JPH06315020A

JPH06315020A - スペクトル拡散通信方式

Info

Publication number: JPH06315020A
Application number: JP5228377A
Authority: JP
Inventors: Masaru Nakamura; 勝中村
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1993-01-06
Filing date: 1993-09-14
Publication date: 1994-11-08
Also published as: US5438589A

Abstract

(57)【要約】【目的】拡散信号として１つのＰＮ符号とこれに直交
する符号を用いることでＰＮ符号発生器の数を１つに
し、ＲＦ部での回路構成を簡素化する。【構成】拡散符号としてＰＮ符号系列（以下、ＰＮ）
と、該ＰＮ符号系列をマンチェスタ符号化したＰＮ符号
系列（以下、ＭＰＮ）を用意し、夫々を情報信号で変調
して足し合わせたものを送信信号とする。クロック発生
器の出力をＰＮ符号発生器１１に入力してＰＮを発生さ
せ、これとクロック信号を乗算器２ｂにより掛合わせて
ＭＰＮを生成する。次に、ディジタル情報信号を２系統
用意し、情報信号１とＰＮ、情報信号２とＭＰＮを夫々
乗算器２ａ，２ｃにより掛け合わせ、乗算した結果を加
算器３で足し合わせて送信信号とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【技術分野】本発明は、スペクトル拡散通信方式に関
し、より詳細には、２つの情報信号を伝送するため及び
ｎビットの情報信号を並列に伝送するための同期変復調
方式を有するスペクトル拡散通信方式に関する。例え
ば、無線通信やデータ通信、ＬＡＮ、コードレス電話等
に適用されるものである。

【０００２】

【従来技術】図２５（ａ),(ｂ）は、従来のスペクトル
拡散通信方式の変調回路及び復調回路の構成図で、図
（ａ）が変調回路、図（ｂ）が復調回路を各々示してい
る。図中、４１はＯＳＣ、４２はシンセサイザ、４３は
ＩＣＨＰＮ発生器、４４はＱＣＨＰＮ発生器、４５，
４６はたたみ込み符号器、４７ａ〜４７ｄは乗算器、４
８は加算器、５１ａ，５１ｂは乗算器、５２はＰＮコー
ド捕捉回路、５３は搬送波再生回路、５４はＰＮコード
追跡回路、５５はＩＣＨＰＮ発生器、５６はＱＣＨＰ
Ｎ発生器、５７ａ，５７ｂはクロック再生回路、５８
ａ，５８ｂは復調回路、５９ａ，５９ｂはビタビ復号器
である。

【０００３】図（ａ）において、ＯＳＣ４１で生成され
たクロック信号を元に、シンセサイザ４２により送信搬
送波と２つのＰＮ符号発生器４３，４４の駆動クロック
信号を生成する。２系統の情報信号（Ｉチャネルデー
タ、Ｑチャネルデータ）は夫々畳み込み符号器４５，４
６により符号化され、さらに先程の２つのＰＮ符号発生
器４３，４４からの異なる符号により乗算器４７ａ，４
７ｂで拡散される。続いて、２つの拡散信号夫々にπ／
２位相のずれた搬送波を掛合わせ、最後に両者を加算器
４８で足し合わせてＳＩＣリターン信号としている。

【０００４】図（ｂ）において、一方、復調側は、搬送
波再生回路５３で再生された搬送波と、これとπ／２位
相のずれた搬送波を用意し、夫々に受信信号を掛けて２
チャネルのベースバンドの拡散信号を得る。ＰＮコード
追跡回路５４においては、異なる２チャネルのＰＮ符号
発生器５５，５６からの出力と先程の２チャネルのベー
スバンド拡散信号の同じチャネル同志の相関を求め、求
められた２つの相関値の差を制御信号として、２つのＰ
Ｎ符号発生器５５，５６のクロックを制御し、符号の同
期追跡を行なう。ＰＮコード捕捉回路５２では２つのベ
ースバンド拡散信号に夫々に対応する位相の合ったＰＮ
符号を掛合わせ逆拡散して、畳み込み符号化されたＩ，
Ｑ２チャネルの情報信号を復調する。復調された２つの
信号を掛合わせて平滑し電圧制御発振器の制御信号と
し、発振器出力を再生搬送波として用いることで、全体
として同期ループを構成する。最期に、復調されたデー
タからデータサンプリングのためのクロック信号を再生
し、これによってディジタルデータを再生し、ビタビ復
号器５９ａ，５９ｂにより情報信号を再生する。

【０００５】J.K.Holmes，“Coherent Spread Spectrum
Systems”の３４７ページには、２種類の相互相関の小
さいＰＮ符号を用い、夫々を別の情報信号で変調し、互
にπ／２位相の異なった搬送波信号を用意して、これと
前記２つの変調信号を夫々掛合わせた後に加算して送信
信号とする方式が掲載されている。この方式による具体
例としては、「ETS-VIデータ中継・追跡実験におけるス
ペクトラム拡散通信システム」（菊池他，電子情報通信
学会技報SSTA90-45,1990,10月25日,26日）がある。送信
機は先程述べたものとほぼ同じである。図２５（ｂ）に
示す受信回路はπ／２位相の異なる搬送波信号により中
間周波帯域に変換された拡散信号と２種類のＰＮ符号夫
々との自己相関を求め、この相関値の差を用いてＰＮ符
号の同期信号を生成し、同期したＰＮ信号と中間周波信
号の相関を求めて狭帯変調信号を再生し、これから搬送
波成分を除去して２つの情報信号を再生している。

【０００６】以上の技術は通常コスタスループ「スペク
トル拡散通信システム」（横山光雄，科学技術出版社,
昭63-5-20発行、P.280）と呼ばれる同期復調回路をスペ
クトル拡散通信方式に適用したものと考えられる。搬送
波とこれに直交する搬送波を用意し、夫々について情報
変調及び拡散変調を行ない、これを合成して伝送する方
式である。そのため、送受信機ともに高周波回路部にお
いて移相器、電力合成・分配器、２つのＰＮ符号発生器
を必要とする。また、コスタスループを用いて多値直交
振幅変調をした例を図２６に示す。これは、1988年版電
子情報通信ハンドブック第２分冊（電子情報通信学会
編，オーム社）2433ページに記載されていたものであ
る。図中、６１ａ，６１ｂは乗算器、６２はπ／２位相
器、６３ａ，６３ｂは多値識別回路、６４ａ，６４ｂは
排他的ＯＲ回路、６５は差回路、６６は低域３波器、６
７はＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制
御発振器）である。

【０００７】同期検波用局部発振器は、搬送波抑圧方式
である変調信号の搬送波に位相同期する必要がある。こ
の位相同期制御のため、コスタス形または変形コスタス
形と呼ばれる位相同期回路が用いられている。高多値化
に伴い、ディジタル処理に適した変形コスタス形が多く
用いられている。この方式は、信号配置が正規位置より
ずれた情報（誤差信号）を多値識別回路６３ａ，６３ｂ
から得て、それにより電圧制御発振器（ＶＣＯ）６７を
制御する方式である。再生搬送波は、熱雑音、変調信号
の残留分、発振器の内部雑音によりじょう乱を受けると
共に、入力変調波の搬送波周波数の偏移および発振器自
身の周波数偏移により定常的な位相誤差を生ずる。これ
らは直交検波時の不完全性となって、符号誤り率の劣化
として評価される。

【０００８】スペクトル拡散通信方式において、２チャ
ネルの情報信号を伝送する場合は、J.K.Holmes,"Cohere
nt Spread Spectrum Systems" にあるように２種類の相
互相関の小さいＰＮ符号を用いる必要があった。更に、
両者の相互干渉を小さくするために互にπ／２位相の異
なった搬送波信号を用いた例がある（信学技報SSTA-4
5）。以上の方式では、送受信部夫々に複数のＰＮ符号
発生器を必要とし、更に高周波部において電力の合成，
分配，位相シフトを行う必要があり、回路が複雑になる
という欠点があった。

【０００９】

【目的】本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなされた
もので、搬送波とこれに直交する搬送波に情報変調と拡
散変調を行なう代りに、拡散信号として１つのＰＮ符号
とこれに直交するマンチェスタ符号化ＰＮ符号（ＭＰ
Ｎ）を用いることで、また、夫々の符号に多値変調を掛
けることにより、ＰＮ符号発生器の数を１つにし、ＲＦ
部での回路構成を簡単にし、情報伝送速度を上げるよう
にすること、さらにＰＮ符号に工夫を懲らすことによ
り、相互干渉の影響を軽減し、また、線形な遅延弁別特
性を持たせるようにしたスペクトル拡散通信方式を提供
することを目的としてなされたものである。

【００１０】

【構成】本発明は、上記目的を達成するために、（１）
拡散符号として、ＰＮ符号と、該ＰＮ符号をマンチェス
タ符号化したＰＮ符号を用意し、夫々を情報信号で変調
して足し合わせたものを伝送信号としたこと、更には、
（２）送信機として、クロック発生器の出力をＰＮ符号
発生器に入力してＰＮ符号を発生させ、該ＰＮ符号とク
ロック信号を乗算器により掛合わせてマンチェスタ符号
化ＰＮ符号を生成し、ディジタル情報信号を２系統用意
し、第１の情報信号とＰＮ符号，第２の情報信号とマン
チェスタ符号化ＰＮ符号を夫々乗算器により掛合わせ、
乗算した結果を加算器で足し合わせた信号を送信信号と
したこと、更には、（３）前記（１）又は（２）におい
て、受信機として、電圧制御発振器の出力をクロック信
号として、送信側と同様にＰＮ符号発生器と乗算器によ
り送信側と同一のＰＮ符号とマンチェスタ符号化ＰＮ符
号を生成し、受信信号を２系統に分けて夫々ＰＮ符号、
マンチェスタ符号化ＰＮ符号を掛合わせて低域通過フィ
ルタを通して夫々の相関を求め、夫々第１の復調信号と
第２の復調信号として取り出し、さらに２つの相関結果
を乗算器で掛合わせてループフィルタにより直流分を取
り出して符号の同期制御信号を生成し、該同期制御信号
で電圧制御発振器のクロック周波数を制御して符号同期
回路を構成したこと、更には、（４）前記（１）,
（２）,（３）において、送信側では、前記（２）記載
の送信回路の出力にさらに局部発振器からの搬送波（周
波数ｆ_L）を乗算器で掛合わせたものを送信信号とし、
受信側では、受信信号を局部発振器からの搬送波（周波
数ｆ_L±ｆ_IF）と掛合わせて中間周波信号（周波数
ｆ_IF）に変換し、該中間周波信号を送信側と同様にして
生成したＰＮ符号、マンチェスタ符号化ＰＮ符号と掛合
わせて帯域通過フィルタを通して夫々の相関を求め、さ
らに２つの相関結果を乗算器で掛合わせて、ループフィ
ルタにより直流分を取り出して符号の同期制御信号を生
成し、該同期制御信号で電圧制御発振器のクロック周波
数を制御して符号同期回路を構成する一方、２つの相関
出力の一方を取り出して乗算器により２乗し、中心周波
数２ｆ_IFの帯域通過フィルタを通し、分周回路で２分周
して中間周波搬送波を再生し、該中間周波搬送波と２つ
の相関出力を乗算器より乗算し、低域通過フィルタに通
して夫々第１の復調信号と第２の復調信号を得ること、
更には、（５）前記（４）において、送信側では、局部
発振器出力を分周し、さらに逓倍したものをＰＮ符号及
びマンチェスタ符号化ＰＮ符号の駆動クロック信号と
し、受信側では、電圧制御発振器の出力を局部発振信号
として用いる一方、該電圧制御発振器の出力を分周器及
び逓倍器により分周、逓倍して、ＰＮ符号及びマンチェ
スタ符号化ＰＮ符号の駆動クロック信号と中間周波搬送
波信号を生成し、拡散クロックと局発信号、中間周波信
号を同期させたこと、更には、（６）前記（５）におい
て、送信側では、前記（４）記載の送信回路を用い、受
信側では、電圧制御発振器の出力を局部発振信号として
用いる一方、該電圧制御発振器の出力を分周器により分
周してＰＮ符号及びマンチェスタ符号化ＰＮ符号の駆動
クロック信号を生成し、受信信号と局部発生信号を掛合
わせていきなりベースバンド拡散信号を生成し、該ベー
スバンド拡散信号とＰＮ符号及びマンチェスタ符号化Ｐ
Ｎ符号を夫々掛合わせて低域通過フィルタに通し、第１
の復調信号と第２の復調信号を得ること、更には、
（７）前記（１）〜（６）のいずれかにおいて、２つの
情報信号の一方又は両方にマンチェスタ符号化した情報
信号を用いたこと、更には、（８）前記（１）〜（７）
のいずれかにおいて、送信機において、乗算器として排
他的論理和ゲートを用い、加算器としては２つの信号の
積又は和をＡＮＤゲート又はＯＲゲートで求め、これを
３ステートバッファに入力し、２信号の排他的論理和の
否定をバッファの出力制御信号とし、バッファ出力を抵
抗を介して電源とグランドに接続すると共に、バッファ
出力をコンデンサを介して送信信号としたこと、或い
は、（９）拡散符号として、ＰＮ符号と、該ＰＮ符号を
マンチェスタ符号化したＰＮ符号と、前記ＰＮ符号を遅
延回路を用いて得られたＰＮ符号を加算した和ＰＮ符号
と、減算した差ＰＮ符号とを用いたこと、更には、（１
０）前記（９）において、送信側では、クロック発振器
により駆動された符号発生器を用いてＰＮ符号と、該Ｐ
Ｎ符号をクロック信号と乗算してマンチェスタ符号化し
たＰＮ符号を生成し、夫々を乗算器を用いて情報信号で
変調し、加算器で加算したものを送信信号とする一方、
受信側では、送信側と同様にして同一のＰＮ符号を生成
し、遅延回路を用いて該ＰＮ符号を１／２チップ進ませ
たＰＮ符号と１／２チップ遅らせたＰＮ符号を加算器で
加算した結果得られる和ＰＮ符号（ＷＰＮ）と、元のＰ
Ｎ符号をクロック信号と乗算してマンチェスタ符号化し
たＰＮ符号の２つのＰＮ符号を生成し、夫々について相
関器により受信信号との相関を取り２系統の復調信号と
して生成する一方、２つの相関出力を乗算器により乗算
して低域通過フィルタにより直流分のみを取り出して符
号の同期制御信号を生成し、該同期制御信号により電圧
制御発振器出力の周波数を制御して、該電圧制御発振器
出力をＰＮ符号の駆動クロックとすることにより符号同
期回路を構成したこと、更には、（１１）前記（１０）
において、受信側におけるマンチェスタ符号化したＰＮ
符号の代りに、元のＰＮ符号を遅延回路を用いて１／２
チップ進ませたＰＮ符号と１／２チップ遅らせたＰＮ符
号を減算器で減算した結果得られる差ＰＮ符号（ＤＰ
Ｎ）を用いたこと、更には、（１２）前記（１０）又は
（１２）において、送信側におけるマンチェスタ符号化
したＰＮ符号の代りに、元のＰＮ符号を遅延回路を用い
て１／２チップ進ませたＰＮ符号と１／２チップ遅らせ
たＰＮ符号を減算器で減算した結果得られる差ＰＮ符号
（ＤＰＮ）を用いたこと、更には、（１３）前記（１
２）において、送信側におけるＰＮ符号とＤＰＮ符号に
関し、ＰＮ符号の振幅を２倍にするか、ＤＰＮ符号の振
幅を半分にすることにより、両者の符号系列の振幅を等
しくしたこと、更には、（１４）前記（１０）〜（１
３）のいずれかにおいて、送信側では、送信回路出力に
さらに局部発振器からの搬送波（周波数ｆ_L）を乗算器
で掛合わせて送信信号とし、受信側では、受信信号を局
部発振器からの搬送波（周波数ｆ_L±ｆ_IF）と掛合わせ
て中間周波信号（周波数ｆ_IF）に変換し、これを送信側
と同様にして生成したＷＰＮやＭＰＮ（又はＤＰＮ）と
掛合わせて帯域通過フィルタを通して夫々の相関を求
め、さらにこの２つの相関結果を乗算器で掛合わせて、
ループフィルタにより直流分を取り出して符号の同期制
御信号を生成し、該同期制御信号で電圧制御発振器のク
ロック周波数を制御して符号同期回路を構成する一方、
２つの相関出力の一方を取り出して乗算器により２乗
し、中心周波数２ｆ_IFのＢＰＦを通し、これを分周回路
で２分周して中間周波搬送波を再生し、これと２つの相
関出力を乗算器により乗算し、低域通過フィルタに通し
て夫々復調信号１，復調信号２を得ること、更には、
（１５）前記（１０）〜（１４）のいずれかにおいて、
２つの情報信号の一方又は両方に情報信号の直流成分を
除くような符号化（マンチェスタ符号化等）を施したこ
と、或いは、（１６）拡散符号として、ＰＮ符号と、該
ＰＮ符号をマンチェスタ符号化したＰＮ符号を用意し、
夫々を情報信号で多値変調して足し合わせたものを伝送
信号としたこと、更には、（１７）前記（１６）におい
て、送信機として、クロック発生器の出力をＰＮ符号発
生器に入力してＰＮ符号を発生させ、該ＰＮ符号とクロ
ック信号を乗算器により掛合わせてマンチェスタ符号化
ＰＮ符号を生成し、ｎビットパラレルのディジタル情報
信号を用意し、ｎビットの内のａビットを多値化回路に
より多値信号化してＰＮ符号と乗算器により掛け合わせ
る一方、残りのｂ（=n-a）ビットを同様に多値化回路に
より多値信号化してマンチェスタ符号化ＰＮ符号を乗算
器により掛け合わせ、２つの乗算器出力を加算器で足し
合わせた信号を送信信号としたこと、更には、（１８）
前記（１６）又は（１７）において、受信機として、電
圧制御発振器の出力をクロック信号として、送信側と同
様にＰＮ符号発生器と乗算器により送信側と同一のＰＮ
符号とマンチェスタ符号化ＰＮ符号を生成し、受信信号
を２系統に分けて夫々ＰＮ符号、マンチェスタ符号化Ｐ
Ｎ符号を掛合わせて低域通過フィルタを通して夫々の相
関を求め、夫々第１の復調信号と第２の復調信号として
取り出し、さらに２つの相関結果を乗算器で掛合わせて
ループフィルタにより直流分を取り出して符号の同期制
御信号を生成し、該同期制御信号で電圧制御発振器のク
ロック周波数を制御して符号同期回路を構成する一方、
相関出力として得られた第１の復調信号と第２の復調信
号から多値識別回路により元のディジタルデータに変換
し、復調信号を得るようにしたこと、更には、（１９）
前記（１６）,（１７）又は（１８）において、送信側
では、前記（１７）記載の送信回路の出力にさらに局部
発振器からの搬送波（周波数ｆ_L）を乗算器で掛合わせ
たものを送信信号とし、受信側では、受信信号を局部発
振器からの搬送波（周波数ｆ_L±ｆ_IF）と掛合わせて中
間周波信号（周波数ｆ_IF）に変換し、該中間周波信号を
送信側と同様にして生成したＰＮ符号、マンチェスタ符
号化ＰＮ符号と掛合わせて帯域通過フィルタを通して夫
々の相関を求め、さらに２つの相関結果を乗算器で掛合
わせてループフィルタにより直流分を取り出して符号の
同期制御信号を生成し、該同期制御信号で電圧制御発振
器のクロック周波数を制御して符号同期回路を構成する
一方、２つの相関出力の一方を取り出して乗算器により
２乗し、中心周波数２ｆ_IFの帯域通過フィルタを通し、
分周回路で２分周して中間周波搬送波を再生し、該中間
周波搬送波と２つの相関出力を乗算器より乗算し、低域
通過フィルタに通して夫々第１の復調信号と第２の復調
信号を得ること、更には、（２０）前記（１９）におい
て、送信側では、局部発振器出力を分周し、さらに逓倍
したものをＰＮ符号及びマンチェスタ符号化ＰＮ符号の
駆動クロック信号とし、受信側では、電圧制御発振器の
出力を局部発振信号として用いる一方、該電圧制御発振
器の出力を分周器及び逓倍器により分周、逓倍して、Ｐ
Ｎ符号及びマンチェスタ符号化ＰＮ符号の駆動クロック
信号と中間周波搬送波信号を生成し、拡散クロックと局
部発振信号、中間周波信号を同期させたこと、更には、
（２１）前記（２０）において、送信側では、前記（１
９）記載の送信回路を用い、受信側では、電圧制御発振
器の出力を局部発振信号として用いる一方、該電圧制御
発振器の出力を分周器により分周してＰＮ符号及びマン
チェスタ符号化ＰＮ符号の駆動クロック信号を生成し、
受信信号と局部発振信号を掛合わせてベースバンド拡散
信号を生成し、該ベースバンド拡散信号とＰＮ符号及び
マンチェスタ符号化ＰＮ符号を夫々掛合わせて低域通過
フィルタに通し、第１の復調信号と第２の復調信号を得
ること、更には、（２２）前記（１６）〜（２１）のい
ずれかにおいて、情報信号を多値化した後の第１の復調
信号と第２の復調信号間の相互相関が小さくなるよう
に、情報信号にスクランブル等を施したものを伝送情報
信号に用いることを特徴としたものである。以下、本発
明の実施例について説明する。

【００１１】図１（ａ),(ｂ）は、本発明によるスペク
トル拡散通信方式の一実施例を説明するための構成図
で、図（ａ）は送信機、図（ｂ）は受信機である。図
中、１はＰＮ符号発生器、２ａ〜２ｅは乗算器、３は加
算器、４ａ〜４ｄは乗算器、５はＰＮ符号発生器、６
ａ，６ｂは低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、７は電圧制御
発振器、８はループフィルタである。本発明では、図２
（ａ）に示すようなＰＮ符号と、図２（ｂ）に示すよう
な、前記ＰＮ符号をマンチェスタ符号化したＰＮ符号
（ＭＰＮ）を用いてスペクトル拡散を行なう。なお、マ
ンチェスタ符号化とは、符号［１］に対しては、符号
［１，０］を割当て、符号［０］に対しては、符号
［０，１］を割当てて、直流成分を除去するための符号
化方式である。また、以下に説明するＰＮ符号には、Ｍ
系列、Ｇ系列、Ｋ系列などが含まれる。

【００１２】まず、請求項１について説明する。拡散符
号としてＰＮ符号と、該ＰＮ符号をマンチェスタ符号化
したＰＮ符号（ＭＰＮ）を用意し、夫々を情報信号で変
調して足し合わせたものを伝送信号としたものである。

【００１３】次に、請求項２について説明する。請求項
２は請求項１の伝送信号を生成するための送信機の構成
を示したものである。クロック発生器の出力をＰＮ発生
器１に入力して図２（ａ）のようなＰＮを発生させ、こ
れとクロック信号を乗算器２ｂにより掛合わせて図２
（ｂ）のようなＭＰＮを生成する。次に、ディジタル情
報信号を２系統用意し、情報信号１とＰＮ、情報信号２
とＭＰＮを夫々乗算器２ａ，２ｃにより掛合わせ、乗算
した結果を加算器３で足し合わせて送信信号とする。

【００１４】次に、請求項３について説明する。請求項
３は請求項１の伝送信号を受信して、情報信号を再生す
る受信機の構成を示したものである。電圧制御発振器７
の出力をクロック信号として、送信側と同様にＰＮ符号
発生器５と乗算器４ｂにより送信側と同一系列のＰＮと
ＭＰＮを生成し、受信信号を２系統に分けて夫々ＰＮ、
ＭＰＮを乗算器４ａ，４ｃにより掛合わせて低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）６ａ，６ｂを通すことにより夫々の相
関を求める。

【００１５】ＰＮ及びＭＰＮの符号の自己相関及び相互
相関を求めると、図３（ａ）〜（ｃ）のようになる。横
軸を２つの符号間の遅延時間、縦軸を相関出力として、
図３（ａ）はＰＮの自己相関、図３（ｂ）はＭＰＮの自
己相関、図３（ｃ）はＰＮとＭＰＮの相互相関特性を各
々示す。これを用いて受信信号にＰＮ符号成分のみが入
力された場合を考えると、図１（ｂ）のＩ点にはＰＮの
自己相関（図３（ａ））に情報信号１を掛けたものが現
れる。同時期には遅延時間は零だから、Ｉ点には復調信
号１が再生されることになる。一方、Ｑ点にはＰＮとＭ
ＰＮの相互相関（図３（ｃ））に情報信号１を掛けたも
のが現れる。同時期には遅延時間は零だから、Ｑ点には
何も出力されないことになる。ループフィルタ８の出力
には、Ｉ点とＱ点の信号の積の直流成分が出力されるか
ら、その特性は図３（ａ）と図３（ｃ）を掛合わせた図
４（ａ）のようになる。２信号を掛ける時点で同じ情報
信号１を２回掛けるため、この特性は情報信号の影響を
受けない。

【００１６】同様に、受信信号にＭＰＮ符号成分のみが
入力された場合を考えると、Ｉ点にはＰＮとＭＰＮの相
互相関（図３（ｃ））に情報信号２を掛けたものが現れ
る。同期時には遅延時間は零だから、Ｉ点には何も出力
されない。一方、Ｑ点にはＭＰＮの自己相関（図３
（ｂ））に情報信号１を掛けたものが現れる。同期時に
は遅延時間は零だから、Ｑ点には復調信号２が再生され
ることになる。ループフィルタ８の出力には、Ｉ点とＱ
点の信号の積の直流成分が出力されるから、その特性は
図３（ｂ）と図３（ｃ）を掛合わせた図４（ｂ）のよう
になる。２信号を掛ける時点で同じ情報信号２を２回掛
けるため、この特性は情報信号の影響を受けない。実際
には、ＰＮとＭＰＮが同時に変調されて受信されるた
め、ループフィルタ８の出力には図４（ａ）と図４
（ｂ）の特性を足し合わせた図４（ｃ）のような特性が
現れる。これを同期制御信号として、電圧制御発振器の
発振周波数を制御し、符号間の遅延時間を零にする。同
期が達成されると、図１（ｂ）のＩ点とＱ点に夫々復調
信号１，２のみが現れる。

【００１７】問題点として、ＰＮとＭＰＮを同時に受信
したことに伴う、相互干渉の問題がある。Ｉ点に現れる
情報信号１で変調されたＭＰＮとＰＮの相互相関特性
（図３（ｃ））と、Ｑ点に現れる情報信号２で変調され
たＰＮとＭＰＮの相互相関特性（図３（ｃ））とを掛合
わせた図４（ｄ）の成分がループフィルタ８の出力に現
れる。但し、この特性は情報信号によって局性が反転
し、反転した場合は点線のようになる。情報信号が擬似
雑音状の場合には直流成分は零とみなせるので、同期制
御にはあまり影響しない。同様にして、Ｉ点に現れる情
報信号１で変調されたＰＮとＰＮの自己相関特性（図３
（ａ））と、Ｑ点に現れる情報信号２で変調されたＭＰ
ＮとＭＰＮの自己相関特性（図３（ｂ））とを掛合わせ
た図４（ｅ）の成分がループフィルタ８の出力に現れ
る。この特性も情報信号によって局性が反転し、反転し
た場合は点線のようになる。情報信号が擬似雑音状の場
合には直流成分は零とみなさせるので、この成分も同期
制御にはあまり影響しない。

【００１８】以上はベースバンドにおいての変復調につ
いて説明した。次に、請求項４について説明する。図５
（ａ）,（ｂ）は、本発明によるスペクトル拡散通信方
式の他の実施例を示す図で、無線帯域で使用するもので
ある。図中、９，１１は乗算器、１０，１２は局部発振
器、１３ａ，１３ｂ，１３ｃは帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）、１４は２分周回路、１５はＩＦ搬送波再生回路
で、その他、図１と同じ作用をする部分は同一の符号を
付してある。

【００１９】図１と異なる点は、送信受信端で局部発振
器１０，１２の出力との乗算を行なって周波数変換し、
アンテナを用いて無線伝送している点と、受信側で周波
数変換する際に中間周波信号を用いている点が挙げられ
る。中間周波帯で相関を求めるために、拡散符号を乗算
して逆拡散した後にＬＰＦ６ａ，６ｂではなく、ＢＰＦ
１３ａ，１３ｂを通して相関を取っている。２つの相関
出力には情報信号以外に中間周波における搬送波成分が
入っている。ループフィルタ８には同じ搬送波成分が２
回掛けられることになり、直流成分は図４と同じ相関特
性を示すため、これをそのまま同期制御信号として使用
できる。情報信号の復調には搬送波成分を取除くため
に、搬送波の再生が必要である。そのため、相関出力の
一方を２乗し、２次高調波のみを通すＢＰＦ１３ｃを通
して出力を２分周回路１４に入力し、搬送波を再生す
る。これと、２つの相関出力を乗算器４ｅ，４ｆで乗算
してＬＰＦ６ａ，６ｂに通すことにより２つの情報信号
を再生する。

【００２０】次に、請求項５について説明する。図６
（ａ）,（ｂ）は、本発明によるスペクトル拡散通信方
式の更に他の実施例の構成図で、図（ａ）は送信機、図
（ｂ）は受信機である。図中、１６はＮ分周器、１７は
局部発振器、１８ａ，１８ｂは帯域通過フィルタ、１９
はＭ分周器、２０はＬ逓倍回路で、その他、図５と同じ
作用をする部分は同一の符号を付してある。

【００２１】請求項４との違いは、拡散クロック信号と
局部発振信号と中間周波搬送波を同期させた点にある。
送信側では、発振周波数ｎｆｃの局部発振器１７の出力
を分周器１６でｎ分周したものをＰＮ符号発生器１のク
ロック信号として用いて同期させている。受信側では、
電圧制御発振器７の出力ＭｆｃをＭ分周したものをＰＮ
符号発生器５のクロック信号ｆｃとして用いて同期させ
ている。さらに、これを逓倍回路２０でＬ逓倍した周波
数Ｌｆｃの信号を中間周波搬送波として用いている（但
し、Ｌ＝｜Ｍ−Ｎ｜）。搬送波と拡散クロックを同期さ
せたことで、中間周波搬送波の再生回路が不要になる。

【００２２】図７は、請求項５の受信機の他の実施例を
示す図で、図中、２１はＫ分周器、２２はＬ分周器で、
その他、図６と同じ作用をする部分は同一の符号を付し
てある。この実施例は、図６の逓倍回路の代りに分周器
を用いた例である。送信側は同じなので、受信機につい
て説明する。電圧制御発振器７の出力ＫＬｆｃを分周器
２１でＫ分周したものを中間周波搬送波として用いてい
る。さらに、これをＬ分周したものをＰＮ符号発生器５
のクロック信号ｆｃとして用いて同期させている（但
し、ＫＬ±Ｌ＝Ｎ）。

【００２３】次に、請求項６について説明する。図８
は、本発明によるスペクトル拡散通信方式の受信機の更
に他の実施例を示す図で、図中、２３はＮ分周器で、そ
の他、図７と同じ作用をする部分は同一の符号を付して
ある。この実施例は、請求項５において中間周波搬送波
の周波数を零としたものである。送信側は同じなので、
受信機について説明する。電圧制御発振器７の出力Ｎｆ
ｃを分周器２３でＮ分周したものをＰＮ符号発生器５の
クロック信号ｆｃとして用いて同期させている。高周波
回路部でいきなりベースバンド拡散信号に変換されるの
で、相関出力をＬＰＦ６ａ，６ｂに通すことで２つの復
調信号を得られる。回路的には図１（ｂ）に近く、中間
周波回路を用いない分だけ回路が簡単になっている。

【００２４】次に、請求項７について説明する。請求項
７は、請求項１〜６で用いる情報信号に関するものであ
る。請求項３の説明で述べた通り、ＰＮとＭＰＮを同時
に受信した場合には相互干渉成分が生じる。２つの情報
信号間に相関が小さい場合はあまり影響しないが、大き
い場合は同期はずれや誤り率の増大を招く。これを防ぐ
ために情報信号の少なくとも一方に図２に示したような
マンチェスタ符号化を施すことにより情報信号の直流成
分を零にし、相互干渉成分の影響を小さくすることが出
来る。

【００２５】最後に、請求項８について説明する。図９
は、本発明によるスペクトル拡散通信方式の送信機の更
に他の実施例を示す図で、図中、２４ａ〜２４ｃは排他
的論理和ゲート（ＥＸＯＲ）、２５は論理積ゲート、２
６は排他的論理和ゲート（ＥＸＯＲ）、２７は３ステー
トバッファである。この実施例は、送信回路をディジタ
ル化することにより送信機を簡単化し、低コスト化する
ものである。図１（ａ）の送信機の出力は情報信号を±
１とした場合、０，±２の３値しか取らない。そこで、
図９のような回路を構成すれば、殆ど全てをディジタル
回路化できる。乗算器の代りに排他的論理和ゲート２４
ａ〜２４ｃを用い、加算器の代りに３ステートバッファ
２７と排他的論理和ゲート２６、論理積ゲート２５を用
いて３値出力を可能としている。

【００２６】このように、本発明は、搬送波には同じも
のを用い、拡散信号として１つのＰＮ符号とこれをマン
チェスタ符号化した符号（ＭＰＮ）を用い、夫々につい
て情報変調を行なう構成を取っている。そのため、送受
信機夫々においてＰＮ符号発生器は１つで良く、電力の
合成分配まではベースバンド信号又は中間周波信号で行
なわれ、高周波回路は周波数変換部のみに限られるの
で、高周波回路部の構成がとても簡単になる。さらに送
信回路は高周波部以外を全てディジタル回路化できるた
め、コストを下げられる。

【００２７】前述した実施例において、搬送波は共通と
し拡散信号として１つのＰＮ符号とこれをマンチェスタ
符号化したＰＮ符号（ＭＰＮ）を用い夫々について情報
変調を行う構成を取っている。そのため、送受信機の夫
々において、ＰＮ符号発生器は１つで良く、電力の合成
分配まではベースバンド信号又は中間周波信号で行わ
れ、高周波回路は周波数変換部のみに限られるので、高
周波回路部の構成がとても簡単になる。さらに、送信回
路は高周波部以外を全てディジタル回路化できるため、
コストを下げられる。しかしながら、これらにおける同
期制御信号の遅延弁別特性は線形でなく、また、データ
信号によっては同期信号を越える相互干渉を生じること
があった。

【００２８】そこで、以下の実施例ではこの点を解決
し、ＰＮ符号に工夫を懲らすことにより、相互干渉の影
響を軽減し、また、線形な遅延弁別特性を持たせるよう
にしたスペクトル拡散通信方式について説明する。本実
施例では、図１１（ａ）に示すようなＰＮ符号と、図１
１（ｂ）に示すような前記ＰＮ符号をマンチェスタ符号
化したＰＮ符号（ＭＰＮ）及び元のＰＮ符号を１／２チ
ップ進めたＰＮ符号と１／２チップ遅らせたＰＮ符号の
和ＰＮ符号（図１１（ｃ），ＷＰＮ符号）と差ＰＮ符号
（図１１（ｄ），ＤＰＮ符号）を用いてスペクトル拡散
を行う。

【００２９】図１０は、本発明によるスペクトル拡散通
信方式の更に他の実施例（請求項９，１０）を示す図
で、受信機の構成を示している。なお、送信機は図１
（ａ）と同様である。図中、３１ａ，３１ｂは１／２チ
ップ遅延回路、３２は加算器で、その他、図１と同じ作
用をする部分は同一の符号を付してある。送信側では、
クロック発振器により駆動された符号発生器を用いてＰ
Ｎ符号と、該ＰＮ符号をクロック信号と乗算してマンチ
ェスタ符号化したＰＮ符号を生成し、夫々を乗算器を用
いて情報信号で変調し、加算器で加算したものを送信信
号としている。図１（ａ）の送信機では、２値位相変調
の例を示しているが、多値振幅変調の構成も可能であ
る。

【００３０】一方、図１０に示す受信側では、送信側と
同様にしてＰＮ符号発生器５によりＰＮ符号を生成し、
これを１／２チップ遅延回路３１ｂで１／２チップ遅ら
せたものとクロック信号を乗算してマンチェスタ符号化
したＰＮ符号（ＭＰＮ）を生成し、さらに元のＰＮ符号
と２段の１／２チップ遅延回路３１ａで１チップ遅らせ
たＰＮ符号を加算器３２で加算した結果得られる和ＰＮ
符号（ＷＰＮ）を生成し、ＭＰＮとＷＰＮの２つの系列
夫々について相関器により受信信号との相関を取り、２
系統の復調信号として再生する。一方、２つの相関出力
を乗算器４ｄにより乗算してループフィルタ８により直
流分のみを取り出して符号の同期制御信号を生成し、こ
れで電圧制御発振器７の出力の周波数を制御して、これ
をＰＮ符号の駆動クロックとすることによりＰＮ符号の
同期をはかる。

【００３１】図１２（ａ）〜（ｄ）は、復調及び周期制
御の仕組みを説明するための図で、ＰＮ，ＭＰＮ及びＷ
ＰＮの各系統の相互相関及び自己相関の特性を示す。横
軸を２つの符号間の遅延時間、縦軸を相関出力として、
図（ａ）はＰＮとＷＰＮの相互相関、図（ｂ）はＰＮと
ＭＰＮの相互相関、図（ｃ）はＭＰＮとＷＰＮの相互相
関、図（ｄ）はＭＰＮの自己相関を示す。

【００３２】これを用いて、受信信号にＰＮ符号成分の
みが入力された場合を考えると、図１０のＩ点にはＰＮ
とＷＰＮの相互相関（図１２（ａ））に情報信号１を掛
けたものが現れる。同期時には遅延時間は零だから、Ｉ
点には復調信号１が再生されることになる。一方、Ｑ点
にはＰＮとＭＰＮの相互相関（図１２（ｂ））に情報信
号１を掛けたものが現れる。同時期には遅延時間は零だ
から、相関出力も零で、Ｑ点には何も出力されないこと
になる。ループフィルタ出力には、Ｉ点とＱ点の信号の
積の直流成分が出力されるから、その特性は図１２
（ａ）と図１２（ｂ）を掛合わせた図１３（ａ）のよう
になる。２信号を掛ける時点で同じ情報信号１を２回掛
けるため、ループフィルタ出力の特性は情報信号の影響
を受けない。

【００３３】同様に、受信信号にＭＰＮ符号成分のみが
入力された場合を考えると、Ｉ点にはＭＰＮとＷＰＮの
相互相関（図１２（ｃ））に情報信号２を掛けたものが
現れる。同時期には遅延時間は零だから、Ｉ点には何も
出力されない。一方、Ｑ点にはＭＰＮの自己相関（図１
２（ｄ））に情報信号２を掛けたものが現れる。同期時
には遅延時間は零だから、Ｑ点には復調信号２が再生さ
れることになる。ループフィルタ出力には、Ｉ点とＱ点
の信号の積の直流成分が出力されるから、その特性は図
１２（ｃ）と図１２（ｄ）を掛合わせた図１３（ｂ）の
ようになる。２信号を掛ける時点で同じ情報信号２を２
回掛けるため、この特性は情報信号の影響を受けない。

【００３４】実際には、ＰＮとＭＰＮが同時に変調され
て受信されるため、ループフィルタ出力には、図１２
（ａ）と図１２（ｂ）の特性を足し合わせたような特性
が現れる。これを同期制御信号として、電圧制御振器の
発振周波数を制御し、符号間の遅延時間を零にする。同
期が達成されると、図１０のＩ,Ｑ点には夫々復調信号
１,２のみが現れる。

【００３５】問題点として、ＰＮとＭＰＮを同時に受信
したことに伴う相互干渉の問題がある。Ｉ点に現れる情
報信号１で変調されたＰＮとＷＰＮの相互相関特性（図
１２（ａ））とＱ点に現れる情報信号２で変調されたＭ
ＰＮの自己相互相関特性（図１２（ｄ））を掛合わせた
図１３（ｃ）の成分がループフィルタ出力に現れる。但
し、この特性は情報信号によって極性が反転し、反転し
た場合は点線のようになる。情報信号が疑似雑音状の場
合には、直流成分は零とみなせるので、同期制御にはあ
まり影響しない。同様にして、Ｑ点に現れる情報信号１
で変調されたＰＮとＭＰＮの相互相関特性（図１２
（ｂ））とＩ点に現れる情報信号２で変調されたＭＰＮ
とＷＰＮの相互相関特性（図１２（ｃ））を掛合わせた
図１３（ｃ）の成分がループフィルタ出力に現れる。こ
の特性も情報信号によって極性が反転し、反転した場合
は点線のようになる。情報信号が疑似雑音状の場合に
は、直流成分は零とみなせるので、この成分も同期制御
にはあまり影響しない。本発明によれば、受信側にもＰ
ＮとＭＰＮを用いた従来の方式に比べ、同期制御信号の
最大振幅が大きくなり、同期点近傍での特性が線形にな
るため、同期範囲が広がると共に、同期追従特性が向上
する。

【００３６】図１４は、本発明によるスペクトル拡散通
信方式の更に他の実施例（請求項１１）を示す図で、受
信機の構成を示している。図中、３３は減算器、３４は
１チップ遅延回路で、その他、図１０と同じ作用をする
部分は同一の符号を付してある。この実施例では、図１
０に示す実施例の受信側におけるマンチェスタ符号化し
たＰＮ符号（ＭＰＮ）の代りに、元のＰＮ符号を遅延回
路３４を用いて１／２チップ進ませたＰＮ符号と１／２
チップ遅らせたＰＮ符号を減算器３３で減算した結果得
られる差ＰＮ符号（ＤＰＮ）を用いている。その結果、
図１０に示す２つの１／２チップ遅延回路３１ａ，３１
ｂを１つの１チップ遅延回路３４に置き換えた図１４の
構成が可能である。

【００３７】図１０に示す実施例と異なる点を以下に説
明する。ＰＮ符号発生器５の出力を１チップ遅延回路３
４に入力し、該遅延回路３４の入出力信号を加算器３２
及び減算器３３を用いて加減算し、ＷＰＮ及びＤＰＮの
２つのＰＮ符号を生成している。この２つのＰＮ符号を
逆拡散に使用した場合の受信信号との相関特性及びルー
プフィルタ８の出力信号の遅延弁別特性を図１０に示す
実施例の場合と同様に求めると、図１５及び図１６のよ
うになる。図１３の場合と図１６を比較すると、図１４
に示す実施例の場合の方が同期制御信号の振幅が２倍大
きく、相互干渉成分の最大振幅は変らないので、同期の
安定度は高くなる。

【００３８】図１７は、本発明によるスペクトル拡散通
信方式の更に他の実施例（請求項１２）を示す図で、送
信機の構成を示している。図中、３５ａ，３５ｂは１／
２チップ遅延回路、３６は加減算器で、その他、図１と
同じ作用をする部分は同一の符号を付してある。この実
施例は、図１４に示す実施例で用いた１チップ離れたＰ
Ｎ符号の差を取った差ＰＮ符号（ＤＰＮ）をマンチェス
タ符号化ＰＮ符号（ＭＰＮ）の代りに送信側に適用した
ものである。符号生成部は、図１０に用いた符号生成部
をそのまま送信部に適用したものであり、前記実施例の
場合と同様に符号の同期制御及び２系統の信号の復調が
可能である。

【００３９】図１８は、本発明によるスペクトル拡散通
信方式の更に他の実施例（構成１３）を示す図で、送信
機の構成を示している。図中、３７はＡＮＤゲート、３
８はＸＮＯＲゲート、３９は３ステートバッファで、そ
の他、図１７と同じ作用をする部分は同一の符号を付し
てある。図１８に示す実施例は、図１７に示す実施例に
おけるＰＮ符号とＤＰＮ符号に関し、ＰＮ符号の振幅を
２倍にするかＤＰＮ符号の振幅を半分にすることによ
り、両者の符号の振幅を等しくしたものである。これに
より、両符号に重畳された情報信号の誤り率の不均衡を
改善できる。図１８に示す送信機は、単純に減算する
と、０，±２の３値になる回路を３ステートバッファ３
９とＡＮＤゲート３７，ＸＮＯＲゲート３８を用いて
０，±１の３値に変換し、ＤＰＮの振幅を半分にしてい
る。これにより、符号化部をディジタル回路のみで構成
できる。

【００４０】図１９は、本発明によるスペクトル拡散通
信方式の更に他の実施例（構成１４）を示す図で、受信
機の構成を示している。送信信号を搬送波に載せること
により、無線通信等への適用を可能ならしめるものであ
る。図１９に、無線化し、さらに情報信号として多値変
調を用いた場合の例を示す。

【００４１】送信側では、送信回路出力にさらに局部発
振器からの搬送波（周波数ｆ_L）を乗算器で掛合わせて
送信信号とし、受信側では、受信信号を局部発振器から
の搬送波（周波数ｆ_L±ｆ_IF）と掛合わせて中間周波信
号（周波数ｆ_IF）に変換し、これを送信側と同様にして
生成したＷＰＮやＭＰＮ（又はＤＰＮ）と掛合わせて帯
域通過フィルタ（ＢＰＦ）を通して夫々の相関を求め、
さらにこの２つの相関結果を乗算器で掛合わせ、ループ
フィルタ８により直流分を取り出して符号の同期制御信
号を生成し、これで電圧制御発振器のクロック周波数を
制御して符号同期回路を構成する一方、２つの相関出力
の一方を取り出して乗算器により２乗し、中心周波数２
ｆ_IFのＢＰＦを通し、これを分周回路１４で２分周して
中間周波搬送波を再生し、これと２つの相関出力を乗算
器により乗算し、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）に通して
夫々復調信号１，復調信号２を得る。

【００４２】構成１５は、同期制御信号の特性を悪化さ
せる相互干渉成分を軽減するために、情報信号の直流成
分を低減するための方法を提供するものである。そのた
めには、２つの情報信号の一方又は両方に情報信号の直
流成分を除くような符号化（マンチェスタ符号化，スク
ランブル化等）を施せばよい。

【００４３】以下に、請求項１３〜１５及び構成１６〜
２２について説明する。この実施例は、搬送波には同じ
ものを用い、拡散信号として１つのＰＮ符号とこれをマ
ンチェスタ符号化したＰＮ符号（ＭＰＮ）を用い、夫々
について多値変調を行う構成を取っている。そのため、
送受信機夫々においてＰＮ符号発生器は１つで良く、電
力の合成分配まではベースバンド信号又は中間周波信号
で行われ、高周波回路は周波数変換部のみに限られるの
で、高周波回路部の構成がとても簡単になる。さらに、
２値の方式に多値化回路と多値識別回路を付加するだけ
で多値の情報伝送が可能になるため、コストをそれほど
掛けることなく、高速情報伝送が可能になる。

【００４４】図２０（ａ）,（ｂ）は、本発明によるス
ペクトル拡散通信方式の更に他の実施例（請求項１３〜
１５）を示す構成図で、図中、２８ａ，２８ｂは多値化
回路、２９ａ，２９ｂは多値識別回路で、その他、図１
と同じ作用をする部分は同一の符号を付してある。図２
（ａ）に示すようなＰＮ符号系列と、これをマンチェス
タ符号化した図２（ｂ）に示すような符号系列を用いて
スペクトル拡散を行う。請求項１３は、以上の２つの拡
散符号夫々を情報信号で多値変調し、変調したものを足
し合わせて伝送信号とする通信方式を提供するものであ
る。

【００４５】請求項１４は、請求項１３の伝送信号を生
成するための送信機の構成を示したものである。クロッ
ク発生器の出力をＰＮ符号発生器に入力して図２（ａ）
のようなＰＮを発生させ、これとクロック信号を乗算器
により掛け合わせて図２（ｂ）のようなＭＰＮを生成す
る。次に、ｎビットのディジタル情報信号を用意し、ｎ
ビットの内ａビットを振幅的に多値化する多値化回路に
より多値信号Ｉを生成し、これとＰＮ符号を乗算器によ
り掛け合わせる。一方、残りのｂビットの信号を同様に
多値信号Ｑに変換し、これとＭＰＮ符号を乗算器により
掛け合わせ、２つの乗算結果を加算器で足し合わせて送
信信号とする。多値化回路２８ａ，２８ｂとしては、Ｄ
／Ａコンバータを用いるか、減衰器とダイオードスイッ
チの組合せにより可変減衰器を用いる方法等が考えられ
る。多値化するに当っては、ａビットの情報を０〜２の
ａ乗−１までのデータに変換する方法がよく用いられる
が、これに限るものではなく、さらに冗長ビットを加え
て符号化と組合せる等、色々な方法が考えられる。

【００４６】請求項１５は、請求項１３の伝送信号を受
信して情報信号を再生する受信機の構成を示したもので
ある。電圧制御発振器出力をクロック信号として、送信
側と同様にＰＮ符号発生器と乗算器により送信側と同一
系列のＰＮとＭＰＮを生成し、受信信号を２系統に分け
て夫々ＰＮ，ＭＰＮを掛け合わせて低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）を通すことにより、夫々の相関を求め、多値
信号Ｉ,Ｑを再生する。最期に、多値識別回路２９ａ，
２９ｂにより多値データから夫々ａビット，ｂビット
（合わせてｎビット）のディジタルデータを再生し、デ
ータ復調を行う。多値識別回路２９ａ，２９ｂとして
は、Ａ／Ｄコンバータを用いたり、幾つかのコンパレー
タを用いて異なる基準電圧と比較することによりデータ
を再生する方法等が考えられる。

【００４７】ＰＮ及びＭＰＮの符号の自己相関及び相互
相関を求めると図３のようになる。横軸を２つの符号間
の遅延時間，縦軸を相関出力として、図３（ａ）はＰＮ
の自己相関，図３（ｂ）はＭＰＮの自己相関，図３
（ｃ）はＰＮとＭＰＮの相互相関特性を示す。これを用
いて、受信信号にＰＮ符号成分のみが入力された場合を
考えると、図２０（ｂ）のＩ点にはＰＮの自己相関図３
（ａ）に多値情報信号Ｉを掛けたものが現れる。同期時
には遅延時間は零だから、Ｉ点には多値信号Ｉが再生さ
れることになる。一方、Ｑ点にはＰＮとＭＰＮの相互相
関図３（ｃ）に多値情報信号Ｉを掛けたものが現れる。
同期時には遅延時間は零だから、Ｑ点には何も出力され
ないことになる。ループフィルタ出力には、Ｉ点とＱ点
の信号の積の直流成分が出力されるから、その特性は自
己相関図３（ａ）と相互相関図３（ｃ）を掛け合わせた
図４（ａ）のようになる。２信号を掛ける時点で同じ多
値信号Ｉを２回掛けるため、この特性の極性は情報信号
の影響を受けない。

【００４８】同様に、受信信号にＭＰＮ符号成分のみが
入力された場合を考えると、Ｉ点にはＰＮとＭＰＮの相
互相関（図３（ｃ））に多値情報信号Ｑを掛けたものが
現れる。同期時には遅延時間は零だから、Ｉ点には何も
出力されない。一方、Ｑ点にはＭＰＮの自己相関（図３
（ｂ））に多値情報信号Ｑを掛けたものが現れる。同期
時には遅延時間は零だから、Ｑ点には多値信号Ｑが再生
されることになる。ループフィルタ８の出力には、Ｉ点
とＱ点の信号の積の直流成分が出力されるから、その特
性は自己相関（図３（ａ））と相対相関（図３（ｃ））
を掛合わせた図４（ｂ）のようになる。２信号を掛ける
時点で同じ多値情報信号Ｑを２回掛けるため、この特性
の極性は情報信号の影響を受けない。

【００４９】実際には、ＰＮとＭＰＮが同時に変調され
て受信されるため、ループフィルタ出力には図３（ａ）
と図３（ｂ）の特性を足し合わせた図４（ｃ）のような
特性が現れる。これを同期制御信号として、電圧制御発
振器の発振周波数を制御し、符号間の遅延時間を零にす
る。同期が達成されると、図２０（ｂ）のＩ，Ｑ点には
夫々多値信号Ｉ，Ｑのみが現れる。

【００５０】問題点として、ＰＮとＭＰＮを同時に受信
したことに伴う、相互干渉の問題がある。Ｉ点に現れる
多値情報信号Ｉで変調されたＭＰＮとＰＮの相互相関特
性図３（ｃ）と、Ｑ点に現れる多値情報信号Ｑで変調さ
れたＰＮとＭＰＮの相互相関特性図３（ｃ）を掛合わせ
た図４（ｄ）の成分がループフィルタ出力に現れる。但
し、この特性は情報信号によって局性が反転し、反転し
た場合は点線のようになる。多値情報信号が擬似雑音状
の場合には直流成分は零とみなせるので、同期制御には
あまり影響しない。同様にして、Ｉ点に現れる情報信号
Ｉで変調されたＰＮとＰＮの自己相関特性図３（ａ）
と、Ｑ点に現れる多値情報信号Ｑで変調されたＭＰＮと
ＭＰＮの自己相関特性図３（ｂ）を掛合わせた図４
（ｅ）の成分がループフィルタ出力に現れる。この特性
も情報信号によって局性が反転し、反転した場合は点線
のようになる。情報信号が擬似雑音状の場合には直流成
分は零とみなさせるので、この成分も同期制御にはあま
り影響しない。

【００５１】以上はベースバンドにおいての変復調につ
いて述べたが、次に、これを無線帯域で使用した場合に
ついて説明する。図２１（ａ),(ｂ）は本発明によるス
ペクトル拡散通信方式の更に他の実施例（構成１９）を
示す構成図である。図２０に示した実施例と異なるのは
送受信端で局部発振器出力との乗算を行なって周波数変
換し、アンテナを用いて無線伝送している点と、受信側
で周波数変換する際に中間周波数信号を用いている点が
上げられる。中間周波帯での相関を求めるために、拡散
符号を乗算して逆拡散した後にＬＰＦではなくＢＰＦを
通して相関を取っている。２つ相関出力には情報信号以
外に中間周波数における搬送波成分が入っている。ルー
プフィルタには同じ搬送波成分が２回掛けられることに
なり、直流成分は図４と同じ相関特性を示すため、これ
をそのまま同期制御信号として使用できる。情報信号の
復調には搬送波成分取り除くために、搬送波の再生が必
要である。そのため、相関出力の一方を２乗し、２次高
調波のみを通すＢＰＦを通して出力を２分周回路に入力
し、搬送波を再生する。これと、２つの相関出力を乗算
器で乗算してＬＰＦに通すことにより２つの情報信号を
再生する。

【００５２】図２２（ａ),(ｂ）は、本発明によるスペ
クトル拡散通信方式の更に他の実施例（構成２０）を示
す構成図である。別述した構成１９との違いは、拡散ク
ロック信号と局部発振信号と中間周波搬送波を同期させ
た点にある。送信側では、発振周波数Nf_cの局部発振器
の出力を分周器でN分周したものをＰＮ符号発生器のク
ロック信号として用いて同期させている。受信側では、
電圧制御発振器の出力Mf_cをM分周したものをＰＮ符号発
生器のクロック信号f_cとして用い同期させている。さら
に、これを逓倍回路でL逓倍した周波数Lf_cの信号を中間
周波搬送波として用いている（但し、L=|M-N|）。搬送
波と拡散クロックを同期させたことで、中間周波搬送波
の再生回路が不要になる。

【００５３】構成２０に対する他の実施例を図２３に基
づいて説明する。これは図２２（ｂ）の逓倍回路の代り
に分周器を用いた例である。送信側は同じなので、受信
機について述べる。電圧制御発振器の出力KLF_cを分周器
でK分周したものを中間周波搬送波として用いている。
さらにこれをL分周したものをＰＮ符号発生器のクロッ
ク信号f_cとして用い同期させている（但し、KL±L=N)。

【００５４】図２４は、本発明によるスペクトル拡散通
信方式の更に他の実施例（構成２１）を示す構成図であ
る。これは構成２０において中間周波搬送波の周波数を
零としたものである。送信側は同じなので、受信機につ
いて述べる。電圧制御発振器の出力Nf_cを分周器でN分周
したものをＰＮ符号発生器のクロック信号f_cとして用い
同期させている。高周波回路部でいきなりベースバンド
拡散信号に変換されるので、相関出力をＬＰＦに通すこ
とで２つの復調信号を得られる。回路的には図２０
（ｂ）に近く、中間周波回路を用いない分、回路が簡単
になっている。

【００５５】構成２２は、請求項１３〜１５及び構成１
６〜２１で用いる情報信号に関するものである。請求項
１５の説明で述べた通り、ＰＮとＭＰＮを同時に受信し
た場合には相互干渉成分が生じる。２つの情報信号間に
相関が小さい場合はあまり影響しないが、大きい場合は
同期はずれや誤り率の増大を招く。これを防ぐためＰＮ
符号のマンチェスタ化とは別に、情報信号に対して多値
化した後の信号Ｉと信号Ｑ間の相互相関が小さくなるよ
うに、情報信号にスクランブル等を施こしておくのが有
効である。その具体例としては、ＰＮ符号のマンチェス
タ化とは別に情報信号の少なくとも一部に図２に示した
ようなマンチェスタ符号化を施こすことにより情報信号
の直流成分を零にし、相互干渉成分の影響を小さくする
方法が考えられる。

【００５６】

【効果】以上の説明から明らかなように、本発明による
と、以下のような効果がある。（１）請求項１に対応する効果：送信側でＰＮ符号と該
ＰＮ符号をマンチェスタ符号化したＰＮ符号を発生さ
せ、夫々に情報変調を掛けたものを加算して送信信号と
しているので、１つのＰＮ符号で２チャネルの情報信号
を伝送できる。（２）請求項２に対応する効果：送信機において、２チ
ャネルの情報信号の伝送に１つのＰＮ符号発生器で済む
ので、回路構成が簡単になる。（３）請求項３に対応する効果：受信機において、ＰＮ
符号発生器は１つで済み、ＰＮ符号の同相成分及び直交
成分双々に対する受信信号の相関出力の積の直流成分を
同期制御信号に用いるため、同期回路のみで２チャネル
の情報信号の復調が可能である。また、ベースバンド伝
送なので、有線及び光によるスペクトル拡散通信に適し
ている。（４）請求項４に対応する効果：送信側でＰＮとＭＰＮ
で拡散された信号を加算した後に周波数変換し、受信側
では周波数変換して中間周波に落とした後に逆拡散を行
なっているので、高周波回路部において電力の合成・分
配、位相シフトの必要がなく、高周波乗算器も送受夫々
に１つで済み、高周波部の回路構成を大幅に簡略化でき
る。このため、製作が容易になりコストも下げられる。（５）請求項５に対応する効果：局部発振器出力と拡散
クロックと中間周波搬送波を分周器と逓倍器を用いて同
期させているので、発振器の数を減らすことができ、受
信機においては中間周波数搬送波の再生回路が不要にな
るので、回路構成が簡単になりコストが下げられる。（６）請求項６に対応する効果：中間周波搬送周波数を
零とし、受信信号をいきなりベースバンド拡散信号に変
換するため、中間周波搬送波を再生し、相関出力信号か
ら搬送波成分を除去する必要がなく、受信回路を非常に
簡単に構成することが出来る。（７）請求項７に対応する効果：２つの情報信号の一方
又は両方にマンチェスタ符号化した情報信号を用いてい
るため、同期制御信号の情報信号成分による相互干渉の
影響を軽減でき、伝送特性が向上する。（８）請求項８に対応する効果：乗算器として排他的論
理和ゲートを用い、加算器としては２つの信号の積（又
は和）をＡＮＤ（ＯＲ）ゲートで求め、これを３ステー
トバッファに入力し、２信号の排他的論理和の否定をバ
ッファの出力制御信号とし、バッファ出力を抵抗を介し
て電源とグランドに接続すると共に、バッファ出力をコ
ンデンサを介して送信信号としたため、送信回路を殆ど
ディジタル化しながら３値のスペクトル拡散信号を生成
することができ、送信回路の簡単化、無調整化、ＩＣ化
により低コスト化が図れる。（９）請求項９，１０（構成９，１０）に対応する効
果：送信側でＰＮとこれをマンチェスタ符号化したもの
を発生させ、夫々に情報変調を掛けたものを加算して送
信信号とする一方、受信側では、互に１チップずれたＰ
Ｎ符号の加算ＰＮ符号とマンチェスタ符号化ＰＮ符号を
情報信号の復調及び符号の同期制御に用いているため、
従来のＰＮ符号とマンチェスタ符号化ＰＮ符号のみを用
いる方式に比較して、同期制御信号の振幅が大きくな
り、特性が同期点近傍で線形になるため、同期特性が向
上する。（１０）請求項１１（構成１１）に対応する効果：請求
項１０のマンチェスタ符号化ＰＮ系列の代りに、互に１
チップずれたＰＮ符号の差ＰＮ符号を用いたため、請求
項１２の発明以上に同期制御信号の振幅が大きくなり、
同期特性が向上する。（１１）請求項１２（構成１２）に対応する効果：送信
機において、マンチェスタ符号化ＰＮ符号の代りに、互
に１チップずれたＰＮ符号の差ＰＮ符号を用いたため、
従来より同期特性が向上する。（１２）構成１３に対応する効果：ＰＮ符号と互に１チ
ップずれたＰＮ符号の差ＰＮ符号の振幅を等しくしたた
め、バランスが良くなり、２系統の情報信号の誤り率の
不均衡を改善できる。（１３）構成１４に対応する効果：送受信端で局部発振
器と乗算器により、搬送周波帯に周波数変換しているた
め、本発明の無線通信等への適用が可能になる。（１４）構成１５に対応する効果：２つの情報信号の一
方又は両方にマンチェスタ符号化した情報信号を用いて
いるため、同期制御信号の情報信号成分による相互干渉
の影響を軽減でき、伝送特性が向上する。（１５）請求項１３（構成１６）に対応する効果：送信
側でＰＮとこれをマンチェスタ符号化したものを発生さ
せ、夫々に多値情報変調を掛けたものを加算して送信信
号としているので、１つのＰＮ符号で多数のディジタル
情報信号を伝送でき、高速伝送が可能になる（１６）請求項１４（構成１７）に対応する効果：送信
機において、多数のディジタル情報信号の伝送に１つの
ＰＮ符号発生器で済むので、回路構成が簡単になる。（１７）請求項１５（構成１８）に対応する効果：受信
機において、ＰＮ符号発生器は１つで済み、ＰＮ符号の
同相成分及び直交成分夫々に対する受信信号の相関出力
の積の直流成分を同期制御信号に用いるため、同期回路
のみで２チャンネルの多値情報信号の再生が可能であ
る。また、ベースバンド伝送なので、有線及び光による
スペクトル拡散通信に適している。（１８）構成１９に対応する効果：送信側でＰＮとＭＰ
Ｎで拡散された信号を加算した後に周波数変換し、受信
側では周波数変換して中間周波に落とした後に逆拡散を
行なっているので、高周波回路部において電力の合成・
分配、位相シフトの必要がなく、高周波乗算器も送受夫
々に１つで済み、高周波部の回路構成を大幅に簡略化で
きる。このため、製作が容易になりコストも下げられ
る。（１９）構成２０に対応する効果：局部発振器出力と拡
散クロックと中間周波搬送波を分周器と逓倍器を用いて
同期させているので、発振器の数を減らすことができ、
受信機においては中間周波搬送波の再生回路が不要にな
るので、回路構成が簡単になりコストが下げられる。（２０）構成２１に対応する効果：中間周波搬送周波数
を零とし、受信信号をいきなりベースバンド拡散信号に
変換するため、中間周波搬送波を再生し、相関出力信号
から搬送波成分を除去する必要がなく、受信回路を非常
に簡単に構成することが出来る。（２１）構成２２に対応する効果：情報信号にスクラン
ブル等を施こしているため、情報信号を多値化した後の
信号Ｉと信号Ｑ間の相互相関の直流成分を小さくでき、
同期はずれや復調誤りを軽減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるスペクトル拡散通信方式の一実
施例を説明するための構成図である。

【図２】本発明によるＰＮ符号とマンチェスタ符号化
ＰＮ符号を示す図である。

【図３】本発明によるＰＮの自己相関情報、ＭＰＮの
自己相関特性及びＰＮとＭＰＮとの相互相関特性を示す
図である。

【図４】図３の自己相関特性及び相互相関特性を掛合
わせた相関出力を示す図である。

【図５】本発明によるスペクトル拡散通信方式の他の
実施例を示す図である。

【図６】本発明によるスペクトル拡散通信方式の更に
他の実施例を示す図である。

【図７】図６における受信機の他の実施例を示す図で
ある。

【図８】図６における受信機の更に他の実施例を示す
図である。

【図９】本発明によるスペクトル拡散通信方式の送信
機の更に他の実施例を示す図である。

【図１０】本発明によるスペクトル拡散通信方式の受
信機の更に他の実施例を示す図である。

【図１１】本発明によるＰＮ符号とマンチェスタ符号
化ＰＮ符号，ＰＮ符号系列の和系列及び左系列を示す図
である。

【図１２】本発明によるＰＮ，ＭＰＮ及びＷＰＮの各
系列の相互相関及び自己相関特性を示す図である。

【図１３】図１２の自己相関特性及び相互相関特性を
掛合わせた相関出力を示す図である。

【図１４】本発明によるスペクトル拡散通信方式の受
信機の更に他の実施例を示す図である。

【図１５】本発明によるＰＮ，ＤＰＮ，ＭＰＮ及びＷ
ＰＮの各系列の相互相関及び自己相関特性を示す図であ
る。

【図１６】図１５の自己相関特性及び相互相関特性を
掛合わせた相関出力を示す図である。

【図１７】本発明によるスペクトル拡散通信方式の送
信機の更に他の実施例を示す図である。

【図１８】本発明によるスペクトル拡散通信方式の送
信機の更に他の実施例を示す図である。

【図１９】本発明によるスペクトル拡散通信方式の受
信機の更に他の実施例を示す図である。

【図２０】本発明によるスペクトル拡散通信方式の更
に他の実施例を示す図である。

【図２１】本発明によるスペクトル拡散通信方式の更
に他の実施例を示す図である。

【図２２】本発明によるスペクトル拡散通信方式の更
に他の実施例を示す図である。

【図２３】本発明によるスペクトル拡散通信方式の更
に他の実施例を示す図である。

【図２４】本発明によるスペクトル拡散通信方式の更
に他の実施例を示す図である。

【図２５】従来のスペクトル拡散通信方式の構成図で
ある。

【図２６】従来の変形コスタス形搬送波再生回路の構
成図である。

【符号の説明】

１…ＰＮ符号発生器、２ａ〜２ｅ…乗算器、３…加算
器、４ａ〜４ｄ…乗算器、５…ＰＮ符号発生器、６ａ，
６ｂ…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、７…電圧制御発振
器、８…ループフィルタ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】拡散符号として、ＰＮ符号と、該ＰＮ符
号をマンチェスタ符号化したＰＮ符号とを用意し、夫々
を情報信号で変調して足し合わせたものを伝送信号とし
たことを特徴とするスペクトル拡散通信方式。
【請求項２】送信機として、クロック発生器の出力を
ＰＮ符号発生器に入力してＰＮ符号を発生させ、該ＰＮ
符号とクロック信号を乗算器により掛合わせてマンチェ
スタ符号化ＰＮ符号を生成し、ディジタル情報信号を２
系統用意し、第１の情報信号とＰＮ符号，第２の情報信
号とマンチェスタ符号化ＰＮ符号を夫々乗算器により掛
合わせ、乗算した結果を加算器で足し合わせた信号を送
信信号としたことを特徴とする請求項１記載のスペクト
ル拡散通信方式。
【請求項３】受信機として、電圧制御発振器の出力を
クロック信号として、送信側と同様にＰＮ符号発生器と
乗算器により送信側と同一のＰＮ符号とマンチェスタ符
号化ＰＮ符号を生成し、受信信号を２系統に分けて夫々
ＰＮ符号、マンチェスタ符号化ＰＮ符号を掛合わせて低
域通過フィルタを通して夫々の相関を求め、夫々第１の
復調信号と第２の復調信号として取り出し、さらに２つ
の相関結果を乗算器で掛合わせてループフィルタにより
直流分を取り出して符号の同期制御信号を生成し、該同
期制御信号で電圧制御発振器のクロック周波数を制御し
て符号同期回路を構成したことを特徴とする請求項１又
は２記載のスペクトル拡散通信方式。
【請求項４】送信側では、請求項２記載の送信回路の
出力にさらに局部発振器からの搬送波（周波数ｆ_L）を
乗算器で掛合わせたものを送信信号とし、受信側では、
受信信号を局部発振器からの搬送波（周波数ｆ_L±
ｆ_IF）と掛合わせて中間周波信号（周波数ｆ_IF）に変換
し、該中間周波信号を送信側と同様にして生成したＰＮ
符号、マンチェスタ符号化ＰＮ符号と掛合わせて帯域通
過フィルタを通して夫々の相関を求め、さらに２つの相
関結果を乗算器で掛合わせて、ループフィルタにより直
流分を取り出して符号の同期制御信号を生成し、該同期
制御信号で電圧制御発振器のクロック周波数を制御して
符号同期回路を構成する一方、２つの相関出力の一方を
取り出して乗算器により２乗し、中心周波数２ｆ_IFの帯
域通過フィルタを通し、分周回路で２分周して中間周波
搬送波を再生し、該中間周波搬送波と２つの相関出力を
乗算器より乗算し、低域通過フィルタに通して夫々第１
の復調信号と第２の復調信号を得ることを特徴とする請
求項１，２又は３記載のスペクトル拡散通信方式。
【請求項５】送信側では、局部発振器出力を分周し、
さらに逓倍したものをＰＮ符号及びマンチェスタ符号化
ＰＮ符号の駆動クロック信号とし、受信側では、電圧制
御発振器の出力を局部発振信号として用いる一方、該電
圧制御発振器の出力を分周器及び逓倍器により分周、逓
倍して、ＰＮ符号及びマンチェスタ符号化ＰＮ符号の駆
動クロック信号と中間周波搬送波信号を生成し、拡散ク
ロックと局発信号、中間周波信号を同期させたことを特
徴とする請求項４記載のスペクトル拡散通信方式。
【請求項６】送信側では、請求項４記載の送信回路を
用い、受信側では、電圧制御発振器の出力を局部発振信
号として用いる一方、該電圧制御発振器の出力を分周器
により分周してＰＮ符号及びマンチェスタ符号化ＰＮ符
号の駆動クロック信号を生成し、受信信号と局部発生信
号を掛合わせていきなりベースバンド拡散信号を生成
し、該ベースバンド拡散信号とＰＮ符号及びマンチェス
タ符号化ＰＮ符号を夫々掛合わせて低域通過フィルタに
通し、第１の復調信号と第２の復調信号を得ることを特
徴とする請求項５記載のスペクトル拡散通信方式。
【請求項７】２つの情報信号の一方又は両方にマンチ
ェスタ符号化した情報信号を用いたことを特徴とする請
求項１〜６いずれか１項に記載のスペクトル拡散通信方
式。
【請求項８】送信機において、乗算器として排他的論
理和ゲートを用い、加算器としては２つの信号の積又は
和をＡＮＤゲート又はＯＲゲートで求め、これを３ステ
ートバッファに入力し、２信号の排他的論理和の否定を
バッファの出力制御信号とし、バッファ出力を抵抗を介
して電源とグランドに接続すると共に、バッファ出力を
コンデンサを介して送信信号としたことを特徴とする請
求項１〜７いずれか１項に記載のスペクトル拡散通信方
式。
【請求項９】拡散符号として、ＰＮ符号と、該ＰＮ符
号をマンチェスタ符号化したＰＮ符号と、前記ＰＮ符号
を遅延回路を用いて得られたＰＮ符号を加算した和ＰＮ
符号と、減算した差ＰＮ符号とを用いたことを特徴とす
るスペクトル拡散通信方式。
【請求項１０】送信側では、クロック発振器により駆
動された符号発生器を用いてＰＮ符号と、該ＰＮ符号を
クロック信号と乗算してマンチェスタ符号化したＰＮ符
号を生成し、夫々を乗算器を用いて情報信号で変調し、
加算器で加算したものを送信信号とする一方、受信側で
は、送信側と同様にして同一のＰＮ符号を生成し、遅延
回路を用いて該ＰＮ符号を１／２チップ進ませたＰＮ符
号と１／２チップ遅らせたＰＮ符号を加算器で加算した
結果得られる和ＰＮ符号と、元のＰＮ符号をクロック信
号と乗算してマンチェスタ符号化したＰＮ符号の２つの
ＰＮ符号を生成し、夫々について相関器により受信信号
との相関を取って２系統の復調信号として生成する一
方、２つの相関出力を乗算器により乗算して低域通過フ
ィルタにより直流分のみを取り出して符号の同期制御信
号を生成し、該同期制御信号により電圧制御発振器出力
の周波数を制御して、該電圧制御発振器出力をＰＮ符号
の駆動クロックとすることにより符号同期回路を構成し
たことを特徴とする請求項９記載のスペクトル拡散通信
方式。
【請求項１１】受信側におけるマンチェスタ符号化し
たＰＮ符号の代りに、元のＰＮ符号を遅延回路を用いて
１／２チップ進ませたＰＮ符号と１／２チップ遅らせた
ＰＮ符号を減算器で減算した結果得られる差ＰＮ符号を
用いたことを特徴とする請求項１０記載のスペクトル拡
散通信方式。
【請求項１２】送信側におけるマンチェスタ符号化し
たＰＮ符号の代りに、元のＰＮ符号を遅延回路を用いて
１／２チップ進ませたＰＮ符号と１／２チップ遅らせた
ＰＮ符号を減算器で減算した結果得られる差ＰＮ符号を
用いたことを特徴とする請求項１０又は１１記載のスペ
クトル拡散通信方式。
【請求項１３】拡散符号として、ＰＮ符号と、該ＰＮ
符号をマンチェスタ符号化したＰＮ符号とを用意し、夫
々を情報信号で多値変調して足し合わせたものを伝送信
号としたことを特徴とするスペクトル拡散通信方式。
【請求項１４】送信機として、クロック発生器の出力
をＰＮ符号発生器に入力してＰＮ符号を発生させ、該Ｐ
Ｎ符号とクロック信号を乗算器により掛合わせてマンチ
ェスタ符号化ＰＮ符号を生成し、ｎビットパラレルのデ
ィジタル情報信号を用意し、ｎビットの内のａビットを
多値化回路により多値信号化してＰＮ符号と乗算器によ
り掛け合わせる一方、残りのｂ（=n-a）ビットを同様に
多値化回路により多値信号化してマンチェスタ符号化Ｐ
Ｎ符号を乗算器により掛け合わせ、２つの乗算器出力を
加算器で足し合わせた信号を送信信号としたことを特徴
とする請求項１３記載のスペクトル拡散通信方式。
【請求項１５】受信機として、電圧制御発振器の出力
をクロック信号として、送信側と同様にＰＮ符号発生器
と乗算器により送信側と同一のＰＮ符号とマンチェスタ
符号化ＰＮ符号を生成し、受信信号を２系統に分けて夫
々ＰＮ符号、マンチェスタ符号化ＰＮ符号を掛合わせて
低域通過フィルタを通して夫々の相関を求め、夫々第１
の復調信号と第２の復調信号として取り出し、さらに２
つの相関結果を乗算器で掛合わせてループフィルタによ
り直流分を取り出して符号の同期制御信号を生成し、該
同期制御信号で電圧制御発振器のクロック周波数を制御
して符号同期回路を構成する一方、相関出力として得ら
れた第１の復調信号と第２の復調信号から多値識別回路
により元のディジタルデータに変換し、復調信号を得る
ようにしたことを特徴とする請求項１３又は１４記載の
スペクトル拡散通信方式。