JP3117279B2 - Ａｍラジオ受信機 - Google Patents
Ａｍラジオ受信機Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＡＭラジオ受信機に係わ
り、特に隣接妨害ノイズのない、音質良好な受信ができ
るＡＭラジオ受信機に関する。
り、特に隣接妨害ノイズのない、音質良好な受信ができ
るＡＭラジオ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７は従来のＡＭラジオ受信機の要部構
成図であり、１はＡＭチューナ、２は局部発振器、３は
中間周波フィルタ（ＩＦフィルタ）、４は中間周波増幅
器、５はＡＭ検波器である。かかるＡＭラジオ受信機に
おいて、中間周波フィルタ３の帯域幅は広帯域（帯域幅
5KHz)あるいは狭帯域（帯域幅2.0KHz〜2.5KHz)のいずれ
かに設定されている。
成図であり、１はＡＭチューナ、２は局部発振器、３は
中間周波フィルタ（ＩＦフィルタ）、４は中間周波増幅
器、５はＡＭ検波器である。かかるＡＭラジオ受信機に
おいて、中間周波フィルタ３の帯域幅は広帯域（帯域幅
5KHz)あるいは狭帯域（帯域幅2.0KHz〜2.5KHz)のいずれ
かに設定されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】中間周波フィルタ３を
広帯域（帯域幅5KHz)にすると、歪の少ない良好な音質
で放送受信ができる。しかし、ＡＭ放送は9KHzおきに放
送局が置かれているため、隣接にある程度大きな局が存
在すると混信を起こす（隣接妨害）。図８は隣接妨害の
説明図であり、中間周波フィルタ３を広帯域にすると斜
線部で混信が生じ、隣接局ノイズを発生する。一方、中
間周波フィルタ３を狭帯域（帯域幅2.0KHz〜2.5KHz)に
すると隣接妨害は生じないが、帯域幅が狭くなるためこ
もった不明瞭な音となる。以上から、本発明の目的は、
混信妨害ノイズのない、音質が良好なＡＭラジオ受信機
を提供することである。
広帯域（帯域幅5KHz)にすると、歪の少ない良好な音質
で放送受信ができる。しかし、ＡＭ放送は9KHzおきに放
送局が置かれているため、隣接にある程度大きな局が存
在すると混信を起こす（隣接妨害）。図８は隣接妨害の
説明図であり、中間周波フィルタ３を広帯域にすると斜
線部で混信が生じ、隣接局ノイズを発生する。一方、中
間周波フィルタ３を狭帯域（帯域幅2.0KHz〜2.5KHz)に
すると隣接妨害は生じないが、帯域幅が狭くなるためこ
もった不明瞭な音となる。以上から、本発明の目的は、
混信妨害ノイズのない、音質が良好なＡＭラジオ受信機
を提供することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によれ
ば、ＡＭチューナと、広帯域の中間周波フィルタと、Ａ
Ｍ検波器と、隣接局間の周波数幅をΔＦとするとき、Ａ
Ｍ検波器出力をｆｓ（≧ΔＦ）でサンプリングしてＡＤ
変換するＡＤコンバータと、ＡＤコンバータ出力にフィ
ルタ処理を施し、隣接妨害によるノイズが含まれる所定
周波数以上の帯域成分をカットするデジタルフィルタ手
段と、デジタルフィルタ手段から出力されるデータのサ
ンプリングレートを１／２にする手段と、該サンプリン
グレート１／２手段から出力されるデジタルデータ間に
１個のデータを補間する手段によりＡＭラジオ受信機を
構成することにより達成される。
ば、ＡＭチューナと、広帯域の中間周波フィルタと、Ａ
Ｍ検波器と、隣接局間の周波数幅をΔＦとするとき、Ａ
Ｍ検波器出力をｆｓ（≧ΔＦ）でサンプリングしてＡＤ
変換するＡＤコンバータと、ＡＤコンバータ出力にフィ
ルタ処理を施し、隣接妨害によるノイズが含まれる所定
周波数以上の帯域成分をカットするデジタルフィルタ手
段と、デジタルフィルタ手段から出力されるデータのサ
ンプリングレートを１／２にする手段と、該サンプリン
グレート１／２手段から出力されるデジタルデータ間に
１個のデータを補間する手段によりＡＭラジオ受信機を
構成することにより達成される。
【０００５】
【作用】ＡＭ放送の隣接局間の周波数幅をΔＦとすると
き、ＡＤコンバータによりＡＭ検波器出力をｆｓ（≧Δ
Ｆ）でサンプリングしてＡＤ変換し、デジタルフィルタ
によりＡＤコンバータ出力データにフィルタ処理を施し
て隣接局ノイズが含まれる所定周波数以上の帯域成分を
カットする。これにより、ノイズを除去できるが、該帯
域における信号成分も除去される。そこで、サンプリン
グレート１／２手段によりデジタルフィルタから出力さ
れるデータのサンプリングレートを１／２にし、このサ
ンプリングレート１／２にされたデジタルデータ間に１
個のデジタルデータを補間して出力する。これにより、
前記カットした所定周波数以上の帯域における信号成分
を見かけ上生成して付加でき、混信妨害ノイズのない、
音質が良好なＡＭラジオ受信ができる。
き、ＡＤコンバータによりＡＭ検波器出力をｆｓ（≧Δ
Ｆ）でサンプリングしてＡＤ変換し、デジタルフィルタ
によりＡＤコンバータ出力データにフィルタ処理を施し
て隣接局ノイズが含まれる所定周波数以上の帯域成分を
カットする。これにより、ノイズを除去できるが、該帯
域における信号成分も除去される。そこで、サンプリン
グレート１／２手段によりデジタルフィルタから出力さ
れるデータのサンプリングレートを１／２にし、このサ
ンプリングレート１／２にされたデジタルデータ間に１
個のデジタルデータを補間して出力する。これにより、
前記カットした所定周波数以上の帯域における信号成分
を見かけ上生成して付加でき、混信妨害ノイズのない、
音質が良好なＡＭラジオ受信ができる。
【０００６】
【実施例】全体の構成 図１は本発明の一実施例であるＡＭラジオ受信機の要部
構成図、図２は本発明のＡＭ受信動作説明用の周波数特
性図である。図１において、１１はアンテナ、１２はＡ
Ｍチューナで高周波増幅回路、混合器等を含むもの、１
３は局部発振器、１４は広帯域（帯域幅5KHz)の中間周
波フィルタ（ＩＦフィルタ）、１５は中間周波増幅器、
１６はＡＭ検波器である。ＩＦフィルタ１４として広帯
域（帯域幅5KHz)のフィルタを使用する。このため、そ
の周波数特性は図２(a)に示すようになり、ＡＭ検波器
１６から出力される信号の2.5KHz以上の帯域（斜線部）
には隣接妨害によるノイズが含まれる。１７はＡＭ検波
器出力をＡＤ変換するＡＤコンバータであり、隣接局間
の周波数幅をΔＦ(＝9KHz)とするとき、ＡＭ検波器出力
をfs（＝ΔＦ＝9KHz）でサンプリングしてＡＤ変換す
る。サンプリングにより音声信号よりも高い高周波成分
が繰返し現れ、その周波数特性は図２(b)に示すように
なる。
構成図、図２は本発明のＡＭ受信動作説明用の周波数特
性図である。図１において、１１はアンテナ、１２はＡ
Ｍチューナで高周波増幅回路、混合器等を含むもの、１
３は局部発振器、１４は広帯域（帯域幅5KHz)の中間周
波フィルタ（ＩＦフィルタ）、１５は中間周波増幅器、
１６はＡＭ検波器である。ＩＦフィルタ１４として広帯
域（帯域幅5KHz)のフィルタを使用する。このため、そ
の周波数特性は図２(a)に示すようになり、ＡＭ検波器
１６から出力される信号の2.5KHz以上の帯域（斜線部）
には隣接妨害によるノイズが含まれる。１７はＡＭ検波
器出力をＡＤ変換するＡＤコンバータであり、隣接局間
の周波数幅をΔＦ(＝9KHz)とするとき、ＡＭ検波器出力
をfs（＝ΔＦ＝9KHz）でサンプリングしてＡＤ変換す
る。サンプリングにより音声信号よりも高い高周波成分
が繰返し現れ、その周波数特性は図２(b)に示すように
なる。
【０００７】１８はＡＤコンバータ１７の出力データに
フィルタ処理を施してノイズ帯域である2.5KHz以上の成
分をカットするデジタルＦＩＲフィルタであり、デジタ
ルＦＩＲフィルタから出力されるデータの周波数特性は
図２(c)に示すようになる。2.5KHz以上の成分をカット
することにより、隣接妨害に基づくノイズが除去される
が、2.5KHz以上の信号成分も除去される。１９はデジタ
ルＦＩＲフィルタから出力されるデジタルデータのサン
プリングレートを１／２にする間引き処理回路であり、
１データ毎に間引くことによりサンプリングレートを１
／２にすることができる。サンプリングレートを１／２
にすることにより、ｆｓ´(＝ｆｓ／２）を中心とした
折り返しが発生し、その出力データの周波数特性は図２
(d)に示すようになる。尚、デジタルＦＩＲフィルタ１
８と間引き処理回路１９はＤＳＰ（デジタル・シグナル
・プロセッサ）で構成することができる。２０はサンプ
リングレートが１／２になったデータ間に１個のデータ
を補間して周波数fsのデータに戻しながらアナログに変
換するＤＡコンバータである。このＤＡコンバータ２０
によれば、デジタルＦＩＲフィルタ１８でカットした2.
5KHz以上の信号成分と全く同一のものは生成できない
が、見かけ上該信号成分と同等のものを生成して付加で
きる。これにより、エンベロープ的には元の音声信号と
同等でノイズのない音声信号を出力できる。図２(e)は
ＤＡコンバータ２０から出力されるアナログ音声信号の
周波数特性であり、後述する補間関数波形を変えること
により矢印で示すように特性を調整できる。
フィルタ処理を施してノイズ帯域である2.5KHz以上の成
分をカットするデジタルＦＩＲフィルタであり、デジタ
ルＦＩＲフィルタから出力されるデータの周波数特性は
図２(c)に示すようになる。2.5KHz以上の成分をカット
することにより、隣接妨害に基づくノイズが除去される
が、2.5KHz以上の信号成分も除去される。１９はデジタ
ルＦＩＲフィルタから出力されるデジタルデータのサン
プリングレートを１／２にする間引き処理回路であり、
１データ毎に間引くことによりサンプリングレートを１
／２にすることができる。サンプリングレートを１／２
にすることにより、ｆｓ´(＝ｆｓ／２）を中心とした
折り返しが発生し、その出力データの周波数特性は図２
(d)に示すようになる。尚、デジタルＦＩＲフィルタ１
８と間引き処理回路１９はＤＳＰ（デジタル・シグナル
・プロセッサ）で構成することができる。２０はサンプ
リングレートが１／２になったデータ間に１個のデータ
を補間して周波数fsのデータに戻しながらアナログに変
換するＤＡコンバータである。このＤＡコンバータ２０
によれば、デジタルＦＩＲフィルタ１８でカットした2.
5KHz以上の信号成分と全く同一のものは生成できない
が、見かけ上該信号成分と同等のものを生成して付加で
きる。これにより、エンベロープ的には元の音声信号と
同等でノイズのない音声信号を出力できる。図２(e)は
ＤＡコンバータ２０から出力されるアナログ音声信号の
周波数特性であり、後述する補間関数波形を変えること
により矢印で示すように特性を調整できる。
【０００８】ＤＡコンバータ 図３はＤＡコンバータ２０の構成図である。２１は所定
時間Ｔ毎に発生する最新のｍ＋１個のデジタルデータＸ
j(j＝０〜ｍ）をシフトしながら記憶するデジタルデー
タ記憶部、２２は図４に示す単位パルス応答信号(補間
関数信号)ＳＰを所定の時間間隔Ｔで分割して（ｍ＋
１）（ｍは例えば８）個の部分信号Ｓj（j＝０〜８）と
した時、各部分信号Ｓj（j＝０〜ｍ）を周期Ｔ／ｎ（ｎ
は例えば８）でサンプリングして得られたｎ個の時系列
数値データ（下表参照）をＲＯＭ22-0〜22-mに記憶して
おき、Ｔ／ｎ毎に順次ＲＯＭ22-0〜22-mから時系列数値
データを読み出して各部分信号Ｓj（j＝０〜ｍ）をデジ
タル的に繰返し発生する部分信号時系列データ発生部、
２３は部分信号時系列データ発生部２２から出力される
各部分信号の時系列数値データと部分信号に対応するデ
ジタルデータとをそれぞれ乗算し、乗算結果を加算する
デジタル演算部、２４は加算結果をアナログに変換する
デジタル・アナログ変換部である。
時間Ｔ毎に発生する最新のｍ＋１個のデジタルデータＸ
j(j＝０〜ｍ）をシフトしながら記憶するデジタルデー
タ記憶部、２２は図４に示す単位パルス応答信号(補間
関数信号)ＳＰを所定の時間間隔Ｔで分割して（ｍ＋
１）（ｍは例えば８）個の部分信号Ｓj（j＝０〜８）と
した時、各部分信号Ｓj（j＝０〜ｍ）を周期Ｔ／ｎ（ｎ
は例えば８）でサンプリングして得られたｎ個の時系列
数値データ（下表参照）をＲＯＭ22-0〜22-mに記憶して
おき、Ｔ／ｎ毎に順次ＲＯＭ22-0〜22-mから時系列数値
データを読み出して各部分信号Ｓj（j＝０〜ｍ）をデジ
タル的に繰返し発生する部分信号時系列データ発生部、
２３は部分信号時系列データ発生部２２から出力される
各部分信号の時系列数値データと部分信号に対応するデ
ジタルデータとをそれぞれ乗算し、乗算結果を加算する
デジタル演算部、２４は加算結果をアナログに変換する
デジタル・アナログ変換部である。
【０００９】
【表１】
【００１０】デジタルデータ記憶部２１において、Ｍ0
〜Ｍmは時間間隔Ｔ毎に発生するｍ＋１個の最新のデジ
タルデータＸjを順次シフトしながら記憶するシフトレ
ジスタ、デジタル演算部２３において、Ｋ0〜Ｋmは各部
分信号Ｓ0〜Ｓmの所定時刻(i-1)・T/nにおける時系列数
値データ ｃ0i，ｃ1i，ｃ2i，ｃ3i，・・・，ｃmi と、各部分信号に対応するシフトレジスタに記憶されて
いるデジタルデータＸ0〜Ｘmとを時間Ｔ／ｎ毎に乗算す
る乗算器、ＳＵＭは乗算結果を加算する加算器であり、
加算器より次式 Ｙi＝Ｃ0i・Ｘ0＋Ｃ1i・Ｘ1＋Ｃ2i・Ｘ2＋Ｃ3i・Ｘ3＋・・・＋Ｃmi・Ｘm (ｉ＝1〜ｎ）で示されるデジタルデータＹiがＴ／ｎ毎
に出力される。
〜Ｍmは時間間隔Ｔ毎に発生するｍ＋１個の最新のデジ
タルデータＸjを順次シフトしながら記憶するシフトレ
ジスタ、デジタル演算部２３において、Ｋ0〜Ｋmは各部
分信号Ｓ0〜Ｓmの所定時刻(i-1)・T/nにおける時系列数
値データ ｃ0i，ｃ1i，ｃ2i，ｃ3i，・・・，ｃmi と、各部分信号に対応するシフトレジスタに記憶されて
いるデジタルデータＸ0〜Ｘmとを時間Ｔ／ｎ毎に乗算す
る乗算器、ＳＵＭは乗算結果を加算する加算器であり、
加算器より次式 Ｙi＝Ｃ0i・Ｘ0＋Ｃ1i・Ｘ1＋Ｃ2i・Ｘ2＋Ｃ3i・Ｘ3＋・・・＋Ｃmi・Ｘm (ｉ＝1〜ｎ）で示されるデジタルデータＹiがＴ／ｎ毎
に出力される。
【００１１】補間関数信号ＳＰを図５(a)の点線に示す
波形とし、又、ｎ＝４，ｍ＝２とし、３つの部分信号Ｓ
0〜Ｓ2の４個の時系列数値データを Ｓ0： ｃ01， ｃ02， ｃ03， ｃ04 Ｓ1： ｃ11， ｃ12， ｃ13， ｃ14 Ｓ2： ｃ21， ｃ22， ｃ23， ｃ24 とすれば、１個の単位デジタルデータ入力により、加算
器ＳＵＭより順次 ｃ01→ｃ02→ｃ03→ｃ04→ｃ11→ｃ12→ｃ13→ｃ14→ｃ
21→ｃ22→ｃ23→ｃ24 が出力される。すなわち、図５(a)の補間関数信号ＳＰ
の時系列数値データが加算器ＳＵＭより順次出力され
る。従って、図５(b)に示すように周期Ｔのデジタルデ
ータ列Ｘjが入力されると、図５(c)に示すように、補間
関数信号ＳＰにＸj倍した信号ＳＰjがＴ毎に発生し、こ
れらを時間間隔Ｔ／４毎に加算することにより、入力デ
ータ間に３個のデータを補間したデータ列Ｙ1〜Ｙ4がデ
ジタル演算部２３の加算器ＳＵＭから順次出力され、デ
ジタルアナログ変換部２４よりアナログ信号ＡＳが出力
される。
波形とし、又、ｎ＝４，ｍ＝２とし、３つの部分信号Ｓ
0〜Ｓ2の４個の時系列数値データを Ｓ0： ｃ01， ｃ02， ｃ03， ｃ04 Ｓ1： ｃ11， ｃ12， ｃ13， ｃ14 Ｓ2： ｃ21， ｃ22， ｃ23， ｃ24 とすれば、１個の単位デジタルデータ入力により、加算
器ＳＵＭより順次 ｃ01→ｃ02→ｃ03→ｃ04→ｃ11→ｃ12→ｃ13→ｃ14→ｃ
21→ｃ22→ｃ23→ｃ24 が出力される。すなわち、図５(a)の補間関数信号ＳＰ
の時系列数値データが加算器ＳＵＭより順次出力され
る。従って、図５(b)に示すように周期Ｔのデジタルデ
ータ列Ｘjが入力されると、図５(c)に示すように、補間
関数信号ＳＰにＸj倍した信号ＳＰjがＴ毎に発生し、こ
れらを時間間隔Ｔ／４毎に加算することにより、入力デ
ータ間に３個のデータを補間したデータ列Ｙ1〜Ｙ4がデ
ジタル演算部２３の加算器ＳＵＭから順次出力され、デ
ジタルアナログ変換部２４よりアナログ信号ＡＳが出力
される。
【００１２】このＤＡコンバータを図１のＤＡコンバー
タ２０に適用するための実施例としては、補間関数信号
ＳＰを図５(a)の点線に示す波形とし、又、ｎ＝２，ｍ
＝２とし、３つの部分信号Ｓ0〜Ｓ2の２個の時系列数値
データを Ｓ0： ｃ01， ｃ03 Ｓ1： ｃ11， ｃ13 Ｓ2： ｃ21， ｃ23 とすればよい。このようにすれば、サンプリングレート
がfs/2のデジタルデータ間に１個のデジタルデータを補
間してサンプリングレートをｆsに戻しながらアナログ
の音声信号を出力できる。そして、補間関数波形、換言
すれば、時系列数値データ ｃ01，ｃ03，ｃ11，ｃ13，
ｃ21，ｃ23 の値を変えることにより、出力される音声
信号の周波数特性を図２(e)の矢印で示すように調整す
ることができる。
タ２０に適用するための実施例としては、補間関数信号
ＳＰを図５(a)の点線に示す波形とし、又、ｎ＝２，ｍ
＝２とし、３つの部分信号Ｓ0〜Ｓ2の２個の時系列数値
データを Ｓ0： ｃ01， ｃ03 Ｓ1： ｃ11， ｃ13 Ｓ2： ｃ21， ｃ23 とすればよい。このようにすれば、サンプリングレート
がfs/2のデジタルデータ間に１個のデジタルデータを補
間してサンプリングレートをｆsに戻しながらアナログ
の音声信号を出力できる。そして、補間関数波形、換言
すれば、時系列数値データ ｃ01，ｃ03，ｃ11，ｃ13，
ｃ21，ｃ23 の値を変えることにより、出力される音声
信号の周波数特性を図２(e)の矢印で示すように調整す
ることができる。
【００１３】受信動作 ＡＭ検波器１６より出力される音声信号のスペクトルは
図６(a)に示すようになる。尚、2.5KHz以上にはノイズ
も含まれるが省略する。ＡＭ検波器１６出力信号に含ま
れるノイズ成分をデジタルＦＩＲフィルタ１８で除去す
るために、該ＡＭ検波器出力をサンプリング周波数fs(=
隣接局間の周波数幅である9KHz)でサンプリングしてデ
ジタルデータに変換する。しかる後、デジタルＦＩＲフ
ィルタ１８で2.5KHz以上の周波数成分をカットする。こ
れにより、隣接妨害によるノイズはなくなる。
図６(a)に示すようになる。尚、2.5KHz以上にはノイズ
も含まれるが省略する。ＡＭ検波器１６出力信号に含ま
れるノイズ成分をデジタルＦＩＲフィルタ１８で除去す
るために、該ＡＭ検波器出力をサンプリング周波数fs(=
隣接局間の周波数幅である9KHz)でサンプリングしてデ
ジタルデータに変換する。しかる後、デジタルＦＩＲフ
ィルタ１８で2.5KHz以上の周波数成分をカットする。こ
れにより、隣接妨害によるノイズはなくなる。
【００１４】しかし、2.5KHz以上の信号成分もなくな
り、音声信号スペクトルは図６(b)の斜線部分がカット
される。斜線部分の音楽信号成分がなくなると、ノイズ
は含まれないが音声が不明瞭となる。そこで、このカッ
トした音声信号部分を作り出せば良いことになるが、全
く同じものは作り出せないことは明白である。このた
め、本願発明では間引き処理回路１９とＤＡコンバータ
２０を用いて見かけ上カットした帯域の音声信号部分を
生成して付加するようにしている。すなわち、間引き処
理回路１９でＦＩＲフィルタ出力データを１個毎に間引
いてサンプリングレートを１／２（＝4.5KHz)にする。
この間引き処理により、デジタルデータのスペクトルは
図６(c)に示すようになる。ついで、ＤＡコンバータ２
０においてデジタルデータ間に１個のデータを補間しな
がら(補間後のデジタルデータのサンプリング速度はｆ
ｓ＝9KHz)、アナログに変換する。これにより、2.5KHz
以上5KHz迄の今まで折り返しノイズと呼ばれていた成分
を見かけ上の成分として付加する。この場合、ＤＡコン
バータ２０の補間関数波形を調整して、付加する見かけ
上の成分のレベルをノイズの無い場合のスペクトルと同
様になるようにする。この結果、図６(d)に示すような
スペクトルが実現でき、ノイズのない状態で明瞭に音声
を聞くことができる。
り、音声信号スペクトルは図６(b)の斜線部分がカット
される。斜線部分の音楽信号成分がなくなると、ノイズ
は含まれないが音声が不明瞭となる。そこで、このカッ
トした音声信号部分を作り出せば良いことになるが、全
く同じものは作り出せないことは明白である。このた
め、本願発明では間引き処理回路１９とＤＡコンバータ
２０を用いて見かけ上カットした帯域の音声信号部分を
生成して付加するようにしている。すなわち、間引き処
理回路１９でＦＩＲフィルタ出力データを１個毎に間引
いてサンプリングレートを１／２（＝4.5KHz)にする。
この間引き処理により、デジタルデータのスペクトルは
図６(c)に示すようになる。ついで、ＤＡコンバータ２
０においてデジタルデータ間に１個のデータを補間しな
がら(補間後のデジタルデータのサンプリング速度はｆ
ｓ＝9KHz)、アナログに変換する。これにより、2.5KHz
以上5KHz迄の今まで折り返しノイズと呼ばれていた成分
を見かけ上の成分として付加する。この場合、ＤＡコン
バータ２０の補間関数波形を調整して、付加する見かけ
上の成分のレベルをノイズの無い場合のスペクトルと同
様になるようにする。この結果、図６(d)に示すような
スペクトルが実現でき、ノイズのない状態で明瞭に音声
を聞くことができる。
【００１５】以上の考え方の派生として、逆に広帯域の
ＩＦフィルタを通しても問題の無いような受信状態が良
好な場合において、更に高品位の音声を出すように構成
することもできる。この場合は、ＡＤコンバータ１７の
サンプリングレートは10KHzのままで良く、又、中間の
間引き処理回路１９によるダウンサンプリングも必要な
い。最後の、ＤＡコンバータ２０で10KHzのデータ間に
１個のデータを補間して20KHzのデータとした後ＤＡ変
換することにより、5KHz以上のスペクトルを付加するこ
とが可能となり、高品位の音声を出力できる。以上で
は、ＡＤコンバータにおけるサンプリングレートfsを隣
接局間の周波数幅ΔＦ(=10KHz)と等しくしたが、fs≧Δ
Ｆとしても良い。以上、本発明を実施例により説明した
が、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い
種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するも
のではない。
ＩＦフィルタを通しても問題の無いような受信状態が良
好な場合において、更に高品位の音声を出すように構成
することもできる。この場合は、ＡＤコンバータ１７の
サンプリングレートは10KHzのままで良く、又、中間の
間引き処理回路１９によるダウンサンプリングも必要な
い。最後の、ＤＡコンバータ２０で10KHzのデータ間に
１個のデータを補間して20KHzのデータとした後ＤＡ変
換することにより、5KHz以上のスペクトルを付加するこ
とが可能となり、高品位の音声を出力できる。以上で
は、ＡＤコンバータにおけるサンプリングレートfsを隣
接局間の周波数幅ΔＦ(=10KHz)と等しくしたが、fs≧Δ
Ｆとしても良い。以上、本発明を実施例により説明した
が、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い
種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するも
のではない。
【００１６】
【発明の効果】以上本発明によれば、隣接局間の周波数
幅をΔＦとするとき、ＡＭ検波器出力をｆｓ（≧ΔＦ）
でサンプリングしてＡＤ変換し、ＡＤ変換出力にフィル
タ処理を施し、隣接妨害によるノイズが含まれる所定周
波数以上の帯域成分をカットし、しかる後、フィルタ処
理したデータのサンプリングレートを１／２にし、該サ
ンプリングレートが１／２にされたデジタルデータ間に
１個のデータを補間するように構成したから、隣接妨害
によるノイズを除去でき、また除去された帯域の信号成
分を見かけ上、生成して付加でき、混信妨害ノイズのな
い、音質が良好なＡＭラジオ受信ができる。
幅をΔＦとするとき、ＡＭ検波器出力をｆｓ（≧ΔＦ）
でサンプリングしてＡＤ変換し、ＡＤ変換出力にフィル
タ処理を施し、隣接妨害によるノイズが含まれる所定周
波数以上の帯域成分をカットし、しかる後、フィルタ処
理したデータのサンプリングレートを１／２にし、該サ
ンプリングレートが１／２にされたデジタルデータ間に
１個のデータを補間するように構成したから、隣接妨害
によるノイズを除去でき、また除去された帯域の信号成
分を見かけ上、生成して付加でき、混信妨害ノイズのな
い、音質が良好なＡＭラジオ受信ができる。
【図１】本発明の実施例であるＡＭラジオ受信機の要部
構成図である。
構成図である。
【図２】本発明のＡＭラジオ受信動作を説明する周波数
特性図である。
特性図である。
【図３】図３は図１におけるＤＡコンバータの構成図で
ある。
ある。
【図４】単位パルス応答信号における時系列数値データ
の説明図である。
の説明図である。
【図５】ＤＡコンバータのデジタル・アナログ変換の説
明図である。
明図である。
【図６】本発明のＡＭラジオ受信動作を説明するスペク
トル特性図である。
トル特性図である。
【図７】従来のＡＭラジオ受信機の構成図である。
【図８】隣接妨害の説明図である。
１２・・ＡＭチューナ １４・・広帯域（帯域幅5KHz)の中間周波フィルタ １６・・ＡＭ検波器 １７・・ＡＤコンバータ １８・・デジタルＦＩＲフィルタ １９・・間引き処理回路 ２０・・ＤＡコンバータ
Claims (1)
- 【請求項１】 ＡＭチューナと広帯域の中間周波フィル
タとＡＭ検波器とを備えたＡＭラジオ受信機において、 隣接局間の周波数幅をΔＦとするとき、ＡＭ検波器出力
をｆｓ（≧ΔＦ）でサンプリングしてＡＤ変換するＡＤ
コンバータと、 ＡＤコンバータ出力にフィルタ処理を施し、隣接妨害に
よるノイズが含まれる所定周波数以上の帯域成分をカッ
トするデジタルフィルタ手段と、 デジタルフィルタ手段から出力されるデータのサンプリ
ングレートを１／２にする手段と、 該サンプリングレート１／２手段から出力されるデジタ
ルデータ間に１個のデータを補間する手段を備えてなる
ことを特徴とするＡＭラジオ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04115881A JP3117279B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | Ａｍラジオ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04115881A JP3117279B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | Ａｍラジオ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05315984A JPH05315984A (ja) | 1993-11-26 |
| JP3117279B2 true JP3117279B2 (ja) | 2000-12-11 |
Family
ID=14673490
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04115881A Expired - Fee Related JP3117279B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | Ａｍラジオ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3117279B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2403612B (en) * | 2000-05-12 | 2005-02-16 | Global Silicon Ltd | Radio receiver |
| JP2007028290A (ja) * | 2005-07-19 | 2007-02-01 | Sanyo Electric Co Ltd | Ａｍラジオ受信回路 |
-
1992
- 1992-05-08 JP JP04115881A patent/JP3117279B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05315984A (ja) | 1993-11-26 |
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| JPH0511448B2 (ja) |
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