JP2001237902A - 受信機 - Google Patents
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- 238000013139 quantization Methods 0.000 claims abstract description 133
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 18
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 26
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 17
- 238000009827 uniform distribution Methods 0.000 claims description 16
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 12
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 102100032566 Carbonic anhydrase-related protein 10 Human genes 0.000 description 1
- 101000867836 Homo sapiens Carbonic anhydrase-related protein 10 Proteins 0.000 description 1
- 102100031083 Uteroglobin Human genes 0.000 description 1
- 108090000203 Uteroglobin Proteins 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/06—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by combining signals additively or in product demodulators
- H03D3/12—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by combining signals additively or in product demodulators by means of discharge tubes having more than two electrodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 Ａ／Ｄ変換によって生成されたディジタル信
号のビット数を変更する場合であっても量子化誤差を低
減したディジタル信号を出力することができ、かつ回路
規模および消費電力を低減すること。 【解決手段】 アナログ受信信号Ｉ１，Ｑ１、Ｉ２，Ｑ
２をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１−１〜１
−４と、ランダム雑音の量子化誤差低減信号を生成する
量子化誤差低減信号発生器２と、変換されたディジタル
信号と量子化誤差低減信号とを加算する加算器３−１〜
３−４と、この加算信号のビット数を削減するビットシ
フト回路４−１〜４−４と、ビット数が削減されたディ
ジタル信号に含まれる量子化誤差低減信号を除去する低
域通過フィルタ５−１，５−２と、マッチドフィルタ６
−１，６−２と、復調部７とを備える。
号のビット数を変更する場合であっても量子化誤差を低
減したディジタル信号を出力することができ、かつ回路
規模および消費電力を低減すること。 【解決手段】 アナログ受信信号Ｉ１，Ｑ１、Ｉ２，Ｑ
２をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１−１〜１
−４と、ランダム雑音の量子化誤差低減信号を生成する
量子化誤差低減信号発生器２と、変換されたディジタル
信号と量子化誤差低減信号とを加算する加算器３−１〜
３−４と、この加算信号のビット数を削減するビットシ
フト回路４−１〜４−４と、ビット数が削減されたディ
ジタル信号に含まれる量子化誤差低減信号を除去する低
域通過フィルタ５−１，５−２と、マッチドフィルタ６
−１，６−２と、復調部７とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、移動体通信シス
テムおよび衛星通信システムを含む各種通信システムに
用いられる受信機に関するものである。
テムおよび衛星通信システムを含む各種通信システムに
用いられる受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来から、各種通信システムに用いられ
る受信機は、近年のディジタル化に伴い、アナログの受
信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を有す
る。Ａ／Ｄ変換に際し、変換されるディジタル信号のビ
ット数が大きければ大きいほど、分解能が向上するが、
受信機の回路規模が大きくなり、さらには消費電力が増
大することになる。このため、変換されたディジタル信
号のビット数を削減することによって、回路規模および
消費電力の低減を図ることができるが、このビット数の
削減に伴って、ディジタル信号の量子化誤差が増大し、
信号検出精度が劣化するという問題点が生起することに
なる。
る受信機は、近年のディジタル化に伴い、アナログの受
信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を有す
る。Ａ／Ｄ変換に際し、変換されるディジタル信号のビ
ット数が大きければ大きいほど、分解能が向上するが、
受信機の回路規模が大きくなり、さらには消費電力が増
大することになる。このため、変換されたディジタル信
号のビット数を削減することによって、回路規模および
消費電力の低減を図ることができるが、このビット数の
削減に伴って、ディジタル信号の量子化誤差が増大し、
信号検出精度が劣化するという問題点が生起することに
なる。
【０００３】ここで、アナログ受信信号に重畳信号を加
算し、Ａ／Ｄ変換時における量子化誤差を低減するＡ／
Ｄ変換回路が知られている（特開平８−２２８１５２号
公報参照）。図８は、このＡ／Ｄ変換回路の構成を示す
ブロック図である。図８において、重畳信号発生回路１
０２は、サンプリングパルス発生回路１０５が生成する
サンプリングパルスＳ１０５の１／２倍以下の周波数
で、かつアナログ入力信号Ｓ１０１の最高周波数に比し
て高い周波数をもつ一定振幅の重畳信号Ｓ１０２を生成
する。加算器１０３は、アナログ入力信号Ｓ１０１に重
畳信号Ｓ１０２を加算し、加算した信号Ｓ１０３をＡ／
Ｄ変換器１０４に入力する。Ａ／Ｄ変換器１０４は、サ
ンプリングパルスＳ１０５をもとに、信号Ｓ１０３をデ
ィジタル信号Ｓ１０４に変換出力する。低域通過フィル
タ１０６は、入力されたディジタル信号Ｓ１０４内の重
畳信号Ｓ１０２成分を減衰したディジタル信号Ｓ１０６
を出力する。
算し、Ａ／Ｄ変換時における量子化誤差を低減するＡ／
Ｄ変換回路が知られている（特開平８−２２８１５２号
公報参照）。図８は、このＡ／Ｄ変換回路の構成を示す
ブロック図である。図８において、重畳信号発生回路１
０２は、サンプリングパルス発生回路１０５が生成する
サンプリングパルスＳ１０５の１／２倍以下の周波数
で、かつアナログ入力信号Ｓ１０１の最高周波数に比し
て高い周波数をもつ一定振幅の重畳信号Ｓ１０２を生成
する。加算器１０３は、アナログ入力信号Ｓ１０１に重
畳信号Ｓ１０２を加算し、加算した信号Ｓ１０３をＡ／
Ｄ変換器１０４に入力する。Ａ／Ｄ変換器１０４は、サ
ンプリングパルスＳ１０５をもとに、信号Ｓ１０３をデ
ィジタル信号Ｓ１０４に変換出力する。低域通過フィル
タ１０６は、入力されたディジタル信号Ｓ１０４内の重
畳信号Ｓ１０２成分を減衰したディジタル信号Ｓ１０６
を出力する。
【０００４】このＡ／Ｄ変換回路では、Ａ／Ｄ変換され
るアナログ入力信号に重畳信号Ｓ１０２を加算すること
によって、Ａ／Ｄ変換時における量子化誤差を低減する
ようにしている。
るアナログ入力信号に重畳信号Ｓ１０２を加算すること
によって、Ａ／Ｄ変換時における量子化誤差を低減する
ようにしている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、一般的
な受信機に、上述したＡ／Ｄ変換回路を適用したとして
も、Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号のビット数を削減し
てディジタル信号処理を施す場合、このビット数削減に
伴う量子化誤差を低減することができず、信号検出精度
の劣化を避けることができないという問題点があった。
な受信機に、上述したＡ／Ｄ変換回路を適用したとして
も、Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号のビット数を削減し
てディジタル信号処理を施す場合、このビット数削減に
伴う量子化誤差を低減することができず、信号検出精度
の劣化を避けることができないという問題点があった。
【０００６】また、上述したＡ／Ｄ変換回路の加算器１
０３に入力される重畳信号Ｓ１０２は、アナログ信号で
あり、重畳信号回路１０２および加算器１０３の回路規
模が大きくなるという問題点もあり、受信機全体の回路
規模および消費電力の低減を達成することができない。
０３に入力される重畳信号Ｓ１０２は、アナログ信号で
あり、重畳信号回路１０２および加算器１０３の回路規
模が大きくなるという問題点もあり、受信機全体の回路
規模および消費電力の低減を達成することができない。
【０００７】この発明は上記に鑑みてなされたもので、
Ａ／Ｄ変換によって生成されたディジタル信号のビット
数を変更する場合であっても、量子化誤差を低減したデ
ィジタル信号を出力することができ、かつこのビット数
の変更、特にビット数の削減によって回路規模および消
費電力を低減した受信機を得ることを目的とする。
Ａ／Ｄ変換によって生成されたディジタル信号のビット
数を変更する場合であっても、量子化誤差を低減したデ
ィジタル信号を出力することができ、かつこのビット数
の変更、特にビット数の削減によって回路規模および消
費電力を低減した受信機を得ることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明にかかる受信機は、受信アナログ信号をデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ
変換手段によって変換されたディジタル信号の量子化誤
差を低減するランダム雑音の量子化誤差低減信号を生成
する低減信号生成手段と、前記ディジタル信号と前記低
減信号生成手段が生成した量子化誤差低減信号とを加算
する加算手段と、前記加算手段によって加算された加算
信号のビット数を変更するビット数変更手段と、前記ビ
ット数変更手段によってビット数が変更されたディジタ
ル信号に含まれる量子化誤差低減信号を除去する低域通
過フィルタと、を備えたことを特徴とする。
め、この発明にかかる受信機は、受信アナログ信号をデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ
変換手段によって変換されたディジタル信号の量子化誤
差を低減するランダム雑音の量子化誤差低減信号を生成
する低減信号生成手段と、前記ディジタル信号と前記低
減信号生成手段が生成した量子化誤差低減信号とを加算
する加算手段と、前記加算手段によって加算された加算
信号のビット数を変更するビット数変更手段と、前記ビ
ット数変更手段によってビット数が変更されたディジタ
ル信号に含まれる量子化誤差低減信号を除去する低域通
過フィルタと、を備えたことを特徴とする。
【０００９】この発明によれば、加算手段が、Ａ／Ｄ変
換手段から出力されるディジタル信号と低減信号生成手
段から出力される量子化誤差低減信号とを加算し、ビッ
ト数変更手段が、この加算信号のビット数を変更、たと
えばビット数を削減する。量子化誤差低減信号がディジ
タル信号に加算されることによって、受信ディジタル信
号と、ビット数の変更に伴う量子化誤差との相関が打ち
消されるので、ビット数の変更に伴う量子化による信号
劣化を抑制することができる。また、加算された量子化
誤差低減信号は、低域通過フィルタによって除去される
ようにしている。
換手段から出力されるディジタル信号と低減信号生成手
段から出力される量子化誤差低減信号とを加算し、ビッ
ト数変更手段が、この加算信号のビット数を変更、たと
えばビット数を削減する。量子化誤差低減信号がディジ
タル信号に加算されることによって、受信ディジタル信
号と、ビット数の変更に伴う量子化誤差との相関が打ち
消されるので、ビット数の変更に伴う量子化による信号
劣化を抑制することができる。また、加算された量子化
誤差低減信号は、低域通過フィルタによって除去される
ようにしている。
【００１０】つぎの発明にかかる受信機は、スペクトル
拡散された受信アナログ信号をディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によって変換
されたディジタル信号の量子化誤差を低減するランダム
雑音の量子化誤差低減信号を生成する低減信号生成手段
と、前記ディジタル信号と前記低域信号生成手段が生成
した量子化誤差低減信号とを加算する加算手段と、前記
加算手段によって加算された加算信号のビット数を変更
するビット数変更手段と、前記ビット数変更手段によっ
てビット数が変更されたディジタル信号を逆拡散する逆
拡散手段と、前記逆拡散手段によって逆拡散されたディ
ジタル信号を積分処理する積分処理手段と、を備えたこ
とを特徴とする。
拡散された受信アナログ信号をディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によって変換
されたディジタル信号の量子化誤差を低減するランダム
雑音の量子化誤差低減信号を生成する低減信号生成手段
と、前記ディジタル信号と前記低域信号生成手段が生成
した量子化誤差低減信号とを加算する加算手段と、前記
加算手段によって加算された加算信号のビット数を変更
するビット数変更手段と、前記ビット数変更手段によっ
てビット数が変更されたディジタル信号を逆拡散する逆
拡散手段と、前記逆拡散手段によって逆拡散されたディ
ジタル信号を積分処理する積分処理手段と、を備えたこ
とを特徴とする。
【００１１】この発明によれば、受信アナログ信号がス
ペクトル拡散された信号であっても、加算手段が、Ａ／
Ｄ変換手段から出力されるディジタル信号と低減信号生
成手段から出力される量子化誤差低減信号とを加算し、
ビット数変更手段が、この加算信号のビット数を変更、
たとえばビット数を削減する。量子化誤差低減信号がデ
ィジタル信号に加算されることによって、受信ディジタ
ル信号と、ビット数の変更に伴う量子化誤差との相関が
打ち消されるので、ビット数の変更に伴う量子化による
信号劣化を抑制することができる。また、加算された量
子化誤差低減信号は、逆拡散手段および積分処理手段と
による積分平均効果によって確実に除去するようにして
いる。
ペクトル拡散された信号であっても、加算手段が、Ａ／
Ｄ変換手段から出力されるディジタル信号と低減信号生
成手段から出力される量子化誤差低減信号とを加算し、
ビット数変更手段が、この加算信号のビット数を変更、
たとえばビット数を削減する。量子化誤差低減信号がデ
ィジタル信号に加算されることによって、受信ディジタ
ル信号と、ビット数の変更に伴う量子化誤差との相関が
打ち消されるので、ビット数の変更に伴う量子化による
信号劣化を抑制することができる。また、加算された量
子化誤差低減信号は、逆拡散手段および積分処理手段と
による積分平均効果によって確実に除去するようにして
いる。
【００１２】つぎの発明にかかる受信機は、上記の発明
において、前記低減信号生成手段が生成する量子化誤差
低減信号は、三角波信号であることを特徴とする。
において、前記低減信号生成手段が生成する量子化誤差
低減信号は、三角波信号であることを特徴とする。
【００１３】この発明によれば、前記低減信号生成手段
が生成する量子化誤差低減信号を、三角波信号とし、三
角波信号の一様分布によって、ビット数の削減に伴って
失われた信号成分の補間・復元を一層正確に行うことが
でき、また、三角波信号の周波数特性が高周波領域に存
在することから、量子化誤差低減信号の除去を容易に行
うことができる。また、三角波信号の生成は、簡易な構
成によって実現することができる。
が生成する量子化誤差低減信号を、三角波信号とし、三
角波信号の一様分布によって、ビット数の削減に伴って
失われた信号成分の補間・復元を一層正確に行うことが
でき、また、三角波信号の周波数特性が高周波領域に存
在することから、量子化誤差低減信号の除去を容易に行
うことができる。また、三角波信号の生成は、簡易な構
成によって実現することができる。
【００１４】つぎの発明にかかる受信機は、上記の発明
において、前記低減信号生成手段が生成する量子化誤差
低減信号は、前記逆拡散手段が入力されたディジタル信
号を逆拡散する際に用いる拡散符号と直交関係にある直
交符号を有した信号であることを特徴とする。
において、前記低減信号生成手段が生成する量子化誤差
低減信号は、前記逆拡散手段が入力されたディジタル信
号を逆拡散する際に用いる拡散符号と直交関係にある直
交符号を有した信号であることを特徴とする。
【００１５】この発明によれば、前記低減信号生成手段
が生成する量子化誤差低減信号を、前記逆拡散手段が入
力されたディジタル信号を逆拡散する際に用いる拡散符
号と直交関係にある直交符号を有した信号とし、逆拡散
手段における逆拡散処理時および積分処理手段による積
分処理時において量子化誤差低減信号を打ち消し、容易
に量子化誤差低減信号を除去できるようにしている。
が生成する量子化誤差低減信号を、前記逆拡散手段が入
力されたディジタル信号を逆拡散する際に用いる拡散符
号と直交関係にある直交符号を有した信号とし、逆拡散
手段における逆拡散処理時および積分処理手段による積
分処理時において量子化誤差低減信号を打ち消し、容易
に量子化誤差低減信号を除去できるようにしている。
【００１６】つぎの発明にかかる受信機は、上記の発明
において、前記低減信号生成手段が生成する量子化誤差
低減信号は、前記受信アナログ信号の周波数帯域に比し
て高い周波数帯域の信号であることを特徴とする。
において、前記低減信号生成手段が生成する量子化誤差
低減信号は、前記受信アナログ信号の周波数帯域に比し
て高い周波数帯域の信号であることを特徴とする。
【００１７】この発明によれば、前記低減信号生成手段
が生成する量子化誤差低減信号を、前記受信ディジタル
信号の周波数帯域に比して高い周波数帯域の信号とし、
周波数軸上において、受信ディジタル信号と量子化誤差
低減信号とを離隔するようにしている。
が生成する量子化誤差低減信号を、前記受信ディジタル
信号の周波数帯域に比して高い周波数帯域の信号とし、
周波数軸上において、受信ディジタル信号と量子化誤差
低減信号とを離隔するようにしている。
【００１８】つぎの発明にかかる受信機は、上記の発明
において、前記低減信号生成手段が生成する量子化誤差
低減信号は、一様分布の矩形波信号であることを特徴と
する。
において、前記低減信号生成手段が生成する量子化誤差
低減信号は、一様分布の矩形波信号であることを特徴と
する。
【００１９】この発明によれば、前記低減信号生成手段
が生成する量子化誤差低減信号を、一様分布の矩形波信
号とし、矩形波信号の一様分布、ビット数の削減に伴っ
て失われた信号成分の補間・復元を一層正確に行うこと
ができる。また、矩形波信号の生成は、簡易な構成によ
って実現することができる。
が生成する量子化誤差低減信号を、一様分布の矩形波信
号とし、矩形波信号の一様分布、ビット数の削減に伴っ
て失われた信号成分の補間・復元を一層正確に行うこと
ができる。また、矩形波信号の生成は、簡易な構成によ
って実現することができる。
【００２０】つぎの発明にかかる受信機は、上記の発明
において、マッチドフィルタをさらに備え、前記低域通
過フィルタの前段に前記マッチドフィルタを配置したこ
とを特徴とする。
において、マッチドフィルタをさらに備え、前記低域通
過フィルタの前段に前記マッチドフィルタを配置したこ
とを特徴とする。
【００２１】この発明によれば、前記低域通過フィルタ
の前段に前記マッチドフィルタを配置し、マッチドフィ
ルタが出力動作をした時のみに、低域通過フィルタが動
作するようにし、低域通過フィルタの動作回数を低減し
ている。
の前段に前記マッチドフィルタを配置し、マッチドフィ
ルタが出力動作をした時のみに、低域通過フィルタが動
作するようにし、低域通過フィルタの動作回数を低減し
ている。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照して、この
発明にかかる受信機の好適な実施の形態を詳細に説明す
る。
発明にかかる受信機の好適な実施の形態を詳細に説明す
る。
【００２３】実施の形態１．図１は、この発明の実施の
形態１である受信機の構成を示すブロック図である。図
１において、各ブランチ毎に直交分離されたアナログ受
信信号Ｉ１，Ｑ１、Ｉ２，Ｑ２は、それぞれＡ／Ｄ変換
器１−１〜１−４に入力され、それぞれＮビット、たと
えば１６ビットのディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４に
変換される。ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４は、そ
れぞれ加算器３−１〜３−４に入力される。
形態１である受信機の構成を示すブロック図である。図
１において、各ブランチ毎に直交分離されたアナログ受
信信号Ｉ１，Ｑ１、Ｉ２，Ｑ２は、それぞれＡ／Ｄ変換
器１−１〜１−４に入力され、それぞれＮビット、たと
えば１６ビットのディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４に
変換される。ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４は、そ
れぞれ加算器３−１〜３−４に入力される。
【００２４】量子化誤差低減信号発生器２は、各加算器
３−１〜３−４に対して量子化誤差を低減するための量
子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４を入力する。量子
化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４は、たとえばディジ
タルのランダム雑音信号である。また、各量子化誤差低
減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４は、それぞれ同一の信号であ
ってもよいし、異なる信号であってもよい。
３−１〜３−４に対して量子化誤差を低減するための量
子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４を入力する。量子
化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４は、たとえばディジ
タルのランダム雑音信号である。また、各量子化誤差低
減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４は、それぞれ同一の信号であ
ってもよいし、異なる信号であってもよい。
【００２５】加算器３−１〜３−４は、Ａ／Ｄ変換器１
−１〜１−４から出力されたディジタル信号Ｓ１−１〜
Ｓ１−４と量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４とを
それぞれ加算し、この加算したディジタル信号Ｓ３−１
〜Ｓ３−４をそれぞれビットシフト回路４−１〜４−４
に入力する。ビットシフト回路４−１〜４−４は、入力
されたディジタル信号Ｓ３−１〜Ｓ３−４のビット数Ｎ
をビット数Ｎ’（Ｎ’＜Ｎ）に削減する。たとえば、１
６ビットのディジタル信号Ｓ３−１〜Ｓ３−４をそれぞ
れ１２ビットに削減する。この削減されたディジタル信
号Ｓ４−１〜Ｓ４−４は、各ブランチ毎に低域通過フィ
ルタ５−１，５−２に入力される。すなわち、各ブラン
チ毎に２Ｎ’ビットのディジタル信号が低域通過フィル
タ５−１，５−２に入力される。
−１〜１−４から出力されたディジタル信号Ｓ１−１〜
Ｓ１−４と量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４とを
それぞれ加算し、この加算したディジタル信号Ｓ３−１
〜Ｓ３−４をそれぞれビットシフト回路４−１〜４−４
に入力する。ビットシフト回路４−１〜４−４は、入力
されたディジタル信号Ｓ３−１〜Ｓ３−４のビット数Ｎ
をビット数Ｎ’（Ｎ’＜Ｎ）に削減する。たとえば、１
６ビットのディジタル信号Ｓ３−１〜Ｓ３−４をそれぞ
れ１２ビットに削減する。この削減されたディジタル信
号Ｓ４−１〜Ｓ４−４は、各ブランチ毎に低域通過フィ
ルタ５−１，５−２に入力される。すなわち、各ブラン
チ毎に２Ｎ’ビットのディジタル信号が低域通過フィル
タ５−１，５−２に入力される。
【００２６】低域通過フィルタ５−１，５−２は、ビッ
トシフト回路４−１〜４−４によってビット数が低減さ
れる前であって量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４
を除去したディジタル信号を復元して出力する。マッチ
ドフィルタ６−１，６−２は、低域通過フィルタ５−
１，５−２から出力されたディジタル信号の位相調整を
行ってそれぞれ復調部７に出力する。復調部７は、各マ
ッチドフィルタ６−１，６−２から出力された信号をも
とに各ブランチに対する復調処理を行う。
トシフト回路４−１〜４−４によってビット数が低減さ
れる前であって量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４
を除去したディジタル信号を復元して出力する。マッチ
ドフィルタ６−１，６−２は、低域通過フィルタ５−
１，５−２から出力されたディジタル信号の位相調整を
行ってそれぞれ復調部７に出力する。復調部７は、各マ
ッチドフィルタ６−１，６−２から出力された信号をも
とに各ブランチに対する復調処理を行う。
【００２７】この実施の形態１では、ビットシフト回路
４−１〜４−４によるビット数の削減によって観測不可
能となった信号が存在する場合であっても、加算器２−
１〜２−４によってディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４
に対して量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４が加算
され、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４とビット数の
削減に伴う量子化誤差との相関が打ち消され、量子化に
よる信号劣化が抑制されるので、ビット数の削減以前の
信号検出精度を維持することができる。また、ビット数
の削減を行っているため、ビット数の削減に伴う信号検
出精度の低下を防止しつつ、受信機全体の回路規模の削
減と消費電力の低減を実現することができる。
４−１〜４−４によるビット数の削減によって観測不可
能となった信号が存在する場合であっても、加算器２−
１〜２−４によってディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４
に対して量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４が加算
され、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４とビット数の
削減に伴う量子化誤差との相関が打ち消され、量子化に
よる信号劣化が抑制されるので、ビット数の削減以前の
信号検出精度を維持することができる。また、ビット数
の削減を行っているため、ビット数の削減に伴う信号検
出精度の低下を防止しつつ、受信機全体の回路規模の削
減と消費電力の低減を実現することができる。
【００２８】実施の形態２．つぎに、この発明の実施の
形態２について説明する。この実施の形態２では、スペ
クトル拡散通信システムに用いられる受信機内のビット
数削減に伴う量子化誤差を効果的に低減できるようにし
ている。
形態２について説明する。この実施の形態２では、スペ
クトル拡散通信システムに用いられる受信機内のビット
数削減に伴う量子化誤差を効果的に低減できるようにし
ている。
【００２９】図２は、この発明の実施の形態２である受
信機の構成を示すブロック図である。図２において、各
ブランチ毎に直交分離され、スペクトル拡散されたアナ
ログ受信信号Ｉ１１，Ｑ１１、Ｉ１２，Ｑ１２は、それ
ぞれＡ／Ｄ変換器１−１〜１−４に入力され、それぞれ
Ｎビット、たとえば１６ビットのディジタル信号Ｓ１−
１〜Ｓ１−４に変換される。ディジタル信号Ｓ１−１〜
Ｓ１−４は、それぞれ加算器３−１〜３−４に入力され
る。
信機の構成を示すブロック図である。図２において、各
ブランチ毎に直交分離され、スペクトル拡散されたアナ
ログ受信信号Ｉ１１，Ｑ１１、Ｉ１２，Ｑ１２は、それ
ぞれＡ／Ｄ変換器１−１〜１−４に入力され、それぞれ
Ｎビット、たとえば１６ビットのディジタル信号Ｓ１−
１〜Ｓ１−４に変換される。ディジタル信号Ｓ１−１〜
Ｓ１−４は、それぞれ加算器３−１〜３−４に入力され
る。
【００３０】量子化誤差低減信号発生器２は、各加算器
３−１〜３−４に対して量子化誤差を低減するための量
子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４を入力する。量子
化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４は、たとえばディジ
タルのランダム雑音信号である。また、各量子化誤差低
減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４は、それぞれ同一の信号であ
ってもよいし、異なる信号であってもよい。
３−１〜３−４に対して量子化誤差を低減するための量
子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４を入力する。量子
化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４は、たとえばディジ
タルのランダム雑音信号である。また、各量子化誤差低
減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４は、それぞれ同一の信号であ
ってもよいし、異なる信号であってもよい。
【００３１】加算器３−１〜３−４は、Ａ／Ｄ変換器１
−１〜１−４から出力されたディジタル信号Ｓ１−１〜
Ｓ１−４と量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４とを
それぞれ加算し、この加算したディジタル信号Ｓ３−１
〜Ｓ３−４をそれぞれビットシフト回路４−１〜４−４
に入力する。ビットシフト回路４−１〜４−４は、入力
されたディジタル信号Ｓ３−１〜Ｓ３−４のビット数Ｎ
をビット数Ｎ’（Ｎ’＜Ｎ）に削減する。たとえば、１
６ビットのディジタル信号Ｓ３−１〜Ｓ３−４をそれぞ
れ１２ビットに削減する。ここで、ビットシフト回路４
−１〜４−４によるビット数の削減によって観測不可能
となった信号が存在する場合であっても、加算器２−１
〜２−４によってディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４に
対して量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４が加算さ
れているため、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４とビ
ット数の削減に伴う量子化誤差との相関が打ち消され、
量子化による信号劣化が抑制される。この削減されたデ
ィジタル信号Ｓ４−１〜Ｓ４−４は、各ブランチ毎に逆
拡散部１５−１，１５−２に入力される。すなわち、各
ブランチ毎に２Ｎ’ビットのディジタル信号がそれぞれ
逆拡散部１５−１，１５−２に入力される。
−１〜１−４から出力されたディジタル信号Ｓ１−１〜
Ｓ１−４と量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４とを
それぞれ加算し、この加算したディジタル信号Ｓ３−１
〜Ｓ３−４をそれぞれビットシフト回路４−１〜４−４
に入力する。ビットシフト回路４−１〜４−４は、入力
されたディジタル信号Ｓ３−１〜Ｓ３−４のビット数Ｎ
をビット数Ｎ’（Ｎ’＜Ｎ）に削減する。たとえば、１
６ビットのディジタル信号Ｓ３−１〜Ｓ３−４をそれぞ
れ１２ビットに削減する。ここで、ビットシフト回路４
−１〜４−４によるビット数の削減によって観測不可能
となった信号が存在する場合であっても、加算器２−１
〜２−４によってディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４に
対して量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４が加算さ
れているため、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４とビ
ット数の削減に伴う量子化誤差との相関が打ち消され、
量子化による信号劣化が抑制される。この削減されたデ
ィジタル信号Ｓ４−１〜Ｓ４−４は、各ブランチ毎に逆
拡散部１５−１，１５−２に入力される。すなわち、各
ブランチ毎に２Ｎ’ビットのディジタル信号がそれぞれ
逆拡散部１５−１，１５−２に入力される。
【００３２】逆拡散部１５−１，１５−２は、入力され
たディジタル信号に対して、送信側において用いたＰＮ
符号等の拡散符号を乗算して逆拡散を行い、積分処理部
１６−１，１６−２によって相関処理を行い、スペクト
ル拡散復調部１７に相関処理結果を出力する。この相関
処理の際、ディジタル信号に含まれる量子化誤差低減信
号は、積分処理による平均化によって除去されるため、
結果としてビット数の削減以前であって、量子化誤差低
減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４を除去したディジタル信号に
対応した信号を復元する。スペクトル拡散復調部１７
は、各積分処理部１６−１，１６−２から出力された信
号をもとに各ブランチに対する復調処理を行う。
たディジタル信号に対して、送信側において用いたＰＮ
符号等の拡散符号を乗算して逆拡散を行い、積分処理部
１６−１，１６−２によって相関処理を行い、スペクト
ル拡散復調部１７に相関処理結果を出力する。この相関
処理の際、ディジタル信号に含まれる量子化誤差低減信
号は、積分処理による平均化によって除去されるため、
結果としてビット数の削減以前であって、量子化誤差低
減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４を除去したディジタル信号に
対応した信号を復元する。スペクトル拡散復調部１７
は、各積分処理部１６−１，１６−２から出力された信
号をもとに各ブランチに対する復調処理を行う。
【００３３】この実施の形態２では、スペクトル拡散通
信用の受信機であって、ビットシフト回路４−１〜４−
４によるビット数の削減によって観測不可能となった信
号が存在する場合であっても、加算器２−１〜２−４に
よってディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４に対して量子
化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４が加算されているた
め、ビット数の削減以前の信号検出精度を維持すること
ができる。また、ビット数の削減を行っているため、ビ
ット数の削減に伴う信号検出精度の低下を防止しつつ、
受信機全体の回路規模の削減と消費電力の低減を実現す
ることができる。
信用の受信機であって、ビットシフト回路４−１〜４−
４によるビット数の削減によって観測不可能となった信
号が存在する場合であっても、加算器２−１〜２−４に
よってディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４に対して量子
化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４が加算されているた
め、ビット数の削減以前の信号検出精度を維持すること
ができる。また、ビット数の削減を行っているため、ビ
ット数の削減に伴う信号検出精度の低下を防止しつつ、
受信機全体の回路規模の削減と消費電力の低減を実現す
ることができる。
【００３４】実施の形態３．つぎに、この発明の実施の
形態３について説明する。上述した実施の形態１，２で
は、いずれも量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４を
ランダム雑音信号としたが、この実施の形態３では、量
子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４を三角波信号とし
ている。
形態３について説明する。上述した実施の形態１，２で
は、いずれも量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４を
ランダム雑音信号としたが、この実施の形態３では、量
子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４を三角波信号とし
ている。
【００３５】この実施の形態３では、量子化誤差低減信
号発生器２が図３に示す三角波信号を生成し、加算器３
−１〜３−４に入力する。その他の構成は、実施の形態
１または実施の形態２と同じ構成である。この三角波信
号は、図３に示す三角波形状をディジタル信号として生
成する。三角波信号としては、図３（ａ）に示すように
徐々に増加する形状の繰り返しであってもよいし、図３
（ｂ）に示すように徐々に減少する繰り返しであっても
よく、さらには、これらを組み合わせた増減の繰り返し
形状であってもよい。ただし、図３（ａ），（ｂ）に示
す三角波信号の生成は、簡易な回路構成となる。なお、
この三角波信号の生成は、ランダム雑音信号等の量子化
誤差低減信号の生成に比較して簡易な構成によって実現
することができる。
号発生器２が図３に示す三角波信号を生成し、加算器３
−１〜３−４に入力する。その他の構成は、実施の形態
１または実施の形態２と同じ構成である。この三角波信
号は、図３に示す三角波形状をディジタル信号として生
成する。三角波信号としては、図３（ａ）に示すように
徐々に増加する形状の繰り返しであってもよいし、図３
（ｂ）に示すように徐々に減少する繰り返しであっても
よく、さらには、これらを組み合わせた増減の繰り返し
形状であってもよい。ただし、図３（ａ），（ｂ）に示
す三角波信号の生成は、簡易な回路構成となる。なお、
この三角波信号の生成は、ランダム雑音信号等の量子化
誤差低減信号の生成に比較して簡易な構成によって実現
することができる。
【００３６】三角波信号は、ランダム雑音信号等の量子
化誤差低減信号に比べ、一様分布であり、かつ周波数特
性が高周波領域に存在するという特徴を有する。この周
波数特性が高周波領域に存在するのは、三角波の波形が
なめらかでなく高周波成分を有するからである。
化誤差低減信号に比べ、一様分布であり、かつ周波数特
性が高周波領域に存在するという特徴を有する。この周
波数特性が高周波領域に存在するのは、三角波の波形が
なめらかでなく高周波成分を有するからである。
【００３７】三角波信号が一様分布であることから、ビ
ット数の削減によって失われた信号成分の補間および復
元を一層確実に行うことができるとともに、三角波信号
が高周波領域に存在することによって、実施の形態１に
おける低域通過フィルタ５−１，５−２あるいは実施の
形態２における積分処理部１６−１，１６−２による量
子化誤差低減信号の除去を確実に行うことができる。
ット数の削減によって失われた信号成分の補間および復
元を一層確実に行うことができるとともに、三角波信号
が高周波領域に存在することによって、実施の形態１に
おける低域通過フィルタ５−１，５−２あるいは実施の
形態２における積分処理部１６−１，１６−２による量
子化誤差低減信号の除去を確実に行うことができる。
【００３８】この実施の形態３によれば、量子化誤差低
減信号として三角波信号を用いているので、一層受信機
全体の回路構成が簡易となる。また、三角波信号は、一
様分布であるため、量子化誤差の補間・復元を一層確実
に行うことができるとともに、周波数特性が高周波領域
に存在するため、量子化誤差低減信号の除去を確実に行
うことができる。
減信号として三角波信号を用いているので、一層受信機
全体の回路構成が簡易となる。また、三角波信号は、一
様分布であるため、量子化誤差の補間・復元を一層確実
に行うことができるとともに、周波数特性が高周波領域
に存在するため、量子化誤差低減信号の除去を確実に行
うことができる。
【００３９】実施の形態４．つぎに、この発明の実施の
形態４について説明する。量子化誤差低減信号として、
上述した実施の形態２ではランダム雑音信号を用い、実
施の形態３では三角波信号を用いるようにしていたが、
この実施の形態４では、逆拡散部１５−１，１５−２で
用いられる拡散信号に対して直交関係をもつ直交信号
を、量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４として用い
ている。
形態４について説明する。量子化誤差低減信号として、
上述した実施の形態２ではランダム雑音信号を用い、実
施の形態３では三角波信号を用いるようにしていたが、
この実施の形態４では、逆拡散部１５−１，１５−２で
用いられる拡散信号に対して直交関係をもつ直交信号
を、量子化誤差低減信号Ｓ２−１〜Ｓ２−４として用い
ている。
【００４０】この実施の形態４の構成は、量子化誤差低
減信号発生器２の構成を除き、実施の形態２と同じであ
る。量子化誤差低減信号発生器２は、逆拡散部１５−
１，１５−２で用いる拡散信号に対して直交関係をもつ
直交信号を生成出力する。
減信号発生器２の構成を除き、実施の形態２と同じであ
る。量子化誤差低減信号発生器２は、逆拡散部１５−
１，１５−２で用いる拡散信号に対して直交関係をもつ
直交信号を生成出力する。
【００４１】図４（ａ）は、この実施の形態４で用いら
れる量子化誤差低減信号の一例を示す波形図である。こ
の図４（ａ）に示した量子化誤差低減信号は、図４
（ｂ）に示した拡散信号に対して直交関係を有する。た
とえば、図４（ｂ）に示した拡散信号の１サイクルは
「−１，１，−１，１，−１，１，−１，１」の値をも
ち、図４（ａ）に示した量子化誤差低減信号は、拡散信
号の１サイクルに対応して「−１，１，−１，−１，
１，−１，１，１」の値をもち、拡散信号と量子化誤差
低減信号との内積は零となって、それぞれは直交関係を
有する。
れる量子化誤差低減信号の一例を示す波形図である。こ
の図４（ａ）に示した量子化誤差低減信号は、図４
（ｂ）に示した拡散信号に対して直交関係を有する。た
とえば、図４（ｂ）に示した拡散信号の１サイクルは
「−１，１，−１，１，−１，１，−１，１」の値をも
ち、図４（ａ）に示した量子化誤差低減信号は、拡散信
号の１サイクルに対応して「−１，１，−１，−１，
１，−１，１，１」の値をもち、拡散信号と量子化誤差
低減信号との内積は零となって、それぞれは直交関係を
有する。
【００４２】この場合、逆拡散部１５−１，１５−２の
逆拡散処理および積分処理部１６−１，１６−２の積分
処理において、拡散符号と直交関係にある量子化誤差低
減信号は打ち消され、確実に量子化誤差低減信号を除去
することができる。なお、拡散信号との直交関係は、拡
散信号の１サイクルに対して直交関係を持たせてもよい
し、拡散信号の１サイクル内の部分信号に対してそれぞ
れ直交関係をもつ複数の直交信号を連結させるようにし
てもよい。
逆拡散処理および積分処理部１６−１，１６−２の積分
処理において、拡散符号と直交関係にある量子化誤差低
減信号は打ち消され、確実に量子化誤差低減信号を除去
することができる。なお、拡散信号との直交関係は、拡
散信号の１サイクルに対して直交関係を持たせてもよい
し、拡散信号の１サイクル内の部分信号に対してそれぞ
れ直交関係をもつ複数の直交信号を連結させるようにし
てもよい。
【００４３】この実施の形態４によれば、量子化誤差低
減信号として、拡散信号と直交関係をもった直交符号を
用いるようにしているので、量子化誤差低減信号の除去
を確実に行うことができる。
減信号として、拡散信号と直交関係をもった直交符号を
用いるようにしているので、量子化誤差低減信号の除去
を確実に行うことができる。
【００４４】実施の形態５．つぎに、この発明の実施の
形態５について説明する。この実施の形態５では、量子
化誤差低減信号として、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１
−４の最高周波数を超える高い周波数の信号を用いるよ
うにしている。
形態５について説明する。この実施の形態５では、量子
化誤差低減信号として、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１
−４の最高周波数を超える高い周波数の信号を用いるよ
うにしている。
【００４５】この実施の形態５の構成は、量子化誤差低
減信号発生器２の構成を除き、実施の形態１または実施
の形態２の構成と同じである。量子化誤差低減信号発生
器２は、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４の最高周波
数を超える高い周波数をもつ信号を生成する。たとえ
ば、図５に示す信号を生成する。
減信号発生器２の構成を除き、実施の形態１または実施
の形態２の構成と同じである。量子化誤差低減信号発生
器２は、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４の最高周波
数を超える高い周波数をもつ信号を生成する。たとえ
ば、図５に示す信号を生成する。
【００４６】量子化誤差低減信号が、ディジタル信号Ｓ
１−１〜Ｓ１−４の最高周波数を超える高い周波数の信
号である場合、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４と、
量子化誤差低減信号とは、周波数軸上において離隔して
分布するため、実施の形態１における低域通過フィルタ
５−１，５−２あるいは実施の形態２における積分処理
部１６−１，１６−２において量子化誤差低減信号を容
易かつ確実に除去することができる。
１−１〜Ｓ１−４の最高周波数を超える高い周波数の信
号である場合、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４と、
量子化誤差低減信号とは、周波数軸上において離隔して
分布するため、実施の形態１における低域通過フィルタ
５−１，５−２あるいは実施の形態２における積分処理
部１６−１，１６−２において量子化誤差低減信号を容
易かつ確実に除去することができる。
【００４７】この実施の形態５によれば、量子化誤差低
減信号の周波数を、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４
の最高周波数を超える高い周波数としているので、ディ
ジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４と量子化誤差低減信号と
が周波数軸上で確実に分離し、量子化誤差低減信号の除
去を容易かつ確実に除去することができる。
減信号の周波数を、ディジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４
の最高周波数を超える高い周波数としているので、ディ
ジタル信号Ｓ１−１〜Ｓ１−４と量子化誤差低減信号と
が周波数軸上で確実に分離し、量子化誤差低減信号の除
去を容易かつ確実に除去することができる。
【００４８】実施の形態６．つぎに、この発明の実施の
形態６について説明する。この実施の形態６では、量子
化誤差低減信号として、一様分布の矩形波信号を用いる
ようにしている。
形態６について説明する。この実施の形態６では、量子
化誤差低減信号として、一様分布の矩形波信号を用いる
ようにしている。
【００４９】この実施の形態６の構成は、量子化誤差低
減信号発生器２の構成を除き、実施の形態１または実施
の形態２の構成と同じである。量子化誤差低減信号発生
器２は、図６に示すような一様分布の矩形波信号を生成
する。図６に示した矩形波信号は、信号生成のための回
路構成が簡易である。また、図６に示した矩形波信号
は、一様分布であるため、ビット数の削減に伴って失わ
れたディジタル信号の補間・復元を一層正確に行うこと
ができる。
減信号発生器２の構成を除き、実施の形態１または実施
の形態２の構成と同じである。量子化誤差低減信号発生
器２は、図６に示すような一様分布の矩形波信号を生成
する。図６に示した矩形波信号は、信号生成のための回
路構成が簡易である。また、図６に示した矩形波信号
は、一様分布であるため、ビット数の削減に伴って失わ
れたディジタル信号の補間・復元を一層正確に行うこと
ができる。
【００５０】この実施の形態６によれば、量子化誤差低
減信号として一様分布の矩形波信号を用いているので、
一層受信機全体の回路構成が簡易となる。また、矩形波
信号は一様分布であるため、量子化誤差の補間・復元を
一層確実に行うことができる。
減信号として一様分布の矩形波信号を用いているので、
一層受信機全体の回路構成が簡易となる。また、矩形波
信号は一様分布であるため、量子化誤差の補間・復元を
一層確実に行うことができる。
【００５１】実施の形態７．つぎに、この発明の実施の
形態７について説明する。この実施の形態７では、実施
の形態１に示した低域通過フィルタ５−１，５−２の前
段にマッチドフィルタ６−１，６−２を設けた構成とし
ている。
形態７について説明する。この実施の形態７では、実施
の形態１に示した低域通過フィルタ５−１，５−２の前
段にマッチドフィルタ６−１，６−２を設けた構成とし
ている。
【００５２】図７は、この発明の実施の形態７である受
信機の構成を示すブロック図である。図７に示した受信
機は、実施の形態１に示した低域通過フィルタ５−１，
５−２と、マッチドフィルタ６−１，６−２とを入れ替
えた構成としている。その他の構成は、図１に示した受
信機と同じ構成である。
信機の構成を示すブロック図である。図７に示した受信
機は、実施の形態１に示した低域通過フィルタ５−１，
５−２と、マッチドフィルタ６−１，６−２とを入れ替
えた構成としている。その他の構成は、図１に示した受
信機と同じ構成である。
【００５３】実施の形態１では、低域通過フィルタ５−
１，５−２が、マッチドフィルタ６−１，６−２の前段
に配置されているため、マッチドフィルタ６−１，６−
２に信号が入力する度に、低域通過フィルタ５−１，５
−２を動作させる必要があった。これに対し、この実施
の形態７では、低域通過フィルタ５−１，５−２が、マ
ッチドフィルタ６−１，６−２の後段に配置されている
ため、マッチドフィルタ６−１，６−２が出力する時の
み、低域通過フィルタ５−１，５−２が動作すればよ
い。この結果、低域通過フィルタ５−１，５−２の動作
が必要最小限となり、低域通過フィルタ５−１，５−２
の動作回数が減少し、これによって、受信機全体の消費
電力を格段に抑えることができる。
１，５−２が、マッチドフィルタ６−１，６−２の前段
に配置されているため、マッチドフィルタ６−１，６−
２に信号が入力する度に、低域通過フィルタ５−１，５
−２を動作させる必要があった。これに対し、この実施
の形態７では、低域通過フィルタ５−１，５−２が、マ
ッチドフィルタ６−１，６−２の後段に配置されている
ため、マッチドフィルタ６−１，６−２が出力する時の
み、低域通過フィルタ５−１，５−２が動作すればよ
い。この結果、低域通過フィルタ５−１，５−２の動作
が必要最小限となり、低域通過フィルタ５−１，５−２
の動作回数が減少し、これによって、受信機全体の消費
電力を格段に抑えることができる。
【００５４】この実施の形態７によれば、低域通過フィ
ルタ５−１，５−２をマッチドフィルタ６−１，６−２
の後段に配置するようにしているので、低域通過フィル
タ５−１，５−２の動作回数が必要最小限となり、受信
機全体の消費電力を格段に抑えることができる。
ルタ５−１，５−２をマッチドフィルタ６−１，６−２
の後段に配置するようにしているので、低域通過フィル
タ５−１，５−２の動作回数が必要最小限となり、受信
機全体の消費電力を格段に抑えることができる。
【００５５】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、加算手段が、Ａ／Ｄ変換手段から出力されるディジ
タル信号と低減信号生成手段から出力される量子化誤差
低減信号とを加算し、ビット数変更手段が、この加算信
号のビット数を変更、たとえばビット数を削減する。量
子化誤差低減信号がディジタル信号に加算されることに
よって、受信ディジタル信号と、ビット数の変更に伴う
量子化誤差との相関が打ち消されるので、ビット数の変
更に伴う量子化による信号劣化を抑制することができ
る。また、加算された量子化誤差低減信号は、低域通過
フィルタによって除去されるようにしているので、ビッ
ト数を削減する場合であっても、量子化誤差による信号
検出精度の劣化を抑制することができる効果を奏すると
ともに、ビット数を削減してもビット数を削減しないと
きと同等の信号検出精度を維持することができることか
ら、回路規模を低減し、消費電力を抑えることができる
という効果を奏する。
ば、加算手段が、Ａ／Ｄ変換手段から出力されるディジ
タル信号と低減信号生成手段から出力される量子化誤差
低減信号とを加算し、ビット数変更手段が、この加算信
号のビット数を変更、たとえばビット数を削減する。量
子化誤差低減信号がディジタル信号に加算されることに
よって、受信ディジタル信号と、ビット数の変更に伴う
量子化誤差との相関が打ち消されるので、ビット数の変
更に伴う量子化による信号劣化を抑制することができ
る。また、加算された量子化誤差低減信号は、低域通過
フィルタによって除去されるようにしているので、ビッ
ト数を削減する場合であっても、量子化誤差による信号
検出精度の劣化を抑制することができる効果を奏すると
ともに、ビット数を削減してもビット数を削減しないと
きと同等の信号検出精度を維持することができることか
ら、回路規模を低減し、消費電力を抑えることができる
という効果を奏する。
【００５６】つぎの発明によれば、受信アナログ信号が
スペクトル拡散された信号であっても、加算手段が、Ａ
／Ｄ変換手段から出力されるディジタル信号と低減信号
生成手段から出力される量子化誤差低減信号とを加算
し、ビット数変更手段が、この加算信号のビット数を変
更、たとえばビット数を削減する。量子化誤差低減信号
がディジタル信号に加算されることによって、受信ディ
ジタル信号と、ビット数の変更に伴う量子化誤差との相
関が打ち消されるので、ビット数の変更に伴う量子化に
よる信号劣化を抑制することができる。また、加算され
た量子化誤差低減信号は、逆拡散手段および積分処理手
段とによる積分平均効果によって確実に除去するように
しているので、ビット数を削減する場合であっても、量
子化誤差による信号検出精度の劣化を抑制することがで
きる効果を奏するとともに、ビット数を削減してもビッ
ト数を削減しないときと同等の信号検出精度を維持する
ことができることから、回路規模を低減し、消費電力を
抑えることができるという効果を奏する。
スペクトル拡散された信号であっても、加算手段が、Ａ
／Ｄ変換手段から出力されるディジタル信号と低減信号
生成手段から出力される量子化誤差低減信号とを加算
し、ビット数変更手段が、この加算信号のビット数を変
更、たとえばビット数を削減する。量子化誤差低減信号
がディジタル信号に加算されることによって、受信ディ
ジタル信号と、ビット数の変更に伴う量子化誤差との相
関が打ち消されるので、ビット数の変更に伴う量子化に
よる信号劣化を抑制することができる。また、加算され
た量子化誤差低減信号は、逆拡散手段および積分処理手
段とによる積分平均効果によって確実に除去するように
しているので、ビット数を削減する場合であっても、量
子化誤差による信号検出精度の劣化を抑制することがで
きる効果を奏するとともに、ビット数を削減してもビッ
ト数を削減しないときと同等の信号検出精度を維持する
ことができることから、回路規模を低減し、消費電力を
抑えることができるという効果を奏する。
【００５７】つぎの発明によれば、前記低減信号生成手
段が生成する量子化誤差低減信号を、三角波信号とし、
三角波信号の一様分布によって、ビット数の削減に伴っ
て失われた信号成分の補間・復元を一層正確に行うこと
ができ、また、三角波信号の周波数特性が高周波領域に
存在することから、量子化誤差低減信号の除去を容易に
行うことができる。また、三角波信号の生成は、簡易な
構成によって実現することができる。したがって、信号
検出精度の劣化を抑制できるとともに、受信機全体を簡
易な構成によって実現でき、回路規模と消費電力とを格
段に低減することができるという効果を奏する。
段が生成する量子化誤差低減信号を、三角波信号とし、
三角波信号の一様分布によって、ビット数の削減に伴っ
て失われた信号成分の補間・復元を一層正確に行うこと
ができ、また、三角波信号の周波数特性が高周波領域に
存在することから、量子化誤差低減信号の除去を容易に
行うことができる。また、三角波信号の生成は、簡易な
構成によって実現することができる。したがって、信号
検出精度の劣化を抑制できるとともに、受信機全体を簡
易な構成によって実現でき、回路規模と消費電力とを格
段に低減することができるという効果を奏する。
【００５８】つぎの発明によれば、前記低減信号生成手
段が生成する量子化誤差低減信号を、前記逆拡散手段が
入力されたディジタル信号を逆拡散する際に用いる拡散
符号と直交関係にある直交符号を有した信号とし、逆拡
散手段における逆拡散処理時および積分処理手段による
積分処理時において量子化誤差低減信号を打ち消し、容
易に量子化誤差低減信号を除去できるようにしているの
で、量子化誤差低減信号を確実かつ容易に除去すること
ができるという効果を奏する。
段が生成する量子化誤差低減信号を、前記逆拡散手段が
入力されたディジタル信号を逆拡散する際に用いる拡散
符号と直交関係にある直交符号を有した信号とし、逆拡
散手段における逆拡散処理時および積分処理手段による
積分処理時において量子化誤差低減信号を打ち消し、容
易に量子化誤差低減信号を除去できるようにしているの
で、量子化誤差低減信号を確実かつ容易に除去すること
ができるという効果を奏する。
【００５９】つぎの発明によれば、前記低減信号生成手
段が生成する量子化誤差低減信号を、前記受信ディジタ
ル信号の周波数帯域に比して高い周波数帯域の信号と
し、周波数軸上において、受信ディジタル信号と量子化
誤差低減信号とを離隔するようにしているので、量子化
誤差低減信号を確実かつ容易に除去することができると
いう効果を奏する。
段が生成する量子化誤差低減信号を、前記受信ディジタ
ル信号の周波数帯域に比して高い周波数帯域の信号と
し、周波数軸上において、受信ディジタル信号と量子化
誤差低減信号とを離隔するようにしているので、量子化
誤差低減信号を確実かつ容易に除去することができると
いう効果を奏する。
【００６０】つぎの発明によれば、前記低減信号生成手
段が生成する量子化誤差低減信号を、一様分布の矩形波
信号とし、矩形波信号の一様分布、ビット数の削減に伴
って失われた信号成分の補間・復元を一層正確に行うこ
とができる。また、矩形波信号の生成は、簡易な構成に
よって実現することができる。したがって、信号検出精
度の劣化を抑制できるとともに、受信機全体を簡易な構
成によって実現でき、回路規模と消費電力とを格段に低
減することができるという効果を奏する。
段が生成する量子化誤差低減信号を、一様分布の矩形波
信号とし、矩形波信号の一様分布、ビット数の削減に伴
って失われた信号成分の補間・復元を一層正確に行うこ
とができる。また、矩形波信号の生成は、簡易な構成に
よって実現することができる。したがって、信号検出精
度の劣化を抑制できるとともに、受信機全体を簡易な構
成によって実現でき、回路規模と消費電力とを格段に低
減することができるという効果を奏する。
【００６１】つぎの発明によれば、前記低域通過フィル
タの前段に前記マッチドフィルタを配置し、マッチドフ
ィルタが出力動作をした時のみに、低域通過フィルタが
動作するようにし、低域通過フィルタの動作回数を低減
しているので、受信機全体の消費電力を抑えることがで
きるという効果を奏する。
タの前段に前記マッチドフィルタを配置し、マッチドフ
ィルタが出力動作をした時のみに、低域通過フィルタが
動作するようにし、低域通過フィルタの動作回数を低減
しているので、受信機全体の消費電力を抑えることがで
きるという効果を奏する。
【図１】 この発明の実施の形態１である受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態２である受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】 この発明の実施の形態３の受信機が生成する
量子化誤差低減信号の一例を示す波形図である。
量子化誤差低減信号の一例を示す波形図である。
【図４】 この発明の実施の形態４の受信機が生成する
量子化誤差低減信号の一例を示す波形図である。
量子化誤差低減信号の一例を示す波形図である。
【図５】 この発明の実施の形態５の受信機が生成する
量子化誤差低減信号の一例を示す波形図である。
量子化誤差低減信号の一例を示す波形図である。
【図６】 この発明の実施の形態６の受信機が生成する
量子化誤差低減信号の一例を示す波形図である。
量子化誤差低減信号の一例を示す波形図である。
【図７】 この発明の実施の形態７である受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図８】 従来におけるＡ／Ｄ変換器の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
１ Ａ／Ｄ変換器、２ 量子化誤差低減信号発生器、３
−１〜３−４ 加算器、４−１〜４−４ ビットシフト
回路、５−１，５−２ 低域通過フィルタ、６−１，６
−２ マッチドフィルタ、７ 復調部、１５−１，１５
−２ 逆拡散部、１６−１，１６−２ 積分処理部、１
７ スペクトル拡散復調部、Ｉ１，Ｉ２，Ｉ１１，Ｉ１
２，Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２ アナログ受信信号。
−１〜３−４ 加算器、４−１〜４−４ ビットシフト
回路、５−１，５−２ 低域通過フィルタ、６−１，６
−２ マッチドフィルタ、７ 復調部、１５−１，１５
−２ 逆拡散部、１６−１，１６−２ 積分処理部、１
７ スペクトル拡散復調部、Ｉ１，Ｉ２，Ｉ１１，Ｉ１
２，Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２ アナログ受信信号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｊ 13/00 Ｈ０４Ｊ 13/00 Ａ Ｈ０４Ｌ 27/38 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｇ Ｆターム(参考） 5J022 AA01 BA01 BA06 CA07 CA10 CB06 CD07 CF03 5K004 AA01 BA01 BA02 BB06 5K022 EE02 EE33 5K067 AA42 AA43 BB04 CC10
Claims (7)
- 【請求項１】 受信アナログ信号をディジタル信号に変
換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段によって変換されたディジタル信号
の量子化誤差を低減するランダム雑音の量子化誤差低減
信号を生成する低減信号生成手段と、 前記ディジタル信号と前記低減信号生成手段が生成した
量子化誤差低減信号とを加算する加算手段と、 前記加算手段によって加算された加算信号のビット数を
変更するビット数変更手段と、 前記ビット数変更手段によってビット数が変更されたデ
ィジタル信号に含まれる量子化誤差低減信号を除去する
低域通過フィルタと、 を備えたことを特徴とする受信機。 - 【請求項２】 スペクトル拡散された受信アナログ信号
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段によって変換されたディジタル信号
の量子化誤差を低減するランダム雑音の量子化誤差低減
信号を生成する低減信号生成手段と、 前記ディジタル信号と前記低域信号生成手段が生成した
量子化誤差低減信号とを加算する加算手段と、 前記加算手段によって加算された加算信号のビット数を
変更するビット数変更手段と、 前記ビット数変更手段によってビット数が変更されたデ
ィジタル信号を逆拡散する逆拡散手段と、 前記逆拡散手段によって逆拡散されたディジタル信号を
積分処理する積分処理手段と、 を備えたことを特徴とする受信機。 - 【請求項３】 前記低減信号生成手段が生成する量子化
誤差低減信号は、三角波信号であることを特徴とする請
求項１または２に記載の受信機。 - 【請求項４】 前記低減信号生成手段が生成する量子化
誤差低減信号は、前記逆拡散手段が入力されたディジタ
ル信号を逆拡散する際に用いる拡散符号と直交関係にあ
る直交符号を有した信号であることを特徴とする請求項
２に記載の受信機。 - 【請求項５】 前記低減信号生成手段が生成する量子化
誤差低減信号は、前記受信アナログ信号の周波数帯域に
比して高い周波数帯域の信号であることを特徴とする請
求項１または２に記載の受信機。 - 【請求項６】 前記低減信号生成手段が生成する量子化
誤差低減信号は、一様分布の矩形波信号であることを特
徴とする請求項１または２に記載の受信機。 - 【請求項７】 マッチドフィルタをさらに備え、前記低
域通過フィルタの前段に前記マッチドフィルタを配置し
たことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000048094A JP2001237902A (ja) | 2000-02-24 | 2000-02-24 | 受信機 |
| CN01801010A CN1366754A (zh) | 2000-02-24 | 2001-02-21 | 接收机 |
| PCT/JP2001/001262 WO2001063867A1 (fr) | 2000-02-24 | 2001-02-21 | Recepteur |
| US09/926,364 US20020141504A1 (en) | 2000-02-24 | 2001-02-21 | Receiver |
| EP01906176A EP1175054A4 (en) | 2000-02-24 | 2001-02-21 | RECEIVER |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000048094A JP2001237902A (ja) | 2000-02-24 | 2000-02-24 | 受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001237902A true JP2001237902A (ja) | 2001-08-31 |
Family
ID=18570232
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000048094A Pending JP2001237902A (ja) | 2000-02-24 | 2000-02-24 | 受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020141504A1 (ja) |
| EP (1) | EP1175054A4 (ja) |
| JP (1) | JP2001237902A (ja) |
| CN (1) | CN1366754A (ja) |
| WO (1) | WO2001063867A1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7660341B2 (en) * | 2005-05-04 | 2010-02-09 | Stmicroelectronics (Rousset) Sas | Receiver device suited to a transmission system using a direct sequence spread spectrum |
| US8213554B2 (en) * | 2008-01-29 | 2012-07-03 | Qualcomm Incorporated | Sparse sampling of signal innovations |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4982193A (en) * | 1986-01-30 | 1991-01-01 | Plessey Overseas Limited | Analogue to digital conversion: method and apparatus therefor |
| JPS63256018A (ja) * | 1987-04-13 | 1988-10-24 | Nippon Precision Saakitsutsu Kk | Ａ／ｄ変換装置 |
| JPH01202038A (ja) * | 1988-02-08 | 1989-08-15 | Sony Corp | ビット・リダクション方式 |
| US4958308A (en) * | 1988-10-21 | 1990-09-18 | Bio-Rad Laboratories, Inc. | Technique for improving the resolution of an A/D converter |
| JP2572141B2 (ja) * | 1990-02-08 | 1997-01-16 | 株式会社エイ・ティ・アール光電波通信研究所 | フェーズドアレーアンテナ |
| US5166952A (en) * | 1990-05-24 | 1992-11-24 | Cylink Corporation | Method and apparatus for the reception and demodulation of spread spectrum radio signals |
| JP3684655B2 (ja) * | 1996-03-13 | 2005-08-17 | ソニー株式会社 | デジタル信号処理装置 |
| JP2970550B2 (ja) * | 1996-09-13 | 1999-11-02 | 日本電気株式会社 | 一括分波回路 |
| JPH11340949A (ja) * | 1998-05-21 | 1999-12-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｃｄｍａ通信装置及びｃｄｍａ通信方法 |
-
2000
- 2000-02-24 JP JP2000048094A patent/JP2001237902A/ja active Pending
-
2001
- 2001-02-21 WO PCT/JP2001/001262 patent/WO2001063867A1/ja not_active Application Discontinuation
- 2001-02-21 EP EP01906176A patent/EP1175054A4/en not_active Withdrawn
- 2001-02-21 US US09/926,364 patent/US20020141504A1/en not_active Abandoned
- 2001-02-21 CN CN01801010A patent/CN1366754A/zh active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1175054A1 (en) | 2002-01-23 |
| US20020141504A1 (en) | 2002-10-03 |
| CN1366754A (zh) | 2002-08-28 |
| WO2001063867A1 (fr) | 2001-08-30 |
| EP1175054A4 (en) | 2004-10-27 |
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