JPH04230137A

JPH04230137A - 変復調方法とスペクトラム拡散変調器およびスペクトラム拡散受信機

Info

Publication number: JPH04230137A
Application number: JP3080170A
Authority: JP
Inventors: Jimmy K Omura; ジミー　ケイ．　オームラ; Dan Avidor; ダン　アビッダー; Heising Mark; マーク　ヘイジング
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1990-05-24
Filing date: 1991-04-12
Publication date: 1992-08-19
Also published as: CA2033467A1; US5166952A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散無線信
号の変調および復調に関し、特に、チップ系列に整合し
たディジタルフィルタを有するスペクトラム拡散受信機
に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトラム拡散通信システムは無線通
信および衛星通信リンクに対する意図的な妨害に対して
強くするか、あるいは、これら送信された信号を復調し
にくくするため、主に軍需用に用いられている。これは
送信された信号エネルギーを、送信機とスペクトラム拡
散受信機の両機に知られている拡散関数を用いて広い帯
域幅に拡散させるものである。拡散関数は擬似ランダム
に発生させることができる２進系列により定義されるの
が代表的であり、チップ系列ということが多い。チップ
系列の２元記号はチップといい、送信機とスペクトラム
拡散受信機の両機は同一のチップ系列を有するものと仮
定する。スペクトラム拡散通信の課題は、Ｍａｒｖｉｎ
　　Ｋ．Ｓｉｍｏｎ，Ｊｉｍ　　Ｋ．Ｏｍｕｒａ，Ｒｏ
ｂｅｒｔ　　Ａ．Ｓｃｈｏｌｔｚ，Ｂａｒｒｙ　　Ｋ．
Ｌｅｖｉｔｔ共著　　Ｓｐｒｅａｄ　　Ｓｐｅｃｔｒｕ
ｍ　　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌｕｍｅ　
　Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，Ｒｏｃｋｖｉｌｌｅ，Ｍａｒｙｌ
ａｎｄ：Ｃｏｍｐｕｔｅｒ　　ＳｃｉｅｎｃｅＰｒｅｓ
ｓ，１９８５に紹介されている。

【０００３】２つの一般的なスペクトラム拡散方式のう
ち１つは、周波数ホッピングと呼ばれているもので、チ
ップ系列を用い、公知の狭体域送信機信号の搬送波周波
数を広帯域にシフトするものである。もう１つの方式は
、直接拡散方式と呼ばれ、チップレートがデータレート
より非常に高いチップ系列により、公知の狭体域信号を
直接多重するものである。これら２つの方式では、従来
の狭体域情報信号は、周波数変調されるか、あるいはチ
ップ系列により直接多重される搬送波とみることができ
る。１つのシステムでこれら２つの方式を組み合わせた
ものを含め、多くの種類のスペクトラム拡散システムが
あるのは勿論である。

【０００４】スペクトラム拡散信号は情報のプライバシ
ーを守るためと、通信チャネルにおけるパルチパスの影
響を軽減するために用いられている。これらの応用の歴
史は、全て、Ｒｏｂｅｒｔ　　Ａ．Ｓｃｈｏｌｔｚ　　
”Ｔｈｅ　　Ｏｒｉｇｉｎｓ　　ｏｆＳｐｒｅａｄ−ｓ
ｐｅｃｔｒｕｍ　　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，”Ｉ
ＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　　Ｃｏｍｍｕｎ
ｉｃａｔｉｏｎｓ，ＣＯＭ３０，ｐｐ．８２２−８５４
，Ｍａｙ　　１９８２；Ｒｏｂｅｒｔ　　Ａ．Ｓｃｈｏ
ｌｔｚ，”Ｎｏｔｅｓ　　ｏｎ　　Ｓｐｒｅａｄ−ｓｐ
ｅｃｔｒｕｍ　　Ｈｉｓｔｏｒｙ，”ＩＥＥＥ　　Ｔｒ
ａｎｓａｃｔｉｏｎ　　ｏｎ　　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔ
ｉｏｎ，ＣＯＭ−３１，ｐｐ．８２−８４，Ｊａｎｕａ
ｒｙ　　１９８３；Ｒｏｂｅｒｔ　　Ｐｒｉｃｅ，”Ｆ
ｕｒｔｈｅｒ　　Ｎｏｔｅｓ　　ａｎｄ　　Ａｎｅｃｄ
ｏｔｅｓ　　ｏｎＳｐｒｅａｄ　　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　
　Ｏｒｉｇｉｎｓ，”　　ＩＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓａｃ
ｔｉｏｎｓ　　ｏｎ　　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
，ＣＯＭ　　３１，ｐｐ．８５−９７，Ｊａｎｕａｒｙ
　　１９８３に紹介されている。

【０００５】最近まで、スペクトラム拡散通信に関する
学問分野の主要部分は、秘密で覆い隠され、この学問分
野に関する情報は大部分が機密にかかわる記録にしか見
い出すことができなかった。しかし、スペクトラム拡散
信号は商業的応用に有用な特性を有する。スペクトラム
拡散信号は耐妨害能力があるので、意図しない干渉に対
してより不感な無線通信システムを構築するのに有利で
ある。また、スペクトラム拡散信号は、それぞれ異なる
チップ系列を用いる１以上の情報信号を、同一周波数と
時間間隔に存在させることができる。これは符号分割多
元接続（ＣＤＭＡ）と呼ばれている。チップレートが高
くなるほど送信される信号の帯域幅が広くなるので、こ
れら無線通信システムはマルチパスに対してさらに強く
なる。従って、マルチパスが無線通信上の限界の主因と
なる屋内での応用に対しても魅力的なものとなる。スペ
クトラム拡散信号はそのエネルギーを広帯域に拡散する
ので、他の狭体域通信システムに対する干渉が軽減され
ることになる。

【０００６】次の文献は民需用のスペクトラム拡散通信
であって、屋内での無線通信のための試験的なスペクト
ラム拡散通信を紹介している。Ｈｅｗｌｅｔｔ　　Ｐａ
ｃｋａｒｄ（Ｐａｙｎｅ　　Ｆｒｅｒｅｔ，”Ｗｉｒｅ
ｌｅｓｓ　　Ｔｅｒｍｉｎａｌ　　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａ
ｔｉｏｎ　　Ｕｓｉｎｇ　　Ｓｐｒｅａｄ　　Ｓｐｅｃ
ｔｒｕｍ　　Ｒａｄｉｏ，”ＩＥＥＥ　　ＣＯＭＰＣＯ
Ｍ　　’８０，ｐｐ．２４４−２４８；Ｐａｙｎｅ　　
Ｆｒｅｒｅｔ，”Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　　ｏｆ　　
Ｓｐｒｅａｄ　　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　　Ｒａｄｉｏ　　
ｔｏ　　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　　Ｔｅｒｍｉｎａｌ　　Ｃ
ｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，”ＮＴＣ　　’８０，ｐｐ
．６９．７１．１−４）ＡＴ＆Ｔ（Ｍｏｈｓｅｎ　　Ｋ
ａｖｅｈｒａｄ　　ａｎｄ　　Ｇｅｏｒｇｅ　　Ｅ．Ｂ
ｏｄｅｅｐ，”Ｄｅｓｉｇｎ　　ａｎｄ　　Ｅｘｐｅｒ
ｉｍｅｎｔａｌ　　Ｒｅｓｕｌｔｓ　　ｆｏｒ　　ａ　
　Ｄｉｒｅｃｔ−ｓｅｑｕｅｎｃｅＳｐｒｅａｄ−ｓｐ
ｅｃｔｒｕｍ　　Ｒａｄｉｏ　　Ｕｓｉｎｇ　　Ｄｉｆ
ｆｅｒｅｎｔｉａｌ　　Ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ　　Ｋ
ｅｙｉｎｇ　　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　　ｆｏｒ　　Ｉ
ｎｄｏｏｒ，Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａ
ｔｉｏｎ，”ＩＥＥＥ　　Ｊｏｕｒｎａｌｏｎ　　Ｓｅ
ｌｅｃｔｅｄ　　Ａｒｅａｓ　　ｏｆ　　Ｃｏｍｍｕｎ
ｉｃａｉｏｎｓ，ＳＡＣ−５，ｐｐ．８１５−８２３，
Ｊｕｎｅ　　１９８７；Ｍｏｈｓｅｎ　　Ｋａｖｅｈｒ
ａｄ　　ａｎｄ　　Ｐｅｔｅｒ　　Ｊ．ＭｃＬａｎｅ，
”Ｓｐｒｅａｄ　　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　　ｆｏｒ　　Ｉ
ｎｄｏｏｒ　　Ｄｉｇｉｔａｌ　　Ｒａｄｉｏ，”ＩＥ
ＥＥＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　　Ｍａｇａｚｉｎ
ｅ，Ｖｏｌ．２５，ｐｐ．３２−４０，Ｊｕｎｅ　　１
９８７）これらの文献は、スペクトラム拡散信号が従来
の狭帯域通信よりマルチパスと妨害に対してさらに強く
することができるという効果を有することを紹介してい
る。これらのシステムでは固定チップ符号を有する直接
拡散方式を用いて差分２相位相偏位変調を行っている。また、これらのシステムでは、整合フィルタが受信され
た信号を拡散チップ符号の相関をとるために用いられて
いる。これら試験的な通信のいずれにも整合する整合フ
ィルタは、弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタであり、送信
機信号を直接系列に拡散する場合に用いられる固定チッ
プ符号に整合されている。

【０００７】１９８５年まで、スペクトラム拡散変調は
その応用が全てＦＣＣ規則により明確に禁止されていた
。ただ、静止衛星通信サービスだけがその規則の趣旨か
ら認められていた。この禁止規則がスペクトラム拡散無
線技術を民需上応用することを禁止していたことから、
１９８１年、ＦＣＣはスペクトラム拡散無線技術を民需
上応用できるようにドケット８１−４１３号、８１−４
１４号を提案した。「ＦＣＣ規則および規定において現
在規定されていないスペクトラム拡散とその他の広帯域
放射を認めること」とするドケット８１−４１３号は、
１９８５年５月９日に採択され、１９８５年５月２４日
に公示された。このことにより、１９８５年までに、Ｆ
ＣＣはスペクトラム拡散無線技術を法律施行機関による
無免許での使用を認め、アマチュア無線による特定帯域
での使用を認め、低出力装置の工業的、科学的、医療的
なサービスでの使用を認めることができるようになった
。委員会がスペクトラム拡散無線技術の使用を申し立て
る前に、ＦＣＣがその使用を認めることは今までにない
ことで珍しいことである。このことから、刺激的な技術
刷新に強烈な影響を与えることが予測された。（ＭｉｃｈａｅｌＪ．Ｍａｒｃｕｓ，”Ｔｅｃｈｎｉｃ
ａｌ　　Ｄｅｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ：ａ　　Ｔｒｅｎｄ
ｉｎ　　Ｕ．Ｓ．　　Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ
ｏｎｓ　　Ｐｏｌｉｃｙ，”ＩＥＥＥ　　Ｃｏｍｍｕｎ
ｉｃａｔｉｏｎｓ　　Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．２５
，ｐｐ．６６−６８，Ｊａｎｕａｒｙ　　１９８７　　
参照）。今日、商業上の関心は、９０２ＭＨＺ　−９２
８ＭＨＺ　帯，２４００ＭＨＺ　−２４８３ＭＨＺ　帯
，５７２５ＭＨＺ　−５８５０ＭＨＺ　帯でのスペクト
ラム拡散無線の使用を認めるＦＣＣ１５．２４７編に最
も多く注がれている。

【０００８】本発明の目的は次の（１）〜（８）にある
。

【０００９】（１）　　安価で簡単な回路によりノンコ
ヒーレント変調をするスペクトラム拡散受信機を提供す
ることにある。

【００１０】（２）　　パルス位置変調による直接系列
スペクトラム拡散変調方法を提供することにある。

【００１１】（３）　　単一のチップ符号により固有デ
ータ記号が表わされる幾つかのチップ符号を用いたスペ
クトラム拡散変調方式を提供することにある。

【００１２】（４）ディジタル回路で容易に実現するこ
とができる整合フィルタを用いた受信機を提供すること
にある。

【００１３】（５）ノンコヒーレントな受信方式を用い
てスペクトラム拡散信号を受信し、搬送波位相を獲得し
、追跡する必要のない受信機を提供することにある。

【００１４】（６）　　同相および直交ベースバンド信
号をチップレートの何倍かのレートで標本化し、チップ
クロックの再生を必要としない受信機を提供することに
ある。

【００１５】（７）　　チップ系列の相関をとる相関器
の出力を用い、信号の干渉／雑音に対する比を測定する
ことにある。

【００１６】（８）　　安価で、容易にシステム化でき
るスペクトラム拡散システムを提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、本発明
の実施例として、また、ここで広範囲に説明するように
、データビット系列上で使用されるスペクトラム拡散変
調器が提供され、生成手段と、置換手段と、反転手段と
、変調手段とを備えている。生成手段はデータビット系
列の各ビットをマンチェスタ符号化ビットにより符号化
してデータビット系列からマンチェスタビット系列を生
成するものである。置換手段はビット対、すなわち、マ
ンチェスタビット系列の第１ビットと第２ビットに応答
するものである。置換手段はマンチェスタビット系列の
第１ビットと第２ビットが一致する場合、第２ビットを
ノーマルチップ符号に置換するものである。置換手段は
マンチェスタビット系列の第１ビットと第２ビットが、
”１”ビット，”０”ビットの順になる場合、第２ビッ
トを短縮チップ符号と置換するものである。置換手段は
マンチェスタビット系列の第１ビットと第２ビットが”
０”ビット，”１”ビットの順になる場合、第２ビット
を拡大チップ符号と置換するものである。置換手段は従
ってノーマルチップ符号，短縮チップ符号，および拡大
チップ符号を備える連接符号系列を生成するものである
。反転手段は連接符号系列を擬似ランダムに反転するも
のである。

【００１８】また、本発明はデータ記号系列上で使用さ
れるスペクトラム拡散変調器を含み、置換手段と変調手
段を備えている。置換手段はデータ記号系列の各記号に
応答し、対応するチップ符号をそれぞれデータ記号系列
の対応するデータ記号に置換するものである。変調手段
は置換手段に接続され、チップ符号にそれぞれ応答し、
搬送波信号を変調するものである。

【００１９】第１スペクトラム拡散受信機は、本発明か
ら分るように、短縮チップ符号、拡大チップ符号、およ
びノーマルチップ符号の連接符号系列を有するスペクト
ラム拡散信号を復調するものである。第１受信機は受信
手段，第１標本化手段，第２標本化手段、相関手段、獲
得追跡手段，および検出手段を備えている。受信手段は
スペクトラム拡散信号を受信し、同相および直交（ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ）信号を生成するものである。第１標
本化手段はスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍
またはそれ以上のレートで信号を周期的に標本化し、同
相信号のチップごとに、２またはそれ以上の標本から同
相標本群を生成するものである。第２標本化手段はスペ
クトラム拡散信号のチップレートの２倍またはそれ以上
のレートで直交信号を周期的に標本化し、直交信号のチ
ップごとに２またはそれ以上の標本から直交標本群を生
成するものである。

【００２０】ノーマル相関器チップ符号に応答して、相
関手段は同相標本群とチップ符号の相関をとって同相相
関器信号を生成する。チップごとに第１標本化手段によ
り標本化された同相標本と同数の同相標本は、それぞれ
、ノーマルチップ符号の１つのチップと相関がとられる
。ノーマルチップ符号のチップごとに相関をとった結果
はそれぞれ加算される。また、相関手段は直交標本群と
ノーマル相関チップ符号との相関をとり、直交相関信号
を生成するものである。チップごとに第２標本化手段に
より標本化された直交標本と同数の直交標本は、それぞ
れ、ノーマルチップ符号の１つのチップと相関がとられ
る。ノーマルチップ符号のチップごとに相関をとった結
果はそれぞれ加算される。

【００２１】実施態様では、ノーマル相関チップ符号は
、送信されたスペクトラム拡散信号とともに用いられる
ノーマルチップ符号と一致する。相関手段は相関結果の
和、すなわち、同相相関信号の２乗と直交相関信号の２
乗との和の平方根から相関信号を生成する。

【００２２】獲得追跡手段は相関信号を獲得するととも
に追跡し、基準タイミング信号を生成するものである。検出手段は相関信号と基準タイミング信号を比較した結
果に応じて、相関信号のタイミングを検出し、相関信号
を復号化するものである。相関信号のタイミングに基づ
き、第２スペクトラム拡散受信機により受信されたチッ
プ符号が短縮チップ符号，ノーマルチップ符号，または
拡大チップ符号のいずれであるかが決定される。

【００２３】本発明は、連接第１および第２チップ符号
系列を有するスペクトラム拡散信号を復調する第２スペ
クトラム拡散受信機を含み、受信手段、第１標本化手段
，第２標本化手段，第１相関手段，第２相関手段，獲得
追跡手段，および検出手段を備えている。受信手段はス
ペクトラム拡散信号を受信し、同相信号と直交信号を生
成するものである。第１標本化手段は同相信号をスペク
トラム拡散信号のチップレートの２倍またはそれ以上の
レートで周期的に標本化し、第１および第２、またはそ
れ以上の標本から、同相信号のチップごとに第１同相標
本群を生成するものである。第２標本化手段は直交信号
をスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍またはそ
れ以上のレートで周期的に標本化し、第１および第２、
またはそれ以上の標本から、直交信号のチップごとに第
１直交標本群を生成するものである。第１相関手段は同
相標本および直交標本と、第１相関器チップ符号との相
関をとり、第１相関信号を生成するものである。第１標
本化手段によりチップごとに標本化された数と同一数の
同相標本と、第１相関器チップ符号の１つのチップとの
相関がそれぞれとられる。第１相関器チップ符号のチッ
プごとの相関結果はそれぞれ加算される。第２相関手段
は同相標本群および直交標本群と、第２相関器チップ符
号との相関をとり、第２相関信号を生成するものである
。第２標本化手段によりチップごとに標本化された数と
同一数の同相標本と、第２相関器チップ符号の１つのチ
ップとの相関がそれぞれとられる。第２相関器チップ符
号のチップごとの相関結果はそれぞれ加算される。一般的に、第１および第２相関手段は、第１および第２
相関信号を、同相相関器信号の２乗と直交相関信号の２
乗の和の平方根から生成する。

【００２４】獲得追跡は、それぞれの符号に対して、同
相および直交成分の和を獲得するとともに追跡するもの
である。

【００２５】スペクトラム拡散受信機は、ここから分る
ように、連接第１，第２，第３および第４チップ符号か
、あるいはそれ以上のチップ符号系列を有するスペクト
ラム拡散信号を復調するように拡張してもよい。このよ
うにした場合、本発明から分るように、さらに、相関手
段と適正な復調回路が必要になる。

【００２６】本発明の他の実施態様は１−ｂｉｔ相関器
を含み、１−ｂｉｔ相関器は第１蓄積手段，第１比較手
段，および第１加算手段を備えたことを特徴とする。第
１蓄積手段は第１の１−ｂｉｔ標本ビット群を格納する
ものである。第１比較手段は第１の１−ｂｉｔ標本ビッ
ト群と第１符号チップ群を比較し、第１出力信号群を生
成するものである。第１加算手段は第１出力信号群を加
算して第１相関信号を生成するものである。

【００２７】また、１−ｂｉｔ相関器は、第２蓄積手段
，第２比較手段，第２加算手段，および第３加算手段を
含んでも良い。第２蓄積手段は第２の１−ｂｉｔ標本群
を蓄積するものである。第２比較手段は第２の１−ｂｉ
ｔ標本群と第２符号チップ群を比較して第２出力信号群
を生成するものである。第２加算手段は第２出力信号群
から第２相関信号を生成するものである。第３加算手段
は第１相関信号と第２相関信号を加算して第３相関信号
を生成するものである。

【００２８】本発明のさらに他の目的および効果は、一
部、後述する部分で開示されるのもあるし、その記載か
ら明らかになるのもある。あるいは、本発明の実施によ
り分るものもある。また、本発明の目的および効果は、
特に特許請求の範囲で開示された実現手段およびそれら
の組合わせにより分かり、得ることができる。

【００２９】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。

【００３０】図１は本発明の第１実施例を示す。これは
データビット系列上で用いられるスペクトラム拡散変調
器を含む例で、生成手段，置換手段，反転手段、および
変調手段を備えている。図１において、マンチェスタ生
成器１１２は生成手段の具体例であり、チップ符号装置
は１１３は置換手段の具体例，反転装置１１４は反転手
段の具体例，ＲＦ変調器１１５は変調手段の具体例であ
る。マンチェスタ生成器１１２はチップ符号装置１１３
に接続され、チップ符号装置１１３は反転装置１１４に
接続され、反転装置１１４はＲＦ変調器１１５に接続さ
れている。

【００３１】マンチェスタ生成器１１２はデータビット
系列をマンチェスタ符号化ビットで符号化し、データビ
ット系列からマンチェスタビット系列を生成するもので
ある。図３に示すように、データビット系列の第１列は
、ビット”０１１０１０１”を有する。下方に示すデー
タビットはマンチェスタ符号化ビットである。データビ
ット系列の”０”ビットは”０１”マンチェスタ符号化
ビットに符号化され、データビット系列の”１”ビット
は”１０”マンチェスタ符号化ビットに符号化される。従って、図３に示すデータビット系列はビット”０１１
０１００１１００１１０”に符号化される。

【００３２】マンチェスタビット系列はチップ符号装置
１１３に供給される。チップ符号装置１１３はマンチェ
スタビット系列のそれぞれのビット対、すなわち第１ビ
ットと第２ビットに応答する。チップ符号装置１１３は
、マンチェスタビット系列のビット対の第１ビットと第
２ビットが一致した場合、ビット対の第２ビットをノー
マルチップ符号に置換する。チップ符号装置１１３は、
マンチェスタビット系列のビット対の第１ビットが”１
”で次の第２ビットが”０”である場合、ビット対の第
２ビットを短縮チップ符号に置換する。チップ符号装置
１１３はマンチェスタビット系列の第１ビットが”０”
で次の第２ビットが”１”である場合、ビット対の第２
ビットを拡大チップ符号に置換する。従って、チップ符
号装置１１３により、連接ノーマルチップ符号，短縮チ
ップ符号，拡大チップ符号系列が生成される。

【００３３】反転装置１１４は、連接符号系列を擬似ラ
ンダムに反転するものである。ＲＦ変調器１１５は搬送
信号を、擬似ランダムに反転された連接符号系列で変調
するものである。図２は図１図示ＲＦ変調器１１５の構
成を示す。

【００３４】ＲＦ変調器１１５は、データビット系列に
より搬送波を変調するもので、第１フィルタ１０１，混
合器１０２，電力増幅器１０３，および第２フィルタ１
０４を含む。また、ＲＦ変調器１１５は水晶発振器１０
９，位相検出器１０８，オペアンプ１０７，電圧制御発
振器１０６，および２係数（ｄｕａｌ　　ｍｏｄｕｌｕ
ｓ）プリスケーラ１０５を含む。第１フィルタ１０１は
混合器１０２に接続され、混合器１０２は電力増幅器１
０３に、電力増幅器１０３は第２フィルタ１０４に接続
されている。水晶発振器１０９は位相検知器１０８に接
続され、位相検知器１０８はオペアンプ１０７に、オペ
アンプ１０７は電圧制御発振器１０６に接続され、電圧
制御発振器１０６の出力は２係数プリスケーラ１０５を
介して位相検知器１０８にフィードバックされている。電圧制御発振器１０６の出力は搬送波信号であり、混合
器１０２により、データビット系列を変調するものであ
る。

【００３５】データビット系列は第１フィルタを介して
供給され、混合器１０２により搬送波信号と混合される
。搬送波信号は水晶発振器１０９により生成され、位相
検出器１０８，電力増幅器１０７，電圧制御発振器１０
６，および２係数プリスケーラ１０５により安定化され
る。電圧制御発振器１０６の出力により、混合器１０２
にて、データビット系列が変調される。混合器１０２の
出力はデータビット系列により変調された搬送波信号で
ある。

【００３６】パルス位置変調方式は本実施例から分るよ
うに、マンチェスタ符号化されたデータビット系列に主
に適用される。“０”データビットはマンチェスタ符号
化により“０１”のビット対に符号化され、“１”デー
タビットはマンチェスタ符号化により“１０”のビット
対に符号化される。このように符号化することにより、
ビットレートが２倍になるが、充分遷移するため、ビッ
ト時間軸上で受信機の同期を確実に保持することができ
る。図３は典型的なデータビット系列をマンチェスタ符
号化する方法を説明する説明図である。

【００３７】スペクトラム拡散パルス位置変調方式では
、チップ符号と呼ばれる、Ｌ２進記号の固定２進系列が
用いられている。ここで、チップ符号をＬビット２進ベ
クトルで表わすと、ｃ＝（ｃ１　，ｃ２　，ｃ３　，…
，ｃＬ　）となり、ｃＫ　はＫ番目のチップで、“Ａ”
または“−Ａ”の値を有する２進記号である。この基本
的なチップ符号はｂチップだけ短縮されると、ｃＳ　＝
（ｃｂ＋１　，ｃｂ＋２　，…，ｃＬ　）で表わされる
短縮符号になる。ｂ　　ｂｉｔ、すなわち、ｄ１　，ｄ
２　，…，ｄｂだけ拡大されると、ｃｅ　＝（ｄ１　，
ｄ２　，…，ｄｂ，ｃ１　，ｃ２　，…，ｃＬ　）で表
わされる拡大符号になる。

【００３８】従って、ノーマル符号ｃはＬ　　ｂｉｔを
有し、短縮符号ｃＳ　はＬ−ｂ　　ｂｉｔ、拡大符号ｃ
ｅ　はＬ＋ｂ　　ｂｉｔを有することになる。

【００３９】よって、パルス位置変調方式により、３種
の符号を連接してなる連接符号系列が生成されることに
なる。使用される符号はマンチェスタ符号化ビット系列
に依存することになる。マンチェスタ符号化ビット系列
には次のような規則が適用される。すなわち、ｏ　　　
　“０”の次に“０”が来るか、あるいは“１”の次に
“１”が来る場合、ノーマルチップ符号を伝送する。

【００４０】ｏ　　　　“１”の次に“０”が来る場合
、短縮チップ符号ｃＳ　を伝送する。

【００４１】ｏ　　　　“０”の次に“１”が来る場合
、拡大チップ符号ｃｅ　を伝送する。

【００４２】得られた連接符号系列により、図２に示す
ように、直接、搬送波信号が変調される。

【００４３】マンチェスタビット系列の例と、変調ビッ
ト系列を形成する符号系列の例を図４に示す。符号化さ
れた“０”の後に、別に符号化された“０”で終る符号
系列の符号平均長は正確にＬである。というのは、マン
チェスタ符号化されたビットは、３ビットごとに少なく
とも１回だけ“０”ビットになり、符号の短縮系列の平
均長がＬまたはＬに近くなるからである。

【００４４】これがパルス位置変調方式であり、平均周
期的にパルス位置点は、Ｌ伝送２進記号ごとに基準点が
現われるように、規定されている。Ｌ伝送記号ごとに、
この基準に対して２位置のうちの１位置に１つのパルス
がシフトされる。

【００４５】多重チップ符号変調本発明の他の変調では
、符号長Ｌの２つの固有チップ符号が用いられている。また、本発明はデータビット系列上で用いられるスペク
トラム拡散変調器を含み、スペクトラム拡散変調器は置
換手段，反転手段，および変調手段を備えている。スペクトラム拡散変調器はマンチェスタ生成器を除き図
１に示す。スペクトラム拡散変調器はチップ符号装置１
１３と反転装置１１４を備えている。チップ符号装置は
置換手段の具体例であり、ＲＦ変調器は変調手段の具体
例である。本発明本実施例のチップ符号装置は、データ
ビット系列の各ビットを調べ、各ビットが“１”ビット
である場合、データビット系列の各ビットと第１チップ
符号を置換し、各ビットが“０”である場合、データビ
ット系列の各ビットと第２チップ符号を置換する。従っ
て、チップ符号置換により連接第１および第２チップ符
号系列が生成される。反転装置はチップ符号装置に接続
されており、連接符号系列を擬似ランダムに反転するも
のである。変調器は反転装置に接続され、反転された連
接第１および第２チップ符号により、搬送波信号を変調
するものである。よって、２つのチップ符号は、それぞ
れ、１つの情報データビットを表すことになる。

【００４６】図５に示すように、搬送波を変調する連続
２進系列は、Ｌ２進記号の２つのチップ符号ｃ１　とｃ
０　の連接を含み、情報データビットの系列を担ってい
る。４つのチップ符号ｃ１　，ｃ２　，ｃ３　，およびｃ４
　は、２つの情報データビット、すなわち、符号長Ｌの
各チップ符号に対して４つのデータ記号を伝達するのに
用いることができる。この様子を図６に示す。ここで、
搬送波を変調する２進系列は４つのチップ符号の連接符
号よりなる。また、各チップ符号はそれぞれ２つの情報
データビットにより特定されている。よって、より多く
の符号長Ｌのチップ符号がより多くの固有情報データ記
号を表わすように一般化することは容易にできる。

【００４７】本実施例では、２つの直接系列スペクトラ
ム拡散変調を用いている。１つはパルス位置変調方式で
、各パルスは搬送波を変調するチップ符号を含んでいる
。ここでは、パルスの位置は伝送されたマンチェスタ符
号化データビットを表わす。もう１つは幾つかのチップ
符号を用いる変調方式で、チップ符号が固有データ記号
をそれぞれ表わす。このように、本発明では２つのユニ
ーク直接系列スペクトラム拡散変調を用いている。すな
わち、ｏ　　　　パルス位置変調方式では、データビッ
トはマンチェスタ符号化される。符号化されたビットは
チップの系列での基本チップ符号の位置と、搬送波を変
調するフィラー（ｆｉｌｌｅｒ）ビットとにより表わさ
れる。

【００４８】ｏ　　　　多重チップ符号方式では、幾つ
かのチップ符号が用いられ、各ユニーク情報データ記号
は搬送波を直接変調するユニークチップ符号により表わ
される。

【００４９】ｏ　　　　帯域により均一にスペクトラム
拡散信号電力を拡散するため、送信するチップ符号の極
性を擬似ランダム系列生成器により制御することができ
る。このようにしても、ノンコヒーレントであるので、受信
機には衝撃を与えない。

【００５０】これら２つの変調に用いられる受信機は、
ディジタル回路により実現される整合フィルタが用いら
れている。この回路はどのチップ系列にも整合するよう
になっている。搬送波を再生する必要がないのでノンコ
ヒーレント受信に用いられている。また、２重標本化方
式であるので、チップ時間を再生する必要がない。２種
の受信機では、チップ系列の獲得と追跡がディジタル回
路により実現されている。本発明の受信機は主に次のよ
うな特性を有する。

【００５１】ｏ　　　　ノンコヒーレント受信方式を用
いて、搬送波の獲得追跡を必要としない。

【００５２】ｏ　　　　受信される信号の同相または直
交成分を２倍のチップレートで標本化して、チップタイ
ムの獲得追跡を必要としない。

【００５３】ｏ　　　　１つの実現例では、２倍のチッ
プレートで交互に標本化された標本が別々にチップ符号
と相関がとられ、ノンコヒーレントに合成され、より効
果的にマルチパスに強くなる。

【００５４】ｏ　　　　チップ符号に整合された整合フ
ィルタはディジタル回路により実現されている。

【００５５】ｏ　　　　受信機におけるチップ符号の到
達時間の獲得追跡は、ディジタル回路で実現されている
。

【００５６】ｏ　　　　整合フィルタ回路はディジタル
集積回路（ＩＣ）により実現されている。

【００５７】ｏ　　　　獲得追跡回路がディジタルＩＣ
に集積されている。

【００５８】ｏ　　　　受信機の復調器は変調器の設計
に基づき実現され、整合フィルタＩＣと獲得追跡ＩＣに
よりビルディングブロックが形成されている。同一のＩ
Ｃを種々のデータレート、処理利得、およびベースバン
ド標本の量子化レベルに応じて、その構成を変えること
により、２種のスペクトラム拡散変調に対応する復調器
に用いることができる。

【００５９】基本的な整合フィルタをディジタルＩＣに
し、獲得追跡回路をディジタルＩＣにすると、設計に柔
軟性がでてくる。

【００６０】これらのディジタルＩＣは変調の種類に応
じて種々の方法で組み合わせて受信機を実現することが
できる。これらのＩＣは製造システムで検査してあれば
、受信機のディジタル回路を全て含んだ最終的な単一の
ＩＣを実現できる。

【００６１】チップ符号のスクランブル上述した２つの
変調方式では、チップ符号系列が連接され、搬送波を変
調する２進系列が形成される。各チップ符号は本発明の
ノンコヒーレントな受信機になんら衝撃を与えることな
く、図１に示す反転装置１１４により反転することがで
きる。変調２進系列のチップ符号を、伝送された信号の
幾つかの擬似ランダムビット系列生成器に応じて、反転
するか、あるいは反転しないかに応じて、電力スペクラ
ムが変化する。チップ符号をスクランブルにすることに
より伝送された信号の電力スペクトラムがより均一に分
布することになる。

【００６２】スペクトラム拡散無線受信機本発明の第２
実施例では、短縮チップ符号、拡大チップ符号、および
ノーマルチップ符号の連接符号系列を有するスペクトラ
ム拡散信号を復調するスペクトラム拡散受信機を含む。スペクトラム拡散受信機は、受信手段、第１標本化手段
、第２標本化手段、相関手段、獲得追跡手段、および比
較手段を備えている。図７に示すように、ＲＦ部１２１
は受信手段の具体例であり、同相標本化回路１２２は第
１標本化手段の、直交標本化回路１２５は第２標本化手
段の、相関器１２４は相関手段の、符号獲得追跡回路１
２９は獲得追跡手段の、検出回路１３０は比較手段の具
体例である。

【００６３】同相標本化回路１２２と直交標本化回路１
２５はＲＦ部１２１に接続され、ＲＦ部１２１はスペク
トラム拡散信号を受信するものである。相関器１２４は
同相標本化回路１２２と直交標本化回路１２５に接続さ
れている。符号獲得追跡回路１２９は相関器１２４に接
続され、検出回路１３０は相関器１２４と符号獲得追跡
回路１２９に接続されている。検出回路１３０は相関信
号を復号化するものである。

【００６４】ＲＦ部１２１はスペクトラム拡散信号を受
信し、同相および直交信号を生成するものである。同相
標本化回路１２２は同相信号を標本化し、同相標本群を
生成するものである。同相標本化回路は同相信号を、ス
ペクトラム拡散信号のチップレートの２倍またはそれ以
上のレートで標本化し、チップごとに２またはそれ以上
の標本から同相標本群を生成するようにしても良い。直
交標本化回路１２５は直交信号を標本化し、多数の直交
標本を生成するものである。直交標本化回路は直交信号
を、スペクトラム拡散信号のチップレートの２倍または
それ以上のレートで標本化し、チップごとに２またはそ
れ以上の標本から直交標本群を生成するようにしても良
い。

【００６５】図７に示す相関器１２４は図９に相関器１
２７として示してある。入力ベクトルｃとして蓄積され
ているチップ符号に応答して、同相ディジタル相関器１
１６は同相標本群とチップ符号ｃとの相関をとり、同相
相関器信号を生成するものである。同相標本化回路１２
２により、チップごとに標本化された同相標本の数は、
チップ符号ｃの１つのチップとの相関を有する。このよ
うにチップ符号ｃとチップごとに相関をとった相関結果
は加算され、同相相関信号が生成される。実施例では、
チップ符号は伝送レートスペクトラム信号とともに用い
られるチップ符号と一致している。

【００６６】他の実施例として、同相標本化回路１２２
によりチップごとに標本化された同相標本の数を加算し
、その和をチップ符号の１つのチップとの相関をとるよ
うにしても良い。相関をとった後、和はそれぞれ加算さ
れ、同相相関信号が生成される。

【００６７】直交ディジタル相関器１１７は直交標本群
と、同一のチップ符号との相関をとり、直交相関信号を
生成するものである。直交標本化回路１２５により、チ
ップごとに標本化された標本と同数の同相標本は、それ
ぞれ、チップ符号ｃの１つのチップと相関がとられる。このように、チップ符号ｃとチップごとに相関をとった
相関結果は加算され、直交相関信号が生成される。

【００６８】他の実施例として、直交標本化回路１２５
によりチップごとに標本化された直交標本の数を加算し
、その和をチップ符号の１つのチップとの相関をとるよ
うにしても良い。相関をとった後、和はそれぞれ加算さ
れ、直交相関信号が生成される。

【００６９】図７に示す符号獲得追跡回路１２９は、相
関信号を獲得，追跡し、それに応じて基準タイミング信
号を生成するものである。相関信号と基準タイミング信
号との比較結果に応じて、復調回路１３０により基準タ
イミング信号に対して相関信号のタイミングが復調され
、相関信号が復号化される。従って、相関信号のタイミ
ングにより、短縮チップ符号，拡大チップ符号，または
ノーマルチップ符号のいずれがスペクトラム拡散受信機
により受信されたかを決定する。

【００７０】図７に示す本発明の実施例では、スペクト
ラム拡散受信機を用いて、短縮チップ符号，拡大チップ
符号，およびノーマルチップ符号の連接系列を有するス
ペクトラム拡散信号を復調する方法を含む。その方法は
、スペクトラム拡散受信機を用いてスペクトラム拡散信
号を受信し、同相信号と直交信号を生成するステップと
、同相信号を周期的に標本化し、同相標本群を生成する
ステップと、直交標本を周期的に標本し、直交標本群を
生成するステップと、同相標本群とノーマル相関チップ
符号の相関をとり、同相相関信号を生成し、直交標本群
とノーマル相関チップ符号の相関をとり、直交相関信号
を生成するステップと、同相相関信号の２乗と直交相関
信号の２乗の和の平方根である相関信号を生成するステ
ップと、相関信号を獲得，追跡して、基準タイミング信
号を生成するステップと、基準タイミング信号に対して
相関信号のタイミングを復調し、相関信号を復号化する
ステップとを具えている。

【００７１】また、図７に示す方法と装置は、同相信号
をスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍またはそ
れ以上のレートで標本化し、スペクトラム拡散信号のチ
ップごとに２またはそれ以上の標本を加算し、同相標本
群を生成する第１標本化ステップを含むようにしても良
い。さらに、図７に示す方法と装置は、直交信号をスペ
クトラム拡散信号のチップレートの２倍またはそれ以上
のレートで標本化し、スペクトラム拡散信号のチップご
とに２またはそれ以上の標本を加算し、直交標本群を生
成する第２標本化ステップを含むようにしても良い。

【００７２】さらにまた、図７に示す方法と装置は、同
相信号をスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍ま
たはそれ以上のレートで周期的に標本化し、同相信号の
チップごとに、第１および第２、またはそれ以上の標本
から、第１の同相標本群と第２の同相標本群をそれぞれ
生成する標本化ステップを含むようにしても良い。図７
に示す方法と装置は、スペクトラム拡散信号のチップレ
ートの２倍またはそれ以上のレートで周期的に直交信号
を標本化し、直交信号のチップごとに第１および第２標
本から、第１の直交標本群と第２の直交標本群をそれぞ
れ生成することを含むようにしても良い。従って、図７
に示す装置は、第１，第２，第３および第４相関手段を
含むようにしても良い。第１相関手段は第１の同相標本
群とノーマル相関器チップ符号との相関をとり、第１同
相相関信号を生成するものである。第２相関手段は第２
の同相標本群とノーマル相関器チップ符号との相関をと
り、第２同相相関信号を生成するものである。第３相関
手段は第１の直交標本群とノーマル相関器チップ符号と
の相関をとり、第１直交相関信号を生成するものである
。第４相関手段は第２の直交標本群とノーマル相関器チ
ップ符号との相関をとり、第２直交相関信号を生成する
ものである。従って、相関信号は、第１同相相関信号の
２乗，第２同相相関信号の２乗，第１直交相関信号の２
乗，および第２直交相関信号の２乗の和の平方根から生
成することができる。符号獲得，追跡装置１２９は第１
および第２同相相関器信号と、第１および第２直交信号
を獲得、追跡することができる。検出回路１３０は基準
タイミング信号に対して相関信号のタイミングを検出し
、相関信号を復号化するものである。

【００７３】本発明の第２スペクトラム拡散受信機を図
８に示す。図示されたスペクトラム拡散受信機は、連接
第１および第２チップ符号系列を有するスペクトラム拡
散信号を復調するものである。スペクトラム拡散受信機
は、無線受信手段，第１標本化手段，第２標本化手段，
第１相関手段，第２相関手段，獲得追跡手段，および検
出手段を含む。ＲＦ部１２１は無線受信手段の具体例で
あり、同相標本化回路１２２は第１標本化手段の、直交
標本化回路１２５は第２標本化手段の、相関器１２３は
第１相関手段の、相関器１２６は第２相関手段の、符号
獲得追跡回路１２９は獲得追跡手段の、検出回路１３０
は検出手段の具体例である。スペクトラム拡散信号はＲ
Ｆ部１２１により受信されている。ＲＦ部１２１は同相
標本化回路１２２と直交標本化回路１２５に接続されて
いる。第１相関器１２３は同相標本化回路１２２と直交
標本化回路１２５に接続されている。第２相関器１２６
は同相標本化回路１２２と直交標本化回路１２５に接続
されている。符号獲得追跡回路１２９は加算器１２８を
介して第１相関器１２３と第２相関器１２６に接続され
ている。検出回路１３０は第１相関器１２３，第２相関
器１２６、および獲得追跡回路１２９に接続されている
。

【００７４】ＲＦ部１２１はスペクトラム拡散信号を受
信し、同相信号および直交信号を生成するものである。同相標本化回路１２２は同相信号を周期的に標本化し、
同相標本群を生成するものである。直交標本化回路１２
５は直交信号を周期的に標本化し、直交標本群を生成す
るものである。第１相関器１２３は同相標本および直交
標本と、第１相関チップ符号ｃ１　との相関をとり、第
１相関信号を生成するものである。第２相関器１２６は
同相標本および直交標本と、第２相関チップ符号ｃ２　
との相関をとり、第２相関信号を生成するものである。第１および第２相関器１２３，１２６は図９に相関器１
２７として示してあり、その動作は上述した通りである
。

【００７５】加算器１２８は第１相関信号と第２相関信
号とを合成するものである。符号獲得追跡回路１２９は
合成された相関信号を獲得，追跡し、基準信号を生成す
るものである。基準信号のタイミングに応答して、検出
回路１３０は第１相関信号と第２相関信号を比較し、第
１または第２データビットを出力するものである。

【００７６】また、本発明は、連接第１，第２，第３お
よび第４チップ符号系列を有するスペクトラム拡散信号
を復調するスペクトラム拡散受信機を含むようにしても
良い。図８に示す回路に加えて、スペクトラム拡散受信
機は第３相関手段と第４相関手段を含んでいる。第３お
よび第４相関器は第３および第４相関手段の具体例であ
る。第３相関器は同相および直交標本と、第３相関チッ
プ符号ｃ３　との相関をとり、第３相関信号を生成する
ものである。第４相関器は同相および直交標本と、第４
相関チップ符号ｃ４　との相関をとり、第４相関信号を
生成するものである。従って、符号獲得追跡回路１２９
は第１，第２，第３および第４相関信号の和を獲得，追
跡し，基準信号を生成する。検出回路１３０は、基準信
号に応答して、第１，第２，第３および第４相関信号を
比較し、第１，第２，第３および第４データ記号を、そ
れぞれ最大値を有する第１，第２，第３，および第４相
関信号に対応して出力する。

【００７７】図７および図８に示す同相標本化回路は、
同相標本化回路１２２により、同相信号をスペクトラム
拡散信号のチップレートの２倍またはそれ以上のレート
で標本化し、同相標本群を生成させるようにしても良い
。本実施例の相関器は、シフトレジスタ群であっても良
いが、同相標本群のチップごとに標本数と、スペクトラ
ム拡散チップ符号の１つのチップとの相関をとるように
なっている。また、直交標本化回路１２５はスペクトラ
ム拡散信号のチップレートの２倍またはそれ以上のレー
トで標本化し、直交標本群を生成するようにしても良い
。本実施例では、相関器はシフトレジスタ群であっても
良いが、直交標本群のチップごとに標本の数と、スペク
トラム拡散チップ符号の１つのチップとの相関をとるも
のである。同相および直交標本群を生成するため、相関
器は同相および直交標本群とチップ系列全体の相関を同
時にとることができるレジスタを有するようにしても良
い。

【００７８】また、図７および図８に示す同相標本化回
路は、同相信号を、スペクトラム拡散信号のチップレー
トの２倍またはそれ以上のレートで標本化し、スペクト
ラム拡散信号のチップごとに２またはそれ以上の標本を
加算し、同相標本群を生成する同相標本化回路１２２を
有するようにしても良い。さらに、直交標本化回路１２
５は、直交信号を、スペクトラム拡散信号のチップレー
トの２倍またはそれ以上のレートで標本化し、スペクト
ラム拡散信号のチップごとに２またはそれ以上の標本を
加算し、直交標本群を生成するようにしても良い。

【００７９】さらにまた、図８に示すスペクトラム拡散
受信機は、同相標本化回路１２２により、同相信号を、
スペクトラム拡散信号のチップレートの２倍またはそれ
以上のレートで周期的に標本化し、同相信号のチップご
とに少なくとも第１および第２標本から、それぞれ、第
１同相標本群と第２同相標本群を生成するようにしても
良い。また、直交標本化回路１２５は、直交信号を、ス
ペクトラム拡散信号のチップレートの２倍またはそれ以
上のレートで周期的に標本化し、直交信号のチップごと
に、第１および第２標本から、それぞれ第１直交標本群
と第２直交標本群を生成するようにしても良い。本実施
例では、少なくとも、第１，第２，第３，および第４相
関器を含むようにしても良い。第１相関器は第１同相標
本群および第１直交標本群と、第１相関器チップ符号と
の相関をとり、第１相関信号を生成するものである。第
２相関器は第２同相標本群および第２直交標本群と、第
１相関器チップ符号との相関をとり、第２相関信号を生
成するものである。第３相関器は第１同相標本群および
第１直交標本群と、第２相関器チップ符号との相関をと
り、第３相関信号を生成するものである。第４相関器は
第２同相標本群および第２直交標本群と、第２相関器チ
ップ符号との相関をとり、第４相関信号を生成するもの
である。

【００８０】図７および図８に示す符号獲得追跡回路１
２９は、このように変形すると、第１，第２，第３およ
び第４相関信号の和を獲得、追跡し、基準信号が生成さ
れることになる。検出回路１３０は、基準信号に応答す
ると、第１，第２，第３および第４相関信号を検出し、
第１および第２相関信号に応答して、第１データ記号（
第１データビットでも良い）を出力し、第３および第４
相関信号に応答して第２データ記号（第２データビット
でも良い）を出力することになる。

【００８１】本発明は本実施例から分るように２つまた
は４つのデータ記号を取り扱うために変形したり、具体
化しても良い。例えば、それらの回路は８つのチップ符
号を取り扱う相関回路を備えることにより、８つのデー
タ記号を取り扱うことになるが、容易に変形できる。明
らかに、標本化回路はスペクトラム拡散符号のチップレ
ートの２倍またはそれ以上のレートで標本化しても良い
し、本発明から得られる技術ごとに結合するようにして
も良い。

【００８２】本発明のＲＦ部１２１の一例を図１０に示
す。ＲＦ部１２１は受信した信号をベースバンド同相成
分および直交成分に変換するものである。フィルタ１３
１，低ノイズ増幅器１３２，電力分配器１３３，直交混
合器１３４，第１直交フィルタ１３５，直交増幅器１３
６，および第２直交フィルタ１３７を示す。また、同相
混合器１４４，第１同相フィルタ１４５，同相増幅器１
４６，および第２同相フィルタ１４７を示す。直交混合
器１３４と同相混合器１４４に信号を出力する局部発振
器は、位相検出器１５５，電圧制御発振器１５２，２係
数プリスケーラ１５４、および電力分配器１５１を含む
。

【００８３】ディジタルチップ符号整合フィルタ本発明
は基本モジュールを形成する２つのディジタル回路が使
用されている。基本モジュールは種々のデータレート，
処理利得，および同相および直交信号標本量子化レベル
に応じて，２種のスペクトラム拡散変調に対する受信機
を実現するため、種々に構成することができる。

【００８４】本発明では、受信されたベースバンド信号
の同相成分および直交成分が標本化され、量子化されて
いる。Ｋ番目の同相量子化標本はｉｋ　とし、Ｋ番目の
直交量子化標本をｑｋ　とする。

【００８５】標本化レートはチップレートの２倍のレー
トにセットされているので、各チップタイム期間の間に
２つの標本タイムがある。

【００８６】チップ符号は２進ベクトルｃ＝（ｃ１　，
ｃ２　，ｃ３　，…，ｃＬ）で表わされるＬ　　ｂｉｔ
よりなるとする。ただし、ｃｋ　は長さＬのチップ符号
のＫ番目のチップか、あるいはＫ番目の２進記号である
。このチップ符号は同相量子化標本と相関がとられる。同相量子化標本はＩｎ　＝ｃ１　（ｉｎ　＋ｉｎ＋１　）＋ｃ２　（ｉｎ
＋２　＋ｉｎ＋３　）＋ｃ３　（ｉｎ＋４　＋ｉｎ＋５
　）＋…＋ｃＬ　（ｉｎ＋２Ｌ−２＋ｉｎ＋２Ｌ−１）
＋Ｄと表わされる標本タイム“ｎ”での相関値と、Ｑｎ　＝
ｃ１　（ｑｎ　＋ｑｎ＋１　）＋ｃ２　（ｑｎ＋２　＋
ｑｎ＋３　）＋ｃ３　（ｑｎ＋４　＋ｑｎ＋５　）＋…
＋ｃＬ　（ｑｎ＋２Ｌ−２＋ｑｎ＋２Ｌ−１）＋Ｄと表わされる対応する直交相関値とを有する。ただし、
“Ｄ”はバイアス項である。

【００８７】各チップタイム期間に対して２つの標本タ
イムがあるので、２つの標本値は各チップと相関関係が
あることに注意すべきである。伝送された信号のチップ
タイムを獲得できず、その結果、受信機はチップが伝送
された信号のどこで始まりどこで終るかを知ることがで
きず、また、標本タイムは伝送される信号と独立してい
ると仮定することにする。チップレートの２倍のレート
で標本化することにより、同相および直交相関処理では
、伝送された信号のチップタイムを有する必要がない。チップタイム期間ごとに２回だけ標本化することにより
、送信機と受信機のクロックが幾分違っても、チップご
とに少なくとも１つの標本がノイズ内のチップ値を捕捉
し、所望の相関をとることになる。

【００８８】本発明は、第１蓄積手段，第１比較手段，
第１加算手段を具えた１−ｂｉｔ相関器を含んでいる。図１１に示すように、シフトレジスタ１６１は第１蓄積
手段の具体例であり、比較器１５９群は第１比較手段の
、全加算器１６２−１７６は第１加算手段の具体例であ
る。シフトレジスタ１６１は第１の１−ｂｉｔ標本群を
蓄積するものである。比較器１５９は第１の１−ｂｉｔ
標本群と、第１の符号チップｃ１　，ｃ２　，…，ｃ１
５とを比較し、第１の出力信号群を生成するものである
。全加算器１６２−１７６は第１の出力信号群を加算し
、第１の相関信号ｂ０，ｂ１　，ｂ２　，ｂ３　を生成
するものである。

【００８９】また、１−ｂｉｔ相関器は第２蓄積手段，
第２比較手段，第２加算手段，および第３加算手段を含
むようにしても良い。第２シフトレジスタ群は第２蓄積
手段の具体例であり、第２比較群は第２比較手段の、第
２全加算器群は第２加算手段の、加算器は第３加算手段
の具体例である。第２シフトレジスタ群は第２の１−ｂ
ｉｔ標本群を蓄積するものである。第２比較器は第２の
１−ｂｉｔ標本群と第２の符号チップ群を比較し、第２
の出力群を生成するものである。第２加算器は第２相関
信号を第２の出力信号群から生成するものである。第３
加算器は第１相関信号と第２相関信号を加算し、第３加
算器は第１相関信号と第２相関信号を加算し、第３相関
信号を生成するものである。

【００９０】図７に示すスペクトラム拡散受信機の同相
および直交標本がそれぞれ１ビットに量子化された場合
、簡単な１５個の標本相関器の相関関数が図１１に示す
ように容易に実現される。ここで、１−ｂｉｔ標本は１
５段のシフトレジスタに入力されている。各標本はチッ
プビットと乗算され、残りの相関器は“１”ビットの乗
算結果をカウントする。このようなディジタル回路では
、２進記号“Ａ”と“−Ａ”が“１”と“０”に変化す
る。相関器は主に標本の１ブロックの“１”の数をカウ
ントする。１ブロックの標本は２を法としてチップの“
０”または“１”と加算される。

【００９１】「全加算器」と呼ばれる簡単な３ビット加
算回路を多段化したのは、相関器をＩＣで実現する際の
設計を簡単にするためである。各全加算器は３つの２進
入力記号を入力し、“１”ビットの数をカウントし、２
進で表わされる２ビット、すなわち、０，１，２，３を
出力する。基本的に、第１行の全加算器からは、最下位
ビット（ＬＳＢ；ｌｅａｓｔ　　ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎ
ｔ　　ｂｉｔ）を表わすビットが１行出力され、第２位
のビットを表わすビットがもう１行出力される。これら
２行のビットが別の行の全加算器に入力される。最終的
には、“１”ビットの合計の数が２進数で表わされ、合
計の数が相関出力となる。これを実現したもの、特に、
ＩＣとして実現されたものは、高速動作することができ
るパイプライン構造を有し、各標本タイムにおいて、相
関整数が回路またはＩＣの出力となることに注意すべき
である。

【００９２】図１１に示す基本的な相関器は、１−ｂｉ
ｔ量子化標本のディジタル相関器を実現する幾つかの可
能な方法のうちの１つを実施したものである。この基本
的な相関器は伝送されるチップ符号に整合した整合フィ
ルタである。整合フィルタの出力を図１２に示す。整合
フィルタが実際に伝送されるチップ符号に整合するか、
あるいは実際に伝送されるチップ符号を用いて時間軸上
に配列される場合、ピーク出力時点は標本タイムに対応
する。

【００９３】Ｌチップのチップ符号と相関を取る１−ｂ
ｉｔ標本相関器は、多方面で用いることができる基本的
なモジュールを形成し、より複雑な相関器を形成する。この基本的な１−ｂｉｔ標本相関器は、本実施例で説明
したＬチップ符号と相関をとるため、、例えば、１つの
モジュールとして用いられ、標本および長いチップ符号
に対して、より多くの量子化レベルを有する、より複雑
な相関器を形成する。

【００９４】Ｌチップのチップ符号ｃと相関をとる１−
ｂｉｔ標本入力相関器を、ＣＯＲ（ｃ，Ｌ）と表わす基
本モジュールとする。この基本モジュールはシフトレジ
スタを有し、シフトレジスタにより、１−ｂｉｔ標本を
右にシフトし（図１１参照）、一番右のレジスタビット
を出力し、次のモジュールに入力することができる。こ
のようにして、縦続接続されたモジュールにより、レジ
スタが連続して並ぶことになり、１−ｂｉｔ標本が保持
される。このモジュールの別の出力はそのモジュールの
特定レジスタの標本の相関値である。

【００９５】２Ｌチップのチップ符号に対しては、上述
したＬチップ相関器のうちの２つを縦続接続することが
でき、２つの相関器の出力整数は加算され、全体として
２Ｌチップ相関器を得ることができる。この相関器は図
１３に示す。ｃ１　は２Ｌチップのチップ符号の最初の
Ｌチップ，ｃ２　は次のＬチップである。Ｌビットチッ
プの２つの相関器モジュールは、２Ｌチップのチップ符
号に対しては、単一の相関器を形成する。

【００９６】再び、Ｌチップのチップ符号と相関をとる
１−ｂｉｔ量子化標本相関器を例に説明する。２−ｂｉ
ｔ標本に対しては、Ｌチップ相関器は同一であるのが望
ましい。図１４に示すように、標本の最上位ビットを用
いることができ、この２進系列を一方の基本相関器に入
力し、最上位ビット以外のビットを他方の基本相関器に
入力することができる。これを詳述するため、ｓ＝２ｓ
１　＋ｓ０で表わされる２−ｂｉｔ標本を考える。ｓ０
　およびｓ１　は２進記号で＋１または−１の値を有す
る。２−ｂｉｔ標本“ｓ”の値は、次のように、２つの
２進記号“ｓ０　”および“ｓ１”で与えられる。

【００９７】　　相関器が理想的な場合は標本“ｓ”をとり、標本“
ｓ”とチップ“ｃ”を乗算して積ｃｓ＝２ｃｓ１　＋ｃｓ０を得る。そして、その他にも標本“ｓ”とチップ“ｃ”
の積をとり、相関値の合計を得る。第１基本１−ｂｉｔ
標本相関器は入力として標本の最上位ビットｓ１　をと
り、他方、第２基本１−ｂｉｔ標本相関器は入力として
標本の第２位ビットｓ０　をとる。このように２−ｂｉ
ｔ標本の系列を用いて行い、第１相関器の出力の２倍と
、第２相関器の出力を加算することにより、図１４に示
すように、２−ｂｉｔ標本の相関器の結果が得られる。

【００９８】３−ｂｉｔ標本に対する相関器は、３つの
１−ｂｉｔ相関器を用いて同様に構成することができる
。ここでは、例えば、ｓ＝４ｓ２　＋２ｓ１　＋ｓ０　
を得る相関器を説明する。ｓ０　，ｓ１　およびｓ２　
は２進記号で、“＋１”と“−１”の値をとり、その結
果、３−ｂｉｔ量子化標本“ｓ”は−７，−５，−３，
−１，＋１，＋３，＋５，および＋７の値をとる。ここ
で、第１の１−ｂｉｔ相関器は入力として、標本“ｓ”
の最上位ビット“ｓ２　”を有し、第２の１−ｂｉｔ相
関器は入力として標本“ｓ”の第２位ビット“ｓ１　”
を有し、第３の１−ｂｉｔ相関器は入力として標本“ｓ
”の最下位ビット“ｓ０　”を有することになる。各相
関器のチップ符号は同一であるが、第１相関器の出力は
４倍され、その値と第２相関器の出力の２倍と第３相関
器の出力が加算される。

【００９９】従って、ここで述べるＬチップのチップ符
号に対する基本１−ｂｉｔ標本相関器は、１つのモジュ
ールとして用いることができ、この相関器は標本および
より長いチップ符号に対してより多くの量子化レベルを
有する。より複雑な相関器を構成することができる。Ｌ
チップのチップ符号ｃに対する１−ｂｉｔ標本を入力相
関器を、基本モジュールＣＯＲ（ｃ，Ｌ）として表わす
。図１５はこの基本相関モジュールを用いた、長さ２Ｌ
の符号に対する３−ｂｉｔ標本ディジタル相関器の構成
を示す。ただし、チップ符号は最初のＬチップとして、ｃ１　＝（ｃ１，ｃ２　，ｃ３　，…，ｃＬ　）を有し
、チップ符号の次のＬチップとしてｃ２　＝（ｃＬ＋１
　，ｃＬ＋２　，ｃＬ＋３　，…，ｃ２Ｌ）を有する。

【０１００】伝送された信号の搬送波の位相は、受信機
では分らないのが一般的であり、コヒーレント受信機で
も分らず、搬送波の位相を予測する必要がある。このた
め、回路のコストが上り、獲得が遅くなってしまう。本
発明では、ノンコヒーレント受信が行なわれ、受信機で
は搬送波の位相を獲得しない。この場合、同相および直
交相関器出力が加算され、どの相関器も

【０１０１】

【数１】

【０１０２】と表わされる出力を出力する。

【０１０３】このため動作損失があり、典型的なＳ／Ｎ
比が２ｄＢないし３ｄＢとなる。しかし、受信機は複雑
な部分が大幅になくなる。

【０１０４】また、ノンコヒーレント受信機は伝送され
たスペクトラム拡散信号の電力スペクトラム密度に特徴
がある。受信機はノンコヒーレントなので、通信システ
ムの動作は両変調技術で用いられるチップ符号の極性を
任意に変化しても全体として変化しない。擬似ランダム
発生器は送信機で用いられ、伝送されるチップ符号系列
の極性を制御することができ、ノンコヒーレント受信機
はこのような極性の変化とは独立している。しかし、得
られた信号は電力スペクトラムをより均一に分布させ、
このため狭帯域通信に対する干渉をより軽減させること
になる。

【０１０５】変形チップ符号整合フィルタほとんど同一
の信号強度を有する２つの信号が、送信機から２つの経
路を経て受信アンテナに到達して厳しいパルチパスが生
じた場合、チップ間隔にある２つの標本がノイズや干渉
がなくても符号（ｓｉｇｎ）が逆になることがある。符
号（ｓｉｇｎ）変化は次の場合に生じる。すなわち２つの経路の間の遅延がチップ間隔以下であり
、そのチップ間隔で、２つの信号が加算されたり、部分
的に相殺されるため、フィルタおよび受信機内のＡＣ結
合により符号（ｓｉｇｎ）が全て変化する。

【０１０６】この厳しいマルチパス状態に強くするため
、本発明では、代わりの標本に対して別々の相関器を用
いることができる。同相相関に対して、Ｉ　ｎ，１　＝
ｃ１　ｉｎ　＋ｃ２　ｉｎ＋２　＋ｃ３　ｉｎ＋４　＋
…＋ｃＬ　ｉｎ＋２Ｌ−２＋Ｄ０とＩ　ｎ，２　＝ｃ１
　ｉｎ＋１　＋ｃ２　ｉｎ＋３　＋ｃ３　ｉｎ＋５　＋
…＋ｃＬ　ｉｎ＋２Ｌ−１＋Ｄ０と定義される２つの相
関器を用いることができる。ただし、Ｄ０　はバイアス
項である。同様にして、２つの相関器が直交信号の代わ
りの標本に対して用いられ、相関値Ｑｎ　，１　とＱｎ
　，２を与える。相関器の最終的な出力は、４つの相関
器出力をノンコヒーレントに合成したもので、

【０１０７】

【数２】

【０１０８】として与えられる。

【０１０９】ノイズに対してこのようにノンコヒーレン
トに合成すると、動作損失が幾分大きくなるが、この損
失は厳しいマルチパスに対して利得を得るためやむをえ
ないとされることが多い。

【０１１０】標本化レートがチップ期間に対して３つの
標本になった場合、３つの別々の相関器を用いることが
でき、相関器の出力は、相関器の出力をそれぞれの２乗
の和の平方根をとり、同様にノンコヒーレントに合成さ
れる。再び、標本は３つの相関器の間で交互に切り換え
られるであろうし、その結果、チップ期間ごとに３つの
標本がそれぞれ別々に相関器に入力されることになる。この概念は普遍化され、１チップ期間に、より多くの標
本に適用できることは明らかである。

【０１１１】複数の代わりの標本のため、相関器は前述
した基本相関器により別々に実現することができる。実
際には、チップ符号をより長くし、より多くのビットで
標本して普遍化しても、どの普遍化もここで行なったこ
とに行きつく。

【０１１２】チップ符号獲得追跡回路送信機は図１６に示すＬビットチップ符号系列を周期的
に伝送するものとする。ノイズに関しては、典型的な相
関器出力が図１７に示すようになる。基本チップ符号獲
得追跡回路の目的は、相関器の出力で、周期的なピーク
標本タイムを獲得し、追跡することにある。

【０１１３】本発明の２次フェーズロックドループ（Ｐ
ＬＬ）は、相関器の出力に周期的に出力される標本ピー
クポイントを獲得し追跡するもので、全てディジタルで
実現されている。このＰＬＬは、誤り訂正または誤りの
ため、１つのチップ符号間隔の実際の予測時間に対応し
て、２Ｌ標本の前半の相関器出力標本のある関数と、２
Ｌ標本の後半の相関器出力標本のある関数の差を用いて
いる。相関器はチップレートの２倍のレートで標本と相
関をとるので、Ｌチップの１つのチップ符号の時間間隔
に対応して、２Ｌ標本が相関器から出力されることを想
起してほしい。デッドゾーン（ｄｅａｄ　　ｚｏｎｅ）
は予測チップ符号間隔の中心部にあり、中心部の２ｄ標
本は、誤り項を算出して０に設定される。

【０１１４】このようにすると、大きい出力ピーク値が
チップ符号間隔の中心部にあり、ＰＬＬにより予測され
た中心から、ｄ標本だけ離れてある場合、誤り項により
、チップ符号間隔にある予測中心がシフトされ、誤りが
訂正されることになる。この様子を図１８に示す。Ｅ１
　が前半の標本の関数で、Ｅ２　が２Ｌ標本間隔の後半
の標本と２ｄデッドゾーン標本の差の関数である場合、
ＰＬＬの相関の項はＥ１　−Ｅ２　となる。

【０１１５】ＰＬＬの予測が正確で、相関器ピークが予
測チップ符号間隔の２ｄ標本デッドゾーンに落ち込んだ
場合、誤り項は小さくなり、相関器のピークが引き続き
追跡される。

【０１１６】ディジタルＰＬＬは２つの動作モード、す
なわち、ワイド（ｗｉｄｅ）モードとナロウ（ｎａｒｒ
ｏｗ）モードを有する。ワイドモードは獲得に用いられ
、ナロウモードは追跡に用いられる。ワイドモードでは
誤り信号はデッドゾーンの２ｄ標本を除いて、予測した
チップ符号間隔２Ｌ標本を全て用いる。これに反し、ナ
ロウモードでは、２Ｌ標本のより小さい標本が用いられ
る。従って、ナロウモードでは、ノイズ，干渉，および
信号の非希望サイドローブを表わす非希望標本はその大
部分の標本のエネルギーがＰＬＬにより無視される。

【０１１７】ワイドモードは単に獲得を促進するために
案出された過渡的なモードに過ぎないので、このモード
での誤り訂正は比較的大きい。誤り訂正は、各チップ符
号間隔に対して、一定の大きさの増分誤り訂正ステップ
が数多く行なわれる。一旦、信号が現われ、誤り項が連
続して現われると、局部チップクロックが比較的早くな
って、再生された周期的な相関ピークと局部系列クロッ
クとの間に正確な位相関係を持つことになる。

【０１１８】ＰＬＬのモードを制御する「ピークサーチ
」回路がある。この回路は予測されたチップ符号間隔で
相関器のピーク出力の位置をそれぞれ検出し、この窓と
別の窓とを比較するものである。受信された相関ピーク
のタイミングが、幾つかの連続チップ符号間隔で、ピー
クが前述した窓に落ち込むタイミングになった場合、ピ
ーク検出回路によりＰＬＬはナロウモードに切り換えら
れる。

【０１１９】ＰＬＬは受信された相関ピークの平均タイ
ミングに収束し続けるが、レートがより遅くなり、チッ
プ符号間隔ごとに、一定大きさの誤り訂正が２ステップ
づつ行なわれる。このナロウモードにより、引き続き誤
りを小さく訂正しながら相関器出力ピークが追跡される
。ピークサーチ回路により、大部分の相関ピークが窓内
に落ち込まないことが検出されると、ＰＬＬによりワイ
ドモードに切り換えられる。ワイドモードへの切り替え
は、通常、信号が消失するか、あるいは、強いノイズお
よび／または干渉が受信機帯域に現われた場合にのみ行
なわれる。

【０１２０】ピークサーチ回路によりＰＬＬがナロウモ
ードに切り換えられると、誤り項を演算するため、標本
のより小さい“窓”が用いられ、誤り項に応じてステッ
プが小さく変化される。ここでは、ｄ＜ｗ＜Ｌを満足するパラメータ“ｗ”が、誤り演算に用いる２ｗ
標本を特定するために用いられる。ここでは、チップ符
号間隔の予測中心の近傍に中心が置かれる２ｗ標本のみ
が誤り項を予測するために用いられる。このような窓を
用いることにより、一旦獲得されたノイズおよび干渉が
除去され、ＰＬＬにより送信されたチップ符号位置が正
確に追跡されるという効果がある。従って、一旦追跡が
行なわれると、ノイズおよび干渉に対して幾分耐性が向
上する。この様子を図１９に示す。

【０１２１】パルス位置信号復調図３および図４に示すパルス位置変調方式に対して、チ
ップ符号ｃに整合する相関器が用いられる。その相関器
は、符号ｃ，ｃｓ　またはｃｅ　がいずれも符号ｃｓ　
とともに発生するごとに、ピーク値がわずかに小さくな
ることを示すことになる。というのは、符号ｃｓ　とｃ
ｅ　が符号ｃの短縮符号および拡大符号にすぎないから
である。これらピーク位置は系列によって異なる。しか
し、図４に示すように、送信された系列の符号の平均長
はＬ、すなわち基本チップ符号ｃの符号長になる。従っ
て、相関器の出力は、相関器の２Ｌ出力ごとに固定基準
点を与える平均ピーク位置を有することになる。図４か
ら次のことを注意すべきである。すなわち、この周期的
に現われる固定基準点に対して、パルスは一定量だけ“
早い”かあるいは“遅い”かであり、早い相関器出力ピ
ークは、伝送されたマンチェスタ符号化“０”ビットに
対応し、遅い相関器出力ピークは伝送された“１”ビッ
トに対応する。

【０１２２】相関器の出力がＰＬＬに出力されると、Ｐ
ＬＬは検出基準となる２Ｌ出力ごとにこの平均ピーク位
置を追跡することになる。ＰＬＬがナロウモードで追跡
すると、図１９に示すように、“早いピーク”は全てタ
イミング窓の早い部分に落ち込み、“遅いピーク”は全
て窓の遅い部分に落ち込む。ナロウモードにおいて、連
続する相関ピークの間にＰＬＬの動作により生じる最大
タイミングジッタは、小さく、相関チップのオペレーシ
ョンまたは受信機の能力に干渉せず、伝送信号を再生す
る。

【０１２３】図２０は相関器の出力と、ＰＬＬにより演
算される周期的な基準点を示す。ここでは、２ｗの標本
の窓が用いられ、周期的な基準点のどちら側に相関出力
ピークがあるかを決定する。この決定は、窓内の最大ピ
ーク出力に対して早いかあるいは遅いかに基づきおこな
われる。あるいは、この決定は、情報が単一データビッ
トである場合は、基準点が基準点後にｗの相関器出力の
和と比較する前に、ｗの相関器出力の和の大きい方に基
づき行なわれる。後者はおおよそ各窓のｗ標本における
相関器出力エネルギーである。

【０１２４】パルス位置変調方式では、早いピーク出力
はマンチェスタ符号化“Ｏｓ”に対応し、遅いピーク出
力はマンチェスタ符号化“１ｓ”に対応する。マンチェ
スタ符号化を用いると、どの相関器出力ピーク対が１つ
の符号化データビットに対応するかというあいまいさを
受信機により解決する必要がある。

【０１２５】この解決は、各データビットはマンチェス
タ符号化されて“０１”または“１０”になるというこ
とに基づいて行なわれている。すなわち、符号化された
データビットに対応する出力ピーク対には、早いピーク
の後に遅いピーク（０１）が来なければいけないか、あ
るいは遅いピークの後に早いピーク（１０）が来なけれ
ばいけないということを意味する。受信機はまず、１つ
の可能な対を任意に仮定し、ついで、上述した規則の逸
脱がないかを監視する。大幅に逸脱した場合は、別の対
に切り換え、逸脱の割合が充分小さい限り、そのままの
状態を維持する。このことは実際には個々の記号に対し
て硬判定が行なわれるわけではなく、ピークサーチ回路
により演算された連続系列のタイミングを比較して行な
われる。２つの連続するピークにより生成される複数の
ピークが１標本だけ離れている場合には、逸脱が記録さ
れる。上述したことから分かるように、逸脱の割合が高
くなると、受信機がその他の仮定に切り換えられること
になる。上述したことが連続すると、受信機が送信機の
マンチェスタ符号器上で初期同期するため、遷移（“０
”から“１”への変化、またはその逆の変化）の密度を
最小にする必要がある。

【０１２６】多重チップ符号信号復調多重チップ符号変調方式では、記号の２進系列は、搬送
波を変調する系列であって、符号長Ｌの連続チップ符号
系列よりなる。

【０１２７】例えば、図５に示す系列には、２つの固有
チップ符号ｃ１　とｃ２　のみがあり、符号長Ｌの各チ
ップ符号に対して１つの情報データビートが伝送される
。

【０１２８】２つのチップ符号に対する復調器を図２１
に示す。この復調器では、１つの相関器がチップ符号ｃ
１　と整合し、他の相関器がチップ符号ｃ２　と整合す
る。２つの相関器の出力は加算され、１つの相関器出力が生
成される。相関器出力にはＰＬＬにより獲得，追跡する
ことができる周期的なピーク系列があるものとする。ノ
ンコヒーレント受信機に対しては、個々の相関器に入力
する同相および直交標本があり、それら出力の和の平方
根により総合的な相関器出力が生成される。図２１に示
すノンコヒーレントシステムに対して、ＣＯＲ（ｃ，Ｌ
）と表わされるモジュールは、２つの１−ｂｉｔ標本を
入力（同相および直交標本）とする２つの相関器と見な
すことができ、相関器出力は２つの相関器の各出力の和
の平方根である。

【０１２９】図２１に示すＰＬＬはその入力として、図
１７に示す周期的なピーク入力系列を有することに注意
すべきである。一旦獲得すると、ＰＬＬは周期的なピー
クポイントの位置を出力することになる。

【０１３０】ＰＬＬが合成された相関器出力の周期的な
ピークパルスの位置を獲得すると、これらのピークの位
置は決定回路に入力される。決定回路により個々の相関
器出力が検査され、各チップ符号間隔の間に、ピークポ
イントがどの相関器出力に含まれるかが決定される。こ
の２Ｌ標本ごとに行なわれる決定は、算出された全エネ
ルギーに基づくか、あるいは、２ｗ標本の窓内のピーク
の位置に基づいて行なわれる。２ｗ標本の窓には、その
中心がｃ１　とｃ２　に整合した相関器の出力の予測さ
れた周期で現われる基準ピークの近傍にある。

【０１３１】図６に示すように４つのチップ符号を用い
る変調方式に対する復調器は、４つの相関器によりなり
、相関器はそれぞれ４つのチップ符号の１つに整合され
ている。これら４つの相関器の出力は加算されてＰＬＬ
に出力され、ＰＬＬにより、チップ符号間隔ごとに、周
期的なピークポイントを獲得，追跡される。チップ符号
間隔は誤り検出回路により使用され、誤り検出回路によ
り、４つの相関器出力のうちどの出力に、各チップ符号
間隔の間にピーク標本があるかが決定される。変調器を
図２２に示す。

【０１３２】判定メトリック（ｍｅｔｒｉｃ）受信機は
２つのメトリックのうちの１つのメトリックに基づいて
、どのデータビットが伝送されたかを判定することがで
きる。２つのメトリックは幾つかの窓内で相関器の出力
に基づいている。

【０１３３】一方のメトリックは１つの窓内のピーク標
本出力値であり、他方のメトリックは１つの窓内の全標
本のエネルギーの総計を用いている。従って、復調検出
器は比較するピーク標本値に基づくか、あるいは異なる
複数の窓内で測定されるエネルギーの総計に基づいて判
定することができる。

【０１３４】本発明に係る受信機は、２つのメトリック
に基づいて検出データを出力することができる。検出さ
れるデータビットはほとんどの場合同一であるが、判定
を誤る検出器もあれば、正しく判定する検出器もある。誤り検出符号（ＣＲＣ）が伝送データで使用された場合
、受信機では、検出されたデータビットのブロックを誤
りチェックすることができ、データブロックを最終的に
選択して誤りが検出されないブロックとする。両データ
ブロックにてＣＲＣチェックにより誤りが検出された場
合、１つの誤りブロックが推定される。

【０１３５】誤り検出符号とともに、２種の検出器を用
いて判定すると、スペクトラム拡散通信リンクの総合的
なビット誤り率を軽減させることができる。これは、一
部には、これら無線の性能が、全く異なる影響を２種の
メトリックとそれらを用いる検出器に与えることができ
るマルチパスにより、制御されることがよくあるからで
ある。

【０１３６】モジュラーＩＣ回路本発明では、長さＬのチップ符号の相関をとるディジタ
ル１−ｂｉｔ相関器は、シングルゲートアレイＩＣとし
て実現されている。このＩＣはプログラム可能で、この
相関器を選択された長さＬのチップ符号に全て整合させ
ることができる。さらに、相関器のピーク出力を獲得，
追跡するＰＬＬ回路は、シングルゲートアレイＩＣとし
て実現されている。これら２つのゲートアレイＩＣによ
り基本モジュールが形成され、基本モジュールを用いて
、多種のスペクトラム拡散信号を復調する復調器を実現
することができる。パルス位置変調信号を復調する特定
の復調器と、多重チップ符号変調信号を復調する特定の
復調器がこれらモジュールを用いて開発されている。

【０１３７】これらのモジュールを用いた復調器は、簡
単なディジタル加算回路，ディジタル決定回路，および
ディジタルグルーロジック（ｄｉｇｉｔａｌ　　ｇｌｕ
ｅ　　ｌｏｇｉｃ）回路によりなる。低価格で大量生産
する場合、復調器のベースバンド復調部が、全て、モジ
ュラーＩＣを含むディジタル回路によりなるので、その
部分をシングルカスタムＩＣに組み込むことができる。このようにした受信機は、ストレートフォワード（ｓｔ
ｒａｉｇｈｔ　　ｆｏｒｗａｒｄ）ＲＦ部と、ベースバ
ンド処理のためのシングルＩＣを具えることになる。

【０１３８】相関器出力からのＳＮＲ本発明は、相関器出力の平均ピーク値に基づいて受信機
のＳ／Ｎ比を測定する手段を含むようにしても良い。図
９に示す相関器１２７は相関器の具体例である。相関器
１２７を用いて試験的に観測した結果、相関器出力のピ
ーク値により受信機のＳ／Ｎ比を充分に評価できること
がわかった。相関器１２７に入り込むノイズが多くなる
と、相関器信号のピーク値が下降する。同様に、相関器
に入り込むノイズが少なくなると、相関器信号のピーク
値が上昇する。

【０１３９】相関器１２７からの相関信号の平均ピーク
値、すなわち、受信機のＳ／Ｎ比の評価は、受信機から
送信機に伝送され、送信機により電力を制御するため用
いられる。

【０１４０】本発明の範囲または技術思想を逸脱するこ
となく、本発明に係るスペクトラム拡散変調器および復
調器を種々に変形することができることは、当業者にと
って明らかなことである。また、本発明はそのスペクト
ラム拡散変調器および復調器の変更および変形が特許請
求の範囲および均等の範囲内にある限り、変更および変
形を含むことを意図している。

【０１４１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
上記のように構成したので、次の（１）〜（８）の効果
がある。

【０１４２】（１）　　安価で簡単な回路によりノンコ
ヒーレント変調をするスペクトラム拡散受信機を提供す
ることができる。

【０１４３】（２）　　パルス位置変調による直接系列
スペクトラム拡散変調方法を提供することができる。

【０１４４】（３）　　単一のチップ符号により固有デ
ータ記号が表わされる幾つかのチップ符号を用いたスペ
クトラム拡散変調方式を提供することができる。

【０１４５】（４）　　ディジタル回路で容易に実現す
ることができる整合フィルタを用いた受信機を提供する
ことができる。

【０１４６】（５）　　ノンコヒーレントな受信方式を
用いてスペクトラム拡散信号を受信し、搬送波位相を獲
得し，追跡する必要のない受信機を提供することができ
る。

【０１４７】（６）　　同相および直交ベースバンド信
号をチップレートの何倍かのレートで標本化し、チップ
クロックの再生を必要としない受信機を提供することが
できる。

【０１４８】（７）　　チップ系列の相関をとる相関器
の出力を用い、信号の干渉／雑音に対する比を測定する
ことができる。

【０１４９】（８）　　安価で、容易にシステム化でき
るスペクトラム拡散システムを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスペクトラム拡散パルス位置変調器を
示すブロック図である。

【図２】図１図示ＲＦ変調器１１５の構成を示すブロッ
ク図である。

【図３】データビット系列をマンチェスタ符号化する方
法を説明する説明図である。

【図４】マンチェスタ符号化ビット系列と生成された連
接符号系列の例を示す図である。

【図５】情報ビットを１つづつ１つのチップ符号に置換
する方法を説明する図である。

【図６】４つのデータ記号を２つづつ１つのチップ符号
に置換する方法を説明する図である。

【図７】本発明のパルス位置変調器を示すブロック図で
ある。

【図８】本発明のスペクトラム拡散受信機を示すブロッ
ク図である。

【図９】ノンコヒーレント相関器の構成を示すブロック
図である。

【図１０】ＲＦ部の構成を示すブロック図である。

【図１１】本発明に係る相関器の構成の一例を示す図で
ある。

【図１２】整合フィルタの出力例を示す図である。

【図１３】本発明に係る相関器の他の構成の一例を示す
ブロック図である。

【図１４】２−ｂｉｔ標本相関器の構成を示すブロック
図である。

【図１５】３−ｂｉｔ標本相関器の構成を示すブロック
図である。

【図１６】変調２進系列を示す図である。

【図１７】相関器出力の一例を示す図である。

【図１８】ＰＬＬによる誤り訂正を説明するための説明
図である。

【図１９】チップ符号追跡に用いられる窓を示す図であ
る。

【図２０】相関器出力の一例を基準とともに示す図であ
る。

【図２１】２つのチップ符号に対する復調器を示すブロ
ック図である。

【図２２】４つのチップ符号に対する変調器を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

１１２　　マンチェスタ生成器１１３　　チップ符号装置１１４　　反転装置１１５　　変調器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】　　データビット系列上で用いるスペクト
ラム拡散変調器において、データビット系列の各データ
ビットをマンチェスタ符号化ビットを用いて符号化し、
データビット系列からマンチェスタビット系列を生成す
る生成手段と、該生成手段に接続され、マンチェスタビ
ット系列の第１ビットと第２ビットに応じ、第１ビット
と第２ビットが一致した場合は、その第２ビットをノー
マルチップ符号と置換し、第１ビットと第２ビットが“
１”ビット、“０”ビットの順になる場合、その第２ビ
ットを短縮ビットと置換し、第１ビットと第２ビットが
“０”ビット、“１”ビットの順になる場合、その第２
ビットを拡大ビットと置換し、連接符号の系列を生成す
る置換手段と、該置換手段に接続され、前記連接符号の
系列を反転する反転手段と、該反転手段に接続され、擬
似ランダムに反転された前記連続符号の系列により、搬
送波信号を変調する手段とを備えたことを特徴とするス
ペクトラム拡散変調器。
【請求項２】　　データビット系列上で用いるスペクト
ラム拡散変調器において、データビット系列の各データ
ビットをマンチェスタ符号化ビットを用いて符号化し、
データビット系列からマンチェスタビット系列を生成す
る生成手段と、該生成手段に接続され、マンチェスタビ
ット系列の第１ビットと第２ビットに応じ、第１ビット
と第２ビットが一致した場合は、その第２ビットをノー
マルチップ符号と置換し、第１ビットと第２ビットが“
１”ビット、“０”ビットの順になる場合、その第２ビ
ットを短縮ビットと置換し、第１ビットと第２ビットが
“０”ビット、“１”ビットの順になる場合、その第２
ビットを拡大ビットと置換し、連接符号の系列を生成す
る置換手段と、該置換手段に接続され、連接符号の系列
に応じて搬送波信号を変調する手段とを備えたことを特
徴とするスペクトラム拡散変調器。
【請求項３】　　データビット系列上で用いるスペクト
ラム拡散変調器において、データビット系列の各ビット
に応じ、各ビットが“１”ビットである場合、データビ
ット系列の各ビットを第１チップ符号と置換し、各ビッ
トが“０”ビットである場合、データビット系列の各ビ
ットを第２チップ符号と置換し、連接第１および第２チ
ップ符号の系列を生成する置換手段と、該置換手段に接
続され、前記連接第１および第２チップ符号の系列に応
じて搬送波信号を変調する手段とを備えたことを特徴と
するスペクトラム拡散変調器。
【請求項４】　　データビット系列上で用いるスペクト
ラム拡散変調器において、データビット系列の各ビット
に応じ、各ビットが“１”ビットである場合、データビ
ット系列の各ビットを第１チップ符号と置換し、各ビッ
トが“０”ビットである場合、データビット系列の各ビ
ットを第２チップ符号と置換し、連接第１および第２チ
ップ符号の系列を生成する置換手段と、該置換手段に接
続され、前記連接第１および第２チップ符号の系列を擬
似ランダムに反転する反転手段と、該反転手段に接続さ
れ、前記連接第１および第２チップ符号の系列の反転系
列に応じて搬送波信号を変調する手段とを備えたことを
特徴とするスペクトラム拡散変調器。
【請求項５】　　データビット系列上で用いるスペクト
ラム拡散変調器において、データ記号系列の各記号に応
じ、各記号が第１データ記号である場合、データ記号系
列の各記号を第１チップ符号と置換し、各記号が第２デ
ータ記号である場合、データ記号系列の各記号を第２チ
ップ符号と置換し、各記号が第３データ記号である場合
、データ記号系列の各記号を第３チップ符号と置換し、
各記号が第４データ記号である場合、データ記号系列の
各記号を第４チップ符号と置換し、連接第１，第２，第
３および第４チップ符号の系列を生成する置換手段と、
該置換手段に接続され、前記連接第１，第２，第３およ
び第４チップ符号の系列に応じて搬送波信号を変調する
手段とを備えたことを特徴とするスペクトラム拡散変調
器。
【請求項６】　　データビット系列上で用いるスペクト
ラム拡散変調器において、データ記号系列の各記号に応
じ、各記号が第１データ記号である場合、データ記号系
列の各記号を第１チップ符号と置換し、各記号が第２デ
ータ記号である場合、データ記号系列の各記号を第２チ
ップ符号と置換し、各記号が第３データ記号である場合
、データ記号系列の各記号を第３チップ符号と置換し、
各記号が第４データ記号である場合、データ記号系列の
各記号を第４チップ符号と置換し、連接第１，第２，第
３および第４チップ符号の系列を生成する置換手段と、
該置換手段に接続され、連接第１，第２，第３および第
４チップ符号の系列を擬似ランダムに反転する反転手段
と、該反転手段に接続され、連接第１，第２，第３およ
び第４チップ符号の系列の反転系列に応じて搬送波信号
を変調する手段とを備えたことを特徴とするスペクトラ
ム拡散変調器。
【請求項７】　　データビット系列上で用いるスペクト
ラム拡散変調器において、データ記号系列の各記号に応
じて、データ記号系列の各対応するデータ記号を、対応
するチップ符号と置換する置換手段と、該置換手段に接
続され、各チップ符号に応じて搬送波信号を変調する手
段とを備えたことを特徴とするスペクトラム拡散変調器
。
【請求項８】　　プロセッサを用い、該プロセッサによ
りデータビット系列をスペクトラム拡散で変調する変調
方法において、データビット系列の各データビットをマ
ンチェスタ符号化ビット用いて符号化し、データビット
系列からマンチェスタビット系列を生成するステップと
、マンチェスタビット系列の第１ビットと第２ビットが
一致する場合、該第１ビットと第２ビットに応じて、該
第２ビットをノーマルチップ符号と置換するステップと
、マンチェスタビット系列の第１ビットと第２ビットが
“１”ビット，“０”ビットの順になる場合、該第１ビ
ットと第２ビットに応じて、第２ビットを短縮チップ符
号に置換するステップと、マンチェスタビット系列の第
１ビットと第２ビットが“０”ビット，“１”ビットの
順になる場合、該第１ビットと第２ビットに応じて、該
第２ビットを拡大チップ符号と置換するステップと、ノ
ーマルチップ符号，短縮チップ符号、および拡大チップ
符号から、連接符号の系列を生成するステップと、該連
接符号の系列を用いて搬送波信号を変調するステップと
を備えたことを特徴とする変調方法。
【請求項９】　　請求項８において、連接符号の系列を
擬似ランダムに反転するステップと、前記連接符号の系
列の反転系列を用いて搬送波信号を変調するステップと
を備えたことを特徴とする変調方法。
【請求項１０】　　短縮チップ符号，拡大チップ符号、
およびノーマルチップ符号を有するスペクトラム拡散信
号を復調するスペクトラム拡散受信機において、スペク
トラム拡散信号を受信し、同相信号および直交信号を生
成する受信手段と、該受信手段に接続され、前記同相信
号を周期的に標本化し、同相標本群を生成する第１標本
化手段と、前記受信手段に接続され、前記直交信号を周
期的に標本化し、直交標本群を生成する第２標本化手段
と、該第２標本化手段と前記第１標本化手段に接続され
、ノーマル相関器チップ符号に応じて、同相標本群とノ
ーマル相関器チップ符号の相関をとって同相相関信号を
生成し、直交標本群とノーマル相関器チップ符号の相関
をとって直交相関信号を生成し、前記同相相関信号の２
乗と直交相関信号の２乗の和の平方根から相関信号を生
成する相関手段と、該相関手段に接続され、相関信号を
獲得，追跡して基準タイミング信号を生成する獲得追跡
手段と、該獲得追跡手段と前記相関手段に接続され、前
記相関信号と基準タイミング信号の比較に応じ、前記基
準タイミング信号に対して相関信号のタイミングを検出
し、スペクトラム拡散信号の短縮チップ符号，拡大チッ
プ符号、およびノーマルチップ符号を検出する手段とを
備えたことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項１１】　　１−ｂｉｔ相関器を備え、該１−ｂ
ｉｔ相関器は、第１の１−ｂｉｔ標本ビット群を蓄積す
る第１蓄積手段と、該第１蓄積手段に接続され、前記第
１の１−ｂｉｔ標本ビット群と第１符号チップ群を比較
し、それぞれ、第１出力信号群を生成する第１比較手段
と、該第１比較手段に接続され、第１出力信号群に応じ
て、第１相関信号を生成する第１加算手段とを備えたこ
とを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項１２】　　請求項１１において、１−ｂｉｔ相
関器は、前記第１蓄積手段に接続され、第２の１−ｂｉ
ｔ標本ビット群を蓄積する第２蓄積手段と、該第２蓄積
手段に接続され、第２の１−ｂｉｔ標本ビット群と第２
符号チップ群を比較し、それぞれ、第２出力信号群を生
成する第２比較手段と、該第２比較手段に接続され、第
２出力信号群に応じて、第２相関信号を生成する第２加
算手段と、該第２加算手段と前記第１加算手段に接続さ
れ、第１相関信号と第２相関信号に応じて、第３相関信
号を生成する第３加算手段とを備えたことを特徴とする
スペクトラム拡散受信機。
【請求項１３】　　１−ｂｉｔ相関器を備え、該１−ｂ
ｉｔ相関器は、最上位１−ｂｉｔ標本群が第１の１−ｂ
ｉｔ符号チップ群に一致した場合、第１相関信号を生成
する第１相関手段と、最下位１−ｂｉｔ標本群が第２の
１−ｂｉｔ符号チップ群に一致した場合、第２相関信号
を生成する第２相関手段と、前記第１相関手段に接続さ
れ、前記第１相関信号に２を乗算する乗算手段と、該乗
算手段と前記第２相関手段に接続され、該乗算手段の出
力と前記第２相関信号を加算する加算手段とを備えたこ
とを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項１４】　　３−ｂｉｔ相関器を備え、該３−ｂ
ｉｔ相関器は、最上位１−ｂｉｔ標本ビット群，中位１
−ｂｉｔ標本ビット群、および最下位１−ｂｉｔ標本ビ
ット群と、第１の１−ｂｉｔ符号チップ群，第２の１−
ｂｉｔ符号チップ群、および第３の１−ｂｉｔ符号チッ
プ群との相関をそれぞれとる３−ｂｉｔ相関器において
、最上位１−ｂｉｔ標本ビット群が第１の１−ｂｉｔ符
号チップと一致する場合、第１相関信号を生成する第１
相関手段と、中位１−ｂｉｔ標本ビット群が第２の１−
ｂｉｔ符号チップと一致する場合、第２相関信号を生成
する第２相関手段と、最下位１−ｂｉｔ標本ビット群が
第３の１−ｂｉｔ符号チップと一致する場合、第３相関
信号を生成する第３相関手段と、前記第１相関手段に接
続され、前記第１相関信号に４を乗算する第１乗算手段
と、前記第２相関手段に接続され、前記２相関信号に２
を乗算する第２乗算手段と、前記第１乗算手段，第２乗
算手段，第３相関手段に接続され、前記第１，第２乗算
手段からの出力と、前記第３相関信号を加算する手段と
を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項１５】　　ｎ−ｂｉｔ相関器を備え、該ｎ−ｂ
ｉｔ相関器は、少なくとも、最上位１−ｂｉｔ標本ビッ
ト群，第２位１−ｂｉｔ標本ビット群，第３位１−ｂｉ
ｔ標本ビット群、および最下位標本ビット群と、第１の
１−ｂｉｔ符号チップ群，第２の１−ｂｉｔ符号チップ
群，第３の１−ｂｉｔ符号チップ群、および第４の１−
ｂｉｔ符号チップ群との相関をそれぞれとるｎ−ｂｉｔ
相関器において、前記最上位１−ｂｉｔ標本ビット群が
第１の１−ｂｉｔ符号チップ群と一致した場合、第１相
関信号を生成する第１相関手段と、前記第２位１−ｂｉ
ｔ標本ビット群が第２の１−ｂｉｔ符号チップ群と一致
した場合、第２相関信号を生成する第２相関手段と、前
記第２の第３位１−ｂｉｔ標本ビット群が第３の１−ｂ
ｉｔ符号チップ群と一致した場合、第３相関信号を生成
する第３相関手段と、最下位１−ｂｉｔ標本ビット群が
第４の１−ｂｉｔ符号チップ群と一致した場合、第４相
関信号を生成する第４相関手段と、前記第１相関手段に
接続され、第１相関信号に８を乗算する第１乗算手段と
、前記第２相関手段に接続され、第２相関信号に４を乗
算する第２乗算手段と、前記第３相関手段に接続され、
第３相関信号に２を乗算する第３乗算手段と、前記第１
乗算手段，第２乗算手段，第３乗算手段、および第４乗
算手段に接続され、前記第１，第２，第３乗算手段の出
力と前記第４相関信号を加算する加算手段とを備えたこ
とを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項１６】　　スペクトラム拡散信号を復調するス
ペクトラム拡散無線受信機において、スペクトラム拡散
信号を受信し、同相信号と直交信号を生成する受信手段
と、該受信手段に接続され、同相信号をスペクトラム拡
散信号のチップレートの２倍のレートで周期的に標本化
し、２つの標本を、スペクトラム拡散信号のチップごと
に、同相標本の第１系列と同相標本の第２系列に分ける
第１標本化手段と、前記受信手段に接続され、直交信号
をスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍のレート
で周期的に標本化し、２つの標本を、スペクトラム拡散
信号のチップごとに、直交標本と第１系列と直交標本の
第２系列に分ける第２標本化手段と、前記第１標本化手
段に接続され、同相標本の第１系列が第１の１−ｂｉｔ
符号チップ群と一致した場合、第１相関器信号を生成す
る第１相関器手段と、前記第１標本化手段に接続され、
同相標本の第２系列が第１の１−ｂｉｔ符号チップ群と
一致した場合、第２相関信号を生成する第２相関器手段
と、前記第２標本化手段に接続され、直交標本の第１系
列が第２の１−ｂｉｔ符号チップ群と一致した場合、第
３相関信号を生成する第３相関手段と、前記第２標本化
手段に接続され、直交標本の第２系列が第２の１−ｂｉ
ｔ符号チップ群と一致した場合、第４相関信号を生成す
る第４相関手段と、前記第１相関手段，第２相関手段，
第３相関手段、および第４相関手段に接続され、前記第
１相関信号を２乗し、第２相関信号を２乗し、第３相関
信号を２乗し、第４相関信号を２乗し、２乗された第１
，第２，第３、および第４相関信号を加算する加算手段
とを備えたことを特徴とするスペクトラム拡散無線受信
機。
【請求項１７】　　スペクトラム拡散信号を復調するス
ペクトラム拡散無線受信機において、スペクトラム拡散
信号を受信し、同相信号と直交信号を生成する受信手段
と、前記同相信号をスペクトラム拡散信号のチップレー
トのｎ倍のレートで周期的に標本化し、ｎ個の標本を、
スペクトラム拡散信号のチップごとに、同相標本の系列
群に分ける第１標本化手段と、前記直交信号をスペクト
ラム拡散信号のチップレートのｎ倍のレートで周期的に
標本化し、ｎ個の標本を、スペクトラム拡散信号のチッ
プごとに、直交標本系列群に分ける第２標本化手段と、
前記同相標本の系列群が第１の１−ｂｉｔ符号チップ群
に一致した場合、第１相関信号群を生成する第１相関手
段群と、前記直交標本の系列群が第２の１−ｂｉｔ符号
チップ群と一致した場合、第２相関信号群を生成する第
２相関手段群と、第１相関信号群に応じて前記第１相関
信号群の各信号を２乗し、第２相関信号群に応じて前記
第２相関信号群の各信号を２乗し、前記第１，第２相関
信号群の各信号の２乗を加算する加算手段とを備えたこ
とを特徴とするスペクトラム拡散無線受信機。
【請求項１８】　　スペクトラム拡散無線受信機に用い
られ、かつ、スペクトラム拡散信号を復調する復調方法
において、スペクトラム拡散信号から同相信号と直交信
号を生成するステップと、スペクトラム拡散信号のチッ
プレートの２倍のレートで同相信号を周期的に標本化す
るステップと、スペクトラム拡散信号のチップごとに２
つの標本を加算し、同相標本群を生成するステップと、
各同相標本群とチップ符号の１つのチップを比較し、第
１比較信号群を生成するステップと、前記第１比較信号
群を加算して同相相関信号を生成するステップと、スペ
クトラム拡散信号のチップレートの２倍のレートで直交
信号を標本化するステップと、スペクトラム拡散信号の
チップごとに２つの標本を加算して直交標本群を生成す
るステップと、各直交標本群とチップ符号のチップを比
較して第２比較信号群を生成するステップと、第２比較
信号群を加算して直交相関信号を生成するステップと、
同相相関信号を２乗するとともに直交相関信号を２乗す
るステップと、２乗された同相相関信号と２乗された直
交相関信号を加算するステップとを備えたことを特徴と
する復調方法。
【請求項１９】　　１−ｂｉｔ相関器により用いられる
方法が、第１の１−ｂｉｔ標本ビット群をシフトレジス
タに蓄積するステップと、１−ｂｉｔ相関器を用いて、
前記第１の１−ｂｉｔ標本ビット群と第１符号チップ群
を比較し、それぞれ、第１出力信号群を生成するステッ
プと、前記第１出力信号群を加算して第１相関器信号を
生成するステップとを備えたことを特徴とする復調方法
。
【請求項２０】　　請求項１９において、１−ｂｉｔ相
関器により用いられる方法は、第２の１−ｂｉｔ標本ビ
ット群を蓄積するステップと、第２の１−ｂｉｔ標本ビ
ット群と第２符号チップ群を比較してそれぞれ第２出力
信号群を生成するステップと、第２出力信号群を加算し
て第２相関信号を生成するステップと、第１相関信号と
第２相関信号を加算して第３相関信号を生成するステッ
プとを備えたことを特徴とする復調方法。
【請求項２１】　　２−ｂｉｔ相関器により用いられる
方法が、最上位１−ｂｉｔ標本群が第１の１−ｂｉｔ符
号チップ群と一致する場合、第１相関信号を生成するス
テップと、最下位１−ｂｉｔ標本群が第２の１−ｂｉｔ
符号チップ群と一致する場合、第２相関信号を生成する
ステップと、第１相関信号に２を乗算し、２を乗算した
第１相関信号に第２相関信号を加算するステップとを備
えたことを特徴とする復調方法。
【請求項２２】　　３−ｂｉｔ相関器により用いられ、
最上位１−ｂｉｔ標本ビット群，中位１−ｂｉｔ標本ビ
ット群、および最下位１−ｂｉｔ標本ビット群と、第１
の１−ｂｉｔ符号チップ群，第２の１−ｂｉｔ符号チッ
プ群、および第３の１−ｂｉｔ符号チップ群との相関を
それぞれとる方法が、最上位１−ｂｉｔ標本ビット群が
第１の１−ｂｉｔ符号チップ群と一致する場合、第１相
関信号を生成するステップと、中位１−ｂｉｔ標本ビッ
ト群が第２の１−ｂｉｔ符号チップ群と一致する場合、
第２相関信号を生成するステップと、最下位１−ｂｉｔ
標本ビット群が第３の１−ｂｉｔ符号チップ群と一致す
る場合、第３相関信号を生成するステップと、前記第１
相関信号に４を乗算するステップと、前記第２相関信号
に２を乗算するステップと、前記第１および第２乗算手
段からの出力と第３相関信号を加算するステップとを備
えたことを特徴とする復調方法。
【請求項２３】　　４−ｂｉｔ相関器により、少なくと
も、最上位１−ｂｉｔ標本ビット群，第１の中位１−ｂ
ｉｔ標本ビット群，第２の中位１−ｂｉｔ標本ビット群
、および最下位１−ｂｉｔ標本ビット群と、第１の１−
ｂｉｔ符号チップ群，第２の１−ｂｉｔ符号チップ群，
第３の１−ｂｉｔ符号チップ群、および第４の１−ｂｉ
ｔ符号チップ群との相関をそれぞれとる方法が、最上位
１−ｂｉｔ標本ビット群が第１の１−ｂｉｔ符号チップ
群と一致した場合、第１相関信号を生成するステップと
、第１の中位１−ｂｉｔ標本ビット群が第２の１−ｂｉ
ｔ符号チップ群と一致する場合、第２相関信号を生成す
るステップと、第２の中位１−ｂｉｔ標本ビット群が第
３の１−ｂｉｔ符号チップ群と一致する場合、第３相関
信号を生成するステップと、最下位１−ｂｉｔ標本ビッ
ト群が第４の１−ｂｉｔ符号チップ群と一致する場合、
第４相関信号を生成するステップと、前記第１相関信号
に８を乗算するステップと、前記第２相関信号に４を乗
算するステップと、前記第３相関信号に２を乗算するス
テップと、前記第１，第２および第３乗算手段からの出
力信号を第４相関信号と加算するステップとを備えたこ
とを特徴とする復調方法。
【請求項２４】　　スペクトラム拡散無線受信機による
スペクトラム拡散信号復調方法において、スペクトラム
拡散無線受信機によりスペクトラム拡散信号を受信する
ステップと、スペクトラム拡散信号から同相信号と直交
信号を生成するステップと、同相信号をスペクトラム拡
散信号のチップレートの２倍のレートで周期的に標本化
するステップと、２つの標本を同相信号のチップごとに
第１同相標本系列と第２同相標本系列に分けるステップ
と、直交信号をスペクトラム拡散信号のレートの２倍の
レートで周期的に標本化するステップと、２つの標本を
直交信号のチップごとに第１直交標本系列と第２直交標
本系列に分けるステップと、第１相関信号を第１同相標
本系列から生成するステップと、第２相関信号を第２同
相標本系列から生成するステップと、第３相関信号を第
１直交標本系列から生成するステップと、第４相関信号
を第２直交標本系列から生成するステップと、前記第１
相関信号を２乗するステップと、前記第２相関信号を２
乗するステップと、前記第３相関信号を２乗するステッ
プと、前記第４相関信号を２乗するステップと、２乗さ
れた第１，第２，第３、および第４相関信号を加算する
ステップとを備えたことを特徴とする復調方法。
【請求項２５】　　スペクトラム拡散無線受信機による
スペクトラム拡散信号復調方法において、スペクトラム
拡散信号を受信するステップと、スペクトラム拡散信号
から同相信号と直交信号を生成するステップと、同相信
号をスペクトラム拡散信号のチップレートのｎ倍のレー
トで周期的に標本化するステップと、ｎ個の標本を同相
信号のチップごとに同相標本系列群に分けるステップと
、直交信号をスペクトラム拡散信号のレートのｎ倍のレ
ートで周期的に標本化するステップと、ｎ個の標本を同
相信号のチップごとに直交標本系列群に分けるステップ
と、同相標本系列群が第１の１−ｂｉｔ符号チップ群と
一致した場合に第１相関信号群を生成するステップと、
直交標本系列群が第２の１−ｂｉｔ符号チップ群と一致
した場合に第２相関信号群を生成するステップと、前記
各第１相関信号群を２乗するステップと、前記各第２相
関信号群を２乗するステップと、２乗された第１および
第２相関信号群をそれぞれ加算するステップとを備えた
ことを特徴とする復調方法。
【請求項２６】　　連接第１，第２チップ符号を有する
スペクトラム拡散信号を復調するスペクトラム拡散受信
機において、スペクトラム拡散信号を受信し、同相信号
および直交信号を生成する受信手段と、前記同相信号を
周期的に標本化し、同相標本群を生成する第１標本化手
段と、前記直交信号を周期的に標本化し、直交標本群を
生成する第２標本化手段と、同相および直交標本と第１
相関器チップ符号との相関をとり、第１相関信号を生成
する第１相関手段と、同相および直交標本と第２相関器
相関符号との相関をとり、第２相関信号を生成する第２
相関手段と、前記第１相関信号および第２相関信号を獲
得，追跡し、基準信号を生成する手段と、前記基準信号
からのタイミングに応じて、前記第１相関信号を検出し
、かつ、前記基準信号からのタイミングに応じて前記第
２相関信号を検出する手段とを備えたことを特徴とする
スペクトラム拡散受信機。
【請求項２７】　　連接第１，第２，第３、および第４
チップ符号の系列を有するスペクトラム拡散信号を復調
するスペクトラム拡散受信機において、スペクトラム拡
散信号を受信し、同相信号および直交信号を生成する受
信手段と、前記同相信号を周期的に標本化し、同相標本
群を生成する第１標本化手段と、前記直交信号を周期的
に標本化し、直交標本群を生成する第２標本化手段と、
前記同相標本および直交標本と第１相関器チップ符号と
の相関をとり、第１相関信号を生成する第１相関手段と
、前記同相標本および直交標本と第２相関器チップ符号
との相関をとり、第２相関信号を生成する第２相関手段
と、前記同相標本および直交標本と第３相関器チップ符
号との相関をとり、第３相関信号を生成する第３相関手
段と、前記同相標本および直交標本と第４相関器チップ
符号との相関をとり、第４相関信号を生成する第４相関
手段と、前記第１，第２，第３、および第４相関信号を
獲得，追跡し、基準信号を生成する手段と、前記基準信
号に応じて、前記第１，第２，第３、および第４相関信
号をそれぞれ検出し、最大値を有する前記第１，第２，
第３、または第４相関信号にそれぞれ対応して第１デー
タ記号，第２データ記号，第３データ記号、または第４
データ記号を出力する手段とを備えたことを特徴とする
スペクトラム拡散受信機。
【請求項２８】　　チップ符号群の連接系列を有するス
ペクトラム拡散信号を復調するスペクトラム拡散受信機
において、スペクトラム拡散信号を受信して同相信号お
よび直交信号を生成する受信手段と、前記同相信号を周
期的に標本化し、同相標本群を生成する第１標本化手段
と、前記直交信号を周期的に標本化し、直交標本群を生
成する第２標本化手段と、前記同相標本および直交標本
と相関器チップ符号群との相関をとり、それぞれ、相関
信号群を生成する相関手段と、相関信号群に応じて、基
準信号を生成する獲得追跡手段と、前記相関信号に応じ
て、相関信号群を検出し、最大値を有する相関信号に対
応してデータ記号群の１つを出力する手段とを備えたこ
とを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項２９】　　請求項２６において、前記第１標本
化手段はスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍の
レートで同相信号を標本化し、２つの標本をスペクトラ
ム拡散信号のチップごとに加算し、同相標本群を生成し
、前記第２標本化手段はスペクトラム拡散信号のチップ
レートの２倍のレートで直交信号を標本化し、２つの標
本をスペクトラム拡散信号のチップごとに加算し、直交
標本群を生成することを特徴とするスペクトラム拡散受
信機。
【請求項３０】　　請求項２７において、前記第１標本
化手段はスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍の
レートで同相信号を標本化し、同相標本群を生成し、前
記第２標本化手段はスペクトラム拡散信号のチップレー
トの２倍のレートで直交信号を標本化し、直交標本群を
生成することを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項３１】　　請求項２８において、前記第１標本
化手段はスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍の
レートで同相信号を標本化し、同相標本群を生成し、前
記第２標本化手段はスペクトラム拡散信号のチップレー
トの２倍のレートで直交信号を標本化し、直交標本群を
生成することを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項３２】　　請求項２６において、前記第１標本
化手段はスペクトラム拡散信号のチップレートのｎ倍の
レートで同相信号を標本化し、同相標本群を生成し、前
記第２標本化手段はスペクトラム拡散信号のチップレー
トのｎ倍のレートで直交信号を標本化し、直交標本群を
生成することを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項３３】　　請求項２７において、前記第１標本
化手段はスペクトラム拡散信号のチップレートのｎ倍の
レートで同相信号を標本化し、同相標本群を生成し、前
記第２標本化手段はスペクトラム拡散信号のチップレー
トのｎ倍のレートで直交信号を標本化し、直交標本群を
生成することを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項３４】　　請求項２８において、前記第１標本
化手段はスペクトラム拡散信号のチップレートのｎ倍の
レートで同相信号を標本化し、同相標本群を生成し、前
記第２標本化手段はスペクトラム拡散信号のチップレー
トのｎ倍のレートで直交信号を標本化し、直交標本群を
生成することを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項３５】　　連接第１，第２チップ符号の系列を
有するスペクトラム拡散信号を復調するスペクトラム拡
散受信機において、スペクトラム拡散信号を受信し、同
相信号および直交信号を生成する受信手段と、前記同相
信号をスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍のレ
ートで周期的に標本化し、第１および第２標本から、同
相信号のチップごとに、第１同相標本群と第２同相標本
群をそれぞれ生成する手段と、前記直交信号をスペクト
ラム拡散信号のチップレートの２倍のレートで周期的に
標本化し、第１および第２標本から、直交信号のチップ
ごとに、第１直交標本群と第２直交標本群をそれぞれ生
成する手段と、第１同相標本群および第１直交標本群と
第１相関器チップ符号との相関をとり、第１相関信号を
生成する第１相関手段と、第２同相標本群および第２直
交標本群と第１相関器チップ符号との相関をとり、第２
相関信号を生成する第２相関手段と、第１同相標本群お
よび第１直交標本群と第２相関器チップ符号との相関を
とり、第３相関信号を生成する第３相関手段と、第２同
相標本群および第２直交標本群と第２相関器チップ符号
との相関をとり、第４相関信号を生成する第４相関手段
と、前記第１，第２，第３および第４相関信号を獲得，
追跡し、基準信号を生成する手段と、前記基準信号に応
じて、第１，第２，第３および第４相関信号をそれぞれ
検出し、最大値を有する第１または第２相関信号に応じ
て第１データ記号を出力し、最大値を有する第３または
第４相関信号に応じて第２データ記号を出力する手段と
を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項３６】　　連接第１，第２チップ符号の系列を
有するスペクトラム拡散信号を復調するスペクトラム拡
散受信機において、スペクトラム拡散信号を受信し、同
相信号および直交信号を生成する受信手段と、前記同相
信号をスペクトラム拡散信号のチップレートのｎ倍のレ
ートで周期的に標本化し、ｎ個の標本から、同相信号の
チップごとに、ｎ個の同相標本群をそれぞれ生成する第
１手段と、前記直交信号をスペクトラム拡散信号のチッ
プレートのｎ倍のレートで周期的に標本化し、ｎ個の標
本から、直交信号のチップごとに、ｎ個の直交標本群を
それぞれ生成する第２手段と、ｎ個の同相標本群および
ｎ個の直交標本群と第１相関器チップ符号との相関をと
り、第１相関信号を生成する第１相関手段と、ｎ個の同
相標本群およびｎ個の直交標本群と第２相関器チップ符
号との相関をとり、第２相関信号を生成する第２相関手
段と、前記第１および第２相関信号を獲得，追跡し、基
準信号を生成する手段と、前記基準信号に応じて、第１
および第２相関信号をそれぞれ検出し、最大値を有する
第１相関信号の検出に応じて第１データ記号を出力し、
最大値を有する第２相関信号の検出に応じて第２データ
記号を出力する手段とを備えたことを特徴とするスペク
トラム拡散受信機。
【請求項３７】　　スペクトラム拡散受信機により、連
接第１，第２チップ符号の系列を有するスペクトラム拡
散信号を復調する方法において、スペクトラム拡散信号
を受信し、同相信号および直交信号を生成するステップ
と、前記同相信号を周期的に標本化し、同相標本群を生
成する第１標本化ステップと、前記直交信号を周期的に
標本化し、直交標本群を生成する第２標本化ステップと
、前記同相および直交標本と第１相関器チップ符号との
相関をノンコヒーレントにとり、第１相関信号を生成す
るステップと、前記同相および直交標本と第２相関器チ
ップ符号との相関をノンコヒーレントにとり、第２相関
信号を生成するステップと、前記第１および第２相関信
号を獲得追跡し、基準信号を生成するステップと、前記
第１および第２相関信号を前記基準信号からのタイミン
グを用いて検出するステップと、第１データ記号を最も
大きい値を有する第１相関信号に応じて出力するステッ
プと、第２データ記号を最も大きい値を有する第２相関
信号に応じて出力するステップとを備えたことをと特徴
とする復調方法。
【請求項３８】　　スペクトラム拡散受信機により、連
接第１，第２，第３、および第４チップ符号の系列を有
するスペクトラム拡散信号を復調する方法において、ス
ペクトラム拡散信号を受信し、同相信号および直交信号
を生成するステップと、前記同相信号を周期的に標本化
し、同相標本群を生成する第１標本化ステップと、前記
直交信号を周期的に標本化し、直交標本群を生成する第
２標本化ステップと、前記同相標本および直交標本と第
１相関信号との相関をノンコヒーレントにとり、第１相
関信号を生成するステップと、前記同相標本および直交
標本と第２相関信号との相関をノンコヒーレントにとり
、第２相関信号を生成するステップと、前記同相標本お
よび直交標本と第３相関信号との相関をノンコヒーレン
トにとり、第３相関信号を生成するステップと、前記同
相標本および直交標本と第４相関信号との相関をノンコ
ヒーレントにとり、第４相関信号を生成するステップと
、第１，第２，第３、および第４相関信号を獲得追跡し
、基準信号を生成するステップと、前記第１，第２，第
３、および第４相関信号をそれぞれ検出し、第１，第２
，第３、または第４データ記号を、最大値を有する第１
，第２，第３、または第４相関信号にそれぞれ対応して
出力するステップとを備えたことを特徴とする復調方法
。
【請求項３９】　　スペクトラム拡散受信機により、チ
ップ符号群の系列を有するスペクトラム拡散信号を復調
する方法において、スペクトラム拡散信号を受信し、同
相信号および直交信号を生成するステップと、前記同相
信号を周期的に標本化し、同相標本を生成する第１標本
化ステップと、前記直交信号を周期的に標本化し、直交
標本を生成する第２標本化ステップと、前記同相標本お
よび直交標本と相関チップ符号群との相関をノンコヒー
レントにとり、それぞれ、相関信号群を生成するステッ
プと、前記相関信号群を獲得追跡し、基準信号を生成す
るステップと、前記相関信号群を検出し、最大値を有す
る相関信号に対応して、データ記号群の１つを出力する
ステップとを備えたことを特徴とする復調方法。
【請求項４０】　　請求項３７において、第１標本化ス
テップにて、同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ
レートの２倍のレートで標本化し、同相標本群を生成し
、第２標本化ステップにて、直交信号をスペクトラム拡
散信号のチップレートの２倍のレートで標本化したこと
を特徴とする復調方法。
【請求項４１】　　請求項３７において、第１標本化ス
テップにて、同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ
レートのｎ倍のレートで標本化し、同相標本群を生成し
、第２標本化ステップにて、直交信号をスペクトラム拡
散信号のチップレートのｎ倍のレートで標本化したこと
を特徴とする復調方法。
【請求項４２】　　請求項３８において、第１標本化ス
テップにて、同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ
レートの２倍のレートで標本化し、同相標本群を生成し
、第２標本化ステップにて、直交信号をスペクトラム拡
散信号のチップレートの２倍のレートで標本化したこと
を特徴とする復調方法。
【請求項４３】　　請求項３８において、第１標本化ス
テップにて、同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ
レートのｎ倍のレートで標本化し、同相標本群を生成し
、第２標本化ステップにて、直交信号をスペクトラム拡
散信号のチップレートのｎ倍のレートで標本化したこと
を特徴とする復調方法。
【請求項４４】　　請求項３９において、第１標本化ス
テップにて、同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ
レートの２倍のレートで標本化し、同相標本群を生成し
、第２標本化ステップにて、直交信号をスペクトラム拡
散信号のチップレートの２倍のレートで標本化したこと
を特徴とする復調方法。
【請求項４５】　　請求項３９において、第１標本化ス
テップにて、同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ
レートのｎ倍のレートで標本化し、同相標本群を生成し
、第２標本化ステップにて、直交信号をスペクトラム拡
散信号のチップレートのｎ倍のレートで標本化したこと
を特徴とする復調方法。
【請求項４６】　　スペクトラム拡散受信機により、連
接第１，第２チップ符号の系列を有するスペクトラム拡
散信号を復調する方法において、スペクトラム拡散信号
を受信し、同相信号および直交信号を生成するステップ
と、前記同相信号をスペクトラム拡散信号のレートの２
倍のレートで周期的に標本化し、第１，第２標本から同
相信号のチップごとに、第１同相標本群と第２同相標本
群をそれぞれ生成するステップと、前記直交信号をスペ
クトラム拡散信号のレートの２倍のレートで周期的に標
本化し、第１，第２標本から直交信号のチップごとに、
第１直交標本群と第２直交標本群をそれぞれ生成するス
テップと、第１同相標本群および第１直交標本群と第１
相関器チップ符号との相関をノンコヒーレントにとり、
第１相関信号を生成するステップと、第２同相標本群お
よび第２直交標本群と第１相関器チップ符号との相関を
ノンコヒーレントにとり、第２相関信号を生成するステ
ップと、第１同相標本群および第１直交標本群と第２相
関器チップ符号との相関をノンコヒーレントにとり、第
３相関信号を生成するステップと、第２同相標本群およ
び第２直交標本群と第２相関器チップ符号との相関をノ
ンコヒーレントにとり、第４相関信号を生成するステッ
プと、前記第１，第２，第３、および第４相関信号を獲
得追跡し、基準信号を生成するステップと、前記第１，
第２，第３、および第４相関信号を検出し、最も大きい
値を有する第１または第２相関信号の検出に応じてそれ
ぞれ第１データ記号を出力し、最も大きい値を有する第
３または第４相関信号の検出に応じてそれぞれ第２デー
タ記号を出力するステップとを備えたことを特徴とする
復調方法。
【請求項４７】　　スペクトラム拡散受信機により、連
接第１，第２チップ符号の系列を有するスペクトラム拡
散信号を復調する方法において、スペクトラム拡散信号
を受信し、同相信号および直交信号を生成するステップ
と、前記同相信号をスペクトラム拡散信号のチップレー
トのｎ倍のレートで周期的に標本化し、ｎ個の標本から
同相信号のチップごとに、それぞれ、ｎ個の同相標本群
を生成するステップと、前記直交信号をスペクトラム拡
散信号のチップレートのｎ倍のレートで周期的に標本化
し、ｎ個の標本から直交信号のチップごとに、それぞれ
、ｎ個の直交標本群を生成するステップと、ｎ個の同相
標本群およびｎ個の直交標本群と第１相関チップ符号と
の相関をとり、第１相関符号を生成するステップと、ｎ
個の同相標本群およびｎ個の直交標本群と第２相関チッ
プ符号との相関をとり、第２相関符号を生成するステッ
プと、前記第１相関信号と第２相関信号を獲得追跡し、
基準信号を生成するステップと、前記第１相関信号と第
２相関信号を検出し、第１データ記号を最も大きい値を
有する第１相関信号に応じて出力し、第２データ記号を
最も大きい値を有する第２相関信号に応じて出力するス
テップとを備えたことを特徴とする復調方法。
【請求項４８】　　短縮チップ符号，拡大チップ符号お
よびノーマルチップ符号の連接系列を復調するスペクト
ラム拡散受信機において、スペクトラム拡散信号を受信
し、同相信号および直交信号を生成する手段と、前記同
相信号を標本化し、同相標本群を生成する第１標本化手
段と、前記直交信号を標本化し、直交標本群を生成する
第２標本化手段と、ノーマル相関器チップ符号に応じて
、同相標本群とノーマル相関器チップ符号との相関をと
って同相相関信号を生成し、直交標本群とノーマル相関
器チップ符号との相関をとって直交相関信号を生成し、
相関信号を、同相相関信号の２乗と直交相関信号の２乗
の和の平方根から生成する相関手段と、前記相関信号を
獲得追跡し、基準タイミング信号を生成する手段と、前
記相関信号と基準タイミング信号との比較に応じて、前
記基準タイミング信号に対して相関信号のタイミングを
検出し、前記相関信号を復号する手段とを備えたことを
特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項４９】　　請求項４８において、第１標本化手
段は同相信号をスペクトラム拡散信号のチップレートの
２倍のレートで標本化し、同相標本群を生成し、第２標
本化手段は直交信号をスペクトラム拡散信号のチップレ
ートの２倍のレートで標本化し、直交標本群を生成する
ことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項５０】　　請求項４８において、第１標本化手
段は同相信号をスペクトラム拡散信号のチップレートで
標本化し、同相標本群を生成し、第２標本化手段は直交
信号をスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍のレ
ートで標本化し、直交標本群を生成することを特徴とす
るスペクトラム拡散受信機。
【請求項５１】　　請求項１０において、第１標本化手
段は同相信号をスペクトラム拡散信号のチップレートの
２倍のレートで標本化し、同相標本群を生成し、第２標
本化手段は直交信号をスペクトラム拡散信号のチップレ
ートの２倍のレートで標本化し、直交標本群を生成する
ことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項５２】　　請求項１０において、第１標本化手
段は同相信号をスペクトラム拡散信号のチップレートの
２倍のレートで標本化し、同相標本群を生成し、第２標
本化手段は直交信号をスペクトラム拡散信号のチップレ
ートのｎ倍のレートで標本化し、直交標本群を生成する
ことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項５３】　　短縮チップ符号，拡大チップ符号、
およびノーマルチップ符号の連接系列を有するスペクト
ラム拡散信号を復調するスペクトラム拡散受信機におい
て、スペクトラム拡散信号を受信し、同相信号および直
交信号を生成する手段と、前記同相信号をスペクトラム
拡散信号のチップレートの２倍のレートで標本化し、２
つの標本から同相信号のチップごとに、第１，第２同相
標本群を生成する手段と、前記直交信号をスペクトラム
拡散信号のチップレートの２倍のレートで標本化し、２
つの標本から直交信号のチップごとに、第１，第２直交
標本群を生成する手段と、ノーマルチップ符号に応じて
、第１，第２同相標本群とノーマルチップ符号との相関
をとり、第１，第２同相相関信号をそれぞれ生成し、第
１，第２直交標本群とノーマルチップ符号との相関をと
り、第１，第２直交相関信号をそれぞれ生成し、相関信
号を、第１同相相関信号の２乗と、第２同相相関信号の
２乗と、第１直交相関信号の２乗と、第２直交相関信号
の２乗との和の平方根から生成する相関手段と、該相関
手段に接続され、前記相関信号を獲得追跡し、基準タイ
ミング信号を生成する獲得追跡手段と、該獲得追跡手段
と前記相関手段に接続され、前記相関信号と前記基準タ
ミング信号の比較に応じて、前記基準タイミングに対す
る前記相関信号のタイミングを検出し、前記相関信号を
復号化する手段とを備えたことを特徴とするスペクトラ
ム拡散受信機。
【請求項５４】　　短縮チップ符号，拡大チップ符号、
およびノーマルチップ符号の連接系列を有するスペクト
ラム拡散信号を復調するスペクトラム拡散受信機におい
て、スペクトラム拡散信号を受信し、同相信号および直
交信号を生成する手段と、前記同相信号をスペクトラム
拡散信号のチップレートのｎ倍のレートで周期的に標本
化し、ｎ個の標本から同相信号のチップごとに、ｎ個の
同相標本群を生成する手段と、前記直交信号をスペクト
ラム拡散信号のチップレートのｎ倍のレートで標本化し
、ｎ個の標本から直交信号のチップごとに、ｎ個の直交
標本群を生成する手段と、前記第１標本化手段と第２標
本化手段に接続され、ノーマルチップ符号に応じて、ｎ
個の同相標本群とノーマルチップ符号との相関をとり、
同相相関信号を生成し、ｎ個の直交標本群とノーマルチ
ップ符号との相関をとり、直交相関信号を生成し、相関
信号を、同相相関信号の２乗と、直交相関信号の２乗と
の和の平方根から生成する相関手段と、該相関手段に接
続され、前記相関信号を獲得追跡し、基準タイミング信
号を生成する獲得追跡手段と、該獲得追跡手段と前記相
関手段に接続され、前記相関信号と前記基準タイミング
信号の比較に応じて、前記基準タイミングに対する前記
相関信号のタイミングを検出し、前記相関信号を復号化
する手段とを備えたことを特徴とするスペクトラム拡散
受信機。
【請求項５５】　　スペクトラム拡散受信機により、短
縮チップ符号，拡大チップ符号、およびノーマルチップ
符号を有するスペクトラム拡散信号を復調する方法にお
いて、スペクトラム拡散信号を受信し、同相信号および
直交信号を生成するステップと、前記同相信号を周期的
に標本化し、同相標本群を生成する第１標本化ステップ
と、前記直交信号を周期的に標本化し、直交標本群を生
成する第２標本化ステップと、前記同相標本群とノーマ
ル相関器チップ符号との相関をとり、同相相関信号を生
成するステップと、前記直交標本群とノーマル相関器チ
ップ符号との相関をとり、直交相関信号を生成するステ
ップと、相関信号を、前記同相信号の２乗と前記直交信
号の２乗の和の平方根から生成するステップと、前記相
関信号を獲得追跡し、基準タイミング信号を生成するス
テップと、前記基準タイミング信号に対して前記相関信
号のタイミングを検出し、前記相関信号を復号するステ
ップとを備えたことを特徴とする復調方法。
【請求項５６】　　請求項５５において、第１標本化ス
テップにて、同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ
レートの２倍のレートで標本化し、２つの標本をスペク
トラム拡散信号のチップごとに加算し、同相標本群を生
成し、第２標本化ステップにて、直交信号をスペクトラ
ム拡散信号のチップレートの２倍のレートで標本化し、
２つの標本をスペクトラム拡散信号のチップごとに加算
し、直交標本群を生成することを特徴とする復調方法。
【請求項５７】　　請求項５５において、第１標本化ス
テップにて、同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ
レートのｎ倍のレートで標本化し、ｎ個の標本をスペク
トラム拡散信号のチップごとに加算し、同相標本群を生
成し、第２標本化ステップにて、直交信号をスペクトラ
ム拡散信号のチップレートのｎ倍のレートで標本化し、
ｎ個の標本をスペクトラム拡散信号のチップごとに加算
し、直交標本群を生成することを特徴とする復調方法。
【請求項５８】　　スペクトラム拡散受信機により、短
縮チップ符号，拡大チップ符号、およびノーマルチップ
符号を有するスペクトラム拡散信号を復調する方法にお
いて、スペクトラム拡散信号を受信し、同相信号および
直交信号を生成するステップと、前記同相信号をスペク
トラム拡散信号のチップレートの２倍のレートで周期的
に標本化し、第１，第２標本から、同相信号のチップご
とに、第１同相標本群と第２同相標本群をそれぞれ生成
するステップと、前記直交信号をスペクトラム拡散信号
のチップレートの２倍のレートで周期的に標本化し、第
１，第２標本から、直交信号のチップごとに、第１直交
標本群と第２直交標本群をそれぞれ生成するステップと
、前記第１同相標本群とノーマルチップ符号の相関をと
り、第１同相相関信号を生成するステップと、前記第２
同相標本群とノーマルチップ符号の相関をとり、第２同
相相関信号を生成するステップと、前記第１直交標本群
とノーマルチップ符号の相関をとり、第１直交相関信号
を生成するステップと、前記第２直交標本群とノーマル
チップ符号の相関をとり、第２直交相関信号を生成する
ステップと、相関信号を、前記第１同相相関信号の２乗
と、第２同相相関信号の２乗と、第１直交相関信号の２
乗と、第２直交相関信号の２乗の和の平方根から生成す
るステップと、前記相関信号を獲得追跡し、基準タイミ
ング信号を生成するステップと、前記基準タイミング信
号に対して前記相関信号のタイミングを検出し、前記相
関信号を復号するステップとを備えたことを特徴とする
復調方法。
【請求項５９】　　スペクトラム拡散信号を復調するス
ペクトラム拡散無線受信機において、スペクトラム拡散
信号を受信し、同相および直交信号を生成する受信手段
と、該受信手段に接続され、前記同相信号を、スペクト
ラム拡散信号のチップレートの２倍のレートで周期的に
標本化し、同相標本系列を生成する第１標本化手段と、
該受信手段に接続され、前記直交信号を、スペクトラム
拡散信号のチップレートの２倍のレートで周期的に標本
化し、直交標本系列を生成する第２標本化手段と、前記
第１標本化手段に接続され、同相標本系列が第１の１−
ｂｉｔ符号チップ群と一致した場合、第１相関信号を生
成する第１相関手段と、前記第２標本化手段に接続され
、直交標本系列が第２の１−ｂｉｔ符号チップ群との相
関がとれた場合、第２相関信号を生成する第２相関手段
と、前記第１，第２相関手段に接続され、前記第１相関
信号を２乗し、前記第２相関信号を２乗し、２乗された
第１相関信号と第２相関信号を加算し、その和の平方根
を算出する手段とを備えたことを特徴とするスペクトラ
ム拡散無線受信機。
【請求項６０】　　スペクトラム拡散信号を復調するス
ペクトラム拡散無線受信機において、スペクトラム拡散
信号を受信し、同相信号および直交信号を生成する受信
手段と、前記同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ
レートのｎ倍のレートで周期的に標本化し、同相標本群
を生成する手段と、前記直交信号をスペクトラム拡散信
号のチップレートのｎ倍のレートで周期的に標本化し、
直交標本群を生成する手段と、前記同相標本群と第１の
１−ｂｉｔ符号チップ群との相関がとれた場合、第１相
関信号を生成する第１相関手段と、前記直交標本群と第
２の１−ｂｉｔ符号チップ群との相関がとれた場合、第
２相関信号を生成する第２相関手段と、前記第１相関信
号を２乗し、前記第２相関信号を２乗し、２乗された第
１，第２相関信号を加算し、その和の平方根を算出する
手段とを備えたことを特徴とするスペクトラム拡散無線
受信機。
【請求項６１】　　スペクトラム拡散無線受信機により
スペクトラム拡散信号を復調する方法において、同相お
よび直交信号をスペクトラム拡散信号から生成するステ
ップと、前記同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ
レートの２倍のレートで周期的に標本化し、同相標本群
を生成するステップと、前記同相標本群とチップ符号と
の相関をとり、第１相関信号を生成するステップと、前
記直交信号をスペクトラム拡散信号のチップレートの２
倍のレートで周期的に標本化し、直交標本群を生成する
ステップと、前記直交標本群とチップ符号との相関をと
り、第２相関信号を生成するステップと、前記同相相関
信号を２乗し、直交相関信号を２乗するステップと、２
乗された同相相関信号と２乗された直交相関信号を加算
するステップとを備えたことを特徴とする復調方法。
【請求項６２】　　スペクトラム拡散無線受信機により
、スペクトラム拡散信号を復調する方法において、スペ
クトラム拡散無線受信機によりスペクトラム拡散信号を
受信するステップと、同相信号および直交信号をスペク
トラム拡散信号から生成するステップと、前記同相信号
をスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍のレート
で周期的に標本化し、同相標本系列を生成するステップ
と、前記直交信号をスペクトラム拡散信号のチップレー
トの２倍のレートで周期的に標本化し、直交標本系列を
生成するステップと、第１相関信号を前記同相標本系列
から生成するステップと、第２相関信号を前記同相標本
系列から生成するステップと、前記第１相関信号を２乗
するステップと、前記第２相関信号を２乗するステップ
と、２乗された第１，第２相関信号を加算するステップ
とを備えたことを特徴とする復調方法。
【請求項６３】　　スペクトラム拡散無線受信機により
、スペクトラム拡散信号を復調する方法において、スペ
クトラム拡散信号を受信するステップと、同相信号およ
び直交信号をスペクトラム拡散信号から生成するステッ
プと、前記同相信号をスペクトラム拡散信号のチップレ
ートのｎ倍のレートで周期的に標本化し、同相標本系列
を生成するステップと、前記直交信号をスペクトラム拡
散信号のチップレートのｎ倍のレートで周期的に標本化
し、直交標本系列を生成するステップと、第１相関信号
を前記同相標本系列と第１チップ符号との相関がとれた
とき生成するステップと、第２相関信号を前記直交標本
系列と第２チップ符号との相関がとれたとき生成するス
テップと、前記第１相関信号を２乗するステップと、前
記第２相関信号を２乗するステップと、２乗された第１
，第２相関信号を加算するステップとを備えたことを特
徴とする復調方法。
【請求項６４】　　連接第１，第２チップ符号の系列を
有するスペクトラム拡散信号を復調するスペクトラム拡
散受信機において、スペクトラム拡散信号を受信し、同
相信号および直交信号を生成する受信手段と、前記同相
信号をスペクトラム拡散信号のチップレートの２倍のレ
ートで周期的に標本化し、同相標本群を生成する第１手
段と、前記直交信号をスペクトラム拡散信号のチップレ
ートの２倍のレートで周期的に標本化し、直交標本群を
生成する第２手段と、前記同相標本群および直交標本群
と第１相関器チップ符号との相関をとり、第１相関信号
を生成する第１相関手段と、前記同相標本群および直交
標本群と第２相関器チップ符号との相関をとり、第２相
関信号を生成する第２相関手段と、前記第１相関信号と
第２相関信号を獲得追跡し、基準信号を生成する手段と
、前記基準信号に応じて、前記第１相関信号および第２
相関信号をそれぞれ検出し、最大値を有する第１相関信
号に応じて第１データ記号を出力し、最大値を有する第
２相関信号に応じて第２データ記号を出力する手段とを
備えたことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項６５】　　連接第１，第２チップ符号の系列を
有するスペクトラム拡散信号を復調するスペクトラム拡
散受信機において、スペクトラム拡散信号を受信し、同
相信号および直交信号を生成する受信手段と、前記同相
信号をスペクトラム拡散信号のチップレートのｎ倍のレ
ートで周期的に標本化し、同相標本群を生成する第１手
段と、前記直交信号をスペクトラム拡散信号のチップレ
ートのｎ倍のレートで周期的に標本化し、直交標本群を
生成する第２手段と、前記同相標本群および直交標本群
と第１相関チップ符号との相関をとり、直交標本群を生
成する第１相関手段と、前記同相標本群および直交標本
群と第２相関チップ符号との相関をとり、直交標本群を
生成する第２相関手段と、前記第１相関信号と第２相関
信号を獲得，追跡し、基準信号を生成する手段と、前記
基準信号に応じて、第１相関信号と第２相関信号をそれ
ぞれ検出し、それぞれ、最大値を有する第１相関信号に
応じて第１データ記号を出力し、最大値を有する第２相
関信号に応じて第２データ記号を出力する手段とを備え
たことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
【請求項６６】　　スペクトラム拡散受信機により、連
接第１，第２チップ符号の系列を有するスペクトラム拡
散信号を復調する方法において、スペクトラム拡散信号
を受信し、同相信号および直交信号を生成ステップと、
前記同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ符号のレ
ートの２倍のレートで周期的に標本化し、同相標本を生
成するステップと、前記直交信号をスペクトラム拡散信
号のチップ符号のレートの２倍のレートで周期的に標本
化し、直交標本を生成するステップと、同相標本群およ
び直交標本群と第１相関器チップ符号との相関をノンコ
ヒーレントにとり、第１相関信号を生成するステップと
、直交標本群および直交標本群と第２相関チップ符号と
の相関をとり、第２相関信号を生成するステップと、前
記第１相関信号および第２相関信号を獲得追跡し、基準
信号を生成するステップと、前記第１相関信号および第
２相関信号をそれぞれ検出し、それぞれ、最大値を有す
る第１相関信号の検出に応じて第１データ記号を出力し
、最大値を有する第２相関信号の検出に応じて第２デー
タ記号を出力するステップとを備えたことを特徴とする
復調方法。
【請求項６７】　　スペクトラム拡散受信機により、連
接第１，第２チップ符号の系列を有するスペクトラム拡
散信号を復調する方法において、スペクトラム拡散信号
を受信し、同相信号および直交信号を生成ステップと、
前記同相信号をスペクトラム拡散信号のチップ符号のレ
ートのｎ倍のレートで周期的に標本化し、同相標本を生
成するステップと、前記直交信号をスペクトラム拡散信
号のチップ符号のレートのｎ倍のレートで周期的に標本
化し、直交標本を生成するステップと、同相標本群およ
び直交標本群と第１相関チップ符号との相関をとり、第
１相関信号を生成するステップと、直交標本群および直
交標本群と第２相関チップ符号との相関をとり、第２相
関信号を生成するステップと、前記第１相関信号および
第２相関信号を獲得追跡し、基準信号を生成するステッ
プと、前記第１相関信号および第２相関信号をそれぞれ
検出し、それぞれ、最大値を有する第１相関信号の検出
に応じて第１データ記号を出力し、最大値を有する第２
相関信号の検出に応じて第２データ記号を出力するステ
ップとを備えたことを特徴とする復調方法。
【請求項６８】　　短縮チップ符号，拡大チップ符号お
よびノーマルチップ符号を有するスペクトラム拡散信号
を復調するスペクトラム拡散受信機において、スペクト
ラム拡散信号を受信し、同相信号および直交信号を生成
する手段と、前記同相信号をスペクトラム拡散信号のチ
ップレートの２倍のレートで標本化し、同相標本群を生
成する第１手段と、前記直交信号をスペクトラム拡散信
号のチップレートの２倍のレートで標本化し、直交標本
群を生成する第２手段と、ノーマルチップ符号に応じて
、同相標本群とノーマルチップ符号との相関をとり、同
相相関信号を生成し、ノーマルチップ符号に応じて直交
標本群とノーマルチップ符号との相関をとり、直交相関
信号を生成し、相関信号を、同相相関信号の２乗と直交
相関信号の２乗の和の平方根から生成する相関手段と、
該相関手段に接続され、前記相関信号を獲得追跡し、基
準タイミング信号を生成する獲得追跡手段と、前記相関
手段と獲得追跡手段に接続され、相関信号と前記基準タ
イミング信号との比較に応じて、前記基準タイミング信
号に対する相関信号のタイミングを検出し、相関信号を
復号する手段とを備えたことを特徴とするスペクトラム
拡散受信機。