JP3586033B2 - ディジタルフィルタシステム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、中間周波数段において不要信号成分を除去するディジタルフィルタシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、無線通信機分野における不要波を除去するためのフィルタは、高周波段（以下、ＲＦ段）、中間周波数段（以下、ＩＦ段）及び可聴周波数段（ＡＦ段）それぞれにおいて数多く用いられている。
【０００３】
例えば、本件出願人もディジタルフィルタの係数を適応アルゴリズムを用いて、設定することにより、ＡＦ段の不要波を除去し、目的信号のみを出力させるノイズキャンセリングシステム（「適応フィルタシステム」、特願平６−２３７４５５、米国特許出願番号０８／４５２，２８２）を特許出願している。その他、多数不要波を除去するためのノイズキャンセリングシステムが提案されている。
【０００４】
ＡＦ段に配置される適応フィルタの一例を図９に示す。図９の適応フィルタは、ＡＦ入力信号を遅延回路９１により遅延してフィルタ９２に供給し、ＡＦ出力とする。ＡＦ入力とＡＦ出力との差が減算器９３で取得される。制御部９４は、この差に基づいてＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムに従ってフィルタ９２の特性を制御する。
【０００５】
また、例えば、スーパーヘテロダイン方式の受信装置においては、ＩＦ段帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）が設けられており、その通過帯域幅は、放送用等の両サイドバンド波（ＤＳＢ）では、７〜１５ＫＨｚ，片側サイドバンド波（ＳＳＢ）は、２〜４ＫＨｚ，電信（ＣＷ）では、０．５〜３ＫＨｚ程度に制限して不要波を除去している。
【０００６】
しかし、許容範囲内で任意の周波数で送信できるアマチュア無線や業務用無線においては、受信帯域内（帯域通過フィルタの通過帯域内）に他の電波（不要波）が混入する可能性は低くない。また、イメージ妨害、高周波妨害やスプリアスビート等の混入といった問題があるので、通過帯域内の不要波を除去するために従来からノッチフィルタが用いられてきた。
【０００７】
近年では、ディジタル信号処理を用いたディジタルノッチフィルタを用いたものや、ディジタルフィルタのフィルタ係数を適応アルゴリズムを用いて不要波信号のみを減衰させ、受信帯域内の不要波を除去するアダプティブディジタルノッチフィルタシステム（以下、単にノッチフィルタシステム）等が用いられているものもある。
【０００８】
その他の適応フィルタを用いたノッチフィルタシステムとしては、例えば、米国特許第５，２２６，０５７号に開示されたものがある。このノッチフィルタシステムは、受信した信号を中間周波数に変換した後、直列に接続された複数のノッチフィルタを通過させ、この間に不要波を除去し、復調し、出力させている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本件出願人が以前に出願したノイズキャンセリングシステム（適応フィルタシステム）は、ＡＦ段に配置されている。即ち、受信機の最終段に配置されている。この為、ノイズキャンセリングシステム以前の回路、例えば、復調器等をディジタル信号処理回路（ＤＳＰ）で実現した場合、不要波が混入したしたままの信号を演算するため、これらの回路のダイナミックレンジが狭くなるという問題が発生したり、演算誤差が大きくなるという問題も発生する。
また、ＩＦ段でＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）等のフィードバック処理が行われる場合、不要波が混入したままの処理信号に基づいてＡＧＣ等の処理が行われるので、不要波が混入した処理信号で、目的信号までが調整（抑圧）されるという問題点も発生する。
特に、ＡＧＣ処理において、通過帯域中に目的信号のレベルより大きい不要波が存在する場合には、目的信号が不要波によってゲイン調整（抑圧）されるため、大きな問題となり、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）の低下の原因となるという問題点も発生する。
このため、少なくともＩＦ段で不要波を除去することが望ましい。
【００１０】
また、ノッチフィルタシステムをディジタル信号処理を用いて実現した場合、従来のように、ノッチフィルタを直列に接続して構成すると、演算量がそれぞれのディジタルフィルタ内の演算が接続された数だけ増えるのに加え、それぞれの適応フィルタのＬＭＳアルゴリズムの計算量もそれだけ増加する。このため、演算量が非常に多くなる。
さらに、演算量が増加すると、演算誤差も無視できないレベルに達する可能性がある。また、これらの演算誤差によって、発振（リミットサイクル）の可能性も高くなる。
【００１１】
この発明は上記実情に鑑みて成されたもので、中間周波数段で信号中の不要成分を除去できるディジタルフィルタシステムを提供することを目的とする。
また、この発明は、中間周波数段で信号中の不要波、ビート干渉、Ａ／Ｄ変換器からの直流成分等を除去でき、しかも、ディジタル信号処理における演算量が少ないディジタルフィルタシステムを提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明の第１の観点にかかるディジタルフィルタシステムは、
アナログ入力信号をキャリア周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングして得られたディジタル信号を順次Ｎ系統に出力するデマルチプレクサ手段と、
前記デマルチプレクサ手段から出力されたＮ系統の出力のそれぞれに配置されたＮ個の適応フィルタと、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力の少なくとも１つに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力を順次選択して出力することにより、１つの信号として出力するマルチプレクサ手段と、
より構成されることを特徴とする。
【００１３】
前記デマルチプレクサ手段の出力を遅延して前記Ｎ個の適応フィルタに供給してもよい。
【００１４】
また、この発明の第２の観点にかかるディジタルフィルタシステムは、
アナログ入力信号をキャリア周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングして得られたディジタル信号を、Ｎ系統に順次出力することにより、キャリア周波数が実質的に０のＮ個の信号に変換する変換手段と、
Ｎ個の適応フィルタと、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号の少なくとも１つに基づいて、前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択し、１つの信号として出力する手段と、
より構成されることを特徴とする。
【００１５】
前記変換手段の出力を遅延して前記Ｎ個の適応フィルタに供給してもよい。
前記制御手段は、例えば、前記Ｎ個の適応フィルタのうちの１つの適応フィルタの出力に基づいて、前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御してもよい。
【００１６】
また、前記制御手段は、前記Ｎ個の適応フィルタの全ての出力に基づいて、前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御してもよい。この場合、前記Ｎ個の適応フィルタのタップをＮ群に分け、前記Ｎ個の適応フィルタの各出力に基づいて、前記Ｎ個の適応フィルタの対応するタップ係数群を制御してもよい。
【００１７】
キャリア周波数ｆｃのアナログ入力信号をキャリア周波数のＮ倍のサンプリング周波数ｆｓでサンプリングし、ディジタル信号に変換し、前記デマルチプレクサ手段に供給するＡ／Ｄ変換手段をさらに設けてもよい。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態にかかるフィルタシステムを説明する。
図１は、この実施の形態にかかるフィルタシステムの構成を示す。図示するように、このフィルタシステムは、デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）１１と、第１〜第４の遅延回路（ＤＥＬＡＹ）１２〜１５と、第１〜第４の適応フィルタ（ＦＩＲ）１６〜１９と、減算器２０と、制御部（ＬＭＳ）２１と、マルチプレクサ（ＭＵＸ）２２とより構成されている。
【００１９】
デマルチプレクサ１１は、中間周波のディジタル入力信号Ｓ（ｔ）の各信号片（データ）を第１〜第４の出力端からディジタル信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）として順次出力する。ディジタル入力信号Ｓ（ｔ）は、キャリア周波数がｆｃ（例えば、１５．６２５ＫＨｚ）の中間周数アナログ信号を、ｆｃの４倍の周波数ｆｓのサンプリングクロックでサンプリングして、アナログディジタル変換することにより得られた信号である。
【００２０】
第１〜第４の遅延回路１２〜１５は、デマルチプレクサ１１の第１〜第４の出力端から出力されたディジタル信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）を一定時間遅延する。
第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９は、それぞれ複数のタップを有し、制御部２１よりタップに与えられる係数（タップ係数）に従って通過帯域幅及び通過帯域の中間周波数を変更するフィルタであり、第１〜第４の遅延回路１２〜１５から出力されたディジタル信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）の不要成分を減衰し、ディジタル信号Ｓ１’（ｔ）〜Ｓ４’（ｔ）を出力する。
【００２１】
減算器２０は、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９の特性を制御するために、デマルチプレクサ１１の第１の出力端のディジタル出力信号Ｓ１（ｔ）から第１の適応フィルタ１６の出力Ｓ１’（ｔ）を減算する。制御部２１は、減算器２０の出力に基づいて、周知のＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムに従って、ノイズを適切に除去できるように、各適応フィルタ１６〜１９のタップ係数を制御する。
【００２２】
マルチプレクサ２２は、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９を通過したディジタル信号Ｓ１’（ｔ）〜Ｓ４’（ｔ）の各データ（信号片）を順番に選択して、１つのディジタル中間周波信号（データ列）として出力する。
【００２３】
次に、図１に示す構成のフィルタシステムの動作を説明する。
デマルチプレクサ１１に供給されるＩＦディジタル入力信号Ｓ（ｔ）は、数１で表現することができる。ここで、ｘｉはディジタル入力信号のｉ番目のデータを示す。
【００２４】
【数１】
Ｓ（ｔ）＝ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４．．．．ｘｉ．．．
【００２５】
デマルチプレクサ１１は、信号Ｓ（ｔ）を第１〜第４の出力端に順番に出力する。このため、第１の出力端からはデータｘ１，ｘ５，ｘ９．．．が順次出力され、第２の出力端からはデータｘ２，ｘ６，ｘ１０．．．が順次出力され、第３の出力端からはデータｘ３，ｘ７，ｘ１１．．．が順次出力され、第４の出力端からはデータｘ４，ｘ８，ｘ１２．．．が順次出力される。
従って、第１〜第４の出力信号Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）、Ｓ３（ｔ）、Ｓ４（ｔ）は、数２〜５で表される。
【００２６】
【数２】
Ｓ１（ｔ）＝ｘ１，ｘ５，ｘ９．．．．
【数３】
Ｓ２（ｔ）＝ｘ２，ｘ６，ｘ１０．．．．
【数４】
Ｓ３（ｔ）＝ｘ３，ｘ７，ｘ１１．．．．
【数５】
Ｓ４（ｔ）＝ｘ４，ｘ８，ｘ１２．．．．
【００２７】
サンプリング周波数ｆｓがアナログ入力信号のキャリア周波数ｆｃの４倍であり、さらにそれを４系統に並列的に出力している。このため、第１〜第４の信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）は、キャリアに関する限り、同一位相でのサンプリング信号となる。このため、第１〜第４の信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）は、キャリアが０のいわゆるゼロキャリア信号となり、実質的にＡＦ帯域の信号になる。
【００２８】
例えば、ＩＦディジタル入力信号Ｓ（ｔ）が数６で表されるＳＳＢ信号の場合、第１〜第４の信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）は、数７〜数１０で表される。数７〜数１０で表される信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）は、ＡＦ帯域の信号ｇ（ｔ）及びそのヒルベルト変換された信号＾ｇ（ｔ）から構成され、ＡＦ帯域の信号であることがわかる。
【００２９】
【数６】
Ｓ（ｔ）＝ｇ（ｔ）・ｃｏｓ（２・π・ｆｃ・ｉ／ｆｓ）＋＾ｇ（ｔ）・ｓｉｎ（２・π・ｆｃ・ｉ／ｆｓ）
【数７】
Ｓ１（ｔ）＝｛＾ｇ（１）、＾ｇ（５）、＾ｇ（９）、・・・｝
【数８】
Ｓ２（ｔ）＝｛−ｇ（２）、−ｇ（６）、−ｇ（１０）、・・・｝
【数９】
Ｓ３（ｔ）＝｛−＾ｇ（３）、−＾ｇ（７）、−＾ｇ（１１）、・・・｝
【数１０】
Ｓ４（ｔ）＝｛ｇ（４）、ｇ（８）、ｇ（１２）、・・・｝
【００３０】
第１〜第４の信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）は、同一周波数、同一振幅で、位相のみが互いに異なる信号である。
第１〜第４の遅延回路１２〜１５は、相関関係のあるノイズを除去するために信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）を一定時間遅延する。
【００３１】
第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９は、入力された第１〜第４の信号の不要成分を除去して出力する。
【００３２】
入力信号がゼロキャリア信号であるため、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９は、ＡＦ帯域に通過帯域を有するディジタルフィルタであり、不要信号を減衰させ、ＡＦ帯域の目的信号を通過させる。第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９の特性は、制御部２１により設定されるタップ係数により定まる。第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９には、制御部２１により同一のタップ係数が設定されるため、互いに同一の特性を有する。
【００３３】
減算器２０は、デマルチプレクサ１１の第１の出力端からの出力信号Ｓ１（ｔ）と、第１の適応フィルタ１６の出力信号との差を求め、制御部２１は、周知のＬＭＳアルゴリズムに基づいて、減算器２０から供給される信号に従って、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９のタップ係数を制御（修正）する。従って、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９の特性は入力信号のノイズの状況に合わせて動的に制御され、入力信号の不要成分を適切に除去することができる。
【００３４】
マルチプレクサ２２は、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９の出力データを順次選択して、一連の信号として出力する。即ち、第１の適応フィルタ１６の出力するデータ（信号片）をＸ１’，Ｘ５’，．．．、第２の適応フィルタ１７の出力するデータをＸ２’，Ｘ６’，．．．、第３の適応フィルタ１８の出力するデータをＸ３’，Ｘ７’，．．．、第４の適応フィルタ１９の出力するデータをＸ４’，Ｘ８’，．．．，とすると、マルチプレクサ２２は各データを順次選択し、Ｘ１’，Ｘ２’、Ｘ３’，Ｘ４’，Ｘ５’，Ｘ６’，．．．，として出力する。マルチプレクサ２２が出力するデータから構成される信号、即ち、ノイズが除去された後の信号は、キャリアが再生されたＩＦ信号である。
【００３５】
以上説明したように、この実施の形態によれば、ＩＦ段で適応フィルタ１６〜１９を用いてノイズを除去することができる。しかも、適応フィルタ１６〜１９として、ＡＦ帯域用のものを使用することができる。通常知られているように、適応フィルタは、高周波帯域用になるほど製造が困難で、コストパフォーマンスが低下するが、この実施の形態によれば、ＡＦ帯域用の適応フィルタを使用できるので、ノイズを適切に除去できる。また、コストを抑えることができる。
【００３６】
なお、デマルチプレクサ１１〜マルチプレクサ２２を個々の部品から構成する必要はなく、これらをディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）により構成することも可能である。この場合、デマルチプレクサ１１〜マルチプレクサ２２は、ＤＳＰ内のディジタル信号処理を実行する各モジュールにより構成される。
【００３７】
なお、この実施の形態においては、適応フィルタとして、帯域通過フィルタを使用したが、例えば、比較的狭い所定周波数帯域の信号のみを減衰させ、他の広い帯域の信号を通過させるノッチフィルタを使用することも可能である。
【００３８】
適応フィルタとして、ノッチフィルタを使用した場合の、回路構成を図２に示す。なお、図１と同一部分には同一符号を付す。
図示するように、この場合には、デマルチプレクサ１１からの第１〜第４の出力信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）と第１〜第４の適応ノッチフィルタ３１〜３４の出力信号Ｓ１’（ｔ）〜Ｓ４’（ｔ）との差が第１〜第４の減算器３５〜３８で演算され、差データがマルチプレクサ２２の入力される。また、制御部２１が、第１の減算器の出力に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、適応ノッチフィルタ３１〜３４のタップ係数を制御する。
【００３９】
このような構成の場合も、ＩＦ段で適応フィルタを用いて、ノイズを適切に除去することができる。
【００４０】
図１及び図２は、この発明をＴＤＡＰＦ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ（時間分割適応フィルタ））に適応した例を示したが、この発明はこれに限定されず、ＴＤ−ＣＤＡＰＦ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ−Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ（時間分割−係数分割適応フィルタ））にも適用可能である。
【００４１】
図３は、適応フィルタとしてＴＤ−ＣＤＡＰＦを採用した例を示す。
この構成においては、帯域通過フィルタからなる第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４のタップ係数は４つの群Ｈ１〜Ｈ４に分割されている。
デマルチプレクサ１１からの第１の出力信号Ｓ１（ｔ）と第１の適応フィルタ４１の出力信号Ｓ１’（ｔ）との差が減算器４５により求められる。制御部５１は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第１のタップ係数群Ｈ１を制御する。
デマルチプレクサ１１からの第２の出力信号Ｓ２（ｔ）と第２の適応フィルタ４２の出力信号Ｓ２’（ｔ）との差が減算器４６により求められる。制御部５２は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第２のタップ係数群Ｈ２を制御する。
【００４２】
デマルチプレクサ１１からの第３の出力信号Ｓ３（ｔ）と第３の適応フィルタ４３の出力信号Ｓ１’（ｔ）との差が減算器４７により求められる。制御部５３は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第３のタップ係数群Ｈ３を制御する。
デマルチプレクサ１１からの第４の出力信号Ｓ４（ｔ）と第４の適応フィルタ４４の出力信号Ｓ４’（ｔ）との差が減算器４８により求められる。制御部５４は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第４のタップ係数群Ｈ４を制御する。
【００４３】
この様な構成によれば、図１及び図２に示すＴＤＡＰＦを用いた場合よりも、少ない処理量でフィルタシステムを構成することができる。例えば、フィルタシステムをディジタルシグナルプロセッサ（ＴＭＳ３２０Ｃ２５）で構成し、タップ数を１６とした場合、ＡＦ帯域用では１１．２５ＭＩＰＳ（Ｍｉｌｌｉｏｎ Ｉｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎｓ Ｐｅｒ Ｓｅｃｏｎｄ）必要であり、ＴＤＡＰＦを用いた場合もほぼ同様の計算量が必要であるが、ＴＤ−ＣＤＡＰＦでは６．７５ＭＩＰＳで実現可能である。
【００４４】
次に、上記構成のフィルタシステムの応用例として、これらのフィルタシステムを使用した無線受信機の例を図４を参照して説明する。
この無線受信機は、アンテナ６１と、アンテナ６１により受信されたＲＦ（高周波）信号を選択的に復調し、中間周波（ＩＦ）信号に変換する同調・周波数変換部６２と、同調・周波数変換部６２から出力されたＩＦ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器６３と、Ａ／Ｄ変換器６３の出力に含まれるノイズを除去するフィルタシステム６４と、フィルタシステム６４の出力信号（ＩＦ信号）からＡＦ信号を再生して出力する検波回路６５と、再生されたＡＦ信号をＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａ変換器６６と、Ｄ／Ａ変換器６６の出力するアナログオーディオ信号を増幅するアンプ６７と、アンプ６７の出力により駆動され、放音するスピーカ６８とより構成される。
【００４５】
無線受信機において、受信信号に含まれるノイズをＡＦ段で除去することも可能である。しかし、ＡＦ段にフィルタシステムを配置した場合には、ＩＦ段での処理信号にノイズが混じり、これらの回路のダイナミックレンジが狭くなるという問題が発生したり、演算誤差が大きくなるという問題も発生する。
また、ＡＧＣ等のフィードバック処理の処理信号に不要波が混じり、不要波が混じった処理信号により、受信信号の信号レベルが調整（抑圧）されるという問題も発生する。
図４の構成によれば、ＩＦ段のフィルタシステム６４でノイズを除去し、その後、検波、Ｄ／Ａ変換、増幅等を行うので、ノイズの影響の少ないデータ処理が可能になる。
【００４６】
従来のＡＦ帯域の処理によるフィルタシステムとＴＤＡＰＦ、ＴＤ−ＣＤＡＰＦで構成したＩＦ帯域の処理によるフィルタシステムについて、コンピュータ・シミュレーションを行って、収束特性を比較した。
【００４７】
［シミュレーション条件］
ＡＦ帯域用フィルタシステムとＩＦ帯域用フィルタシステムとで比較が可能なように、ＡＦ帯域用では図５に示すモデルを使用し、ＩＦ帯域用では図６に示すモデルを使用する。
【００４８】
即ち、ＡＦ帯域用のシミュレーションモデルでは、図５に示すように、ＡＦディジタル入力信号をＳＳＢ変調器（ＭＯＤ）７１によりＩＦ信号に変調する。続いて、このＩＦ信号をＳＳＢ復調器（ＤＥＭＯＤ）７２により復調してＡＦ信号を得る。このＡＦ信号をＡ／Ｄ変換し、図９に示す従来のＡＦフィルタシステム７３に供給してＡＦディジタル出力信号及び誤差信号を得る。
【００４９】
一方、ＩＦ帯域用のシミュレーションモデルでは、図６に示すように、ＡＦディジタル入力信号をＳＳＢ変調器（ＭＯＤ）８１によりＩＦ信号に変調する。続いて、このＩＦ信号をＡ／Ｄ変換し、図１又は図３に示す構成のＩＦフィルタシステム８２に供給する。ＩＦフィルタシステム８２の出力をＳＳＢ復調器（ＤＥＭＯＤ）８３により復調してＡＦディジタル出力信号を得る。また、ＩＦフィルタシステム８２の出力する誤差信号もＩＦ信号であるため、これをＳＳＢ復調器８４に供給して誤差信号の復調信号を得る。
【００５０】
入力信号は、１ＫＨｚと２．４ＫＨｚのトーン信号に白色雑音を加えたものとし、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が２４ｄＢの場合と１０ｄＢの場合の２通りについてシミュレーションを行う。収束特性の評価には、数１１で定義される変数ｅｒｒ（ｔ）を使用した。
【００５１】
【数１１】
ｅｒｒ（ｔ）＝Ｅ［２０・ｌｏｇ１０｜Ｅｒ１（ｉ）｜］
（ｔ≦ｉ≦ｔ＋５００）
【００５２】
ここで、Ｅ［・］は、期待値操作を表しており、本シミュレーションにおいては、ｉが（ｔ）から（ｔ＋５００）までの期待値を示す。
ＡＦ帯域用では誤差信号をＥｒ１とするが、ＩＦ用では、誤差信号がＩＦ信号であるため、誤差信号を復調したものをＥｒ１とする。
ＡＦ帯域用ノイズフィルタシステム及びＩＦ帯域用ノイズフィルタシステムを構成する各適応フィルタのタップ数、ステップパラメータ、遅延回路の遅延時間としては、表１に示す値を用いた。
【００５３】
【表１】
ＡＦ ：ＡＦ帯域用フィルタシステム
ＴＤＡＰＦ ：ＩＦ帯域用ＴＤＡＰＦ方式のフィルタシステム
ＴＤ−ＣＤＡＰＦ：ＩＦ帯域用ＴＤ−ＣＤＡＰＦ方式のフィルタシステム
【００５４】
［シミュレーション結果］
このような条件の下で、入力信号のＳＮＲを２４ｄＢとしたときの変数ｅｒｒ（ｔ）を図７に、ＳＮＲを１０ｄＢとしたときの変数ｅｒｒ（ｔ）を図８に示す。
図７及び図８から、収束が最も速いのは、ＴＤ−ＣＤＡＰＦ方式のフィルタシステムである。ＴＤＡＰＦ方式のフィルタシステムは、ＳＮＲ＝２４ｄＢのときはＴＤ−ＣＤＡＰＦ方式のフィルタシステムととほぼ等しい収束特性を示しているが、ＳＮＲ＝１０ｄＢでは、ＡＦ帯域用フィルタシステムよりも収束が遅くなっている。
以上より、ＴＤ−ＣＤＡＰＦ方式のフィルタシステムは最も収束が速く、また、必要とされる処理量が少ないため、特に、有効な手法であることが確認できた。
【００５５】
なお、この発明は、上記実施の形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。例えば、図１〜図３に示したフィルタシステムでは、サンプリング周波数ｆｓをアナログ入力信号のキャリア周波数ｆｃの４倍とし、デマルチプレクサによりＡ／Ｄ変換後のディジタル信号を４系統に分割しているが、サンプリング周波数ｆｓをアナログ入力信号のキャリア周波数ｆｃのＮ（Ｎは４以上の正の正数）倍とし、デマルチプレクサによりＡ／Ｄ変換後のディジタル信号をＮ系統に分割してもよい。
その他、回路構成等は任意に変更可能である。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、中間周波数段で、適応フィルタを用いてノイズを動的に低減することができる。しかも、適応フィルタ自体は可聴周波数帯域のものでよく、高性能のものを容易に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態にかかるフィルタシステムの構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すフィルタシステムの変形例の構成を示すブロック図である。
【図３】図１に示すフィルタシステムの変形例の構成を示すブロック図である。
【図４】図１〜図３に示すフィルタシステムを用いた受信機の構成例を示すブロック図である。
【図５】図９に示すフィルタシステムの特性を測定するために使用した回路の構成を示すブロック図である。
【図６】図１〜図３に示すフィルタシステムの特性を測定するために使用した回路の構成を示すブロック図である。
【図７】図５及び図６に示す回路におけるフィルタシステムの収束特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図８】図５及び図６に示す回路におけるフィルタシステムの収束特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図９】従来のＡＦ段に配置された適応フィルタの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１ デマルチプレクサ
１２〜１５ 遅延回路
１６〜１９ 適応フィルタ
２０ 減算器
２１ 制御部
２２ マルチプレクサ
３１〜３４ 適応ノッチフィルタ
３５〜３８ 減算器
４１〜４４ 適応フィルタ
４５〜４８ 減算器
５１〜５４ 制御部
【発明の属する技術分野】
この発明は、中間周波数段において不要信号成分を除去するディジタルフィルタシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、無線通信機分野における不要波を除去するためのフィルタは、高周波段（以下、ＲＦ段）、中間周波数段（以下、ＩＦ段）及び可聴周波数段（ＡＦ段）それぞれにおいて数多く用いられている。
【０００３】
例えば、本件出願人もディジタルフィルタの係数を適応アルゴリズムを用いて、設定することにより、ＡＦ段の不要波を除去し、目的信号のみを出力させるノイズキャンセリングシステム（「適応フィルタシステム」、特願平６−２３７４５５、米国特許出願番号０８／４５２，２８２）を特許出願している。その他、多数不要波を除去するためのノイズキャンセリングシステムが提案されている。
【０００４】
ＡＦ段に配置される適応フィルタの一例を図９に示す。図９の適応フィルタは、ＡＦ入力信号を遅延回路９１により遅延してフィルタ９２に供給し、ＡＦ出力とする。ＡＦ入力とＡＦ出力との差が減算器９３で取得される。制御部９４は、この差に基づいてＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムに従ってフィルタ９２の特性を制御する。
【０００５】
また、例えば、スーパーヘテロダイン方式の受信装置においては、ＩＦ段帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）が設けられており、その通過帯域幅は、放送用等の両サイドバンド波（ＤＳＢ）では、７〜１５ＫＨｚ，片側サイドバンド波（ＳＳＢ）は、２〜４ＫＨｚ，電信（ＣＷ）では、０．５〜３ＫＨｚ程度に制限して不要波を除去している。
【０００６】
しかし、許容範囲内で任意の周波数で送信できるアマチュア無線や業務用無線においては、受信帯域内（帯域通過フィルタの通過帯域内）に他の電波（不要波）が混入する可能性は低くない。また、イメージ妨害、高周波妨害やスプリアスビート等の混入といった問題があるので、通過帯域内の不要波を除去するために従来からノッチフィルタが用いられてきた。
【０００７】
近年では、ディジタル信号処理を用いたディジタルノッチフィルタを用いたものや、ディジタルフィルタのフィルタ係数を適応アルゴリズムを用いて不要波信号のみを減衰させ、受信帯域内の不要波を除去するアダプティブディジタルノッチフィルタシステム（以下、単にノッチフィルタシステム）等が用いられているものもある。
【０００８】
その他の適応フィルタを用いたノッチフィルタシステムとしては、例えば、米国特許第５，２２６，０５７号に開示されたものがある。このノッチフィルタシステムは、受信した信号を中間周波数に変換した後、直列に接続された複数のノッチフィルタを通過させ、この間に不要波を除去し、復調し、出力させている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本件出願人が以前に出願したノイズキャンセリングシステム（適応フィルタシステム）は、ＡＦ段に配置されている。即ち、受信機の最終段に配置されている。この為、ノイズキャンセリングシステム以前の回路、例えば、復調器等をディジタル信号処理回路（ＤＳＰ）で実現した場合、不要波が混入したしたままの信号を演算するため、これらの回路のダイナミックレンジが狭くなるという問題が発生したり、演算誤差が大きくなるという問題も発生する。
また、ＩＦ段でＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）等のフィードバック処理が行われる場合、不要波が混入したままの処理信号に基づいてＡＧＣ等の処理が行われるので、不要波が混入した処理信号で、目的信号までが調整（抑圧）されるという問題点も発生する。
特に、ＡＧＣ処理において、通過帯域中に目的信号のレベルより大きい不要波が存在する場合には、目的信号が不要波によってゲイン調整（抑圧）されるため、大きな問題となり、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）の低下の原因となるという問題点も発生する。
このため、少なくともＩＦ段で不要波を除去することが望ましい。
【００１０】
また、ノッチフィルタシステムをディジタル信号処理を用いて実現した場合、従来のように、ノッチフィルタを直列に接続して構成すると、演算量がそれぞれのディジタルフィルタ内の演算が接続された数だけ増えるのに加え、それぞれの適応フィルタのＬＭＳアルゴリズムの計算量もそれだけ増加する。このため、演算量が非常に多くなる。
さらに、演算量が増加すると、演算誤差も無視できないレベルに達する可能性がある。また、これらの演算誤差によって、発振（リミットサイクル）の可能性も高くなる。
【００１１】
この発明は上記実情に鑑みて成されたもので、中間周波数段で信号中の不要成分を除去できるディジタルフィルタシステムを提供することを目的とする。
また、この発明は、中間周波数段で信号中の不要波、ビート干渉、Ａ／Ｄ変換器からの直流成分等を除去でき、しかも、ディジタル信号処理における演算量が少ないディジタルフィルタシステムを提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明の第１の観点にかかるディジタルフィルタシステムは、
アナログ入力信号をキャリア周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングして得られたディジタル信号を順次Ｎ系統に出力するデマルチプレクサ手段と、
前記デマルチプレクサ手段から出力されたＮ系統の出力のそれぞれに配置されたＮ個の適応フィルタと、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力の少なくとも１つに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力を順次選択して出力することにより、１つの信号として出力するマルチプレクサ手段と、
より構成されることを特徴とする。
【００１３】
前記デマルチプレクサ手段の出力を遅延して前記Ｎ個の適応フィルタに供給してもよい。
【００１４】
また、この発明の第２の観点にかかるディジタルフィルタシステムは、
アナログ入力信号をキャリア周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングして得られたディジタル信号を、Ｎ系統に順次出力することにより、キャリア周波数が実質的に０のＮ個の信号に変換する変換手段と、
Ｎ個の適応フィルタと、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号の少なくとも１つに基づいて、前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択し、１つの信号として出力する手段と、
より構成されることを特徴とする。
【００１５】
前記変換手段の出力を遅延して前記Ｎ個の適応フィルタに供給してもよい。
前記制御手段は、例えば、前記Ｎ個の適応フィルタのうちの１つの適応フィルタの出力に基づいて、前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御してもよい。
【００１６】
また、前記制御手段は、前記Ｎ個の適応フィルタの全ての出力に基づいて、前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御してもよい。この場合、前記Ｎ個の適応フィルタのタップをＮ群に分け、前記Ｎ個の適応フィルタの各出力に基づいて、前記Ｎ個の適応フィルタの対応するタップ係数群を制御してもよい。
【００１７】
キャリア周波数ｆｃのアナログ入力信号をキャリア周波数のＮ倍のサンプリング周波数ｆｓでサンプリングし、ディジタル信号に変換し、前記デマルチプレクサ手段に供給するＡ／Ｄ変換手段をさらに設けてもよい。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態にかかるフィルタシステムを説明する。
図１は、この実施の形態にかかるフィルタシステムの構成を示す。図示するように、このフィルタシステムは、デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）１１と、第１〜第４の遅延回路（ＤＥＬＡＹ）１２〜１５と、第１〜第４の適応フィルタ（ＦＩＲ）１６〜１９と、減算器２０と、制御部（ＬＭＳ）２１と、マルチプレクサ（ＭＵＸ）２２とより構成されている。
【００１９】
デマルチプレクサ１１は、中間周波のディジタル入力信号Ｓ（ｔ）の各信号片（データ）を第１〜第４の出力端からディジタル信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）として順次出力する。ディジタル入力信号Ｓ（ｔ）は、キャリア周波数がｆｃ（例えば、１５．６２５ＫＨｚ）の中間周数アナログ信号を、ｆｃの４倍の周波数ｆｓのサンプリングクロックでサンプリングして、アナログディジタル変換することにより得られた信号である。
【００２０】
第１〜第４の遅延回路１２〜１５は、デマルチプレクサ１１の第１〜第４の出力端から出力されたディジタル信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）を一定時間遅延する。
第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９は、それぞれ複数のタップを有し、制御部２１よりタップに与えられる係数（タップ係数）に従って通過帯域幅及び通過帯域の中間周波数を変更するフィルタであり、第１〜第４の遅延回路１２〜１５から出力されたディジタル信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）の不要成分を減衰し、ディジタル信号Ｓ１’（ｔ）〜Ｓ４’（ｔ）を出力する。
【００２１】
減算器２０は、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９の特性を制御するために、デマルチプレクサ１１の第１の出力端のディジタル出力信号Ｓ１（ｔ）から第１の適応フィルタ１６の出力Ｓ１’（ｔ）を減算する。制御部２１は、減算器２０の出力に基づいて、周知のＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムに従って、ノイズを適切に除去できるように、各適応フィルタ１６〜１９のタップ係数を制御する。
【００２２】
マルチプレクサ２２は、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９を通過したディジタル信号Ｓ１’（ｔ）〜Ｓ４’（ｔ）の各データ（信号片）を順番に選択して、１つのディジタル中間周波信号（データ列）として出力する。
【００２３】
次に、図１に示す構成のフィルタシステムの動作を説明する。
デマルチプレクサ１１に供給されるＩＦディジタル入力信号Ｓ（ｔ）は、数１で表現することができる。ここで、ｘｉはディジタル入力信号のｉ番目のデータを示す。
【００２４】
【数１】
Ｓ（ｔ）＝ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４．．．．ｘｉ．．．
【００２５】
デマルチプレクサ１１は、信号Ｓ（ｔ）を第１〜第４の出力端に順番に出力する。このため、第１の出力端からはデータｘ１，ｘ５，ｘ９．．．が順次出力され、第２の出力端からはデータｘ２，ｘ６，ｘ１０．．．が順次出力され、第３の出力端からはデータｘ３，ｘ７，ｘ１１．．．が順次出力され、第４の出力端からはデータｘ４，ｘ８，ｘ１２．．．が順次出力される。
従って、第１〜第４の出力信号Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）、Ｓ３（ｔ）、Ｓ４（ｔ）は、数２〜５で表される。
【００２６】
【数２】
Ｓ１（ｔ）＝ｘ１，ｘ５，ｘ９．．．．
【数３】
Ｓ２（ｔ）＝ｘ２，ｘ６，ｘ１０．．．．
【数４】
Ｓ３（ｔ）＝ｘ３，ｘ７，ｘ１１．．．．
【数５】
Ｓ４（ｔ）＝ｘ４，ｘ８，ｘ１２．．．．
【００２７】
サンプリング周波数ｆｓがアナログ入力信号のキャリア周波数ｆｃの４倍であり、さらにそれを４系統に並列的に出力している。このため、第１〜第４の信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）は、キャリアに関する限り、同一位相でのサンプリング信号となる。このため、第１〜第４の信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）は、キャリアが０のいわゆるゼロキャリア信号となり、実質的にＡＦ帯域の信号になる。
【００２８】
例えば、ＩＦディジタル入力信号Ｓ（ｔ）が数６で表されるＳＳＢ信号の場合、第１〜第４の信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）は、数７〜数１０で表される。数７〜数１０で表される信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）は、ＡＦ帯域の信号ｇ（ｔ）及びそのヒルベルト変換された信号＾ｇ（ｔ）から構成され、ＡＦ帯域の信号であることがわかる。
【００２９】
【数６】
Ｓ（ｔ）＝ｇ（ｔ）・ｃｏｓ（２・π・ｆｃ・ｉ／ｆｓ）＋＾ｇ（ｔ）・ｓｉｎ（２・π・ｆｃ・ｉ／ｆｓ）
【数７】
Ｓ１（ｔ）＝｛＾ｇ（１）、＾ｇ（５）、＾ｇ（９）、・・・｝
【数８】
Ｓ２（ｔ）＝｛−ｇ（２）、−ｇ（６）、−ｇ（１０）、・・・｝
【数９】
Ｓ３（ｔ）＝｛−＾ｇ（３）、−＾ｇ（７）、−＾ｇ（１１）、・・・｝
【数１０】
Ｓ４（ｔ）＝｛ｇ（４）、ｇ（８）、ｇ（１２）、・・・｝
【００３０】
第１〜第４の信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）は、同一周波数、同一振幅で、位相のみが互いに異なる信号である。
第１〜第４の遅延回路１２〜１５は、相関関係のあるノイズを除去するために信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）を一定時間遅延する。
【００３１】
第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９は、入力された第１〜第４の信号の不要成分を除去して出力する。
【００３２】
入力信号がゼロキャリア信号であるため、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９は、ＡＦ帯域に通過帯域を有するディジタルフィルタであり、不要信号を減衰させ、ＡＦ帯域の目的信号を通過させる。第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９の特性は、制御部２１により設定されるタップ係数により定まる。第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９には、制御部２１により同一のタップ係数が設定されるため、互いに同一の特性を有する。
【００３３】
減算器２０は、デマルチプレクサ１１の第１の出力端からの出力信号Ｓ１（ｔ）と、第１の適応フィルタ１６の出力信号との差を求め、制御部２１は、周知のＬＭＳアルゴリズムに基づいて、減算器２０から供給される信号に従って、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９のタップ係数を制御（修正）する。従って、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９の特性は入力信号のノイズの状況に合わせて動的に制御され、入力信号の不要成分を適切に除去することができる。
【００３４】
マルチプレクサ２２は、第１〜第４の適応フィルタ１６〜１９の出力データを順次選択して、一連の信号として出力する。即ち、第１の適応フィルタ１６の出力するデータ（信号片）をＸ１’，Ｘ５’，．．．、第２の適応フィルタ１７の出力するデータをＸ２’，Ｘ６’，．．．、第３の適応フィルタ１８の出力するデータをＸ３’，Ｘ７’，．．．、第４の適応フィルタ１９の出力するデータをＸ４’，Ｘ８’，．．．，とすると、マルチプレクサ２２は各データを順次選択し、Ｘ１’，Ｘ２’、Ｘ３’，Ｘ４’，Ｘ５’，Ｘ６’，．．．，として出力する。マルチプレクサ２２が出力するデータから構成される信号、即ち、ノイズが除去された後の信号は、キャリアが再生されたＩＦ信号である。
【００３５】
以上説明したように、この実施の形態によれば、ＩＦ段で適応フィルタ１６〜１９を用いてノイズを除去することができる。しかも、適応フィルタ１６〜１９として、ＡＦ帯域用のものを使用することができる。通常知られているように、適応フィルタは、高周波帯域用になるほど製造が困難で、コストパフォーマンスが低下するが、この実施の形態によれば、ＡＦ帯域用の適応フィルタを使用できるので、ノイズを適切に除去できる。また、コストを抑えることができる。
【００３６】
なお、デマルチプレクサ１１〜マルチプレクサ２２を個々の部品から構成する必要はなく、これらをディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）により構成することも可能である。この場合、デマルチプレクサ１１〜マルチプレクサ２２は、ＤＳＰ内のディジタル信号処理を実行する各モジュールにより構成される。
【００３７】
なお、この実施の形態においては、適応フィルタとして、帯域通過フィルタを使用したが、例えば、比較的狭い所定周波数帯域の信号のみを減衰させ、他の広い帯域の信号を通過させるノッチフィルタを使用することも可能である。
【００３８】
適応フィルタとして、ノッチフィルタを使用した場合の、回路構成を図２に示す。なお、図１と同一部分には同一符号を付す。
図示するように、この場合には、デマルチプレクサ１１からの第１〜第４の出力信号Ｓ１（ｔ）〜Ｓ４（ｔ）と第１〜第４の適応ノッチフィルタ３１〜３４の出力信号Ｓ１’（ｔ）〜Ｓ４’（ｔ）との差が第１〜第４の減算器３５〜３８で演算され、差データがマルチプレクサ２２の入力される。また、制御部２１が、第１の減算器の出力に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、適応ノッチフィルタ３１〜３４のタップ係数を制御する。
【００３９】
このような構成の場合も、ＩＦ段で適応フィルタを用いて、ノイズを適切に除去することができる。
【００４０】
図１及び図２は、この発明をＴＤＡＰＦ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ（時間分割適応フィルタ））に適応した例を示したが、この発明はこれに限定されず、ＴＤ−ＣＤＡＰＦ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ−Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ（時間分割−係数分割適応フィルタ））にも適用可能である。
【００４１】
図３は、適応フィルタとしてＴＤ−ＣＤＡＰＦを採用した例を示す。
この構成においては、帯域通過フィルタからなる第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４のタップ係数は４つの群Ｈ１〜Ｈ４に分割されている。
デマルチプレクサ１１からの第１の出力信号Ｓ１（ｔ）と第１の適応フィルタ４１の出力信号Ｓ１’（ｔ）との差が減算器４５により求められる。制御部５１は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第１のタップ係数群Ｈ１を制御する。
デマルチプレクサ１１からの第２の出力信号Ｓ２（ｔ）と第２の適応フィルタ４２の出力信号Ｓ２’（ｔ）との差が減算器４６により求められる。制御部５２は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第２のタップ係数群Ｈ２を制御する。
【００４２】
デマルチプレクサ１１からの第３の出力信号Ｓ３（ｔ）と第３の適応フィルタ４３の出力信号Ｓ１’（ｔ）との差が減算器４７により求められる。制御部５３は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第３のタップ係数群Ｈ３を制御する。
デマルチプレクサ１１からの第４の出力信号Ｓ４（ｔ）と第４の適応フィルタ４４の出力信号Ｓ４’（ｔ）との差が減算器４８により求められる。制御部５４は、この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第４のタップ係数群Ｈ４を制御する。
【００４３】
この様な構成によれば、図１及び図２に示すＴＤＡＰＦを用いた場合よりも、少ない処理量でフィルタシステムを構成することができる。例えば、フィルタシステムをディジタルシグナルプロセッサ（ＴＭＳ３２０Ｃ２５）で構成し、タップ数を１６とした場合、ＡＦ帯域用では１１．２５ＭＩＰＳ（Ｍｉｌｌｉｏｎ Ｉｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎｓ Ｐｅｒ Ｓｅｃｏｎｄ）必要であり、ＴＤＡＰＦを用いた場合もほぼ同様の計算量が必要であるが、ＴＤ−ＣＤＡＰＦでは６．７５ＭＩＰＳで実現可能である。
【００４４】
次に、上記構成のフィルタシステムの応用例として、これらのフィルタシステムを使用した無線受信機の例を図４を参照して説明する。
この無線受信機は、アンテナ６１と、アンテナ６１により受信されたＲＦ（高周波）信号を選択的に復調し、中間周波（ＩＦ）信号に変換する同調・周波数変換部６２と、同調・周波数変換部６２から出力されたＩＦ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器６３と、Ａ／Ｄ変換器６３の出力に含まれるノイズを除去するフィルタシステム６４と、フィルタシステム６４の出力信号（ＩＦ信号）からＡＦ信号を再生して出力する検波回路６５と、再生されたＡＦ信号をＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａ変換器６６と、Ｄ／Ａ変換器６６の出力するアナログオーディオ信号を増幅するアンプ６７と、アンプ６７の出力により駆動され、放音するスピーカ６８とより構成される。
【００４５】
無線受信機において、受信信号に含まれるノイズをＡＦ段で除去することも可能である。しかし、ＡＦ段にフィルタシステムを配置した場合には、ＩＦ段での処理信号にノイズが混じり、これらの回路のダイナミックレンジが狭くなるという問題が発生したり、演算誤差が大きくなるという問題も発生する。
また、ＡＧＣ等のフィードバック処理の処理信号に不要波が混じり、不要波が混じった処理信号により、受信信号の信号レベルが調整（抑圧）されるという問題も発生する。
図４の構成によれば、ＩＦ段のフィルタシステム６４でノイズを除去し、その後、検波、Ｄ／Ａ変換、増幅等を行うので、ノイズの影響の少ないデータ処理が可能になる。
【００４６】
従来のＡＦ帯域の処理によるフィルタシステムとＴＤＡＰＦ、ＴＤ−ＣＤＡＰＦで構成したＩＦ帯域の処理によるフィルタシステムについて、コンピュータ・シミュレーションを行って、収束特性を比較した。
【００４７】
［シミュレーション条件］
ＡＦ帯域用フィルタシステムとＩＦ帯域用フィルタシステムとで比較が可能なように、ＡＦ帯域用では図５に示すモデルを使用し、ＩＦ帯域用では図６に示すモデルを使用する。
【００４８】
即ち、ＡＦ帯域用のシミュレーションモデルでは、図５に示すように、ＡＦディジタル入力信号をＳＳＢ変調器（ＭＯＤ）７１によりＩＦ信号に変調する。続いて、このＩＦ信号をＳＳＢ復調器（ＤＥＭＯＤ）７２により復調してＡＦ信号を得る。このＡＦ信号をＡ／Ｄ変換し、図９に示す従来のＡＦフィルタシステム７３に供給してＡＦディジタル出力信号及び誤差信号を得る。
【００４９】
一方、ＩＦ帯域用のシミュレーションモデルでは、図６に示すように、ＡＦディジタル入力信号をＳＳＢ変調器（ＭＯＤ）８１によりＩＦ信号に変調する。続いて、このＩＦ信号をＡ／Ｄ変換し、図１又は図３に示す構成のＩＦフィルタシステム８２に供給する。ＩＦフィルタシステム８２の出力をＳＳＢ復調器（ＤＥＭＯＤ）８３により復調してＡＦディジタル出力信号を得る。また、ＩＦフィルタシステム８２の出力する誤差信号もＩＦ信号であるため、これをＳＳＢ復調器８４に供給して誤差信号の復調信号を得る。
【００５０】
入力信号は、１ＫＨｚと２．４ＫＨｚのトーン信号に白色雑音を加えたものとし、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が２４ｄＢの場合と１０ｄＢの場合の２通りについてシミュレーションを行う。収束特性の評価には、数１１で定義される変数ｅｒｒ（ｔ）を使用した。
【００５１】
【数１１】
ｅｒｒ（ｔ）＝Ｅ［２０・ｌｏｇ１０｜Ｅｒ１（ｉ）｜］
（ｔ≦ｉ≦ｔ＋５００）
【００５２】
ここで、Ｅ［・］は、期待値操作を表しており、本シミュレーションにおいては、ｉが（ｔ）から（ｔ＋５００）までの期待値を示す。
ＡＦ帯域用では誤差信号をＥｒ１とするが、ＩＦ用では、誤差信号がＩＦ信号であるため、誤差信号を復調したものをＥｒ１とする。
ＡＦ帯域用ノイズフィルタシステム及びＩＦ帯域用ノイズフィルタシステムを構成する各適応フィルタのタップ数、ステップパラメータ、遅延回路の遅延時間としては、表１に示す値を用いた。
【００５３】
【表１】
ＴＤＡＰＦ ：ＩＦ帯域用ＴＤＡＰＦ方式のフィルタシステム
ＴＤ−ＣＤＡＰＦ：ＩＦ帯域用ＴＤ−ＣＤＡＰＦ方式のフィルタシステム
【００５４】
［シミュレーション結果］
このような条件の下で、入力信号のＳＮＲを２４ｄＢとしたときの変数ｅｒｒ（ｔ）を図７に、ＳＮＲを１０ｄＢとしたときの変数ｅｒｒ（ｔ）を図８に示す。
図７及び図８から、収束が最も速いのは、ＴＤ−ＣＤＡＰＦ方式のフィルタシステムである。ＴＤＡＰＦ方式のフィルタシステムは、ＳＮＲ＝２４ｄＢのときはＴＤ−ＣＤＡＰＦ方式のフィルタシステムととほぼ等しい収束特性を示しているが、ＳＮＲ＝１０ｄＢでは、ＡＦ帯域用フィルタシステムよりも収束が遅くなっている。
以上より、ＴＤ−ＣＤＡＰＦ方式のフィルタシステムは最も収束が速く、また、必要とされる処理量が少ないため、特に、有効な手法であることが確認できた。
【００５５】
なお、この発明は、上記実施の形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。例えば、図１〜図３に示したフィルタシステムでは、サンプリング周波数ｆｓをアナログ入力信号のキャリア周波数ｆｃの４倍とし、デマルチプレクサによりＡ／Ｄ変換後のディジタル信号を４系統に分割しているが、サンプリング周波数ｆｓをアナログ入力信号のキャリア周波数ｆｃのＮ（Ｎは４以上の正の正数）倍とし、デマルチプレクサによりＡ／Ｄ変換後のディジタル信号をＮ系統に分割してもよい。
その他、回路構成等は任意に変更可能である。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、中間周波数段で、適応フィルタを用いてノイズを動的に低減することができる。しかも、適応フィルタ自体は可聴周波数帯域のものでよく、高性能のものを容易に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態にかかるフィルタシステムの構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すフィルタシステムの変形例の構成を示すブロック図である。
【図３】図１に示すフィルタシステムの変形例の構成を示すブロック図である。
【図４】図１〜図３に示すフィルタシステムを用いた受信機の構成例を示すブロック図である。
【図５】図９に示すフィルタシステムの特性を測定するために使用した回路の構成を示すブロック図である。
【図６】図１〜図３に示すフィルタシステムの特性を測定するために使用した回路の構成を示すブロック図である。
【図７】図５及び図６に示す回路におけるフィルタシステムの収束特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図８】図５及び図６に示す回路におけるフィルタシステムの収束特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図９】従来のＡＦ段に配置された適応フィルタの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１ デマルチプレクサ
１２〜１５ 遅延回路
１６〜１９ 適応フィルタ
２０ 減算器
２１ 制御部
２２ マルチプレクサ
３１〜３４ 適応ノッチフィルタ
３５〜３８ 減算器
４１〜４４ 適応フィルタ
４５〜４８ 減算器
５１〜５４ 制御部
Claims (5)
- アナログ入力信号をキャリア周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングして得られたディジタル信号を順次Ｎ系統に出力するデマルチプレクサ手段と、
前記デマルチプレクサ手段から出力されたＮ系統の出力のそれぞれに配置されたＮ個の適応フィルタと、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力の少なくとも１つに基づいて前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力を順次選択して出力することにより、１つの信号として出力するマルチプレクサ手段と、
より構成されることを特徴とするディジタルフィルタシステム。 - 前記制御手段は、前記デマルチプレクサ手段の出力を遅延して前記Ｎ個の適応フィルタに供給する遅延手段をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のディジタルフィルタシステム。
- アナログ入力信号をキャリア周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングして得られたディジタル信号を、Ｎ系統に順次出力することにより、キャリア周波数が実質的に０のＮ個の信号に変換する変換手段と、
Ｎ個の適応フィルタと、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号の少なくとも１つに基づいて、前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御する制御手段と、
前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択し、１つの信号として出力する手段と、
より構成されることを特徴とするディジタルフィルタシステム。 - 前記制御手段は、前記変換手段の出力を遅延して前記Ｎ個の適応フィルタに供給する遅延手段をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載のディジタルフィルタシステム。
- 前記制御手段は、前記Ｎ個の適応フィルタの特性を制御するためのタップ係数を前記Ｎ個の適応フィルタに供給し、
前記Ｎ個の適応フィルタは、供給されるタップ係数に基づいてその特性を変化させ、
各適応フィルタのタップ係数はＮ群に論理的に分割されており、
前記制御手段は、前記Ｎ個の適応フィルタの各出力に基づいて、前記Ｎ個の適応フィルタの対応するタップ係数群を制御する、ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１つに記載のディジタルフィルタシステム。
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| JP07716096A JP3586033B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | ディジタルフィルタシステム |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07716096A JP3586033B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | ディジタルフィルタシステム |
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| JPH09270671A JPH09270671A (ja) | 1997-10-14 |
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| JP07716096A Expired - Lifetime JP3586033B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | ディジタルフィルタシステム |
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|---|---|---|---|---|
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-
1996
- 1996-03-29 JP JP07716096A patent/JP3586033B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| JPH09270671A (ja) | 1997-10-14 |
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