JP5095444B2 - フィルタ装置、受信装置及び信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、フィルタ装置、受信装置、信号処理方法、信号処理プログラム、及び、当該信号処理プログラムが記録された記録媒体に関する。

従来から、音声の放送方式としてＦＭ（Frequency Modulation）方式が多く採用されている。こうしたＦＭ方式の放送では、受信波のマルチパス歪みによる受信障害が重要な問題である。このマルチパス歪みは、周囲における建物による反射等による電波の多重伝搬によって、位相及び電界強度が異なる到来電波が相互に干渉しあうマルチパス現象に伴なって発生する。

こうしたマルチパス現象が発生すると、本来は振幅が一定であるはずのＦＭ受信波信号の振幅が変動してしまい、再生音声の音質を劣化させる一因となる。特に、受信装置が車両等の移動体に搭載される場合には、移動体の移動とともに、受信状態が変化するので、激しい振幅変動を伴うマルチパス歪みが生じる場合がある。

このため、マルチパス歪みを除去するために様々な技術が提案されている。こうした技術の中で、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）と呼ばれるアルゴリズムを利用して適応制御を行うことで、マルチパス歪みを除去するデジタルフィルタを実現する技術が注目されている（特許文献１及び特許文献２参照：以下、「従来例１」及び「従来例２」と呼ぶ）。これらの従来例１，２の技術では、車両等の移動による受信状態の変化に対応するため、適応制御を適正かつ高速に行うことができる技術が提案されている。

特開２００５−６４６１６号公報 特開２００５−６４６１８号公報

上述した従来例１，２のＣＭＡを用いた適応デジタルフィルタを採用すると、マルチパス歪みを除去することができるばかりではなく、受信感度も向上する。この結果、放送波を受信して再生することができる領域（以下、「受信可能領域」という）も拡大する。しかしながら、受信可能領域が拡大すると、同一周波数帯ではあるが、異なる放送局から送信された複数の放送波を同時に受信してしまう領域も拡大することになる。こうした領域では、複数の放送波の電界強度が全て弱くなっているのが、一般的である。

ところで、ＣＭＡを用いた適応フィルタは、同一の周波数帯に複数の放送波が存在する場合には、複数の放送内容を混信させずに、いずれか１つの放送内容のみ選択的に受信するように、フィルタ特性を収束させる。このため、複数の放送波における２個以上の電界強度がほぼ等しい場所を受信装置が通過する場合には、放送内容の切り替えが頻繁に発生する場合があった。かかる頻繁な放送内容の切り替えは、聴取者にとって、聴感上大きな違和感を与えることになる。

このため、複数の放送波の受信可能領域内である可能性が低い場所では、迅速かつ的確にマルチパス歪みを除去するとともに、複数の放送波の受信可能領域内である可能性が高い領域では、聴取者に対する聴感上の違和感を低減しつつ、マルチパス歪みを除去することができる技術が望まれている。かかる要請に応えることが、本発明が解決すべき課題の一つとして挙げられる。

本発明は、上記の事情を鑑みてなされたものであり、放送波の受信環境に対応した特性でマルチパスによる歪み成分の除去を行うことができるフィルタ装置、受信装置及び信号処理方法を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、入力信号の信号レベルを検出する検出手段と；前記入力信号に含まれるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング手段と；前記検出手段による検出結果に基づいて、前記フィルタリング手段の前記歪み成分の除去特性を制御する制御手段と；を備え、前記フィルタリング手段は、デジタルフィルタを備え、前記制御手段は、前記検出手段により検出されたレベル検出値のみに基づいて、重み係数を決定する決定手段と；前記デジタルフィルタからの出力信号の振幅値と基準値との誤差を算出する誤差算出手段と；前記誤差算出手段により算出された誤差が最小となる前記デジタルフィルタのフィルタ特性を、前記決定手段により決定された重み係数に前記算出された誤差を乗じた値を利用して予測演算し、前記予測演算の結果に基づいて、前記デジタルフィルタの各タップ係数を更新する係数更新手段と；を備え、前記決定手段は、前記レベル検出値が所定値未満である場合には、前記レベル検出値が前記所定値以上である場合よりも、前記重み係数を小さくする、ことを特徴とするフィルタ装置である。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載のフィルタ装置と；受信信号から指定物理チャンネルの周波数帯の信号を抽出し、前記フィルタ装置に入力させる信号抽出手段と；を備えることを特徴とする受信装置である。

請求項５に記載の発明は、デジタルフィルタを備えるフィルタ装置において使用される信号処理方法であって、入力信号の信号レベルを検出する検出工程と；前記検出工程における検出結果に基づいて前記入力信号に含まれるマルチパスによる歪み成分の除去特性を制御しつつ、前記入力信号に含まれるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング工程と；を備え、前記フィルタリング工程は、前記検出工程において検出されたレベル検出値のみに基づいて、重み係数を決定する決定工程と；前記デジタルフィルタからの出力信号の振幅値と基準値との誤差を算出する誤差算出工程と；前記誤差算出工程において算出された誤差が最小となる前記デジタルフィルタのフィルタ特性を、前記決定工程において決定された重み係数に前記算出された誤差を乗じた値を利用して予測演算し、前記予測演算の結果に基づいて、前記デジタルフィルタの各タップ係数を更新する係数更新工程と；を備え、前記決定工程では、前記レベル検出値が所定値未満である場合には、前記レベル検出値が前記所定値以上である場合よりも、前記重み係数を小さくする、ことを特徴とする信号処理方法である。

請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の信号処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とする信号処理プログラムである。

請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の信号処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体である。

以下、本発明の一実施形態を、図１〜図９を参照して説明する。なお、本実施形態においては、車両に搭載されたＲＤＳ対応のＦＭラジオ受信装置を例示して説明する。また、以下の説明及び図面においては、同一又は同等の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

［構成］
図１には、一実施形態に係る受信装置１００の概略的な構成がブロック図にて示されている。この図１に示されるように、受信装置１００は、アンテナ１１０と、ＲＦ処理ユニット１２０とを備えている。また、受信装置１００は、フィルタ装置１３０と、再生処理ユニット１４０と、アナログ処理ユニット１５０とを備えている。さらに、受信装置１００は、音出力ユニット１６０と、操作入力ユニット１７０と、制御ユニット１９０とを備えている。

上記のアンテナ１１０は、放送波を受信する。アンテナ１１０による受信結果は、受信信号ＲＦＳとして、ＲＦ処理ユニット１２０へ送られる。

上記のＲＦ処理ユニット１２０は、制御ユニット１９０からの選局指令ＣＳＬに従って、選択すべき物理チャンネルの信号を受信信号ＲＦＳから抽出する選局処理を行い、所定の中間周波数帯の成分を有する中間周波信号ＩＦＤとして、フィルタ装置１３０へ送られる。このＲＦ処理ユニット１２０は、図２に示されるように、入力フィルタ１２１と、高周波増幅器（ＲＦ−ＡＭＰ：Radio Frequency-Amplifier）１２２と、バンドパスフィルタ（以下、「ＲＦフィルタ」とも呼ぶ）１２３とを備えている。また、ＲＦ処理ユニット１２０は、ミキサ（混合器）１２４と、中間周波フィルタ（以下、「ＩＦフィルタ」とも呼ぶ）１２５と、ＡＤ（Analogue to Digital）変換器（ＡＤＣ）１２６とを備えている。さらに、ＲＦ処理ユニット１２０は、局部発振回路（ＯＳＣ）１２７を備えている。

上記の入力フィルタ１２１は、アンテナ１１０からの受信信号ＲＦＳの低周波成分を遮断するハイパスフィルタである。高周波増幅器１２２は、入力フィルタ１２１を通過した信号を増幅する。

ＲＦフィルタ１２３は、高周波増幅器１２２から出力された信号のうち、高周波帯の信号を選択的に通過させる。ミキサ１２４は、ＲＦフィルタ１２３を通過した信号と、局部発振回路１２７から供給された局部発振信号ＣＦとを混合する。ＩＦフィルタ１２５は、ミキサ１２４から出力された信号のうち、予め定められた中間周波数範囲の信号を選択して通過させる。

ＡＤＣ１２６は、ＩＦフィルタ１２５を通過した信号をデジタル信号に変換する。この変換結果は、中間周波信号ＩＦＤとして、フィルタ装置１３０へ向けて出力される。

局部発振回路１２７は、電圧制御等により発振周波数の制御が可能な発振器等を備えて構成される。この局部発振回路１２７は、制御ユニット１９０から供給された選局指令ＣＳＬに従って、選局すべき物理チャンネルに対応する周波数の局部発振信号ＣＦを生成し、ミキサ１２４へ供給する。

図１に戻り、上記のフィルタ装置１３０は、ＲＦ処理ユニット１２０からの中間周波信号ＩＦＤを受ける。そして、フィルタ装置１３０は、いわゆるマルチパスの発生による受信信号の歪みを除去するためのフィルタリング処理を行う。かかる機能を有するフィルタ装置１３０は、図３に示されるように、検出手段としてのレベル検出部１３１と、自動利得制御（ＡＧＣ）部１３２とを備えている。また、フィルタ装置１３０は、フィルタリング手段としてのデジタルフィルタ部１３３と、制御手段としてのフィルタ特性制御部１３４とを備えている。

上記のレベル検出部１３１は、ＲＦ処理ユニット１２０からの中間周波信号ＩＦＤを受ける。そして、レベル検出部１３１は、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルを検出する。レベル検出部１３１による検出結果は、レベル検出結果ＤＴＬとして、ＡＧＣ部１３２及びフィルタ特性制御部１３４へ向けて送られる。

上記のＡＧＣ部１３２は、ＲＦ処理ユニット１２０からの中間周波信号ＩＦＤを受けるとともに、レベル検出部１３１からのレベル検出結果ＤＴＬを受ける。そして、ＡＧＣ部１３２は、レベル検出結果ＤＴＬに基づいて中間周波信号ＩＦＤを増幅することにより、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルにかかわらず、常に安定した振幅の中間周波数帯の信号ＧＣＤを生成する。こうして生成された信号ＧＣＤは、デジタルフィルタ部１３３及びフィルタ特性制御部１３４へ向けて送られる。

上記のデジタルフィルタ部１３３は、本実施形態では、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとして構成されている。このデジタルフィルタ部１３３は、ＡＧＣ部１３２からの信号ＧＣＤを受ける。そして、デジタルフィルタ部１３３は、フィルタ特性制御部１３４からの係数指定ＣＥＦに従って、フィルタリング演算を行う。かかる機能を有するデジタルフィルタ部１３３は、図４に示されるように、（Ｍ−１）個の遅延器２３１₁〜２３１_M-1と、Ｍ個の係数倍器２３２₀〜２３２_M-1と、加算器２３３とを備えている。

上記の遅延器２３１_j（ｊ＝１〜Ｍ−１）のそれぞれは、入力した信号Ｘ_j-1（Ｔ）を単位遅延時間τだけ遅延させ、信号Ｘ_j（Ｔ）として出力する。ここで、信号Ｘ₀（Ｔ）が、ＡＧＣ部１３２からの信号ＧＣＤとなっている。この結果、信号Ｘ_j（Ｔ）と信号Ｘ₀（Ｔ）と関係は、次の（１）式で表される。
Ｘ_j（Ｔ）＝Ｘ₀（Ｔ−ｊ・τ） …（１）

なお、本実施形態では、遅延器２３１_jのそれぞれは、周期τの不図示の基準クロックに同期して信号Ｘ_j-1（Ｔ）をサンプリングして出力する。このため、単位遅延時間τの間、サンプリング結果が遅延器２３１_jに保持されて、出力されるようになっている。ここで、遅延時間τは、入力信号Ｘ₀（Ｔ）の信号周期の１／４となっている。

遅延器２３１_jにより生成された信号Ｘ_j（Ｔ）は、係数倍器２３２_jへ向けて送られる。なお、係数倍器２３２₀へは、信号Ｘ₀（Ｔ）が送られるようになっている。

上記の係数倍器２３２_m（ｍ＝０〜Ｍ−１）のそれぞれは、信号Ｘ_m（Ｔ）、及び、フィルタ特性制御部１３４からの係数指定ＣＥＦにおけるタップ係数Ｋ_m（Ｔ）を受ける。そして、係数倍器２３２_mは、信号Ｘ_m（Ｔ）とタップ係数Ｋ_m（Ｔ）とを乗算する。この乗算の結果は、加算器２３３へ送られる。

上記の加算器２３３は、係数倍器２３２₀〜２３２_M-1による乗算結果［Ｘ₀（Ｔ）・Ｋ₀（Ｔ）］〜［Ｘ_M-1（Ｔ）・Ｋ_M-1（Ｔ）］を受ける。そして、加算器２３３は、次の（２）式により、信号Ｙ（Ｔ）を算出する。
Ｙ（Ｔ）＝Ｘ₀（Ｔ）・Ｋ₀（Ｔ）＋…＋Ｘ_M-1（Ｔ）・Ｋ_M-1（Ｔ） …（２）

こうして算出された信号Ｙ（Ｔ）が、信号ＦＬＤとして、フィルタ特性制御部１３４及び再生処理ユニット１４０へ送られる。

図３に戻り、上記のフィルタ特性制御部１３４は、デジタルフィルタ部１３３からの信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））と、ＡＧＣ部１３２からの信号ＧＣＤ（＝Ｘ₀（Ｔ））と、レベル検出部１３１からの信号ＤＴＬ（＝Ｅ（Ｔ））とを受ける。そして、フィルタ特性制御部１３４は、これらの信号Ｙ（Ｔ），Ｘ₀（Ｔ），Ｅ（Ｔ）に基づいて、係数指定ＣＥＦを生成する。かかる機能を有するフィルタ特性制御部１３４は、図５に示されるように、包絡線検波部２４１と、誤差算出手段としての誤差算出部２４２と、決定手段としての重み係数（ステップサイズ）決定部２４３と、係数更新手段としての係数更新部２４４とを備えている。

上記の包絡線検波部２４１は、不図示の遅延器、乗算器、加算器等を備えて構成される。ここで、遅延器は、上述した遅延器２３１_jと同様に構成されている。

この包絡線検波部２４１は、デジタルフィルタ部１３３からの信号Ｙ（Ｔ）を受ける。そして、包絡線検波部２４１は、次の（３）式の演算を行うことにより、信号Ｙ（Ｔ）に関する包絡線検波を行う。
Ｙ_ENV（Ｔ）＝［Ｙ（Ｔ）］²＋［Ｙ（Ｔ−τ）］² …（３）

包絡線検波部２４１による包絡線検波結果は、信号Ｙ_ENV（Ｔ）として、誤差算出部２４２へ送られる。

誤差算出部２４２は、不図示の減算器を備えるとともに、基準値Ｙ_THが記憶されている。この誤差算出部２４２は、包絡線検波部２４１からの信号Ｙ_ENV（Ｔ）を受ける。そして、誤差算出部２４２は、次の（４）式により、信号Ｙ_ENV（Ｔ）の基準値Ｙ_THからの誤差を算出する。
ＥＲＲ（Ｔ）＝Ｙ_ENV（Ｔ）−Ｙ_TH …（４）

誤差算出部２４２による誤差算出結果は、信号ＥＲＲ（Ｔ）として、係数更新部２４４へ送られる。なお、基準値Ｙ_THは、実験、シミュレーション、経験等に基づき、上述したＡＧＣ部１３２における自動利得制御特性とともに、予め定められる。

上記の重み係数決定部２４３は、レベル検出部１３１からの信号ＤＴＬ（＝Ｅ（Ｔ））を受ける。そして、重み係数決定部２４３は、信号Ｅ（Ｔ）の値に基づいて、重み係数（ステップサイズ）α（Ｔ）を決定する。この重み係数α（Ｔ）（一般に、α（Ｔ）＞０）は、フィルタ装置１３０における適応制御の収束についての強度を定めるものであり、重み係数α（Ｔ）が大きくなるほど、適応制御の収束強度が高くなる。なお、本実施形態では、重み係数決定部２４３は、図６に示される態様で、信号Ｅ（Ｔ）の値に基づいて、重み係数α（Ｔ）を決定するようになっている。

重み係数決定部２４３による決定結果は、信号α（Ｔ）として、係数更新部２４４へ送られる。なお、図６における所定値Ｅ_THは、実験、シミュレーション、経験等に基づき、予め定められる。

図５に戻り、上記の係数更新部２４４は、デジタルフィルタ部１３３からの信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））と、ＡＧＣ部１３２からの信号ＧＣＤ（＝Ｘ₀（Ｔ））と、誤差算出部２４２からの信号ＥＲＲ（Ｔ）と、重み係数決定部２４３からの信号α（Ｔ）とを受ける。そして、係数更新部２４４は、これらの信号Ｙ（Ｔ），Ｘ₀（Ｔ），ＥＲＲ（Ｔ），α（Ｔ）に基づいて、係数指定ＣＥＦを生成する。かかる機能を有する係数更新部２４４は、図７に示されるように、Ｍ個の個別係数算出部２４９₀〜２４９_M-1を備えている。

上記の個別係数算出部２４９_m（ｍ＝０〜Ｍ−１）のそれぞれは、不図示の遅延器、乗算器、加算器、減算器等を備えて構成される。ここで、遅延器は、上述した遅延器２３１_jと同様に構成されている。

この個別係数算出部２４９_mは、信号Ｙ（Ｔ），Ｘ₀（Ｔ），ＥＲＲ（Ｔ），α（Ｔ）を受ける。そして、個別係数算出部２４９_mは、次の（５）及び（６）式により、タップ係数Ｋ_m（Ｔ＋τ）を算出する。

Ｋ_m（Ｔ＋τ）＝Ｋ_m（Ｔ）−α（Ｔ）・ＥＲＲ（Ｔ）・Ｐ_m（Ｔ） …（５）
ここで、
Ｐ_m（Ｔ）＝Ｘ_m（Ｔ）・Ｙ（Ｔ）＋Ｘ_m（Ｔ−τ）・Ｙ（Ｔ―τ） …（６）

こうして算出されたタップ係数Ｋ₀（Ｔ＋τ）〜Ｋ_M-1（Ｔ＋τ）が、係数指定ＣＥＦとしてデジタルフィルタ部１３３へ送られる。より詳しくは、タップ係数Ｋ_m（Ｔ＋τ）が、上述した係数倍器２３２_mへ送られる。この結果、係数倍器２３２_mに供給されるタップ係数が更新される。

図１に戻り、上記の再生処理ユニット１４０は、フィルタ装置１３０からの信号ＦＬＤを受ける。そして、再生処理ユニット１４０は、信号ＦＬＤに対して検波処理を施した後に、検波結果に対して復調処理を施す。かかる機能を有する再生処理ユニット１４０は、図８に示されるように、検波部１４１と、ステレオ復調部１４２とを備えている。

上記の検波部１４１は、フィルタ装置１３０からの信号ＦＬＤに対して、所定方式でデジタル検波処理を施してコンポジット信号である検波信号ＤＡＤを生成する。こうして生成された検波信号ＤＡＤは、ステレオ復調部１４２へ送られる。

上記のステレオ復調部１４２は、検波部１４１からの検波信号ＤＡＤに対してステレオ復調処理を施し、信号ＤＭＤを生成する。生成された信号ＤＭＤは、アナログ処理ユニット１５０へ送られる。

なお、本実施形態では、フィルタ装置１３０及び再生処理ユニット１４０においては、デジタル信号処理が行われるようになっている。

図１に戻り、上記のアナログ処理ユニット１５０は、再生処理ユニット１４０からの信号ＤＭＤを受ける。そして、アナログ処理ユニット１５０は、制御ユニット１９０による制御のもとで、出力音声信号ＡＯＳを生成し、スピーカユニット１６０へ送る。かかる機能を有するアナログ処理ユニット１５０は、図９に示されるように、ＤＡ（Digital to Analogue）変換部１５１と、音量調整部１５２と、パワー増幅部１５３とを備えている。

上記のＤＡ変換部１５１は、再生処理ユニット１４０からの信号ＤＭＤを受ける。そして、ＤＡ変換部１５１は、信号ＤＭＤをアナログ信号に変換する。このＤＡ変換部１５１は、信号ＤＭＤに含まれるレフトチャンネル（以下、「Ｌチャンネル」）信号及びライトチャンネル（以下、「Ｒチャンネル」）信号に対応して、互いに同様に構成された２個のＤＡ（Digital to Analogue）変換器を備えている。ＤＡ変換部１５１による変換結果であるアナログ信号ＡＣＳは、音量調整部１５２へ送られる。

上記の音量調整部１５２は、ＤＡ変換部１５１からのアナログ信号ＡＣＳを受ける。そして、音量調整部１５２は、制御ユニット１９０からの音量調整指令ＶＬＣに従って、アナログ信号ＡＣＳに対して音量調整処理を施す。この音量調整部１５２は、本実施形態では、アナログ信号ＡＣＳに含まれるＬチャンネル信号及びＲチャンネル信号に対応して、互いに同様に構成された２個の電子ボリューム素子等を備えて構成されている。音量調整部１５２による調整結果であるアナログ信号ＶＣＳは、パワー増幅部１５３へ送られる。

上記のパワー増幅部１５３は、音量調整部１５２からのアナログ信号ＶＣＳを受ける。そして、パワー増幅部１５３は、アナログ信号ＶＣＳをパワー増幅する。このパワー増幅部１５３は、アナログ信号ＶＣＳに含まれるＬチャンネル信号及びＲチャンネル信号に対応して、互いに同様に構成された２個のパワー増幅器を備えている。パワー増幅部１５３による増幅結果である出力音声信号ＡＯＳは、スピーカユニット１６０へ送られる。

図１に戻り、スピーカユニット１６０は、Ｌチャンネルスピーカ及びＲチャンネルスピーカを備えている。このスピーカユニット１６０は、アナログ処理ユニット１５０からの出力音声信号ＡＯＳに従って、音声を再生出力する。

操作入力ユニット１７０は、受信装置１００の本体部に設けられたキー部、あるいはキー部を備えるリモート入力装置等により構成される。ここで、本体部に設けられたキー部としては、不図示の表示ユニットに設けられたタッチパネルを用いることができる。また、キー部を有する構成に代えて、音声入力する構成を採用することもできる。操作入力ユニット１７０への操作入力結果は、操作入力データＩＰＤとして制御ユニット１９０へ送られる。

制御ユニット１９０は、操作入力ユニット１７０からの操作入力データＩＰＤを解析する。そして、操作入力データＩＰＤの内容が、物理チャンネルを含む選局指定であった場合には、制御ユニット１９０は、指定された物理チャンネルに対応する選局指令ＣＳＬを生成して、ＲＦ処理ユニット１２０へ送る。また、操作入力データＩＰＤの内容が、音量調整態様を含む音量調整指定であった場合には、制御ユニット１９０は、指定された音量調整態様に対応する音量調整指令ＶＬＣを生成して、アナログ処理ユニット１５０へ送る。

［動作］
以上のようにして構成された受信装置１００の動作について、フィルタ装置１３０における適応制御に主に着目して説明する。

前提として、操作入力ユニット１７０には既に利用者により選局指定が入力されており、指定された物理チャンネルに対応する選局指令ＣＳＬが、ＲＦ処理ユニット１２０へ送られているものとする。また、操作入力ユニット１７０には既に利用者により音量調整指定が入力されており、指定された音量調整態様に対応する音量調整指令ＶＬＣが、アナログ処理ユニット１５０へ送られているものとする（図１参照）。

こうした状態で、アンテナ１１０で放送波を受信すると、受信信号ＲＦＳが、アンテナ１１０からＲＦ処理ユニット１２０へ送られる。そして、ＲＦ処理ユニット１２０において、選択すべき物理チャンネルの信号を受信信号ＲＦＳから抽出する選局処理が行われる。この選局処理の結果として、所定の中間周波数帯の成分を有する中間周波信号ＩＦＤが、フィルタ装置１３０へ送られる（図１参照）。

フィルタ装置１３０では、レベル検出部１３１及びＡＧＣ部１３２が、中間周波信号ＩＦＤを受ける。中間周波信号ＩＦＤを受けたレベル検出部１３１は、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルを検出し、検出結果をレベル検出結果ＤＴＬとして、ＡＧＣ部１３２及びフィルタ特性制御部１３４へ送る（図３参照）。

また、中間周波信号ＩＦＤを受けたＡＧＣ検出部１３２は、レベル検出部１３１からのレベル検出結果ＤＴＬ（＝Ｅ（Ｔ））に基づいて中間周波信号ＩＦＤを増幅することにより、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルにかかわらず、安定した振幅の中間周波数帯の信号ＧＣＤを生成する。こうして生成された信号ＧＣＤは、デジタルフィルタ部１３３及びフィルタ特性制御部１３４へ向けて送られる（図３参照）。

信号ＧＣＤ（＝Ｘ₀（Ｔ））を受けたデジタルフィルタ部１３３は、その時点（すなわち、時刻Ｔ）におけるＸ₀（Ｔ）〜Ｘ_M-1（Ｔ）と、タップ係数Ｋ₀（Ｔ）〜Ｋ_M-1（Ｔ）とにより、信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））を生成する。そして、信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））が、再生フィルタ特性制御部１３４及び再生処理ユニット１４０へ送られる（図４参照）。

フィルタ特性制御部１３４では、包絡線検波部２４１及び係数更新部２４４が、信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））を受ける。信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））を受けた、包絡線検波部２４１は、上述した（３）式による算出により包絡線検波を行って、信号Ｙ_ENV（Ｔ）を生成し、誤差算出部２４２へ送る（図５参照）。

信号Ｙ_ENV（Ｔ）を受けた誤差算出部２４２は、上述した（４）式による算出を行うことにより、誤差算出を行う。この誤差算出の結果は、信号ＥＲＲ（Ｔ）として、係数更新部２４４へ送られる（図５参照）。

一方、フィルタ特性制御部１３４では、重み係数決定部２４３が、レベル検出部１３１からの信号ＤＴＬ（＝Ｅ（Ｔ））を受ける。信号ＤＴＬ（＝Ｅ（Ｔ））を受けた重み係数決定部２４３は、信号Ｅ（Ｔ）の値に対応した重み係数（ステップサイズ）α（Ｔ）を決定する。重み係数決定部２４３による決定結果は、信号α（Ｔ）として、係数更新部２４４へ送られる。この重み係数α（Ｔ）は、フィルタ装置１３０における適応制御の収束についての強度を定めるものであり、重み係数α（Ｔ）が大きくなるほど、適応制御の収束強度が高くなる。

なお、上述したように、本実施形態では、重み係数決定部２４３は、図６に示される態様で、信号Ｅ（Ｔ）の値に基づいて、重み係数α（Ｔ）を決定するようになっている。すなわち、本実施形態では、選局した物理チャンネルの放送波の電界強度を反映した信号Ｅ（Ｔ）の値が、所定値Ｅ_TH以上である場合には、重み係数決定部２４３は、重み係数α（Ｔ）を一定の大きな値に決定する。

この結果、信号Ｅ（Ｔ）の値が所定値Ｅ_TH以上である場合には、適応制御の収束強度を高くするようになっている。これは、信号Ｅ（Ｔ）の値が所定値Ｅ_TH以上である場合には、選局した物理チャンネルの放送波の周波数帯と同一の周波数帯の他物理チャンネルの放送波の電界強度は充分に小さいと推定されることに対応している。

一方、信号Ｅ（Ｔ）の値が所定値Ｅ_TH未満である場合には、信号Ｅ（Ｔ）の値が増大するに従って、重み係数決定部２４３は、重み係数α（Ｔ）を単調増大させる。この結果、信号Ｅ（Ｔ）の値が所定値Ｅ_TH未満である場合には、信号Ｅ（Ｔ）の値が小さいほど、適応制御の収束強度が低減し、放送内容の切り替わり頻度が低くなる。これは、信号Ｅ（Ｔ）の値が所定値Ｅ_TH未満である場合には、信号Ｅ（Ｔ）の値が小さいほど、選局した物理チャンネルの放送波の周波数帯と同一の周波数帯の他物理チャンネルの放送波の電界強度が増す可能性が高いと推定されることに対応している。

上記のように、係数更新部２４４は、デジタルフィルタ部１３３からの信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））と、ＡＧＣ部１３２からの信号ＧＣＤ（＝Ｘ₀（Ｔ））と、誤差算出部２４２からの信号ＥＲＲ（Ｔ）と、重み係数決定部２４３からの信号α（Ｔ）とを受ける。この係数更新部２４４では、個別係数算出部２４９_m（ｍ＝０〜Ｍ−１）のそれぞれが、これらの信号Ｙ（Ｔ），Ｘ₀（Ｔ），ＥＲＲ（Ｔ），α（Ｔ）を受ける。そして、係数更新部２４４は、上述した（５）及び（６）式により、新たなタップ係数Ｋ_m（Ｔ＋τ）を算出する。こうして算出された新たなタップ係数Ｋ₀（Ｔ＋τ）〜Ｋ_M-1（Ｔ＋τ）が、係数指定ＣＥＦとして。デジタルフィルタ部１３３へ供給されることにより、デジタルフィルタ部１３３における係数倍器２３２_mに供給されるタップ係数が更新される（図４参照）。

かかる更新が繰り返されるＣＭＡ方式による適応制御が行われることにより、フィルタ装置１３０からは、マルチパス歪みが低減された信号ＦＬＤが出力されることになる。なお、適応制御の収束強度は、重み係数α（Ｔ）の値が大きいほど高く、また、小さいほど低い。このため、選択された物理チャンネルの放送波の電界強度が弱い範囲では、再生される放送内容が頻繁に切り替わることが防止される。

さて、フィルタ装置１３０から信号ＦＬＤを受けた再生処理ユニット１４０では、検波部１４１が信号ＦＬＤに対して検波処理を施した後に、検波結果に対して、ステレオ復調部１４２がステレオ復調処理を施す。この結果が、信号ＤＭＤとして、アナログ処理ユニット１５０へ送られる（図８参照）。

再生処理ユニット１４０からの信号ＤＭＤを受けたアナログ処理ユニット１５０では、まず、ＤＡ変換部１５１が、信号ＤＭＤをアナログ信号ＡＣＳに変換する。引き続き、音量調整部１５２が、制御ユニット１９０からの音量調整指令ＶＬＣに従って、アナログ信号ＡＣＳに対して音量調整処理を施し、アナログ信号ＶＣＳとして、パワー増幅部１５３へ送る（図９参照）。

アナログ信号ＶＣＳを受けたパワー増幅部１５３は、アナログ信号ＶＣＳをパワー増幅して、出力音声信号ＡＯＳを生成し、スピーカユニット１６０へ送る（図９参照）。そして、スピーカユニット１６０が、アナログ処理ユニット１５０からの出力音声信号ＡＯＳに従って、音声を再生出力する。

以上説明したように、本実施形態では、マルチパス歪みの除去を、ＣＭＡ方式を利用した適応制御を行うフィルタ装置１３０を用いて行う。そして、本実施形態では、この適応制御に際して、適応制御の収束強度を決める重み係数（ステップサイズ）を、選択された物理チャンネルの放送波のアンテナ付近における電界強度に対応して、その電界強度が弱く、同一周波数帯の他物理チャンネルの放送波の電界強度と同等になり得る蓋然性が高くなるにつれ、小さくする。この結果、複数の放送波の受信可能領域内である可能性が低い場所では、迅速かつ的確にマルチパス歪みを除去するとともに、複数の放送波の受信可能領域内である可能性が高い領域では、聴取者に対する聴感上の違和感を低減しつつ、マルチパス歪みを除去することができる。

［実施形態の変形］
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。

例えば、上記の実施形態では、レベル検出部１３１による検出結果Ｅ（Ｔ）に対応して、図６に示される態様で、重み係数決定部２４３が重み係数α（Ｔ）を決定した。これに対し、検出結果Ｅ（Ｔ）に対応する重み係数α（Ｔ）の決定態様が、図１０に示されるように、２段階的に変化するようにしてもよい。

また、図１０では、検出結果Ｅ（Ｔ）に対応する重み係数α（Ｔ）の決定態様が、２段階で変化する場合を例示したが、検出結果Ｅ（Ｔ）の値が大きくなるにつれて、重み係数α（Ｔ）の値が単調非減少であれば、３段階以上で決定態様が変化するようにしてもよい。

また、上記の実施形態では、検出結果Ｅ（Ｔ）の値が所定値Ｅ_TH以上である場合には、重み係数α（Ｔ）の値を一定値となるようにしたが、検出結果Ｅ（Ｔ）の値が大きくなるにつれて、重み係数α（Ｔ）の値が単調非減少であれば、どのような態様でもよい。

また、上記の実施形態では、デジタルフィルタ部１３３をＦＩＲフィルタとして構成したが、フィルタ出力を入力信号と加算するＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタとして構成することもできる。

また、上記の実施形態では、１アンテナ及び１ＲＦ処理ユニットの構成の場合に、本発明を適用したが、いわゆる合成ダイバシチ方式を採用する複数アンテナ及び複数ＲＦ処理ユニットの構成の場合にも、本発明を適用することができる。この場合には、複数のＲＦ処理ユニットごとにデジタルフィルタ部を設け、各デジタルフィルタ部からの出力信号の和と、上記の実施形態における信号Ｙ（Ｔ）として利用するようにすればよい。

また、上記の実施形態では、タップ係数Ｋ_m（Ｔ+τ）を（５）及び（６）式により算出したが、従来例１の場合と同様に、以下の（７）〜（１０）式により算出するようにしてもよい。

Ｋ_m（Ｔ＋τ）＝Ｋ_m（Ｔ）−α（Ｔ）・ＥＲＲ（Ｔ）・Ｒ_m（Ｔ） …（７）
ここで、
Ｐ_m（Ｔ）＝Ｘ_m（Ｔ）・Ｙ（Ｔ）＋Ｘ_m（Ｔ−τ）・Ｙ（Ｔ―τ） …（８）
Ｒ_m（Ｔ）＝ＳＩＧＮ{Ｐ_m（Ｔ）}・｜Ｐ_m（Ｔ）｜^1/2 …（９）
但し、
ＳＩＧＮ{Ｐ_m（Ｔ）}＝［１（Ｐ_m（Ｔ）＞０），
０（Ｐ_m（Ｔ）＝０），
−１（Ｐ_m（Ｔ）＜０）］ …（１０）

また、上記の実施形態では、誤差ＥＲＲ（Ｔ）算出を（４）式により算出したが、従来例２の場合と同様に、以下の（１１）及び（１２）式により算出するようにしてもよい。

ＥＲＲ（Ｔ）＝Ｙ_ENV（Ｔ）−Ｘ_ENV（Ｔ） …（１１）
ここで、
Ｘ_ENV（Ｔ）＝［Ｘ₀（Ｔ）］²＋［Ｘ₀（Ｔ−τ）］² …（１２）

なお、上記の実施形態におけるフィルタ装置１３０、再生処理ユニット１４０及び制御ユニット１９０を、中央処理装置（ＣＰＵ：Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を備えた演算手段としてのコンピュータとして構成し、予め用意されたプログラムを当該コンピュータで実行することにより、上記の実施形態における処理の一部又は全部を実行するようにしてもよい。このプログラムはハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等のコンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録され、当該コンピュータによって記録媒体から読み出されて実行される。また、このプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等の可搬型記録媒体に記録された形態で取得されるようにしてもよいし、インターネットなどのネットワークを介した配送の形態で取得されるようにしてもよい。

本発明の一実施形態に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。 図１のＲＦ処理ユニットの構成を示すブロック図である。 図１のフィルタ装置の構成を示すブロック図である。 図３のデジタルフィルタ部の構成を示すブロック図である。 図３のフィルタ特性制御部の構成を示すブロック図である。 図５の重み係数決定部の態様を説明するための図である。 図５の係数更新部の構成を示すブロック図である。 図１の再生処理ユニットの構成を示すブロック図である。 図１のアナログ処理ユニットの構成を示すブロック図である。 重み係数決定部の態様の変形例を説明するための図である。

符号の説明

１００ … 受信装置
１２０ … ＲＦ処理ユニット（信号抽出手段）
１３０ … フィルタ装置
１３１ … レベル検出部（検出手段）
１３３ … デジタルフィルタ部（フィルタリング手段）
１３４ … フィルタ特性制御部（制御手段）
２４２ … 誤差算出部（誤差算出手段）
２４３ … 重み係数決定部（決定手段）
２４４ … 係数更新部（係数更新手段）

Claims (7)

1. 入力信号の信号レベルを検出する検出手段と；
   前記入力信号に含まれるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング手段と；
   前記検出手段による検出結果に基づいて、前記フィルタリング手段の前記歪み成分の除去特性を制御する制御手段と；を備え、
   前記フィルタリング手段は、デジタルフィルタを備え、
   前記制御手段は、
   前記検出手段により検出されたレベル検出値のみに基づいて、重み係数を決定する決定手段と；
   前記デジタルフィルタからの出力信号の振幅値と基準値との誤差を算出する誤差算出手段と；
   前記誤差算出手段により算出された誤差が最小となる前記デジタルフィルタのフィルタ特性を、前記決定手段により決定された重み係数に前記算出された誤差を乗じた値を利用して予測演算し、前記予測演算の結果に基づいて、前記デジタルフィルタの各タップ係数を更新する係数更新手段と；を備え、
   前記決定手段は、前記レベル検出値が所定値未満である場合には、前記レベル検出値が前記所定値以上である場合よりも、前記重み係数を小さくする、
   ことを特徴とするフィルタ装置。
2. 前記レベル検出値が前記所定値未満である場合には、前記レベル検出値が大きくなるに従って前記重み係数は単調増大であり、
   前記レベル検出値が前記所定値以上である場合には、前記レベル検出値が大きくなるに従って前記重み係数は単調非減少である、
   ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
3. 請求項１又は２に記載のフィルタ装置と；
   受信信号から指定物理チャンネルの周波数帯の信号を抽出し、前記フィルタ装置に入力させる信号抽出手段と；
   を備えることを特徴とする受信装置。
4. 移動体に搭載される、ことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. デジタルフィルタを備えるフィルタ装置において使用される信号処理方法であって、
   入力信号の信号レベルを検出する検出工程と；
   前記検出工程における検出結果に基づいて前記入力信号に含まれるマルチパスによる歪み成分の除去特性を制御しつつ、前記入力信号に含まれるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング工程と；を備え、
   前記フィルタリング工程は、
   前記検出工程において検出されたレベル検出値のみに基づいて、重み係数を決定する決定工程と；
   前記デジタルフィルタからの出力信号の振幅値と基準値との誤差を算出する誤差算出工程と；
   前記誤差算出工程において算出された誤差が最小となる前記デジタルフィルタのフィルタ特性を、前記決定工程において決定された重み係数に前記算出された誤差を乗じた値を利用して予測演算し、前記予測演算の結果に基づいて、前記デジタルフィルタの各タップ係数を更新する係数更新工程と；を備え、
   前記決定工程では、前記レベル検出値が所定値未満である場合には、前記レベル検出値が前記所定値以上である場合よりも、前記重み係数を小さくする、
   ことを特徴とする信号処理方法。
6. 請求項５に記載の信号処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とする信号処理プログラム。
7. 請求項６に記載の信号処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体。

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