JP4773294B2 - 適応等化装置及び受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、周波数変調信号（ＦＭ信号）等の無線信号の適応等化技術に関し、特に、適応等化処理の停止機能を備えた適応等化装置に関する。

ＦＭラジオ等の無線放送システムや無線通信システムでは、無線伝送路におけるマルチパス歪みや雑音により送信信号が劣化する。このため、無線受信装置では、無線伝送路を伝搬することによって劣化した受信信号から送信信号を復元するために等化器が用いられる。なお、通常は、無線伝送路の状態は受信側において未知である。また、移動性の高い無線受信装置などは、無線伝送路の特性の変動に追随する必要がある。このため、無線伝送路の特性変動に追随可能な適応等化器が使用されている。

一般的に、適応等化器は、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ及びＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ等のデジタルフィルタを用いて構成され、フィルタ係数の最適化にはＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズム及びＮＬＭＳ（Normalized LMS）アルゴリズム等の適応アルゴリズムが用いられる。

適応アルゴリズムによってフィルタ係数の最適化を行うためには、無線伝送路の特性推定に使用する参照信号が必要である。1つの方式として、信号パタンが既知のトレーニング信号を情報信号の前に送信し、トレーニング信号を参照信号としてフィルタ特性を決定する方式がある。また他の方式として、ブラインド等化方式も従来から知られている。ブラインド等化方式は、受信信号から参照信号を生成するため、トレーニング信号の事前送信が不要である。ブラインド等化方式の一例にＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）がある。

ＣＭＡとは、フィルタ出力信号の包絡線及びその高次等計量などのフィルタ出力信号に関する統計量を指標とし、この指標が目標値に近づくようにフィルタ係数を更新するアルゴリズム一般を意味する。ＣＭＡは、ＦＭ（Frequency modulation）信号及びＰＭ（Phase modulation）信号等の変調信号の振幅が一定である、言い換えると変調信号が定振幅性を有する変調方式に対して有効である。

特許文献１は、ＣＭＡ方式のブラインド適応等化器の改良例を開示している。具体的には、ＦＭ信号又はＰＭ信号のマルチパス歪みの除去を目的とし、入力信号の包絡線とデジタルフィルタ出力の間の誤差（以下、補正誤差と呼ぶ）が０に近づくようにデジタルフィルタのフィルタ係数を制御するマルチパス除去フィルタが開示されている。

さらに、特許文献１は、マルチパス信号の遅延時間の拡がりがマルチパス除去フィルタ内の遅延素子によって決まる全遅延時間に比べて大きい場合など、補正誤差が所定の閾値を超えて大きくなるために補正誤差を０に収束させることが困難な状況下では、補正誤差の最大値を抑制することによってフィルタ係数の変動を抑制することを記載している。これにより、ＬＭＳアルゴリズムによって補正誤差を０に収束させることが困難な状況下において、フィルタ動作の安定化を図ることができる。

さらに、特許文献１は、マルチパス除去フィルタの他の構成例として、補正誤差が所定の閾値を超える場合に、デジタルフィルタの全てのタップ係数を０に近づけることにより、フィルタ動作の安定化を図る構成を記載している（段落００６５〜００６７）。
特開２００５−１６７７１７号公報

上述したように、特許文献１に開示された適応等化器（マルチパス除去フィルタ）は、入力信号の包絡線とデジタルフィルタ出力の間の補正誤差の大きさが所定の閾値を超えるか否かによって、補正誤差を０に収束させることが困難な状況を判定する。さらに、補正誤差の大きさが閾値を超える場合にデジタルフィルタの動作モードを変更することによって、補正誤差を０に収束させやすくすることを特徴としている。つまり、補正誤差を０に収束させやすくするための追加的な処理を行うものである。

しかしながら、特許文献１に開示された適応等化器は、デジタルフィルタの動作モード変更の前後において、いずれにしても入力信号に応じたフィルタ係数の適応制御を常時実行している。このため、デジタルフィルタの動作安定性が十分に保証されていないという問題がある。

例えば入力信号強度の大きな変動が短い周期で発生する場合には、ＣＭＡによって補正誤差を０に近づけるよう制御しても補正誤差を収束させることができず、フィルタ係数の振動等の不安定な動作を招く可能性がある。

要するに、ＣＭＡによる適応等化は、無線伝送路におけるマルチパス歪み、妨害波及び雑音などの信号劣化要因が、受信信号から一定振幅の変調信号を推定できる程度である場合に限り、無線伝送路の逆特性を有するフィルタを適応的に構成することができる。しかし、受信信号から一定振幅の変調信号を推定できる程度を超えた信号劣化要因が存在する場合には、もはやＣＭＡによる適応等化処理を安定的に行うことは困難である。

特許文献１には、受信信号から一定振幅の包絡線を推定できる程度を超えた信号劣化要因が存在する場合に、デジタルフィルタのフィルタ係数の非収束及び振動等の不安定挙動に対応するための構成及び動作に関する記載はない。

本発明にかかる適応等化装置は、適応フィルタ及び制御部を備える。前記適応フィルタは、変調信号が一定振幅となる変調方式によって変調された入力信号に対して、等化処理後の出力信号の振幅が一定に近づくように適応等化処理を実行する。また、前記制御部は、前記入力信号及び前記出力信号の少なくとも一方の特性に応じて、前記適応フィルタによる適応等化処理の実行及び停止を制御する。

このような構成により、例えば、フィルタ係数の非収束、振動及び発散等の適応フィルタの不安定な挙動が発生する環境を適応フィルタの入力信号及び出力信号の少なくとも一方の状態に応じて判定し、このような環境下において適応等化処理を停止することができる。これにより、フィルタ係数の振動などの不安定な挙動によって適応フィルタの出力信号が劣化することを防止し、適応フィルタの動作安定性を向上させることができる。

本発明により、適応フィルタの動作安定性を向上させることが可能な適応等化装置を提供することができる。

以下では、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。各図面において、同一要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略する。なお、以下に説明する本発明の実施の形態は、搬送波が符号化された楽音信号によって周波数変調されたＦＭ信号を受信するＦＭ受信装置に本発明を適用したものである。

発明の実施の形態１．
本実施の形態にかかるＦＭ受信装置１の構成を図１に示す。まず、図１を参照して、ＦＭ受信装置１が備える構成要素について説明する。図１において、ＲＦ−ＩＦ変換部１０１は、アンテナ１００によって受信されたＲＦ信号を入力し、入力ＲＦ信号と局部発振器（不図示）が生成する信号とを混合することによってＩＦ信号を生成する。

ＲＦ−ＩＦ変換部１０１によって生成されたＩＦ信号はＡ／Ｄ変換器１０２によってデジタル信号に変換され、チャネル選択フィルタ１０３に入力される。チャネル選択フィルタ１０３は、入力信号から所望のチャネルを抽出するバンドパスフィルタである。

チャネル選択フィルタ１０３によって帯域選択されたＩＦ信号（以下、ＦＭ信号と呼ぶ）は、チャネルイコライザ１０７に入力される。チャネルイコライザ１０７は、マルチパス遅延波や妨害波及び雑音等に起因するＦＭ信号の信号歪みを補償するための適応等化装置であって、出力信号の振幅を一定に近づけることを目標に適応等化処理を行う。チャネルイコライザ１０７は、例えば、ＦＩＲフィルタを用いて構成し、ＬＭＳアルゴリズムによりフィルタ係数を最適化する構成とすることができる。なお、チャネルイコライザ１０７の具体的な構成例については後述する。チャネルイコライザ１０７により等化されたＦＭ信号（以下、等化ＦＭ信号と呼ぶ）はＦＭ復調部１０９に入力される。ＦＭ復調部１０９は、ＦＭ検波、つまり周波数−電圧変換によって符号化された楽音信号を復調する。ステレオ復調部１１２は、符号化された楽音信号からステレオ音声信号（Ｌ信号及びＲ信号）を復調して出力する。

隣接チャネル判定部１０４は、ＦＭ信号に隣接チャネル信号が混在しているか否かを判定し、判定結果に応じてチャネル選択フィルタ１０３の透過帯域幅を選択する。隣接チャネル信号が混在するか否かの判定は、例えば、隣接チャネル帯域をバンドパスフィルタによって抽出し、抽出した信号を全波整流した後に時間平均を算出することによって得た信号強度に対する閾値判定によって行うことができる。隣接チャネルの信号強度が所定の閾値を超えて大きい場合は、チャネル選択フィルタ１０３によって帯域選択されたＦＭ信号に隣接チャネル信号が混在する可能性が高いことを意味する。このため、チャネル選択フィルタ１０３の透過帯域幅を狭くする。一方、隣接チャネルの信号強度が所定の閾値未満である場合は、チャネル選択フィルタ１０３の透過帯域幅を広くする。なお、複数の閾値による判定を行って、チャネル選択フィルタ１０３の透過帯域幅を３段階以上から選択してもよい。また、他の判定方法によって隣接チャネル信号の混在を判定してもよい。

信号強度検出部１０５は、ＦＭ信号の信号強度を検出する。具体的には、ＦＭ信号を全波整流した後に時間平均を算出すればよい。

マルチパス判定部１０６は、マルチパス信号の信号強度を検出する。あわせて、マルチパス信号の遅延スプレッドを検出してもよい。具体的には、受信信号に含まれるパイロット信号をバンドパスフィルタによって抽出し、パイロット信号の信号強度及び遅延スプレッドを検出すればよい。

信号強度変動検出部１１０は、チャネルイコライザ１０７が出力する等化ＦＭ信号の信号強度の変動量を検出する。ＦＭ信号は定振幅性を有するため、等化ＦＭ信号の信号強度の変動量によってチャネルイコライザ１０７の適応処理の収束状態を判定することができる。つまり、等化ＦＭ信号の信号強度の変動量が特に大きい場合は、ＦＭ信号の等化処理が期待通りに行われておらず、チャネルイコライザ１０７の動作が不安定であることを意味する。

ＤＣオフセット検出部１１１は、ＦＭ復調部１０９の出力信号のＤＣオフセット成分を検出する。ＦＭ検波後の信号のＤＣオフセットの大きさは、等化ＦＭ信号周波数のチャネル中心周波数からのズレの大きさを示している。つまり、ＤＣオフセットの絶対値が大きい状態は、隣接チャネル信号等のチャネル中心周波数から大きくずれた信号がＦＭ復調部１０８によって復調されている状態を示している。

イコライザ制御部１０８は、上述した隣接チャネル判定部１０４、信号強度検出部１０５、マルチパス判定部１０６、信号強度変動検出部１１０及びＤＣオフセット検出部１１１によって検出される測定量又は判定結果に応じて、チャネルイコライザ１０７の適応等化処理の実行又は停止を判定し、チャネルイコライザ１０７に対して制御信号（以下、イコライザ制御信号と呼ぶ）を出力する。具体的には、隣接チャネル信号の混在量又はこれを用いた閾値判定結果、ＦＭ信号の信号強度又はこれを用いた閾値判定結果、マルチパス信号の信号強度又はこれを用いた閾値判定結果、等化ＦＭ信号の信号強度変動量又はこれを用いた閾値判定結果、ＦＭ検波後の出力信号のＤＣオフセット成分の大きさ又はこれを用いた閾値判定結果を用いて適応等化処理の実行又は停止を判定する。イコライザ制御部１０８による適応等化処理の実行又は停止の判定処理については後述する。

上述したチャネルイコライザ１０７は、イコライザ制御信号が適応等化処理の停止を示す場合は、チャネルイコライザ１０７内部のフィルタ係数群をそれぞれ所定の値に収束させる。具体的には、フィルタ係数群のうちの１つを値"１"に、他の全てを値"０"に収束させるように動作する。このようにフィルタ係数を収束させることによって、チャネルイコライザ１０７は入力されるＦＭ信号を遅延させてそのまま出力することになり、適応等化装置として機能しない状態となる。一方、イコライザ制御信号が適応等化処理の実行を示す場合は、チャネルイコライザ１０７はフィルタ係数の値１又は０への収束を解除して、フィルタ係数の適応的な更新処理を実行する。

続いて以下では、チャネルイコライザ１０７の具体的な構成例を図２乃至図６を参照して説明する。図２は、チャネルイコライザ１０７の構成例を示すブロック図である。図２のチャネルイコライザ１０７は、適応デジタルフィルタとして一般的なトランスバーサル型のＦＩＲフィルタを採用し、ＬＭＳアルゴリズムによって１サンプリング時間毎にＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新するものである。図２において、入力端子２０１は、ＦＭ信号の入力端子であり、チャネル選択フィルタ１０３からＦＭ信号が入力される。入力端子２０３は、イコライザ制御信号の入力端子であり、イコライザ制御部１０８からイコライザ制御信号が入力される。出力端子２０２は、等化ＦＭ信号の出力端子である。

Ｎ−１個の遅延器２０４＿１乃至２０４＿Ｎ−１はそれぞれ、入力されたＦＭ信号に所定のサンプリング時間の遅延を与えて出力する。カスケード接続された遅延器２０４＿１乃至２０４＿Ｎ−１によってＮ−１段のシフトメモリが構成されており、遅延器２０４＿１乃至２０４＿Ｎ−１の保持値は１サンプリング時間毎にシフトされる。

Ｎ個の乗算器２０５＿０乃至２０５＿Ｎは、入力端子２０１並びに遅延器２０４＿１乃至２０４＿Ｎ−１の間のＮ個のタップ点の信号ｘ（ｍ）〜ｘ（ｍ−Ｎ＋１）を、それぞれフィルタ係数Ｃ（ｍ，０）〜Ｃ（ｍ，Ｎ−１）と乗算する。フィルタ係数を乗算した後のＮ個の値が、Ｎ−１個の加算器２０６＿１乃至２０６＿Ｎ−１によって加算されて、出力端子２０２に出力される。つまり、Ｎ個の乗算器２０５＿０乃至２０５＿Ｎ、並びにＮ−１個の加算器２０６＿１乃至２０６＿Ｎ−１によって、入力ＦＭ信号ｘ（ｍ）〜ｘ（ｍ−Ｎ＋１）とフィルタ係数Ｃ（ｍ，０）〜Ｃ（ｍ，Ｎ−１）の畳み込み演算が実行される。

Ｎ個の個別係数算出部２０７＿０乃至２０７＿Ｎ−１は、それぞれフィルタ係数Ｃ（ｍ，０）〜Ｃ（ｍ，Ｎ−１）を算出する。具体的には、後述する共通係数算出部２０８から入力される更新値と、１サンプリング期間前のフィルタ係数及び１サンプリング期間前の入力ＦＭ信号のサンプリング値を用いて、新たなフィルタ係数を算出する。

共通係数算出部２０８は、ＬＭＳアルゴリズムに従ってフィルタ係数の更新値を算出し、個別係数算出部２０７＿０乃至２０７＿Ｎ−１に対して出力する。個別係数算出部２０７＿０乃至２０７＿Ｎ−１並びに共通係数算出部２０８によって実行されるＬＭＳアルゴリズムは（１）式によって表される。

ここで（１）式のベクトルｈ（ｍ）は、ｍサンプル目のＮ個のフィルタ係数Ｃ（ｍ，０）〜Ｃ（ｍ，Ｎ−１）を要素とするベクトルであり、（２）式により表される。また、ベクトルｕ（ｍ）は、タップされたＦＭ信号ｘ（ｍ）〜ｘ（ｍ−Ｎ＋１）を示す入力信号ベクトルであり、（３）式により表される。また、μは、ステップサイズと呼ばれるスカラー値である。また、ｅ（ｍ）は、（４）式によって表されるフィルタ係数の誤差量である。

（４）式においてｄ（ｍ）は、参照信号である。本実施の形態では、ＦＭ信号の振幅が一定であることを利用し、入力ＦＭ信号を基にして算出した包絡線振幅の目標値を参照信号ｄ（ｍ）とする。共通係数算出部２０８は、入力ＦＭ信号を基に参照信号ｄ（ｍ）を算出し、当該ｄ（ｍ）とフィルタ出力値から算出した包絡線振幅Ｖ（ｍ）との差によって誤差量ｅ（ｍ）を算出する。さらに、共通係数算出部２０８は、算出した誤差量ｅ（ｍ）に所定のステップサイズμを乗じた値を個別係数算出部２０７＿０乃至２０７＿Ｎ−１に対して出力する。

上述したように、チャネルイコライザ１０７による適応等化処理は、イコライザ制御部１０８が出力するイコライザ制御信号によって停止可能である。以下では、チャネルイコライザ１０７による適応等化処理をイコライザ制御信号に応じて停止させるための個別係数算出部２０７＿０乃至２０７＿Ｎ−１の構成について説明する。適応等化処理を停止させる場合は、Ｎ個の個別係数算出部２０７＿０乃至２０７＿Ｎ−１のうちの１つが出力するフィルタ係数を値"１"に収束させ、他のＮ−１個の個別係数算出部が出力するフィルタ係数を値"０"に収束させる。値"１"に収束させる個別係数算出部は、Ｎ個の個別係数算出部のうちのいずれでもよい。以下では、個別係数算出部２０７＿０が算出するフィルタ係数を値"１"に収束させ、他の個別係数算出部が算出するフィルタ係数を値"０"に収束させる場合を例にとって説明する。

図３は、適応等化処理停止時にフィルタ係数を値"０"に収束させる個別係数算出部２０７＿１の構成例を示している。乗算器３０１は、共通係数算出部１０８から入力されるスカラー値μｅ（ｍ）と入力信号のサンプリング値ｘ（ｍ−１）とを乗算する。乗算器３０４は、遅延器３０３によって１サンプリング時間だけ遅延されたフィルタ係数とイコライザ制御信号Ｋを乗算する。加算器３０２は、乗算器３０２の出力値と、乗算器３０４の出力値とを加算し、フィルタ係数の更新値Ｃ（ｍ＋１，１）を出力する。つまり、乗算器３０２が出力するフィルタ係数の更新値Ｃ（ｍ＋１，１）は、（５）式により表される。

適応等化処理を実行する場合には、イコライザ制御部１０８が出力するイコライザ制御信号Ｋの値を１とする。この場合の（５）式は、上述した（１）式と同等の更新アルゴリズムを示す式となる。一方、適応処置を停止する場合には、イコライザ制御部１０８が出力するイコライザ制御信号Ｋの値を０より大きく1未満の値（０＜Ｋ＜１）とし、かつ、共通制御部２０８の出力信号値を０とする。共通制御部２０８の出力信号値を０とするためには、例えば、ステップサイズμを０とすればよい。これにより、適応等化処理の停止期間中のフィルタ係数は、更新のたびに漸減して０に収束する。適応等化処理停止時にフィルタ係数を値"０"に収束させるべき他の個別係数算出部２０７＿２〜２０７＿Ｎ−１についても、図３と同様の構成とすればよい。

図４は、適応等化処理停止時にフィルタ係数を値"１"に収束させる個別係数算出部２０７＿０の構成例を示している。図３に示した個別係数算出部２０７＿１と図４の個別係数算出部２０７＿０との相違点は、乗算器３０４の前後に−１加算器３０５及び＋１加算器３０６を設けている点である。このとき、乗算器３０２が出力するフィルタ係数の更新値Ｃ（ｍ＋１，０）は、（６）式により表される。つまり、適応等化処理停止時に、イコライザ制御信号Ｋが０より大きく1未満の値になり（０＜Ｋ＜１）、かつ、ステップサイズμが０になった場合には、フィルタ係数は更新のたびに値１に漸近する。

図３及び図４に示す構成によれば、チャネルイコライザ１０７の適応等化処理を停止する際に、瞬時にフィルタ係数を目標値１又は０に変更するのではなく、漸近的に目標値に収束させることができる。これにより、チャネルイコライザ１０７の出力信号に不連続な大きな変動が生じることを抑制できるため、このような変動によってステレオ音声信号にノイズが発生することを防止することができる。

なお、上述した図３及び図４の構成では、個別係数算出部２０７＿０及び個別係数算出部２０７＿１に共通のフィルタ制御信号Ｋを入力することとしたが、異なる信号値を入力しても構わない。また、チャネルイコライザ１０７を複素数演算を行う適応フィルタとする場合であっても、図３及び図４に示した各演算器を複素演算器とすることにより、これらの構成を適用可能である。つまり、適応等化処理停止時にフィルタ係数を０に収束させる図３の構成では、フィルタ係数の実部及び虚部を共に０に収束させることができる。また、適応等化処理停止時にフィルタ係数を１に収束させる図４の構成では、フィルタ係数の実部を１に、虚部を０に収束させることができる。

次に、個別係数算出部の他の構成例を説明する。図５は、適応等化処理停止時にフィルタ係数を値"１"に収束させる個別係数算出部２０７＿０の他の構成例を示している。図５の構成は、加算器３０７によってフィルタ係数に固定的に値１を加算することとし、その他の構成を図３の構成と同様にしたものである。この様な構成によっても適応等化処理の実行が可能であり、また、０適応等化処理の停止時（０＜Ｋ＜１）はフィルタ係数が加算器３０７によって加算される値によって１に収束する。

図６は、適応等化処理停止時にフィルタ係数を値"０"に収束させる個別係数算出部２０７＿１の他の構成例を示している。図６の構成では、イコライザ制御信号Ｌを値０又は１の２値論理信号としている。また、乗算器３０８は、１サンプリング期間前のフィルタ係数に２^−ｍを乗算する。ここで、ｍは正の整数である。このような乗算は、符号付きｍビットシフト演算により実現できる。

乗算器３０９は、イコライザ制御信号Ｌと乗算器３０８の出力を乗算する。いま、Ｌの値は０又は１であるから、このような乗算は、選択演算又はＡＮＤ演算に置き換えることができる。加算器３１０は、乗算器３０９の出力値と１サンプリング期間前のフィルタ係数との差を算出する。このような構成によるフィルタ係数の更新値Ｃ（ｍ＋１，１）は、（７）式により表される。つまり、図６の構成は、図３に示した構成において、乗数Ｋの値を１−２^−ｍに限定した限定した場合に相当している。Ｌ＝０がＫ＝１に対応し、Ｌ＝１が、０＜Ｋ＜１に対応する。図６に示す構成の場合、乗算回数は図３の構成から増加しない。図６の構成は、特に固定小数点演算によって適応フィルタを実現する場合に有効である。

続いて、イコライザ制御部１０８によるチャネルイコライザ１０７の適応等化処理の実行・停止制御について図７のフローチャートを用いて説明する。図７は、イコライザ制御部１０８において周期的に起動される制御シーケンスの一例を示している。ステップＳ１１では、信号強度変動検出部１１０によって検出される等化ＦＭ信号の信号強度の変動量が所定の閾値を超えて大きい場合、つまり、一定振幅となるべき等化ＦＭ信号が不安定である場合には、他の条件に関わらず優先的にチャネルイコライザの適応等化処理を停止させる（ステップＳ１４）。また、ＤＣオフセット検出部１１１によって検出されるＤＣオフセットが大きい場合、つまりＦＭ復調部１０９がチャネル中心周波数からのズレが大きい信号を復調している場合にも、他の条件に関わらず優先的にチャネルイコライザの適応等化処理を停止させる（ステップＳ１１及びＳ１４）。

次に、ステップＳ１２では、ステップＳ１１の適応等化処理の停止条件に該当しない場合であって、隣接チャネル判定部１０４によって検出される隣接チャネル信号の信号強度が所定の閾値を超えて大きい場合には、マルチパス判定部１０６によって検出されるマルチパス信号の信号強度に拠らず優先的に適応等化処理を実行させる（ステップＳ１５）。また、信号強度検出部１０６によって検出されるＦＭ信号の信号強度が所定範囲内に存在する場合にも、マルチパス判定部１０６によって検出されるマルチパス信号の信号強度に拠らず優先的に適応等化処理を実行させる（ステップＳ１２及びＳ１５）。

上述したステップＳ１１の適応等化処理の停止条件及びステップＳ１２の適応等化処理の実行条件のいずれにも該当しない場合には、ステップＳ１３の判定により、適応等化処理の停止又は実行を決定する。具体的には、マルチパス判定部１０６によって検出されたマルチパス信号の信号強度が所定の閾値を下回る場合にチャネルイコライザ１０７に適応等化処理を実行させ、所定の閾値を上回る場合に適応等化処理を停止させる。

図８は、イコライザ制御部１０８の制御によってチャネルイコライザ１０７の適応等化処理の実行と停止を繰り返した場合の時間推移の一例を示すタイムチャートである。図８では、時刻Ｔ１におけるイコライザ制御部１０８の判定によって、適応等化処理の停止が選択されている。従って、時刻Ｔ１以降はフィルタ係数が所定の値（０又は１）に収束してき、フィルタ係数の収束後は、遅延された入力ＦＭ信号がそのままチャネルイコライザ１０７から出力される。続く、時刻Ｔ２では、イコライザ制御部１０８の判定によって、適応等化処理の実行が選択されている。このため時刻Ｔ２以降は、等化ＦＭ信号を一定振幅に近づけることを目標にフィルタ係数が最適値に収束していく。

なお、イコライザ制御部１０８による判定の実行周期、つまり、図７の制御シーケンスの起動周期は、チャネルイコライザ１０７のフィルタ係数の収束時間、及びイコライザ制御を実施する原因となる現象が発生する時間周期などに応じて決定すべきものである。以下に、フィルタ係数の収束時間と制御シーケンスの起動周期についての考察を行う。

適応等化処理の停止時のフィルタ係数の収束時間は、（５）式に示すように、乗数Ｋの冪乗Ｋ^ｎによって決定され、Ｋの値が大きいほど収束に要する時間が長くなる。ここで、ｎは、サンプリング数を示す。いま、Ｋ＝１−ε（ただし、０＜ε＜１）と設定し、Ｋ^ｎがεより小さくなるサンプリング数ｎ、つまり以下の（８）式を満足するｎを考える。

εが１より十分小さい場合、（８）式の左辺を２項展開し、εの２次以上の項を無視することにすれば、（８）式を満足するｎは、ほぼεの逆数になることが分かる。すなわち、ｎが１／εを超えるとフィルタ係数はそのε倍よりも小さくなるため、εが十分に小さければフィルタ係数はほぼ０に収束することが期待できる。例えば、ε＝２^−ｍとおき、乗数Ｋの値を１−２^−ｍと表すと、フィルタ係数は、１／ε＝２^ｍを超えるとほぼ０になることが期待できる。

具体例として、ＦＭ信号は、１０．７ＭＨｚの中間周波数をさらに低い中間周波数に変換して処理する場合が多いため、仮に１ＭＨｚの中間周波数を用い、このＩＦ信号のサンプリングのために４倍の４ＭＨｚのクロックを用いたとする。このとき、ｍ＝１２とすると、サンプリング回数２^１２に相当する時間、つまり、適応等化処理の停止から約１ミリ秒の期間でフィルタ係数はほぼ０に収束すると考えられる。

なお、フィルタ係数の収束時間は、復調後の音声信号にノイズが出力される程度に大きなものであってはならない。適応フィルタの収束時間から考えると、概ね１０マイクロ秒以上であることが望ましい。一方、移動体受信におけるＦＭ信号のドップラーシフトによるマルチパスヌルへの追随を考えると、発生頻度から考慮して１０ミリ秒を超える収束時間は好ましくない。このように、フィルタ係数の収束時間を想定して乗数Ｋの値又は冪数ｍの値を決定し、例えば、イコライザ制御のための制御シーケンスの起動周期以内にフィルタ収束が完了するようにシステム設計を行えば良い。なお、上記の考察は一例であり、フィルタ係数の収束時間が制御シーケンスの起動周期を超えるような設計も可能である。

続いて、チャネルイコライザ１０７及びイコライザ制御部１０８によって適応等化処理の実行及び停止の制御を行うことによる効果について詳しく説明する。上述した特許文献１に開示された適応等化器は、デジタルフィルタの動作モード変更の前後において、いずれにしても入力信号に応じたフィルタ係数の適応制御を常時実行している。このため、デジタルフィルタの動作安定性が十分に保証されていないという問題がある。また、特許文献１に開示された適応等化器は、マルチパス歪みの除去を目的としており、隣接チャネル干渉などの他の要素による入力信号の劣化を想定していない。ましてや、マルチパスの影響と隣接チャネル干渉の影響等とを優先順位をつけて判定することは行っていない。

これに対して本実施の形態にかかるＦＭ受信装置１は、イコライザ制御部１０８が、ＦＭ信号の信号強度、マルチパス信号強度、隣接チャネル信号強度、等化ＦＭ信号の信号強度の変動量、及びＦＭ検波信号のＤＣオフセットの大きさによってＦＭ受信装置１の受信環境を評価し、評価結果に応じてチャネルイコライザ１０７による適応等化処理の停止又は実行を決定している。このような構成により、マルチパス以外の外乱要素に起因してチャネルイコライザ１０７のフィルタ係数の非収束、振動又は発散が発生する環境においても適応等化処理を停止することができる。このため、マルチパス以外の外乱要素に起因して発生するチャネルイコライザ１０７の不安定な挙動によって、チャネルイコライザ１０７から不安定な等化ＦＭ信号が出力されることを防止することができる。また、不安定な等化ＦＭ信号に起因して人間の聴感上不自然なノイズがステレオ復調部１１２から出力されることを回避することができる。

さらに、図７のフローチャートに示したように、イコライザ制御部１０８はＦＭ受信装置１の受信環境を評価するための複数の測定量に優先度をつけて判定を行っている。つまり、マルチパス信号の信号強度による判定より優先して、等化ＦＭ信号の信号強度変動、ＦＭ検波後のＤＣオフセットの大きさによる判定を行っている。これにより、マルチパス信号の有無に関わらずチャネルイコライザ１０７による適応処理が不安定になる状態を検知できるため、チャネルイコライザ１０７を速やかに安定な状態に遷移させることができる。

また、イコライザ制御部１０８は、マルチパス信号の信号強度による判定より優先して、隣接チャネル信号の信号強度及びＦＭ信号の信号強度による判定を行っている。つまり、マルチパス信号の有無に関わらず、復調対象のＦＭ信号に隣接チャネル信号が混在する場合、及び、ＦＭ信号の信号強度が所定の閾値より大きい場合には、チャネルイコライザ１０７に適応等化処理を実行させることとしている。ＦＭ信号の適応等化処理は、マルチパス歪みの補償だけでなく、より一般的な信号劣化要因によって劣化したＦＭ信号から元のＦＭ信号を復元する場合にも有効であるため、イコライザ制御部１０８の当該動作によって、マルチパス信号が存在する場合であっても適応等化処理を継続させることが可能となり、復調された信号の聴感上の品質を改善することができる。

また、図２乃至図６に例示した構成を採用することにより、チャネルイコライザ１０７の適応等化処理の実行及び停止の切り替えに要するチャネルイコライザ１０７の演算量の増加を抑制できるため、チャネルイコライザ１０７の実装規模の増加や処理負担の増加を抑制することができる。

その他の実施の形態．
発明の実施の形態１において図７を用いて説明したイコライザ制御部１０８の判定処理フローは一例である。つまり、イコライザ制御部１０８の制御シーケンスにおける判定条件の組合せ、判定条件の優先順位は、一意に決定されるものではなく、チャネルイコライザ１０７の安定動作を達成するために様々な変更が可能である。

例えば、図７のフローチャートでは、ＤＣオフセット検出部１１１で検出されるＦＭ復調部１０９の出力信号のＤＣオフセットが大きい場合にチャネルイコライザ１０７の適応等化処理を停止させている。この判定条件変更して、信号強度検出部１０５によって検出されるＦＭ信号の信号強度に対する判定と組み合わせることにより、弱電界かつＦＭ検波後のＤＣオフセットが大きい場合に、チャネルイコライザ１０７の適応等化処理を停止させる制御に変更できる。

さらに、他の例として、図７のフローチャートにおけるマルチパス信号の信号強度の判定に、チャネルイコライザ１０７出力の信号強度変動の判定を組合せてもよい。これらを組み合わせて適応等化処理の実行・停止を制御することにより、マルチパス信号が存在する場合の安定制御の正確さを向上させることができる。

なお、イコライザ制御部１０８に適用する判定条件の最適な組合せ及び優先順位は、ＦＭ受信装置１が使用される環境によって異なるものである。このため、イコライザ制御部１０８に適用する判定条件の組合せ及び判定条件の優先順位は、実際の使用環境における測定結果に基づいて、かつ、誤動作がないことを確認したうえで決定すればよい。

また、発明の実施の形態１は、本発明をＦＭ受信装置に適用した場合について説明した。しかしながら、本発明はＣＭＡ方式が有効である変調信号が定振幅性を有する変調方式、具体的には、位相変調（ＰＭ）、デジタル変調方式であるＦＳＫ（Frequency Shift Keying）及びＰＳＫ（Phase Shift Keying）等によって変調された信号を受信する装置においても有効である。

また、図７に示す制御シーケンスのように、マルチパス信号の影響の判定条件による判定だけでなく、隣接チャネル信号の信号強度やＦＭ検波後のＤＣオフセットの大きさに等の追加判定条件を組み合わせ、かつ、これらの判定条件に優先度を付けた判定を行うことは、判定結果に応じてチャネルイコライザ１０７の適応等化処理を停止する構成に限らず有効である。例えば、判定結果に応じてチャネルイコライザ１０７の動作モードを切り替える構成に対しても有効である。具体的には、イコライザ制御部１０８の判定結果に応じて、１回のフィルタ係数の更新によってフィルタ係数の大きな変動が許容される動作モードと、１回のフィルタ係数の更新におけるフィルタ係数の変動が抑制される動作モードとを切り替えることが可能である。

さらに、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、既に述べた本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

発明の実施の形態１にかかるＦＭ受信装置の構成図である。 発明の実施の形態１にかかるチャネルイコライザの構成図である。 発明の実施の形態１にかかるチャネルイコライザが備える個別係数算出部の構成例を示す図である。 発明の実施の形態１にかかるチャネルイコライザが備える個別係数算出部の構成例を示す図である。 発明の実施の形態１にかかるチャネルイコライザが備える個別係数算出部の構成例を示す図である。 発明の実施の形態１にかかるチャネルイコライザが備える個別係数算出部の構成例を示す図である。 発明の実施の形態１にかかるＦＭ受信装置が備えるイコライザ制御部の動作を示すフローチャートである。 発明の実施の形態１にかかるＦＭ受信装置による適応等化処理の実行制御を説明するための図である。

符号の説明

１ ＦＭ受信装置
１００ アンテナ
１０１ ＲＦ−ＩＦ変換部
１０２ Ａ／Ｄ変換器
１０３ チャネル選択フィルタ
１０４ 隣接チャネル判定部
１０５ 信号強度検出部
１０６ マルチパス判定部
１０７ チャネルイコライザ
１０８ イコライザ制御部
１０９ ＦＭ復調部
１１０ 信号強度変動検出部
１１１ ＤＣオフセット検出部
１１２ ステレオ復調部
２０１ ＦＭ信号入力端子
２０２ 等化ＦＭ信号出力端子
２０３ イコライザ制御信号入力端子
２０４＿１〜２０４Ｎ−１ 遅延器
２０５＿０〜２０５＿Ｎ 乗算器
２０６＿１〜２０６＿Ｎ−１ 加算器
２０７＿０〜２０７＿Ｎ−１ 個別係数算出部
２０８ 共通係数算出部

Claims (17)

1. 変調信号が一定振幅となる変調方式によって変調された入力信号に対して、等化処理後の出力信号の振幅が一定に近づくように適応等化処理を実行する適応フィルタと、
   前記入力信号及び前記出力信号の少なくとも一方の特性に応じて、前記適応フィルタによる適応等化処理の実行及び停止を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記適応フィルタのフィルタ係数群の更新を繰り返し、前記フィルタ係数群を所定の値に漸近的に収束させることによって前記適応フィルタによる適応等化処理を停止し、前記フィルタ係数群の所定の値への収束を解除することによって前記適応フィルタによる適応等化処理を実行する、適応等化装置。
2. 前記制御部は、前記入力信号及び前記出力信号の少なくとも一方の特性に応じて、前記適応フィルタのフィルタ係数の非収束、振動又は発散が発生する環境を判定し、前記環境下では前記適応フィルタの適応等化処理を停止させる、請求項１に記載の適応等化装置。
3. 前記制御部は、前記フィルタ係数群のうちの１つのフィルタ係数を値１に漸近的に収束させ、他の全てのフィルタ係数を０に漸近的に収束させることにより前記適応フィルタによる適応等化処理を停止する、請求項１に記載の適応等化装置。
4. 前記適応フィルタは、前記制御部による適応等化処理の実行制御に従って前記フィルタ係数群を算出するフィルタ係数算出部を備え、
   前記フィルタ係数算出部は、
   フィルタ係数を値０に収束させる場合は、０より大きく１より小さい乗数Ｋを現在のフィルタ係数に乗算することにより次のサンプリングで使用するフィルタ係数を算出し、
   フィルタ係数を値１に収束させる場合は、現在のフィルタ係数から１を減算した後に、０より大きく１より小さい乗数Ｋ´を乗算し、Ｋ´を乗算した後の値に１を加算することにより次のサンプリングで使用するフィルタ係数を算出する、請求項３に記載の適応等化装置。
5. 前記適応フィルタは、前記制御部による適応等化処理の実行制御に従って前記フィルタ係数群を算出するフィルタ係数算出部を備え、
   前記フィルタ係数算出部は、
   フィルタ係数を値０に収束させる場合には、０より大きく１より小さい乗数Kを現在のフィルタ係数に乗算することにより次のサンプリングで使用するフィルタ係数を算出し、
   フィルタ係数を値１に収束させる場合には、フィルタ係数を変数Ｃに値１を加算することにより算出し、かつ、現在のフィルタ係数の変数Ｃに０より大きく１より小さい乗数Ｋ´を乗算することにより次のサンプリングで使用する変数Ｃを決定する、請求項３に記載の適応等化装置。
6. 前記変数Ｋ及びＫ´は、前記制御部から前記フィルタ係数算出部に入力される、請求項４又は５に記載の適応等化装置。
7. 前記乗数Ｋ及びＫ´は、正の整数ｍと、値０又は値１をとり得る変数Ｌとを用いて、１−Ｌ×２^−ｍを演算することにより算出され、
   前記変数Ｌは、前記制御部から前記フィルタ係数算出部に２値論理信号として入力される、請求項４又は５に記載の適応等化装置。
8. 変調信号が一定振幅となる変調方式によって変調された入力信号に対して、等化処理後の出力信号の振幅が一定に近づくように適応等化処理を実行する適応フィルタと、
   前記入力信号及び前記出力信号の少なくとも一方の特性に応じて、前記適応フィルタによる適応等化処理の実行及び停止を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記入力信号に含まれるマルチパス信号の信号強度に基づいて、前記適応フィルタによる適応等化処理の実行及び停止を制御する適応等化装置。
9. 前記制御部は、前記入力信号の信号強度に基づいて、前記適応フィルタによる適応等化処理の実行及び停止を制御する、請求項１に記載の適応等化装置。
10. 前記制御部は、前記出力信号の信号強度の変動量に基づいて、前記適応フィルタによる適応等化処理の実行及び停止を制御する、請求項１に記載の適応等化装置。
11. 前記制御部は、前記入力信号の信号強度が所定の閾値を上回る場合に、前記入力信号に含まれるマルチパス信号の信号強度に関わらず、前記適応フィルタに適応等化処理を実行させる、請求項１に記載の適応等化装置。
12. 前記入力信号は周波数変調信号である、請求項１乃至１１のいずれかに記載の適応等化装置。
13. 変調信号が一定振幅となる変調方式によって変調された周波数変調信号に対して、等化処理後の出力信号の振幅が一定に近づくように適応等化処理を実行する適応フィルタと、
    前記周波数変調信号に含まれる隣接チャネル信号の信号強度に基づいて、前記適応フィルタによる適応等化処理の実行及び停止を制御する制御部と、を備える適応等化装置。
14. 前記制御部は、前記周波数変調信号に含まれる隣接チャネル信号の信号強度が所定の閾値を上回る場合に、前記周波数変調信号に含まれるマルチパス信号の信号強度に関わらず、前記適応フィルタに適応等化処理を実行させる、請求項１３に記載の適応等化装置。
15. 変調信号が一定振幅となる変調方式によって変調された信号を受信し、受信信号の復調処理を行う受信装置であって、
    デジタル化された前記受信信号に対する適応等化処理を実行する請求項１乃至１４のいずれかに記載の適応等化装置と、
    前記適応等化装置の出力信号を復調する復調部と、
    を備える受信装置。
16. 前記入力信号は周波数変調信号であって、
    前記制御部は、前記復調部によってＦＭ検波された信号のＤＣオフセット成分の大きさに基づいて、前記適応フィルタによる適応等化処理の実行及び停止を制御する、請求項１５に記載の受信装置。
17. 前記フィルタ係数群の各々のフィルタ係数は、前記入力信号のサンプリング期間毎に１サンプリング期間前の各々のフィルタ係数を用いて算出することによって更新される、請求項１記載の適応等化装置。

Images