JPS6195628A - ノイズ除去処理回路 - Google Patents
ノイズ除去処理回路Info
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- JPS6195628A JPS6195628A JP21678884A JP21678884A JPS6195628A JP S6195628 A JPS6195628 A JP S6195628A JP 21678884 A JP21678884 A JP 21678884A JP 21678884 A JP21678884 A JP 21678884A JP S6195628 A JPS6195628 A JP S6195628A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、車載用受信機の音声信号に含まれるインパル
ス性雑音の除去処理回路に関する。
ス性雑音の除去処理回路に関する。
自動車には点火装置や直流電動機が搭載されているので
イグニッションノイズやモータノイズが多く、車載用Ｆ
Ｍ受信機の音声信号にもこれらのノイズに起因するイン
パルス性雑音が入る。
イグニッションノイズやモータノイズが多く、車載用Ｆ
Ｍ受信機の音声信号にもこれらのノイズに起因するイン
パルス性雑音が入る。
パルス性雑音を除去する従来方式には、パルス雑音の開
始を検出し、それより一定時間信号レベルをパルス雑音
開始以前の値に保持し、こうして得られたノイズカット
信号波形を平滑化して出力するという方式がある。第７
図面の簡単な説明図で、（１１）はインパルス性雑音Ｎ
ｌ、Ｎ２．・・・・・・が重畳した音声信号、ｆｅ）は
幅ｔｏが一定なゲートパルス、山）はインパルス性雑音
部では時間ｔｏの開削の値を保持するようにされた音声
信号である。
始を検出し、それより一定時間信号レベルをパルス雑音
開始以前の値に保持し、こうして得られたノイズカット
信号波形を平滑化して出力するという方式がある。第７
図面の簡単な説明図で、（１１）はインパルス性雑音Ｎ
ｌ、Ｎ２．・・・・・・が重畳した音声信号、ｆｅ）は
幅ｔｏが一定なゲートパルス、山）はインパルス性雑音
部では時間ｔｏの開削の値を保持するようにされた音声
信号である。
ゲートパルスの幅ｔｏがインパルス性雑音の幅量上であ
ると、該雑音はカットされ、これを平滑化するとはり雑
音混入以前の音声信号にすることができるが、ノイズＮ
２の場合のように幅ｔｏがインパルス性雑音幅より狭い
と取り残しＮ２’が生じる。ゲートパルスの幅ｔｏを広
くすれば取り残しは防げるが、幅ｔｏを広くすれば狭い
幅のインパルス性雑音に対しても音声信号の該雑音部分
を広く切除する（直前の値に一定化する）ことになり、
音声信号波形の乱れが著しくなる。
ると、該雑音はカットされ、これを平滑化するとはり雑
音混入以前の音声信号にすることができるが、ノイズＮ
２の場合のように幅ｔｏがインパルス性雑音幅より狭い
と取り残しＮ２’が生じる。ゲートパルスの幅ｔｏを広
くすれば取り残しは防げるが、幅ｔｏを広くすれば狭い
幅のインパルス性雑音に対しても音声信号の該雑音部分
を広く切除する（直前の値に一定化する）ことになり、
音声信号波形の乱れが著しくなる。
このようにインパルス性雑音部をその直前の値に一定時
間保持するという方式では該一定時間の選定が難しく、
雑音取残し、波形歪み増大などを招き易い。またゲート
パルス発生に遅れがあると、雑音を保持することになり
、また一定値保持であるからその保持時間が大になる程
実際の信号とのずれが大きくなり、雑音除去ではなく雑
音付加になってしまう。
間保持するという方式では該一定時間の選定が難しく、
雑音取残し、波形歪み増大などを招き易い。またゲート
パルス発生に遅れがあると、雑音を保持することになり
、また一定値保持であるからその保持時間が大になる程
実際の信号とのずれが大きくなり、雑音除去ではなく雑
音付加になってしまう。
ところで連続波をサンプリングし、各サンプルを理想ロ
ーパスフィルタ（サンプリング周波数をｆｓとして、周
波数０〜ｆｓ／２間では無減衰で通し、それ以外では完
全遮断するＬＰＦ）に通すと元の連続波が得られる。各
サンプリングタイミングの間にあるインパルス性雑音は
サンプルとして取出されないから自然に除去される。イ
ンパルス性雑音がのった部分がサンプリングされると該
雑音はサンプルとして取出されるが、これは異常値であ
るから、絶対値が余りに大きい又は変化が余りに急であ
る等の論理で除去すると、雑音に影響されない原信号を
復元することが可能である。
ーパスフィルタ（サンプリング周波数をｆｓとして、周
波数０〜ｆｓ／２間では無減衰で通し、それ以外では完
全遮断するＬＰＦ）に通すと元の連続波が得られる。各
サンプリングタイミングの間にあるインパルス性雑音は
サンプルとして取出されないから自然に除去される。イ
ンパルス性雑音がのった部分がサンプリングされると該
雑音はサンプルとして取出されるが、これは異常値であ
るから、絶対値が余りに大きい又は変化が余りに急であ
る等の論理で除去すると、雑音に影響されない原信号を
復元することが可能である。
本発明はか−る点に着目するものであって、サンプリン
グ、異常サンプルの無効化、フィルタによる復元、の技
法を用いてイグニッションノイズやモータノイズなどの
インパルス性雑音を有効に除去する回路を提供しようと
するものである。
グ、異常サンプルの無効化、フィルタによる復元、の技
法を用いてイグニッションノイズやモータノイズなどの
インパルス性雑音を有効に除去する回路を提供しようと
するものである。
本発明は、復調器及び復調器出力を増幅する音声増幅器
を備える受信機のノイズ除去処理回路において、該ｆｊ
［器出力をサンプリングホールドする回路と、該サンプ
リングホールド回路の出力をアナログデジタル変換する
変換器と、該復調器出力に含まれるパルス性ノイズを検
出し、そのノイズ期間を示す出力を生じる検出器と、該
検出器の出力によりパルス性ノイズに対するサンプルが
除去された前記アナログデジタル変換器の出力を受け、
該除去したサンプル部分を補間した出力を生じるデジタ
ルフィルタと、前記検出器の出力により制御され、パル
ス性ノイズがない部分では前記アナログデジタル変換器
の出力を、遅延回路を通してデジタルアナログ変換器に
加え、パルス性ノイズがある部分では前記デジタルフィ
ルタの出力をデジタルアナログ変換器に加えるゲート回
路と、該ゲート回路の出力をデジタルアナログ変換する
該デジタルアナログ変換器と、該変換器の出力を受けて
前記音声増幅の入力となる連続波を出力する補間フィル
タとを備えることを特徴とするものである。
を備える受信機のノイズ除去処理回路において、該ｆｊ
［器出力をサンプリングホールドする回路と、該サンプ
リングホールド回路の出力をアナログデジタル変換する
変換器と、該復調器出力に含まれるパルス性ノイズを検
出し、そのノイズ期間を示す出力を生じる検出器と、該
検出器の出力によりパルス性ノイズに対するサンプルが
除去された前記アナログデジタル変換器の出力を受け、
該除去したサンプル部分を補間した出力を生じるデジタ
ルフィルタと、前記検出器の出力により制御され、パル
ス性ノイズがない部分では前記アナログデジタル変換器
の出力を、遅延回路を通してデジタルアナログ変換器に
加え、パルス性ノイズがある部分では前記デジタルフィ
ルタの出力をデジタルアナログ変換器に加えるゲート回
路と、該ゲート回路の出力をデジタルアナログ変換する
該デジタルアナログ変換器と、該変換器の出力を受けて
前記音声増幅の入力となる連続波を出力する補間フィル
タとを備えることを特徴とするものである。
図面で説明すると、第３図（ａｌはインパルス性雑音Ｎ
がのった音声信号を示し、同図（ｂ）は（ａ）の連続波
をサンプリングクロックに従ってサンプリングして得ら
れた各サンプルを示す。各サンプルはアナログ量ではあ
るが相互にディスクリートな値であり、Ａ／Ｄ変換して
メモリに蓄えるなどに適当である。本例ではインパルス
性雑音Ｎがのった部分がサンプリングタイミングに一致
しており、この部分のサンプルＳｎは異常値になってい
る。異常サンプルは除去して、その部分はＯとする。同
図（Ｃ１は異常サンプルをＯとした同図（ｂｌのサンプ
ル列を示す。異常サンプル３ｎに対する正しいサンプル
は第３図（ａｌに示すＳｃであり、Ｏではないから、０
としたのでは誤り（波形歪み）が生じ、従って補正が必
要である。本発明ではこの補正をＦＩＲデジタルフィル
タを用いて行なう。
がのった音声信号を示し、同図（ｂ）は（ａ）の連続波
をサンプリングクロックに従ってサンプリングして得ら
れた各サンプルを示す。各サンプルはアナログ量ではあ
るが相互にディスクリートな値であり、Ａ／Ｄ変換して
メモリに蓄えるなどに適当である。本例ではインパルス
性雑音Ｎがのった部分がサンプリングタイミングに一致
しており、この部分のサンプルＳｎは異常値になってい
る。異常サンプルは除去して、その部分はＯとする。同
図（Ｃ１は異常サンプルをＯとした同図（ｂｌのサンプ
ル列を示す。異常サンプル３ｎに対する正しいサンプル
は第３図（ａｌに示すＳｃであり、Ｏではないから、０
としたのでは誤り（波形歪み）が生じ、従って補正が必
要である。本発明ではこの補正をＦＩＲデジタルフィル
タを用いて行なう。
周知のように、デジタルフィルタに単位インパルスを加
えたときの出力ｈ （ｎｌが該フィルタの単位インパル
ス伝達関数であり、ｎ＞Ｎで関数ｈ （ｎ）が０になる
有限な定数Ｎが存在するとき、ｈ （ｎｌはＦＩ Ｒ（
Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）
関数であるといい、ＦＩＲ関数を単位インパルス伝達関
数とするシステムをＦＩＲディジタルフィルタという。
えたときの出力ｈ （ｎｌが該フィルタの単位インパル
ス伝達関数であり、ｎ＞Ｎで関数ｈ （ｎ）が０になる
有限な定数Ｎが存在するとき、ｈ （ｎｌはＦＩ Ｒ（
Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）
関数であるといい、ＦＩＲ関数を単位インパルス伝達関
数とするシステムをＦＩＲディジタルフィルタという。
ディジタルフィルタの特性は通常、周波数特性Ｈ（ｅ
コω ） ＝ Σ ｈ ｆｎ） ｅ−”ｎ
−−・ −・−＜１１
ｎ＝−カ で表わされ、このｈ （ｎｌは ｈ （ｎ） ＝ −ｆｌＩＨ（ｅｊω）ｅ」ｎｄω・・
・・・（２）２π −に である、（ｌ）式はｈ ｆｎ）のディスクリート関数フ
ーリエ変換、（２）式はＨ（ｅＪω）の同逆変換であり
、Ｈ（６ｊω）が第４図（ａ）であればｈ （ｎｌは同
図（ｂ）となる。
コω ） ＝ Σ ｈ ｆｎ） ｅ−”ｎ
−−・ −・−＜１１
ｎ＝−カ で表わされ、このｈ （ｎｌは ｈ （ｎ） ＝ −ｆｌＩＨ（ｅｊω）ｅ」ｎｄω・・
・・・（２）２π −に である、（ｌ）式はｈ ｆｎ）のディスクリート関数フ
ーリエ変換、（２）式はＨ（ｅＪω）の同逆変換であり
、Ｈ（６ｊω）が第４図（ａ）であればｈ （ｎｌは同
図（ｂ）となる。
第３図（Ｃ）のサンプルＡを単位インパルスに見立て、
フィルタに第４図ｔａ）に示す特性のものを用いると第
４図（ｂｌの出力が得られる。これが、第３図ｔｄｌの
曲線Ｃａである。但し、曲線Ｃａは最大値から２７（Ｔ
はサンプリング周期）で０になるようにするのでπ／ω
ｃ＝２、従ってωＣ＝π／２即ちこのフィルタにはＨ（
ｅ”）がＯになる点ωＣがπ／２であるものを用いる。
フィルタに第４図ｔａ）に示す特性のものを用いると第
４図（ｂｌの出力が得られる。これが、第３図ｔｄｌの
曲線Ｃａである。但し、曲線Ｃａは最大値から２７（Ｔ
はサンプリング周期）で０になるようにするのでπ／ω
ｃ＝２、従ってωＣ＝π／２即ちこのフィルタにはＨ（
ｅ”）がＯになる点ωＣがπ／２であるものを用いる。
同様に第３図（Ｃ１のサンプルＢを単位インパルスに見
立てるとこのフィルタからは第３図（ｄｉの曲ｉ＊ｃｂ
が出力される。
立てるとこのフィルタからは第３図（ｄｉの曲ｉ＊ｃｂ
が出力される。
従って第３図（Ｃ１の各サンプルが加わるとフィルタ出
力は曲線Ｃａ、Ｃｂ・・・・・・の合成となり、これは
ノイズＮなしの原波形に近付く （但し補間フィルタを
通したのち）。
力は曲線Ｃａ、Ｃｂ・・・・・・の合成となり、これは
ノイズＮなしの原波形に近付く （但し補間フィルタを
通したのち）。
第４図ｆｃｌはＦＩＲディジタルフィルタ及びその周囲
の回路を示す。図のＤＦが該フィルタで、曲線（：ａ、
ＣｂはこのフィルタＤＦに、サンプルＡ。
の回路を示す。図のＤＦが該フィルタで、曲線（：ａ、
ＣｂはこのフィルタＤＦに、サンプルＡ。
Ｂを加えたときの出力である。これらを合成すると、異
常サンプルなので０とした部分も正しいサンプルＳｃに
近づけることができる。図面ではこの部分Ｐは０に近い
が、実際には入力音声信号（ＦＭ受信機ならこれは弁別
器の出力）をＬＰＦに通して音声信号の上限（２０ＫＨ
ｚ）以下を通過させ、これをサンプリングホールド回路
Ｓ／Ｈでサンプリングし、アナログデジタル変換器Ａ／
Ｄで各サンプルをデジタル値に変換したものを加える。
常サンプルなので０とした部分も正しいサンプルＳｃに
近づけることができる。図面ではこの部分Ｐは０に近い
が、実際には入力音声信号（ＦＭ受信機ならこれは弁別
器の出力）をＬＰＦに通して音声信号の上限（２０ＫＨ
ｚ）以下を通過させ、これをサンプリングホールド回路
Ｓ／Ｈでサンプリングし、アナログデジタル変換器Ａ／
Ｄで各サンプルをデジタル値に変換したものを加える。
デジタルフィルタであるから、こ＼では演算が行なわれ
ることになる。第４図＋ｄ）はこの演算要領を示し、ｈ
（０）〜ｈ （ｎｌはフィルタＤＦの伝達特性（インパ
ルス応答）を示す係数、ｘ （１）、 ｘ （２）、
・・・・・・は変換器Ａ／Ｄが出力する各サンプルの値
である。係数ｈ（０）〜ｈ （ｎ）はＲＯＭ （読取り
専用メモリ）に格納しておき、また変換器Ａ／Ｄの出力
は逐次ＲＡＭ （ランダムアクセスメモ１月に格納する
。
ることになる。第４図＋ｄ）はこの演算要領を示し、ｈ
（０）〜ｈ （ｎｌはフィルタＤＦの伝達特性（インパ
ルス応答）を示す係数、ｘ （１）、 ｘ （２）、
・・・・・・は変換器Ａ／Ｄが出力する各サンプルの値
である。係数ｈ（０）〜ｈ （ｎ）はＲＯＭ （読取り
専用メモリ）に格納しておき、また変換器Ａ／Ｄの出力
は逐次ＲＡＭ （ランダムアクセスメモ１月に格納する
。
書込みは図ではＲＡＭの下方から行なわれるとしており
、図示状態は最初の出力ｘ （１）が書込まれた状態で
ある。次は°ｘ （１）が１つ上へ進むと共に下部ｋ
ｘ （２）が書込まれる。つまりこのＲＡＭはシフトレ
ジスタ的な動作を行なう。演算は各ＲＡＭ内容とＲＯＭ
内容の積の和であり、図示状態ではＯＸ ｈ（ｎ）＋・
−・＋ ＯＸ ｈ（２１＋ Ｏｘ ｈ（ｌｌ＋ ｘ（１
）Ｘ ｈ（（１）である。次のステップ（次のサンプリ
ングタイミング）では ＯＸ ｈ （ｎ） ＋ ・・・＋ ＯＸ ｈ （２１＋
Ｘ （１） ｈ （１１＋ Ｘ （２１Ｘ ｈ（ｏ）
であり、以下これに準じる。この演算はたたみ込み積和
（Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ Ｓｕｍ ）と呼ばれ、次式
で表わされる。
、図示状態は最初の出力ｘ （１）が書込まれた状態で
ある。次は°ｘ （１）が１つ上へ進むと共に下部ｋ
ｘ （２）が書込まれる。つまりこのＲＡＭはシフトレ
ジスタ的な動作を行なう。演算は各ＲＡＭ内容とＲＯＭ
内容の積の和であり、図示状態ではＯＸ ｈ（ｎ）＋・
−・＋ ＯＸ ｈ（２１＋ Ｏｘ ｈ（ｌｌ＋ ｘ（１
）Ｘ ｈ（（１）である。次のステップ（次のサンプリ
ングタイミング）では ＯＸ ｈ （ｎ） ＋ ・・・＋ ＯＸ ｈ （２１＋
Ｘ （１） ｈ （１１＋ Ｘ （２１Ｘ ｈ（ｏ）
であり、以下これに準じる。この演算はたたみ込み積和
（Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ Ｓｕｍ ）と呼ばれ、次式
で表わされる。
ｙ（ｎ）−Σ ｘ（１）ｈ（ｎ−ｉ）積和出力ｙ （
ｎｌはデジタルアナログ変換器Ｄ／Ａに加わってアナロ
グ化され、次いで補間フィルタしＰＦＩに通され、連続
波にされる。変換器Ａ／Ｄの出力のうち第３図（ｂ）の
異常出力Ｓｎを除去すれば該連続波は第３図（ｄ）の曲
線Ｃａ、Ｃｂ、・・・・・・を合成したものとなり除去
した異常サンプル部分の正常値への復元が可能である。
ｎｌはデジタルアナログ変換器Ｄ／Ａに加わってアナロ
グ化され、次いで補間フィルタしＰＦＩに通され、連続
波にされる。変換器Ａ／Ｄの出力のうち第３図（ｂ）の
異常出力Ｓｎを除去すれば該連続波は第３図（ｄ）の曲
線Ｃａ、Ｃｂ、・・・・・・を合成したものとなり除去
した異常サンプル部分の正常値への復元が可能である。
第１図に本発明の実施例を示し、第２図にこの第１図回
路を組込んだＦＭ（周波数変調）受信機の構成を示す。
路を組込んだＦＭ（周波数変調）受信機の構成を示す。
ＦＭ受信機は周知のようにまた図示のように空中線、高
周波増幅器、局部発振器、混合器、中間周波増幅器、弁
別器、音声増幅器、およびスピーカのラインアップを有
する。本回路Ｐ（Ｃとして示した本発明回路は弁別器と
音声増幅器との間に挿入する。また弁別器出力より、音
声信号に混入した前記パルスノイズを検出するパルスノ
イズ検出器を設け、前記異常サンプルの除去を行なうべ
く該検出器の出力を本回路ＰＩＣへ入力する。
周波増幅器、局部発振器、混合器、中間周波増幅器、弁
別器、音声増幅器、およびスピーカのラインアップを有
する。本回路Ｐ（Ｃとして示した本発明回路は弁別器と
音声増幅器との間に挿入する。また弁別器出力より、音
声信号に混入した前記パルスノイズを検出するパルスノ
イズ検出器を設け、前記異常サンプルの除去を行なうべ
く該検出器の出力を本回路ＰＩＣへ入力する。
第２図で、ＬＰＦ、 Ｓ／Ｈ，Ａ／Ｄ、 ＤＦ、 Ｄ／
Ａ、ＬＰＦｉの部分は第４図ＴＯ）と同じである。
Ａ、ＬＰＦｉの部分は第４図ＴＯ）と同じである。
デジタルフィルタＤＦはシグナルプロセッサで構成され
、乗算器、加算器、ＲＡＭ、ＲＯＭを備え、前述のたた
み込み積和演算を行なう。シグナルプロセッサは各種制
御等を行なう処理器および制御器ＣＮＴを優える。ＤＬ
Ｙは遅延回路で、信号処理に要する時間などを補償する
。Ｇはゲートで、パルスノイズ検出器ＤＥＴの出力によ
り切換えられて、常時は変換器Ａ／Ｄの出力を直接（遅
延回路ＤＬＹを介して）、検出器ＤＥＴがパルスノイズ
を検出したときはデジタルフィルタＤＦの出力をデジタ
ルアナログ変換器Ｄ／Ａへ導く。従って常時は入力の音
声信号（弁別器出力）はサンプリング、Ａ／Ｄ変換、Ｄ
／Ａ変換され、ＬＰＦで元の連続波に戻されて音声増幅
器は入力され、パルスノイズが乗った部分では（必要な
らその前後若干の部分を含めて）サンプリング、Ａ／Ｄ
変換（パルスノイズをサンプリングした部分は除去）、
フィルタＤＦによる補正、Ｄ／Ａ変換され、ＬＰＦｉで
元の連続波（パルスノイズを除いたもの）に復元されて
音声増幅器へ入力され、こうしてノイズ除去が行なわれ
る。
、乗算器、加算器、ＲＡＭ、ＲＯＭを備え、前述のたた
み込み積和演算を行なう。シグナルプロセッサは各種制
御等を行なう処理器および制御器ＣＮＴを優える。ＤＬ
Ｙは遅延回路で、信号処理に要する時間などを補償する
。Ｇはゲートで、パルスノイズ検出器ＤＥＴの出力によ
り切換えられて、常時は変換器Ａ／Ｄの出力を直接（遅
延回路ＤＬＹを介して）、検出器ＤＥＴがパルスノイズ
を検出したときはデジタルフィルタＤＦの出力をデジタ
ルアナログ変換器Ｄ／Ａへ導く。従って常時は入力の音
声信号（弁別器出力）はサンプリング、Ａ／Ｄ変換、Ｄ
／Ａ変換され、ＬＰＦで元の連続波に戻されて音声増幅
器は入力され、パルスノイズが乗った部分では（必要な
らその前後若干の部分を含めて）サンプリング、Ａ／Ｄ
変換（パルスノイズをサンプリングした部分は除去）、
フィルタＤＦによる補正、Ｄ／Ａ変換され、ＬＰＦｉで
元の連続波（パルスノイズを除いたもの）に復元されて
音声増幅器へ入力され、こうしてノイズ除去が行なわれ
る。
パルスノイズ検出器ＤＥＴの出力の一例を第４図＋８）
に示す。ＲＰＩ、ＲＰ２が該検出器の出力で矩形波をな
す。これは音声信号をバイパスフィルタに通してノイズ
Ｎｌ、Ｎ２を抽出し、増幅、波形成形等して得られる。
に示す。ＲＰＩ、ＲＰ２が該検出器の出力で矩形波をな
す。これは音声信号をバイパスフィルタに通してノイズ
Ｎｌ、Ｎ２を抽出し、増幅、波形成形等して得られる。
検出器ＤＥＴの出力は変換器Ａ／Ｄへも加えられ、異常
サンプルを除去するのに用いられる。
サンプルを除去するのに用いられる。
ＦＩＲデジタルフィルタの特性を第５図に示す。
これは第４図と類似のものであり、（ａｌは該フィルタ
の周波数特性を、山）はインパルス応答を示す。
の周波数特性を、山）はインパルス応答を示す。
このフィルタの遮断周波数は１０ＫＨｚに選んである。
インパルス応答はｈ（ｎ）＝ｓｉｎ （ｎ π／ ２
）／ｎπで表わされる。第５図（ｅ）は該フィルタのブ
ロック図で、Ｚ は２５μｓの遅延素子、ｈ（０）。
）／ｎπで表わされる。第５図（ｅ）は該フィルタのブ
ロック図で、Ｚ は２５μｓの遅延素子、ｈ（０）。
ｈ（ｉ＞、・・・・・・は前述の乗算係数である。遅延
素子ｚ−１は入力データｘ （ｎ）をサンプリングクロ
ックでＲＡＭヘリ−ドライドすることにより実現される
。乗算係数はＲＯＭに格納され、これらの積和演算はシ
グナルプロセッサの乗算器及び加算器で行なわれる。
素子ｚ−１は入力データｘ （ｎ）をサンプリングクロ
ックでＲＡＭヘリ−ドライドすることにより実現される
。乗算係数はＲＯＭに格納され、これらの積和演算はシ
グナルプロセッサの乗算器及び加算器で行なわれる。
第６図＋ａｌは第１図のゲートＧによる入力切換部分を
抽出して示す。ｘ （ｎｌは変換器Ａ／Ｄの出力であり
、これは一方では遅延回路ＤＬＹを通してゲートＧの一
方の入力端、本例では切換スイッチの一方の接点へ導か
れ、他方ではフィルタＤＦを通して該切換スイッチの他
方の接点へ導かれる。遅延回路ＤＬＹを通ったｘ （ｎ
ｌをｙ ＋ （ｎｌ、フィルタＤＦを通ったｘ （ｎ）
を）＋ ２ （ｎｌとすると、出力ｙ（ｎ）はパルスノ
イズが無ければｙ ＋ （ｎｌ、パルスノイズが有れば
ｙ ２ （ｎ）になる。
抽出して示す。ｘ （ｎｌは変換器Ａ／Ｄの出力であり
、これは一方では遅延回路ＤＬＹを通してゲートＧの一
方の入力端、本例では切換スイッチの一方の接点へ導か
れ、他方ではフィルタＤＦを通して該切換スイッチの他
方の接点へ導かれる。遅延回路ＤＬＹを通ったｘ （ｎ
ｌをｙ ＋ （ｎｌ、フィルタＤＦを通ったｘ （ｎ）
を）＋ ２ （ｎｌとすると、出力ｙ（ｎ）はパルスノ
イズが無ければｙ ＋ （ｎｌ、パルスノイズが有れば
ｙ ２ （ｎ）になる。
第６図（ｂｌは入力Ｘ （ｎｌ特にそのｘ（０） 、
ｘ （１） 、ｘ （２）の−例を示す。ｘ（１）は
異常サンプルであったのでＯにされている。Ｘ （ｎｌ
は本例では４サンプリングタイム遅れてｙ ＋ ｆｎｌ
に°なるので、ｙＩ（ｎ）は第６図（Ｃ１の如くなる。
ｘ （１） 、ｘ （２）の−例を示す。ｘ（１）は
異常サンプルであったのでＯにされている。Ｘ （ｎｌ
は本例では４サンプリングタイム遅れてｙ ＋ ｆｎｌ
に°なるので、ｙＩ（ｎ）は第６図（Ｃ１の如くなる。
第６図（ｄｌはｙ ２ （ｎ）を示し、フィルタＤＦは
第５図（Ｃ）の構成を有し、係数ｈ （ｎ）は９個、遅
延素子Ｚ は８個なので、Ｘ（０）は○印を付した９個
のディスクリート値、ｘ（２）は×印を付けた９個のデ
ィスクリート値になる。これらの合成が７２ （ｎｌに
なり、ｙ２ （ｎ）はゲートＧによりパルスノイズがあ
ったサンプルｘ（１）とその前後ｘ（ｏ） 、 ｘ
（２）に対応するもののみが採用されるので、この部分
のＹ （ｎ）は第６図＋ａ）の如くなり、パルスノイズ
が入らなかった場合のｘ （ｎｌに近似のものとなる。
第５図（Ｃ）の構成を有し、係数ｈ （ｎ）は９個、遅
延素子Ｚ は８個なので、Ｘ（０）は○印を付した９個
のディスクリート値、ｘ（２）は×印を付けた９個のデ
ィスクリート値になる。これらの合成が７２ （ｎｌに
なり、ｙ２ （ｎ）はゲートＧによりパルスノイズがあ
ったサンプルｘ（１）とその前後ｘ（ｏ） 、 ｘ
（２）に対応するもののみが採用されるので、この部分
のＹ （ｎ）は第６図＋ａ）の如くなり、パルスノイズ
が入らなかった場合のｘ （ｎｌに近似のものとなる。
図示しないが第６図（ｅ）のｙ（ｎ）（詳しくはｙ （
４１，ｙ （５）。
４１，ｙ （５）。
ｙ（６）の前後は、パルスノイズを含まれない正常な、
４サンプリングタイム遅れたｘ （ｎｌである。
４サンプリングタイム遅れたｘ （ｎｌである。
実施例ではＦＭ受信機を挙げたが、本発明はＡＭ受信機
にも通用できる。この場合は弁別器は検波器と呼ばれる
が、要するこれらは復調器である。
にも通用できる。この場合は弁別器は検波器と呼ばれる
が、要するこれらは復調器である。
以上説明したように本発明では音声信号をサンプリング
してＡ／Ｄ変換し、それをＤ／Ａ変換し、補間フィルタ
により元の連続波に復元するという手段をとり、かつそ
のＡ／Ｄ変換出力のパルスノイズによる異常なものは除
去してデジタルフィル夕に加え、除去部分を補間した出
力を得て、音声信号のパルスノイズ部分は該デジタルフ
ィルタの出力に置き換え、該フィルタ出力をＤ／Ａ変換
し、補間フィルタにより元の連続波に復元するようにし
たので、雑音に強い、ノイズに入っても正常性を害なわ
ない受信機が得られる。
してＡ／Ｄ変換し、それをＤ／Ａ変換し、補間フィルタ
により元の連続波に復元するという手段をとり、かつそ
のＡ／Ｄ変換出力のパルスノイズによる異常なものは除
去してデジタルフィル夕に加え、除去部分を補間した出
力を得て、音声信号のパルスノイズ部分は該デジタルフ
ィルタの出力に置き換え、該フィルタ出力をＤ／Ａ変換
し、補間フィルタにより元の連続波に復元するようにし
たので、雑音に強い、ノイズに入っても正常性を害なわ
ない受信機が得られる。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図はＦ
Ｍ受信機に本発明を適用した状態を示すブロック図、第
３図はノイズ除去要領の説明図、第４図〜第６図はデジ
タルフィルタの説明図、第７図は従来のノイズ除去要領
の説明図である。 図面で、Ｓ／Ｈはサンプルホールド回路、Ａ／Ｄはアナ
ログデジタル変換器、ＤＥＴはパルスノイズ検出器、Ｄ
Ｆはデジタルフィルタ、ＤＬＹは遅延回路、Ｇはゲート
回路、Ｄ／Ａはデジタルアナログ変換器、ＬＰＦ ｉは
補間フィルタである。 出 願 人 富士通テン株式会社 代理人弁理士 青 柳 稔 第３図 第４図 第５図 （ｄ） 第６図
Ｍ受信機に本発明を適用した状態を示すブロック図、第
３図はノイズ除去要領の説明図、第４図〜第６図はデジ
タルフィルタの説明図、第７図は従来のノイズ除去要領
の説明図である。 図面で、Ｓ／Ｈはサンプルホールド回路、Ａ／Ｄはアナ
ログデジタル変換器、ＤＥＴはパルスノイズ検出器、Ｄ
Ｆはデジタルフィルタ、ＤＬＹは遅延回路、Ｇはゲート
回路、Ｄ／Ａはデジタルアナログ変換器、ＬＰＦ ｉは
補間フィルタである。 出 願 人 富士通テン株式会社 代理人弁理士 青 柳 稔 第３図 第４図 第５図 （ｄ） 第６図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 復調器及び復調器出力を増幅する音声増幅器を備える受
信機のノイズ除去処理回路において、該復調器出力をサ
ンプリングホールドする回路と、該サンプリングホール
ド回路の出力をアナログデジタル変換する変換器と、 該復調器出力に含まれるパルス性ノイズを検出し、その
ノイズ期間を示す出力を生じる検出器と、該検出器の出
力によりパルス性ノイズに対するサンプルが除去された
前記アナログデジタル変換器の出力を受け、該除去した
サンプル部分を補間した出力を生じるデジタルフィルタ
と、 前記検出器の出力により制御され、パルス性ノイズがな
い部分では前記アナログデジタル変換器の出力を、遅延
回路を通してデジタルアナログ変換器に加え、パルス性
ノイズがある部分では前記デジタルフィルタの出力をデ
ジタルアナログ変換器に加えるゲート回路と、 該ゲート回路の出力をデジタルアナログ変換する該デジ
タルアナログ変換器と、該変換器の出力を受けて前記音
声増幅の入力となる連続波を出力する補間フィルタとを
備えることを特徴とするノイズ除去処理回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21678884A JPS6195628A (ja) | 1984-10-16 | 1984-10-16 | ノイズ除去処理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21678884A JPS6195628A (ja) | 1984-10-16 | 1984-10-16 | ノイズ除去処理回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6195628A true JPS6195628A (ja) | 1986-05-14 |
Family
ID=16693888
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21678884A Pending JPS6195628A (ja) | 1984-10-16 | 1984-10-16 | ノイズ除去処理回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6195628A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006136480A (ja) * | 2004-11-11 | 2006-06-01 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | デジタルフィルタ処理装置、デジタルフィルタ処理方法およびデジタルフィルタ処理プログラム |
| JP2007096377A (ja) * | 2005-09-27 | 2007-04-12 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | 突発ノイズ削除装置 |
| JP2011180154A (ja) * | 2004-03-26 | 2011-09-15 | Honeywell Internatl Inc | 異常事象中におけるセンサの精度増強 |
-
1984
- 1984-10-16 JP JP21678884A patent/JPS6195628A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011180154A (ja) * | 2004-03-26 | 2011-09-15 | Honeywell Internatl Inc | 異常事象中におけるセンサの精度増強 |
| JP2006136480A (ja) * | 2004-11-11 | 2006-06-01 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | デジタルフィルタ処理装置、デジタルフィルタ処理方法およびデジタルフィルタ処理プログラム |
| JP2007096377A (ja) * | 2005-09-27 | 2007-04-12 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | 突発ノイズ削除装置 |
| JP4629542B2 (ja) * | 2005-09-27 | 2011-02-09 | ジーイー・メディカル・システムズ・グローバル・テクノロジー・カンパニー・エルエルシー | 突発ノイズ削除装置 |
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