JP4205509B2 - マルチパスひずみ除去フィルタ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＭ受信装置に搭載され、受信波に生じたマルチパスひずみを除去するためのマルチパスひずみ除去フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＦＭラジオ放送においては、受信波のマルチパスひずみによる電波障害が重要な問題となっている。マルチパスひずみは、電波の多重伝搬によって位相及び電界強度が異なる複数の到来電波が相互に干渉しあうことにより、本来振幅が一定であるはずのＦＭ受信波信号に振幅の変動が生じてしまう現象である。特に、カーラジオなど移動体に搭載されるＦＭ受信装置では、移動と共に受信状態が変化するので、激しい振幅変動を伴うマルチパスひずみを受ける場合がある。マルチパスひずみは、ＦＭ復調信号にパルス状のノイズを生じさせ、再生音質を劣化させる一因となっている。
【０００３】
従来、カーラジオ等の移動体ＦＭ受信装置においては、ＡＲＣ（Automatic Reception Control）等の制御を行うことで、復調した再生音に含まれるノイズの低減を図っている。しかし、ＡＲＣ制御等によってノイズを低減させる方法は、復調された音のステレオ感など、いわば音質を犠牲にしてノイズを抑制するものであって、マルチパスひずみを根本的に除去するものではなかった。
【０００４】
ところで、近年のデジタル信号処理技術の高速化により、中間周波信号にダウンコンバートしたＦＭ受信波をデジタル信号に変換し、それより後段の検波等の信号処理をデジタル化したデジタルＦＭ受信装置が注目されている。このようなデジタル化されたＦＭ受信装置においては、放送局から受信装置までの伝送路の伝達関数に対して逆特性を有する適応デジタルフィルタを利用してマルチパスひずみを除去することができる。
【０００５】
図１は、ＦＩＲ型フィルタで構成されたマルチパスひずみを除去するための適応デジタルフィルタの例である。このフィルタのタップ係数Ｋmは、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）と呼ばれるアルゴリズムに従って更新される。すなわち、本来振幅が一定であるはずのＦＭ信号の特性に着目し、フィルタを通過した出力信号の包絡線（振幅）と基準値との誤差errが最小になるようにタップ係数Ｋmを更新し収束させることで、マルチパスひずみを除去するフィルタ特性になるように適応処理を行っている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、移動体ＦＭ受信装置においては、車両の移動によって多重に到来する受信波に僅かな周波数のズレが生じる。このような受信状態の場合には、パルチパスによる激しい受信波の振幅変動に加え、数Ｈｚ〜十数Ｈｚ程度の比較的遅い変動成分が重畳する、いわゆるドップラフェーディングと呼ばれる受信波の振幅変動成分が生じる。
【０００７】
しかしながら、このようなドップラフェーディングによるひずみ成分が含まれる受信波に対し、上述した従来のＣＭＡ手法に従ってフィルタの適応処理を行うと、ドップラフェーディングに追従してしまい上述の誤差errを定常的にゼロすることができず、フィルタの適応処理が不安定となる場合があった。
【０００８】
本発明はこうした従来の課題に鑑みてなされたものであり、例えば適応処理をより安定化させ、確実にマルチパスひずみを除去する等のＦＭ受信装置に搭載されるマルチパスひずみ除去フィルタを提供することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本願発明（請求項１）は、マルチパスによるひずみ成分を含むデジタル受信信号を入力信号としフィルタ演算処理を施して当該ひずみ成分を除去するデジタルフィルタと、前記デジタルフィルタが出力する出力信号の振幅と基準値との誤差を検出する誤差検出手段と、検出された前記誤差が最小となる前記デジタルフィルタのフィルタ特性を予測演算し当該予測演算結果に基づいて前記デジタルフィルタの各タップ係数を更新する係数更新手段とを備えるマルチパスひずみ除去フィルタであって、前記入力信号の振幅を検波する検波手段が設けられ、当該検波手段が検波する前記入力信号の振幅に応じて前記基準値が可変に設定されることを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の最も好適な実施の形態について図面を参照しながら説明する。まず、本適応フィルタ１００が搭載されるＦＭ受信装置について説明する。なお、図２は、カーラジオ等のデジタルＦＭ受信装置の構成を表すブロック図である。
【００１１】
同図において、アンテナ回路１０で受信されたＦＭ放送の受信波は、ＲＦ増幅器（高周波増幅器）１１で増幅され、これにより生成されたＲＦ信号が混合器１２へ出力される。混合器１２は、ＰＬＬ回路及びＶＣＯ回路等で構成された局部発信器１３からの局部発信信号とＲＦ信号とを混合することにより、周波数がダウンコンバートされた中間周波信号ＩＦを生成してＡ／Ｄ変換器１４へ供給する。Ａ／Ｄ変換器１４は、所定のサンプリング周期毎に中間周波信号ＩＦをアナログ信号からデジタルサンプル値信号（以下「デジタル信号」）Ｄifに変換する。
【００１２】
デジタル信号に変換された中間周波信号Ｄifは、ＩＦ増幅器（中間周波増幅器）１５で増幅される。ＩＦ増幅器１５は、自動利得制御（ＡＧＣ）機能を有し、受信波の電界強度によらず常に安定した振幅の中間周波信号Ｄifを後段の適応フィルタ１００及びＦＭ検波器１６等へ出力するようになっている。
【００１３】
適応フィルタ１００は、振幅調整された中間周波信号Ｄifに対し、主にマルチパスひずみを除去するためのデジタル信号処理を施して後段のＦＭ検波器１６へ出力する。この適応フィルタ１００の詳細な構成及び動作については後述する。
【００１４】
ＦＭ検波器１６は、適応フィルタ１００を通過した中間周波信号Ｄifに対し、所定の検波方式でデジタル検波処理を施してコンポジェット信号である検波信号Ｄdtを生成する。そして、検波信号Ｄdtは、オーディオ処理部１７において、受信波の電界強度に基づいたミュート処理またはハイカット制御処理等が施されるとともにステレオ復調され、左右それぞれのオーディオ信号Ｄsに分離される。
【００１５】
そして、各オーディオ信号Ｄsは、Ｄ／Ａ変換器１８においてアナログ信号に変換され、後段のオーディオ増幅器１９がアナログのオーディオ信号を増幅しスピーカ２０へ供給することで、受信したＦＭ放送音声を再生するようになっている。
【００１６】
次に、ＦＭ受信波に生じたマルチパスひずみを除去するための適応フィルタ１００について図面を参照しながら説明する。図３は、適応フィルタ１００の構成を表すブロック図である。なお、本来は復素演算が必要になるが、ここでは、入力信号Ｘ(t)の信号周期に対し単位遅延時間τが１／４である場合における簡略構成を示している。この適応フィルタ１００は、Ａ／Ｄ変換後のＦＭ中間周波信号Ｄifを入力信号Ｘ(t)とするＦＩＲ型のデジタルフィルタ１１０と、ＦＭ中間周波信号に生じたマルチパスひずみを除去するいわゆる逆フィルタとして機能するためのフィルタ特性になるように、デジタルフィルタ１１０に対して適応処理する適応処理手段１３０とから構成されている。
【００１７】
図３を参照し、デジタルフィルタ１１０の構成を説明する。デジタルフィルタ１１０は、次数ＮのＦＩＲ（Finite Impulse Response）型フィルタで形成され、N-1個の遅延器１１１〜１１６と、Ｎ個の係数倍器１２１〜１２７と、加算器１２８とを備えている。ここで、デジタルフィルタ１１０の次数Ｎは、入力信号の周波数、フィルタの演算精度、及び演算可能な周期（クリティカルパス）等を考慮して適宜の数に決定される。
【００１８】
デジタルフィルタ１１０への入力信号Ｘ(t)が先頭の遅延器１１１に入力されると、遅延器１１１は、基準クロックに同期して、すなわち単位遅延時間τだけ入力信号Ｘ(t)のサンプル値を保持し後段の遅延器１１２へ出力する。同様に遅延器１１２は、１基準クロック（単位遅延時間τ）分遅延された入力信号の遅延値Ｘ1(t)を後段の遅延器へ出力し、以降の遅延器１１３〜１１６においても、順次、基準クロックに同期して遅延時間を積算させながら入力信号Ｘ(t)の遅延値をシフトさせてゆく。
【００１９】
各係数倍器１２１〜１２７は、入力信号Ｘ(t)、及び各遅延器１１１〜１１６が保持している１,２,〜N-1単位遅延時間遅延された各遅延値Ｘ(t-1)，Ｘ(t-2)〜Ｘ(t-N+1)に対し、それぞれのフィルタ係数（以下「タップ係数」という）を乗算して加算器１２８へ出力する。加算器１２８は、これら係数倍された信号を加算して、デジタルフィルタ１１０の出力信号Ｙ(t)として出力する。
【００２０】
次に、上述のデジタルフィルタ１１０に対して適応処理を行う適応処理手段１３０について説明する。なお、適応処理手段１３０は、フィルタの出力信号Ｙ(t)の振幅Ｙenv(t)が一定になるように、デジタルフィルタ１１０の各タップ係数Ｋｍを演算周期毎に更新し最終的に収束させる処理を行う。
【００２１】
適応処理手段１３０は、出力信号Ｙ(t)の振幅に相当する包絡線Ｙenv(t)を検波する包絡線検波手段１５０と、入力信号Ｘ(t)の振幅に相当する包絡線Ｘenv(t)を検波する入力包絡線検波手段１９０と、比較器１８０と、係数更新手段１６０とを備え構成されている。
【００２２】
出力包絡線検波手段１５０は、数式（１）に基づいて、出力信号Ｙ(t)の包絡線Ｙenv(t)を検波する。図４(a)または(b)は、包絡線検波手段１５０の構成を例示するブロック図である。
【００２３】
図４(a)において、出力包絡線検波手段１５０は、遅延器１５１と、乗算器１５２，１５３と、加算器１５４とを備え構成されている。遅延器１５１は、基準クロックに同期してフィルタ出力信号Ｙ(t)を単位遅延時間τだけ保持し、遅延された出力信号の遅延値Ｙ(t-1)を乗算器１５３へ出力する。乗算器１５２，１５３は、フィルタの出力信号Ｙ(t)とその遅延値Ｙ(t-1)をそれぞれ自乗し、加算器１５４は、乗算器１５２，１５３が出力する各自乗値を加算することで、フィルタ出力信号Ｙ(t)の包絡線Ｙenv(t)を求めている。
【００２４】
【数１】
【００２５】
出力包絡線検波手段１５０は、図４(b)に示す構成であってもよい。この場合において、包絡線検波手段１５０は、乗算器１５５と、遅延器１５６と、加算器１５７とを備えている。乗算器１５５は、フィルタ出力信号Ｙ(t)を自乗し、遅延器１５６、及び加算器１５７へ出力する。遅延器１５６は、フィルタ出力信号Ｙ(t)の自乗値を単位遅延時間τだけ保持し、そのτ時間遅延した値を加算器１５７へ出力する。加算器１５７は、フィルタ出力信号Ｙ(t)の自乗値と、そのτ時間遅延した値とを加算することで、フィルタ出力信号Ｙ(t)の包絡線Ｙenv(t)を求めている。
【００２６】
図４(b)に示す構成の出力包絡線検波手段１５０によれば、より少ない数の演算器構成で数式（１）に基づく包絡線Ｙenv(t)を求めることができるので、演算速度が相対的に速くなる。
【００２７】
次に、入力包絡線検波手段１９０について図５を参照し説明する。図５(a)または(b)は、入力包絡線検波手段１９０の構成を例示するブロック図である。図５(a)において、入力包絡線検波手段１９０は、遅延器１９１と、乗算器１９２，１９３と、加算器１９４と、ローパスフィルタ１９５とを備え構成されている。遅延器１９１は、基準クロックに同期して入力信号Ｘ(t)を単位遅延時間τだけ保持し、遅延された入力信号の遅延値Ｘ(t-1)を乗算器１９３へ出力する。乗算器１９２，１９３は、入力信号Ｘ(t)とその遅延値Ｘ(t-1)をそれぞれ自乗し、加算器１９４は、乗算器１９２，１９３が出力する各自乗値を加算し、後段のローパスフィルタ１９５へ出力する。ローパスフィルタ１９５は、入力信号Ｘ(t)の高周波成分を除去し、これにより、入力信号の直流成分を主とする包絡線Ｘenv(t)が得られる。ここで、ローパスフィルタ１９５の時定数は、受信波信号のドップラフェーディングによる変動周期に対応した値に設定されている。これにより、入力包絡線検波手段１９０は、ドップラフェーディングによって緩やかに変動する入力信号の電界強度に相当する量として包絡線Ｘenv(t)を抽出している。
【００２８】
なお、入力包絡線検波手段１９０は、図５(b)に示す構成であってもよい。この場合において、入力包絡線検波手段１９０は、乗算器１９６と、遅延器１９７と、加算器１９８と、ローパスフィルタ１９９とを備えている。乗算器１９６は、入力信号Ｘ(t)を自乗し、遅延器１９７、及び加算器１９８へ出力する。遅延器１９７は、入力信号Ｘ(t)の自乗値を更に単位遅延時間τだけ保持し、そのτ時間遅延した値を加算器１９８へ出力する。加算器１９８は、入力信号Ｘ(t)の自乗値と、更にそのτ時間遅延した値とを加算して後段のローパスフィルタ１９９へ出力する。ローパスフィルタ１９９は、入力信号Ｘ(t)の高周波成分を除去し、入力信号の直流を主成分とする包絡線Ｘenv(t)が得られる。図５(b)に示す構成の入力包絡線検波手段１９０によれば、より少ない数の演算器構成で包絡線Ｘenv(t)を求めることができるので、演算速度が相対的に速くなる。
【００２９】
再び図３において、比較器１８０は、フィルタ出力信号の包絡線Ｙenv(t)から、入力包絡線検波手段１９０で得られた入力信号の包絡線Ｘenv(t)を減算し、すなわち数式（２）に基づいて誤差err(t)を求め係数更新手段１６０へ出力する。
【００３０】
【数２】
【００３１】
係数更新手段１６０は、誤差err(t)が最小になるように、各係数倍器１２１〜１２７のタップ係数Ｋmを更新する。係数更新手段１６０の具体的な構成を図６に示す。なお、図６は、ｍ段目の係数倍器１２４におけるタップ係数Ｋmを更新する係数更新手段１６０のブロック図であり、０,１,２,〜N-1段目の各係数倍器１２１〜１２７に対しそれぞれ同様の係数更新手段１６０が設けられている。
【００３２】
次に、図６に基づいて、タップ係数Ｋmを更新する係数更新手段１６０を代表して説明する。係数更新手段１６０は、ｍ単位遅延時間だけ遅延された入力信号Ｘ(t)の遅延値Ｘｍ(t)と、フィルタ出力信号Ｙ(t)と、上述の誤差err(t)を入力変数とし、次の演算時刻で使用するタップ係数Ｋm(t+1)を求め、ｍ段目の係数倍器１２４へ供給する。
【００３３】
具体的には、数式(3-1),(3-2)のタップ係数更新式に基づきタップ係数Ｋmを更新する。
【００３４】
【数３】
【００３５】
図６において、係数更新手段１６０に入力された遅延値Ｘｍ(t)とフィルタ出力信号Ｙ(t)は、乗算器１６１で乗算され後段の加算器１６５へ出力される。また、入力信号の遅延値Ｘｍ(t)とフィルタ出力信号Ｙ(t)は、遅延器１６２，１６３によって単位遅延時間τだけ保持され、この保持された値、すなわち１基準クロック時刻前のそれぞれの値が乗算器１６４に入力される。乗算器１６４は、これらの遅延値を乗算して加算器１６５へ出力する。
【００３６】
加算器１６５は、乗算器１６１，１６４が出力する値を加算し、上述の数式(3-2)に基づく値Ｐm(t)を出力する。なお、ここで値Ｐm(t)は、入力信号の遅延値Ｘｍ(t)とフィルタ出力信号Ｙ(t)の相関に相当する量であり、相関量とも呼ばれている。
【００３７】
乗算器１６９は、加算器１６５の出力である値Ｐm(t)と上述の比較器１８０によって求められた誤差err(t)とを乗算し後段の乗算器１７０へ出力する。乗算器１７０は、乗算器１６９の出力値と定数としての減衰係数αとを乗算して減算器１７１の負入力端側へ出力する。なお、減衰係数αは、適宜に設定された正の値であり、フィルタの適応処理においてタップ係数Ｋm(t)の収束時間と係数更新の安定性とのバランスを考慮し予め実験的に求められている。
【００３８】
遅延器１７２は、当該演算周期（現時刻における）のタップ係数Ｋm(t)を保持しており、タップ係数Ｋm(t)を上述した減算器１７１の正入力端側へ出力する。減算器１７１は、当演算周期におけるタップ係数Ｋm(t)から、乗算器１７０の出力値を減算することで、次の演算周期におけるタップ係数Ｋm(t+1)を求め、係数倍器１２４へ供給する。これにより、ｍ段目の係数倍器１２４のタップ係数Ｋm(t)が更新されるようになっている。
【００３９】
なお、０,１,２,〜N-1段目のそれぞれの係数倍器１２１〜１２６においても同様の係数更新手段１６０が設けられており、当該演算周期内に各タップ係数Ｋm(t)の更新処理が実施される。そして、遅延されたフィルタ出力信号の包絡線Ｙenv(t)と入力信号の包絡線Ｘenv(t)との誤差err(t)が最終的にゼロになるように、各タップ係数Ｋm(t)の更新が繰り返えされる。このような各タップ係数Ｋm(t)を収束させる演算を行うことで、マルチパスひずみを除去するためのデジタルフィルタ１１０の適応処理が的確に実行される。
【００４０】
なお、上述の相関量の値Ｐm(t)は、図７に示す構成の演算回路によって演算されるものでもよい。図７は、係数更新手段１６０の構成を表すブロック図であって、他の実施例を示す図である。なお、同図において、図６で示した同一の構成要素を同一符号で示している。
【００４１】
図７に示されるように、乗算器１６１は、入力信号の遅延値Ｘm(t)とフィルタ出力信号Ｙ(t)とを乗算し、後段の加算器１６５と遅延器１７４へ出力する。遅延器１７４は、乗算された値Ｘｍ(t)・Ｙ(t)を単位遅延時間τだけ保持し、遅延させた値Ｘｍ(t-1)・Ｙ(t-1)を加算器１６５へ出力する。
【００４２】
加算器１６５は、乗算器１６１と遅延器１７４の出力と加算することで、数式(3-2)に基づく値Ｐm(t)を求め、乗算器１６９へ出力する。
【００４３】
図７に示す構成の係数更新手段を有する適応フィルタ１００によれば、より少ない数の演算器で数式(3-2)に基づく相関量の値Ｐm(t)を求めることができるので、ハードウエア資源の節約と演算速度の向上が図れる。
【００４４】
また、本適応フィルタ１００は、図８に示す構成の係数更新手段１６０により、相関量の値Ｐm(t)に対して圧縮演算処理を施してタップ係数Ｋmを更新するものでもよい。ここで、図８は、係数更新手段１６０の構成を表すブロック図であって、他の実施例を示す図である。なお、同図において、図７で示した同一の構成要素を同一符号で示している。
【００４５】
図８において、加算器１６５が出力する値Ｐm(t)は、平方根演算器１６６と符号変換器１６７に入力され、数式(4-1)に基づき圧縮変換処理が施された値Ｒm(t)に変換される。すなわち、平方根演算器１６６は、値Ｐm(t)の絶対値の平方根を求め後段の乗算器１６８へ出力し、一方、符号変換器１６７は、数式(4-2)で示されるように、値Ｐm(t)の符号を１または-1に変換して乗算器１６８へ出力する。乗算器１６８は、これらの値を乗算することで、値Ｐm(t)を数式(5-1),(5-2)で示される圧縮変換処理された値Ｒm(t)に変換して乗算器１６９へ出力する。そして、数式（６）に基づき、次の演算周期におけるタップ係数Ｋm(t+1)を求めｍ段目の係数倍器１２４へ供給することで、タップ係数Ｋm(t)が更新される。
【００４６】
【数４】
【００４７】
【数５】
【００４８】
【数６】
【００４９】
図８に示す構成の係数更新手段１６０を有する適応フィルタ１００によれば、入力信号の遅延値Ｘｍ(t)と遅延されたフィルタ出力信号Ｙ(t)の相関量である値Ｐm(t)に対し、数式(4-1)に基づく圧縮変換処理が施されているため、演算処理の過程で生じる数値のオーバフロー、または端数の切り捨て等の誤差を回避し、タップ係数Ｋm(t)を速くかつ確実に収束させることができる。
【００５０】
なお、相関量としての値Ｐm(t)を値Ｒm(t)に変換する上述の圧縮変換処理は、平方根を求める変換関数に限定されるものではなく、例えば立方根等、更に多次の累乗根を求める関数に基づくものでも上述と同様の有利な効果が得られる。
【００５１】
本実施形態の適応フィルタ１００は、フィルタ出力信号の包絡線Ｙenv(t)から入力信号の包絡線Ｘenv(t)を減算比較した誤差err(t)がゼロになるようにタップ係数Ｋmを更新する適応処理が施される。入力信号の包絡線Ｘenv(t)は、ドップラフェーディングによって受信波の電界強度が変動する変動成分を反映させた量であり、これをフィルタ出力の包絡線Ｙenv(t)を一定にするための基準値として使用しているので、ドップラフェーディングによる変動成分が比較器１８０によってキャンセルされる。これにより、短い周期で振幅変動するマルチパスによるひずみ成分のみを除去することができる。
【００５２】
また、ドップラフェーディングによる緩やかな変動成分の影響を受けることなく、タップ係数Ｋmの更新演算を速く収束させることができるので、適応処理を安定化させることができる。
【００５３】
なお、上述した実施例では本発明をＦＩＲ型で構成されたデジタルフィルタに適用した例を示したが、本発明はＦＩＲ型のデジタルフィルタに限定するものではなく、ＩＩＲ型のデジタルフィルタ等にも適用できることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の適応フィルタの構成を表すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係るＦＭ受信装置の構成を表すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態に係る適応フィルタの構成を表すブロック図である。
【図４】図３に示した出力包絡線検波手段の構成を表すブロック図である。
【図５】図３に示した入力包絡線検波手段の構成を表すブロック図である。
【図６】図３に示した係数変更手段の構成を表すブロック図である。
【図７】図３に示した係数変更手段の他の構成を表すブロック図である。
【図８】図３に示した係数変更手段の更に他の構成を表すブロック図である。
【符号の説明】
１００ …適応フィルタ
１１０ …デジタルフィルタ
１１１〜１１６ …遅延器
１２１〜１２７ …係数倍器
１２８ …加算器
１３０ …適応処理手段
１５０ …出力包絡線検波手段
１６０ …係数更新手段
１８０ …比較器
１９０ …入力包絡線検波手段
Ｘ …入力信号
Ｙ …出力信号
err …誤差
Ｙenv …包絡線
Ｘenv …包絡線
Ｋm …タップ係数
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＭ受信装置に搭載され、受信波に生じたマルチパスひずみを除去するためのマルチパスひずみ除去フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＦＭラジオ放送においては、受信波のマルチパスひずみによる電波障害が重要な問題となっている。マルチパスひずみは、電波の多重伝搬によって位相及び電界強度が異なる複数の到来電波が相互に干渉しあうことにより、本来振幅が一定であるはずのＦＭ受信波信号に振幅の変動が生じてしまう現象である。特に、カーラジオなど移動体に搭載されるＦＭ受信装置では、移動と共に受信状態が変化するので、激しい振幅変動を伴うマルチパスひずみを受ける場合がある。マルチパスひずみは、ＦＭ復調信号にパルス状のノイズを生じさせ、再生音質を劣化させる一因となっている。
【０００３】
従来、カーラジオ等の移動体ＦＭ受信装置においては、ＡＲＣ（Automatic Reception Control）等の制御を行うことで、復調した再生音に含まれるノイズの低減を図っている。しかし、ＡＲＣ制御等によってノイズを低減させる方法は、復調された音のステレオ感など、いわば音質を犠牲にしてノイズを抑制するものであって、マルチパスひずみを根本的に除去するものではなかった。
【０００４】
ところで、近年のデジタル信号処理技術の高速化により、中間周波信号にダウンコンバートしたＦＭ受信波をデジタル信号に変換し、それより後段の検波等の信号処理をデジタル化したデジタルＦＭ受信装置が注目されている。このようなデジタル化されたＦＭ受信装置においては、放送局から受信装置までの伝送路の伝達関数に対して逆特性を有する適応デジタルフィルタを利用してマルチパスひずみを除去することができる。
【０００５】
図１は、ＦＩＲ型フィルタで構成されたマルチパスひずみを除去するための適応デジタルフィルタの例である。このフィルタのタップ係数Ｋmは、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）と呼ばれるアルゴリズムに従って更新される。すなわち、本来振幅が一定であるはずのＦＭ信号の特性に着目し、フィルタを通過した出力信号の包絡線（振幅）と基準値との誤差errが最小になるようにタップ係数Ｋmを更新し収束させることで、マルチパスひずみを除去するフィルタ特性になるように適応処理を行っている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、移動体ＦＭ受信装置においては、車両の移動によって多重に到来する受信波に僅かな周波数のズレが生じる。このような受信状態の場合には、パルチパスによる激しい受信波の振幅変動に加え、数Ｈｚ〜十数Ｈｚ程度の比較的遅い変動成分が重畳する、いわゆるドップラフェーディングと呼ばれる受信波の振幅変動成分が生じる。
【０００７】
しかしながら、このようなドップラフェーディングによるひずみ成分が含まれる受信波に対し、上述した従来のＣＭＡ手法に従ってフィルタの適応処理を行うと、ドップラフェーディングに追従してしまい上述の誤差errを定常的にゼロすることができず、フィルタの適応処理が不安定となる場合があった。
【０００８】
本発明はこうした従来の課題に鑑みてなされたものであり、例えば適応処理をより安定化させ、確実にマルチパスひずみを除去する等のＦＭ受信装置に搭載されるマルチパスひずみ除去フィルタを提供することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本願発明（請求項１）は、マルチパスによるひずみ成分を含むデジタル受信信号を入力信号としフィルタ演算処理を施して当該ひずみ成分を除去するデジタルフィルタと、前記デジタルフィルタが出力する出力信号の振幅と基準値との誤差を検出する誤差検出手段と、検出された前記誤差が最小となる前記デジタルフィルタのフィルタ特性を予測演算し当該予測演算結果に基づいて前記デジタルフィルタの各タップ係数を更新する係数更新手段とを備えるマルチパスひずみ除去フィルタであって、前記入力信号の振幅を検波する検波手段が設けられ、当該検波手段が検波する前記入力信号の振幅に応じて前記基準値が可変に設定されることを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の最も好適な実施の形態について図面を参照しながら説明する。まず、本適応フィルタ１００が搭載されるＦＭ受信装置について説明する。なお、図２は、カーラジオ等のデジタルＦＭ受信装置の構成を表すブロック図である。
【００１１】
同図において、アンテナ回路１０で受信されたＦＭ放送の受信波は、ＲＦ増幅器（高周波増幅器）１１で増幅され、これにより生成されたＲＦ信号が混合器１２へ出力される。混合器１２は、ＰＬＬ回路及びＶＣＯ回路等で構成された局部発信器１３からの局部発信信号とＲＦ信号とを混合することにより、周波数がダウンコンバートされた中間周波信号ＩＦを生成してＡ／Ｄ変換器１４へ供給する。Ａ／Ｄ変換器１４は、所定のサンプリング周期毎に中間周波信号ＩＦをアナログ信号からデジタルサンプル値信号（以下「デジタル信号」）Ｄifに変換する。
【００１２】
デジタル信号に変換された中間周波信号Ｄifは、ＩＦ増幅器（中間周波増幅器）１５で増幅される。ＩＦ増幅器１５は、自動利得制御（ＡＧＣ）機能を有し、受信波の電界強度によらず常に安定した振幅の中間周波信号Ｄifを後段の適応フィルタ１００及びＦＭ検波器１６等へ出力するようになっている。
【００１３】
適応フィルタ１００は、振幅調整された中間周波信号Ｄifに対し、主にマルチパスひずみを除去するためのデジタル信号処理を施して後段のＦＭ検波器１６へ出力する。この適応フィルタ１００の詳細な構成及び動作については後述する。
【００１４】
ＦＭ検波器１６は、適応フィルタ１００を通過した中間周波信号Ｄifに対し、所定の検波方式でデジタル検波処理を施してコンポジェット信号である検波信号Ｄdtを生成する。そして、検波信号Ｄdtは、オーディオ処理部１７において、受信波の電界強度に基づいたミュート処理またはハイカット制御処理等が施されるとともにステレオ復調され、左右それぞれのオーディオ信号Ｄsに分離される。
【００１５】
そして、各オーディオ信号Ｄsは、Ｄ／Ａ変換器１８においてアナログ信号に変換され、後段のオーディオ増幅器１９がアナログのオーディオ信号を増幅しスピーカ２０へ供給することで、受信したＦＭ放送音声を再生するようになっている。
【００１６】
次に、ＦＭ受信波に生じたマルチパスひずみを除去するための適応フィルタ１００について図面を参照しながら説明する。図３は、適応フィルタ１００の構成を表すブロック図である。なお、本来は復素演算が必要になるが、ここでは、入力信号Ｘ(t)の信号周期に対し単位遅延時間τが１／４である場合における簡略構成を示している。この適応フィルタ１００は、Ａ／Ｄ変換後のＦＭ中間周波信号Ｄifを入力信号Ｘ(t)とするＦＩＲ型のデジタルフィルタ１１０と、ＦＭ中間周波信号に生じたマルチパスひずみを除去するいわゆる逆フィルタとして機能するためのフィルタ特性になるように、デジタルフィルタ１１０に対して適応処理する適応処理手段１３０とから構成されている。
【００１７】
図３を参照し、デジタルフィルタ１１０の構成を説明する。デジタルフィルタ１１０は、次数ＮのＦＩＲ（Finite Impulse Response）型フィルタで形成され、N-1個の遅延器１１１〜１１６と、Ｎ個の係数倍器１２１〜１２７と、加算器１２８とを備えている。ここで、デジタルフィルタ１１０の次数Ｎは、入力信号の周波数、フィルタの演算精度、及び演算可能な周期（クリティカルパス）等を考慮して適宜の数に決定される。
【００１８】
デジタルフィルタ１１０への入力信号Ｘ(t)が先頭の遅延器１１１に入力されると、遅延器１１１は、基準クロックに同期して、すなわち単位遅延時間τだけ入力信号Ｘ(t)のサンプル値を保持し後段の遅延器１１２へ出力する。同様に遅延器１１２は、１基準クロック（単位遅延時間τ）分遅延された入力信号の遅延値Ｘ1(t)を後段の遅延器へ出力し、以降の遅延器１１３〜１１６においても、順次、基準クロックに同期して遅延時間を積算させながら入力信号Ｘ(t)の遅延値をシフトさせてゆく。
【００１９】
各係数倍器１２１〜１２７は、入力信号Ｘ(t)、及び各遅延器１１１〜１１６が保持している１,２,〜N-1単位遅延時間遅延された各遅延値Ｘ(t-1)，Ｘ(t-2)〜Ｘ(t-N+1)に対し、それぞれのフィルタ係数（以下「タップ係数」という）を乗算して加算器１２８へ出力する。加算器１２８は、これら係数倍された信号を加算して、デジタルフィルタ１１０の出力信号Ｙ(t)として出力する。
【００２０】
次に、上述のデジタルフィルタ１１０に対して適応処理を行う適応処理手段１３０について説明する。なお、適応処理手段１３０は、フィルタの出力信号Ｙ(t)の振幅Ｙenv(t)が一定になるように、デジタルフィルタ１１０の各タップ係数Ｋｍを演算周期毎に更新し最終的に収束させる処理を行う。
【００２１】
適応処理手段１３０は、出力信号Ｙ(t)の振幅に相当する包絡線Ｙenv(t)を検波する包絡線検波手段１５０と、入力信号Ｘ(t)の振幅に相当する包絡線Ｘenv(t)を検波する入力包絡線検波手段１９０と、比較器１８０と、係数更新手段１６０とを備え構成されている。
【００２２】
出力包絡線検波手段１５０は、数式（１）に基づいて、出力信号Ｙ(t)の包絡線Ｙenv(t)を検波する。図４(a)または(b)は、包絡線検波手段１５０の構成を例示するブロック図である。
【００２３】
図４(a)において、出力包絡線検波手段１５０は、遅延器１５１と、乗算器１５２，１５３と、加算器１５４とを備え構成されている。遅延器１５１は、基準クロックに同期してフィルタ出力信号Ｙ(t)を単位遅延時間τだけ保持し、遅延された出力信号の遅延値Ｙ(t-1)を乗算器１５３へ出力する。乗算器１５２，１５３は、フィルタの出力信号Ｙ(t)とその遅延値Ｙ(t-1)をそれぞれ自乗し、加算器１５４は、乗算器１５２，１５３が出力する各自乗値を加算することで、フィルタ出力信号Ｙ(t)の包絡線Ｙenv(t)を求めている。
【００２４】
【数１】
出力包絡線検波手段１５０は、図４(b)に示す構成であってもよい。この場合において、包絡線検波手段１５０は、乗算器１５５と、遅延器１５６と、加算器１５７とを備えている。乗算器１５５は、フィルタ出力信号Ｙ(t)を自乗し、遅延器１５６、及び加算器１５７へ出力する。遅延器１５６は、フィルタ出力信号Ｙ(t)の自乗値を単位遅延時間τだけ保持し、そのτ時間遅延した値を加算器１５７へ出力する。加算器１５７は、フィルタ出力信号Ｙ(t)の自乗値と、そのτ時間遅延した値とを加算することで、フィルタ出力信号Ｙ(t)の包絡線Ｙenv(t)を求めている。
【００２６】
図４(b)に示す構成の出力包絡線検波手段１５０によれば、より少ない数の演算器構成で数式（１）に基づく包絡線Ｙenv(t)を求めることができるので、演算速度が相対的に速くなる。
【００２７】
次に、入力包絡線検波手段１９０について図５を参照し説明する。図５(a)または(b)は、入力包絡線検波手段１９０の構成を例示するブロック図である。図５(a)において、入力包絡線検波手段１９０は、遅延器１９１と、乗算器１９２，１９３と、加算器１９４と、ローパスフィルタ１９５とを備え構成されている。遅延器１９１は、基準クロックに同期して入力信号Ｘ(t)を単位遅延時間τだけ保持し、遅延された入力信号の遅延値Ｘ(t-1)を乗算器１９３へ出力する。乗算器１９２，１９３は、入力信号Ｘ(t)とその遅延値Ｘ(t-1)をそれぞれ自乗し、加算器１９４は、乗算器１９２，１９３が出力する各自乗値を加算し、後段のローパスフィルタ１９５へ出力する。ローパスフィルタ１９５は、入力信号Ｘ(t)の高周波成分を除去し、これにより、入力信号の直流成分を主とする包絡線Ｘenv(t)が得られる。ここで、ローパスフィルタ１９５の時定数は、受信波信号のドップラフェーディングによる変動周期に対応した値に設定されている。これにより、入力包絡線検波手段１９０は、ドップラフェーディングによって緩やかに変動する入力信号の電界強度に相当する量として包絡線Ｘenv(t)を抽出している。
【００２８】
なお、入力包絡線検波手段１９０は、図５(b)に示す構成であってもよい。この場合において、入力包絡線検波手段１９０は、乗算器１９６と、遅延器１９７と、加算器１９８と、ローパスフィルタ１９９とを備えている。乗算器１９６は、入力信号Ｘ(t)を自乗し、遅延器１９７、及び加算器１９８へ出力する。遅延器１９７は、入力信号Ｘ(t)の自乗値を更に単位遅延時間τだけ保持し、そのτ時間遅延した値を加算器１９８へ出力する。加算器１９８は、入力信号Ｘ(t)の自乗値と、更にそのτ時間遅延した値とを加算して後段のローパスフィルタ１９９へ出力する。ローパスフィルタ１９９は、入力信号Ｘ(t)の高周波成分を除去し、入力信号の直流を主成分とする包絡線Ｘenv(t)が得られる。図５(b)に示す構成の入力包絡線検波手段１９０によれば、より少ない数の演算器構成で包絡線Ｘenv(t)を求めることができるので、演算速度が相対的に速くなる。
【００２９】
再び図３において、比較器１８０は、フィルタ出力信号の包絡線Ｙenv(t)から、入力包絡線検波手段１９０で得られた入力信号の包絡線Ｘenv(t)を減算し、すなわち数式（２）に基づいて誤差err(t)を求め係数更新手段１６０へ出力する。
【００３０】
【数２】
係数更新手段１６０は、誤差err(t)が最小になるように、各係数倍器１２１〜１２７のタップ係数Ｋmを更新する。係数更新手段１６０の具体的な構成を図６に示す。なお、図６は、ｍ段目の係数倍器１２４におけるタップ係数Ｋmを更新する係数更新手段１６０のブロック図であり、０,１,２,〜N-1段目の各係数倍器１２１〜１２７に対しそれぞれ同様の係数更新手段１６０が設けられている。
【００３２】
次に、図６に基づいて、タップ係数Ｋmを更新する係数更新手段１６０を代表して説明する。係数更新手段１６０は、ｍ単位遅延時間だけ遅延された入力信号Ｘ(t)の遅延値Ｘｍ(t)と、フィルタ出力信号Ｙ(t)と、上述の誤差err(t)を入力変数とし、次の演算時刻で使用するタップ係数Ｋm(t+1)を求め、ｍ段目の係数倍器１２４へ供給する。
【００３３】
具体的には、数式(3-1),(3-2)のタップ係数更新式に基づきタップ係数Ｋmを更新する。
【００３４】
【数３】
図６において、係数更新手段１６０に入力された遅延値Ｘｍ(t)とフィルタ出力信号Ｙ(t)は、乗算器１６１で乗算され後段の加算器１６５へ出力される。また、入力信号の遅延値Ｘｍ(t)とフィルタ出力信号Ｙ(t)は、遅延器１６２，１６３によって単位遅延時間τだけ保持され、この保持された値、すなわち１基準クロック時刻前のそれぞれの値が乗算器１６４に入力される。乗算器１６４は、これらの遅延値を乗算して加算器１６５へ出力する。
【００３６】
加算器１６５は、乗算器１６１，１６４が出力する値を加算し、上述の数式(3-2)に基づく値Ｐm(t)を出力する。なお、ここで値Ｐm(t)は、入力信号の遅延値Ｘｍ(t)とフィルタ出力信号Ｙ(t)の相関に相当する量であり、相関量とも呼ばれている。
【００３７】
乗算器１６９は、加算器１６５の出力である値Ｐm(t)と上述の比較器１８０によって求められた誤差err(t)とを乗算し後段の乗算器１７０へ出力する。乗算器１７０は、乗算器１６９の出力値と定数としての減衰係数αとを乗算して減算器１７１の負入力端側へ出力する。なお、減衰係数αは、適宜に設定された正の値であり、フィルタの適応処理においてタップ係数Ｋm(t)の収束時間と係数更新の安定性とのバランスを考慮し予め実験的に求められている。
【００３８】
遅延器１７２は、当該演算周期（現時刻における）のタップ係数Ｋm(t)を保持しており、タップ係数Ｋm(t)を上述した減算器１７１の正入力端側へ出力する。減算器１７１は、当演算周期におけるタップ係数Ｋm(t)から、乗算器１７０の出力値を減算することで、次の演算周期におけるタップ係数Ｋm(t+1)を求め、係数倍器１２４へ供給する。これにより、ｍ段目の係数倍器１２４のタップ係数Ｋm(t)が更新されるようになっている。
【００３９】
なお、０,１,２,〜N-1段目のそれぞれの係数倍器１２１〜１２６においても同様の係数更新手段１６０が設けられており、当該演算周期内に各タップ係数Ｋm(t)の更新処理が実施される。そして、遅延されたフィルタ出力信号の包絡線Ｙenv(t)と入力信号の包絡線Ｘenv(t)との誤差err(t)が最終的にゼロになるように、各タップ係数Ｋm(t)の更新が繰り返えされる。このような各タップ係数Ｋm(t)を収束させる演算を行うことで、マルチパスひずみを除去するためのデジタルフィルタ１１０の適応処理が的確に実行される。
【００４０】
なお、上述の相関量の値Ｐm(t)は、図７に示す構成の演算回路によって演算されるものでもよい。図７は、係数更新手段１６０の構成を表すブロック図であって、他の実施例を示す図である。なお、同図において、図６で示した同一の構成要素を同一符号で示している。
【００４１】
図７に示されるように、乗算器１６１は、入力信号の遅延値Ｘm(t)とフィルタ出力信号Ｙ(t)とを乗算し、後段の加算器１６５と遅延器１７４へ出力する。遅延器１７４は、乗算された値Ｘｍ(t)・Ｙ(t)を単位遅延時間τだけ保持し、遅延させた値Ｘｍ(t-1)・Ｙ(t-1)を加算器１６５へ出力する。
【００４２】
加算器１６５は、乗算器１６１と遅延器１７４の出力と加算することで、数式(3-2)に基づく値Ｐm(t)を求め、乗算器１６９へ出力する。
【００４３】
図７に示す構成の係数更新手段を有する適応フィルタ１００によれば、より少ない数の演算器で数式(3-2)に基づく相関量の値Ｐm(t)を求めることができるので、ハードウエア資源の節約と演算速度の向上が図れる。
【００４４】
また、本適応フィルタ１００は、図８に示す構成の係数更新手段１６０により、相関量の値Ｐm(t)に対して圧縮演算処理を施してタップ係数Ｋmを更新するものでもよい。ここで、図８は、係数更新手段１６０の構成を表すブロック図であって、他の実施例を示す図である。なお、同図において、図７で示した同一の構成要素を同一符号で示している。
【００４５】
図８において、加算器１６５が出力する値Ｐm(t)は、平方根演算器１６６と符号変換器１６７に入力され、数式(4-1)に基づき圧縮変換処理が施された値Ｒm(t)に変換される。すなわち、平方根演算器１６６は、値Ｐm(t)の絶対値の平方根を求め後段の乗算器１６８へ出力し、一方、符号変換器１６７は、数式(4-2)で示されるように、値Ｐm(t)の符号を１または-1に変換して乗算器１６８へ出力する。乗算器１６８は、これらの値を乗算することで、値Ｐm(t)を数式(5-1),(5-2)で示される圧縮変換処理された値Ｒm(t)に変換して乗算器１６９へ出力する。そして、数式（６）に基づき、次の演算周期におけるタップ係数Ｋm(t+1)を求めｍ段目の係数倍器１２４へ供給することで、タップ係数Ｋm(t)が更新される。
【００４６】
【数４】
【数５】
【数６】
図８に示す構成の係数更新手段１６０を有する適応フィルタ１００によれば、入力信号の遅延値Ｘｍ(t)と遅延されたフィルタ出力信号Ｙ(t)の相関量である値Ｐm(t)に対し、数式(4-1)に基づく圧縮変換処理が施されているため、演算処理の過程で生じる数値のオーバフロー、または端数の切り捨て等の誤差を回避し、タップ係数Ｋm(t)を速くかつ確実に収束させることができる。
【００５０】
なお、相関量としての値Ｐm(t)を値Ｒm(t)に変換する上述の圧縮変換処理は、平方根を求める変換関数に限定されるものではなく、例えば立方根等、更に多次の累乗根を求める関数に基づくものでも上述と同様の有利な効果が得られる。
【００５１】
本実施形態の適応フィルタ１００は、フィルタ出力信号の包絡線Ｙenv(t)から入力信号の包絡線Ｘenv(t)を減算比較した誤差err(t)がゼロになるようにタップ係数Ｋmを更新する適応処理が施される。入力信号の包絡線Ｘenv(t)は、ドップラフェーディングによって受信波の電界強度が変動する変動成分を反映させた量であり、これをフィルタ出力の包絡線Ｙenv(t)を一定にするための基準値として使用しているので、ドップラフェーディングによる変動成分が比較器１８０によってキャンセルされる。これにより、短い周期で振幅変動するマルチパスによるひずみ成分のみを除去することができる。
【００５２】
また、ドップラフェーディングによる緩やかな変動成分の影響を受けることなく、タップ係数Ｋmの更新演算を速く収束させることができるので、適応処理を安定化させることができる。
【００５３】
なお、上述した実施例では本発明をＦＩＲ型で構成されたデジタルフィルタに適用した例を示したが、本発明はＦＩＲ型のデジタルフィルタに限定するものではなく、ＩＩＲ型のデジタルフィルタ等にも適用できることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の適応フィルタの構成を表すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係るＦＭ受信装置の構成を表すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態に係る適応フィルタの構成を表すブロック図である。
【図４】図３に示した出力包絡線検波手段の構成を表すブロック図である。
【図５】図３に示した入力包絡線検波手段の構成を表すブロック図である。
【図６】図３に示した係数変更手段の構成を表すブロック図である。
【図７】図３に示した係数変更手段の他の構成を表すブロック図である。
【図８】図３に示した係数変更手段の更に他の構成を表すブロック図である。
【符号の説明】
１００ …適応フィルタ
１１０ …デジタルフィルタ
１１１〜１１６ …遅延器
１２１〜１２７ …係数倍器
１２８ …加算器
１３０ …適応処理手段
１５０ …出力包絡線検波手段
１６０ …係数更新手段
１８０ …比較器
１９０ …入力包絡線検波手段
Ｘ …入力信号
Ｙ …出力信号
err …誤差
Ｙenv …包絡線
Ｘenv …包絡線
Ｋm …タップ係数
Claims (7)
- マルチパスによるひずみ成分を含むデジタル受信信号を入力信号としフィルタ演算処理を施して当該ひずみ成分を除去するデジタルフィルタと、前記デジタルフィルタが出力する出力信号の振幅と基準値との誤差を検出する誤差検出手段と、検出された前記誤差が最小となる前記デジタルフィルタのフィルタ特性を予測演算し当該予測演算結果に基づいて前記デジタルフィルタの各タップ係数を更新する係数更新手段とを備えるマルチパスひずみ除去フィルタであって、
前記入力信号の振幅を検波する検波手段が設けられ、当該検波手段が検波する前記入力信号の振幅に応じて前記基準値が可変に設定されることを特徴とするマルチパスひずみ除去フィルタ。 - 前記検波手段は、当該演算周期における前記入力信号を自乗する乗算器と、当該乗算器による乗算値を単位遅延時間保持する記憶手段と、当該乗算値と当該記憶手段の記憶値とを加算する加算器とを備え、当該加算器による加算値を前記入力信号の振幅として検波することを特徴とする請求項１に記載のマルチパスひずみ除去フィルタ。
- 前記誤差検出手段は、当該演算周期における前記出力信号を自乗する乗算器と、当該乗算器による乗算値を単位遅延時間保持する記憶手段と、当該乗算値と当該記憶手段の記憶値とを加算する加算器と、当該加算器による加算値を前記出力信号の振幅として前記基準値と比較する比較器とを備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載のマルチパスひずみ除去フィルタ。
- 前記係数更新手段は、前記デジタルフィルタの各係数倍器に入力される前記入力信号の遅延値と前記出力信号との相関量を求め、当該相関量と前記誤差とを乗算した乗算値に基づいて前記各タップ係数の更新量を求めることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のマルチパスひずみ除去フィルタ。
- 前記係数更新手段は、前記デジタルフィルタの各係数倍器に入力される前記入力信号の遅延値と前記出力信号との相関量を求め、当該相関量を圧縮変換処理した値と前記誤差とを乗算した乗算値に基づいて前記各タップ係数の更新量を求めることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のマルチパスひずみ除去フィルタ。
- 前記圧縮変換処理は、前記相関量の絶対値の平方根に当該相関量の符号を付与した値に変換する演算処理であることを特徴とする請求項５に記載のマルチパスひずみ除去フィルタ。
- 前記係数更新手段は、当該演算周期における前記入力信号の前記各遅延値と前記出力信号とを乗算する乗算器と、当該乗算器による乗算値を単位遅延時間保持する記憶手段と、当該乗算値と当該記憶手段で記憶した記憶値とを加算する加算器とを備え、当該加算器による加算値を前記相関量の値として演算することを特徴とする請求項４〜６の何れか１項に記載のマルチパスひずみ除去フィルタ。
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