JP6165486B2

JP6165486B2 - 放送受信装置及びフィルタリング制御方法

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Publication number: JP6165486B2
Application number: JP2013077322A
Authority: JP
Inventors: 渡辺　薫; 薫渡辺; 市川　洋平; 洋平市川; 中村　茂樹; 茂樹中村
Original assignee: Pioneer Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 2013-04-03
Filing date: 2013-04-03
Publication date: 2017-07-19
Anticipated expiration: 2033-04-03
Also published as: JP2014204212A

Description

本発明は、放送受信装置、フィルタリング制御方法、フィルタリング制御プログラム、及び、当該フィルタリング制御プログラムが記録された記録媒体に関する。

従来から、音声の放送方式としてＦＭ（Frequency Modulation）方式が多く採用されている。こうしたＦＭ方式の放送では、受信波のマルチパス歪みによる受信障害が重要な問題である。このマルチパス歪みは、周囲における建物による反射等による電波の多重伝搬によって、位相及び電界強度が異なる到来電波が相互に干渉しあうマルチパス現象にともなって発生する。

こうしたマルチパス現象が発生すると、本来は振幅が一定であるはずのＦＭ放送信号の振幅が変動してしまい、再生音声の音質を劣化させる一因となる。特に、放送受信装置が車両等の移動体に搭載される場合には、移動体の移動とともに、受信状態が変化するので、激しい振幅変動を伴うマルチパス歪みが生じる場合がある。

このため、マルチパス歪みを除去するために様々な技術が提案されている。こうした技術の中で、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）と呼ばれるアルゴリズムを利用しつつ、放送波の受信環境に対応した特性で、マルチパス歪みを除去する技術がある（特許文献１参照：以下、「従来例」と呼ぶ）。この従来例の技術では、選局対象のＦＭ放送波の帯域における信号の電界レベルに対応して、ＣＭＡアルゴリズムを採用する適応デジタルフィルタによるフィルタリング処理の収束速度に関連する重み係数を決定するようになっている。

特開２００９−２１２７８５号公報

上述した従来例の技術では、選局対象のＦＭ放送波の帯域における信号の電界レベルが高ければ、放送コンテンツの再生品質のマルチパスによる劣化の程度が小さいといえる蓋然性が高いことに着目している。しかしながら、当該電界レベルが高くとも、ＦＭ放送信号における周波数変化幅が狭い場合には、放送コンテンツの再生品質のマルチパスによる劣化の程度が小さいとはいえない。また、当該電界レベルが低くとも、ＦＭ放送信号における周波数変化幅が広い場合には、放送コンテンツの再生品質のマルチパスによる劣化の程度は、一般的に小さい。

このため、マルチパス成分を迅速に除去するため、適応デジタルフィルタによるフィルタリング処理の収束速度を極力高めることが考えられる。しかしながら、当該収束速度を一律に高めてしまうと、偶発的な外乱により適応デジタルフィルタのタップ係数の更新制御が発散してしまう事態を招く可能性が高くなってしまう。

このため、適応デジタルフィルタのタップ係数の更新制御の安定性を確保しつつ、マルチパス成分の除去を行って、放送コンテンツの再生品質の維持を図ることができる技術が望まれている。かかる要請に応えることが、本発明が解決すべき課題の一つとして挙げられる。

本発明は、上記の事情を鑑みてなされたものであり、適応フィルタに対する適応制御の安定性の確保と、迅速なマルチパス成分の除去との調和を図ることにより、放送コンテンツの再生品質の維持を図ることができる放送受信装置及びフィルタリング制御方法を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、ＦＭ放送信号を周波数変換して得られた中間周波信号の周波数変化幅を検出する検出部と；前記検出部による検出結果に対応する収束速度で、前記中間周波信号に対して適応的にフィルタリング処理を施す適応フィルタ部と；を備え、前記適応フィルタ部では、前記検出された周波数変化幅が広くなるほど、前記収束速度が遅くなる制御が行われる、ことを特徴とする放送受信装置である。
請求項２に記載の発明は、ＦＭ放送信号を周波数変換して得られた中間周波信号の周波数変化幅を検出する検出部と；前記検出部による検出結果に対応する収束速度で、前記中間周波信号に対して適応的にフィルタリング処理を施す適応フィルタ部と；を備え、前記適応フィルタ部では、前記検出された周波数変化幅がマルチパス成分の影響が小さくなる蓋然性が高い予め定められた範囲内にある場合には、前記検出された周波数変化幅が広くなるに従って、前記収束速度が、増加することなく最大値から最小値まで変化する制御が行われる、ことを特徴とする放送受信装置である。
請求項３に記載の発明は、ＦＭ放送信号を周波数変換して得られた中間周波信号の周波数変化幅を検出する検出部と；前記検出部による検出結果に対応する収束速度で、前記中間周波信号に対して適応的にフィルタリング処理を施す適応フィルタ部と；を備え、前記適応フィルタ部では、前記検出された周波数変化幅がマルチパス成分の影響が小さくなる蓋然性が高い予め定められた範囲内にある場合には、前記検出された周波数変化幅が広くなるに従って、前記収束速度が、増加することなく最大値から最小値まで変化し、前記検出された周波数変化幅が増大し、第１所定幅より広くなった時点から、前記検出された周波数変化幅が広くなるほど前記収束速度は遅くなり、前記収束速度が前記最小値になった後には、前記収束速度が前記最小値に到達したときの第２所定幅未満の第３所定幅よりも狭くなった時点から、前記検出された周波数変化幅が狭くなるほど前記収束速度は速くなり、前記第１所定幅未満の第４所定幅になり前記最大値に到達するまで変化する制御が行われる、ことを特徴とする放送受信装置である。

請求項４に記載の発明は、検出部と；適応フィルタ部と；を備え、ＦＭ放送波を受信する放送受信装置において使用されるフィルタリング制御方法であって、前記適応フィルタ部が、ＦＭ放送信号を周波数変換して得られた中間周波信号の周波数変化幅の前記検出部による検出結果を取得する取得工程と；前記適応フィルタ部が、前記取得工程における取得検出結果に対応する収束速度で、前記中間周波信号に対して適応的にフィルタリング処理を施すフィルタリング工程と；を備え、前記フィルタリング工程において、前記適応フィルタ部では、前記検出された周波数変化幅が広くなるほど、前記収束速度が遅くなる制御が行われる、ことを特徴とするフィルタリング制御方法である。

請求項５に記載の発明は、ＦＭ放送波を受信する放送受信装置が有するコンピュータに、請求項４に記載のフィルタリング制御方法を実行させる、ことを特徴とするフィルタリング制御プログラムである。

請求項６に記載の発明は、ＦＭ放送波を受信する放送受信装置が有するコンピュータにより読み取り可能に、請求項５に記載のフィルタリング制御プログラムが記録されている、ことを特徴とする記録媒体である。

本発明の一実施形態に係る放送受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。図１のフィルタ装置の構成を示すブロック図である。図２のデジタルフィルタ部の構成を示すブロック図である。図２のフィルタ特性制御部の構成を示すブロック図である。図４の重み係数決定部による重み係数の決定の態様を説明するための図である。重み係数決定部による重み係数の決定の態様の変形例を説明するための図である。

以下、本発明の一実施形態を、図１〜図５を参照して説明する。なお、本実施形態においては、車両に配置されたＦＭモノラル音声放送の放送受信装置を例示して説明する。また、以下の説明及び図面においては、同一又は同等の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

［構成］
図１には、一実施形態に係る放送受信装置１００の概略的な構成がブロック図にて示されている。この図１に示されるように、放送受信装置１００は、アンテナ１１０と、ＲＦ処理ユニット１２０とを備えている。また、放送受信装置１００は、フィルタ装置１３０と、再生処理ユニット１４０と、アナログ処理ユニット１５０とを備えている。さらに、放送受信装置１００は、スピーカユニット１６０と、入力ユニット１７０と、制御ユニット１９０とを備えている。

上記のアンテナ１１０は、放送波を受信する。アンテナ１１０による受信結果は、受信信号ＲＦＳとして、ＲＦ処理ユニット１２０へ送られる。

上記のＲＦ処理ユニット１２０は、制御ユニット１９０から送られた選局指令ＣＳＬに従って、選択すべき物理チャンネルの信号を受信信号ＲＦＳから抽出する選局処理を行い、所定の中間周波数帯の成分を有する中間周波信号ＩＦＤを生成する。こうして生成された中間周波信号ＩＦＤは、フィルタ装置１３０へ送られる。

本実施形態では、ＲＦ処理ユニット１２０は、入力フィルタと、高周波増幅器（ＲＦ−ＡＭＰ：Radio Frequency-Amplifier）と、バンドパスフィルタ（以下、「ＲＦフィルタ」とも呼ぶ）とを備えている。また、ＲＦ処理ユニット１２０は、ミキサ（混合器）と、中間周波フィルタ（以下、「ＩＦフィルタ」とも呼ぶ）と、ＡＤ（Analogue to Digital）変換器（ＡＤＣ）とを備えている。さらに、ＲＦ処理ユニット１２０は、局部発振回路（ＯＳＣ）を備えている。

ＲＦ処理ユニット１２０では、アンテナ１１０から送られた受信信号ＲＦＳが、入力フィルタにより低周波成分が遮断された後、高周波増幅器により増幅される。高周波増幅器により増幅された信号は、ＲＦフィルタにより高周波帯の信号が選択された後、ミキサにおいて、制御ユニット１９０から供給された選局指令ＣＳＬに従って局部発振回路が発生した局部発振信号と混合される。こうしてミキサにより混合された信号のうち、予め定められた中間周波数範囲の信号がＩＦフィルタにより通過されたのち、ＡＤＣにより、デジタル信号に変換される。この変換結果が、中間周波信号ＩＦＤとして、フィルタ装置１３０へ送られる。

上記のフィルタ装置１３０は、ＲＦ処理ユニット１２０から送られた中間周波信号ＩＦＤを受ける。そして、フィルタ装置１３０は、いわゆるマルチパスの発生による受信信号の歪みを除去するためのフィルタリング処理を行う。そして、フィルタ装置１３０によるフィルタリング処理の結果は、信号ＦＬＤとして、再生処理ユニット１４０へ送る。かかる機能を有するフィルタ装置１３０の構成については、後述する。

上記の再生処理ユニット１４０は、フィルタ装置１３０から送られた信号ＦＬＤを受ける。そして、再生処理ユニット１４０は、信号ＦＬＤに対して検波処理を施す。この検波処理の結果が、信号ＤＭＤとして、アナログ処理ユニット１５０へ送られる。

なお、本実施形態では、フィルタ装置１３０及び再生処理ユニット１４０においては、デジタル信号処理が行われるようになっている。

上記のアナログ処理ユニット１５０は、再生処理ユニット１４０から送られた信号ＤＭＤを受ける。そして、アナログ処理ユニット１５０は、制御ユニット１９０による制御のもとで、出力音声信号ＡＯＳを生成し、スピーカユニット１６０へ送る。本実施形態では、アナログ処理ユニット１５０は、ＤＡ（Digital to Analogue）変換部と、音量調整部と、パワー増幅部とを備えている。

アナログ処理ユニット１５０では、ＤＡ変換部が、再生処理ユニット１４０から送られた信号ＤＭＤをアナログ信号に変換する。当該アナログ信号は、音量調整部において、制御ユニット１９０から送られた音量調整指令ＶＬＣに従って、音量調整処理が施される。音量調整処理が施された信号は、パワー増幅部によりパワー増幅される。このパワー増幅の結果が、出力音声信号ＡＯＳとして、スピーカユニット１６０へ送られる。

上記のスピーカユニット１６０は、アナログ処理ユニット１５０から送られた出力音声信号ＡＯＳを受ける。そして、スピーカユニット１６０は、出力音声信号ＡＯＳに従って、音声を再生出力する。

上記の入力ユニット１７０は、放送受信装置１００の本体部に設けられたキー部、あるいはキー部を備えるリモート入力装置等により構成される。ここで、本体部に設けられたキー部としては、不図示の表示ユニットに設けられたタッチパネルを用いることができる。また、キー部を有する構成に代えて、音声入力する構成を採用することもできる。入力ユニット１７０への入力結果は、入力データＩＰＤとして制御ユニット１９０へ送られる。

上記の制御ユニット１９０は、入力ユニット１７０から送られた入力データＩＰＤを解析する。そして、入力データＩＰＤの内容が、物理チャンネルを含む選局指定であった場合には、制御ユニット１９０は、指定された物理チャンネルに対応する選局指令ＣＳＬを生成して、ＲＦ処理ユニット１２０へ送る。また、入力データＩＰＤの内容が、音量調整指定であった場合には、制御ユニット１９０は、当該音量調整指定に対応する音量調整指令ＶＬＣを生成して、アナログ処理ユニット１５０へ送る。

＜フィルタ装置１３０の構成＞
次に、上述したフィルタ装置１３０の構成について説明する。

フィルタ装置１３０は、図２に示されるように、周波数変化幅検出部１３１と、自動利得制御（ＡＧＣ）部１３２とを備えている。また、フィルタ装置１３０は、デジタルフィルタ部１３３と、フィルタ特性制御部１３４とを備えている。

なお、デジタルフィルタ部１３３とフィルタ特性制御部１３４とにより、適応フィルタ部が構成されている。

上記の周波数変化幅検出部１３１は、ＲＦ処理ユニット１２０から送られた中間周波信号ＩＦＤを受ける。そして、周波数変化幅検出部１３１は、中間周波信号ＩＦＤにおける周波数変化幅を検出する。この周波数変化幅の検出結果が、周波数変化幅ＦＣＷ（以下、「信号ＦＣＷ」ともいう）として、フィルタ特性制御部１３４へ送られる。すなわち、周波数変化幅検出部１３１は、検出部としての機能を果たすようになっている。

なお、本実施形態では、周波数変化幅検出部１３１は、中間周波数帯域におけるＦＭモノラル音声放送の信号がとり得る周波数の範囲を複数に分割した分割範囲ごと信号成分を通過させる複数のＢＰＦ部を備えて構成されている。この周波数変化幅検出部１３１では、当該ＢＰＦ部ごとに、通過した信号成分の信号レベルを検出する。そして、周波数変化幅検出部１３１では、これらの信号レベルの検出結果を解析して、周波数変化幅を検出するようになっている。

上記のＡＧＣ部１３２は、ＲＦ処理ユニット１２０から送られた中間周波信号ＩＦＤを受ける。そして、ＡＧＣ部１３２は、中間周波信号ＩＦＤを適宜増幅することにより、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルにかかわらず、常に安定した振幅の中間周波数帯の信号ＧＣＤを生成する。こうして生成された信号ＧＣＤは、デジタルフィルタ部１３３及びフィルタ特性制御部１３４へ送られる。

上記のデジタルフィルタ部１３３は、本実施形態では、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとして構成されている。このデジタルフィルタ部１３３は、ＡＧＣ部１３２から送られた信号ＧＣＤを受ける。そして、デジタルフィルタ部１３３は、フィルタ特性制御部１３４から送られた係数指定ＣＥＦに従って、フィルタリング演算を行う。

なお、デジタルフィルタ部１３３の構成については、後述する。

上記のフィルタ特性制御部１３４は、デジタルフィルタ部１３３から送られた信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））、及び、ＡＧＣ部１３２から送られた信号ＧＣＤ（＝Ｘ₀（Ｔ））を受ける。そして、フィルタ特性制御部１３４は、これらの信号ＦＬＤ，ＧＣＤに基づいて、係数指定ＣＥＦを生成する。こうして生成された係数指定ＣＥＦは、デジタルフィルタ部１３３へ送られる。

なお、フィルタ特性制御部１３４の構成については、後述する。

《デジタルフィルタ部１３３の構成》
次いで、上述したデジタルフィルタ部１３３の構成について説明する。

デジタルフィルタ部１３３は、図３に示されるように、（Ｍ−１）個の遅延器２３１₁〜２３１_M-1と、Ｍ個の係数倍器２３２₀〜２３２_M-1とを備えている。また、デジタルフィルタ部１３３は、加算器２３３を備えている。

上記の遅延器２３１_j（ｊ＝１〜Ｍ−１）のそれぞれは、入力した信号Ｘ_j-1（Ｔ）を単位遅延時間τだけ遅延させ、信号Ｘ_j（Ｔ）として出力する。ここで、信号Ｘ₀（Ｔ）が、ＡＧＣ部１３２から送られた信号ＧＣＤとなっている。この結果、信号Ｘ_j（Ｔ）と信号Ｘ₀（Ｔ）と関係は、次の（１）式で表される。
Ｘ_j（Ｔ）＝Ｘ₀（Ｔ−ｊ・τ） …（１）

なお、本実施形態では、遅延器２３１_jのそれぞれは、周期が単位遅延時間τの不図示の基準クロックに同期して信号Ｘ_j-1（Ｔ）をサンプリングして、信号Ｘ_j（Ｔ＋τ）として出力する。このため、単位遅延時間τの間、サンプリング結果が遅延器２３１_jに保持されて、出力されるようになっている。ここで、単位遅延時間τは、入力信号Ｘ₀（Ｔ）の信号周期の１／４となっている。

遅延器２３１_jにより生成された信号Ｘ_j（Ｔ）は、係数倍器２３２_jへ送られる。なお、係数倍器２３２₀へは、信号Ｘ₀（Ｔ）が送られるようになっている。

上記の係数倍器２３２_m（ｍ＝０〜Ｍ−１）のそれぞれは、信号Ｘ_m（Ｔ）、及び、フィルタ特性制御部１３４から送られた係数指定ＣＥＦにおけるタップ係数Ｋ_m（Ｔ）を受ける。そして、係数倍器２３２_mは、信号Ｘ_m（Ｔ）とタップ係数Ｋ_m（Ｔ）とを乗算する。この乗算の結果は、加算器２３３へ送られる。

上記の加算器２３３は、係数倍器２３２₀〜２３２_M-1による乗算結果［Ｘ₀（Ｔ）・Ｋ₀（Ｔ）］〜［Ｘ_M-1（Ｔ）・Ｋ_M-1（Ｔ）］を受ける。そして、加算器２３３は、次の（２）式により、信号Ｙ（Ｔ）を算出する。
Ｙ（Ｔ）＝Ｘ₀（Ｔ）・Ｋ₀（Ｔ）＋…＋Ｘ_M-1（Ｔ）・Ｋ_M-1（Ｔ） …（２）

こうして算出された信号Ｙ（Ｔ）が、信号ＦＬＤとして、フィルタ特性制御部１３４及び再生処理ユニット１４０へ送られる。

《フィルタ特性制御部１３４の構成》
次に、上述したフィルタ特性制御部１３４の構成について説明する。

フィルタ特性制御部１３４は、図４に示されるように、包絡線検波部２４１と、誤差算出部２４２とを備えている。また、フィルタ特性制御部１３４は、重み係数（ステップサイズ）決定部２４３と、係数更新部２４４とを備えている。

上記の包絡線検波部２４１は、不図示の遅延器、乗算器、加算器等を備えて構成される。ここで、遅延器は、上述した遅延器２３１_jと同様に構成されている。

この包絡線検波部２４１は、デジタルフィルタ部１３３から送られた信号Ｙ（Ｔ）を受ける。そして、包絡線検波部２４１は、次の（３）式の演算を行うことにより、信号Ｙ（Ｔ）に関する包絡線検波を行う。
Ｙ_ENV（Ｔ）＝［Ｙ（Ｔ）］²＋［Ｙ（Ｔ−τ）］² …（３）

包絡線検波部２４１による包絡線検波結果は、信号Ｙ_ENV（Ｔ）として、誤差算出部２４２へ送られる。

誤差算出部２４２は、不図示の減算器を備えるとともに、基準値Ｙ_THが記憶されている。この誤差算出部２４２は、包絡線検波部２４１から送られた信号Ｙ_ENV（Ｔ）を受ける。そして、誤差算出部２４２は、次の（４）式により、信号Ｙ_ENV（Ｔ）の基準値Ｙ_THからの誤差を算出する。
ＥＲＲ（Ｔ）＝Ｙ_ENV（Ｔ）−Ｙ_TH …（４）

誤差算出部２４２による誤差算出結果は、信号ＥＲＲ（Ｔ）として、係数更新部２４４へ送られる。なお、基準値Ｙ_THは、実験、シミュレーション、経験等に基づき、上述したＡＧＣ部１３２における自動利得制御特性とともに、予め定められる。

上記の重み係数決定部２４３は、周波数変化幅検出部１３１から送られた信号ＦＣＷ（＝Δ（Ｔ））を受ける。そして、重み係数決定部２４３は、信号Δ（Ｔ）の値に基づいて、重み係数（ステップサイズ）α（Ｔ）を決定する。この重み係数α（Ｔ）（一般に、α（Ｔ）＞０）は、フィルタ装置１３０における適応制御の収束についての速度を定めるものであり、重み係数α（Ｔ）が大きくなるほど、適応制御の収束速度が速くなる。こうして決定された重み係数α（Ｔ）は、信号α（Ｔ）として、係数更新部２４４へ送られる。

上記の係数更新部２４４は、デジタルフィルタ部１３３から送られた信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））と、ＡＧＣ部１３２から送られた信号ＧＣＤ（＝Ｘ₀（Ｔ））と、誤差算出部２４２から送られた信号ＥＲＲ（Ｔ）と、重み係数決定部２４３から送られた信号α（Ｔ）とを受ける。そして、係数更新部２４４は、これらの信号Ｙ（Ｔ），Ｘ₀（Ｔ），ＥＲＲ（Ｔ），α（Ｔ）に基づいて、係数指定ＣＥＦを生成する。

かかる係数指定ＣＥＦの生成に際して、係数更新部２４４は、次の（５）及び（６）式により、タップ係数Ｋ_m（Ｔ＋τ）を算出する。

Ｋ_m（Ｔ＋τ）＝Ｋ_m（Ｔ）−α（Ｔ）・ＥＲＲ（Ｔ）・Ｐ_m（Ｔ） …（５）
ここで、
Ｐ_m（Ｔ）＝Ｘ_m（Ｔ）・Ｙ（Ｔ）＋Ｘ_m（Ｔ−τ）・Ｙ（Ｔ―τ） …（６）

こうして算出されたタップ係数Ｋ₀（Ｔ＋τ）〜Ｋ_M-1（Ｔ＋τ）が、係数指定ＣＥＦとしてデジタルフィルタ部１３３へ送られる。より詳しくは、タップ係数Ｋ_m（Ｔ＋τ）が、上述した係数倍器２３２_mへ送られる。この結果、係数倍器２３２_mに供給されるタップ係数が更新される。

なお、本実施形態では、重み係数決定部２４３は、図５に示される態様で、周波数変化幅Δ（Ｔ）の値に基づいて、重み係数α（Ｔ）を決定するようになっている。すなわち、本実施形態では、重み係数決定部２４３は、信号ＦＣＷとして周波数変化幅検出部１３１から送られた周波数変化幅Δ（Ｔ）の値に基づいて、最大値α_MAXから最小値α_MINまでの範囲内のいずれかの値を、重み係数α（Ｔ）として決定する。また、重み係数決定部２４３は、周波数変化幅Δ（Ｔ）が値Δ₁からΔ₂までの範囲では、周波数変化幅Δ（Ｔ）が広がるほど、重み係数α（Ｔ）が小さくなるように、重み係数α（Ｔ）を決定している。

この結果、周波数変化幅Δ（Ｔ）が大きく、音声の再生品質へのマルチパス成分の影響が小さくなる（すなわち、ノイズが目立たない）蓋然性が高い場合には、適応デジタルフィルタのタップ係数の更新制御の発散を極力防止するために、重み係数α（Ｔ）が小さい値に決定される。一方、周波数変化幅Δ（Ｔ）が小さく、音声の再生品質へのマルチパス成分の影響が大きくなる（すなわち、ノイズが目立つ）蓋然性が高い場合には、迅速なマルチパス成分の除去が可能となるように、重み係数α（Ｔ）が大きな値に決定される。

［動作］
以上のようにして構成された放送受信装置１００の動作について、フィルタ装置１３０における適応制御に主に着目して説明する。

前提として、入力ユニット１７０には既に利用者により選局指定が入力されており、指定された物理チャンネルに対応する選局指令ＣＳＬが、ＲＦ処理ユニット１２０へ送られているものとする。また、入力ユニット１７０には既に利用者により音量調整指定が入力されており、指定された音量調整態様に対応する音量調整指令ＶＬＣが、アナログ処理ユニット１５０へ送られているものとする（図１参照）。

こうした状態で、アンテナ１１０で放送波を受信すると、受信信号ＲＦＳが、アンテナ１１０からＲＦ処理ユニット１２０へ送られる。そして、ＲＦ処理ユニット１２０において、選択すべき物理チャンネルの信号を受信信号ＲＦＳから抽出する選局処理が行われる。この選局処理の結果として、所定の中間周波数帯の成分を有する中間周波信号ＩＦＤが、フィルタ装置１３０へ送られる（図１参照）。

フィルタ装置１３０では、周波数変化幅検出部１３１及びＡＧＣ部１３２が、中間周波信号ＩＦＤを受ける。中間周波信号ＩＦＤを受けた周波数変化幅検出部１３１は、中間周波信号ＩＦＤにおける周波数変化幅を検出し、検出結果を周波数変化幅ＦＣＷ（＝Δ（Ｔ））として、フィルタ特性制御部１３４へ送る（図２参照）。

また、中間周波信号ＩＦＤを受けたＡＧＣ部１３２は、中間周波信号ＩＦＤを適宜増幅することにより、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルにかかわらず、安定した振幅の中間周波数帯の信号ＧＣＤを生成する。そして、ＡＧＣ部１３２は、生成された信号ＧＣＤを、デジタルフィルタ部１３３及びフィルタ特性制御部１３４へ送る（図２参照）。

信号ＧＣＤ（＝Ｘ₀（Ｔ））を受けたデジタルフィルタ部１３３は、その時点（すなわち、時刻Ｔ）におけるＸ₀（Ｔ）〜Ｘ_M-1（Ｔ）と、タップ係数Ｋ₀（Ｔ）〜Ｋ_M-1（Ｔ）とにより、信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））を生成する。そして、信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））が、フィルタ特性制御部１３４及び再生処理ユニット１４０へ送られる（図３参照）。

フィルタ特性制御部１３４では、包絡線検波部２４１及び係数更新部２４４が、信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））を受ける。信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））を受けた包絡線検波部２４１は、上述した（３）式による算出により包絡線検波を行って、信号Ｙ_ENV（Ｔ）を生成し、誤差算出部２４２へ送る（図４参照）。

信号Ｙ_ENV（Ｔ）を受けた誤差算出部２４２は、上述した（４）式による算出を行うことにより、誤差算出を行う。そして、誤差算出部２４２は、誤差算出の結果を、信号ＥＲＲ（Ｔ）として、係数更新部２４４へ送る（図４参照）。

また、フィルタ特性制御部１３４では、重み係数決定部２４３が、周波数変化幅検出部１３１から送られた信号ＦＣＷ（＝Δ（Ｔ））を受ける。そして、重み係数決定部２４３は、信号Δ（Ｔ）の値に対応した重み係数（ステップサイズ）α（Ｔ）を決定する。引き続き、重み係数決定部２４３は、決定された重み係数α（Ｔ）を、係数更新部２４４へ送る（図４参照）。

係数更新部２４４は、デジタルフィルタ部１３３から送られた信号ＦＬＤ（＝Ｙ（Ｔ））と、ＡＧＣ部１３２から送られた信号ＧＣＤ（＝Ｘ₀（Ｔ））と、誤差算出部２４２から送られた信号ＥＲＲ（Ｔ）と、重み係数決定部２４３から送られた重み係数α（Ｔ）とを受ける。そして、係数更新部２４４は、上述した（５）及び（６）式により、新たなタップ係数Ｋ_m（Ｔ＋τ）を算出する。こうして算出された新たなタップ係数Ｋ₀（Ｔ＋τ）〜Ｋ_M-1（Ｔ＋τ）が、係数指定ＣＥＦとして。デジタルフィルタ部１３３へ供給されることにより、デジタルフィルタ部１３３における係数倍器２３２_mに供給されるタップ係数が更新される（図３参照）。

かかる更新が繰り返されるＣＭＡ方式による適応制御が行われることにより、フィルタ装置１３０からは、マルチパス歪みが低減された信号ＦＬＤが出力されることになる。なお、適応制御の収束速度は、重み係数α（Ｔ）の値が大きいほど速く、また、小さいほど遅くなる。

さて、フィルタ装置１３０から信号ＦＬＤを受けた再生処理ユニット１４０では、信号ＦＬＤに対して検波処理を施す。この検波処理の結果が、信号ＤＭＤとして、アナログ処理ユニット１５０へ送られる（図１参照）。

再生処理ユニット１４０から送られた信号ＤＭＤを受けたアナログ処理ユニット１５０では、ＤＡ変換部、音量調整部及びパワー増幅部による信号処理が順次施され、出力音声信号ＡＯＳが生成される。そして、アナログ処理ユニット１５０は、生成された出力音声信号ＡＯＳをスピーカユニット１６０へ送る（図１参照）。この結果、スピーカユニット１６０が、出力音声信号ＡＯＳに従って、音声を再生出力する。

以上説明したように、本実施形態では、マルチパス歪みの除去を、ＣＭＡ方式を利用した適応制御を行うフィルタ装置１３０を用いて行う。そして、本実施形態では、この適応制御に際して、適応制御の収束速度を決める重み係数（ステップサイズ）を、選択された物理チャンネルの放送波における周波数変化幅に対応して決定する。

かかる重み係数の決定に際して、本実施形態では、周波数変化幅が大きく、音声の再生品質へのマルチパス成分の影響が小さくなる蓋然性が高い場合には、適応デジタルフィルタのタップ係数の更新制御の発散を極力防止するために、重み係数を小さい値に決定する。一方、周波数変化幅が小さく、音声の再生品質へのマルチパス成分の影響が大きくなる蓋然性が高い場合には、迅速なマルチパス成分の除去が可能なように、重み係数α（Ｔ）を大きな値に決定する。

したがって、本実施形態によれば、適応デジタルフィルタに対する適応制御の安定性の確保と、迅速なマルチパス成分の除去との調和を図ることができる。このため、本実施形態によれば、放送コンテンツの再生品質の維持を図ることができる。

［実施形態の変形］
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。

例えば、上記の実施形態では、周波数変化幅検出部１３１により検出された周波数変化幅Δ（Ｔ）に対応して、図５に示される態様で、重み係数決定部２４３が重み係数α（Ｔ）を決定した。これに対し、ＦＭ放送信号では、周波数変化幅は、一旦大きくなる又は小さくなると、その傾向が比較的長い時間にわたって継続することが一般的であることに対応して、周波数変化幅Δ（Ｔ）に対応する重み係数α（Ｔ）の決定態様が、図６に示されるように、ヒステリシス特性を有するようにしてもよい。

また、上記の実施形態では、周波数変化幅Δ（Ｔ）に対応して、重み係数α（Ｔ）が連続的に変化するようにしたが、段階的に変化するようにしてもよい。

また、上記の実施形態では、デジタルフィルタ部１３３をＦＩＲフィルタとして構成したが、フィルタ出力を入力信号と加算するＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタとして構成することもできる。

また、上記の実施形態では、１アンテナ及び１ＲＦ処理ユニットの構成の場合に、本発明を適用したが、いわゆる合成ダイバシチ方式を採用する複数アンテナ及び複数ＲＦ処理ユニットの構成の場合にも、本発明を適用することができる。この場合には、複数のＲＦ処理ユニットごとにデジタルフィルタ部を設け、各デジタルフィルタ部から送られた出力信号の和を、上記の実施形態における信号Ｙ（Ｔ）として利用するようにすればよい。

また、上記の実施形態では、ＦＭモノラル音声放送の放送受信装置に本発明を適用したが、ＦＭステレオ音声放送等の他のＦＭ放送の放送受信装置に本発明を適用してもよい。

また、上記の実施形態では、タップ係数Ｋ_m（Ｔ+τ）を（５）及び（６）式により算出したが、以下の（７）〜（１０）式により算出するようにしてもよい。

Ｋ_m（Ｔ＋τ）＝Ｋ_m（Ｔ）−α（Ｔ）・ＥＲＲ（Ｔ）・Ｒ_m（Ｔ） …（７）
ここで、
Ｒ_m（Ｔ）＝ＳＩＧＮ{Ｐ_m（Ｔ）}・｜Ｐ_m（Ｔ）｜^1/2 …（８）
Ｐ_m（Ｔ）＝Ｘ_m（Ｔ）・Ｙ（Ｔ）＋Ｘ_m（Ｔ−τ）・Ｙ（Ｔ―τ） …（９）
但し、
ＳＩＧＮ{Ｐ_m（Ｔ）}＝［１（Ｐ_m（Ｔ）＞０），
０（Ｐ_m（Ｔ）＝０），
−１（Ｐ_m（Ｔ）＜０）］ …（１０）
なお、「ＥＲＲ（Ｔ）」は、上述した（４）式により算出される。

また、上記の実施形態では、誤差ＥＲＲ（Ｔ）を（４）式により算出したが、以下の（１１）及び（１２）式により算出するようにしてもよい。

ＥＲＲ（Ｔ）＝Ｙ_ENV（Ｔ）−Ｘ_ENV（Ｔ） …（１１）
ここで、
Ｘ_ENV（Ｔ）＝［Ｘ₀（Ｔ）］²＋［Ｘ₀（Ｔ−τ）］² …（１２）
なお、「Ｙ_ENV（Ｔ）」は、上述した（３）式により算出される。

なお、上記の実施形態におけるフィルタ装置１３０、再生処理ユニット１４０及び制御ユニット１９０を、中央処理装置（ＣＰＵ：Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を備えた演算手段としてのコンピュータとして構成し、予め用意されたプログラムを当該コンピュータで実行することにより、上記の実施形態における処理の一部又は全部を実行するようにしてもよい。このプログラムはハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等のコンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録され、当該コンピュータによって記録媒体から読み出されて実行される。また、このプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等の可搬型記録媒体に記録された形態で取得されるようにしてもよいし、インターネットなどのネットワークを介した配信の形態で取得されるようにしてもよい。

１００ … 放送受信装置
１３１ … 周波数変化幅検出部（検出部）
１３３ … デジタルフィルタ部（適応フィルタ部の一部）
１３４ … フィルタ特性制御部（適応フィルタ部の一部）

Claims

ＦＭ放送信号を周波数変換して得られた中間周波信号の周波数変化幅を検出する検出部と；
前記検出部による検出結果に対応する収束速度で、前記中間周波信号に対して適応的にフィルタリング処理を施す適応フィルタ部と；を備え、
前記適応フィルタ部では、前記検出された周波数変化幅が広くなるほど、前記収束速度が遅くなる制御が行われる、
ことを特徴とする放送受信装置。
ＦＭ放送信号を周波数変換して得られた中間周波信号の周波数変化幅を検出する検出部と；
前記検出部による検出結果に対応する収束速度で、前記中間周波信号に対して適応的にフィルタリング処理を施す適応フィルタ部と；を備え、
前記適応フィルタ部では、前記検出された周波数変化幅がマルチパス成分の影響が小さくなる蓋然性が高い予め定められた範囲内にある場合には、前記検出された周波数変化幅が広くなるに従って、前記収束速度が、増加することなく最大値から最小値まで変化する制御が行われる、
ことを特徴とする放送受信装置。
ＦＭ放送信号を周波数変換して得られた中間周波信号の周波数変化幅を検出する検出部と；
前記検出部による検出結果に対応する収束速度で、前記中間周波信号に対して適応的にフィルタリング処理を施す適応フィルタ部と；を備え、
前記適応フィルタ部では、前記検出された周波数変化幅がマルチパス成分の影響が小さくなる蓋然性が高い予め定められた範囲内にある場合には、
前記検出された周波数変化幅が広くなるに従って、前記収束速度が、増加することなく最大値から最小値まで変化し、
前記検出された周波数変化幅が増大し、第１所定幅より広くなった時点から、前記検出された周波数変化幅が広くなるほど前記収束速度は遅くなり、
前記収束速度が前記最小値になった後には、前記収束速度が前記最小値に到達したときの第２所定幅未満の第３所定幅よりも狭くなった時点から、前記検出された周波数変化幅が狭くなるほど前記収束速度は速くなり、前記第１所定幅未満の第４所定幅になり前記最大値に到達するまで変化する制御が行われる、
ことを特徴とする放送受信装置。
検出部と；適応フィルタ部と；を備え、ＦＭ放送波を受信する放送受信装置において使用されるフィルタリング制御方法であって、
前記適応フィルタ部が、ＦＭ放送信号を周波数変換して得られた中間周波信号の周波数変化幅の前記検出部による検出結果を取得する取得工程と；
前記適応フィルタ部が、前記取得工程における取得検出結果に対応する収束速度で、前記中間周波信号に対して適応的にフィルタリング処理を施すフィルタリング工程と；を備え、
前記フィルタリング工程において、前記適応フィルタ部では、前記検出された周波数変化幅が広くなるほど、前記収束速度が遅くなる制御が行われる、
ことを特徴とするフィルタリング制御方法。
ＦＭ放送波を受信する放送受信装置が有するコンピュータに、請求項４に記載のフィルタリング制御方法を実行させる、ことを特徴とするフィルタリング制御プログラム。
ＦＭ放送波を受信する放送受信装置が有するコンピュータにより読み取り可能に、請求項５に記載のフィルタリング制御プログラムが記録されている、ことを特徴とする記録媒体。