JP4974708B2 - 雑音抑圧装置、受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、雑音抑圧装置、受信装置に関する。

従来の雑音抑圧方法として、スペクトルサブトラクション（Spectral Subtraction）法が提案されている。図１４は、従来のスペクトルサブトラクション法の概要を示すフローチャートである（例えば、以下に示す特許文献１の従来技術を参照）。まず、雑音が重畳された音声信号が入力されると（Ｓ１４０）、音声信号に対しフーリエ変換を施すことで音声信号のパワースペクトルを求めるとともに（Ｓ１４１）、音声信号の位相情報を抽出する（Ｓ１４２）。そして、音声信号のパワースペクトルから推定雑音のパワースペクトルを減算し（Ｓ１４３）、その減算結果に対して音声信号の位相情報を参照しつつ逆フーリエ変換を施す（Ｓ１４４）。これにより、雑音が抑圧された音声信号が出力される（Ｓ１４５）。
特開２０００−４７６９８号公報

ところで、スペクトルサブトラクション法では、雑音の推定自体が困難である場合や、雑音をたとえ推定できたとしても非定常的な推定外の雑音が音声信号に重畳された場合には、音声信号のパワースペクトルから推定雑音のパワースペクトルの減算不足若しくはパワースペクトルを減算し過ぎる場合がある。この場合、雑音抑圧された音声信号の波形に歪みが生じてしまい、却って聞き取りづらくなる現象も知られている。

さらに、各周波数成分の間で無時間的な相関な白色雑音をスペクトルサブトラクション法によって抑圧した場合、白色雑音がそのまま抑圧されて聞こえてくるのではなく、各周波数成分の間で偏りのある有色雑音として聞こえる現象が知られている。尚、この有色雑音は、各周波数成分に対応した一音一音ごとに、音の粒立ち（一音ごとの強弱感）が有る音楽的雑音とも呼ばれている。

以上のように、スペクトルサブトラクション法では、雑音を抑圧したことに伴って音声信号の方にも影響を与えてしまい、音声信号の元々の特徴（音の粒立ち等）を変えてしまう恐れがあった。

前述した課題を解決する主たる本発明は、入力信号に重畳された雑音を抑圧する雑音抑圧装置において、前記入力信号が入力され、前記入力信号に重畳された雑音に含まれる所定のパルス性ノイズを減衰させた第１のフィルタ出力を生成するバンドストップフィルタと、前記第１のフィルタ出力が入力され、前記入力信号に重畳された雑音を除去すべき所望の周波数帯域を通過させた第２のフィルタ出力を生成するバンドパスフィルタと、前記第２のフィルタ出力が入力され、所定の重み付け係数と前記第２のフィルタ出力との畳み込み積分を行い第３のフィルタ出力を生成するトランスバーサルフィルタと、前記第２のフィルタ出力と前記第３のフィルタ出力との間の誤差の二乗平均を最小化させるアルゴリズムにより、前記重み付け係数を調整する重み付け係数調整部と、を有することとする。

本発明によれば、入力信号に与える影響を抑えて雑音を抑圧可能な雑音抑圧装置、受信装置を提供することができる。

＜＜＜ＡＭ／ＦＭ受信機のシステム構成＞＞＞
図１は、本発明に係る車載用等のＡＭ／ＦＭ受信機１００のシステム構成を示す図である。尚、図１に示すＡＭ／ＦＭ受信機１００は、受信アンテナ１０１で受信したＡＭ／ＦＭ変調信号を周波数変換して得られたＩＦ(Intermediate Frequency)信号をＡＤ変換し、そのＡＤ変換以降の処理をデジタル化したものである。

受信アンテナ１０１は、ラジオ放送局等の送信アンテナ（不図示）より送信されたＡＭ／ＦＭ変調信号を受信するためのアンテナである。尚、現実的に、受信したＡＭ／ＦＭ変調信号には様々な雑音が重畳される。例えば、弱電界受信時のランダムノイズをはじめ、マルチパス環境下において障害物に反射した電波の影響によって発生するマルチパスノイズが挙げられる。さらに、自動車のエンジンの点火栓から発生するイグニッションノイズや、その他の電装系の機械的動作によって発生するパルス性ノイズがある。

高周波増幅器１０２は、受信アンテナ１０１において受信した受信信号の中から予め設定された受信周波数ｆ１のＡＭ／ＦＭ変調信号を選択し、それをＲＦ信号へと変換すべく高周波増幅する増幅器である。

周波数変換器１０３は、受信周波数ｆ１とは異なる発振周波数ｆ２の発振信号を局所発振器により生成した上で、高周波増幅器１０２より出力されるＲＦ信号（高周波信号）と混合させて、周波数成分（ｆ２−ｆ１）及び周波数成分（ｆ２＋ｆ１）の信号を生じさせる回路である。また、周波数変換器１０３は、不図示のＢＰＦ（Band Pass Filter）によって、周波数成分（ｆ２−ｆ１）又は周波数成分（ｆ２＋ｆ１）のいずれか一方を有したＩＦ信号（中間周波信号）が取り出される。

中間周波増幅器１０４は、受信アンテナ１０１において受信されるＡＭ／ＦＭ変調信号の電界強度に応じて、周波数変換器１０３によって取り出されたＩＦ信号のレベルを調整する。
ＡＤ変換器１０５は、中間周波増幅器１０４より出力されるアナログ値のＩＦ信号をデジタル値のＩＦ信号へと変換するものである。

オーディオ用ＤＳＰ２００は、ＡＭ／ＦＭ検波部３００と、雑音抑圧部４００と、を有する。尚、以下の実施形態において、ＡＭ／ＦＭ検波部３００と雑音抑圧部４００は、オーディオ用ＤＳＰ２００のＤＳＰコアが実行するプログラムにより実施される場合とする。
ＡＭ／ＦＭ検波部３００は、ＡＤ変換器１０５から供給されるＩＦ信号に基づいてＡＭ／ＦＭ検波を行い、ＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓを出力する。
雑音抑圧部４００は、ＡＭ／ＦＭ検波部３００から出力されたＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓに対して本発明に係る雑音抑圧を行う。尚、雑音抑圧の制御の詳細については後述する。

ＤＡ変換器１０６は、雑音抑圧部４００により雑音抑圧がなされたデジタル値のＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓ’をＤＡ変換してアナログ値のＡＭ／ＦＭ復調信号を出力する。
低周波増幅器１０７は、ＤＡ変換後のＡＭ／ＦＭ復調信号（低周波信号）を増幅して、スピーカー１０８へと出力する。

プロセッサ８００は、ＲＯＭ８１０に格納されたプログラムを読み出して実行することにより、ＡＭ／ＦＭ受信機１００全体の制御を司るものである。

＜＜＜雑音抑圧部：第１実施形態＞＞＞
＝＝＝全体ブロック構成＝＝＝
図２は、本発明の第１実施形態に係る雑音抑圧部４００のブロック構成を示す図である。図２により、雑音抑圧部４００は、ノッチフィルタ（又は、バンドストップフィルタとも呼ばれる。）４１０と、ライン・エンハンサ４３０と、を有する。尚、ノッチフィルタ４１０は、本発明に係る「第１のフィルタ部」の一実施形態であり、ライン・エンハンサ４３０のトランスバーサルフィルタ４３６は、本発明に係る「第２のフィルタ部」の一実施形態である。

ノッチフィルタ４１０は、図７の周波数特性に示すように、所定のパルス性ノイズの周波数特性に対応した第１の中心周波数を含む第１の帯域幅において急峻な減衰を与えるためのフィルタである。具体的には、ノッチフィルタ４１０は、ＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓに対し、スペクトル分布が第１の中心周波数付近に偏っており且つオーディオ信号処理において不要な雑音、すなわち所定のパルス性ノイズを除去するものである。尚、パルス性ノイズは、スペクトル分布が高周波成分に偏っており、スペクトル分布がランダムな白色雑音やマルチパスノイズとは異なった周波数特性を示す。

ライン・エンハンサ４３０は、ＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓ（例えば、音声信号）は一般的になだらかに変化して時間的な相関を有するのに対し、雑音は一般的にランダムに発生して時間的な相関が無いという特性の相違を利用して、雑音を除去するトランスバーサルフィルタにより構成される。このため、ライン・エンハンサ４３０は、ｉ）入力信号が時間的な相関の無い（スペクトル分布がランダムである）場合、ｉｉ）雑音が時間的な相関を有する（スペクトル分布がランダムでない）場合、有効に機能しない。例えば、前述したパルス性ノイズは、スペクトル分布が高周波成分に偏っており、ライン・エンハンサ４３０によって雑音として除去することが困難である。そこで、本実施形態の雑音抑圧部４００は、ライン・エンハンサ４３０の機能を補完すべく、ライン・エンハンサ４３０では除去困難なパルス性ノイズを除去可能なノッチフィルタ４１０を具備している。

また、本実施形態の雑音抑圧部４００は、前段部にノッチフィルタ４１０を、後段部にライン・エンハンサ４３０を具備する。このことは、ノッチフィルタ４１０の処理時間と対比して、ライン・エンハンサ４３０の処理時間が一般的に長くかかることを考慮したためである。雑音抑圧部４００は、前段部においてノッチフィルタ４１０を設けることで、ライン・エンハンサ４３０におけるパルス性ノイズの影響を排除しつつ、ライン・エンハンサ４３０の処理時間の短縮化を図っている。

＝＝＝ノッチフィルタの詳細な構成＝＝＝
＜Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式＞
本発明に係るノッチフィルタ４１０として、Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式を採用することができる。Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式とは、基本格子を複数段縦続接続して構成されるオールパス（All Pass）伝達関数を基準として、任意のフィルタ（ハイパスフィルタ、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ノッチフィルタ等）を設計する方式のことである。以下、図３、図４を用いて、Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式を採用したノッチフィルタ４１０について詳述する。

図３は、Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式の基本格子４１００を示した図である。尚、図３に示す基本格子４１００は、二入力（Ｗｍ＋１（ｚ）、Ｓｍ（ｚ））二出力（Ｗｍ（ｚ）、Ｓｍ＋１（ｚ））である。ここで、「ｍ」は基本格子４１００の段数を示す自然数であり、「ｚ」はｚ変換の複素数である。基本格子４１００は、入力Ｗｍ＋１（ｚ）と乗算部４１０２ａの出力を加算する加算部４１０１ａ、乗算部４１０２ｂの出力と遅延部４１０３の出力を加算する加算部４１０１ｂ、遅延部４１０３の出力と係数「−ｋｍ」を乗算する乗算部４１０２ａ、加算部４１０１ａの出力と係数「ｋｍ」を乗算する乗算部４１０２ｂ、入力Ｓｍ（ｚ）をサンプリングの１周期分遅延させる遅延部４１０３を具備する。

基本格子４１００の入出力関係は、つぎの式（１）、式（２）で表現される。

式（１）、式（２）を用いて、つぎの式（３）のマトリクスが得られる。

つぎに、図４に示すように、２つの基本格子４１００ａ、４１００ｂを２段縦続接続した場合を考える。この場合の行列表現としては、式（３）を用いてつぎの式（４）として表現される。尚、ｋ１はｍ＝１の場合のｋｍであり、ｋ２はｍ＝２の場合のｋｍである。

ここで、Ｓ１（ｚ）はＷ１（ｚ）と同一である場合、式（４）からつぎの式（５）が得られる。

尚、式（５）におけるｄ１、ｄ２は、つぎの式（５’）のように定義した。

さらに、式（５）からつぎの式（６）が得られる。

尚、式（６）におけるＤ２（ｚ）は、つぎの式（６’）のように定義した。

式（６）は、２次のオールポール(All Pole)伝達関数を表している。一方、２次のオールパス(All Pass)伝達関数Ａ３（ｚ）は、式（７）で表現される。

オールポール伝達関数の式（６）とオールパス伝達関数の式（７）の分母同士を対比すると同一であることが分かる。ところで、Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式では、式（７）に示すオールパス伝達関数を基準としてフィルタ係数を調整するものである。このため、Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式のフィルタは、基本的には、図３に示した基本格子４１００を縦続接続し、最終段の出力を折り返して構成可能である。尚、この状態では、式（７）の分子に相当する構成が存在しないので、複数段縦続接続した基本格子４１００の各出力Ｓｍ（ｚ）を重み付けした上で総和をとる必要がある。この総和した結果が、Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式のフィルタの最終的な出力となる。

尚、式（７）に示すようなオールパス伝達関数が全てのフィルタの基準であることを示すために、ラプラス演算子ｓを用いたノッチフィルタの一般的な二次の伝達関数Ｈｎ（ｓ）と、ラプラス演算子ｓを用いたバンドパスフィルタの一般的な二次の伝達関数Ｈｂ（ｓ）と、を例に挙げて、それぞれ式（８）、式（９）に示す。尚、式（８）、式（９）におけるＱは、フィルタの共振の鋭さを示す品質係数（Quality Factor）と呼ばれる値である。

＜Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式によるノッチフィルタ＞
図５は、Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式による二次のノッチフィルタ４１０の構成を示した図である。

ノッチフィルタ４１０は、基本的には、Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式の基本格子４１００ａ、４１００ｂを２段縦続接続して構成される。さらに、本実施形態のＧｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式は、フィルタ係数α１、β１をそれぞれ自動的に調整する適応フィルタの構成をとるものとする。このため、基本格子４１００ａ、４１００ｂは、図３に示した基本格子４１００の構成に加えて、フィルタ係数α１、β１を調整するための仕組みとして、乗算部４１０４ａ、４１０４ｂと、加算部４１０５ａ、４１０５ｂと、を有する。

基本格子４１００ａの入出力関係は、入力側をＷｍ＋１（ｚ）、Ｓｍ（ｚ）とし、出力側をＷｍ（ｚ）、Ｓｍ＋１（ｚ）とすると、つぎの式（１０）、式（１１）で表現される。

式（１０）、（１１）を整理すると、つぎの式（１２）が得られる。

基本格子４１００ｂの入出力関係は、入力側Ｗｍ（ｚ）、Ｓｍ−１（ｚ）とし、出力側をＷｍ−１（ｚ）、Ｓｍ（ｚ）とすると、つぎの式（１３）、式（１４）で表現される。

式（１３）、（１４）を整理すると、つぎの式（１５）が得られる。

従って、式（１２）、式（１５）により、基本格子４１００ａ、４１００ｂを二段縦続接続した構成の伝達関数は、つぎの式（１６）によって表現される。尚、式（１６）は、式（６）に示すオールポール伝達関数として表現できる。

増幅部４１０６ａ、４１０６ｂと、加算部４１０７は、ノッチフィルタ出力Ｓ１を定めるための構成ブロックである。１段目の基本格子４１００ａの出力、すなわち加算部４１０１ｂの出力Ｓｍ＋１（ｚ）は、ゲインｇ１の増幅部４１０６ａにより増幅されて、加算部４１０７へと入力される。ＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓは、ゲインｇ２の増幅部４１０６ｂにより増幅されて、加算部４１０７へと入力される。加算部４１０７は、増幅部４１０６ａ、４１０６ｂの各出力を加算した結果を、ノッチフィルタ出力Ｓ１として出力する。即ち、ノッチフィルタ出力Ｓ１は、つぎの式（１７）で表現される。
Ｓ１ ＝ ｇ１・Ｓｍ＋１（ｚ）＋ｇ２・Ｓ ・・・（１７）
ここで、式（１６）及び式（１７）により定まるノッチフィルタ４１０の伝達関数と、式（８）に示す一般的な伝達関数Ｈｎ（ｓ）と、を対比して、所望の第１の中心周波数及び所望の第１の帯域幅に応じた極と零点から、式（１６）に示すフィルタ係数α１、β１の各基準値を定めることができる。しかしながら、このようにフィルタ係数α１、β１を定めることは困難である。そこで、本実施形態のノッチフィルタ４１０は、所定の適応アルゴリズムに従ってフィルタ係数α１、β１を適応的に探索する最適化手法を採用し、フィルタ係数α１を調整するフィルタ係数調整部４５５ａと、フィルタ係数β１を調整するフィルタ係数調整部４５５ｂを具備する。

加算部４５１ａ、４５２ａ、レジスタ４５３ａ、フィルタ係数調整部４５５ａは、フィルタ係数α１を適応的に調整するための構成ブロックである。フィルタ係数α１は、図７に示すように、第１の帯域幅を可変させるためのパラメータとして用いる。尚、本実施形態では、フィルタ係数α１が大きくなれば第１の帯域幅は拡大し、フィルタ係数α１が小さくなれば第１の帯域幅は狭くなる特性を有する。

加算部４５１ａは、ＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓから加算部４１０１ｂの出力Ｓｍ＋１（ｚ）を減算する。加算部４５２ａは、加算部４５１ａの出力からＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓを減算して誤差Ｅ１を生成する。誤差Ｅ１は、式（１８）に示すように、加算部４１０１ｂの出力Ｓｍ＋１（ｚ）、すなわち基本格子４１００ａの出力Ｓｍ＋１（ｚ）を反転した信号となる。
Ｅ１＝Ｓ−Ｓｍ＋１（ｚ）−Ｓ＝−Ｓｍ＋１（ｚ） ・・・（１８）
レジスタ４５３ａは、フィルタ係数調整部４５５ａがフィルタ係数α１を調整していく際の調整ステップＣ１を格納する。
フィルタ係数調整部４５５ａは、ＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓ、加算部４５２ａより出力される誤差Ｅ１、レジスタ４５３ａに格納される調整ステップＣ１が入力される。そして、誤差Ｅ１を最小化させるべく、フィルタ係数α１、ひいては第１の帯域幅を調整する。

図６は、フィルタ係数調整部４５５ａのブロック構成を示した図である。尚、図６に示すフィルタ係数調整部４５５ａは、誤差Ｅ１を最小化させる単純勾配法（又は最急降下法とも呼ばれる。）を具現化したものである。

ＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓと誤差Ｅ１を乗算部４５５１により乗算し、さらに、乗算部４５５１の出力と調整単位Ｃ１を乗算部４５５２により乗算する。そして、加算部４５５３と遅延部４５５４により、乗算部４５５２の出力を累積加算していく。フィルタ係数調整部４５５ａは、この累積加算の結果をフィルタ係数α１として出力する。以上のフィルタ係数調整部４５５ａの演算を式で表現すると、つぎの式（１９）となる。
α１（ｔ＋１）＝α１（ｔ）＋Ｃ１・Ｅ１・Ｓ
＝α１（ｔ）−Ｃ１・Ｓｍ＋１（ｚ）・Ｄ１ ・・・（１９）
式(１９)の第２項目より、フィルタ係数α１は、誤差Ｅ１の勾配情報として“Ｃ１・Ｓ”を用いて、誤差Ｅ１を最小化させる値に調整される。尚、式（１９）に示す“ｔ”は、遅延部４５５４の遅延時間を表す。

加算部４５１ｂ、４５２ｂ、レジスタ４５３ｂ、フィルタ係数調整部４５５ｂは、フィルタ係数β１を調整するための構成ブロックである。フィルタ係数β１は、図７に示すように、第１の中心周波数を可変させるためのパラメータとして用いる。尚、本実施形態では、フィルタ係数β１が大きくなれば第１の中心周波数は低くなり、フィルタ係数β１が小さくなれば第１の中心周波数は高くなる特性を有する。

フィルタ係数調整部４５５ｂは、図６に示したフィルタ係数調整部４５５ａと同様に、誤差Ｅ２を最小化させる単純勾配アルゴリズムを具現化した構成となる。尚、フィルタ係数調整部４５５ｂで用いる誤差Ｅ２は、加算部４５１ｂにおいてＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓと加算部４１０１ｂの出力Ｓｍ＋１（ｚ）を加算した結果から、加算部４５２ｂにおいてＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓを減算した結果となる。誤差Ｅ２は、式（２０）のとおり、加算部４１０１ｂの出力Ｓｍ＋１（ｚ）そのものとなる。
Ｅ２＝Ｓ＋Ｓｍ＋１（ｚ）−Ｓ＝Ｓｍ＋１（ｚ）・・・（２０）
フィルタ係数調整部４５５ｂの演算式を表現すると、つぎの式（２１）となる。
β１（ｔ＋１）＝β１（ｔ）＋Ｃ２・Ｅ２・Ｓ
＝β１（ｔ）＋Ｃ２・Ｓｍ＋１（ｚ）・Ｄ２ ・・・（２１）
式(２１)の第２項目より、フィルタ係数β１は、誤差Ｅ２の勾配情報として“Ｃ２・Ｓ”を用いて、誤差Ｅ２を最小化させる値に調整される。尚、式（２１）に示す“ｔ”は、式（１９）と同様に、遅延部４５５４の遅延時間を表す。

＝＝＝ライン・エンハンサの詳細な構成＝＝＝
図８は、本実施形態に係るライン・エンハンサ４３０の構成を示した図である。尚、図８に示すライン・エンハンサ４３０は、トランスバーサルフィルタ４３６と、適応アルゴリズムの一種であるＬＭＳ(Least Mean Square)アルゴリズムを用いた重み付け係数調整部（４３２ａ、４３２ｂ、・・・）と、によって主に構成される。

トランスバーサルフィルタ４３６は、ノッチフィルタ出力Ｓ１を、Ｎ個の遅延部（４３１ａ、４３１ｂ、・・・）を直列接続した遅延線４３１を用いて順次遅延させる。そして、各遅延部（４３１ａ、４３１ｂ、・・・）の出力を、乗算部（４３３ａ、４３３ｂ、・・・）において各重み付け係数（γ１、γ２、・・・）と乗算した上で、加算部４３４において総和をとる。この総和した結果が、ライン・エンハンサ４３０の出力Ｓ’、すなわち雑音が抑圧されたＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓ’となる。以上のトランスバーサルフィルタ４３６の演算式を表現すると、つぎの式（２２）となる。
Ｓ’（ｔ）＝γ１・Ｓ１（ｔ−１）＋γ２・Ｓ１（ｔ−２）＋・・・
＝Σγｉ・Ｓ１（ｔ−ｉ） ＜ｉ＝１〜Ｎ＞ ・・・ （２２）
式（２２）より、トランスバーサルフィルタ４３６は、重み付け係数（γ１、γ２、・・・）とノッチフィルタ出力Ｓ１との離散的な畳み込み積分を演算していることが分かる。

尚、加算部４３５は、ノッチフィルタ出力Ｓ１からライン・エンハンサ４３０の出力Ｓ’を減算して誤差Ｅを生成する。即ち、時刻ｔの誤差Ｅ（ｔ）は、式（２３）により表現される。誤差Ｅ１（ｔ）は、各重み付け係数調整部（４３２ａ、４３２ｂ、・・・）において各重み付け係数（γ１、γ２、・・・）を調整する際に用いられる。
Ｅ（ｔ）＝Ｓ１（ｔ）−Ｓ’（ｔ）
＝Ｓ１（ｔ）−Σγｉ・Ｓ１（ｔ−ｉ） ・・・（２３）
各重み付け係数調整部（４３２ａ、４３２ｂ、・・・）は、基本的には、誤差Ｅの二乗平均を最小化させるＬＭＳアルゴリズムを具現化したものである。尚、ＬＭＳアルゴリズムは、ＲＬＳアルゴリズムが再帰的に過去の誤差Ｅを平均化したものを利用するのに対し、平均化しない瞬時の誤差Ｅを用いるので、計算量が少なく済むという利点を有する。

例えば、重み付け係数γ１を調整する重み付け係数調整部４３２ａは、加算部４３５で生成された誤差Ｅとレジスタ４３９に格納された調整ステップＣを乗算部４３２１ａにより乗算し、さらに、乗算部４３２１ａの出力と遅延部４３１ａの出力Ｓ１（ｔ−１）を乗算部４３２２ａにより乗算する。そして、加算部４３２３ａと遅延部４３２４ａにより、乗算部４３２２ａの出力を累積加算していく。重み付け係数調整部４３２ａは、この累積加算の結果を重み付け係数γ１として出力する。重み付け係数調整部４３２ａの演算式を表現すると、つぎの式（２４）となる。尚、遅延線４３１における遅延部（４３１ａ、４３１ｂ、・・・）の遅延時間を“ｔ”、重み付け係数調整部（４３２ａ、４３２ｂ、・・・）における遅延部（４３２４ａ、４３２４ｂ、・・・）の遅延時間を“τ”と表現する。
γ１（τ＋１）＝γ１（τ）＋Ｃ５・Ｅ（τ）・Ｓ１（ｔ−１）
＝γ１（τ）＋Ｃ５・｛Ｓ１（τ）−Σγｉ・Ｓ１（τ−ｉ）｝・Ｓ１（ｔ−１）
・・・ （２４）
式（２４）の第２項目より、重み付け係数γは、誤差Ｅの自乗平均を最小化させる値に調整される。

ところで、元のＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓは一般的に時間的な相関を有するのに対し、雑音は一般的に時間的な相関が無いことが知られている。そこで、ライン・エンハンサ４３０は、時間的な相関の無い雑音を排除すべく、ＬＭＳアルゴリズムに従って重み付け係数（γ１、γ２、・・・）を変化させる。この結果、スペクトルで観察した場合、線状（ライン）のスペクトルのみを強調（エンハンサ）させ、それ以外の平坦な箇所は時間的な相関のない雑音と解釈して減衰させることになる。

＜＜＜雑音抑圧部：第２実施形態＞＞＞
図９は、本発明の第２実施形態に係る雑音抑圧部５００のブロック構成を示す図である。図９に示すとおり、雑音抑圧部５００は、ノッチフィルタ５１０と、バンドパスフィルタ５２０と、ライン・エンハンサ５３０と、を有する。即ち、本実施形態の雑音抑圧部５００は、本発明の第１実施形態に係る雑音抑圧部４００と相違して、ノッチフィルタ５１０と、ライン・エンハンサ５３０と、の間にバンドパスフィルタ５２０を設けた点にある。尚、バンドパスフィルタ５２０は、本発明に係る「第３のフィルタ部」の一実施形態である。

以下では、ノッチフィルタ５１０、ライン・エンハンサ５３０は、本発明の第１実施形態におけるノッチフィルタ４１０、ライン・エンハンサ４３０と同一のものであるため、バンドパスフィルタ５２０のみに焦点を絞って説明する。

ＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓは、一般的に数十ｋＨ程度の低周波成分なので、パルス性ノイズの高周波成分とは切り離した取り扱いが可能である。そこで、ノッチフィルタ５１０は、ＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓからパルス性ノイズを除去したノッチフィルタ出力Ｓ１を生成し、バンドパスフィルタ５２０へと入力する。そして、バンドパスフィルタ５２０は、ＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓの周波数特性に対応した第２の中心周波数を含む第２の帯域幅でノッチフィルタ出力Ｓ１を通過させたバンドパスフィルタ出力Ｓ２を生成し、ライン・エンハンサ５３０へと入力する。

この結果、ライン・エンハンサ５３０は、ノッチフィルタ５１０によってパルス性ノイズが除去され、且つ、バンドパスフィルタ５２０によって雑音を除去すべき所望の周波数帯域に制限されたＡＭ／ＦＭ復調信号Ｓを取り扱うことができる。これにより、ライン・エンハンサ５３０における雑音抑圧の効果が、より高められる。

図１０は、Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式を用いた二次のバンドパスフィルタ５２０の構成を示した図である。

図１０に示すバンドパスフィルタ５２０は、基本的には、図５に示した第１実施形態のノッチフィルタ４１０の構成と同様であり、Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式の基本格子４１００ｃ、ｄを二段縦続接続して構成される。尚、フィルタ係数α２、β２を用いる。図１０に示す基本格子４１００ａ、４１００ｂを二段縦続接続した構成の伝達関数は、つぎの式（２５）によって表現される。

ところで、バンドパスフィルタ出力Ｓ２は、乗算部５２０６ａにおいてノッチフィルタ出力Ｓ１をゲインｇ３と乗算した結果と、乗算部５２０６ｂにおいて加算部４１０１ｆの出力Ｓｍ＋１（ｚ）をゲインｇ４と乗算した結果と、を加算部５２０７において減算した結果となる。式で表現すると、つぎの式（２６）となる。
Ｓ２ ＝ ｇ３・Ｓ１ − ｇ４・Ｓｍ＋１（ｚ） ・・・ （２６）
式（２５）と式（２６）とを対比して、加算部４１０１ｆの出力Ｓｍ＋１（ｚ）は互いに逆極性であり、バンドパスフィルタ５２０の特性は、ノッチフィルタ５１０の特性を裏返したものであることが分かる。ここで、式（２５）及び式（２６）により定まるバンドパスフィルタ５２０の伝達関数と、式（９）に示す一般的な伝達関数Ｈｂ（ｓ）と、を対比して、所望の第２の中心周波数及び所望の第２の帯域幅に応じた極と零点から、式（２５）に示すフィルタ係数α２、β２の各基準値を定めることができる。しかしながら、フィルタ係数α１、β１の場合と同様、フィルタ係数α２、β２それぞれの基準値を定めることは困難である。そこで、本実施形態のバンドパスフィルタ５２０は、所定の適応アルゴリズムに従ってフィルタ係数α２、β２を適応的に探索する最適化手法を採用し、フィルタ係数α２を調整するフィルタ係数調整部５２５ａ、フィルタ係数β２を調整するフィルタ係数調整部５２５ｂを具備する。

フィルタ係数調整部５２５ａは、本発明に係る「第２の帯域幅可変部」の一実施形態である。フィルタ係数調整部５２５ａにおいて調整されるフィルタ係数α２は、図１１に示すように、第２の帯域幅を可変させるためのパラメータとして用いる。尚、本実施形態では、フィルタ係数α２が大きくなれば第２の帯域幅は拡大し、フィルタ係数α２が小さくなれば第２の帯域幅は狭くなる特性を有する。

フィルタ係数調整部５２５ｂは、本発明に係る「第２の中心周波数可変部」の一実施形態である。フィルタ係数調整部５２５ｂにおいて調整されるフィルタ係数β２は、図１１に示すように、第２の中心周波数を可変させるためのパラメータとして用いる。尚、本実施形態では、フィルタ係数β２が大きくなれば第２の中心周波数は低くなり、フィルタ係数β２が小さくなれば第２の中心周波数は高くなる特性を有する。

＜＜雑音抑圧部による効果＞＞
図１２（ａ）は、雑音が重畳された入力信号の波形を示した図であり、図１２（ｂ）は、本発明によって雑音が抑圧された後の入力信号の波形を示した図である。
図１３（ａ）は、雑音が重畳された入力信号の波形を示した図であり、図１３（ｂ）は、従来のスペクトルサブトラクション法によって雑音が抑圧された後の入力信号の波形を示した図であり、図１３（ｃ）は、本発明によって雑音が抑圧された後の入力信号の波形を示した図である。
図１２（ａ）と図１２（ｂ）との対比により、本発明によって入力信号に重畳された雑音が確かに抑圧されていることが分かる。また、図１３（ｂ）と図１３（ｃ）との対比により、従来のスペクトルサブトラクション法では雑音が抑圧されたことに伴い入力信号が減衰しているのに対し、本発明では入力信号に影響を与えることなく雑音が抑圧されていることが分かる。

＜＜＜その他の実施形態＞＞＞
以上、本発明の実施形態について説明したが、前述した実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。

本発明に係る雑音抑圧部４００、５００を有するシステムとしては、前述したＡＭ／ＦＭ受信機１００に限らず、ＡＭ受信機やＦＭ受信機であってもよく、また、光ディスク記録再生装置であってもよい。

本発明に係る雑音抑圧部４００、５００は、オーディオ用ＤＳＰ２００のＤＳＰコアが実行するプログラムに基づく場合として説明したが、それらのプログラムの機能を実現するアナログ／デジタル回路として実施してもよい。

本発明に係るライン・エンハンサ４３０、５３０における各段の重み付け係数γｉ（ｉ＝１〜Ｎ）を調整するための適応アルゴリズムとしては、前述したＬＭＳアルゴリズムに限らず、その他のアルゴリズム（ＲＬＳ（Recursive Least Squares）等）を採用してもよい。

同様に、ノッチフィルタ４１０、５１０のフィルタ係数調整部４５５ａ、４５５ｂ、５２５ａ、５２５ｂにおけるフィルタ係数α１、α２、β１、β２を調整する適応アルゴリズムとしては、前述した単純勾配アルゴリズム以外に、その他の適応アルゴリズム（共役勾配法等）を採用してもよい。

本発明に係るＡＭ／ＦＭ受信機のシステム構成を示した図である。 本発明の第１実施形態に係る雑音抑圧部のブロック構成を示した図である。 本発明に係るＧｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式の基本格子を示した図である。 本発明に係るＧｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式の基本格子を２段縦続接続した場合の構成を示した図である。 本発明に係るノッチフィルタの構成を示した図である。 本発明に係るフィルタ係数調整部のブロック構成を示した図である。 本発明に係るノッチフィルタの周波数特性を示した図である。 本発明に係るライン・エンハンサの構成を示した図である。 本発明の第２実施形態に係る雑音抑圧部のブロック構成を示した図である。 本発明に係るバンドパスフィルタの構成を示した図である。 本発明に係るバンドパスフィルタの周波数特性を示した図である。 （ａ）は雑音が重畳された入力信号の波形を示した図であり、（ｂ）は本発明によって雑音が抑圧された後の入力信号の波形を示した図である。 （ａ）は雑音が重畳された入力信号の波形を示した図であり、（ｂ）は従来のスペクトルサブトラクション法によって雑音が抑圧された後の入力信号の波形を示した図であり、（ｃ）は本発明によって雑音が抑圧された後の入力信号の波形を示した図である。 従来のスペクトルサブトラクション法の概要を示したフローチャートである。

符号の説明

１００ ＡＭ／ＦＭ受信機
１０１ 受信アンテナ
１０２ 高周波増幅器
１０３ 周波数変換器
１０４ 中間周波増幅器
１０５ ＡＤ変換器
１０６ ＤＡ変換器
１０７ 低周波増幅器
１０８ スピーカー
２００ オーディオ用ＤＳＰ
３００ ＡＭ／ＦＭ検波部
４００、５００ 雑音抑圧部
４１０、５１０ ノッチフィルタ
５２０ バンドパスフィルタ
４３０、５３０ ライン・エンハンサ
４１００、４１００ａ、４１００ｂ 基本格子
４１０１ａ、４１０１ｂ、４１０１ｃ、４１０１ｄ、４１０５ａ、４１０５ｂ、４５１ａ、４５１ｂ、４１０７、４５２ａ、４５２ｂ、４５５３、４３２３ａ、４３２３ｂ、４３４、４３５、５２１ａ、５２１ｂ、５２０７、５２２ａ、５２２ｂ、５２０７ 加算部
４１０２ａ、４１０２ｂ、４１０２ｃ、４１０２ｄ、４１０４ａ、４１０４ｂ、４１０６ａ、４１０６ｂ、４５５１、４５５２、４３２１ａ、４３２１ｂ、４３２２ａ、４３２２ｂ、４３３ａ、４３３ｂ、５２０６ａ、５２０６ｂ 乗算部
４１０３、４１０３ａ、４１０３ｂ、４５５４、４３１ａ、４３１ｂ、４３２４ａ、４３２４ｂ 遅延部
４５３ａ、４５３ｂ、４３９、５２３ａ、５２３ｂ レジスタ
４５５ａ、４５５ｂ、５２５ａ、５２５ｂ フィルタ係数調整部
４３１ 遅延線
８００ プロセッサ
８１０ ＲＯＭ

Claims (6)

1. 入力信号に重畳された雑音を抑圧する雑音抑圧装置において、
   前記入力信号が入力され、前記入力信号に重畳された雑音に含まれる所定のパルス性ノイズを減衰させた第１のフィルタ出力を生成するバンドストップフィルタと、
   前記第１のフィルタ出力が入力され、前記入力信号に重畳された雑音を除去すべき所望の周波数帯域を通過させた第２のフィルタ出力を生成するバンドパスフィルタと、
   前記第２のフィルタ出力が入力され、所定の重み付け係数と前記第２のフィルタ出力との畳み込み積分を行い第３のフィルタ出力を生成するトランスバーサルフィルタと、
   前記第２のフィルタ出力と前記第３のフィルタ出力との間の誤差の二乗平均を最小化させるアルゴリズムにより、前記重み付け係数を調整する重み付け係数調整部と、
   を有することを特徴とする雑音抑圧装置。
2. 請求項１に記載の雑音抑圧装置において、
   前記バンドストップフィルタは、
   Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式の基本格子を２段縦続接続して構成され、
   前記入力信号と、前記入力信号に１段目の基本格子の出力を加算した信号との間の誤差を最小化させるアルゴリズムにより、阻止帯域の中心周波数を可変させるべく第１のフィルタ係数の調整を行う第１の中心周波数可変部を有すること、を特徴とする雑音抑圧装置。
3. 請求項１に記載の雑音抑圧装置において、
   前記バンドストップフィルタは、
   Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式の基本格子を２段縦続接続して構成され、
   前記入力信号と、前記入力信号から１段目の基本格子の出力を減算した信号との間の誤差を最小化させるアルゴリズムにより、阻止帯域の帯域幅を可変させるべく第１のフィルタ係数の調整を行う第１の帯域幅可変部を有すること、を特徴とする雑音抑圧装置。
4. 請求項１に記載の雑音抑圧装置において、
   前記バンドパスフィルタは、
   Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式の基本格子を２段縦続接続して構成され、
   前記第１のフィルタ出力と、前記第１のフィルタ出力に１段目の基本格子の出力を加算した信号との間の誤差を最小化させるアルゴリズムにより、通過帯域の中心周波数を可変させるべく第２のフィルタ係数の調整を行う第２の中心周波数可変部を有すること、を特徴とする雑音抑圧装置。
5. 請求項１に記載の雑音抑圧装置において、
   前記バンドパスフィルタは、
   Ｇｒａｙ−Ｍａｒｋｅｌ方式の基本格子を２段縦続接続して構成され、
   前記第１のフィルタ出力と、前記第１のフィルタ出力から１段目の基本格子の出力を減算した信号との間の誤差を最小化させるアルゴリズムにより、通過帯域の帯域幅を可変させるべく第２のフィルタ係数の調整を行う第２の帯域幅可変部を有すること、を特徴とする雑音抑圧装置。
6. アンテナで受信した変調された受信信号を復調する受信装置において、
   前記受信信号が入力され、前記受信信号に重畳された雑音に含まれる所定のパルス性ノイズを減衰させた第１のフィルタ出力を生成するバンドストップフィルタと、
   前記第１のフィルタ出力が入力され、前記受信信号に重畳された雑音を除去すべき所望の周波数帯域を通過させた第２のフィルタ出力を生成するバンドパスフィルタと、
   前記第２のフィルタ出力が入力され、所定の重み付け係数と前記第２のフィルタ出力との畳み込み積分を行い第３のフィルタ出力を生成するトランスバーサルフィルタと、
   前記第２のフィルタ出力と前記第３のフィルタ出力との間の誤差の二乗平均を最小化させるアルゴリズムにより、前記重み付け係数を調整する重み付け係数調整部と、
   を有することを特徴とする受信装置。

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