CN103532644B - 多径阴影复合衰落信道模拟装置及其工作方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多径阴影复合衰落信道模拟装置及其工作方法，首先综合考虑路径损耗、阴影衰落和多径衰落的复合影响提出一种通用的复合衰落数学模型，后将模型中的多径衰落、阴影衰落和信道噪声分解为高斯随机过程表达形式，并统一采用SoS定点模型模拟产生，该模拟方法符合FPGA定点运算特点，易于实现。模拟系统支持上、下行链路同时模拟；有两个输入接口可供选择，包括射频模拟信号或中频模拟信号；用户通过PC输入通信场景等参数，DSP实时计算该场景下复合衰落信道的特征参数，FPGA利用该特征参数进行硬件模拟；输出模拟通过无线信道后的信号也包括中频和射频信号两种，应用于陆-陆移动通信场景，也可应用于空-地(地-空)和空-空通信衰落信道场景。

Description

多径阴影复合衰落信道模拟装置及其工作方法

技术领域：

本发明是一种针对多径阴影复合衰落的无线信道模拟装置及其工作方法，特别针对普通环境下的无线衰落信道模拟系统及方法，其属于无线信息传输领域。

背景技术：

在过去的二十年里，无线通信技术迅猛发展，无线通信已经成为人们日常生活中不可或缺的一部分。与有线通信不同，无线通信无论是在系统的设计开发，还是在通信网络的规划部署，都要考虑无线通信环境的影响。

无线信号在传播过程中受地形、地貌及传输距离的影响存在路径损耗，同时会发生电波的反射、散射及绕射等，使得到达接收端的信号是由许多路径来的众多反射波合成的。由于电波通过各个路径的距离不同，因而各路径来的反射波到达时间不同，相位也就不同。不同相位的多个信号在接收端迭加，有时同相迭加而加强，有时反向迭加而减弱。因此，接收信号的幅度将急剧变化，即产生多径衰落。同时，由于收发端的移动性使信号产生多普勒频移，此外，受周围建筑物及地貌遮挡的影响，还存在阴影衰落。

为了有效地评估和验证无线通信系统的性能，同时减少研发成本、缩短开发测试周期，需要在实验室环境下模拟复杂的无线通信环境。根据传播场景分析和实测统计数据，移动无线信道己有多种不同的数学模型。然而，由于无线信道的复杂性，不可能建立单一的模型涵盖所有的条件。所以，有必要总结归纳出一种相对应用广泛的信道模型，并据此完成具备实时信道模拟功能的硬件模拟器。

发明内容：

本发明提供一种针对多径阴影复合衰落信道的模拟装置及其工作方法，该方法可以对无线数据传输中所用的射频或中频信号进行信道模拟，而且该模拟方法可以使得多径衰落与阴影衰落相互独立，同时使得各簇复合衰落互不相关，并且保证同一簇路径信号不同时刻的复合衰落存在相关性。该方法适用于无线通信系统性能的测试和验证领域。

本发明采用如下技术方案：一种多径阴影复合衰落信道模拟装置，支持上/下行链路信道同时模拟功能，所述上行链路包括主控PC机中的参数输入单元、DSP芯片中的参数计算单元、FPGA芯片中的信道模拟单元、数模变换单元、模数变换单元、上混频单元和下混频单元，信号输入输出接口包括射频输入、中频输入、射频输出和中频输出，所述下行链路组成和实现过程与所述上行链路一致，所述参数输入单元的输出接口与所述参数计算单元的输入接口以CPCI总线相连；所述参数计算单元的输出接口与所述信道模拟单元的输入接口以EMIF总线相连；所述射频输入接口与下混频单元输入相连；所述下混频单元输出与模数变换单元输入相连；所述模数变换单元输出与信道模拟单元的输入接口相连；若系统输入为中频信号则直接与模数变换单元输入相连；所述信号中频输出的输入接口与数模变换单元输出相连；若系统输出为射频信号，则中频输出与上混频单元输入端相连；上混频单元输出端与射频输出接口相连，复合衰落信道模拟运算采用FPGA硬件程序实现，FPGA接收参数计算单元输入的信道参数，然后完成模拟叠加多径阴影复合衰落过程，复合衰落r(t)产生方法如下：

$r\left(t\right)=\sqrt{\mathrm{\α}\left(t\right)}\·\sqrt{\mathrm{\β}\left(t\right)}\·\mathrm{\γ}\left(t\right)---\left(1\right)$

其中，α(t)表示传播路径损耗；β(t),γ(t)分别采用如下方法模拟，

$\mathrm{\β}\left(t\right)=e^{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\β}}u\left(t\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{\β}}}---\left(2\right)$

其中，σ_β,μ_β分别描述阴影衰落β(t)的标准偏差和区域均值，e≈2.7183表示自然对数的底数，p表示m值取整后的整数部分，m表示描述多径衰落γ(t)的衰落因子，系数Α,Β,Υ分别等于

u_i(t)表示零均值高斯随机过程，u_k,c(t),u_k,s(t)表示两路独立的零均值高斯随机过程，均采用如下谐波叠加SoS定点模型产生

$u\left(t\right)=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{d}t\cos {\mathrm{\α}}_n+{\mathrm{\φ}}_n)---\left(5\right)$

其中，N表示散射支路数目，此处取为16，f_d表示多普勒频率，α_n,φ_n指各散射支路随机的入射角和初始相位；该定点模型中余弦函数采用查表法实现，查找表只存储四分之一周期波形，不同散射支路共用一个查找表，通过时分复用形式实现查表。

本发明采用如下技术方案：一种多径阴影复合衰落信道模拟装置的工作方法，包括如下步骤

第一步：用户通过主控PC机中的参数输入单元输入通信场景参数，通过CPCI总线将用户输入参数发送到DSP芯片中的参数计算单元；

第二步：参数计算单元根据用户输入收发机的位置、速度、信号频率、信号入射角分布和环境参数计算信道参数，并对信道参数进行定点量化，再通过EMIF高速数据总线接口传送到FPGA芯片中的信道模拟单元，计算步骤为：

1)根据收发机的位置及公式(6)计算某时刻的路径损耗α(t)，并进行定点量化，

α(t)＝32.44+20lg(f_MHz)+20lg(d_km)(6)

式中，f_MHz,d_km分别表示频率和通信距离且单位采用MHz和km；

2)根据收发机的位置计算信号传播时延τ(t)，并进行定点量化；

3)根据收发机的位置、速度及公式(7)计算多普勒频率，

$f_d=f_0\frac{\left|{\stackrel{\→}{v}}_r\right|\cos {\mathrm{\θ}}_r-\left|{\stackrel{\→}{v}}_t\right|\cos {\mathrm{\θ}}_t}{c}---\left(7\right)$

其中，f₀,c分别表示信号频率和光速，分别为收发机移动速度矢量，θ_r,θ_t表示速度方向和信号传播路径的夹角；

4)根据信号入射角分布计算SoS模型的入射角和初始相位，分为以下几步：

(a)将信号入射角分布参数p(α)围成的面积等分N份，即

${\∫}_{x_n}^{x_{n+1}}p\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}=\frac{1}{N}+\mathrm{\ϵ},n=\mathrm{1,2,3},\·\·\·,N+1---\left(8\right)$

其中，x_n表示等分区间边界点值，ε表示随机的微小偏移量，N表示散射支路数目，此处取为16；

(b)将每个子区间二等分，等分点可表示为

${\∫}_{-\mathrm{\π}}^{{\mathrm{\α}}_n}p\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}=\frac{2n-1}{2N}---\left(9\right)$

其中，α_n即为所求的随机入射角，并进行定点量化；

(c)随机产生(-π,π]内均匀分布的初始相位φ_n,n＝1,2,…,N，并进行定点量化；

(d)重复(a)至(c)直至产生所需的所有SoS模块的参数；

5)根据用户输入环境场景，基于实测经验数据确定阴影衰落的标准偏差σ_i,β和区域均值μ_i,β，并进行定点量化；

6)根据用户输入环境场景，基于实测经验数据确定衰落因子m，利用公式(4)计算产生系数Α,Β,Υ，并进行定点量化；

7)重复步骤1)至6)依次计算各簇路径的复合衰落参数；

8)重复步骤7)实时计算下一时刻的信道参数，直至信道模拟时间结束。

所述信道模拟单元接收模数变换单元传输的数字信号，首先经过下变频后得到两路正交基带信号x_c(t),x_s(t)，然后在复基带域模拟信道叠加的过程，并获得经过信道后输出的正交基带信号y_c(t),y_s(t)，具体实现步骤如下：

1)信道模拟单元通过EMIF高速数据总线接口与所述参数计算单元相连，接收所述参数计算单元中的信道参数；

2)根据所述参数计算单元传输的SoS模型参数包括入射角和初始相位，利用式(10)产生查找表原始地址，

2πf_i,dtcosα_i,n+φ_i,n    (10)

经过截断后，再叠加一个随机微小的偏移量获得最终的查找表地址，查表叠加后产生零均值高斯随机变量；

3)根据公式(2)模型及所述参数计算单元传输的阴影衰落的标准偏差σ_β和区域均值μ_β，利用步骤2)方法产生零均值高斯随机变量，结合查表法产生阴影衰落β(t)，即对数正态分布随机变量；

4)根据公式(3)模型及所述参数计算单元传输的各项系数Α,Β,Υ，利用步骤2)方法产生零均值高斯随机变量后，产生多径衰落γ(t)，即Nakagami随机变量；

5)重复步骤2)至4)，产生各簇的多径和阴影衰落；

6)利用步骤2)产生两路独立的高斯随机变量，作为信道高斯噪声n_c(t),n_s(t)；

7)根据公式(11)得到复基带信号经过多径阴影复合衰落信道后的模拟结果，

$\left\{\begin{array}{c}{y}_c\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\{x_c(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,c}\left(t\right)-x_s(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,s}\left(t\right)\}+n_c\left(t\right)\\ y_s\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\{x_c(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,s}\left(t\right)+x_s(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,c}\left(t\right)\}+n_s\left(t\right)\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中，L表示多径簇数，此处设置为3，τ_i表示所述参数计算单元传输的各径时延参数。

本发明具有如下有益效果：

(1)信道数学模型简单通用，综合考虑阴影衰落和多径衰落的复合影响，能应用于陆-陆移动通信场景，也可应用于空-地(地-空)和空-空通信衰落信道场景；

(2)将多径衰落、阴影衰落和信道噪声均分解为高斯随机过程，并统一采用SoS确定性模型实时模拟产生，该模拟方法符合FPGA定点运算特点，运算复杂度低，易于实现；

(3)采用查表法实现SoS模型，根据正/余弦函数的关系，查找表只存储四分之一周期波形；不同散射支路共用一个查找表，通过时分复用形式实现查表，可以节省硬件资源，各散射支路的瞬时相位值宽度大于余弦查找表宽度，经过截断后，再叠加一个随机微小的偏移量作为查找地址，可以提高相位分辨率，扩大输出序列的循环周期，保证输出高斯随机过程的独立性；

(4)本发明根据入射信号的角度分布计算每个SoS模型的入射角和初始相位参数，保证各路输出高斯变量相互独立且具有特定的自相关性(或多普勒功率谱)，从而使得各径产生的复合衰落随机变量相互独立且具有特定的自相关性(或多普勒功率谱)；

(5)有两个输入口可供选择，既能输入射频模拟信号，也能输入中频模拟信号，输出模拟通过无线信道后的信号也包括中频和射频信号两种，给用户更多的选择，适用性更广。

附图说明：

图1为本发明复信号叠加上复基带信道实现框图。

图2为本发明多径阴影复合衰落信道的具体实现框图。

图3为本发明SoS硬件实现框图。

图4为本发明信道模拟装置系统框图。

具体实施方式：

本发明的多径阴影复合衰落信道实现框图如图1所示，原理如下：

无线信号在传输过程中为保证有效传输通常使用射频信号，本发明的信道模拟装置需要在信道输入端对其进行混频得到中频信号并滤除镜像，然后经过AD采样和下变频后得到两路正交基带信号经过复合衰落信道后输出信号在对其进行上变频并通过DA输出模拟信号，最后对模拟信号进行混频输出射频信号。该方法同样支持中频输入和输出信号，此时无需用到混频模块。

复基带信号在经过复合衰落信道后得到记为

$\tilde{y}\left(t\right)=y_c\left(t\right)+j{y}_s\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\{{\tilde{r}}_i\left(t\right)\·\tilde{x}(t-{\mathrm{\τ}}_i)\}+\tilde{n}\left(t\right)---\left(1\right)$

其中，L表示接收机可分辨的多径簇数目；τ_i表示各径时延；是指各径复信道复合衰落，记为 代表复信道噪声，其正交分量一般为高斯白噪声，记为则

$\left\{\begin{array}{c}{y}_c\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\{x_c(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,c}\left(t\right)-x_s(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,s}\left(t\right)\}+n_c\left(t\right)\\ y_s\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\{x_c(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,s}\left(t\right)+x_s(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,c}\left(t\right)\}+n_s\left(t\right)\end{array}\right.---\left(2\right)$

式中，r_i,c(t),r_i,s(t)分别表示各径复信道复合衰落的同相分量和正交分量。

本发明综合考虑无线信号在传播过程中的路径损耗、多径衰落，阴影衰落及噪声影响，图2中用自由传播损耗α_i(t)模拟路径损耗，用对数正态分布过程β_i(t)来模拟阴影衰落，用Nakagami随机过程γ_i(t)来模拟多径衰落，因此，本专利所提出的复合衰落r_i,c/s(t)可表示为

$r_{i,c/s}\left(t\right)=\sqrt{{\mathrm{\α}}_{i,c/s}\left(t\right)}\·\sqrt{{\mathrm{\β}}_{i,c/s}\left(t\right)}\·{\mathrm{\γ}}_{i,c/s}\left(t\right)---\left(3\right)$

其中，传播路径损耗α_i(t)为常数，与传播距离、通信频率、天线增益和障碍物吸收等因素有关；本专利将其取值为

α_dir＝32.44+20lg(f_MHz)+20lg(d_km)   (4)

式中，f_MHz,d_km分别表示频率和通信距离且单位采用MHz和km。

模拟阴影衰落的β_i(t)取为对数正态分布过程，概率密度函数为

$f_{{\mathrm{\β}}_i}\left(\mathrm{\β}\right)=\frac{2}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_{i,\mathrm{\β}}\mathrm{\β}}{e}^{-\frac{{(\ln \mathrm{\β}-{\mathrm{\μ}}_{i,\mathrm{\β}})}^2}{2{\mathrm{\σ}}_{i,\mathrm{\β}}^2}}---\left(5\right)$

式中，σ_i,β,μ_i,β分别为阴影衰落的标准偏差和区域均值；本专利通过对零均值高斯随机变量进行非线性变换得到该对数正态随机过程，即

${\mathrm{\β}}_i\left(t\right)=e^{{\mathrm{\σ}}_{i,\mathrm{\β}}{u}_i\left(t\right)+{\mathrm{\μ}}_{i,\mathrm{\β}}}---\left(6\right)$

其中，e≈2.7183表示自然对数的底数，u_i(t)表示零均值高斯随机过程。

模拟多径衰落的γ_i(t)取为Nakagami分布过程，概率密度函数为

$f_{\mathrm{\γi}}\left(\mathrm{\γ}\right)=\frac{2}{\mathrm{\Γ}\left(m_i\right)}{\left(\frac{m_i}{{\mathrm{\Ω}}_i}\right)}^{m_i}{\mathrm{\γ}}^{2-m1}{e}^{-\frac{m_i}{{\mathrm{\Ω}}_i}{\mathrm{\γ}}^2}---\left(7\right)$

式中，Γ(·)表示Gamma函数；Ω＝E[γ²]为信道增益幅值的平均功率；m表示衰落因子，用于描述不同散射环境导致信号的衰落程度；本专利通过对零均值高斯随机变量进行非线性变换产生任意m值的Nakagami随机变量，即

${\mathrm{\γ}}_i\left(t\right)=\sqrt{\mathrm{\α}\underset{k=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{(u_{i,k,c}\left(t\right)+j{u}_{i,k,s}\left(t\right))}^2+\mathrm{\β}{u}_{i,p+1,c}^2\left(t\right)+\mathrm{\ξ}{u}_{i,p+1,s}^2\left(t\right)}---\left(8\right)$

其中，u_i,k,c(t),u_i,k,s(t)表示两路独立的高斯随机过程，p表示m值取整后的整数部分，系数Α,Β,Υ分别等于

结合式(2)、(3)、(4)、(6)和(8)，本专利复合衰落信道模拟的关键步骤之一是实时产生若干高斯随机过程，而且这些高斯随机过程需要满足特定的自相关性和互相关性。参考非专利文献1[PATZOLD M,Mobile fading channel[M].New York:Wiley.2002:51-81.]中的谐波叠加(Sum ofSinusoids,SoS)原理产生高斯随机变量，可表示为

$u_i\left(t\right)=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{i,d}t\cos {\mathrm{\α}}_{i,n}+{\mathrm{\φ}}_{i,n})---\left(10\right)$

其中，N表示不可分辨散射支路数目；f_i,d＝f₀v/c表示最大多普勒频率，f₀,v,c分别对应载波频率、收发信机相对移动速度和光速；α_i,n,φ_i,n分别指各散射支路随机的入射角和初始相位，二者具体取值将决定高斯随机过程的相关特性。本专利将初始相位φ_i,n设置为(-π,π]内随机均匀分布，而入射角的取值满足如下条件：1)保证各散射支路相互独立，保证多径衰落与阴影衰落相互独立，保证各簇复合衰落相互独立；2)保证同簇路径信号不同时刻的复合衰落存在时间自相关性，即

$R_i\left(\mathrm{\τ}\right)=E\left[{\tilde{r}}_i\left(t\right){{\tilde{r}}_i}^{*}(t+\mathrm{\τ})\right]---\left(11\right)$

对应傅里叶变换即多普勒功率谱

$S_i\left(\mathrm{\ω}\right)={\∫}_{-\∞}^{\∞}{R}_i\left(\mathrm{\τ}\right)e^{-\mathrm{j\ω\τ}}\mathrm{d\τ}---\left(12\right)$

实际中时间自相关性由接收端信号的入射角度分布决定。

针对FPGA适于定点运算特点，本专利基于查找表思想实现上述SoS模型如图3所示，散射支路数N定为16，余弦查找表深度和宽度分别为12位和16位。该硬件实现方法具有如下特点：1)每个SoS模块共享一个余弦查找表，通过时分方式进行访问；2)根据正/余弦函数的关系，余弦表只存储四分之一周期波形即1024点波形；3)各散射支路的瞬时相位值宽度为16位，经过截断成12位后作为余弦表的查找地址；4)各散射支路的瞬时相位值转化为地址后叠加一个随机微小的偏移量。其中，1)和2)可以节省存储资源；3)和4)可以提高相位分辨率，扩大输出序列的循环周期，保证输出高斯随机过程的相互独立。这里的参数仅仅是应用举例，本领域的普通技术人员在不脱离本发明的范围和实质的情况下可做出各种修改和变化。

当利用SoS模型产生高斯随机过程后，根据公式(6)(8)，经过非线性变化后得到Nakagami分布和对数正态分布的衰落随机变量。另外，对数正态变量生成步骤之指数运算和开方运算实现复杂，本发明采用查表法原理实现如图2所示，首先产生指数查找表然后对查表地址进行减半处理，从而直接通过查表等价实现指数和开方的联合运算。

请参照图4所示，本发明无线衰落信道模拟装置系统支持上行和下行链路信道同时模拟功能，上、下行链路功能、实现原理和硬件组成完全一致。

下面以上行链路为例说明系统及系统的具体实施方式，其中系统包括主控PC机中的参数输入单元3-1、DSP芯片中的参数计算单元3-2、FPGA芯片中的信道模拟单元3-3、数模变换单元3-14、模数变换单元3-9、上混频单元3-15和下混频单元3-8，信号输入输出接口包括射频输入3-4、中频输入3-5、射频输出3-6和中频输出3-7，所述下行链路组成和实现过程与所述上行链路一致，其特征在于：所述参数输入单元3-1的输出接口与所述参数计算单元3-2的输入接口以CPCI总线相连；所述参数计算单元3-2的输出接口与所述信道模拟单元3-3的输入接口以EMIF总线相连；所述射频输入3-4接口与下混频单元3-8输入相连；所述下混频单元3-8输出与模数变换单元3-9输入相连；所述模数变换单元3-9输出与信道模拟单元3-3的输入接口相连；若系统输入为中频信号则直接与模数变换单元3-9输入相连；所述信号中频输出3-7的输入接口与数模变换单元3-14输出相连；若系统输出为射频信号，则中频输出3-7与上混频单元3-15输入端相连；上混频单元3-15输出端与射频输出3-6接口相连。

其中系统的具体工作方法包括如下步骤：

第一步，由用户通过主控PC机中的参数输入单元3-1输入通信场景等参数，主要包括收发机的位置、速度、信号频率、信号入射角分布和环境场景等，通过CPCI总线将用户输入参数发送到DSP芯片中的参数计算单元3-2；

第二步，在参数计算单元3-2根据用户输入参数计算信道参数，主要包括路径损耗，多普勒频率，多径时延，噪声功率、各散射支路入射角及初始相位，并对信道参数进行定点量化，再通过EMIF高速数据总线接口传送到FPGA芯片中的信道模拟单元3-3，计算步骤为

1)根据收发机的位置及公式(4)计算路径损耗α_i(t)，并进行定点量化；

2)根据收发机的位置计算信号传播时延τ(t)，并进行定点量化；

3)根据收发机的位置、速度及公式(13)计算多普勒频率，

$f_d=f_0\frac{\left|{\stackrel{\→}{v}}_r\right|\cos {\mathrm{\θ}}_r-\left|{\stackrel{\→}{v}}_t\right|\cos {\mathrm{\θ}}_t}{c}---\left(13\right)$

其中，f₀,c分别表示信号频率和光速，分别为收发机移动速度矢量，θ_r,θ_t表示速度方向和信号传播路径的夹角；

4)根据信号入射角分布计算SoS模型的入射角和初始相位，分为以下几步：

(a)将信号入射角分布参数p(α)围成的面积等分N份，即

${\∫}_{x_n}^{x_{n+1}}p\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}=\frac{1}{N}+\mathrm{\ϵ},n=\mathrm{1,2,3},\·\·\·,N+1---\left(14\right)$

其中，x_n表示等分区间边界点值，ε表示随机的微小偏移量，N表示散射支路数目，此处取为16；

(b)将每个子区间二等分，等分点可表示为

${\∫}_{-\mathrm{\π}}^{{\mathrm{\α}}_n}p\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}=\frac{2n-1}{2N}---\left(15\right)$

其中，α_n即为所求的随机入射角，并进行定点量化；

(c)随机产生(-π,π]内均匀分布的初始相位φ_n,n＝1,2,…,N，并进行定点量化；

(d)重复(a)至(c)直至产生所需的所有SoS模块的参数；

5)根据用户输入环境场景，基于实测经验数据确定阴影衰落的标准偏差σ_i,β和区域均值μ_i,β，并进行定点量化；

6)根据用户输入环境场景，基于实测经验数据确定衰落因子m，利用公式(9)计算产生系数Α,Β,Υ，并进行定点量化；

7)重复步骤1)至6)依次计算各簇路径的复合衰落参数；

8)重复步骤7)实时计算下一时刻的信道参数，直至信道模拟时间结束。

第三步，射频信号经过下混频单元3-8后得到中频信号，再通过模数变换芯片3-9，将转化后的数字信号传输给所述的信道模拟单元3-3；

第四步，信道模拟单元3-3对数字信号进行下变频3-10后得到两路正交基带信号，然后利用式(1)和(2)模拟复基带信道叠加过程，最后将输出信号经过上边频转为单路信号。与此同时，信道模拟单元3-3通过EMIF高速数据总线接口与所述参数计算单元3-2相连，接收所述参数计算单元中的信道参数，基于SoS原理和分解模型分别产生服从Nakagami随机过程、对数正态分布随机过程和高斯噪声随机过程，进而获得定点化衰落信道，然后根据公式(1)和(2)与所述信号输入单元中的数字基带信号进行相乘加，得到经过衰落信道后的模拟结果，具体实施步骤如下：

1)信道模拟单元3-3通过EMIF高速数据总线接口与所述参数计算单元3-2相连，接收所述参数计算单元中的信道参数；

2)根据所述参数计算单元3-2传输的SoS模型参数包括入射角和初始相位，利用式(16)产生查找表原始地址，

2πf_i,dtcosα_i,n+φ_i,n   (16)

经过截断后，再叠加一个随机微小的偏移量获得最终的查找表地址，查表叠加后产生零均值高斯随机变量；

3)根据公式(6)模型及所述参数计算单元3-2传输的阴影衰落的标准偏差σ_β和区域均值μ_β，利用步骤2)方法产生零均值高斯随机变量，结合查表法产生对数正态分布随机变量β(t)；

4)根据公式(8)模型及所述参数计算单元传输的各项系数Α,Β,Υ，利用步骤2)方法产生零均值高斯随机变量后，产生Nakagami随机变量γ(t)；

5)重复步骤2)至4)，产生各簇的多径和阴影衰落；

6)利用步骤2)产生两路独立的高斯随机变量，作为信道高斯噪声n_c(t),n_s(t)；

7)根据公式(2)得到复基带信号经过多径阴影复合衰落信道后的模拟结果，其中L表示多径簇数，此处设置为3，τ_i表示所述参数计算单元3-2传输的各径时延参数。

第五步，所述信道模拟单元3-3中输出的单路信号，通过高速数模变换单元3-14后，经过上混频单元3-15输出射频模拟信号。

本发明无线衰落信道模拟装置系统主要包括PC机和信道模拟器，采用CPCI总线架构通信，支持射频或70MHz中频上/下行链路无线信道的实时模拟，包括在主控PC机中实现的通信场景及参数输入单元，DSP芯片中的信道参数计算单元，FPGA芯片中的信道模拟单元，模数/数模转换单元，上/下混频单元，以及中频/射频信号输入输出单元。

所述场景及参数输入单元的输出接口与所述参数计算单元的输入接口相连；所述参数计算单元的输出接口与所述信道模拟单元的输入接口相连；所述信号输入单元的输出接口经模数转换后与所述信道模拟单元的输入接口相连；所述信号输出单元的输入接口经数模转换后与所述信道模拟单元的输出接口相连。值得指出的是，本发明适用于输入输出是中频信号的信道模拟场景，中频信道模拟场景中上/下混频单元直接短接且无需工作。

上述场景参数输入单元在PC机中实现，用户通过PC机输入通信场景参数，主要包括收发机的位置、速度、信号频率、信号入射角分布、环境参数等，通过CPCI总线将用户输入参数传递给所述参数计算单元。

上述参数计算单元在DSP芯片中实现，通过CPCI总线与所述参数输入单元相连，用于把所述参数输入单元中的通信场景参数转化为信道参数，主要参数包括路径损耗，多普勒频率，噪声功率、各散射支路入射角及初始相位，并对信道参数进行定点量化，传输给FPGA中的信道模拟单元。该单元所述DSP采用TI公司的TMS320C6455 DSP芯片。

上述信号输入单元包含两路高速模数转换芯片及下混频器模块，分别对上/下行链路信号的进行模数转换及下混频处理，并与所述信道模拟单元的输入接口相连。AD选用Atmel公司的AT84AD001BITD；下混频器选用Novella公司的D230。

上述信号输出单元包含两路高速DA芯片及上混频模块，分别对上/下行链路信号的进行数模转换和上混频处理，并与所述信道模拟单元的输出接口相连，将所述信道模拟单元中输出的信号转换为中频或射频模拟信号输出。DA选用AD公司的AD9736；上混频器选用Novella公司的U230。

上述信道模拟单元，是整个专利设计的核心单元，该单元在FPGA芯片中实现。首先，通过EMIF高速数据总线接口与所述参数计算单元相连，接收所述参数计算单元中的信道参数，基于SoS模型分解模型分别产生服从Nakagami分布及对数正态分布的随机过程及高斯噪声，进而实现定点化衰落信道，然后与所述信号输入单元中的数字基带信号进行相乘加，得到衰落信道模拟结果。该单元所述FPGA采用Xilinx公司的Virtex4SX55芯片。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下还可以作出若干改进，这些改进也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种多径阴影复合衰落信道模拟装置，支持上/下行链路信道同时模拟功能，所述上行链路包括主控PC机中的参数输入单元(3-1)、DSP芯片中的参数计算单元(3-2)、FPGA芯片中的信道模拟单元(3-3)、数模变换单元(3-14)、模数变换单元(3-9)、上混频单元(3-15)和下混频单元(3-8)，信号输入输出接口包括射频输入(3-4)、中频输入(3-5)、射频输出(3-6)和中频输出(3-7)，所述下行链路组成和实现过程与所述上行链路一致，其特征在于：所述参数输入单元(3-1)的输出接口与所述参数计算单元(3-2)的输入接口以CPCI总线相连；所述参数计算单元(3-2)的输出接口与所述信道模拟单元(3-3)的输入接口以EMIF总线相连；所述射频输入(3-4)接口与下混频单元(3-8)输入相连；所述下混频单元(3-8)输出与模数变换单元(3-9)输入相连；所述模数变换单元(3-9)输出与信道模拟单元(3-3)的输入接口相连；若系统输入为中频信号则直接与模数变换单元(3-9)输入相连；所述信号中频输出(3-7)的输入接口与数模变换单元(3-14)输出相连；若系统输出为射频信号，则中频输出(3-7)与上混频单元(3-15)输入端相连；上混频单元(3-15)输出端与射频输出(3-6)接口相连，复合衰落信道模拟运算采用FPGA硬件程序实现，FPGA接收参数计算单元(3-2)输入的信道参数，然后完成模拟叠加多径阴影复合衰落过程，复合衰落r(t)产生方法如下：

$r\left(t\right)=\sqrt{\mathrm{\α}\left(t\right)}\·\sqrt{\mathrm{\β}\left(t\right)}\·\mathrm{\γ}\left(t\right)---\left(1\right)$

其中，α(t)表示传播路径损耗；β(t),γ(t)分别采用如下方法模拟，

$\mathrm{\β}\left(t\right)=e^{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\β}}u\left(t\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{\β}}}---\left(2\right)$

其中，σ_β,μ_β分别描述阴影衰落β(t)的标准偏差和区域均值，e≈2.7183表示自然对数的底数，p表示m值取整后的整数部分，m表示描述多径衰落γ(t)的衰落因子，系数Α,Β,Υ分别等于

u_i(t)表示零均值高斯随机过程，u_k,c(t),u_k,s(t)表示两路独立的零均值高斯随机过程，均采用如下谐波叠加SoS定点模型产生

$u\left(t\right)=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{d}t\cos {\mathrm{\α}}_n+{\mathrm{\φ}}_n)---\left(5\right)$

其中，N表示散射支路数目，此处取为16，f_d表示多普勒频率，α_n,φ_n指各散射支路随机的入射角和初始相位；该定点模型中余弦函数采用查表法实现，查找表只存储四分之一周期波形，不同散射支路共用一个查找表，通过时分复用形式实现查表。

2.一种如权利要求1所述的多径阴影复合衰落信道模拟装置的工作方法，其特征在于：包括如下步骤

第一步：用户通过主控PC机中的参数输入单元(3-1)输入通信场景参数，通过CPCI总线将用户输入参数发送到DSP芯片中的参数计算单元(3-2)；

第二步：参数计算单元(3-2)根据用户输入收发机的位置、速度、信号频率、信号入射角分布和环境参数计算信道参数，并对信道参数进行定点量化，再通过EMIF高速数据总线接口传送到FPGA芯片中的信道模拟单元(3-3)，计算步骤为：

1)根据收发机的位置及公式(6)计算某时刻的路径损耗α(t)，并进行定点量化，

α(t)＝32.44+20lg(f_MHz)+20lg(d_km)        (6)

式中，f_MHz,d_km分别表示频率和通信距离且单位采用MHz和km；

2)根据收发机的位置计算信号传播时延τ(t)，并进行定点量化；

3)根据收发机的位置、速度及公式(7)计算多普勒频率，

$f_d=f_0\frac{\left|{\stackrel{\→}{v}}_r\right|\cos {\mathrm{\θ}}_r-\left|{\stackrel{\→}{v}}_t\right|\cos {\mathrm{\θ}}_t}{c}---\left(7\right)$

其中，f₀,c分别表示信号频率和光速，分别为收发机移动速度矢量，θ_r,θ_t表示速度方向和信号传播路径的夹角；

4)根据信号入射角分布计算SoS模型的入射角和初始相位，分为以下几步：

(a)将信号入射角分布参数p(α)围成的面积等分N份，即

${\∫}_{x_n}^{x_{n+1}}p\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}=\frac{1}{N}+\mathrm{\ϵ},n=\mathrm{1,2,3},...,N+1---\left(8\right)$

其中，x_n表示等分区间边界点值，ε表示随机的微小偏移量，N表示散射支路数目，此处取为16；

(b)将每个子区间二等分，等分点可表示为

${\∫}_{-\mathrm{\π}}^{{\mathrm{\α}}_n}p\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}=\frac{2n-1}{2N}---\left(9\right)$

其中，α_n即为所求的随机入射角，并进行定点量化；

(c)随机产生(-π,π]内均匀分布的初始相位φ_n,n＝1,2,…,N，并进行定点量化；

(d)重复(a)至(c)直至产生所需的所有SoS模块的参数；

5)根据用户输入环境场景，基于实测经验数据确定阴影衰落的标准偏差σ_i,β和区域均值μ_i,β，并进行定点量化；

6)根据用户输入环境场景，基于实测经验数据确定衰落因子m，利用公式(4)计算产生系数Α,Β,Υ，并进行定点量化；

7)重复步骤1)至6)依次计算各簇路径的复合衰落参数；

8)重复步骤7)实时计算下一时刻的信道参数，直至信道模拟时间结束。

3.如权利要求2所述的多径阴影复合衰落信道模拟装置的工作方法，其特征在于：所述信道模拟单元(3-3)接收模数变换单元(3-9)传输的数字信号，首先经过下变频(3-10)后得到两路正交基带信号x_c(t),x_s(t)，然后在复基带域模拟信道叠加的过程，并获得经过信道后输出的正交基带信号y_c(t),y_s(t)，具体实现步骤如下：

1)信道模拟单元(3-3)通过EMIF高速数据总线接口与所述参数计算单元(3-2)相连，接收所述参数计算单元中的信道参数；

2)根据所述参数计算单元(3-2)传输的SoS模型参数包括入射角和初始相位，利用式(10)产生查找表原始地址，

2πf_i,dtcosα_i,n+φ_i,n           (10)

经过截断后，再叠加一个随机微小的偏移量获得最终的查找表地址，查表叠加后产生零均值高斯随机变量；

3)根据公式(2)模型及所述参数计算单元(3-2)传输的阴影衰落的标准偏差σ_β和区域均值μ_β，利用步骤2)方法产生零均值高斯随机变量，结合查表法产生阴影衰落β(t)，即对数正态分布随机变量；

4)根据公式(3)模型及所述参数计算单元传输的各项系数Α,Β,Υ，利用步骤2)方法产生零均值高斯随机变量后，产生多径衰落γ(t)，即Nakagami随机变量；

5)重复步骤2)至4)，产生各簇的多径和阴影衰落；

6)利用步骤2)产生两路独立的高斯随机变量，作为信道高斯噪声n_c(t),n_s(t)；

7)根据公式(11)得到复基带信号经过多径阴影复合衰落信道后的模拟结果，

$\left\{\begin{array}{c}{y}_c\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\{x_c(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,c}\left(t\right)-x_s(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,s}\left(t\right)\}+n_c\left(t\right)\\ y_s\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\{x_c(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,s}\left(t\right)+x_s(t-{\mathrm{\τ}}_i)r_{i,c}\left(t\right)\}+n_s\left(t\right)\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中，L表示多径簇数，此处设置为3，τ_i表示所述参数计算单元(3-2)传输的各径时延参数。