JPH05315983A - ノイズキャンセラー - Google Patents
ノイズキャンセラーInfo
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- JPH05315983A JPH05315983A JP11730792A JP11730792A JPH05315983A JP H05315983 A JPH05315983 A JP H05315983A JP 11730792 A JP11730792 A JP 11730792A JP 11730792 A JP11730792 A JP 11730792A JP H05315983 A JPH05315983 A JP H05315983A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ノイズキャンセル時に歪等を発生せず、しか
も、ノイズ発生期間が長くても聴感上のノイズキャンセ
ル効果を発揮する。 【構成】 ノイズ検出部16bで復調信号から高周波成分
を抽出し、その振幅レベルに基づいてノイズ検出を行
う。ノイズが検出されていない場合には、ＡＤコンバー
タ16cで復調信号をＡＤ変換し、該デジタルデータを順
次ｎサンプリング分メモリ16d-1に書き込むと共に、フ
ァーストイン・ファーストアウト形式でデータを読み出
し、該データをＤＡコンバータ16eでＤＡ変換してステ
レオ復調回路17に入力する。一方、ノイズが検出された
時には、デジタルデータ内挿手段16d-2は、ノイズ検出
時刻におけるデジタルデータを除去すると共に、メモリ
に記憶されている該デジタルデータの前後のデジタルデ
ータを用いて正当なデジタルデータを演算して内挿し、
ＤＡコンバータ16eは得られたデジタルデータをＤＡ変
換してステレオ復調回路に入力する。
も、ノイズ発生期間が長くても聴感上のノイズキャンセ
ル効果を発揮する。 【構成】 ノイズ検出部16bで復調信号から高周波成分
を抽出し、その振幅レベルに基づいてノイズ検出を行
う。ノイズが検出されていない場合には、ＡＤコンバー
タ16cで復調信号をＡＤ変換し、該デジタルデータを順
次ｎサンプリング分メモリ16d-1に書き込むと共に、フ
ァーストイン・ファーストアウト形式でデータを読み出
し、該データをＤＡコンバータ16eでＤＡ変換してステ
レオ復調回路17に入力する。一方、ノイズが検出された
時には、デジタルデータ内挿手段16d-2は、ノイズ検出
時刻におけるデジタルデータを除去すると共に、メモリ
に記憶されている該デジタルデータの前後のデジタルデ
ータを用いて正当なデジタルデータを演算して内挿し、
ＤＡコンバータ16eは得られたデジタルデータをＤＡ変
換してステレオ復調回路に入力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はラジオ受信機におけるノ
イズキャンセラーに係わり、特にノイズ部分を除去し、
代わって正しい信号データを挿入することによりノイズ
キャンセルを行うノイズキャンセラーに関する。
イズキャンセラーに係わり、特にノイズ部分を除去し、
代わって正しい信号データを挿入することによりノイズ
キャンセルを行うノイズキャンセラーに関する。
【０００２】
【従来の技術】ラジオ受信機には、復調信号あるいは中
間周波電界強度出力（Ｓメータ出力）の高周波成分を抽
出し、その振幅レベルに基づいてノイズ検出を行い、ノ
イズが検出された時、該ノイズが出力されるのを阻止す
るノイズキャンセラーが設けられている。図４はかかる
ノイズキャンセラーを備えた従来のＦＭラジオ受信機の
要部構成図である。図中、２１はアンテナ、２２はフロ
ントエンド、２３は局部発振器、２４は混合器、２５は
中間周波増幅・復調部であり、中間周波増幅器や復調回
路を含むもの、２６は復調信号に含まれるイグニッショ
ンノイズ等をキャンセルするノイズキャンセラー、２７
はノイズキャンセラー出力よりステレオ信号を復調する
ステレオ復調回路である。ノイズキャンセラー２６にお
いて、ハイパスフィルタ２６ａは復調信号ＣＳあるいは
中間周波電界強度出力（Ｓメータ出力）ＭＳを入力さ
れ、これら信号に含まれるパルス性の高周波ノイズ成分
を通過し、ノイズ検出部２６ｂはハイパスフィルタ出力
に基づいてノイズを検出し、ノイズキャンセル部２６ｃ
はノイズ検出タイミングでゲートを掛けて復調信号ＣＳ
からノイズをキャンセルする。
間周波電界強度出力（Ｓメータ出力）の高周波成分を抽
出し、その振幅レベルに基づいてノイズ検出を行い、ノ
イズが検出された時、該ノイズが出力されるのを阻止す
るノイズキャンセラーが設けられている。図４はかかる
ノイズキャンセラーを備えた従来のＦＭラジオ受信機の
要部構成図である。図中、２１はアンテナ、２２はフロ
ントエンド、２３は局部発振器、２４は混合器、２５は
中間周波増幅・復調部であり、中間周波増幅器や復調回
路を含むもの、２６は復調信号に含まれるイグニッショ
ンノイズ等をキャンセルするノイズキャンセラー、２７
はノイズキャンセラー出力よりステレオ信号を復調する
ステレオ復調回路である。ノイズキャンセラー２６にお
いて、ハイパスフィルタ２６ａは復調信号ＣＳあるいは
中間周波電界強度出力（Ｓメータ出力）ＭＳを入力さ
れ、これら信号に含まれるパルス性の高周波ノイズ成分
を通過し、ノイズ検出部２６ｂはハイパスフィルタ出力
に基づいてノイズを検出し、ノイズキャンセル部２６ｃ
はノイズ検出タイミングでゲートを掛けて復調信号ＣＳ
からノイズをキャンセルする。
【０００３】図５はノイズキャンセラー２６の詳細な回
路構成図であり、図４と同一部分には同一符号を付して
いる。ノイズ検出部２６ｂにおいて、26b-1はノイズ検
出回路、26b-2はノイズ検出により所定時間幅のゲ−ト
パルスＧＳを出力する単安定マルチ、26b-3はノイズＡ
ＧＣ回路、26b-4はイグニッションノイズのパルス幅を
考慮してゲートパルスＧＳのパルス幅を設定するパルス
幅設定回路である。ノイズキャンセル部２６ｃにおい
て、26c-1はバッファアンプ、26c-2は遅延回路、26c-3
はゲ−ト回路、26c-4は出力部、26c-5は直前の出力信号
を記憶するコンデンサＣで構成された記憶部である。復
調信号ＣＳからノイズが検出されていない場合には、ゲ
−ト26c-3は開いているから、復調信号ＣＳをバッファ
アンプ26c-1、遅延回路26c-2、ゲ−ト回路26c-3、出力
部26c-4を介してそのまゝステレオ復調回路に入力する
と共に、記憶部26c-5に記憶する。しかし、復調信号Ｃ
Ｓにノイズが乗り、ノイズ検出回路26b-1で検出される
と、単安定マルチ26b-2から所定幅のゲ−ト信号ＧＳが
出力され、その間ゲ−ト回路26c-3が閉じる。この結
果、遅延回路26c-2の出力信号ＣＳ１′が阻止され、か
わって記憶部26c-5に記憶されているノイズ発生直前の
復調信号が出力され、ステレオ復調回路へのノイズ入力
が阻止されてノイズが除去される。
路構成図であり、図４と同一部分には同一符号を付して
いる。ノイズ検出部２６ｂにおいて、26b-1はノイズ検
出回路、26b-2はノイズ検出により所定時間幅のゲ−ト
パルスＧＳを出力する単安定マルチ、26b-3はノイズＡ
ＧＣ回路、26b-4はイグニッションノイズのパルス幅を
考慮してゲートパルスＧＳのパルス幅を設定するパルス
幅設定回路である。ノイズキャンセル部２６ｃにおい
て、26c-1はバッファアンプ、26c-2は遅延回路、26c-3
はゲ−ト回路、26c-4は出力部、26c-5は直前の出力信号
を記憶するコンデンサＣで構成された記憶部である。復
調信号ＣＳからノイズが検出されていない場合には、ゲ
−ト26c-3は開いているから、復調信号ＣＳをバッファ
アンプ26c-1、遅延回路26c-2、ゲ−ト回路26c-3、出力
部26c-4を介してそのまゝステレオ復調回路に入力する
と共に、記憶部26c-5に記憶する。しかし、復調信号Ｃ
Ｓにノイズが乗り、ノイズ検出回路26b-1で検出される
と、単安定マルチ26b-2から所定幅のゲ−ト信号ＧＳが
出力され、その間ゲ−ト回路26c-3が閉じる。この結
果、遅延回路26c-2の出力信号ＣＳ１′が阻止され、か
わって記憶部26c-5に記憶されているノイズ発生直前の
復調信号が出力され、ステレオ復調回路へのノイズ入力
が阻止されてノイズが除去される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
ノイズキャンセラー２６はゲ−ト回路26c-3が閉じてい
る期間、コンデンサ構成の記憶部26c-5に記憶されてい
るノイズ発生直前の復調信号をステレオ復調回路へ入力
する構成になっている。しかし、記憶部26c-5はコンデ
ンサで構成されているため、ステレオ復調回路の入力信
号はコンデンサの保持容量により一義的に決められるの
で（放電時定数に依存する）以下のような不具合があっ
た。すなわち、(1) イグニッションノイズ等図６(a)に
示されるような高周波ノイズＨＦＳが発生すると、ゲー
ト開閉及びコンデンサの放電により図６(b)に示される
ステレオ復調出力信号ＳＣＳが得られるが、ゲート開閉
点において図６(b)に示すようにステレオ復調出力信号
ＳＣＳに歪やノイズＤＮを与える、(2) ゲートが閉じて
いる期間が長くなると聴感上のノイズキャンセル効果が
薄れ、ノイズや音切れが発生する。以上から本発明の目
的は、ノイズキャンセル時に歪等を発生せず、しかも、
ノイズ発生期間が長くても聴感上のノイズキャンセル効
果を発揮できるノイズキャンセラーを提供することであ
る。
ノイズキャンセラー２６はゲ−ト回路26c-3が閉じてい
る期間、コンデンサ構成の記憶部26c-5に記憶されてい
るノイズ発生直前の復調信号をステレオ復調回路へ入力
する構成になっている。しかし、記憶部26c-5はコンデ
ンサで構成されているため、ステレオ復調回路の入力信
号はコンデンサの保持容量により一義的に決められるの
で（放電時定数に依存する）以下のような不具合があっ
た。すなわち、(1) イグニッションノイズ等図６(a)に
示されるような高周波ノイズＨＦＳが発生すると、ゲー
ト開閉及びコンデンサの放電により図６(b)に示される
ステレオ復調出力信号ＳＣＳが得られるが、ゲート開閉
点において図６(b)に示すようにステレオ復調出力信号
ＳＣＳに歪やノイズＤＮを与える、(2) ゲートが閉じて
いる期間が長くなると聴感上のノイズキャンセル効果が
薄れ、ノイズや音切れが発生する。以上から本発明の目
的は、ノイズキャンセル時に歪等を発生せず、しかも、
ノイズ発生期間が長くても聴感上のノイズキャンセル効
果を発揮できるノイズキャンセラーを提供することであ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によれ
ば、復調信号あるいは中間周波電界強度出力から高周波
成分を抽出し、その振幅レベルに基づいてノイズ検出を
行うノイズ検出部と、復調信号をデジタルデータに変換
するＡＤコンバータと、ＡＤコンバータから出力される
データを順次ｎサンプリング分書き込むと共に、ファー
ストイン・ファーストアウト形式でデータを読み出すメ
モリ手段と、ノイズ検出時におけるデジタルデータを除
去し、該デジタルデータの前後のデジタルデータを用い
て復調信号データを演算して内挿するデジタルデータ内
挿手段と、デジタルデータをアナログ信号に変換するＤ
Ａコンバータとを備えたノイズキャンセラーにより達成
される。
ば、復調信号あるいは中間周波電界強度出力から高周波
成分を抽出し、その振幅レベルに基づいてノイズ検出を
行うノイズ検出部と、復調信号をデジタルデータに変換
するＡＤコンバータと、ＡＤコンバータから出力される
データを順次ｎサンプリング分書き込むと共に、ファー
ストイン・ファーストアウト形式でデータを読み出すメ
モリ手段と、ノイズ検出時におけるデジタルデータを除
去し、該デジタルデータの前後のデジタルデータを用い
て復調信号データを演算して内挿するデジタルデータ内
挿手段と、デジタルデータをアナログ信号に変換するＤ
Ａコンバータとを備えたノイズキャンセラーにより達成
される。
【０００６】
【作用】ノイズ検出部で復調信号あるいは中間周波電界
強度出力から高周波成分を抽出し、その振幅レベルに基
づいてノイズ検出を行う。ノイズが検出されていない場
合には、ＡＤコンバータで復調信号をデジタルデータに
変換し、該デジタルデータを順次ｎサンプリング分メモ
リに書き込むと共に、ファーストイン・ファーストアウ
ト形式でデータを読み出し、該データをＤＡコンバータ
でＤＡ変換してステレオ復調回路に入力する。一方、ノ
イズが検出された時には、デジタルデータ内挿手段は、
ノイズ検出時刻におけるデジタルデータを除去すると共
に、メモリに記憶されている該デジタルデータの前後の
デジタルデータを用いて復調信号データを演算して内挿
し、ＤＡコンバータは得られたデジタルデータをアナロ
グ信号に変換してステレオ復調回路に入力する。このよ
うに、復調信号をＡＤ変換し、ノイズ発生時刻における
データを削除し、該削除データの前後のデータを用いて
正当と思われる信号データを演算・内挿し、内挿により
得られたデータ列をＤＡ変換してステレオ復調回路に入
力するようにしているから、ステレオ復調回路入力信号
が不連続になることはなく、しかも、数サンプリングデ
ータ相当の長いノイズが発生しても復調信号データを演
算・内挿できるから歪やノイズのない聴感上優れたノイ
ズキャンセルを行うことができる。
強度出力から高周波成分を抽出し、その振幅レベルに基
づいてノイズ検出を行う。ノイズが検出されていない場
合には、ＡＤコンバータで復調信号をデジタルデータに
変換し、該デジタルデータを順次ｎサンプリング分メモ
リに書き込むと共に、ファーストイン・ファーストアウ
ト形式でデータを読み出し、該データをＤＡコンバータ
でＤＡ変換してステレオ復調回路に入力する。一方、ノ
イズが検出された時には、デジタルデータ内挿手段は、
ノイズ検出時刻におけるデジタルデータを除去すると共
に、メモリに記憶されている該デジタルデータの前後の
デジタルデータを用いて復調信号データを演算して内挿
し、ＤＡコンバータは得られたデジタルデータをアナロ
グ信号に変換してステレオ復調回路に入力する。このよ
うに、復調信号をＡＤ変換し、ノイズ発生時刻における
データを削除し、該削除データの前後のデータを用いて
正当と思われる信号データを演算・内挿し、内挿により
得られたデータ列をＤＡ変換してステレオ復調回路に入
力するようにしているから、ステレオ復調回路入力信号
が不連続になることはなく、しかも、数サンプリングデ
ータ相当の長いノイズが発生しても復調信号データを演
算・内挿できるから歪やノイズのない聴感上優れたノイ
ズキャンセルを行うことができる。
【０００７】
【実施例】全体の構成 図１は本発明の一実施例であるノイズキャンセラーを含
むＦＭラジオ受信機の要部構成図である。図中、１１は
アンテナ、１２はフロントエンド、１３は局部発振器、
１４は混合器、１５は中間周波増幅・復調部であり、中
間周波増幅器や復調回路を含むもの、１６は復調信号に
含まれるイグニッションノイズ等をキャンセルするノイ
ズキャンセラー、１７はノイズキャンセラー出力よりス
テレオ信号を復調するステレオ復調回路である。ノイズ
キャンセラー１６において、１６ａは復調信号ＣＳある
いは中間周波電界強度出力（Ｓメータ出力）ＭＳを入力
され、これら信号に含まれるパルス性の高周波ノイズ成
分を通過するハイパスフィルタ、１６ｂはハイパスフィ
ルタ出力に基づいてノイズを検出してノイズ検出信号Ｎ
ＤＴを出力するノイズ検出部、１６ｃは復調信号ＣＳを
デジタルデータに変換するＡＤコンバータ、１６ｄはデ
ジタル処理部、１６ｅはデジタル処理部から出力される
データ列をアナログ信号に変換してステレオ復調回路１
７に入力するＤＡコンバータである。
むＦＭラジオ受信機の要部構成図である。図中、１１は
アンテナ、１２はフロントエンド、１３は局部発振器、
１４は混合器、１５は中間周波増幅・復調部であり、中
間周波増幅器や復調回路を含むもの、１６は復調信号に
含まれるイグニッションノイズ等をキャンセルするノイ
ズキャンセラー、１７はノイズキャンセラー出力よりス
テレオ信号を復調するステレオ復調回路である。ノイズ
キャンセラー１６において、１６ａは復調信号ＣＳある
いは中間周波電界強度出力（Ｓメータ出力）ＭＳを入力
され、これら信号に含まれるパルス性の高周波ノイズ成
分を通過するハイパスフィルタ、１６ｂはハイパスフィ
ルタ出力に基づいてノイズを検出してノイズ検出信号Ｎ
ＤＴを出力するノイズ検出部、１６ｃは復調信号ＣＳを
デジタルデータに変換するＡＤコンバータ、１６ｄはデ
ジタル処理部、１６ｅはデジタル処理部から出力される
データ列をアナログ信号に変換してステレオ復調回路１
７に入力するＤＡコンバータである。
【０００８】デジタル処理部１６ｄは、ＡＤコンバータ
１６ｃから出力されるデータを順次ｎサンプリング分
(ｎはノイズ処理に必要なサンプリング数である)、書き
込まれると共に、ファーストイン・ファーストアウト形
式でデータを読み出されるメモリ(ＲＡＭ）16d-1と、Ｄ
ＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）であるデジタ
ルデータ内挿部16d-2を備えている。ＤＳＰ16d-2は、
(1) ノイズが検出されていない時には、ファーストイン
・ファーストアウト（ＦＩＦＯ）形式でＡＤコンバータ
１６ｃから出力されるデータをメモリ16d-1に書き込み
・読み出してＤＡコンバータ１６ｅに入力する。又、
(2)ノイズが検出された時には、該ノイズ検出時おける
ＡＤコンバータ１６ｃからのデジタルデータを除去し、
代わって、該デジタルデータの前後のデータ（メモリ16
d-1に記憶されている)を用いて復調信号データを演算し
て内挿し、ＤＡコンバータ１６ｅに入力する。尚、ＤＳ
Ｐ16d-2は、上記データ内挿処理、メモリへのデータ読
み書き処理の他、イコライジング処理、サラウンド処理
等のオーディオ処理を行う。
１６ｃから出力されるデータを順次ｎサンプリング分
(ｎはノイズ処理に必要なサンプリング数である)、書き
込まれると共に、ファーストイン・ファーストアウト形
式でデータを読み出されるメモリ(ＲＡＭ）16d-1と、Ｄ
ＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）であるデジタ
ルデータ内挿部16d-2を備えている。ＤＳＰ16d-2は、
(1) ノイズが検出されていない時には、ファーストイン
・ファーストアウト（ＦＩＦＯ）形式でＡＤコンバータ
１６ｃから出力されるデータをメモリ16d-1に書き込み
・読み出してＤＡコンバータ１６ｅに入力する。又、
(2)ノイズが検出された時には、該ノイズ検出時おける
ＡＤコンバータ１６ｃからのデジタルデータを除去し、
代わって、該デジタルデータの前後のデータ（メモリ16
d-1に記憶されている)を用いて復調信号データを演算し
て内挿し、ＤＡコンバータ１６ｅに入力する。尚、ＤＳ
Ｐ16d-2は、上記データ内挿処理、メモリへのデータ読
み書き処理の他、イコライジング処理、サラウンド処理
等のオーディオ処理を行う。
【０００９】データ内挿演算 (a) ２個のデータ間に１個のデータを内挿する場合 図２に示すように、連続する４個の点ｔi-4,ｔi,ｔi+4,
ｔi+8のデータ値をy(ｔi-4),y(ｔi),y(ｔi+4),y(ｔi+8)
とする時、中央の２点ｔi,ｔi+4の中間点ｔ i+2における
補間値y(ｔi+2)を次式 y(ｔi+2)＝[y(ｔi)-y(ｔi-4)+y(ｔi+4)-y(ｔi+8)]／２4 +[y(ｔi)+y(ｔi+4)]／２ ＝+{1/21+1/24}・y(ｔi) +{1/21+1/24}・y(ｔi+4) -{1/24}・y(ｔi+8) -{1/24}・y(ｔi-4) ＝{-y(ｔi-4)+9・y(ｔi)+9・y(ｔi+4)-y(ｔi+8)}/16 ・・・(1) により演算する。このようにすると、補間点近傍の４つ
のデータを用いているため、高精度の補間データを得る
ことができる。
ｔi+8のデータ値をy(ｔi-4),y(ｔi),y(ｔi+4),y(ｔi+8)
とする時、中央の２点ｔi,ｔi+4の中間点ｔ i+2における
補間値y(ｔi+2)を次式 y(ｔi+2)＝[y(ｔi)-y(ｔi-4)+y(ｔi+4)-y(ｔi+8)]／２4 +[y(ｔi)+y(ｔi+4)]／２ ＝+{1/21+1/24}・y(ｔi) +{1/21+1/24}・y(ｔi+4) -{1/24}・y(ｔi+8) -{1/24}・y(ｔi-4) ＝{-y(ｔi-4)+9・y(ｔi)+9・y(ｔi+4)-y(ｔi+8)}/16 ・・・(1) により演算する。このようにすると、補間点近傍の４つ
のデータを用いているため、高精度の補間データを得る
ことができる。
【００１０】(b) ２個のデータ間に３個のデータを内挿
する場合 ３個のデータを内挿する場合には、更に、中間点ti+1,t
i+3における補間値y(t i+1)，y(ti+3)を求める。尚、２
点ｔi-4,ｔiの中間点ｔi-2における補間値y(ｔi -2)は4
つの既知データy(ti-8)，y(ti-4)，y(ti)，y(ti+4)を用
いて(1)式により求まり、同様に２点ｔi+4，ｔi+8の中
間点ｔi+6における補間値y(ｔi+6)も(1)式より求まる。
さて、データ y(ti-2)，y(ti)，y(ti+2)，y(ti+4)に対
し(1)式を適用すると、２点tiとti+2の中間点ti+1の補
間値y(ti+1)は次式 y(ti+1)＝{-y(ｔi-2)+9・y(ｔi)+9・y(ｔi+2)-y(ｔi+4)}/16・・・(2) により求めることができる。さらに、既知データ点ｙ(t
i)，ｙ(ti+2)，ｙ(ti+4)，ｙ(ti+6)に対し（１）式を適
用すると、２点ti+2とti+4の中間点ｔi+3の補間値ｙ(ｔ
i+3)を次式 y(ti+3)＝{-y(ｔi)+9・y(ｔi+2)+9・y(ｔi+4)-y(ｔi+6)}/16・・・(3) により求めることができる。
する場合 ３個のデータを内挿する場合には、更に、中間点ti+1,t
i+3における補間値y(t i+1)，y(ti+3)を求める。尚、２
点ｔi-4,ｔiの中間点ｔi-2における補間値y(ｔi -2)は4
つの既知データy(ti-8)，y(ti-4)，y(ti)，y(ti+4)を用
いて(1)式により求まり、同様に２点ｔi+4，ｔi+8の中
間点ｔi+6における補間値y(ｔi+6)も(1)式より求まる。
さて、データ y(ti-2)，y(ti)，y(ti+2)，y(ti+4)に対
し(1)式を適用すると、２点tiとti+2の中間点ti+1の補
間値y(ti+1)は次式 y(ti+1)＝{-y(ｔi-2)+9・y(ｔi)+9・y(ｔi+2)-y(ｔi+4)}/16・・・(2) により求めることができる。さらに、既知データ点ｙ(t
i)，ｙ(ti+2)，ｙ(ti+4)，ｙ(ti+6)に対し（１）式を適
用すると、２点ti+2とti+4の中間点ｔi+3の補間値ｙ(ｔ
i+3)を次式 y(ti+3)＝{-y(ｔi)+9・y(ｔi+2)+9・y(ｔi+4)-y(ｔi+6)}/16・・・(3) により求めることができる。
【００１１】ノイズキャンセル制御 ハイパスフィルタ１６ａで復調信号ＣＳあるいは中間周
波電界強度出力ＭＳから高周波成分を抽出し、ノイズ検
出部１６ｂでその振幅レベルに基づいてノイズ検出を行
う。ノイズが検出されていない場合、ＤＳＰ16d-2はＡ
Ｄコンバータ１６ｃで復調信号ＣＳをＡＤ変換したデジ
タルデータを順次ｎサンプリング分メモリ16d-1に書き
込むと共に、ファーストイン・ファーストアウト形式で
データを読み出し、該データをＤＡコンバータ１６ｅに
入力する。ＤＡコンバータ１６ｅは入力されたデータ列
をＤＡ変換してステレオ復調回路１７に入力する。 一
方、ノイズが検出されてノイズ検出信号ＮＤＴが割込み
入力されると、ＤＳＰ16d-2は割込み入力された時点の
デジタルデータをノイズに基づくデータとみなす。そし
て、該ノイズ検出時刻における復調信号データを補間す
るために必要な前後のデータがメモリ16d-1にすべて揃
うまで、ファーストイン・ファーストアウト形式でメモ
リ16d-1に対してデータの読み書きを行う。すなわち、
ＤＳＰは常時ｎサンプリング（このｎ個が、データ補間
及びノイズが検出してから実際に補間処理を実行できる
ようになるまでに必要にして充分な個数となる）分メモ
リーに順順に記憶しノイズが入った場合に、そのメモリ
ー内にある間に修正されたデータと入れ替えて出力す
る。尚、ノイズ検出の割り込み時刻とノイズデータの入
力時刻とがずれている場合には、この時間のずれを考慮
してデータの揃うのを待つ。
波電界強度出力ＭＳから高周波成分を抽出し、ノイズ検
出部１６ｂでその振幅レベルに基づいてノイズ検出を行
う。ノイズが検出されていない場合、ＤＳＰ16d-2はＡ
Ｄコンバータ１６ｃで復調信号ＣＳをＡＤ変換したデジ
タルデータを順次ｎサンプリング分メモリ16d-1に書き
込むと共に、ファーストイン・ファーストアウト形式で
データを読み出し、該データをＤＡコンバータ１６ｅに
入力する。ＤＡコンバータ１６ｅは入力されたデータ列
をＤＡ変換してステレオ復調回路１７に入力する。 一
方、ノイズが検出されてノイズ検出信号ＮＤＴが割込み
入力されると、ＤＳＰ16d-2は割込み入力された時点の
デジタルデータをノイズに基づくデータとみなす。そし
て、該ノイズ検出時刻における復調信号データを補間す
るために必要な前後のデータがメモリ16d-1にすべて揃
うまで、ファーストイン・ファーストアウト形式でメモ
リ16d-1に対してデータの読み書きを行う。すなわち、
ＤＳＰは常時ｎサンプリング（このｎ個が、データ補間
及びノイズが検出してから実際に補間処理を実行できる
ようになるまでに必要にして充分な個数となる）分メモ
リーに順順に記憶しノイズが入った場合に、そのメモリ
ー内にある間に修正されたデータと入れ替えて出力す
る。尚、ノイズ検出の割り込み時刻とノイズデータの入
力時刻とがずれている場合には、この時間のずれを考慮
してデータの揃うのを待つ。
【００１２】図３は復調信号によるデータＸ0がノイズ
に埋れ、ノイズデータＸ0′がＤＳＰ16d-2に入力された
場合である。復調信号によるデータＸ0を演算するため
には、前後の４つのデータＸ-3，Ｘ-1，Ｘ1，Ｘ3が必要
であるからこれらのデータがメモリ16d-1に揃うのを待
つ。ノイズ検出時刻における復調信号データを補間する
ために必要なデータＸ-3，Ｘ-1，Ｘ1，Ｘ3がすべて揃え
ば、ＤＳＰ16d-2は該データをメモリ16d-1から読み取
り、次式 Ｘ0＝（−Ｘ-3＋９・Ｘ-1＋９・Ｘ1−Ｘ3）／１６・・・(1)′ により正規のデータＸ0を演算する。そして、ノイズデ
ータＸ0′がメモリ16d-1から読み出されてＤＡコンバー
タ１６ｅに出力される時点で、該ノイズデータに代わっ
て演算してある復調信号データＸ0をＤＡコンバータ１
６ｅに入力する。これにより、ＤＡコンバータ１６ｅに
は、ノイズのない連続信号をＡＤ変換したデジタルデー
タ列が入力されたと同等になり、該ＤＡコンバータから
連続のアナログ信号（復調信号）がステレオ復調回路１
７に入力される。
に埋れ、ノイズデータＸ0′がＤＳＰ16d-2に入力された
場合である。復調信号によるデータＸ0を演算するため
には、前後の４つのデータＸ-3，Ｘ-1，Ｘ1，Ｘ3が必要
であるからこれらのデータがメモリ16d-1に揃うのを待
つ。ノイズ検出時刻における復調信号データを補間する
ために必要なデータＸ-3，Ｘ-1，Ｘ1，Ｘ3がすべて揃え
ば、ＤＳＰ16d-2は該データをメモリ16d-1から読み取
り、次式 Ｘ0＝（−Ｘ-3＋９・Ｘ-1＋９・Ｘ1−Ｘ3）／１６・・・(1)′ により正規のデータＸ0を演算する。そして、ノイズデ
ータＸ0′がメモリ16d-1から読み出されてＤＡコンバー
タ１６ｅに出力される時点で、該ノイズデータに代わっ
て演算してある復調信号データＸ0をＤＡコンバータ１
６ｅに入力する。これにより、ＤＡコンバータ１６ｅに
は、ノイズのない連続信号をＡＤ変換したデジタルデー
タ列が入力されたと同等になり、該ＤＡコンバータから
連続のアナログ信号（復調信号）がステレオ復調回路１
７に入力される。
【００１３】尚、ノイズの幅が数サンプリング（多くて
も３サンプリング程度）長に及ぶ場合には、３つのデー
タを補間するために必要な前後の全データが揃うのを待
って、前述の(1)〜(3)式により３つのデータを演算して
内挿する。以上では(1)′式により復調信号データを演
算して内挿したが、演算式は(1)′式に限らない。例え
ば、Ｘ0のデータがあることによってその前後のデータ
が有ったはずであるから、そこから予測してＸ0を求め
る演算式を考える。Ｘ0の前後のデータ Ｘ-1，Ｘ1はＸ
0を用いて(1)式に従って次式 Ｘ-1＝（−Ｘ-4＋９・Ｘ-2＋９・Ｘ0−Ｘ2）／１６ Ｘ1 ＝（−Ｘ-2＋９・Ｘ0＋９・Ｘ2−Ｘ4）／１６ で演算される。従って、上式よりＸ0を求めると次式 Ｘ0 ＝（Ｘ-4−８Ｘ-2＋１６Ｘ-1＋１６Ｘ1−８Ｘ2＋Ｘ4）／１８・・・(4) となり、この(4)式によりＸ0を演算できる。又、前後の
２つのデータの加重平均値を演算して内挿することもで
きる。以上では、ノイズ検出部を設けてノイズの有無を
検出したが、ＤＳＰで入力された連続するデータ値の変
化率を計算してその変化率が設定値以上の場合にノイズ
によるデータとみなして復調信号データを演算して内挿
するように構成することもできる。、以上、本発明を実
施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した
本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明は
これらを排除するものではない。
も３サンプリング程度）長に及ぶ場合には、３つのデー
タを補間するために必要な前後の全データが揃うのを待
って、前述の(1)〜(3)式により３つのデータを演算して
内挿する。以上では(1)′式により復調信号データを演
算して内挿したが、演算式は(1)′式に限らない。例え
ば、Ｘ0のデータがあることによってその前後のデータ
が有ったはずであるから、そこから予測してＸ0を求め
る演算式を考える。Ｘ0の前後のデータ Ｘ-1，Ｘ1はＸ
0を用いて(1)式に従って次式 Ｘ-1＝（−Ｘ-4＋９・Ｘ-2＋９・Ｘ0−Ｘ2）／１６ Ｘ1 ＝（−Ｘ-2＋９・Ｘ0＋９・Ｘ2−Ｘ4）／１６ で演算される。従って、上式よりＸ0を求めると次式 Ｘ0 ＝（Ｘ-4−８Ｘ-2＋１６Ｘ-1＋１６Ｘ1−８Ｘ2＋Ｘ4）／１８・・・(4) となり、この(4)式によりＸ0を演算できる。又、前後の
２つのデータの加重平均値を演算して内挿することもで
きる。以上では、ノイズ検出部を設けてノイズの有無を
検出したが、ＤＳＰで入力された連続するデータ値の変
化率を計算してその変化率が設定値以上の場合にノイズ
によるデータとみなして復調信号データを演算して内挿
するように構成することもできる。、以上、本発明を実
施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した
本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明は
これらを排除するものではない。
【００１４】
【発明の効果】以上本発明によれば、復調信号をＡＤ変
換し、ノイズ発生時刻におけるデータを削除し、該削除
データの前後のデータを用いて復調信号データを演算・
内挿し、内挿により得られたデータ列をＤＡ変換してス
テレオ復調回路に入力するように構成したから、ノイズ
除去処理によりステレオ復調回路の入力信号が不連続に
なることはなく、しかも、数サンプリングデータ相当の
長いノイズが発生しても復調信号データを演算・内挿で
きるから歪やノイズのない聴感上優れたノイズキャンセ
ルを行うことができる。
換し、ノイズ発生時刻におけるデータを削除し、該削除
データの前後のデータを用いて復調信号データを演算・
内挿し、内挿により得られたデータ列をＤＡ変換してス
テレオ復調回路に入力するように構成したから、ノイズ
除去処理によりステレオ復調回路の入力信号が不連続に
なることはなく、しかも、数サンプリングデータ相当の
長いノイズが発生しても復調信号データを演算・内挿で
きるから歪やノイズのない聴感上優れたノイズキャンセ
ルを行うことができる。
【図１】本発明のノイズキャンセラーを含むＦＭラジオ
受信機の要部構成図である。
受信機の要部構成図である。
【図２】データ間に補間データを内挿する場合の説明図
である。
である。
【図３】本発明のノイズキャンセル説明図である。
【図４】従来のノイズキャンセラーを含むFMラジオ受信
機の要部構成図である。
機の要部構成図である。
【図５】ノイズキャンセラーの構成図である。
【図６】従来のノイズキャンセラーの問題点説明図であ
る。
る。
１５・・中間周波増幅・復調部 １６・・ノイズキャンセラー １６ａ・・ハイパスフィルタ １６ｂ・・ノイズ検出部 １６ｃ・・ＡＤコンバータ １６ｄ・・デジタル処理部 16d-1・・メモリ(ＲＡＭ） 16d-2・・ＤＳＰであるデジタルデータ内挿部 １６ｅ・・ＤＡコンバータ １７・・ステレオ復調回路
Claims (1)
- 【請求項１】 ラジオ受信機におけるノイズキャンセラ
ーにおいて、 復調信号あるいは中間周波電界強度出力から高周波成分
を抽出し、その振幅レベルに基づいてノイズ検出を行う
ノイズ検出部と、 復調信号をデジタルデータに変換するＡＤコンバータ
と、 ＡＤコンバータから出力されるデジタルデータを順次ｎ
サンプリング分書き込むと共に、ファーストイン・ファ
ーストアウト形式でデジタルデータを読み出すメモリ手
段と、 ノイズ検出時に対応するデジタルデータを除去し、該デ
ータの前後のデジタルデータを用いて復調信号データを
演算して内挿するデジタルデータ内挿手段と、 デジタルデータをアナログ信号に変換するＤＡコンバー
タを有することを特徴とするノイズキャンセラー。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11730792A JPH05315983A (ja) | 1992-05-11 | 1992-05-11 | ノイズキャンセラー |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11730792A JPH05315983A (ja) | 1992-05-11 | 1992-05-11 | ノイズキャンセラー |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05315983A true JPH05315983A (ja) | 1993-11-26 |
Family
ID=14708513
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11730792A Pending JPH05315983A (ja) | 1992-05-11 | 1992-05-11 | ノイズキャンセラー |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05315983A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007096377A (ja) * | 2005-09-27 | 2007-04-12 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | 突発ノイズ削除装置 |
| JP2011180154A (ja) * | 2004-03-26 | 2011-09-15 | Honeywell Internatl Inc | 異常事象中におけるセンサの精度増強 |
| JP2012527183A (ja) * | 2009-05-11 | 2012-11-01 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 干渉キャンセル・リピータにおける大信号変動の存在下のチャネル推定枝刈り |
| US9049065B2 (en) | 2009-05-11 | 2015-06-02 | Qualcomm Incorporated | Removal of ICI/ISI errors in frequency domain channel estimation for wireless repeaters |
-
1992
- 1992-05-11 JP JP11730792A patent/JPH05315983A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011180154A (ja) * | 2004-03-26 | 2011-09-15 | Honeywell Internatl Inc | 異常事象中におけるセンサの精度増強 |
| JP2007096377A (ja) * | 2005-09-27 | 2007-04-12 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | 突発ノイズ削除装置 |
| JP4629542B2 (ja) * | 2005-09-27 | 2011-02-09 | ジーイー・メディカル・システムズ・グローバル・テクノロジー・カンパニー・エルエルシー | 突発ノイズ削除装置 |
| JP2012527183A (ja) * | 2009-05-11 | 2012-11-01 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 干渉キャンセル・リピータにおける大信号変動の存在下のチャネル推定枝刈り |
| US8611227B2 (en) | 2009-05-11 | 2013-12-17 | Qualcomm Incorporated | Channel estimate pruning in presence of large signal dynamics in an interference cancellation repeater |
| US9049065B2 (en) | 2009-05-11 | 2015-06-02 | Qualcomm Incorporated | Removal of ICI/ISI errors in frequency domain channel estimation for wireless repeaters |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010206 |