CN107800497A - 一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法及装置 - Google Patents
一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法及装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN107800497A CN107800497A CN201711054350.6A CN201711054350A CN107800497A CN 107800497 A CN107800497 A CN 107800497A CN 201711054350 A CN201711054350 A CN 201711054350A CN 107800497 A CN107800497 A CN 107800497A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- signal
- channel
- input signal
- path
- time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000004088 simulation Methods 0.000 title claims abstract description 51
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 42
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 22
- 239000005433 ionosphere Substances 0.000 claims abstract description 33
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims abstract description 33
- 238000005316 response function Methods 0.000 claims abstract description 17
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 38
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 31
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 19
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 12
- 238000007781 pre-processing Methods 0.000 claims description 10
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 8
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 239000004576 sand Substances 0.000 claims description 3
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 3
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 3
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 abstract description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 abstract description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 230000004044 response Effects 0.000 description 4
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 2
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000000644 propagated effect Effects 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- 235000011203 Origanum Nutrition 0.000 description 1
- 240000000783 Origanum majorana Species 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000005311 autocorrelation function Methods 0.000 description 1
- 238000009223 counseling Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000013178 mathematical model Methods 0.000 description 1
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 1
- 238000011056 performance test Methods 0.000 description 1
- 238000010998 test method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
- H04B17/391—Modelling the propagation channel
- H04B17/3912—Simulation models, e.g. distribution of spectral power density or received signal strength indicator [RSSI] for a given geographic region
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
Abstract
本发明提供一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法及装置，所述方法包括：对输入信号进行预处理以获得离散时间实信号，将所述离散时间实信号转换为IQ复信号；结合电离层实测参数完成每条传播路径的冲击响应函数的计算，以构建具有多径结构、时延扩展、多普勒频移和多普勒展宽特性的ITS信道模型；将所述IQ复信号输入ITS信道模型以获得多径输出信号，根据输入信号的功率及信噪比生成带通噪声，将多径输出信号与所述带通噪声进行求和，并将求和获得的离散时间中频信号转换为与所述输入信号形式一致的输出信号。本发明能够实现动态地模拟时延功率扩展、多普勒频移及多普勒展宽的影响，能在线修改信道参数，实时模拟真实的短波信道特性。
Description
技术领域
本发明涉及无线信道模拟仿真领域，更具体地，涉及一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法及装置。
背景技术
在短波通信系统中，为了验证系统的有效性，通常采用信道模拟法或电离层链路实际测试两类方法，其中信道模拟法通过电离层观察或实测的信号对信道进行数学建模，并利用软件编程或嵌入式系统来实现信道的仿真，而电离层链路实际测试需要建设实际电台站点(包括调制解调器、大功率电台、天调、天线等设备)，且站点需要选取在背景噪声较小、视野开阔无遮挡的地点(如城郊或海边)，会消耗较大的人力与物力成本，时间周期也相对较长。因此，短波通信系统的功能及性能测试通常在实验室环境利用信道模拟法来进行，当性能达到一定的指标，可进行电离层链路实际测试来最终验证系统的有效性。
短波信道模型的建立及信道模拟的真实性直接影响设计短波通信系统性能。目前，短波信道存在多种数学模型，其中Watterson等人提出的高斯散射增益抽头延迟线模型，Watterson模型被广泛认可为短波窄带信道模型，该模型已经得到国际无线电咨询委员会的推荐，但这一模型是在平静电离层条件下得到的，忽略各个传播路径中的时延扩展。上个世纪末，美国电信科学协会提出了宽带短波信道ITS模型，近年来以该模型为基础开发的宽带短波信道模拟器得到了很好的应用。
通常基于ITS模型的信道模拟器在频域来完成，首先需要根据设定的信道条件构建信道传输函数，然后对输入信号作傅里叶变换，将其与信道传输函数相乘后进行傅里叶逆变换得到输出信号。但当信道条件发生变化时就需要重新构建新的信道传输函数，不能在线改变信道参数，不能完成真正的动态仿真，进而不能实时地模拟真实信道特性。
发明内容
为了解决现有信道模拟方法所存在当信道条件发生变化时无法动态重新构建信道传输函数、不能实时地模拟真实信道特效的问题，本发明提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法及装置。
根据本发明的一个方面，提供一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法，包括：
S1，对目标短波信道的输入信号进行预处理以获得离散时间实信号，利用希尔伯特带通滤波器将所述离散时间实信号转换为相位相差90°的IQ复信号；
S2，结合电离层实测参数完成对所述目标短波信道的每条传播路径的冲击响应函数的计算，以构建具有多径结构、时延扩展、多普勒频移和多普勒展宽特性的ITS信道模型；
S3，将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型以获得多径输出信号，根据测量获得的所述输入信号的功率及预设的信噪比生成带通噪声，将所述多径输出信号与所述带通噪声进行求和，并将求和获得的离散时间中频信号转换为与所述输入信号形式一致的输出信号。
其中，步骤S2中所述电离层实测参数包括：输入信号最大幅度A，输入信号的接收阈值AT，AT对应的起始时延τmin，A对应的平均时延τc，AT对应的截止时延τmax，τmin对应的多普勒频移fsmin，τc对应的多普勒频移fs以及多普勒展宽2σD。
其中，所述步骤S2进一步包括：
对任意单一传播路径均顺序执行以下步骤：
S21，基于时延扩展分布将所述单一传播路径的信号划分为Nt个等效子路径，并确定每个等效子路径的时延时间；
S22，根据所述电离层实测参数中的参数A、AT、τmin、τc和τmax，以及所述每个等效子路径的时延时间，计算生成所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的延时功率谱系数；
S23，根据所述电离层实测参数中的参数fsmin和fs，计算生成所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的确定性相位函数；
S24，根据所述电离层实测参数中的参数2σD，计算生成所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的随机调制函数，并获取与所述单一传播路径相对应的整体随机调制函数；
S25，将每个所述等效子路径信号的幅值乘以所对应的延时功率谱系数与确定性相位函数，对所有经乘积处理后的所述等效子路径信号进行求和，再利用所述整体随机调制函数与求和后获得的信号相乘。
其中，所述步骤S21进一步包括：
S211，确定时延扩展分布为[τmin,τmax]，则根据公式计算单一传播路径的抽头数Nt；
S212，将区间[τmin,τmax]划分为Nt个时延的等效子路径，根据公式确定每个等效子路径时延τi；
上述各式中，表示向下取整运算，Tc为离散信号采样时间间隔，i＝0,1,...Nt-1。
其中，步骤S22中所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的延时功率谱系数Pn(τ)的计算公式为：
Pn(τ)＝Aexp[α(1+lnz-z)],
其中，n表示单一传播路径的索引值，τ表示时延变量，A为输入信号最大幅度，α控制延时功率谱的对称性，z为中间变量，Δ＝τc-τ0表示延时功率谱的宽度，τ0表示延时功率谱系数等于0时所对应的时延，τc为A对应的平均时延；
相应地，所述步骤S22进一步包括：
S221，初始化中间变量z，当τ＝τmin时，zmin＝(τmin-τ0)/(τc-τ0)，当τ＝τmax时，zmax＝(τmax-τ0)/(τc-τ0)；
S222，基于Pn(τmin)＝Pn(τmax)＝AT获取zmax的值，根据公式确定τ0的值；
S223，根据公式α＝(1+lnzmax-zmax)-1lnSv确定α的值，其中，Sv＝AT/A；
S224，根据所获得的τ0和α的值，以及每个等效子路径的时延时间结合所述延时功率谱系数的计算公式对每个等效子路径所对应的延时功率谱系数进行计算。
其中，步骤S23中所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的确定性相位函数Dn(τ,tk)的计算公式为：
Dn(τ,tk)＝exp{j2π[fs+b(τ-τc)]tk}，
其中，tk表示时间变量，τ表示时延变量，τc表示输入信号最大幅度对应的平均时延，fs表示时延为τc时多普勒频移的值，b＝(fsmin-fs)/(τc-τmin)表示多普勒频移与时延的变换速率，fsmin为时延为τmin时多普勒频移的值；
相应地，所述步骤S23进一步包括：
S231，根据所述电离层实测参数中的参数fsmin和fs，计算多普勒频移与时延的变换速率b；
S232，根据每个等效子路径的时延τi确定对应的多普勒频移fB(τi)，
fB(τi)＝fs+b(τi-τc)；
S233，基于所述fB(τi)和采样时钟，结合所述确定性相位函数的计算公式计算获得每个等效子路径所对应的确定性相位函数Dn(τi,tk)。
其中，所述步骤S24进一步包括：
S241，根据所述电离层实测参数中的参数2σD生成多普勒展宽谱滤波器，包括采样速率、滤波器阶数及系数；
S242，利用高斯噪声生成器产生独立的复数高斯随机时间序列；
S243，通过将所述复数高斯随机序列与所述多普勒展宽谱滤波器进行卷积获得谱特性；
S244，利用插值匹配所述输入信号的采样速率。
其中，步骤S1中对目标短波信道的输入信号进行预处理以获得离散时间实信号的步骤进一步包括：
当目标短波信道的输入信号为射频信号时，将所述输入信号去除高频载波后转换为中频信号，再对所述中频信号进行A/D采样，获得离散时间实信号；或者，当目标短波信道的输入信号为中频信号时，直接对所述输入信号进行A/D采样，获得离散时间实信号。
其中，步骤S3中将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型以获得多径输出信号的步骤进一步包括：
将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型，获得多条传播路径的输出信号；
将所有传播路径的输出信号进行求和，并获取求和后的实部以获得多径输出信号。
根据本发明的另一个方面，提供一种适用于宽带短波通信的信道模拟装置，包括：
输入信号处理模块，用于对目标短波信道的输入信号进行预处理以获得离散时间实信号，利用希尔伯特带通滤波器将所述离散时间实信号转换为相位相差90°的IQ复信号；
信道仿真模块，用于结合电离层实测参数完成对所述目标短波信道的每条传播路径的冲击响应函数的计算，以构建具有多径结构、时延扩展、多普勒频移和多普勒展宽特性的ITS信道模型；
输出信号获取模块，用于将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型以获得多径输出信号，根据测量获得的所述输入信号的功率及预设的信噪比生成带通噪声，将所述多径输出信号与所述带通噪声进行求和，并将求和获得的离散时间中频信号转换为与所述输入信号形式一致的输出信号。
本发明提供的一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法及装置，在时域以电离层实测参数作为输入参数，动态地生成延时功率谱、确定性相位函数和随机调制函数来模拟时延功率扩展、多普勒频移及多普勒展宽的影响，能在线修改信道参数，实时模拟真实的短波信道特性。
附图说明
图1为根据本发明一实施例提供的一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法的流程示意图；
图2为根据本发明一实施例提供的信道模拟方法的实现框图；
图3为根据本发明一实施例提供的所构建的ITS信道模型的示意图；
图4为根据本发明一实施例提供的随机调制函数的生成示意图；
图5为根据本发明实施例所提供的信道模拟方法对低纬度地区信道进行仿真获得的离散散射函数图；
图6为根据本发明实施例所提供的信道模拟方法对中纬度地区信道进行仿真获得的离散散射函数图；
图7为根据本发明实施例所提供的信道模拟方法对高纬度地区信道进行仿真获得的离散散射函数图；
图8为根据本发明另一实施例提供的一种适用于宽带短波通信的信道模拟装置的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他的实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，为本发明一实施例提供的一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法的流程示意图，包括：
S1，对目标短波信道的输入信号进行预处理以获得离散时间实信号，利用希尔伯特带通滤波器将所述离散时间实信号转换为相位相差90°的IQ复信号；
S2，结合电离层实测参数完成对所述目标短波信道的每条传播路径的冲击响应函数的计算，以构建具有多径结构、时延扩展、多普勒频移和多普勒展宽特性的ITS信道模型；
S3，将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型以获得多径输出信号，根据测量获得的所述输入信号的功率及预设的信噪比生成带通噪声，将所述多径输出信号与所述带通噪声进行求和，并将求和获得的离散时间中频信号转换为与所述输入信号形式一致的输出信号。
具体地，为了方便信道仿真的实现，需要对信道模型进行离散化，将连续的二维信道冲激响应变换为一系列离散的数据点。步骤S1将输入信道的实信号通过希尔伯特变换转为复信号，其中，对目标短波信道的输入信号进行预处理是指将输入信号进行A/D采样转换为离散实信号，输入信号可以是中频信号或射频信号，当输入信号为射频信号时则需要先去除高频载波转化为中频信号，之后对中频信号进行A/D采样为离散时间实信号。然后将所获得的离散时间实信号通过希尔伯特带通滤波器转换为相位相差90°的IQ复信号。
步骤S2根据设定的仿真信道条件构建传播路径，模拟真实信道中多径、时延扩展、多普勒频移、多普勒展宽等特性的作用，设定采样时间间隔为Tc，参与运算的是离散时间采样值，此时，目标短波信道的冲击响应函数可以表示为：
公式(1)中，时延τ由收发双方的距离及电离层的色散特性决定，tk＝kTc表示离散采样时间，n表示单一传播路径的索引值，NP表示传播路径的总数，由电离层实测参数来决定。
从公式(1)可知，将传播路径划分为多条传播路径，结合电离层实测参数完成对所述目标短波信道的每条传播路径的冲击响应函数hn(τ,tk)的计算，而每条传播路径的冲击响应函数又由延时功率谱系数、确定性相位函数、随机调制函数三部分相乘而组成，其中，延时功率谱系数用于模拟时延扩展，确定性相位函数用于描述多普勒频移，随机调制函数用于描述多普勒展宽，然后对计算获得的所有传播路径的冲击响应函数进行求和，从而构建出具有多径结构、时延扩展、多普勒频移和多普勒展宽特性的ITS信道模型。
步骤S3将所述IQ复信号输入步骤S2中所构建的ITS信道模型以获得多径输出信号，根据测量获得的所述输入信号的功率及预设的信噪比生成带通噪声，将所述多径输出信号与所述带通噪声进行求和以获得离散时间中频信号。输出信号根据输入信号的形式来确定，当输入信号为中频信号时，直接对所述离散时间中频信息进行D/A转换输出得到中频信号，若要还原射频信号时，还需要对中频信号上高频载波处理。
信道模拟方法的实现框图如图2所示。
本发明提出的一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法，在时域以电离层实测参数作为输入参数，动态地生成延时功率谱、确定相位函数、随机调制函数来模拟时延功率扩展、多普勒频移及多普勒展宽的影响，能在线修改信道参数，实时模拟真实的短波信道特性。
基于上述实施例，步骤S2中所述电离层实测参数包括：输入信号最大幅度A，输入信号的接收阈值AT，AT对应的起始时延τmin，A对应的平均时延τc，AT对应的截止时延τmax，τmin对应的多普勒频移fsmin，τc对应的多普勒频移fs以及多普勒展宽2σD。
基于上述实施例，所述步骤S2进一步包括：
对任意单一传播路径均顺序执行以下步骤：
S21，基于时延扩展分布将所述单一传播路径的信号划分为Nt个等效子路径并确定每个等效子路径的时延时间；
S22，根据所述电离层实测参数中的参数A、AT、τmin、τc和τmax，以及所述每个等效子路径的时延时间，计算生成所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的延时功率谱系数；
S23，根据所述电离层实测参数中的参数fsmin和fs，计算生成所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的确定性相位函数；
S24，根据所述电离层实测参数中的参数2σD，计算生成所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的随机调制函数，并获取与所述单一传播路径相对应的整体随机调制函数；
S25，将每个所述等效子路径信号的幅值乘以所对应的延时功率谱系数与确定性相位函数，对所有经乘积处理后的所述等效子路径信号进行求和，再利用所述整体随机调制函数与求和后获得的信号相乘。
具体地，时变的信道脉冲响应由Np个脉冲响应函数组成，每个hn(τ,tk)对应单一传播路径，信道模拟的重点在于单一传播路径的实现，而单一传输路径的信道冲击响应函数可以表示为：
公式(2)中，hn(τ,tk)由延时功率谱系数Pn(τ)、确定性相位函数Dn(τ,tk)、随机调制函数ψn(τ,tk)三部分组成，其中用来描述延时功率谱的形状，Dn(τ,tk)用来描述多普勒频移，而ψn(τ,tk)用来描述多普勒频谱展宽，Nt表示单一传播路径的等效子路径数，τi为每个等效子路径的时延，i＝0,1,...Nt-1，tk＝kTc表示离散采样时间。
所述的单一传播路径采用延时抽头线结构来构建，首先基于时延扩展分布将单一传播路径的信号划分为Nt个子路径并确定每个等效子路径的时延时间，然后将每个等效子路径信号的幅度乘以对应的延时功率谱系数与确定相位函数Dn(τi,tk)，最后将每一等效子路径信号进行求和，再利用一个整体的随机调制函数ψn(τi,tk)与之乘积即可输出，基于上述方法所构建的ITS信道模型的示意图如图3所示。在这个过程中，需要结合所述电离层实测参数分别生成所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的延时功率谱系数(步骤S22)、确定性相位函数(步骤S23)以及随机调制函数(步骤S24)。
本发明实施例所提供的一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法，对单一传播路径的生成，延时功率谱采用延时抽头线结构进行等效生成子路径，并为了保证每条子路径独立的传播特性，采用独立的随机调制函数进行生成，能更好地模拟短波通信场景的信道传输模式。
基于上述实施例，所述步骤S21进一步包括：
S211，根据电离层实测参数可确定时延扩展分布在[τmin,τmax]之内，时延分布在[τmin,τmax]之外的散射分量由于未超过信号门限可以忽略不计，那么，单一传播路径的抽头数Nt，可表示为：
S212，将区间[τmin,τmax]划分为Nt个时延的等效子路径，那么，每个等效子路径的根据公式确定每个等效子路径时延τi；
上述各式中，表示向下取整运算，Tc为离散信号采样时间间隔，i＝0,1,...Nt-1。
其中，步骤S22中所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的延时功率谱系数Pn(τ)的计算公式为：
式(5)中，n表示单一传播路径的索引值，τ表示时延变量，A为输入信号最大幅度，α控制延时功率谱的对称性，z为中间变量，Δ＝τc-τ0表示延时功率谱的宽度，τ0表示延时功率谱系数等于0时所对应的时延(即Pn(τ0)＝0)，τc为A对应的平均时延(即Pn(τc)＝A)。
相应地，所述步骤S22进一步包括：
S221，初始化中间变量z，当τ＝τmin时，zmin＝(τmin-τ0)/(τc-τ0)，当τ＝τmax时，zmax＝(τmax-τ0)/(τc-τ0)；
具体地，参数输入信号最大幅度A、输入信号的接收阈值AT、AT对应的起始时延τmin、A对应的平均时延τc及AT对应的截止时延τmax均为已知。每一个输入信号都是以AT为接收阈值，对应的最小时延为τmin，最大时延为τmax，即有Pn(τmin)＝Pn(τmax)＝AT，此时取σc＝τc-τmin表示幅度从AT到A的上升时间，στ＝τmax-τmin表示延时展宽。σc与στ需要满足0＜σc＜στ/2，τ＝τmin时，由于公式(5)给出则zmin＝(τmin-τ0)/(τc-τ0)，同时τ＝τmax时，zmax＝(τmax-τ0)/(τc-τ0)。
S222，基于Pn(τmin)＝Pn(τmax)＝AT获取zmax的值，根据公式确定τ0的值；
具体地，由于Pn(τmin)＝Pn(τmax)＝AT，根据公式(5)可得：
ln(zmin)-zmin＝ln(zmax)-zmax (6)
根据步骤S221中所获得的zmin＝(τmin-τ0)/(τc-τ0)，zmax＝(τmax-τ0)/(τc-τ0)，可得：
联合公式(6)、(7)，消去zmin，可得：
设
其中，{z∈R：1＜z＜στ/σc}，R表示实数集，通过Newton插值法对f(z)迭代，可求得zmax，获得zmax的值后，就可以根据公式(9)求得τ0：
公式(9)由zmax＝(τmax-τ0)/(τc-τ0)变换而来。
S223，由于Pn(τmax)＝AT，而Pn(τmax)＝Aexp[α(1+lnzmax-zmax)]，则有公式(10)：
α＝(1+lnzmax-zmax)-1lnSv (10)
根据zmax的值确定α的值，其中，Sv＝AT/A；
S224，根据所获得的τ0和α的值，以及每个等效子路径的时延时间τi结合所述延时功率谱系数的计算公式(5)对每个等效子路径所对应的延时功率谱系数进行计算。
其中，步骤S23中所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的确定性相位函数Dn(τ,tk)的计算公式为：
Dn(τ,tk)＝exp{j2π[fs+b(τ-τc)]tk} (11)
式(11)中，tk表示时间变量，τ表示时延变量，τc表示输入信号最大幅度对应的平均时延，fs表示时延为τc时多普勒频移的值，b＝(fsmin-fs)/(τc-τmin)表示多普勒频移与时延的变换速率，fsmin为时延为τmin时多普勒频移的值；
从公式(11)可以看出，由于τmin对应的多普勒频移fsmin和τc对应的多普勒频移fs为已知，多普勒频移与时延的变换速率b可直接计算出来，然后根据每个等效子路径的时延时间τi，确定fs+b(τi-τc)，最后，基于采样时钟tk可生成Dn(τi,tk)。
相应地，所述步骤S23进一步包括：
S231，根据所述电离层实测参数中的参数fsmin和fs，计算多普勒频移与时延的变换速率b；
S232，根据每个等效子路径的时延τi确定对应的多普勒频移fB(τi)，
fB(τi)＝fs+b(τi-τc) (12)；
S233，基于所述fB(τi)和采样时钟tk，结合所述确定性相位函数的计算公式(11)计算获得每个等效子路径所对应的确定性相位函数Dn(τi,tk)。
基于上述各实施例，所述步骤S24进一步包括：
S241，根据所述电离层实测参数中的参数2σD生成多普勒展宽谱滤波器，包括采样速率、滤波器阶数及系数；
S242，利用高斯噪声生成器产生独立的复数高斯随机时间序列；
S243，通过将所述复数高斯随机序列与所述多普勒展宽谱滤波器进行卷积获得谱特性；
S244，利用插值匹配所述输入信号的采样速率。
所述随机调制函数ψn(τi,tk)由复数随机时间序列构成，描述电离层对接收信号的多普勒展宽影响。由于多普勒展宽的范围太小，要设计一个带宽仅几Hz的滤波器，在采样率一定的情况下其频率分辨力很低，不足以体现信道的特征，所以在生成时需要经过插值滤波器以匹配输入信号的采样速率，ψn(τi,tk)的生成框图如图4所示。
本发明实施例所提供的一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法，直接根据输入信号多普勒展宽来动态调整滤波器系数及阶数，随机调制函数会自动收敛以达到稳态。
基于上述实施例，步骤S1中对目标短波信道的输入信号进行预处理以获得离散时间实信号的步骤进一步包括：
当目标短波信道的输入信号为射频信号时，将所述输入信号去除高频载波后转换为中频信号，再对所述中频信号进行A/D采样，获得离散时间实信号；或者，
当目标短波信道的输入信号为中频信号时，直接对所述输入信号进行A/D采样，获得离散时间实信号。
基于上述各实施例，步骤S3中将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型以获得多径输出信号的步骤进一步包括：
将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型，获得多条传播路径的输出信号；
将所有传播路径的输出信号进行求和，并获取求和后的实部以获得多径输出信号。
下面根据实测宽带短波信道的散射函数图和ITU-9C/37-E给出的几种不同信道条件下的参数设置，对本发明上述各实施例所提供的信道模拟方法进行仿真测试。
在仿真测试中，采用离散采样时钟(采样时钟大于2MHz)进行仿真。根据上述各实施例所提供的方法获得信道冲激响应c(τi,tk)，然后，计算其自相关函数可得：
其中，C(i)表示归一化系数，τi表示延时的索引，tl表示观测时间差，Lc表示观测时间窗口，l＝0,1,2,...,Lc-1。当Lc越大时，观测时间窗口越长，仿真出的离散散射函数图越趋近于实测信道。
信道的散射函数实际上是一个二维功率谱密度函数，提供了一种用图像来表示接收信号功率分布的方法，它将多径时延扩展、多普勒频移和多普勒频扩这三个参数联系起来。此时，离散散射函数可表示为：
仿真信道参数1：低纬度地区为太平洋中的特鲁克群岛与马朱罗之间距离为2158km的传播路径，传输信号载波为11MHz，其主要信道参数如表1所示，根据本发明各实施例提供的信道模拟方法统计所得信道的离散散射函数如图5所示，其中，图5(a)为所得离散散射函数的投影图，图5(b)为所得离散散射函数的三维图。
表1低纬度地区传播路径参数
| 参数名称 | 传播路径1 |
| A | 1 |
| AT | 0.1 |
| τmin | 755us |
| τc | 780us |
| τmax | 855us |
| fsmin | 0.2Hz |
| fs | 0.2Hz |
| 2σD | 4Hz |
仿真信道参数2：中纬度地区选择接收距离为126km的HF信道，载波为5.5MHz，该数据主要体现了时间延迟对于多普勒频移的依赖性，其两条传播路径是一跳F层反射低仰角极化O模式和极化X模式，其主要信道参数如表2所示，根据本发明各实施例提供的信道模拟方法统计所得信道的离散散射函数如图6所示，其中，图6(a)为所得离散散射函数的投影图，图6(b)为所得离散散射函数的三维图。
表2中纬度地区传播路径参数
| 参数名称 | 路径1 | 路径2 | 路径3 |
| A | 1 | 1 | 1 |
| AT | 0.1 | 0.1 | 0.1 |
| τmin | 0us | 50us | 50us |
| τc | 33us | 59us | 63us |
| τmax | 70us | 70us | 80us |
| fsmin | 0.1Hz | 0Hz | -0.05Hz |
| fs | 0.2Hz | -0.1Hz | 0.05Hz |
| 2σD | 0.1Hz | 0.1Hz | 0.2Hz |
仿真信道参数3：高纬度地区为阿拉斯加Fairbanks地区实测传播路径的长度为88km，在极地区域从东往西方向传播，载波为5.3MHz，在电离层平静时期下由F层反射传播，包括三条传播路径，其传播路径参数如表3所示，根据本发明各实施例提供的信道模拟方法统计所得信道的离散散射函数如图7所示，其中，图7(a)为所得离散散射函数的投影图，图7(b)为所得离散散射函数的三维图。
表3高纬度地区传播路径参数
| 参数名称 | 路径1 | 路径2 | 路径3 |
| A | 1 | 1 | 1 |
| AT | 0.1 | 0.1 | 0.1 |
| τmin | 10us | 300us | 360us |
| τc | 40us | 320us | 420us |
| τmax | 80us | 360us | 520us |
| fsmin | -0.1Hz | -0.1Hz | -0.1Hz |
| fs | -0.1Hz | -0.1Hz | -0.1Hz |
| 2σD | 0.25Hz | 0.25Hz | 0.3Hz |
如图8所示，为本发明另一实施例提供的一种适用于宽带短波通信的信道模拟装置的结构示意图，包括：输入信号处理模块81、信道仿真模块82和输出信号获取模块83，其中，
输入信号处理模块81，用于对目标短波信道的输入信号进行预处理以获得离散时间实信号，利用希尔伯特带通滤波器将所述离散时间实信号转换为相位相差90°的IQ复信号；
信道仿真模块82，用于结合电离层实测参数完成对所述目标短波信道的每条传播路径的冲击响应函数的计算，以构建具有多径结构、时延扩展、多普勒频移和多普勒展宽特性的ITS信道模型；
输出信号获取模块83，用于将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型以获得多径输出信号，根据测量获得的所述输入信号的功率及预设的信噪比生成带通噪声，将所述多径输出信号与所述带通噪声进行求和以获得离散时间中频信号，并将所述离散时间中频信号转换为与所述输入信号形式一致的输出信号。
为了方便信道仿真的实现，需要对信道模型进行离散化，将连续的二维信道冲激响应变换为一系列离散的数据点。输入信号处理模块81将输入信道的实信号通过希尔伯特变换转为复信号，其中，对目标短波信道的输入信号进行预处理是指将输入信号进行A/D采样转换为离散实信号，输入信号可以是中频信号或射频信号，当输入信号为射频信号时则需要先去除高频载波转化为中频信号，之后对中频信号进行A/D采样为离散时间实信号。然后将所获得的离散时间实信号通过希尔伯特带通滤波器转换为相位相差90°的IQ复信号。
信道仿真模块82根据设定的仿真信道条件构建传播路径，模拟真实信道中多径、时延扩展、多普勒频移、多普勒展宽等特性的作用，设定采样时间间隔为Tc，参与运算的是离散时间采样值，此时，目标短波信道的冲击响应函数可以表示为：
公式(1)中，时延τ由收发双方的距离及电离层的色散特性决定，tk＝kTc表示离散采样时间，n表示单一传播路径的索引值，NP表示传播路径的总数，由电离层实测参数来决定。
从公式(1)可知，将传播路径划分为多条传播路径，结合电离层实测参数完成对所述目标短波信道的每条传播路径的冲击响应函数hn(τ,tk)的计算，而单一传播路径的冲击响应函数又由延时功率谱系数、确定性相位函数、随机调制函数三部分相乘而组成，其中，延时功率谱系数用于模拟时延扩展，确定性相位函数用于小时多普勒频移，随机调制函数用于描述多普勒展宽，然后将计算获得的所有单一传播路径的冲击响应函数进行求和，从而构建出具有多径结构、时延扩展、多普勒频移和多普勒展宽特性的ITS信道模型。
输出信号获取模块83将所述IQ复信号输入信道仿真模块82所构建的ITS信道模型以获得多径输出信号，根据测量获得的所述输入信号的功率及预设的信噪比生成带通噪声，将所述多径输出信号与所述带通噪声进行求和以获得离散时间中频信号。输出信号根据输入信号的形式来确定，当输入信号为中频信号时，直接对所述离散时间中频信息进行D/A转换输出得到中频信号，若要还原射频信号时，还需要对中频信号上高频载波处理。
本发明提出的一种适用于宽带短波通信的信道模拟装置，可在时域以电离层实测参数作为输入参数，动态地生成延时功率谱、确定相位函数、随机调制函数来模拟时延功率扩展、多普勒频移及多普勒展宽的影响，能在线修改信道参数，实时模拟真实的短波信道特性。
最后，上述具体实施例仅为较佳的实施方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法，其特征在于，包括：
S1，对目标短波信道的输入信号进行预处理以获得离散时间实信号，利用希尔伯特带通滤波器将所述离散时间实信号转换为相位相差90°的IQ复信号；
S2，结合电离层实测参数完成对所述目标短波信道的每条传播路径的冲击响应函数的计算，以构建具有多径结构、时延扩展、多普勒频移和多普勒展宽特性的ITS信道模型；
S3，将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型以获得多径输出信号，根据测量获得的所述输入信号的功率及预设的信噪比生成带通噪声，将所述多径输出信号与所述带通噪声进行求和，并将求和获得的离散时间中频信号转换为与所述输入信号形式一致的输出信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤S2中所述电离层实测参数包括：输入信号最大幅度A，输入信号的接收阈值AT，AT对应的起始时延τmin，A对应的平均时延τc，AT对应的截止时延τmax，τmin对应的多普勒频移fsmin，τc对应的多普勒频移fs以及多普勒展宽2σD。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤S2进一步包括：
对任意单一传播路径均顺序执行以下步骤：
S21，基于时延扩展分布将所述单一传播路径的信号划分为Nt个等效子路径，并确定每个等效子路径的时延时间；
S22，根据所述电离层实测参数中的参数A、AT、τmin、τc和τmax，以及所述每个等效子路径的时延时间，计算生成所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的延时功率谱系数；
S23，根据所述电离层实测参数中的参数fsmin和fs，计算生成所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的确定性相位函数；
S24，根据所述电离层实测参数中的参数2σD，计算生成所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的随机调制函数，并获取与所述单一传播路径相对应的整体随机调制函数；
S25，将每个所述等效子路径信号的幅值乘以所对应的延时功率谱系数与确定性相位函数，对所有经乘积处理后的所述等效子路径信号进行求和，再利用所述整体随机调制函数与求和后获得的信号相乘。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤S21进一步包括：
S211，确定时延扩展分布为[τmin,τmax]，则根据公式计算单一传播路径的抽头数Nt；
S212，将区间[τmin,τmax]划分为Nt个时延的等效子路径，根据公式确定每个等效子路径时延τi；
上述各式中，表示向下取整运算，Tc为离散信号采样时间间隔，i＝0,1,...Nt-1。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，步骤S22中所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的延时功率谱系数Pn(τ)的计算公式为：
Pn(τ)＝Aexp[α(1+lnz-z)],
<mrow>
<mi>z</mi>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mi>&tau;</mi>
<mo>-</mo>
<msub>
<mi>&tau;</mi>
<mi>c</mi>
</msub>
</mrow>
<mi>&Delta;</mi>
</mfrac>
<mo>+</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
其中，n表示单一传播路径的索引值，τ表示时延变量，A为输入信号最大幅度，α控制延时功率谱的对称性，z为中间变量，Δ＝τc-τ0表示延时功率谱的宽度，τ0表示延时功率谱系数等于0时所对应的时延，τc为A对应的平均时延；
相应地，所述步骤S22进一步包括：
S221，初始化中间变量z，当τ＝τmin时，zmin＝(τmin-τ0)/(τc-τ0)，当τ＝τmax时，zmax＝(τmax-τ0)/(τc-τ0)；
S222，基于Pn(τmin)＝Pn(τmax)＝AT获取zmax的值，根据公式确定τ0的值；
S223，根据公式α＝(1+lnzmax-zmax)-1lnSv确定α的值，其中，Sv＝AT/A；
S224，根据所获得的τ0和α的值，以及每个等效子路径的时延时间结合所述延时功率谱系数的计算公式对每个等效子路径所对应的延时功率谱系数进行计算。
6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，步骤S23中所述单一传播路径的每个等效子路径所对应的确定性相位函数Dn(τ,tk)的计算公式为：
Dn(τ,tk)＝exp{j2π[fs+b(τ-τc)]tk}，
其中，tk表示时间变量，τ表示时延变量，τc表示输入信号最大幅度对应的平均时延，fs表示时延为τc时多普勒频移的值，b＝(fsmin-fs)/(τc-τmin)表示多普勒频移与时延的变换速率，fsmin为时延为τmin时多普勒频移的值；
相应地，所述步骤S23进一步包括：
S231，根据所述电离层实测参数中的参数fsmin和fs，计算多普勒频移与时延的变换速率b；
S232，根据每个等效子路径的时延τi确定对应的多普勒频移fB(τi)，
fB(τi)＝fs+b(τi-τc)；
S233，基于所述fB(τi)和采样时钟，结合所述确定性相位函数的计算公式计算获得每个等效子路径所对应的确定性相位函数Dn(τi,tk)。
7.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤S24进一步包括：
S241，根据所述电离层实测参数中的参数2σD生成多普勒展宽谱滤波器，包括采样速率、滤波器阶数及系数；
S242，利用高斯噪声生成器产生独立的复数高斯随机时间序列；
S243，通过将所述复数高斯随机序列与所述多普勒展宽谱滤波器进行卷积获得谱特性；
S244，利用插值匹配所述输入信号的采样速率。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤S1中对目标短波信道的输入信号进行预处理以获得离散时间实信号的步骤进一步包括：
当目标短波信道的输入信号为射频信号时，将所述输入信号去除高频载波后转换为中频信号，再对所述中频信号进行A/D采样，获得离散时间实信号；或者，当目标短波信道的输入信号为中频信号时，直接对所述输入信号进行A/D采样，获得离散时间实信号。
9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤S3中将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型以获得多径输出信号的步骤进一步包括：
将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型，获得多条传播路径的输出信号；
将所有传播路径的输出信号进行求和，并获取求和后的实部以获得多径输出信号。
10.一种适用于宽带短波通信的信道模拟装置，其特征在于，包括：
输入信号处理模块，用于对目标短波信道的输入信号进行预处理以获得离散时间实信号，利用希尔伯特带通滤波器将所述离散时间实信号转换为相位相差90°的IQ复信号；
信道仿真模块，用于结合电离层实测参数完成对所述目标短波信道的每条传播路径的冲击响应函数的计算，以构建具有多径结构、时延扩展、多普勒频移和多普勒展宽特性的ITS信道模型；
输出信号获取模块，用于将所述IQ复信号输入所述ITS信道模型以获得多径输出信号，根据测量获得的所述输入信号的功率及预设的信噪比生成带通噪声，将所述多径输出信号与所述带通噪声进行求和，并将求和获得的离散时间中频信号转换为与所述输入信号形式一致的输出信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201711054350.6A CN107800497A (zh) | 2017-10-31 | 2017-10-31 | 一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法及装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201711054350.6A CN107800497A (zh) | 2017-10-31 | 2017-10-31 | 一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法及装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN107800497A true CN107800497A (zh) | 2018-03-13 |
Family
ID=61548496
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201711054350.6A Pending CN107800497A (zh) | 2017-10-31 | 2017-10-31 | 一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法及装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN107800497A (zh) |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110782475A (zh) * | 2018-07-30 | 2020-02-11 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种多径分量的处理方法、终端和计算机存储介质 |
| CN110912844A (zh) * | 2019-11-28 | 2020-03-24 | 上海瀚讯信息技术股份有限公司 | 一种基于大数据分析的信道估计优化方法 |
| CN110971318A (zh) * | 2018-09-29 | 2020-04-07 | 电信科学技术研究院有限公司 | 一种确定传播时延的方法及设备 |
| CN112085973A (zh) * | 2020-07-03 | 2020-12-15 | 南京熊猫电子股份有限公司 | 一种高仿真短波电台的实现系统及方法 |
| CN112165367A (zh) * | 2020-11-19 | 2021-01-01 | 湖南国科锐承电子科技有限公司 | 多路独立信号并行的无线衰落信道模拟方法及信道模拟器 |
| CN112671489A (zh) * | 2020-12-17 | 2021-04-16 | 重庆邮电大学 | 基于沃特森模型的短波航空移动信道建模方法 |
| CN112968742A (zh) * | 2020-12-31 | 2021-06-15 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 一种宽带信道模拟装置及方法 |
| CN113923084A (zh) * | 2021-10-09 | 2022-01-11 | 中国电波传播研究所（中国电子科技集团公司第二十二研究所） | 一种抗噪声高时间分辨率的宽带短波信道测量方法 |
| CN115225179A (zh) * | 2022-07-14 | 2022-10-21 | 重庆邮电大学 | 一种面向高机动平台的短波宽带移动信道模型 |
| CN115333648A (zh) * | 2022-08-31 | 2022-11-11 | 广州市天奕信息技术股份有限公司 | 一种基于watterson模型的信道模拟器及模拟方法 |
| CN115396054A (zh) * | 2022-08-23 | 2022-11-25 | 成都玖锦科技有限公司 | 一种多径衰落信道模型及其构建方法和应用 |
| CN115473588A (zh) * | 2022-08-31 | 2022-12-13 | 广州市天奕信息技术股份有限公司 | 一种基于its模型的信道模拟器及模拟方法 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20050053177A1 (en) * | 2003-08-19 | 2005-03-10 | Pioneer Corporation | Multipath distortion eliminating filter |
| CN101854216A (zh) * | 2009-10-30 | 2010-10-06 | 北京航空航天大学 | 一种基于修正电离层信道模型进行信道对等性研究的方法 |
-
2017
- 2017-10-31 CN CN201711054350.6A patent/CN107800497A/zh active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20050053177A1 (en) * | 2003-08-19 | 2005-03-10 | Pioneer Corporation | Multipath distortion eliminating filter |
| CN101854216A (zh) * | 2009-10-30 | 2010-10-06 | 北京航空航天大学 | 一种基于修正电离层信道模型进行信道对等性研究的方法 |
Non-Patent Citations (4)
| Title |
|---|
| LAN-LAN ZHANG等: "Modeling of wideband HF ionosphere channel and research on its equivalent characteristics", 《2009 3RD IEEE INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON MICROWAVE, ANTENNA, PROPAGATION AND EMC TECHNOLOGIES FOR WIRELESS COMMUNICATIONS》 * |
| 郭扬: "短波信道建模及扩频-OFDM技术研究", 《中国博士学位论文全文数据库信息科技辑》 * |
| 韩宇: "ITS短波信道模型在软件无线电平台实现方法研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库信息科技辑》 * |
| 马金全等: "一种基于Alpha稳定分布的短波宽带信道改进模型", 《系统仿真学报》 * |
Cited By (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110782475A (zh) * | 2018-07-30 | 2020-02-11 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种多径分量的处理方法、终端和计算机存储介质 |
| CN110971318A (zh) * | 2018-09-29 | 2020-04-07 | 电信科学技术研究院有限公司 | 一种确定传播时延的方法及设备 |
| CN110971318B (zh) * | 2018-09-29 | 2022-05-03 | 大唐移动通信设备有限公司 | 一种确定传播时延的方法及设备 |
| CN110912844B (zh) * | 2019-11-28 | 2022-03-22 | 上海瀚讯信息技术股份有限公司 | 一种基于大数据分析的信道估计优化方法 |
| CN110912844A (zh) * | 2019-11-28 | 2020-03-24 | 上海瀚讯信息技术股份有限公司 | 一种基于大数据分析的信道估计优化方法 |
| CN112085973A (zh) * | 2020-07-03 | 2020-12-15 | 南京熊猫电子股份有限公司 | 一种高仿真短波电台的实现系统及方法 |
| CN112165367A (zh) * | 2020-11-19 | 2021-01-01 | 湖南国科锐承电子科技有限公司 | 多路独立信号并行的无线衰落信道模拟方法及信道模拟器 |
| WO2022126844A1 (zh) * | 2020-12-17 | 2022-06-23 | 重庆邮电大学 | 基于沃特森模型的短波航空移动信道建模方法 |
| CN112671489A (zh) * | 2020-12-17 | 2021-04-16 | 重庆邮电大学 | 基于沃特森模型的短波航空移动信道建模方法 |
| CN112671489B (zh) * | 2020-12-17 | 2022-07-12 | 重庆邮电大学 | 基于沃特森模型的短波航空移动信道建模方法 |
| CN112968742B (zh) * | 2020-12-31 | 2022-11-25 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 一种宽带信道模拟装置及方法 |
| CN112968742A (zh) * | 2020-12-31 | 2021-06-15 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 一种宽带信道模拟装置及方法 |
| CN113923084A (zh) * | 2021-10-09 | 2022-01-11 | 中国电波传播研究所（中国电子科技集团公司第二十二研究所） | 一种抗噪声高时间分辨率的宽带短波信道测量方法 |
| CN113923084B (zh) * | 2021-10-09 | 2023-04-28 | 中国电波传播研究所（中国电子科技集团公司第二十二研究所） | 一种抗噪声高时间分辨率的宽带短波信道测量方法 |
| CN115225179A (zh) * | 2022-07-14 | 2022-10-21 | 重庆邮电大学 | 一种面向高机动平台的短波宽带移动信道模型 |
| CN115225179B (zh) * | 2022-07-14 | 2024-02-09 | 重庆邮电大学 | 一种应用面向高机动平台的短波宽带移动信道模型的方法 |
| CN115396054A (zh) * | 2022-08-23 | 2022-11-25 | 成都玖锦科技有限公司 | 一种多径衰落信道模型及其构建方法和应用 |
| CN115333648A (zh) * | 2022-08-31 | 2022-11-11 | 广州市天奕信息技术股份有限公司 | 一种基于watterson模型的信道模拟器及模拟方法 |
| CN115473588A (zh) * | 2022-08-31 | 2022-12-13 | 广州市天奕信息技术股份有限公司 | 一种基于its模型的信道模拟器及模拟方法 |
| CN115473588B (zh) * | 2022-08-31 | 2023-08-18 | 广州市天奕信息技术股份有限公司 | 一种基于its模型的信道模拟器及模拟方法 |
| CN115333648B (zh) * | 2022-08-31 | 2023-08-25 | 广州市天奕信息技术股份有限公司 | 一种基于watterson模型的信道模拟器及模拟方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN107800497A (zh) | 一种适用于宽带短波通信的信道模拟方法及装置 | |
| Youssef et al. | A study on the second order statistics of Nakagami-Hoyt mobile fading channels | |
| Hofer et al. | Real-time geometry-based wireless channel emulation | |
| CN104360251B (zh) | 一种变压器局部放电的超声波信号时延估计方法 | |
| Henson et al. | Waymark baseband underwater acoustic propagation model | |
| CN115567129A (zh) | 一种数字孪生信道建模方法 | |
| Green | Implementation of a real-time Rayleigh, Rician and AWGN multipath channel emulator | |
| Chen et al. | Autoregressive modeling of mobile radio propagation channel in building ruins | |
| Yan et al. | Statistical analysis of time-varying channel for underwater acoustic communication and network | |
| Vinogradov et al. | Physical-statistical modeling of dynamic indoor power delay profiles | |
| Bug et al. | WSSUS-channel models for broadband mobile communication systems | |
| Caley et al. | Wide-band shallow acoustic channel simulation with realistic Doppler and delay spreading for 3D evolving rough surfaces | |
| CN103684640B (zh) | 一种大规模复杂uwb信道的仿真方法 | |
| Patzold et al. | Modelling and analysis of non-stationary multipath fading channels with time-variant angles of arrival | |
| Kondo | Wideband time-varying underwater acoustic channel emulator | |
| Petrolino et al. | A mobile-to-mobile fading channel simulator based on an orthogonal expansion | |
| Hofer et al. | Validation of a real-time geometry-based stochastic channel model for vehicular scenarios | |
| Guo et al. | A real-time software simulator of wideband HF propagation channel | |
| Lecours et al. | Design and implementation of a channel simulator for wideband mobile radio transmission | |
| Patzold et al. | Test procedures and performance assessment of mobile fading channel simulators | |
| Hant et al. | Verification of satellite-channel simulators with scintillation, terrestrial multipath, and shadowing effects | |
| JP3854264B2 (ja) | フェージングシミュレータ、フェージングシミュレート方法およびｒｆ信号発生器 | |
| CN114978385B (zh) | 一种Nakagami衰落信道仿真方法 | |
| RU2767180C1 (ru) | Устройство имитации канала спутниковой связи с выпускным буксируемым антенным устройством в дмв диапазоне | |
| Santoso et al. | Underwater Acoustic Channel Characterization of Shallow Water Environment |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |
Application publication date: 20180313 |
|
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |