JPH06311121A - 音声信号内のパルス状妨害信号の検出方法および装置 - Google Patents
音声信号内のパルス状妨害信号の検出方法および装置Info
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- JPH06311121A JPH06311121A JP6048808A JP4880894A JPH06311121A JP H06311121 A JPH06311121 A JP H06311121A JP 6048808 A JP6048808 A JP 6048808A JP 4880894 A JP4880894 A JP 4880894A JP H06311121 A JPH06311121 A JP H06311121A
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present or when only weak signals are present, or caused by the presence of noise signals, e.g. squelch systems
- H03G3/345—Muting during a short period of time when noise pulses are detected, i.e. blanking
Abstract
(57)【要約】
【目的】 音声信号内のパルス状妨害信号を検出する方
法を提供する。 【構成】 サンプリングした音声信号からパルス状の妨
害を検出するために、所定の信号サンプリングと、その
前後の信号サンプリングとを比較し、その比較結果に基
づいて所定の信号サンプリングを妨害パルスとして識別
する。
法を提供する。 【構成】 サンプリングした音声信号からパルス状の妨
害を検出するために、所定の信号サンプリングと、その
前後の信号サンプリングとを比較し、その比較結果に基
づいて所定の信号サンプリングを妨害パルスとして識別
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、音声信号内のパルス
状妨害信号の検出方法および装置に関するものである。
状妨害信号の検出方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の方法は、特に、ドイツ連邦共和
国特許明細書第２，９１２，６８９号において知られて
おり、例えば、パルス状妨害信号を抑圧する回路（ＩＡ
Ｃ＝Interference Absorption Circuit ）を有するＦＭ
カーラジオに適用されている。これらの受信機において
は、受信して復調された多重信号は、妨害パルスの発生
期間は通過を阻止し、そのパルスを、例えば、妨害パル
スの発生直前にメモリに記憶した信号レベルによって置
き換える復元回路から出力される。
国特許明細書第２，９１２，６８９号において知られて
おり、例えば、パルス状妨害信号を抑圧する回路（ＩＡ
Ｃ＝Interference Absorption Circuit ）を有するＦＭ
カーラジオに適用されている。これらの受信機において
は、受信して復調された多重信号は、妨害パルスの発生
期間は通過を阻止し、そのパルスを、例えば、妨害パル
スの発生直前にメモリに記憶した信号レベルによって置
き換える復元回路から出力される。
【０００３】この従来例では、受信した多重信号に含ま
れる妨害パルスを検出するため、妨害パルスが有用な多
重信号の周波数帯域を越える周波数成分を含むことを利
用している。例えば、ＦＭステレオ受信機においては、
復調された多重信号は、ほぼ６０ｋＨｚの周波数範囲を
有する。この信号が、ほぼ６０ｋＨｚのカットオフ周波
数を有するハイパスフィルタを通過すれば、有用な多重
信号成分がかなり抑圧される。したがって、ハイパスフ
ィルタの出力信号には、ノイズに加えて、ノイズレベル
を大きく越えるパルス状の妨害信号が含まれるので、こ
の妨害信号を、その後、閾値回路によって検出すること
ができる。
れる妨害パルスを検出するため、妨害パルスが有用な多
重信号の周波数帯域を越える周波数成分を含むことを利
用している。例えば、ＦＭステレオ受信機においては、
復調された多重信号は、ほぼ６０ｋＨｚの周波数範囲を
有する。この信号が、ほぼ６０ｋＨｚのカットオフ周波
数を有するハイパスフィルタを通過すれば、有用な多重
信号成分がかなり抑圧される。したがって、ハイパスフ
ィルタの出力信号には、ノイズに加えて、ノイズレベル
を大きく越えるパルス状の妨害信号が含まれるので、こ
の妨害信号を、その後、閾値回路によって検出すること
ができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の方法には、種々の欠点がある。その主要な欠点
として、 １．隣接する送信機の数および送信出力の増加のため、
６０ｋＨｚを越える多重信号の周波数範囲が、ますます
妨害されるようになってきており、この周波数範囲内に
ある信号から、パルス状の妨害信号を選択するのが相当
困難になってきている。 ２．終段中間周波数フィルタとＦＭデコーダとの間に増
設されるＩＦ増幅が、上記の周波数範囲内で、低電界強
度において妨害を充分検出するのに不利なノイズスペク
トラムを生成する。 ３．チャンネル選択度をより大きくすれば、上記の周波
数範囲でのノイズおよび隣接チャンネル妨害を減衰でき
るが、これらの妨害信号の検出が公知の方法によってほ
ぼ不可能になるように、この範囲内でのパルス状妨害信
号の成分をも、大部分減衰させてしまう。
た従来の方法には、種々の欠点がある。その主要な欠点
として、 １．隣接する送信機の数および送信出力の増加のため、
６０ｋＨｚを越える多重信号の周波数範囲が、ますます
妨害されるようになってきており、この周波数範囲内に
ある信号から、パルス状の妨害信号を選択するのが相当
困難になってきている。 ２．終段中間周波数フィルタとＦＭデコーダとの間に増
設されるＩＦ増幅が、上記の周波数範囲内で、低電界強
度において妨害を充分検出するのに不利なノイズスペク
トラムを生成する。 ３．チャンネル選択度をより大きくすれば、上記の周波
数範囲でのノイズおよび隣接チャンネル妨害を減衰でき
るが、これらの妨害信号の検出が公知の方法によってほ
ぼ不可能になるように、この範囲内でのパルス状妨害信
号の成分をも、大部分減衰させてしまう。
【０００５】この発明の目的は、上述した欠点が殆ど生
じることのない音声信号内のパルス状妨害信号の検出方
法を提供しようとするものである。
じることのない音声信号内のパルス状妨害信号の検出方
法を提供しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段および作用】上記目的を達
成するため、この発明は、音声信号内のパルス状妨害信
号を検出するにあたり、音声信号のサンプルを受け、サ
ンプルを所定のサンプルの回りの時間窓の位置に記憶
し、前記所定のサンプルのレベルと、前記時間窓の先お
よび後のサンプルのレベルとを比較し、前記所定のサン
プルのレベルと、前記先および後の信号サンプルのレベ
ルとの比較に基づいて、前記所定のサンプルをパルス状
の妨害として識別することを特徴とするものである。
成するため、この発明は、音声信号内のパルス状妨害信
号を検出するにあたり、音声信号のサンプルを受け、サ
ンプルを所定のサンプルの回りの時間窓の位置に記憶
し、前記所定のサンプルのレベルと、前記時間窓の先お
よび後のサンプルのレベルとを比較し、前記所定のサン
プルのレベルと、前記先および後の信号サンプルのレベ
ルとの比較に基づいて、前記所定のサンプルをパルス状
の妨害として識別することを特徴とするものである。
【０００７】公知の方法においては、パルス状妨害信号
は、高周波数成分の存在に基づいて、すなわち有用な音
声信号のスロープに対する妨害信号のスロープに基づい
て、所望の音声信号から識別されるが、この発明では、
全く異なる過程を遂行し、妨害信号は、妨害パルスの後
に生じる信号レベルと同様に妨害パルスの前に生じる信
号レベルを越える振幅に、ある程度広がるという基準に
基づいて妨害信号を識別する。したがって、妨害パルス
は、有用な信号からその振幅および長さに基づいて検出
される。妨害パルスの回りの有用な信号のレベルが、妨
害パルスとほぼ同じ大きさになると、妨害信号は識別さ
れなくなる。しかしながら、これは欠点とはならない。
これらの場合には、有用な信号は、大部分の間、妨害を
聴覚的にマスクし、有用な信号を復元する不要がないの
で、一層望ましい。
は、高周波数成分の存在に基づいて、すなわち有用な音
声信号のスロープに対する妨害信号のスロープに基づい
て、所望の音声信号から識別されるが、この発明では、
全く異なる過程を遂行し、妨害信号は、妨害パルスの後
に生じる信号レベルと同様に妨害パルスの前に生じる信
号レベルを越える振幅に、ある程度広がるという基準に
基づいて妨害信号を識別する。したがって、妨害パルス
は、有用な信号からその振幅および長さに基づいて検出
される。妨害パルスの回りの有用な信号のレベルが、妨
害パルスとほぼ同じ大きさになると、妨害信号は識別さ
れなくなる。しかしながら、これは欠点とはならない。
これらの場合には、有用な信号は、大部分の間、妨害を
聴覚的にマスクし、有用な信号を復元する不要がないの
で、一層望ましい。
【０００８】この発明の検出方法は、サンプリングした
信号の存在に基づいており、したがってデジタル音声信
号処理の分野に使用するのに特に適している。この検出
方法では、サンプリングした信号を比較的長く記憶する
必要があるが、このことは現在の集積技術において欠点
とはならない。
信号の存在に基づいており、したがってデジタル音声信
号処理の分野に使用するのに特に適している。この検出
方法では、サンプリングした信号を比較的長く記憶する
必要があるが、このことは現在の集積技術において欠点
とはならない。
【０００９】この発明は、例えば、整流した前後の信号
サンプルのレベルの平均値を検出し、次にこの平均値と
所定の信号サンプルのレベルとの比を演算することによ
り実施することができる。この比が、所定値、例えば２
よりも大きい場合に、所定のサンプルを妨害パルス、ま
たは妨害パルスと関連したパルスと識別する。
サンプルのレベルの平均値を検出し、次にこの平均値と
所定の信号サンプルのレベルとの比を演算することによ
り実施することができる。この比が、所定値、例えば２
よりも大きい場合に、所定のサンプルを妨害パルス、ま
たは妨害パルスと関連したパルスと識別する。
【００１０】存在する多数の妨害パルスを妨害パルスと
して識別する点および有用な信号の少数部分を妨害パル
スとして識別する点において、より信頼できるこの発明
の好適方法では、１より小さい所定の関数（α）を乗じ
た前記サンプルのレベルが、前記前後のサンプルの少な
くとも６０％のレベルよりも大きい場合に、前記所定の
サンプルをパルス状の妨害として識別することを特徴と
するものである。この好適方法では、特に、所定の関数
を乗じたサンプルが、時間窓の前後の全てのサンプルよ
りも大きい場合に、所定のサンプルを妨害パルスと識別
するのを含んでいる。この方法においては、好適には、
所定の関数を乗じた前記サンプルのレベルが、前記先お
よび後のサンプルのほぼ９０％またはそれ以上のレベル
よりも大きい場合に、前記所定のサンプルをパルス状の
妨害として識別することを特徴とするものである。この
場合には、２または３個のサンプル幅の妨害パルスも検
出できると共に、時間窓に他の妨害パルスがない場合に
も妨害パルスを検出できる利点がある。
して識別する点および有用な信号の少数部分を妨害パル
スとして識別する点において、より信頼できるこの発明
の好適方法では、１より小さい所定の関数（α）を乗じ
た前記サンプルのレベルが、前記前後のサンプルの少な
くとも６０％のレベルよりも大きい場合に、前記所定の
サンプルをパルス状の妨害として識別することを特徴と
するものである。この好適方法では、特に、所定の関数
を乗じたサンプルが、時間窓の前後の全てのサンプルよ
りも大きい場合に、所定のサンプルを妨害パルスと識別
するのを含んでいる。この方法においては、好適には、
所定の関数を乗じた前記サンプルのレベルが、前記先お
よび後のサンプルのほぼ９０％またはそれ以上のレベル
よりも大きい場合に、前記所定のサンプルをパルス状の
妨害として識別することを特徴とするものである。この
場合には、２または３個のサンプル幅の妨害パルスも検
出できると共に、時間窓に他の妨害パルスがない場合に
も妨害パルスを検出できる利点がある。
【００１１】この発明の具体例においては、時間窓は３
１個の信号サンプルを有し、中央の信号サンプルのレベ
ルと、前の１５個および後の１５個の信号サンプルのレ
ベルとを比較する。３０個の信号サンプルの内の３個ま
たはそれ未満の信号サンプルが、上記の関数を乗じた中
央の信号サンプルよりも大きい場合には、この中央の信
号サンプルを妨害パルスとして識別する。したがって、
この場合には、関数αによって減衰された中央の信号サ
ンプルよりも小さい信号サンプルが、３０個の信号サン
プルのうちの２７個またはそれ以上、すなわち９０％ま
たはそれ以上あることになる。前記関数αは、０．５に
選択する。この関数を１に近い値に選ぶと、有用な音声
信号のピークも妨害パルスとして識別され、また関数α
をあまり小さくすると、多くの妨害パルスが妨害パルス
として識別されなくなる。このαの最適値は、信号の伝
送路に依存する。ＦＭカーラジオにおける妨害パルスの
検出においては、関数αの適値は、通常、０．１５〜
０．７５の間である。
１個の信号サンプルを有し、中央の信号サンプルのレベ
ルと、前の１５個および後の１５個の信号サンプルのレ
ベルとを比較する。３０個の信号サンプルの内の３個ま
たはそれ未満の信号サンプルが、上記の関数を乗じた中
央の信号サンプルよりも大きい場合には、この中央の信
号サンプルを妨害パルスとして識別する。したがって、
この場合には、関数αによって減衰された中央の信号サ
ンプルよりも小さい信号サンプルが、３０個の信号サン
プルのうちの２７個またはそれ以上、すなわち９０％ま
たはそれ以上あることになる。前記関数αは、０．５に
選択する。この関数を１に近い値に選ぶと、有用な音声
信号のピークも妨害パルスとして識別され、また関数α
をあまり小さくすると、多くの妨害パルスが妨害パルス
として識別されなくなる。このαの最適値は、信号の伝
送路に依存する。ＦＭカーラジオにおける妨害パルスの
検出においては、関数αの適値は、通常、０．１５〜
０．７５の間である。
【００１２】この発明の検出方法は、ステレオ多重信号
の妨害パルスを検出するのに用いることができる。その
場合、好適には、音声信号は、ステレオ多重信号をデコ
ードして得られるオーディオ信号とする。この場合に
は、ステレオパイロット（１９ｋＨｚ）または５３ｋＨ
ｚを越える信号（隣接送信機、ＲＤＳ信号等）の存在に
よって、検出が妨害されないという利点がある。
の妨害パルスを検出するのに用いることができる。その
場合、好適には、音声信号は、ステレオ多重信号をデコ
ードして得られるオーディオ信号とする。この場合に
は、ステレオパイロット（１９ｋＨｚ）または５３ｋＨ
ｚを越える信号（隣接送信機、ＲＤＳ信号等）の存在に
よって、検出が妨害されないという利点がある。
【００１３】左および右のオーディオ信号を含むステレ
オ信号に使用する好適例においては、前記音声信号は、
前記左および右のオーディオ信号間の差から得ることを
特徴とする。実際には、妨害パルスと有用な信号との間
の差異は、通常、右および左のオーディオ信号自身また
はそれらの合成信号におけるよりも、差信号におけるほ
うが大きいことがわかる。
オ信号に使用する好適例においては、前記音声信号は、
前記左および右のオーディオ信号間の差から得ることを
特徴とする。実際には、妨害パルスと有用な信号との間
の差異は、通常、右および左のオーディオ信号自身また
はそれらの合成信号におけるよりも、差信号におけるほ
うが大きいことがわかる。
【００１４】この発明は、音声信号内のパルス状妨害信
号を検出する装置にも関するもので、この装置は、音声
信号のサンプルを受ける手段と、サンプルを所定のサン
プルの回りの時間窓の位置に記憶する記憶手段と、所定
のサンプルと先のサンプルおよび後のサンプルとを比較
する手段と、前記所定のサンプルのレベルと前記先およ
び後の信号サンプルのレベルとの比較に基づいて、前記
所定のサンプルをパルス状の妨害として識別する手段と
を有することを特徴とするものである。
号を検出する装置にも関するもので、この装置は、音声
信号のサンプルを受ける手段と、サンプルを所定のサン
プルの回りの時間窓の位置に記憶する記憶手段と、所定
のサンプルと先のサンプルおよび後のサンプルとを比較
する手段と、前記所定のサンプルのレベルと前記先およ
び後の信号サンプルのレベルとの比較に基づいて、前記
所定のサンプルをパルス状の妨害として識別する手段と
を有することを特徴とするものである。
【００１５】
【実施例】図１は、この発明を実施する装置のブロック
図である。この装置は、それぞれステレオ音声信号の右
（Ｒ）および左（Ｌ）のオーディオ信号を受ける二つの
入力端子１および２を有する。これらの信号は、ステレ
オデコーダ（図示せず）から出力され、例えば、３８ｋ
Ｈｚのサンプリング周波数でデジタル化されている。な
お、ステレオデコーダは、その出力信号をＡ／Ｄコンバ
ータによってデジタル化するアナログデコーダでもよ
く、あるいは、例えば欧州特許公開第９１２０１０５
１．９号に述べられているデジタルステレオデコーダを
用いることもできる。後述するように、妨害パルスをＲ
−Ｌ信号から検出する場合には、ステレオデコーダは、
全ての期間で、したがってモノラル受信においても、多
重信号のＲ−Ｌバンドをデコードする必要がある。
図である。この装置は、それぞれステレオ音声信号の右
（Ｒ）および左（Ｌ）のオーディオ信号を受ける二つの
入力端子１および２を有する。これらの信号は、ステレ
オデコーダ（図示せず）から出力され、例えば、３８ｋ
Ｈｚのサンプリング周波数でデジタル化されている。な
お、ステレオデコーダは、その出力信号をＡ／Ｄコンバ
ータによってデジタル化するアナログデコーダでもよ
く、あるいは、例えば欧州特許公開第９１２０１０５
１．９号に述べられているデジタルステレオデコーダを
用いることもできる。後述するように、妨害パルスをＲ
−Ｌ信号から検出する場合には、ステレオデコーダは、
全ての期間で、したがってモノラル受信においても、多
重信号のＲ−Ｌバンドをデコードする必要がある。
【００１６】二つのオーディオ信号には、パルス状の妨
害信号が含まれるおそれがある。妨害検出および復元を
最適にするために、オーディオ信号は、通常の１９ｋＨ
ｚステレオパイロットの数個のリメインダを有するよう
にしている。さらに、送信機において、ＲおよびＬのオ
ーディオ信号に対して行う通常５０μｓのプレエンファ
シスは、入力端子１および２においては補償されない。
その理由は、この目的に必要なデエンファシスが、検出
すべき妨害パルスを減衰せしめてしまうからである。
害信号が含まれるおそれがある。妨害検出および復元を
最適にするために、オーディオ信号は、通常の１９ｋＨ
ｚステレオパイロットの数個のリメインダを有するよう
にしている。さらに、送信機において、ＲおよびＬのオ
ーディオ信号に対して行う通常５０μｓのプレエンファ
シスは、入力端子１および２においては補償されない。
その理由は、この目的に必要なデエンファシスが、検出
すべき妨害パルスを減衰せしめてしまうからである。
【００１７】二つの信号ＲおよびＬは、減算器３で互い
に減算し、その減算（Ｒ−Ｌ）信号を、微分器４で微分
する。この微分器４は、妨害パルスに関してオーディオ
信号を減衰させる。ＲおよびＬのオーディオ信号、特
に、それらの低周波数成分は、これらがＲ−Ｌ信号にお
いてかなりの程度まで互いに補償するように、ある程度
まで互いに相似である。これは、オーディオスペクトラ
ム（０〜１５ｋＨｚ）の高域部分において重要な成分を
含む妨害パルスに対してはかなり小さい。この微分器４
は、高域のオーディオ周波数、したがって妨害パルス
に、オーディオ信号に対するよりも大きな利点を与え、
妨害パルスがオーディオ信号をはるかに越えるようにな
るようにする第２の手段をも構成する。デジタル信号に
対する通常の微分器は、１サンプリング期間の遅延回路
および遅延された信号と遅延されない信号とを互いに減
算する減算回路を有する。もちろん、最初にＲおよびＬ
の入力信号を微分し、次に、微分したＲおよびＬ信号を
互いに減算することも可能である。さらに、微分器４
を、０〜１５ｋＨｚのオーディオ周波数範囲内の高域周
波数に、この範囲内の低域周波数に対するよりも大きな
利点を与える他のフィルタに代えることもできる。
に減算し、その減算（Ｒ−Ｌ）信号を、微分器４で微分
する。この微分器４は、妨害パルスに関してオーディオ
信号を減衰させる。ＲおよびＬのオーディオ信号、特
に、それらの低周波数成分は、これらがＲ−Ｌ信号にお
いてかなりの程度まで互いに補償するように、ある程度
まで互いに相似である。これは、オーディオスペクトラ
ム（０〜１５ｋＨｚ）の高域部分において重要な成分を
含む妨害パルスに対してはかなり小さい。この微分器４
は、高域のオーディオ周波数、したがって妨害パルス
に、オーディオ信号に対するよりも大きな利点を与え、
妨害パルスがオーディオ信号をはるかに越えるようにな
るようにする第２の手段をも構成する。デジタル信号に
対する通常の微分器は、１サンプリング期間の遅延回路
および遅延された信号と遅延されない信号とを互いに減
算する減算回路を有する。もちろん、最初にＲおよびＬ
の入力信号を微分し、次に、微分したＲおよびＬ信号を
互いに減算することも可能である。さらに、微分器４
を、０〜１５ｋＨｚのオーディオ周波数範囲内の高域周
波数に、この範囲内の低域周波数に対するよりも大きな
利点を与える他のフィルタに代えることもできる。
【００１８】微分器４からの微分されたＲ−Ｌ信号は、
負および正の妨害パルスを同様に検出するように、負信
号サンプルを正サンプルに変換する絶対値形成回路を成
す整流器５に印加する。
負および正の妨害パルスを同様に検出するように、負信
号サンプルを正サンプルに変換する絶対値形成回路を成
す整流器５に印加する。
【００１９】次に、信号サンプルは、Ｎ個のメモリセル
６1 〜６N のカスケード回路に印加する。ここで、セル
６N の入力端子は整流器５の出力端子に結合し、後段の
各セルの入力端子は、前段のセルの出力端子に結合す
る。また、二つのメモリセル６ M-1 と６M との間の接続
点は、減衰器７の入力端子に結合する。整流器５からの
信号サンプルが、メモリセル６N から６1 に順次シフト
する動作の間中、セルは協働でシフトレジスタを構成す
る。各瞬時において、最後に受信したＮ＋１信号サンプ
ルＳ1 ・・・ＳN+1 は、セル６1 の出力端子に現れてい
る信号サンプルＳ 1 、セル６M の出力端子に現れている
信号サンプルＳM 、セル６N の出力端子に現れている信
号サンプルＳN および整流器５の出力端子に現れている
信号サンプルＳN+1 を有する時間窓を形成する。信号サ
ンプルＳM は、信号サンプルＳ1 からＳN+1 （例えば、
Ｎ＝３０およびＭ＝１６）の中間のサンプルであること
が好ましいが、正確に時間窓の中間にある必要はない。
６1 〜６N のカスケード回路に印加する。ここで、セル
６N の入力端子は整流器５の出力端子に結合し、後段の
各セルの入力端子は、前段のセルの出力端子に結合す
る。また、二つのメモリセル６ M-1 と６M との間の接続
点は、減衰器７の入力端子に結合する。整流器５からの
信号サンプルが、メモリセル６N から６1 に順次シフト
する動作の間中、セルは協働でシフトレジスタを構成す
る。各瞬時において、最後に受信したＮ＋１信号サンプ
ルＳ1 ・・・ＳN+1 は、セル６1 の出力端子に現れてい
る信号サンプルＳ 1 、セル６M の出力端子に現れている
信号サンプルＳM 、セル６N の出力端子に現れている信
号サンプルＳN および整流器５の出力端子に現れている
信号サンプルＳN+1 を有する時間窓を形成する。信号サ
ンプルＳM は、信号サンプルＳ1 からＳN+1 （例えば、
Ｎ＝３０およびＭ＝１６）の中間のサンプルであること
が好ましいが、正確に時間窓の中間にある必要はない。
【００２０】信号サンプルＳM は、減衰器７において減
衰率α（例えば、α＝０．５）により減衰させ、その減
衰した信号ＳM ×αを、コンパレータ８1 〜８M-1 およ
び８ M+1 〜８N+1 の負入力端子にそれぞれ印加する。コ
ンパレータ８1 〜８M-1 の正入力端子は、メモリセル６
1 〜６M-1 の出力端子にそれぞれ結合し、コンパレータ
８M+1 〜８N の正入力端子は、メモリセル６M+1 〜６N
にそれぞれ結合し、コンパレータ８N+1 の正入力端子
は、整流器５の出力端子に結合する。したがって、コン
パレータ８1 〜８M-1 および８M+1 〜８N+1 は、中間の
信号サンプルＳMの減衰値ＳM ×αと、時間窓Ｓ1 〜Ｓ
N+1 の信号サンプルＳ1 〜ＳM-1 およびＳ M+1 〜ＳN+1
とを比較するのに用いられ、各コンパレータは、信号サ
ンプルＳ1〜ＳM-1 ，ＳM+1 〜ＳN+1 が、ＳM ×αより
も大きい場合、例えば、論理「１」を、信号サンプルが
ＳM ×αよりも小さい場合、論理「０」を、その出力端
子に供給する。
衰率α（例えば、α＝０．５）により減衰させ、その減
衰した信号ＳM ×αを、コンパレータ８1 〜８M-1 およ
び８ M+1 〜８N+1 の負入力端子にそれぞれ印加する。コ
ンパレータ８1 〜８M-1 の正入力端子は、メモリセル６
1 〜６M-1 の出力端子にそれぞれ結合し、コンパレータ
８M+1 〜８N の正入力端子は、メモリセル６M+1 〜６N
にそれぞれ結合し、コンパレータ８N+1 の正入力端子
は、整流器５の出力端子に結合する。したがって、コン
パレータ８1 〜８M-1 および８M+1 〜８N+1 は、中間の
信号サンプルＳMの減衰値ＳM ×αと、時間窓Ｓ1 〜Ｓ
N+1 の信号サンプルＳ1 〜ＳM-1 およびＳ M+1 〜ＳN+1
とを比較するのに用いられ、各コンパレータは、信号サ
ンプルＳ1〜ＳM-1 ，ＳM+1 〜ＳN+1 が、ＳM ×αより
も大きい場合、例えば、論理「１」を、信号サンプルが
ＳM ×αよりも小さい場合、論理「０」を、その出力端
子に供給する。
【００２１】全てのコンパレータ８の出力端子は、Ｎ個
のコンパレータが論理「１」を出力する数を計数するカ
ウンタ９に接続し、その計数値Ｇをコンパレータ１０に
おいて、予め決定した所定値Ｎ0 と比較する。このコン
パレータ１０は、カウンタ９の出力端子における計数値
Ｇが、所定値Ｎ0 よりも小さいとき（Ｇ＜Ｎ0 ）、パル
スを出力する。
のコンパレータが論理「１」を出力する数を計数するカ
ウンタ９に接続し、その計数値Ｇをコンパレータ１０に
おいて、予め決定した所定値Ｎ0 と比較する。このコン
パレータ１０は、カウンタ９の出力端子における計数値
Ｇが、所定値Ｎ0 よりも小さいとき（Ｇ＜Ｎ0 ）、パル
スを出力する。
【００２２】具体的には、時間窓の長さは、３１信号サ
ンプル（Ｎ＝３０）に選んである。さらに、Ｍ＝１６、
減衰率α＝０．５、所定値Ｎ0 ＝４に選んである。信号
サンプルＳM が、１／αよりも大きい、したがって時間
窓の他のＮ個の信号サンプルの２倍よりも大きい場合に
は、全てのコンパレータ８は、カウンタ９に論理「０」
を供給し、カウンタの初期値は零となり、コンパレータ
１０はパルスを出力する。これにより、信号サンプルＳ
M が、妨害パルスとして識別される。信号サンプルＳM
が、最大の３個を除く先の信号サンプルの２倍よりも大
きい場合でも、信号サンプルＳM は妨害パルスとして識
別される。しかし、ＳM が、４個以上の先の信号サンプ
ルの２倍よりも大きくない場合には、カウンタ９の初期
値Ｇは、４以上となり、コンパレータ１０はパルスを出
力せず、信号サンプルＳM は妨害パルスとして識別され
ない。
ンプル（Ｎ＝３０）に選んである。さらに、Ｍ＝１６、
減衰率α＝０．５、所定値Ｎ0 ＝４に選んである。信号
サンプルＳM が、１／αよりも大きい、したがって時間
窓の他のＮ個の信号サンプルの２倍よりも大きい場合に
は、全てのコンパレータ８は、カウンタ９に論理「０」
を供給し、カウンタの初期値は零となり、コンパレータ
１０はパルスを出力する。これにより、信号サンプルＳ
M が、妨害パルスとして識別される。信号サンプルＳM
が、最大の３個を除く先の信号サンプルの２倍よりも大
きい場合でも、信号サンプルＳM は妨害パルスとして識
別される。しかし、ＳM が、４個以上の先の信号サンプ
ルの２倍よりも大きくない場合には、カウンタ９の初期
値Ｇは、４以上となり、コンパレータ１０はパルスを出
力せず、信号サンプルＳM は妨害パルスとして識別され
ない。
【００２３】コンパレータ１０の出力端子は、ＡＮＤゲ
ート１１の一方の入力端子に結合する。ＡＮＤゲート１
１の他方の入力端子は、信号サンプルＳM と、整流器５
からのオーディオ信号の最大レベルよりも低いほぼ５０
ｄＢのレベルＬとを比較するコンパレータ１２の出力端
子に接続する。信号サンプルＳM が非常に低く、レベル
Ｌ以下の場合には、コンパレータ１２は、ＡＮＤゲート
１１を抑制するように論理「０」を出力する。したがっ
て、コンパレータ１０の出力端子における実行パルス
は、ＡＮＤゲート１１によって遮断される。この処理
は、信号レベルが非常に低く、妨害パルスをもはや十分
信頼性よく検出できない場合に、信号復元の不所望な活
性化を防止する。
ート１１の一方の入力端子に結合する。ＡＮＤゲート１
１の他方の入力端子は、信号サンプルＳM と、整流器５
からのオーディオ信号の最大レベルよりも低いほぼ５０
ｄＢのレベルＬとを比較するコンパレータ１２の出力端
子に接続する。信号サンプルＳM が非常に低く、レベル
Ｌ以下の場合には、コンパレータ１２は、ＡＮＤゲート
１１を抑制するように論理「０」を出力する。したがっ
て、コンパレータ１０の出力端子における実行パルス
は、ＡＮＤゲート１１によって遮断される。この処理
は、信号レベルが非常に低く、妨害パルスをもはや十分
信頼性よく検出できない場合に、信号復元の不所望な活
性化を防止する。
【００２４】上述した処理は、時間窓の信号サンプルの
中間の信号サンプルＳM が、妨害パルスを表すのか、妨
害パルスの一部を形成するのかを決定する。次の信号サ
ンプルを受信すると、全ての信号サンプルは、メモリセ
ルのカスケード回路において、次の位置にシフトする。
これにより、信号サンプルＳM+1 は信号サンプルＳMに
なり、この信号サンプルが妨害パルスであるか否かが決
定される。
中間の信号サンプルＳM が、妨害パルスを表すのか、妨
害パルスの一部を形成するのかを決定する。次の信号サ
ンプルを受信すると、全ての信号サンプルは、メモリセ
ルのカスケード回路において、次の位置にシフトする。
これにより、信号サンプルＳM+1 は信号サンプルＳMに
なり、この信号サンプルが妨害パルスであるか否かが決
定される。
【００２５】ＲおよびＬのオーディオ信号を復元するた
め、ＡＮＤゲート１１の出力端子におけるパルスは、パ
ルス整形器１３に印加し、このパルス整形器１３から、
ＡＮＤゲート１１からの受信パルスに同期して、１０個
の信号サンプリング期間分の期間を有する復元パルスＰ
を発生する。後述するように、ＲおよびＬのオーディオ
信号に現れる妨害パルスは、この復元パルスＰによって
阻止され、妨害パルスの前後の無妨害信号サンプルの線
形補間によって得られる信号サンプルで置き換えられ
る。復元パルスＰにおける１０個の信号サンプリング期
間分の期間は、ＲおよびＬのオーディオ信号内の妨害パ
ルスが、この期間後に十分消滅するように選択される。
め、ＡＮＤゲート１１の出力端子におけるパルスは、パ
ルス整形器１３に印加し、このパルス整形器１３から、
ＡＮＤゲート１１からの受信パルスに同期して、１０個
の信号サンプリング期間分の期間を有する復元パルスＰ
を発生する。後述するように、ＲおよびＬのオーディオ
信号に現れる妨害パルスは、この復元パルスＰによって
阻止され、妨害パルスの前後の無妨害信号サンプルの線
形補間によって得られる信号サンプルで置き換えられ
る。復元パルスＰにおける１０個の信号サンプリング期
間分の期間は、ＲおよびＬのオーディオ信号内の妨害パ
ルスが、この期間後に十分消滅するように選択される。
【００２６】入力端子からのＲおよびＬのオーディオ信
号は、それぞれデエンファシスフィルタ１４および１５
を経て復元回路１６および１７に印加する。復元回路の
上流にデエンファシスフィルタを設けると、オーディオ
信号内の妨害パルスの期間が長くなるという欠点があ
る。しかしながら、これらのフィルタを復元回路の下流
に設けると、オーディオ信号内に高域のオーディオ周波
数が相当広範囲に生じると共に、それによって復元中
に、大きな除去できないエラーが生じるという重大が欠
点がある。
号は、それぞれデエンファシスフィルタ１４および１５
を経て復元回路１６および１７に印加する。復元回路の
上流にデエンファシスフィルタを設けると、オーディオ
信号内の妨害パルスの期間が長くなるという欠点があ
る。しかしながら、これらのフィルタを復元回路の下流
に設けると、オーディオ信号内に高域のオーディオ周波
数が相当広範囲に生じると共に、それによって復元中
に、大きな除去できないエラーが生じるという重大が欠
点がある。
【００２７】復元回路１６は、カスケードのメモリセル
１８と、メモリセル１８の最終セルの出力端子に接続し
た第１入力端子１９1 および１０個のメモリセル１８を
除いた最終セルの出力端子に接続した第２入力端子１９
2 を有する線形補間器１９とを有する。さらに、オーデ
ィオ信号出力端子２１を、メモリセル１８の最終セルの
出力端子または線形補間器１９の出力端子１９3 のいず
れかに接続するスイッチ２０を有する。スイッチ２０お
よび線形補間器１９の双方は、パルス整形器１３からの
復元パルスＰによって制御する。
１８と、メモリセル１８の最終セルの出力端子に接続し
た第１入力端子１９1 および１０個のメモリセル１８を
除いた最終セルの出力端子に接続した第２入力端子１９
2 を有する線形補間器１９とを有する。さらに、オーデ
ィオ信号出力端子２１を、メモリセル１８の最終セルの
出力端子または線形補間器１９の出力端子１９3 のいず
れかに接続するスイッチ２０を有する。スイッチ２０お
よび線形補間器１９の双方は、パルス整形器１３からの
復元パルスＰによって制御する。
【００２８】通常、スイッチ２０は、オーディオ信号出
力端子２１をメモリセル１８の最終セルに接続する図示
の位置にあり、デエンファシスされたオーディオ信号
は、メモリセル１８を経てオーディオ信号出力端子２１
に印加される。カスケード接続されたメモリセル１８
は、多数のメモリセルを有するので、妨害パルスの検出
に関して、最終のメモリセルは、妨害パルス発生前の最
終の無妨害信号サンプリングを有することになる。妨害
パルスが検出されると、妨害発生前にメモリセル１８の
最終セルに現れる無妨害信号サンプルおよび妨害発生後
に１０個のセルを除いた最終セルに現れる信号サンプル
は、復元パルスＰの制御のもとに線形補間器１９に格納
される。復元パルスＰの間、中間の信号サンプルは、こ
れら二つの格納された信号サンプルにより線形的に補間
されて出力端子１９3 に供給される。線形補間器により
得られるこれらの信号サンプルは、復元パルスの間、接
続位置が切り換わるスイッチ２０により信号出力端子２
１に印加される。左のオーディオ信号に対応する復元回
路１７は、復元回路１６と同様に構成する。
力端子２１をメモリセル１８の最終セルに接続する図示
の位置にあり、デエンファシスされたオーディオ信号
は、メモリセル１８を経てオーディオ信号出力端子２１
に印加される。カスケード接続されたメモリセル１８
は、多数のメモリセルを有するので、妨害パルスの検出
に関して、最終のメモリセルは、妨害パルス発生前の最
終の無妨害信号サンプリングを有することになる。妨害
パルスが検出されると、妨害発生前にメモリセル１８の
最終セルに現れる無妨害信号サンプルおよび妨害発生後
に１０個のセルを除いた最終セルに現れる信号サンプル
は、復元パルスＰの制御のもとに線形補間器１９に格納
される。復元パルスＰの間、中間の信号サンプルは、こ
れら二つの格納された信号サンプルにより線形的に補間
されて出力端子１９3 に供給される。線形補間器により
得られるこれらの信号サンプルは、復元パルスの間、接
続位置が切り換わるスイッチ２０により信号出力端子２
１に印加される。左のオーディオ信号に対応する復元回
路１７は、復元回路１６と同様に構成する。
【００２９】減算回路３、微分器４および／または整流
器５は、この発明において必須要素ではない。これら
は、妨害パルスが検出されないで残るのを減少するため
に、図１の装置に設けたものである。この発明を、例え
ば、レコードにおいて傷により生じる妨害パルスを検出
するのに適用する場合には、これらの手段は、通常必要
ではない。さらに、図１に示す装置は、必ずしもデジタ
ル的に動作させる必要はなく、時分割アナログ信号、例
えば、スイッチドキャパシタンス技術によって同様の手
法で処理することもできる。
器５は、この発明において必須要素ではない。これら
は、妨害パルスが検出されないで残るのを減少するため
に、図１の装置に設けたものである。この発明を、例え
ば、レコードにおいて傷により生じる妨害パルスを検出
するのに適用する場合には、これらの手段は、通常必要
ではない。さらに、図１に示す装置は、必ずしもデジタ
ル的に動作させる必要はなく、時分割アナログ信号、例
えば、スイッチドキャパシタンス技術によって同様の手
法で処理することもできる。
【００３０】この発明は、図１に示した装置を用いるの
に代えて、プログラムされたデジタル信号プロセッサに
よって実行することもできる。例えば、図２に示すフロ
ーチャートに従ってプログラムされた、モトローラ製の
５６００１デジタル信号プロセッサを、この目的のため
に用いることができる。図１に示した装置におけると同
様の機能を有する所定値および可変値には、同じ符号を
付してある。図２のフローチャートにおける個々のプロ
グラムブロックは、以下の機能を有する。
に代えて、プログラムされたデジタル信号プロセッサに
よって実行することもできる。例えば、図２に示すフロ
ーチャートに従ってプログラムされた、モトローラ製の
５６００１デジタル信号プロセッサを、この目的のため
に用いることができる。図１に示した装置におけると同
様の機能を有する所定値および可変値には、同じ符号を
付してある。図２のフローチャートにおける個々のプロ
グラムブロックは、以下の機能を有する。
【００３１】ブロックＩは、個々の所定値および可変値
を、Ｎ＝３０、α＝０．５、Ｎ0 ＝４、Ｔ（復元期間＋
１の存続期間）＝１１、Ｈ（カウンタ）＝Ｔ、Ｌ＝０．
０１のように初期化するプログラムステップを有する。
ブロックＩＩは、入力する信号サンプルによる中断を待
ち、信号サンプルを受信すると、処理動作はブロックＩ
ＩＩに進む。
を、Ｎ＝３０、α＝０．５、Ｎ0 ＝４、Ｔ（復元期間＋
１の存続期間）＝１１、Ｈ（カウンタ）＝Ｔ、Ｌ＝０．
０１のように初期化するプログラムステップを有する。
ブロックＩＩは、入力する信号サンプルによる中断を待
ち、信号サンプルを受信すると、処理動作はブロックＩ
ＩＩに進む。
【００３２】ブロックＩＩＩにおいては、復元すべき信
号の入力サンプルをメモリセグメントＢに格納すると共
に、妨害検出を行うＲ−Ｌ信号の入力サンプルを、ＡＢ
Ｓ機能によって整流して、メモリセグメントＡに格納す
る。このようなメモリセグメントは、メモリの所定の固
定部分と、メモリ位置のどの一つがメモリセグメントの
開始位置（または終了位置）を構成するかを指示するポ
インタと、どのメモリ位置が信号サンプルＳM を有する
かを指示するポインタとを有する。したがって、新たな
到来する信号サンプルを格納するということは、最も古
い信号サンプルがこの新たな信号サンプルによって置き
換えると共に、二つのポインタの内容が交換されること
を意味する。さらに、ブロックＩＩＩにおいては、カウ
ンタＧを零にセットする。
号の入力サンプルをメモリセグメントＢに格納すると共
に、妨害検出を行うＲ−Ｌ信号の入力サンプルを、ＡＢ
Ｓ機能によって整流して、メモリセグメントＡに格納す
る。このようなメモリセグメントは、メモリの所定の固
定部分と、メモリ位置のどの一つがメモリセグメントの
開始位置（または終了位置）を構成するかを指示するポ
インタと、どのメモリ位置が信号サンプルＳM を有する
かを指示するポインタとを有する。したがって、新たな
到来する信号サンプルを格納するということは、最も古
い信号サンプルがこの新たな信号サンプルによって置き
換えると共に、二つのポインタの内容が交換されること
を意味する。さらに、ブロックＩＩＩにおいては、カウ
ンタＧを零にセットする。
【００３３】ブロックＩＶでは、Ｈ＜Ｔか否かを判断す
る。Ｈ＜Ｔの場合には、開始した復元処理を終了せず、
この処理をブロックＸに継続させる。ブロックＶでは、
メモリセグメントＢにある最も古い信号サンプルを信号
出力端子に出力する。
る。Ｈ＜Ｔの場合には、開始した復元処理を終了せず、
この処理をブロックＸに継続させる。ブロックＶでは、
メモリセグメントＢにある最も古い信号サンプルを信号
出力端子に出力する。
【００３４】ブロックＶＩでは、信号サンプルＳM が、
Ｌより小さいか否かを判断する。Ｓ M ＜Ｌの場合には、
処理動作は、中断ループＩＩに戻る。
Ｌより小さいか否かを判断する。Ｓ M ＜Ｌの場合には、
処理動作は、中断ループＩＩに戻る。
【００３５】ブロックＶＩＩは、Ｎ＋１回、実行され
る。このブロックＶＩＩは、ブロックＶＩＩａ，ＶＩＩ
ｂおよびＶＩＩｃを有し、ブロックＶＩＩａでは、各回
においてメモリセグメントＡから次の信号サンプルを引
出し、ブロックＶＩＩｂでは、この引き出した信号サン
プルが、ＳM ×αよりも大きいか否かをチェックし、Ｓ
M ×αよりも大きい場合には、ブロックＶＩＩｃにおい
て、カウンタＧを一単位だけ歩進させる（Ｇ＝Ｇ＋
１）。
る。このブロックＶＩＩは、ブロックＶＩＩａ，ＶＩＩ
ｂおよびＶＩＩｃを有し、ブロックＶＩＩａでは、各回
においてメモリセグメントＡから次の信号サンプルを引
出し、ブロックＶＩＩｂでは、この引き出した信号サン
プルが、ＳM ×αよりも大きいか否かをチェックし、Ｓ
M ×αよりも大きい場合には、ブロックＶＩＩｃにおい
て、カウンタＧを一単位だけ歩進させる（Ｇ＝Ｇ＋
１）。
【００３６】ブロックＶＩＩＩでは、カウンタＧがＮ0
よりも大きいか否かをチェックし、Ｇ＞Ｎ0 の場合に
は、信号サンプルＳM を妨害パルスとして識別せず、処
理動作を中断ループＩＩに戻す。これに対して、Ｇ≦Ｎ
0 の場合には、信号サンプルＳ M を妨害パルスと識別
し、処理動作をブロックＩＸに続ける。
よりも大きいか否かをチェックし、Ｇ＞Ｎ0 の場合に
は、信号サンプルＳM を妨害パルスとして識別せず、処
理動作を中断ループＩＩに戻す。これに対して、Ｇ≦Ｎ
0 の場合には、信号サンプルＳ M を妨害パルスと識別
し、処理動作をブロックＩＸに続ける。
【００３７】ブロックＩＸでは、カウンタＨを、ブロッ
クＩＶに対して復元処理の開始を指示する１にセットす
る。さらに、二つの信号サンプル、すなわち最も古い信
号サンプルと、それよりも最近のＴ−１のサンプリング
期間における信号サンプルとをメモリセグメントＢから
引き出す。これら二つの信号サンプル間の差を、Ｔで割
り算し、その結果を、可変値ＤＣに置く。上述の最も古
い信号サンプルは、可変値Ｃに置く。次に、処理動作
は、中断ループＩＩに戻る。
クＩＶに対して復元処理の開始を指示する１にセットす
る。さらに、二つの信号サンプル、すなわち最も古い信
号サンプルと、それよりも最近のＴ−１のサンプリング
期間における信号サンプルとをメモリセグメントＢから
引き出す。これら二つの信号サンプル間の差を、Ｔで割
り算し、その結果を、可変値ＤＣに置く。上述の最も古
い信号サンプルは、可変値Ｃに置く。次に、処理動作
は、中断ループＩＩに戻る。
【００３８】ブロックＸでは、線形補間によって復元を
実行し、可変値Ｃは、可変値ＤＣによって歩進（Ｃ＝Ｃ
＋ＤＣ）すると共に、信号出力端子に印加する。カウン
タＨは、ブロックＩＶが復元処理を終了（Ｈ＝Ｔ）でき
るように、一単位歩進する。次に、処理動作を中断ルー
プＩＩに戻す。
実行し、可変値Ｃは、可変値ＤＣによって歩進（Ｃ＝Ｃ
＋ＤＣ）すると共に、信号出力端子に印加する。カウン
タＨは、ブロックＩＶが復元処理を終了（Ｈ＝Ｔ）でき
るように、一単位歩進する。次に、処理動作を中断ルー
プＩＩに戻す。
【００３９】図２に示す実施例においては、信号サンプ
ルＳM と、時間窓の他の信号サンプルとの比較が順次に
行われるのに対して、図１に示す実施例においては、同
時に行われる。プログラムを簡単にするため、図２にお
いては、減衰した信号サンプルＳM ×αは、ＳM の前後
でＮ個の信号サンプルと比較するだけでなく、ＳM 自体
とも比較している。もちろん、この比較は、ＳM ＞ＳM
×αで、常に１単位だけＧを歩進する。このことは、妨
害パルスが、図２においては、Ｇ≦Ｎ0 の場合に識別さ
れるのに対して、図１においては、Ｇ＜Ｎ0 の場合に識
別されるので、補償される。
ルＳM と、時間窓の他の信号サンプルとの比較が順次に
行われるのに対して、図１に示す実施例においては、同
時に行われる。プログラムを簡単にするため、図２にお
いては、減衰した信号サンプルＳM ×αは、ＳM の前後
でＮ個の信号サンプルと比較するだけでなく、ＳM 自体
とも比較している。もちろん、この比較は、ＳM ＞ＳM
×αで、常に１単位だけＧを歩進する。このことは、妨
害パルスが、図２においては、Ｇ≦Ｎ0 の場合に識別さ
れるのに対して、図１においては、Ｇ＜Ｎ0 の場合に識
別されるので、補償される。
【００４０】なお、この発明は、種々の変形が可能であ
る。例えば、４０個の信号サンプルの時間窓をメモリ全
体にロードし、好ましくはローディング中に、４０個の
信号サンプルの最大レベルを決定して格納することもで
きる。その後、４０個の信号サンプルをスキャンして、
格納された最大レベルよりも大きい、例えば、０．５倍
大きいレベルを持つ信号サンプルをマークする。マーク
した信号サンプル数が、例えば４よりも小さい場合に
は、マークした信号サンプルを妨害パルスと識別して、
引き続き信号を復元するのに用いる。上述した処理は、
例えば、第１のメモリの信号サンプル３１〜４０が、第
２のメモリの信号サンプル１〜１０をも構成するよう
に、二つのメモリ間に所定の重なりを有する二重処理で
ある。
る。例えば、４０個の信号サンプルの時間窓をメモリ全
体にロードし、好ましくはローディング中に、４０個の
信号サンプルの最大レベルを決定して格納することもで
きる。その後、４０個の信号サンプルをスキャンして、
格納された最大レベルよりも大きい、例えば、０．５倍
大きいレベルを持つ信号サンプルをマークする。マーク
した信号サンプル数が、例えば４よりも小さい場合に
は、マークした信号サンプルを妨害パルスと識別して、
引き続き信号を復元するのに用いる。上述した処理は、
例えば、第１のメモリの信号サンプル３１〜４０が、第
２のメモリの信号サンプル１〜１０をも構成するよう
に、二つのメモリ間に所定の重なりを有する二重処理で
ある。
【図１】この発明を実施する装置の一例の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】この発明の他の実施例を説明するためのフロー
チャートである。
チャートである。
１，２ 入力端子 ３ 減算器 ４ 微分器 ５ 整流器 ６1 〜６N メモリセル ７ 減衰器 ８1 〜８N+1 コンパレータ ９ カウンタ １０ コンパレータ １１ ＡＮＤゲート １２ コンパレータ １３ パルス整形器 １４，１５ デエンファシスフィルタ １６，１７ 復元回路 １８ メモリセル １９ 線形補間器 ２０ スイッチ ２１ オーディオ信号出力端子
フロントページの続き (72)発明者 フランシスカス ヨセフス アルフォンサ ス マリア セシンク オランダ国 5621 ベーアー アインドー フェン フルーネヴァウツウェッハ １
Claims (6)
- 【請求項１】 音声信号内のパルス状妨害信号を検出す
るにあたり、音声信号のサンプルを受け、サンプル（Ｓ
1 〜ＳN+1 ）を所定のサンプル（ＳM ）の回りの時間窓
の位置に記憶し、前記所定のサンプル（ＳM ）のレベル
と、前記時間窓の先のサンプル（Ｓ1 〜ＳM-1 ）および
後のサンプル（ＳM+1 〜ＳN+1 ）のレベルとを比較し、
前記所定のサンプルのレベルと、前記先および後の信号
サンプルのレベルとの比較に基づいて、前記所定のサン
プルをパルス状の妨害として識別することを特徴とする
音声信号内のパルス状妨害信号の検出方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の検出方法において、１よ
り小さい所定の関数（α）を乗じた前記サンプルのレベ
ルが、前記前後のサンプルの少なくとも６０％のレベル
よりも大きい場合に、前記所定のサンプル（ＳM ）をパ
ルス状の妨害として識別することを特徴とする音声信号
内のパルス状妨害信号の検出方法。 - 【請求項３】 請求項２記載の検出方法において、前記
所定の関数（α）を乗じた前記サンプルのレベルが、前
記先のサンプル（Ｓ1 〜ＳM-1 ）および後のサンプル
（ＳM+1 〜ＳN+1 ）のほぼ９０％またはそれ以上のレベ
ルよりも大きい場合に、前記所定のサンプル（ＳM ）を
パルス状の妨害として識別することを特徴とする音声信
号内のパルス状妨害信号の検出方法。 - 【請求項４】 ステレオ多重信号に使用する請求項１記
載の検出方法において、前記音声信号は、前記ステレオ
多重信号をデコードした後のオーディオ信号であること
を特徴とする音声信号内のパルス状妨害信号の検出方
法。 - 【請求項５】 左（Ｌ）および右（Ｒ）のオーディオ信
号を含むステレオ信号に使用する請求項１記載の検出方
法において、前記音声信号は、前記左および右のオーデ
ィオ信号間の差（Ｒ−Ｌ）から得ることを特徴とする音
声信号内のパルス状妨害信号の検出方法。 - 【請求項６】 音声信号内のパルス状妨害信号を検出す
る装置であって、音声信号のサンプルを受ける手段
（１，２）と、サンプルを所定のサンプル（ＳM）の回
りの時間窓の位置に記憶する記憶手段（６）と、所定の
サンプル（ＳM ）と先のサンプル（Ｓ1 〜ＳM-1 ）およ
び後のサンプル（ＳM+1 〜ＳN+1 ）とを比較する手段
（８）と、前記所定のサンプルのレベルと前記先および
後の信号サンプルのレベルとの比較に基づいて、前記所
定のサンプルをパルス状の妨害として識別する手段
（９，１０）とを有することを特徴とする音声信号内の
パルス状妨害信号の検出装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP93200805 | 1993-03-19 | ||
| NL93200805:5 | 1993-03-19 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06311121A true JPH06311121A (ja) | 1994-11-04 |
Family
ID=8213710
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6048808A Pending JPH06311121A (ja) | 1993-03-19 | 1994-03-18 | 音声信号内のパルス状妨害信号の検出方法および装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5586192A (ja) |
| EP (1) | EP0616424B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06311121A (ja) |
| KR (1) | KR100303582B1 (ja) |
| DE (1) | DE69415571T2 (ja) |
| ES (1) | ES2128503T3 (ja) |
| SG (1) | SG55130A1 (ja) |
| TW (1) | TW237587B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007516450A (ja) * | 2003-08-18 | 2007-06-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | デジタル音声信号におけるクリッキングノイズ検出 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SG55130A1 (en) | 2000-06-20 |
| KR940023033A (ko) | 1994-10-22 |
| EP0616424A1 (en) | 1994-09-21 |
| DE69415571T2 (de) | 1999-07-15 |
| US5586192A (en) | 1996-12-17 |
| EP0616424B1 (en) | 1998-12-30 |
| DE69415571D1 (de) | 1999-02-11 |
| ES2128503T3 (es) | 1999-05-16 |
| KR100303582B1 (ko) | 2001-11-22 |
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|---|---|---|---|
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