで
受信した高周波変調信号をベースバンド信号に同期復調
する本発明の周波数変換増幅手段としての周波数変換増
幅部５００を設けることができる。

【００６９】すなわち，無線通信に実施の形態３のスペ
クトル拡散パルス位置変調受信機を用いる場合に，前記
周波数変換増幅部５００とアンテナ５０１とを設ければ
良い。したがって，無線通信に実施の形態３のスペクト
ル拡散パルス位置変調受信機を用いることが無く，ベー
スバンドのスペクトル拡散パルス位置変調信号で送受信
を行う場合には，この周波数変換増幅部５００及びアン
テナ５０１を省略することができる。

【００７０】以下に，実施の形態３のスペクトル拡散パ
ルス位置変調受信機の構成をより詳細に説明すると共
に，その動作を周波数変換増幅部５００，スペクトル拡
散パルス位置変調（ＳＳ−ＰＰＭ）方式復調部５１０及
び並直列変換部５２０に分けて説明する。

【００７１】（周波数変換増幅部５００）図５に示すス
ペクトル拡散パルス位置変調受信機は，受信信号として
実施の形態２で説明したスペクトル拡散パルス位置変調
送信器からの高周波変調信号を用い，受信端に高周波変
調信号をベースバンド信号に同期復調する周波数変換増
幅部５００を備えている。

【００７２】まず，アンテナ５０１で，スペクトル拡散
パルス位置変調送信器からの無線信号である高周波変調
信号を受信し，受信信号をフィルタ５０２でフィルタリ
ングすると共にアンプ５０３で増幅する。

【００７３】そして，局部発振器５０４及びミキサ５０
５からなる周波数変換部によって，アンプ５０３からの
出力信号を中間周波信号に変換する。続いて，フィルタ
５０６及び利得制御増幅器（ＡＧＣアンプ）５０７に，
中間周波信号を通して一定レベルの信号に増幅する。

【００７４】続いて，増幅された信号を２つに分け，一
方を搬送波再生器５０８に入力して搬送波を再生し，他
方をミキサ５０９に入力して再生された搬送波と掛け合
わせることにより，ベースバンドのスペクトル拡散パル
ス位置変調信号が再生される。このスペクトル拡散パル
ス位置変調信号は，後述するスペクトル拡散パルス位置
変調方式復調部５１０によって復調される。

【００７５】（スペクトル拡散パルス位置変調方式復調
部５１０）次に，スペクトル拡散パルス位置変調（ＳＳ
−ＰＰＭ）方式復調部５１０を説明する。まず，周波数
変換増幅部５００からの出力を，必要に応じてローパス
フィルタ５１１でフィルタリングすると共にアンプ５１
２で増幅する。そして，マッチドフィルタ５１３にアン
プ５１２の出力を入力して，パルス位置変調信号を再生
する。

【００７６】マッチドフィルタ５１３の構成としては，
２通りのものが考えられる。第１の例としては，ＳＡ
Ｗ，ＣＣＤ等の素子を用いたアナログマッチドフィルタ
があり，第２の例としては，Ａ／Ｄ変換器に通してディ
ジタル化し，ディジタル信号処理によりマッチドフィル
タを構成するディジタルマッチドフィルタがある。実施
の形態３においては，マッチドフィルタ５１３としてデ
ィジタルマッチドフィルタを用いることにする。図６
は，マッチドフィルタ５１３の構成を示すブロック図で
ある。

【００７７】図６に示すマッチドフィルタ５１３におい
ては，まず，Ａ／Ｄ変換器６００により受信したアナロ
グ信号をディジタル信号に変換する。疑似雑音符号の１
周期の時間にわたってＡ／Ｄ変換されたデータを保存し
ておくため，疑似雑音系列長の整数倍（１スロット時間
に何回サンプリングするかにによる。）の数だけレジス
タ６０１〜６０７を設け，これらを直列に接続する。そ
して，システムクロック発振器６０８から出力されるシ
ステムクロック毎に，全てのレジスタ６０１〜６０７の
出力を取り出す。乗算器６０９〜６１５によって，レジ
スタ６０１〜６０７の出力に疑似雑音系列のパターンに
よって決定されるタップ計数を掛け，乗算器６０９〜６
１５の出力を加算器６１９〜６２０，６２７によって順
次足し合わせることにより，マッチドパルス信号を得る
ことができる。

【００７８】図６に示すマッチドフィルタ５１３の場
合，レジスタ６０１の出力は乗算器６０９で，レジスタ
６０２の出力は乗算器６１０で，レジスタ６０３の出力
は乗算器６１１で，レジスタ６０４の出力は乗算器６１
２で，レジスタ６０５の出力は乗算器６１３で，レジス
タ６０６の出力は乗算器６１４で，レジスタ６０７の出
力は乗算器６１５で，それぞれタップ計数が乗算され
る。そして，乗算器６１０と乗算器６１１の出力は，加
算器６１６で足し合わされてレジスタ６２１に出力され
る。乗算器６１２と乗算器６１３の出力は，加算器６１
７で足し合わされてレジスタ６２２に出力される。更
に，乗算器６１４と乗算器６１５の出力は，加算器６１
８で足し合わされてレジスタ６２３に出力される。

【００７９】続いて，乗算器６０９とレジスタ６２１の
出力は，加算器６１９で足し合わされて，レジスタ６２
４に出力される。また，レジスタ６２２とレジスタ６２
３の出力は，加算器６２０で足し合わされてレジスタ６
２５に出力される。そして，レジスタ６２４とレジスタ
６２５の出力は，加算器６２７で足し合わされてレジス
タ６２６に出力され，これによりマッチドパルス信号が
得られる。

【００８０】なお，マッチドフィルタ５１３の入力から
タップ計数と同一パターンの疑似雑音系列が入力された
場合は，その疑似雑音系列の値が順次レジスタ列に直列
に読み込まれ，ある時点で入力系列とタップ係数の位相
が揃い，各加算器への入力データが全て正又は負になる
結果，マッチドパルス信号が得られる。

【００８１】再び図５に戻り，スペクトル拡散パルス位
置変調受信機の動作を説明する。マッチドフィルタ５１
３によって生成されたマッチドパルス信号は，２つに分
けられ，一方は正ピーク検出回路５１４に入力されて第
１のディジタルパルス位置変調信号に変換され，他方は
負ピーク検出回路５１５に入力されて第２のディジタル
パルス位置変調信号に変換される。

【００８２】そして，第１及び第２のディジタルパルス
位置変調信号は，それぞれ第１及び第２のパルス間隔測
定回路５１６，５１７に入力される。第１及び第２のパ
ルス間隔測定回路５１６，５１７では，第１及び第２の
ディジタルパルス位置変調信号のパルス間隔をそれぞれ
測定し，ディジタルカウント信号Ｍ’’及びＮ’’を求
めることができる。ディジタルカウント信号Ｍ’’は，
第１データシンボル再生回路５１８に，ディジタルカウ
ント信号Ｎ’’は，第２データシンボル再生回路５１９
にそれぞれ入力され，元のＭ値の第１のデータシンボル
と，Ｎ値の第２のデータシンボルとが再生される。

【００８３】なお，前述したピーク検出回路５１４，５
１５についても種々の構成が考えられる。そこで，実施
の形態３においては，ディジタル式のピーク検出回路を
例にして説明する。

【００８４】図７は，正ピーク検出回路５１４の構成を
示すブロック図である。図７に示す正ピーク検出回路５
１４においては，送信側の疑似雑音系列用クロックの２
倍の速度でマッチドパルスのサンプリングを行うシステ
ムを想定している。まず，正ピーク検出回路５１４の入
力端子（図示せず）から，Ａ／Ｄ変換器によりディジタ
ル信号に変換されたマッチドパルスデータ又はディジタ
ルマッチドフィルタの出力データを入力する。入力され
たデータは，１クロック毎にレジスタ７００，レジスタ
７０１，レジスタ７０２に順に転送され，３つの連続す
るサンプリングデータが蓄えられる。

【００８５】図７に示す正ピーク検出回路５１４におい
ては，コンパレータ７０３によって，レジスタ７０１の
値Ｂとレジスタ７００の値Ａとを比較する。また，コン
パレータ７０４によって，レジスタ７０１の値Ｂとレジ
スタ７０２の値Ｃとを比較する。更に，コンパレータ７
０５によって，レジスタ７０１の値Ｂと正ピークのしき
い値Ｔ＋とを比較する。そして，３つのコンパレータ７
０３〜７０５の比較の結果の全てにおいて，レジスタ７
０１の値Ｂが大である場合にのみ，アンドゲート７０６
及びＤ−フリップフロップ７０７を介して正ピーク検出
信号が出力される。

【００８６】なお，負ピーク検出回路５１５の場合は，
図７に示すコンパレータ７０３〜７０５の出力を正負逆
にし，しきい値を変更する必要がある。

【００８７】また，第１及び第２のパルス間隔測定回路
５１６，５１７及び第１及び第２データシンボル再生回
路５１８，５１９についても，種々の回路構成が考えら
れる。そこで，図８に基づいて，パルス間隔測定回路５
１６及び第１データシンボル再生回路５１８の回路構成
の一例を説明する。図８に示す回路は，カウンタ８００
と，レジスタ８０１とから構成されている。図８に示す
回路は，前述した正ピーク回路５１４からのピーク検出
信号により，並列入力端子からデータを読み込む。デー
タを読み込んだ際のカウンタ８００の値がピーク間隔の
測定値としてレジスタ８０１に記録される。一方，ピー
ク検出信号の入力が無い場合は，カウンタ８００のみが
システムクロック信号に同期してカウンタ動作を行う。

【００８８】図８に示す回路においては，カウンタの初
期値を−Ｌ＋１−ｊとすることで，１フレームカウント
後の値がちょうど元のデータシンボル値Ｍとなるように
構成したため，第１データシンボル再生回路５１８を不
要とすることができる。

【００８９】（並直列変換部５２０）そして，実施の形
態３のスペクトル拡散パルス位置変調受信機において
は，パラレルシリアル変換器５２１を備えた並直列変換
部５２０が設けられており，第１及び第２データシンボ
ル再生回路５１８，５１９から出力されたＭ値の第１の
データシンボルとＮ値の第２のデータシンボルは，パラ
レルシリアル変換器５２１に入力され，シリアルの復調
データとして出力される。

【００９０】このように，実施の形態３のスペクトル拡
散パルス位置変調受信機によれば，疑似雑音系列とその
反転系列に対するマッチドパルスの生成を，１つのマッ
チドフィルタで実現しているため，反転系列を用いない
従来の受信機と同様な回路規模で約２倍の速度でデータ
を受信することができ，低コスト化を図ることができ
る。更に，２系統の多値のデータシンボルをフレームク
ロック毎に同時に復調できるため，データのビットずれ
を防止することができる。

【００９１】［実施の形態４］実施の形態４は，実施の
形態２で説明したスペクトル拡散パルス位置変調送信機
によって出力された高周波変調信号を受信し，Ｍ値の第
１のデータシンボルとＮ（Ｍ≧Ｎ）値の第２のデータシ
ンボルを再生するスペクトル拡散パルス位置変調受信機
に関する。図９は，本発明の実施の形態４に係るスペク
トル拡散パルス位置変調受信機の構成を示すブロック図
である。

【００９２】実施の形態４のスペクトル拡散パルス位置
変調受信機は，概ね，実施の形態２のスペクトル拡散パ
ルス位置変調送信機から出力された高周波変調信号を受
信し，高周波変調信号を準ベースバンドのスペクトル拡
散パルス位置変調信号に変換してＭ値の第１のデータシ
ンボルとＮ（Ｍ≧Ｎ）値の第２のデータシンボルとを再
生するものであって，スペクトル拡散パルス位置変調送
信機から出力された高周波変調信号を受信するアンテナ
９０１と，高周波変換信号を入力し，高周波変換信号を
中間周波信号に変換して出力する本発明の周波数変換増
幅手段としての周波数変換増幅部９００と，中間周波信
号の中心周波数にほぼ等しい周波数の発振手段を備え，
中間周波信号と発振手段の出力信号とを乗算してＩフェ
ーズの準ベースバンド信号を生成して出力すると共に，
中間周波信号と発振手段の出力信号を９０度移相した信
号とを乗算してＱフェーズの準ベースバンド信号を生成
して出力する本発明の直交検波手段としての発振器９０
８，乗算器９１０，９１１及び９０度移相器９０９と，
Ｉフェーズの準ベースバンド信号を入力として，第１の
スペクトル拡散パルス位置変調信号が入力された場合は
正のマッチドパルスを出力すると共に，第２のスペクト
ル拡散パルス位置変調信号の反転信号が入力された場合
は負のマッチドパルスを出力して正と負のパルス位置変
調信号を再生する第１のマッチドフィルタ９１９と，Ｑ
フェーズの準ベースバンド信号を入力として，第１のス
ペクトル拡散パルス位置変調信号が入力された場合は正
のマッチドパルスを出力すると共に，第２のスペクトル
拡散パルス位置変調信号の反転信号が入力された場合は
負のマッチドパルスを出力して正と負のパルス位置変調
信号を再生する第２のマッチドフィルタ９２０と，第１
及び第２のマッチドフィルタ９１９，９２０のマッチド
パルスを入力し，マッチドパルスのパルス振幅を測定し
て搬送波の位相に依存しないパルス位置変調信号を再生
する本発明の振幅演算手段としての振幅演算回路９２１
と，パルス位置変調信号を入力してパルス変調信号のピ
ークを検出し，パルス位置変調信号からディジタルパル
ス位置変調信号に変換する本発明のピーク検出手段とし
てのピーク検出回路９２２と，第１及び第２のマッチド
フィルタのマッチドパルスを入力し，マッチドパルスの
位相を検出する本発明の位相検出手段としての位相検出
回路９２３と，１つ前の正パルスの位相を記録しておく
第１のレジスタ９２５を備え，位相検出回路９２３によ
って検出されたパルスの位相と第１のレジスタ９２５に
記録された正パルス位相とを比較し，位相検出回路９２
３によって検出されたパルスの位相と第１のレジスタ９
２５に記録された正パルスの位相とがほぼ一致する場合
に，位相検出回路９２３によって検出されたパルスの位
相を第１のレジスタ９２５に記録すると共に，ピーク検
出回路９２２から出力された正のピークに対応したピー
ク検出信号を選択して出力する本発明の第１の一致判定
手段としての第１の一致判定器９２７，アンドゲート９
２９及びＤ−フリップフロップ９３１と，１つ前の負パ
ルスの位相を記録しておく第２のレジスタ９２６を備
え，位相検出回路９２３によって検出されたパルスの位
相と第２のレジスタ９２６に記録された負パルスの位相
とを比較し，位相検出回路９２３によって検出されたパ
ルスの位相と第２のレジスタ９２６に記録された負パル
スの位相とがほぼ一致する場合に，位相検出回路９２３
によって検出されたパルスの位相を第２のレジスタ９２
６に記録すると共に，ピーク検出回路９２２から出力さ
れた負のピークに対応したピーク検出信号を選択して出
力する本発明の第２の一致判定手段としての第２の一致
判定器９２８，アンドゲート９３０及びＤ−フリップフ
ロップ９３２と，正のピーク検出信号を入力し，正のピ
ーク検出信号のパルス間隔を測定して第１のディジタル
カウント信号を出力する本発明の第１のパルス間隔測定
手段としての第１のパルス間隔測定回路９３３と，負の
ピーク検出信号を入力し，負のピーク検出信号のパルス
間隔を測定して第２のディジタルカウント信号を出力す
る本発明の第２のパルス間隔測定手段としての第２のパ
ルス間隔測定回路９３４と，第１のディジタルカウント
信号を入力し，第１のディジタルカウント信号からＭ値
の第１のデータシンボルを再生する本発明の第１のデー
タシンボル再生手段としての第１データシンボル再生回
路９３５と，第２のディジタルカウント信号を入力し，
第２のディジタルカウント信号からＮ値の第２のデータ
シンボルを再生する本発明の第２のデータシンボル再生
手段としての第２データシンボル再生回路９３６とを備
えている。

【００９３】また，実施の形態４のスペクトル拡散パル
ス変調受信機において，復調したＭ値の第１のデータシ
ンボルとＮ（Ｍ≧Ｎ）値の第２のデータシンボルとをシ
リアルに出力する必要がある場合には，復調されたＭ値
の第１のデータシンボルとＮ値の第２のデータシンボル
とを一定ビット数のシリアルデータに変換して出力する
本発明のパラレルシリアル変換手段としての並直列変換
部９３７を設けることができる。

【００９４】実施の形態４のスペクトル拡散パルス位置
変調受信機は，実施の形態２で説明したスペクトル拡散
パルス位置変調送信器からの信号をアンテナで受信した
後，実施の形態３で説明したスペクトル拡散パルス位置
変調受信機のように，受信した信号を完全なベースバン
ド信号に変換するのではなく，搬送波に近い局部発振器
出力により，オフセット搬送波を含んだ準ベースバンド
信号に変換し，オフセットの影響は，バイポーラ型スペ
クトル拡散パルス位置変調信号復調部９１２で吸収する
というものである。以下，このスペクトル拡散パルス位
置変調受信機のより詳細な構成と動作を，周波数変換増
幅部９００，バイポーラ型スペクトル拡散パルス位置変
調信号復調部９１２及び並直列変換部９３７毎に説明す
る。

【００９５】（周波数変換増幅部９００）周波数変換増
幅部９００において，まず，アンテナ９０１でスペクト
ル拡散パルス位置変調送信器からの無線信号である高周
波変調信号を受信し，受信した信号をフィルタ９０２で
フィルタリングすると共にアンプ９０３で増幅する。ア
ンプ９０３からの出力は，局部発振器９０４及びミキサ
９０５からなる周波数変換部によって中間周波信号に変
換される。続いて，フィルタ９０６及び利得制御増幅器
（ＡＧＣアンプ）９０７に中間周波信号を通し，一定レ
ベルの信号に増幅する。

【００９６】次に，この中間周波信号の中心周波数にほ
ぼ等しい周波数の発振器９０８を設け，発振器９０８か
ら出力された信号と，発振器９０８の出力信号を９０度
移相器９０９に通して９０度移相した信号とを，それぞ
れ乗算器９１０，９１１を用いて中間周波信号と掛け合
わせ，Ｉフェーズの準ベースバンド信号及びＱフェーズ
の準ベースバンド信号を生成する直交検波を行う。

【００９７】（バイポーラ型スペクトル拡散パルス位置
変調（ＳＳ−ＰＰＭ）復調部９１２）そして，Ｉフェー
ズの準ベースバンド信号及びＱフェーズの準ベースバン
ド信号は，それぞれバイポーラ型スペクトル拡散パルス
位置変調（ＳＳ−ＰＰＭ）復調部９１２に入力される。
Ｉフェーズの準ベースバンド信号及びＱフェーズの準ベ
ースバンド信号に対し，必要に応じてローパスフィルタ
（ＬＰＦ）９１３，９１４によるフィルタリング，アン
プ９１５，９１６による増幅を行う。

【００９８】続いて，Ａ／Ｄ変換器９１７，９１８を介
してＩフェーズの準ベースバンド信号及びＱフェーズの
準ベースバンド信号をディジタル信号にそれぞれ変換
し，更に送信側と同一の疑似雑音系列に整合させた第１
及び第２のマッチドフィルタ９１９，９２０に入力し
て，パルス位置変調信号を再生する。

【００９９】２つのマッチドフィルタ９１９，９２０の
出力の両方を，それぞれ振幅演算回路９２１に入力して
パルス振幅を求め，オフセット搬送波に依存しないパル
ス位置変調信号を再生し，ピーク検出回路９２２によっ
てピーク検出信号を出力してピークディジタル化したパ
ルス位置変調信号を再生する。

【０１００】一方，２つのマッチドフィルタ９１９，９
２０の出力の両方を，それぞれ位相検出回路９２３に入
力してパルスの位相を検出する。ここで，位相検出回路
９２３の出力を，１つ前の正パルスの位相を記録してお
く正パルス用レジスタ９２５に入力すると共に，１つ前
の負パルスの位相を記録しておく負パルス用レジスタレ
ジスタ９２６に入力しておく。そして，一致判定器９２
７，９２８において，正パルス用レジスタ９２５と負パ
ルス用レジスタ９２６の出力を，それぞれ位相検出回路
９２３の出力と比較する。

【０１０１】一致判定器９２７による比較の結果，位相
検出回路９２３によって検出されたパルスの位相が，１
つの前の正パルスの位相とほぼ一致する場合は，この新
しい値を正パルス用レジスタ９２５の新たな値として更
新すると共に，第１のパルス間隔測定回路９３３にアン
ドゲート９２９及びＤ−フリップフロップ９３１を介し
てピーク検出回路９２２からのピーク検出信号を用いて
正ピーク検出信号を１パルス送出する。一方，位相検出
回路９２３によって検出されたパルスの位相が，１つ前
の負パルスの位相とほぼ一致する場合は，この新しい値
を負パルス用レジスタ９２６の新たな値として更新する
と共に，第２のパルス間隔測定回路９３４にアンドゲー
ト９３０及びＤ−フリップフロップ９３２を介してピー
ク検出回路９２２からのピーク検出信号を用いて負ピー
ク検出信号を１パルス送出する。

【０１０２】パルス間隔測定回路９３３には，正ピーク
検出信号が入力され，正ピークに対応した隣合うパルス
間の間隔を測定してディジタルカウント信号Ｍ’’が出
力される。また，パルス間隔測定回路９３４には，負ピ
ーク検出信号が入力され，負ピークに対応した隣合うパ
ルス間の間隔を測定してディジタルカウント信号Ｎ’’
が出力される。

【０１０３】ディジタルカウント信号Ｍ’’は，第１デ
ータシンボル再生回路９３５に入力され，元のＭ値の第
１のデータシンボルが再生される。一方，ディジタルカ
ウント信号Ｎ’’は，第２データシンボル再生回路９３
６に入力され，元のＮ値の第２のデータシンボルが再生
される。

【０１０４】（並直列変換部９３７）並直列変換部９３
７は，パラレルシリアル変換器９３８からなり，パラレ
ルシリアル変換器９３８に復調されたＭ値とＮ値のデー
タシンボルを入力することにより，一定ビット数のシリ
アルデータに変換することができる。

【０１０５】なお，前述したマッチドフィルタ９１９，
９２０，パルス間隔測定回路９３３，９３４及びデータ
シンボル再生回路９３５，９３６の回路構成について
は，実施の形態３で既に説明したので，ここではその詳
細な説明は省略する。以下では，振幅演算回路９２１及
び位相検出回路９２３の回路構成を説明する。

【０１０６】図１０は，振幅演算回路９２１の回路構成
の一例を示すブロック図である。図１０に示す振幅演算
回路９２１においては，２つのマッチドフィルタ９１
９，９２０からのマッチドパルスを入力し，ディジタル
乗算器１０００，１００１で，２つのマッチドパルスを
それぞれ二乗し，二乗されたマッチドパルスを加算回路
１００２で足し合わせることにより，マッチドパルスの
振幅の二乗値を求めている。そして，ピーク検出回路９
２２によるピーク検出に振幅演算回路９２１の出力を用
いることにより，オフセット搬送波による位相の回転と
無関係にピーク検出が可能となる。

【０１０７】図１１は，位相検出回路９２３の回路構成
の一例を示すブロック図である。図１１に示す位相検出
回路９２３においては，Ｉフェーズのマッチドフィルタ
９１９からの出力（出力値をＩとする）を，加算回路１
１００，減算回路１１０１及びレジスタ１１０２にそれ
ぞれ入力する。また，Ｑフェーズのマッチドフィルタ９
２０からの出力（出力値をＱとする）を，加算回路１１
００，減算回路１１０１及びレジスタ１１０３にそれぞ
れ入力する。そして，加算回路１１００によりＩ＋Ｑを
求めると共に，減算回路１１０１によりＩ−Ｑを求め
る。

【０１０８】次に，Ｉ，Ｑ，Ｉ＋Ｑ及びＩ−Ｑの４つの
値の符号からマッチドパルスが図１２に示す０〜７の領
域のどこに属するかを判定し，その領域の番号を位相値
として出力する。図１１の位相検出回路９２３では，位
相値を３ビットデータとして実現しており，図１２によ
り最上位ビット（ＭＳＢ）についてはＱが負のときに１
となり，中央のビットについてはＩとＱの符号が異なる
場合に１となり，最下位ビット（ＬＳＢ）についてはＩ
とＩ−Ｑの符号が異なるか，ＱとＩ＋Ｑの符号が異なる
ときに１となる。以上説明した位相値を出力するための
ゲート回路の構成は，図１１に示すようになる。すなわ
ち，図１１に示す位相比較回路９２３のゲート回路は，
ＸＯＲゲート１１０４〜１１０６，ＯＲゲート１１０８
及び３ビット位相レジスタ１１０９で構成される。

【０１０９】このように，実施の形態４のスペクトル拡
散パルス位置変調受信機によれば，高周波無線信号から
ベースバンド信号に変換する際に，厳密なベースバンド
信号ではなく，オフセット搬送波を許容しているため，
搬送波の同期再生が不要になり，周波数変換部の構成を
簡略化することができ，低コスト化を図ることができ
る。また，このスペクトル拡散パルス位置変調受信機に
よれば，無線信号の伝搬環境が悪く，搬送波の再生が技
術的に困難な場合にも対応することができる。

【０１１０】

【発明の効果】以上説明したように，本発明に係るスペ
クトル拡散パルス位置変調通信方法（請求項１）によれ
ば，拡散変調に１種類の疑似雑音系列を用い，この系列
とその反転系列を用い，各々に対して別のデータシンボ
ルに対応したスペクトル拡散パルス位置変調を行うこと
ができるため，従来より２倍（Ｍ＝Ｎの場合）高速なデ
ータ伝送が可能となる。また，逆に高速性が要求されな
い場合には，半分の拡散帯域幅で従来と同様のデータ伝
送が可能となる。

【０１１１】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調通信方法（請求項２）によれば，拡散変調に用いる疑
似雑音系列としてバーカー系列を用いることにしたた
め，Ｍ系列等のような通常の周期系列より相互相関性を
小さくできるため，誤り率を下げることができる。した
がって，伝送特性の向上を図ることができる。

【０１１２】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調通信方法（請求項３）によれば，フレーム長（Ｍ＋Ｌ
−１＋ｊ）をＭとＮの和以上の値にしたため，受信機の
マッチドフィルタ出力の正ピークと負ピークの重なりを
避けることができ，ピークの判定が容易になり，かつ受
信機の構成を簡素化でき，受信機の低コスト化を図るこ
とができる。加えて，誤り率を下げることができ，伝送
特性の向上を図ることができる。

【０１１３】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調送信機（請求項４）によれば，２系統の多値のデータ
シンボルをフレームクロック毎に同時に送信できるた
め，データのビットずれを生じることを防止することが
できる。

【０１１４】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調送信機（請求項５）によれば，シリアルパラレル変換
手段を設けたため，シリアルデータ列の送信が可能とな
る。

【０１１５】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調送信機（請求項６）によれば，ベースバンドのスペク
トル拡散パルス位置変調信号を高周波変調信号に変換す
る周波数変換手段を設けたため，スペクトル拡散パルス
位置変調信号を電波で送信することができ，無線化する
ことが可能となる。

【０１１６】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調送信機（請求項７）によれば，拡散変調に用いる疑似
雑音系列としてバーカー系列を用いることにしたため，
Ｍ系列等のような通常の周期系列より相互相関性を小さ
くできるため，誤り率を下げることができる。したがっ
て，伝送特性の向上を図ることができる。

【０１１７】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調送信機（請求項８）によれば，フレーム長（Ｍ＋Ｌ−
１＋ｊ）をＭとＮの和以上の値にしたため，受信機のマ
ッチドフィルタ出力の正ピークと負ピークの重なりを避
けることができ，ピークの判定が容易になり，かつ受信
機の構成を簡素化でき，受信機の低コスト化を図ること
ができる。加えて，誤り率を下げることができ，伝送特
性の向上を図ることができる。

【０１１８】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調受信機（請求項９）によれば，疑似雑音系列とその反
転系列に対するマッチドパルスの生成を，１つのマッチ
ドフィルタで実現しているため，反転系列を用いない従
来の受信機と同様な回路規模で約２倍の速度でデータを
受信することができ，低コスト化を図ることができる。
更に，２系統の多値のデータシンボルをフレームクロッ
ク毎に同時に復調できるため，データのビットずれを防
止することができる。

【０１１９】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調受信機（請求項１０）によれば，パラレルシリアル変
換手段を設けたため，受信データをシリアルに出力する
ことができる。

【０１２０】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調受信機（請求項１１）によれば，高周波変調信号をベ
ースバンド信号に同期復調する周波数変換増幅手段を設
けたため，無線送信された高周波変調信号を受信する場
合においても，ベースバンド用のスペクトル拡散パルス
位置変調受信機を用いることができ，低コスト化を図る
ことができる。

【０１２１】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調受信機（請求項１２）によれば，高周波無線信号から
ベースバンド信号に変換する際に，厳密なベースバンド
信号ではなく，オフセット搬送波を許容しているため，
搬送波の同期再生が不要になり，周波数変換部の構成を
簡略化することができ，低コスト化を図ることができ
る。また，このスペクトル拡散パルス位置変調受信機に
よれば，無線信号の伝搬環境が悪く，搬送波の再生が技
術的に困難な場合にも対応することができる。

【０１２２】本発明に係るスペクトル拡散パルス位置変
調受信機（請求項１３）によれば，パラレルシリアル変
換手段を設けたため，受信データをシリアルに出力する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散パ
ルス位置変調通信方法を説明するための説明図である。

【図２】本発明の実施の形態２に係るスペクトル拡散パ
ルス位置変調送信機の構成を示すブロック図である。

【図３】本発明の実施の形態２に係るスペクトル拡散パ
ルス位置変調送信機に用いられる疑似雑音符号発生器の
一例を示すブロック図である。

【図４】本発明の実施の形態２に係るスペクトル拡散パ
ルス位置変調送信機に用いられるクロック生成器の構成
を示すブロック図である。

【図５】本発明の実施の形態３に係るスペクトル拡散パ
ルス位置変調受信機の構成を示すブロック図である。

【図６】本発明の実施の形態３に係るスペクトル拡散パ
ルス位置変調受信機に用いられるマッチドフィルタの構
成を示すブロック図である。

【図７】本発明の実施の形態３に係るスペクトル拡散パ
ルス位置変調受信機に用いられる正ピーク検出回路の構
成を示すブロック図である。

【図８】本発明の実施の形態３に係るスペクトル拡散パ
ルス位置変調受信機に用いられるパルス間隔測定回路及
びデータシンボル再生回路の構成を示すブロック図であ
る。

【図９】本発明の実施の形態４に係るスペクトル拡散パ
ルス位置変調受信機の構成を示すブロック図である。

【図１０】本発明の実施の形態４に係るスペクトル拡散
パルス位置変調受信機に用いられる振幅演算回路の回路
構成の一例を示すブロック図である。

【図１１】本発明の実施の形態４に係るスペクトル拡散
パルス位置変調受信機に用いられる位相検出回路の回路
構成の一例を示すブロック図である。

【図１２】本発明の実施の形態４に係るスペクトル拡散
パルス位置変調受信機に用いられる位相検出回路による
位相検出を説明するための説明図である。

【図１３】従来のスペクトル拡散パルス位置変調通信方
式を説明するための説明図である。

【図１４】従来のスペクトル拡散パルス位置変調通信方
式に用いられる送信部の構成を示すブロック図である。

【図１５】従来のスペクトル拡散パルス位置変調通信方
式に用いられる受信部の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

２００ シリアルパラレル変換器 ２０１，２０４ 差分符号化器 ２０２，２０５，２１５ 加算器 ２０３，２０６ レジスタ ２０７，２１０ パルス位置変調回路 ２０８，２１１ カウンタ ２０９，２１２ 一致検出回路 ２１３，２１４ 疑似雑音符号発生器 ２１６ クロック生成器 ２１７ 基準発振器 ２１８ 周波数変換増幅部 ２１９ 局部発振器 ２２０ 乗算器 ２２１ アンプ ２２２ フィルタ ２２３ アンテナ ３００，３０１ シフトレジスタ ３０２ ３ステートバッファ ４００，４０１，４０２ 分周器 ５００ 周波数変換増幅部 ５０１ アンテナ ５０２，５０６ フィルタ ５０３，５１２ アンプ ５０４ 局部発振器 ５０５，５０９ ミキサ ５０７ 利得制御増幅器 ５０８ 搬送波再生器 ５１０ スペクトル拡散パルス位置変調方式復調部 ５１１ ローパスフィルタ ５１３ マッチドフィルタ ５１４ 正ピーク検出回路 ５１５ 負ピーク検出回路 ５１６，５１７ パルス間隔測定回路 ５１８，５１９ データシンボル再生回路 ５２０ 並直列変換部 ５２１ パラレルシリアル変換器 ６００ Ａ／Ｄ変換器 ６０１〜６０７，６２１〜６２６ レジスタ ６０８ システムクロック発振器 ６０９〜６１５ 乗算器 ６１６〜６２０，６２７ 加算器 ７００〜７０２ レジスタ ７０３〜７０５ コンパレータ ７０６ アンドゲート ７０７ Ｄ−フリップフロップ ８００ カウンタ ８０１ レジスタ ９００ 周波数変換増幅部 ９０１ アンテナ ９０２，９０６ フィルタ ９０３ アンプ ９０４ 局部発振器 ９０５ ミキサ ９０７ 利得制御増幅器 ９０８ 発振器 ９０９ ９０度移相器 ９１０，９１１ 乗算器 ９１２ バイポーラ型スペクトル拡散パルス位置変
調信号復調部 ９１３，９１４ ローパスフィルタ ９１５，９１６ アンプ ９１７，９１８ Ａ／Ｄ変換器 ９１９，９２０ マッチドフィルタ ９２１ 振幅演算回路 ９２２ ピーク検出回路 ９２３ 位相検出回路 ９２５，９２６ レジスタ ９２７，９２８ 一致判定器 ９２９，９３０ アンドゲート ９３１，９３２ Ｄ−フリップフロップ ９３３，９３４ パルス間隔測定回路 ９３５，９３６ データシンボル再生回路 ９３７ 並直列変換部 ９３８ パラレルシリアル変換器 １０００，１００１ ディジタル乗算器 １００２，１１００ 加算回路 １１０１ 減算回路 １１０２，１１０３ レジスタ １１０４〜１１０６ ＸＯＲゲート １１０８ ＯＲゲート １１０９ ３ビット位相レジスタ １４００ クロック信号発生器 １４０１ 疑似雑音信号発生器 １４０２ カウンタ １４０３ 直列並列変換器 １４０４ レジスタ １４０５ 加算器 １４０６ コンパレータ １４０７ 検出器 １４０８ ＰＬＬ １４０９ 発振器 １４１０ 乗算器 １４１１ フィルタ １４１２，１５００ アンテナ １５０１ アンプ １５０２ 発振器 １５０３ 乗算器 １５０４ フィルタ １５０５ 利得制御増幅器 １５０６ マッチドフィルタ １５０７ 検波器 １５０８ パルス間隔測定回路 １５０９ 並列直列変換器

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スペクトル拡散パルス位置変調を行い，
   １フレームがＭ＋Ｌ−１＋ｊ（ただしｊ≧０）個のスロ
   ットからなるフレームを連続的に伝送するスペクトル拡
   散パルス位置変調通信方法において，前記フレームのス
   ロットレートと等しいチップレートを有する周期Ｌの疑
   似雑音系列と前記疑似雑音系列の符号を反転させた反転
   系列とを用意し，伝送するデータとしてＭ値の第１のデ
   ータシンボルとＮ（Ｍ≧Ｎ）値の第２のデータシンボル
   とを用意し，前記Ｍ値の第１のデータシンボルを差分符
   号化して第１のデータシンボル値を出力すると共に，前
   記Ｎ値の第２のデータシンボルを差分符号化して第２の
   データシンボル値を出力し，前記第１のデータシンボル
   値に基づいて，前記１フレーム内の連続するＭ個のスロ
   ットから１つのスロットを選択し，前記第２のデータシ
   ンボル値に基づいて，前記１フレーム内の連続するＮ個
   のスロットから１つのスロットを選択し，前記Ｍ個のス
   ロットから選択されたスロットに続くＬスロットに，前
   記疑似雑音系列を挿入して第１のスペクトル拡散パルス
   位置変調信号を生成し，前記Ｎ個のスロットから選択さ
   れたスロットに続くＬスロットに，前記反転系列を挿入
   して第２のスペクトル拡散パルス位置変調信号を生成
   し，前記第１のスペクトル拡散パルス位置変調信号と前
   記第２のスペクトル拡散パルス位置変調信号とを加算
   し，第３のスペクトル拡散パルス位置変調信号を生成し
   て伝送することを特徴とするスペクトル拡散パルス位置
   変調通信方法。
2. 【請求項２】 請求項１記載のスペクトル拡散パルス位
   置変調通信方法において，前記疑似雑音系列が，バーカ
   ー系列であることを特徴とするスペクトル拡散パルス位
   置変調通信方法。
3. 【請求項３】 請求項１又は２記載のスペクトル拡散パ
   ルス位置変調通信方法において，前記Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ個
   のスロットからなる１フレームのフレーム長が，Ｍ個の
   スロットとＮ個のスロットとの和以上の値であり，前記
   １フレーム内で互いに重ならない位置に前記Ｍ個のスロ
   ットと前記Ｎ個のスロットとを配置することを特徴とす
   るスペクトル拡散パルス位置変調通信方法。
4. 【請求項４】 スペクトル拡散パルス位置変調を行い，
   １フレームがＭ＋Ｌ−１＋ｊ（ただしｊ≧０）個のスロ
   ットからなるフレームを連続的に伝送するスペクトル拡
   散パルス位置変調送信機において，伝送するデータであ
   るＭ値の第１のデータシンボルを入力し，前記Ｍ値の第
   １のデータシンボルに対して差分符号化処理を行って第
   １のデータシンボル値を出力する第１の差分符号化手段
   と，伝送するデータであるＮ（Ｍ≧Ｎ）値の第２のデー
   タシンボルを入力し，前記Ｎ値の第２のデータシンボル
   に対して差分符号化処理を行って第２のデータシンボル
   値を出力する第２の差分符号化手段と，前記第１のデー
   タシンボル値に基づいて，前記１フレーム内の連続する
   Ｍ個のスロットから１つのスロットを１フレーム周期毎
   に選択し，第１のパルス位置変調信号を出力する第１の
   パルス位置変調手段と，前記第２のデータシンボル値に
   基づいて，前記１フレーム内の連続するＮ個のスロット
   から１つのスロットを１フレーム周期毎に選択し，第２
   のパルス位置変調信号を出力する第２のパルス位置変調
   手段と，前記第１のパルス位置変調信号をトリガ信号と
   して，前記Ｍ個のスロットから選択した１つのスロット
   に続くＬスロットに周期Ｌの疑似雑音系列を１周期だけ
   出力して拡散変調を行い，第１のスペクトル拡散パルス
   位置変調信号を出力する第１の疑似雑音符号発生手段
   と，前記第２のパルス位置変調信号をトリガ信号とし
   て，前記Ｎ個のスロットから選択した１つのスロットに
   続くＬスロットに周期Ｌの前記疑似雑音系列の反転系列
   を１周期だけ出力して拡散変調を行い，第２のスペクト
   ル拡散パルス位置変調信号を出力する第２の疑似雑音符
   号発生手段と，前記第１のスペクトル拡散パルス位置変
   調信号と前記第２のスペクトル拡散パルス位置変調信号
   とを入力して足し合わせ，第３のスペクトル拡散パルス
   位置変調信号を出力する加算手段と，を備えることを特
   徴とするスペクトル拡散パルス位置変調送信機。
5. 【請求項５】 請求項４記載のスペクトル拡散パルス位
   置変調送信機において，更に，伝送する前記データをシ
   リアルに入力すると共に一定数の前記データを前記Ｍ値
   の第１のデータシンボルと前記Ｎ値の第２のデータシン
   ボルに変換するシリアルパラレル変換手段を備えること
   を特徴とするスペクトル拡散パルス位置変調送信機。
6. 【請求項６】 請求項４又は５記載のスペクトル拡散パ
   ルス位置変調送信機において，更に，ベースバンドの前
   記第３のスペクトル拡散パルス位置変調信号を入力して
   高周波変調信号に変換する周波数変換増幅手段と，前記
   高周波変調信号を放射するアンテナと，を備えることを
   特徴とするスペクトル拡散パルス位置変調送信機。
7. 【請求項７】 請求項４〜６のいずれかに記載のスペク
   トル拡散パルス位置変調送信機において，前記疑似雑音
   系列が，バーカー系列であることを特徴とするスペクト
   ル拡散パルス位置変調送信機。
8. 【請求項８】 請求項４〜７のいずれかに記載のスペク
   トル拡散パルス位置変調通信送信機において，前記Ｍ＋
   Ｌ−１＋ｊ個のスロットからなる１フレームのフレーム
   長が，Ｍ個のスロットとＮ個のスロットとの和以上の値
   であり，前記１フレーム内で互いに重ならない位置に前
   記Ｍ個のスロットと前記Ｎ個のスロットとを配置するこ
   とを特徴とするスペクトル拡散パルス位置変調送信機。
9. 【請求項９】 請求項４，５，７又は８記載のスペクト
   ル拡散パルス位置変調送信機から出力された前記第３の
   スペクトル拡散パルス位置変調信号を入力し，前記第３
   のスペクトル拡散パルス位置変調信号を復調して前記Ｍ
   値の第１のデータシンボルと前記Ｎ（Ｍ≧Ｎ）値の第２
   のデータシンボルとを再生するスペクトル拡散パルス位
   置変調受信機において，前記スペクトル拡散パルス位置
   変調送信機からの信号を入力として，前記第１のスペク
   トル拡散パルス位置変調信号が入力された場合は正のマ
   ッチドパルスを出力すると共に，前記第２のスペクトル
   拡散パルス位置変調信号の反転信号が入力された場合は
   負のマッチドパルスを出力して正と負のパルス位置変調
   信号を再生するマッチドフィルタと，前記マッチドパル
   スを入力して正ピークを検出し，第１のディジタルパル
   ス位置変調信号に変換して出力する正ピーク検出手段
   と，前記マッチドパルスを入力して負ピークを検出し，
   第２のディジタルパルス位置変調信号に変換して出力す
   る負ピーク検出手段と，前記第１のディジタルパルス位
   置変調信号を入力し，前記第１のディジタルパルス位置
   変調信号のパルス間隔を測定して第１のディジタルカウ
   ント信号を出力する第１のパルス間隔測定手段と，前記
   第２のディジタルパルス位置変調信号を入力し，前記第
   ２のディジタルパルス位置変調信号のパルス間隔を測定
   して第２のディジタルカウント信号を出力する第２のパ
   ルス間隔測定手段と，前記第１のディジタルカウント信
   号を入力し，前記第１のディジタルカウント信号から前
   記Ｍ値の第１のデータシンボルを再生する第１のデータ
   シンボル再生手段と，前記第２のディジタルカウント信
   号を入力し，前記第２のディジタルカウント信号から前
   記Ｎ値の第２のデータシンボルを再生する第２のデータ
   シンボル再生手段と，を備えることを特徴とするスペク
   トル拡散パルス位置変調受信機。
10. 【請求項１０】 請求項９記載のスペクトル拡散パルス
    位置変調受信機において，更に，復調された前記Ｍ値の
    第１のデータシンボルと前記Ｎ値の第２のデータシンボ
    ルとを一定ビット数のシリアルデータに変換して出力す
    るパラレルシリアル変換手段を備えることを特徴とする
    スペクトル拡散パルス位置変調受信機。
11. 【請求項１１】 請求項９又は１０記載のスペクトル拡
    散パルス位置変調受信機において，更に，請求項６〜８
    のいずれかに記載のスペクトル拡散パルス位置変調送信
    機から送信された高周波変調信号を受信するアンテナ
    と，前記アンテナで受信した高周波変調信号をベースバ
    ンド信号に同期復調する周波数変換増幅手段と，を備え
    ることを特徴とするスペクトル拡散パルス位置変調受信
    機。
12. 【請求項１２】 請求項６〜８のいずれかに記載のスペ
    クトル拡散パルス位置変調送信機から出力された高周波
    変調信号を受信し，前記高周波変調信号を準ベースバン
    ドのスペクトル拡散パルス位置変調信号に変換して前記
    Ｍ値の第１のデータシンボルと前記Ｎ（Ｍ≧Ｎ）値の第
    ２のデータシンボルとを再生するスペクトル拡散パルス
    位置変調受信機において，スペクトル拡散パルス位置変
    調送信機から出力された高周波変調信号を受信するアン
    テナと，前記高周波変換信号を入力し，前記高周波変換
    信号を中間周波信号に変換して出力する周波数変換増幅
    手段と，前記中間周波信号の中心周波数にほぼ等しい周
    波数の発振手段を備え，前記中間周波信号と前記発振手
    段の出力信号とを乗算してＩフェーズの準ベースバンド
    信号を生成して出力すると共に，前記中間周波信号と前
    記発振手段の出力信号を９０度移相した信号とを乗算し
    てＱフェーズの準ベースバンド信号を生成して出力する
    直交検波手段と，前記Ｉフェーズの準ベースバンド信号
    を入力として，前記第１のスペクトル拡散パルス位置変
    調信号が入力された場合は正のマッチドパルスを出力す
    ると共に，前記第２のスペクトル拡散パルス位置変調信
    号の反転信号が入力された場合は負のマッチドパルスを
    出力して正と負のパルス位置変調信号を再生する第１の
    マッチドフィルタと，前記Ｑフェーズの準ベースバンド
    信号を入力として，前記第１のスペクトル拡散パルス位
    置変調信号が入力された場合は正のマッチドパルスを出
    力すると共に，前記第２のスペクトル拡散パルス位置変
    調信号の反転信号が入力された場合は負のマッチドパル
    スを出力して正と負のパルス位置変調信号を再生する第
    ２のマッチドフィルタと，前記第１及び第２のマッチド
    フィルタの前記マッチドパルスを入力し，前記マッチド
    パルスのパルス振幅を測定して搬送波の位相に依存しな
    いパルス位置変調信号を再生する振幅演算手段と，前記
    パルス位置変調信号を入力して前記パルス変調信号のピ
    ークを検出し，前記パルス位置変調信号からディジタル
    パルス位置変調信号に変換するピーク検出手段と，前記
    第１及び第２のマッチドフィルタの前記マッチドパルス
    を入力し，前記マッチドパルスの位相を検出する位相検
    出手段と，１つ前の正パルスの位相を記録しておく第１
    のレジスタを備え，前記位相検出手段によって検出され
    たパルスの位相と前記第１のレジスタに記録された正パ
    ルスの位相とを比較し，前記位相検出手段によって検出
    されたパルスの位相と前記第１のレジスタに記録された
    正パルスの位相とがほぼ一致する場合に，前記位相検出
    手段によって検出されたパルスの位相を前記第１のレジ
    スタに記録すると共に，前記ピーク検出手段から出力さ
    れた正のピークに対応したピーク検出信号を選択して出
    力する第１の一致判定手段と，１つ前の負パルスの位相
    を記録しておく第２のレジスタを備え，前記位相検出手
    段によって検出されたパルスの位相と前記第２のレジス
    タに記録された負パルスの位相とを比較し，前記位相検
    出手段によって検出されたパルスの位相と前記第２のレ
    ジスタに記録された負パルスの位相とがほぼ一致する場
    合に，前記位相検出手段によって検出されたパルスの位
    相を前記第２のレジスタに記録すると共に，前記ピーク
    検出手段から出力された負のピークに対応したピーク検
    出信号を選択して出力する第２の一致判定手段と，前記
    正のピーク検出信号を入力し，前記正のピーク検出信号
    のパルス間隔を測定して第１のディジタルカウント信号
    を出力する第１のパルス間隔測定手段と，前記負のピー
    ク検出信号を入力し，前記負のピーク検出信号のパルス
    間隔を測定して第２のディジタルカウント信号を出力す
    る第２のパルス間隔測定手段と，前記第１のディジタル
    カウント信号を入力し，前記第１のディジタルカウント
    信号から前記Ｍ値の第１のデータシンボルを再生する第
    １のデータシンボル再生手段と，前記第２のディジタル
    カウント信号を入力し，前記第２のディジタルカウント
    信号から前記Ｎ値の第２のデータシンボルを再生する第
    ２のデータシンボル再生手段と，を備えることを特徴と
    するスペクトル拡散パルス位置変調受信機。
13. 【請求項１３】 請求項１２記載のスペクトル拡散パル
    ス位置変調受信機において，更に，復調された前記Ｍ値
    の第１のデータシンボルと前記Ｎ値の第２のデータシン
    ボルとを一定ビット数のシリアルデータに変換して出力
    するパラレルシリアル変換手段を備えることを特徴とす
    るスペクトル拡散パルス位置変調受信機。