JP2970421B2 - ダイヤル検出装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、公衆電話回線を伝わる
パルス方式のダイヤル信号の高調波成分を検出し、ダイ
ヤル情報に変換するダイヤル検出装置に関する。さらに
具体的には、電話回線が通話先に接続された後に、電話
機のダイヤル・キーを操作して通話先に何らかの情報を
伝達する場合に、通話先の装置においてダイヤル情報を
確実に検出することのできる新規なダイヤル検出装置を
提供しようとするものである。

【０００２】

【従来の技術】公衆電話回線に接続されたセンター装置
に音声案内装置とダイヤル信号受信装置を備え、公衆電
話回線側から電話着信があると音声案内を行い会員番号
および商品番号の入力を促し、会員が数値データをダイ
ヤル・キーにより入力すると該当商品の確認を行い受注
するといった通信販売サービスがある。またこれと類似
の形態で、チケット予約あるいは金融情報の配信を行う
といったサービスもある。さらに留守番電話に記憶され
た内容を遠隔地の電話機から制御し再生するといったリ
モート・コントロール、あるいはＰＢＸの内線電話を選
択するダイヤル・インなども広く行われている。

【０００３】これらの制御を行うための数値データ入力
は、電話機に備わっているダイヤル・キーを用いるのが
一般的である。専用の入力手段を用いないで電話機に付
属のキーを入力手段として用いることにより、低廉かつ
汎用的な入力が行えるからである。

【０００４】ダイヤル・キー情報を伝える手段としてＰ
Ｂ（プッシュ・ボタン）信号方式とパルス方式がある。
ダイヤル・キー情報を用いるサービス等を実現するには
ＰＢ信号方式の方が都合が良い。公衆回線の中継系の回
路における直流制限に影響されることなく電話回線に許
容された周波数帯域を用いて確実に情報の伝達ができる
からである。ダイヤルの本来の目的は市内加入者交換機
に宛先の番号を知らせることにあるから、この本来の目
的に関する限りにおいては、いずれの方式を用いても同
じであり、多くの家庭ではパルス式加入回線に加入して
いる。

【０００５】ダイヤル・キー情報を用いるサービスは広
範囲にわたる会員がなければ経済的効果を得にくい。パ
ルス式加入回線の電話機からダイヤル・キー情報の入力
が可能であれば広範囲の会員の参加を期待できるが、中
継系の回路における直流をカットして周波数帯域３００
〜３．４ｋＨｚの電話信号を通すという直流制限がある
ために直流をオン・オフするダイヤル・パルスの検出は
容易ではなく、ダイヤル・キー情報の利用範囲を限定せ
ざるを得なかった。

【０００６】中継系通過後の直流成分をもたないダイヤ
ル・パルス波形の検出が容易でない理由は以下の通りで
ある。

【０００７】第１にダイヤル・パルス波形は、速度が１
０ｐｐｓあるいは２０ｐｐｓでメイク率が３０％である
こと以外に音声信号や回線雑音から区別する特徴がな
い。

【０００８】第２にダイヤル“１”あるいはダイヤル
“２”を表わすダイヤル・パルス波形は単発波形あるい
はそれに近い波形であるため、同調フィルタ等による周
期性を特徴とした検出ができない。

【０００９】第３に電話回線を伝わったダイヤル・パル
ス波形の受信レベルは−１０ｄＢｍ〜−４０ｄＢｍと大
きく変動するが、受信される信号が音声波形かダイヤル
・パルス波形か不明である状況では利得制御をかけるこ
とができず安定した検出ができない。

【００１０】第４に回転ダイヤル式電話機ではダイヤル
・ミュート（ダイヤル発信者の受話器からガリガリとい
う耳障りな大きなダイヤル発信音を出さないようにする
こと）を行っているため、ミュート開始時点と終了時点
すなわちダイヤル・パルス波形の前と後ろにダイヤル・
パルス波形に良く似たパルス波形が発生するので誤検出
し易い。

【００１１】第５に音声信号中にも稀ではあるがダイヤ
ル・パルス波形に似た信号が含まれ、ダイヤル“１”を
表わすダイヤル・パルス波形と誤認識する可能性があ
る。

【００１２】第６にダイヤル・パルス波形は電話機，市
内加入者交換機，中継系の組合せにより様々な波形形状
を呈するため、予め波形形状を予定して波形を区別する
方法がとれない。

【００１３】このような種々の問題を解決するためのダ
イヤル・パルス波形の比較的有力な検出法として波形を
学習する方法がある。これはダイヤル受信の初期期間に
何んらかの方法でダイヤル・パルス波形であることを検
出し、その時点における波形の特徴を記憶し、その後は
その特徴を用いて認識を行う方法である。この方法によ
れば波形振幅も含め波形に関する多くの特徴を認識に用
いることができるから、周期性のあるダイヤル・パルス
波形はもとよりダイヤル“１”の認識についても認識率
を向上できる。ただし、この方法ではダイヤル・パルス
波形の特徴を記憶するのに多くのメモリが必要となるの
に加え、記憶内容が多いほど記憶情報と後続ダイヤル・
パルス波形の特徴を表わす情報との比較認識に必要とな
る処理量が多くなり、リアル・タイムでの認識が難しく
なるという問題がある。また前記初期期間において、ダ
イヤル・パルス波形であることの検出に失敗すると以降
の認識が全く行えなくなるという危険性を持っている。

【００１４】特開平２−２３１８５６号では、この危険
性を少なくするために、初期の学習用ダイヤル・パルス
波形として継続時間が長く検出し易いダイヤル“０”お
よび“２”をサンプル・パルス信号列として用いてい
た。受信側では数値が予めわかっているので周期、受信
レベルあるいはミュート・パルスの存在等の波形情報を
時間テンプレートや振幅テンプレートを用いて収拾して
いる。しかし、最初のダイヤルを受信側で既知な数値に
限定することは、各種のサービス等での番号計画の自由
度に制限を加えることになるため改善が望まれている。
また、この種の装置では認識率が１００％に限りなく近
いとの仮定のもとにセンター装置に情報を渡していた
が、実際の電話回線は極めて多くの伝達特性を呈し、予
測範囲を越える形状のダイヤル・パルス波形を受信する
可能性がある。したがって認識の限界を越えた場合には
センター装置に報知することが要求される。

【００１５】また、センター装置が公衆電話回線側の利
用者に音声案内によりダイヤルをうながすといった利用
形態では、ダイヤル検出装置内の２線４線変換部で音声
案内の信号が回り込みダイヤル・パルス波形に重畳する
ために、音声案内中にはダイヤル・パルスの検出ができ
なかった。このため、センター装置は音声案内にて事前
に確認音の後にダイヤルをするよう利用者に伝え、音声
案内の最後に確認音を出し無音期間にダイヤル・パルス
の検出を行っていた。しかしながら、何度も利用する人
には音声案内の内容が事前に解っているので、実際に確
認音を聞くまでダイヤルするのを待たされることにな
る。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】本発明が解決しようと
する課題を列挙すると、第１は通信開始後の最初のダイ
ヤル・パルス波形を確実に検出することであり、第２は
通信開始後の最初のダイヤル数値が未知であっても確実
に検出することであり、第３は記憶すべきダイヤル・パ
ルス波形情報を少なくしてメモリおよび処理量の削減を
図ることであり、第４は先頭桁に続く後続桁において孤
立ダイヤル・パルス波形を確実に認識することであり、
第５はダイヤル・ミュート波形が付随しているようなダ
イヤル・パルス波形であってもそれを除外し正確な認識
を行うことにあり、第６は電話回線の状況により認識が
不確実になるダイヤル・パルス波形を検出しダイヤル信
号の受信先であるセンター装置に知らせることにあり、
第７はＰＢ信号あるいは音声信号を誤認識しないために
防御手段を講じることにあり、第８は受信レベルに依存
しないダイヤル検出を行うことにある。第９は音声案内
中にもかかわらずダイヤル検出を行うことにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明による装置は、音
声の波形整形を行わないかつ第１ホルマントに相当する
成分を減衰させる高域通過フィルタと高域通過フィルタ
出力を整流し信号帯域を直流側にシフトさせる絶対値演
算部とサンプル数を少なくするための間引き処理部とダ
イヤル・パルス波形に重畳した音声を除去する音声除去
部とを含む前処理部と、受信レベルに依存しない差分演
算により周期性を調べダイヤル・パルス波形であること
を検出し、平均値のまわりの変化分を演算することによ
りＰＢ信号等を排除し、波形の周期および先端および終
端を求め区分することによりダイヤル数値を認識し、異
常波形であったらその旨を報知し、さらに波形および波
形の特徴を求め記憶する先頭桁ダイヤル検出部と、先頭
桁ダイヤル検出部に記憶されたダイヤル・パルス波形お
よび波形情報をもとに後続桁のダイヤル・パルス波形を
検出し、検出されたダイヤル・パルス波形からミュート
波形等を除去しダイヤル数値を認識する後続桁ダイヤル
検出部と、認識したダイヤル数値あるいは異常波形情報
をＰＢ信号に変換して後段の音声案内装置等のシステム
に伝達するＰＢ信号送出部とにより主要な部分が構成さ
れている。

【００１８】

【作用】本発明による装置の作用を以下に列挙する。

【００１９】第１に音声の主要なエネルギー成分である
第１ホルマントに相当する周波数成分を高域通過フィル
タにより減衰させ、さらにダイヤル・パルス波形の周期
性を差分演算により選別検出するようにしたので、音声
あるいは回線雑音を誤検出することなく、ダイヤル・パ
ルス波形を検出できる。

【００２０】第２に差分演算による波形選別は一定数以
上のダイヤル・パルス波形の繰り返しがあれば可能であ
るから、先頭桁のダイヤル数値が既知でなくてもダイヤ
ル・パルス波形の検出ができる。

【００２１】第３に前処理部において整流することによ
りダイヤル・パルス波形の周波数成分を電話帯域から直
流近傍の帯域に移行させ、さらに間引き処理によりサン
プリング周波数を低下させたから、ダイヤル・パルス波
形の記憶を少ないメモリによって実現できるとともに実
時間での処理が可能になる。

【００２２】第４に先頭桁ダイヤル・パルス波形および
波形情報を用いて後続桁を検出するようにしたから、後
続桁のダイヤル・パルス波形には周期性を要求せず、孤
立ダイヤル・パルス波形の検出ができる。

【００２３】第５に先頭桁ダイヤル認識あるいは後続桁
ダイヤル認識においてミュート波形の除外判定を行うよ
うにしたので正確なダイヤル数値の認識ができる。

【００２４】第６に先頭桁ダイヤル・パルス波形の検出
後に異常波形の判断を行うようにしたから、不正確な認
識結果を出力しないようにできる。

【００２５】第７に先頭桁ダイヤル検出部では波形の平
均値と比較した値の変化分を判定し、後続桁ダイヤル・
パルス波形の検出では先頭桁ダイヤル検出部において記
憶された波形情報をもとに検出するようにしたから、Ｐ
Ｂ信号あるいは音声信号の誤検出を防止できる。

【００２６】第８に差分演算時に正規化することによ
り、ダイヤル・パルス波形の受信レベルには依存しない
検出が可能になる。

【００２７】第９に、ダイヤル検出装置内の２線４線変
換部で音声案内によって回り込む音声を除去するように
したので、音声案内中にもダイヤル・パルス波形の検出
を行うことができる。

【００２８】

【実施例】図１には本発明の一実施例の回路構成を示し
ている。２１はダイヤル信号あるいは音声信号を伝える
電話回線であり、１は電話回線の直流ループの閉結およ
び送信信号２３と受信信号２２を分離するための２線４
線変換を行う電話回線インタフェースであり、２はアナ
ログ信号を８ｋＨｚでサンプリングしデジタル信号に変
換するＡＤ変換回路であり、３は８ｋＨｚサンプリング
信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換回路であり、４
は電話回線インタフェース１内の２線４線変換部の不平
衡が原因で生じる受信信号２２への送信信号２３の回り
込み、すなわちエコーを低減するためデジタル処理によ
り送信信号２５から作成したエコー・レプリカで受信信
号２４に含まれるエコー成分を打ち消し受信信号２６と
して出力するエコー・キャンセラである。

【００２９】５は高域通過フィルタ処理および演算回数
の削減、記憶すべき情報削減のための間引き処理を行う
ダイヤル・パルス波形の前処理部であり、２７は２０ｐ
ｐｓダイヤル・パルス波形検出用のサンプル信号と１０
ｐｐｓダイヤル・パルス波形検出用のサンプル信号の２
つの信号からなる低速サンプル信号であり、６は通信開
始直後の最初のダイヤル・パルス波形を検出しダイヤル
・パルス数の認識および波形の特徴抽出、波形の記憶を
行う先頭桁ダイヤル検出部であり、７は先頭桁ダイヤル
検出部６により得られた情報を用いて２桁目以降のダイ
ヤル・パルスを検出する後続桁ダイヤル検出部であり、
２８は先頭桁ダイヤル検出部６で認識された先頭桁ダイ
ヤル数値情報であり、２９は後続桁ダイヤル検出部７で
認識された後続桁ダイヤル数値情報であり、８は先頭桁
ダイヤル数値および後続桁ダイヤル数値情報２８，２９
をＰＢ信号によりダイヤル信号３０に変換するＰＢ信号
送出部である。

【００３０】９はＰＢ信号の送出時に受信信号を止めＰ
Ｂ信号を出力するスイッチ（ＳＷ）であり、１０は受信
信号あるいはＰＢ信号を８ｋＨｚサンプリング信号から
アナログの受信信号３１に変換するＤＡ変換器であり、
１１はアナログ送信信号３２を８ｋＨｚでサンプリング
しデジタル信号に変換するＡＤ変換器であり、３３はダ
イヤル信号を用いてサービスを行うシステムとの間を結
ぶ電話線相当のシステム信号線であり、１２は送信信号
３２と受信信号３１の４線２線変換あるいはシステムへ
の直流供給、直流ループ閉結検出を行うシステム回線イ
ンタフェースであり、３４はシステム回線インタフェー
ス１２内での直流ループ閉結情報である。直流ループ閉
結情報３４は、また、直流ループ閉結時において信号処
理部５および先頭桁ダイヤル検出部６と後続桁ダイヤル
検出部７とＰＢ信号送出部８を初期化後ダイヤル・パル
ス波形の検出を行い、直流ループ開放時にダイヤル・パ
ルス検出を停止するための制御情報としても用いられ
る。

【００３１】図１において、エコー・キャンセラ４と前
処理部５およびＰＢ信号送出部８は電話帯域（３００〜
３．４ｋＨｚ）の信号処理であるため８ｋＨｚサンプル
速度で信号を処理する必要があるが、先頭桁ダイヤル検
出部６と後続桁ダイヤル検出部７は前処理部５によって
低速化した低速サンプル信号２７の処理であるから、８
ｋＨｚサンプル信号と混在させたプログラムで処理する
のは効率が悪い。したがって、本発明の一実施例では前
処理部５，先頭桁ダイヤル検出部６，後続桁ダイヤル検
出部７とＰＢ信号送出部８の機能をプログラムに従って
実現するＤＳＰ（デジタル信号処理プロセッサ）を８ｋ
Ｈｚサンプル用と低速サンプル用の２種類に分けてい
る。

【００３２】８ｋＨｚサンプル用ＤＳＰでは１サンプル
１２５μｓを時間分割しエコー・キャンセラ信号処理、
ダイヤル・パルス波形の前処理およびＰＢ信号の発生を
行う。低速サンプル用ＤＳＰは処理シーケンスを先頭桁
ダイヤル検出段階と後続桁ダイヤル検出段階の２つに分
けて処理する。２つのＤＳＰ間では低速サンプル信号の
入出力をシリアル転送で行い、ダイヤル認識結果である
先頭および後続桁ダイヤル数値情報２８，２９の伝達は
８ビット・パラレル転送で行う。本発明の実施例はこの
ように２つのＤＳＰを用いて実現した場合の一実施例に
もとづいて説明しているが、高速演算処理が可能なＤＳ
Ｐを用いれば２つに分離する必要はない。

【００３３】なお、本発明の一実施例では５１２ワード
のデータＲＡＭを備えたＤＳＰであれば処理を実現でき
るようＲＡＭの繰り返し利用を図っている。また図１に
おいて、ダイヤル数値認識後の先頭および後続桁ダイヤ
ル数値情報２８，２９はＰＢ信号に変換しシステム信号
線３３によりシステムに伝達しているが、これ以外の方
法として先頭および後続桁ダイヤル数値情報２８，２９
をＲＳ２３２Ｃ等のインタフェースを用いてシステムに
伝達してもよい。

【００３４】図２には、前処理部５の詳細な回路構成が
示されている。２６は８ｋＨｚでサンプリングされエコ
ーが除かれた受信信号である。４１は高域通過フィルタ
（ＨＰＦ）であり、ダイヤル・パルス検出を行うに当っ
て妨害信号となる音声信号の中で電力的に大きな第１ホ
ルマントを減衰させる目的と、さらに電話回線の低域遮
断周波数（約３００Ｈｚ）付近の群遅延歪のために生ず
るリンギングを除去する目的を兼ねている。

【００３５】図３には高域通過フィルタ４１および絶対
値演算部４２の作用を説明するための波形図が示されて
いる。同図は帯域制限によりダイヤル・パルスのメーク
期間の前後で生ずるダイヤル・パルス波形を示してお
り、同図（ａ１）は受信信号２６の波形が、（ａ２）に
は（ａ１）に示した波形から直接に絶対値をとった場
合、同図（ｂ１）は受信信号２６を高域通過フィルタ４
１に通した後に得られる波形を、（ｂ２）には（ｂ１）
に示した波形から絶対値演算部４２において絶対値をと
った場合を示している。リンギングが存在する同図（ａ
１）（ａ２）の場合、等価的に応答の遅い伝達系を通し
たことになり、パルス間の境界がつけにくいが、リンギ
ングが抑圧された同図（ｂ１），（ｂ２）の場合はパル
ス間の境界が明確になる。

【００３６】高域通過フィルタ４１の遮断周波数は、音
声信号の第１ホルマントおよび電話回線２１の低域遮断
周波数（３００Ｈｚ）近傍の成分を減衰させる目的から
６００Ｈｚ程度に選ぶのがよく、また高域通過フィルタ
４１の遮断域において群遅延歪を発生させないために高
域通過フィルタ４１の位相特性は直線でなければならな
い。直線位相特性のフィルタはＦＩＲフィルタのタップ
係数を対称に選ぶことにより容易に実現される。絶対値
演算部４２は受信信号の占有帯域を低域側に移すために
直流を含んだ低域に信号帯域を移しており、それにより
以下に説明する間引き処理が可能になる。

【００３７】４３ａおよび４３ｂは間引きを行う前に必
要な低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、４３ａは２０
ｐｐｓダイヤル・パルス波形用、４３ｂは１０ｐｐｓダ
イヤル・パルス波形用である。低域通過フィルタ４３
ａ，ｂの遮断周波数について説明する。絶対値演算後の
信号はダイヤル・パルスの基本速度（２０ｐｐｓまたは
１０ｐｐｓ）と同一周期であるが、２０ｐｐｓと１０ｐ
ｐｓダイヤル・パルス波形ではメーク期間とブレーク期
間が異なること、あるいは電話回線の発信者側の加入者
回路によって波形クリップ等が原因してブレーク期間や
メーク期間の中間部分でもパルス波形が生じる場合があ
るため、周波数帯域としては基本周期の５倍程度は必要
である。

【００３８】したがって２０ｐｐｓダイヤル・パルス波
形に対しては１００Ｈｚ程度、１０ｐｐｓダイヤル・パ
ルス波形に対しては５０Ｈｚ程度が低域通過フィルタ４
３ａ，ｂの遮断周波数となる。本発明の実施例では２０
ｐｐｓおよび１０ｐｐｓに対する低域通過フィルタ４３
ａ，ｂの遮断周波数を１２５Ｈｚおよび６２．５Ｈｚに
選んでいる。低域通過フィルタ４３ａ，ｂは高域通過フ
ィルタ４１と同様に直線位相特性でなければならないの
で、対称なＦＩＲフィルタで構成する。

【００３９】４４ａおよび４４ｂは間引き処理を行いサ
ンプル速度を低速化する間引処理部であり、４４ａは２
０ｐｐｓダイヤル・パルス波形用、４４ｂは１０ｐｐｓ
ダイヤル・パルス波形用である。間引き後のサンプル速
度について説明する。間引き後のサンプル周波数は低域
通過フィルタ４３ａ，４３ｂの遮断周波数の２倍以上で
あれば良いということは標本化定理の教えるところであ
るが、本発明の実施例ではパルス波形間の差分演算によ
りダイヤル・パルスの基本速度（周期）を検出する必要
があり、時間分解能が問題となる。サンプル周期に等し
く、分解能を向上させるためにはサンプル周波数を上げ
ることになる。

【００４０】サンプル周波数を極力低くし分解能を確保
するために、本発明の実施例では間引き後のサンプル周
波数を低域通過フィルタ４３ａ，４３ｂの遮断周波数の
４倍に選ぶ。すなわち間引処理部４４ａでは５００Ｈｚ
サンプル信号を得るために８ｋＨｚサンプル信号から１
６サンプル毎に１サンプルを抜き出し低速サンプル信号
２７ａを出力する。また間引処理部４４ｂでは２５０Ｈ
ｚサンプル信号を得るために８ｋＨｚサンプル信号から
３２サンプル毎に１サンプルを抜き出し低速サンプル信
号２７ｂを出力する。以上説明したように本発明では絶
対値演算および間引き処理によりサンプル周波数を２０
ｐｐｓ用で８ｋＨｚの１／１６、１０ｐｐｓ用では１／
３２に下げ、以降の処理における演算量および記憶量の
大幅な削減を図っている。

【００４１】４５ａ，４５ｂは音声除去部であり、ダイ
ヤル・パルス検出を行うに当って妨害となる電話回線イ
ンタフェース１に含まれている２線４線変換部での回り
込みによって重畳した音声信号を除去する。音声案内を
システムからシステム信号線３３を介して流し、電話の
利用者にダイヤルをうながす用途などでは音声案内中の
ダイヤル・パルス検出を必要とする。

【００４２】このとき、エコー・キャンセラ４で除去し
きれないで送信信号２５側から受信信号２６側へ回り込
む音声信号がダイヤル・パルス波形に重畳しダイヤル・
パルス検出の妨害となる。音声除去部４５ａ，４５ｂの
入力である低速サンプル信号４６ａ，４６ｂはすでに絶
対値演算部４２で絶対値をとり低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）４３ａ，４３ｂを通しているので電力を表わす波形
になっている。音声信号の平均電力はダイヤル・パルス
信号の平均電力に比べて時間に対する電力変動が緩やか
であるので、この特徴を利用し低速サンプル信号を高域
通過フィルタを通して音声信号電力部分のみを除去する
ことができる。

【００４３】図４および図５は、同じ回路構成で示すこ
とのできる音声除去部４５ａ，４５ｂのうちの一方の回
路構成と音声除去部４５ａ，４５ｂの作用を説明するた
めの波形を示している。

【００４４】図５（ａ）は音声除去部４５の入力信号と
なる低速サンプル信号４６で、回り込みによる緩やかに
変化する音声信号の電力に重畳したダイヤル・パルス波
形を示している。

【００４５】高域通過フィルタ（ＨＰＦ）５１は、緩や
かに変化する音声信号の電力である低周波成分を除去し
て図５（ｂ）の信号５４を出力する。高域通過フィルタ
（ＨＰＦ）５１の遮断周波数はダイヤル・パルス波形は
通過させ、音声電力波形を減衰させる目的から、２０ｐ
ｐｓの場合は１０Ｈｚ、１０ｐｐｓの場合は５Ｈｚ程度
に遮断周波数を選ぶのがよく、また高域通過フィルタ
（ＨＰＦ）４１と同様に直線位相特性でなければならな
いので、対称なＦＩＲフィルタで構成する。ただし、高
域通過フィルタ（ＨＰＦ）５１を通すことにより、図５
（ｂ）の信号５４の波形はダイヤル・パルスの平均電力
も除去されるため破線で示したダイヤル・パルス平均電
力の分だけ負側に振れている。ＤＰ平均電力付加器５２
では、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）５１からの信号５４
から図５（ｂ）の破線で示したダイヤル・パルスの平均
電力を推定し、これを付加する。

【００４６】高域通過フィルタ（ＨＰＦ）５１からの信
号５４はダイヤル・パルス波形の電力波形であるから、
図５（ｂ）に破線で示すような負側に振れる部分はダイ
ヤル・パルスの平均電力を相殺するものであり、波線で
示す負側の包絡線がダイヤル・パルスの平均電力の負の
波形に相当する。ＤＰ電力付加部５２ではこの破線で示
す負側の包絡波形を検出し、これを信号５４に付加して
かさ上げして図５（ｃ）の信号５５の波形を得る。包絡
波形の検出は、たとえば高域通過フィルタ（ＨＰＦ）５
１の出力側の信号５４の正側信号を０にクリップ（半波
整流）させ、移動平均フィルタを通すことによって得ら
れる。

【００４７】ダイヤル・パルスの平均電力付加後の信号
５５で負の値に振れるサンプルは電力波形として不要な
部分であるから、リミッタ５３で０にクリップして図５
（ｄ）の低速サンプル信号２７を得る。

【００４８】図６および図７には先頭桁ダイヤル検出部
６においてダイヤル・パルス波形の存在を検出するまで
の信号処理の流れについて示している。先頭桁ダイヤル
検出動作が開始すると、低速サンプル信号２７ａを周期
２ｍｓで１サンプル入力し（Ｓ１ａ、図６）、または、
低速サンプル信号２７ｂを周期４ｍｓで１サンプル入力
する（Ｓ１ｂ）。図示されてはいないが入力したサンプ
ルはＦＩＦＯ（先入れ先出し）形式のＲＡＭに逐次記憶
される。ＲＡＭには２０ｐｐｓ用と１０ｐｐｓ用があ
り、それぞれ約８基本周期分の波形すなわち２００サン
プルが記憶できるように構成してある。つぎに、信号電
力、すなわち後述の式（３）に示す平均値Ａ(n) の近傍
の変化分Ｖ(n) が所定の値、たとえば−４０ｄＢｍ以上
であるか（Ｓ２Ｙ）を判定する。信号電力が極端に小さ
い場合は、漏話による他回線のダイヤル・パルス波形で
ある可能性が高く、また後述の式（２）の分母のＶ(n)
が０に近くなるため演算に異常をきたすからである。信
号電力が小さい場合は次の低速サンプル信号を待つ（Ｓ
２Ｎ）。

【００４９】つぎに振幅変化が所定の変動幅以上である
か（Ｓ３Ｙ）を判定する。ＰＢダイヤル信号あるいはフ
ァクシミリ手順信号等の信号は波形包絡が一定であり、
後述の式（２）〜（４）で演算すると周期および電力の
条件を満足してしまうからである。本発明の目的の１つ
は波形包絡が一定なＰＢダイヤル信号等には感動せず通
過させ（Ｓ３Ｎ）、振幅変化が所定以上のダイヤル・パ
ルス波形のみを検出するように構成することである。た
とえば、振幅変化は式（３）で求めた変化分Ｖ(n) およ
び式（４）で求めた平均値Ａ(n) を用い、つぎの式
（１）で評価できる。同式でαは０．３程度に選ぶ。 Ｖ(n) ／Ａ(n) ≧α （１）ここでＡ(n)は、式（４）において、現在のサンプル信
号Ｘ(n)よりも１周期Ｔ以前からｉ回目（サンプル番号
ｉ）のサンプルで得たサンプル信号Ｘ(n−T-i)の値（サ
ンプル信号の振幅）の累和を期間Ｔで除したものであ
る。したがって、Ａ(n) は１周期Ｔ以前から現在迄のサ
ンプル信号Ｘの振幅の平均値を表している。式（３）に
おいては、１周期Ｔ以前から現在迄のサンプル信号Ｘの
サンプル毎の振幅が平均値Ａ(n) からどれだけ変化した
かの絶対値の累和を得て、それを１周期Ｔで除してＶ
(n)を得ている。すなわち、Ｖ(n)は１周期Ｔ以前から現
在迄のサンプル信号Ｘの平均値Ａ(n)近傍の変化分を表
している。

【００５０】つぎに差分演算を行う（Ｓ４）。差分演算
時の正規化（式（２）のＶ(n) で除すること）により受
信信号２６のレベルによらない（レベルが変動してもそ
の影響を受けることなく）ダイヤル・パルス波形の存在
検出が可能になる。本発明の実施例では、２０ｐｐｓ用
および１０ｐｐｓ用に、それぞれ５個の周期を準備し差
分演算を行う。５個とした理由はダイヤル・速度が±１
０％の範囲で変動することを考慮し、その変動範囲を覆
うようにしたためで、たとえば２０ｐｐｓのときは基本
速度（周期）検出用に周期２５サンプル（５０ｍｓ）を
当て、短周期側に２４サンプル周期（４８ｍｓ）と２３
サンプル周期（４６ｍｓ）を当て、長周期側に２６サン
プル周期（５２ｍｓ）と２７サンプル周期（５４ｍｓ）
を当てている。

【００５１】これらと一致しない周期（たとえば４９ｍ
ｓ、５１ｍｓ等の中間の周期）のダイヤル・パルスの場
合の差分演算結果（式（２）で求めるｒ(n) ）は原理的
に０にならない。中間の周期のダイヤル・パルス入力の
場合の差分演算結果の劣化は間引き後のサンプリング周
波数に依存するので、この関係についてさらに詳しく説
明する。間引き後のサンプリング周波数を低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ）４３ａ，ｂの遮断周波数の２倍にしたと
き、差分演算での時間分解能は４ｍｓ、同様に４倍のと
き２ｍｓ、８倍のときは１ｍｓとなる。２倍のときは時
間分解能の中間（たとえば４８ｍｓ、５２ｍｓ等）の周
期のダイヤル・パルス入力で差分演算結果（式（２）で
求めるｒ(n) ）は０．６、同様に４倍のときは時間分解
能の中間（たとえば４９ｍｓ、５１ｍｓ等）で差分結果
は０．３、８倍のときは時間分解能の中間（たとえば４
９．５ｍｓ、５０．５ｍｓ等）で０．１５となる。

【００５２】このように間引き後のサンプリング周波数
を上げ時間分解能を細かくすれば、差分演算は良好な結
果が得られるが、同時に処理における演算量も増加す
る。一方、実際に音声を入力し差分演算を行った場合、
間引き後のサンプリング周波数にかかわらず０．４程度
の差分演算結果が得られることがある。本実施例では音
声による誤検出を避け、かつ演算量あるいは記憶量を削
減するという観点から、サンプリング周波数を低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）４３ａ，４３ｂの遮断周波数の４倍
とした。

【００５３】差分演算は、時間的なサンプル位置を示す
サンプル時刻ｎにおける差分をｒ(n) 、検出した周期を
Ｔ、低速サンプル信号をＸ(n) 、平均値の近傍の変化分
をＶ(n) 、平均値をＡ(n) として式（２）〜（４）のよ
うに行う。なお、よく知られている相関関数により周期
性を検出する方法も考えられるが、相関関数では直流分
を多く含む波形の場合に相関値が高くなるため真に観測
したい波形変化をマスクしてしまう。本発明の実施例で
はこの点に鑑み、波形相互の減算により一致程度を測定
する。 ｒ(n) ＝（１／Ｔ）Σ｜｛Ｘ(n-i)−Ｘ(n-T-i)｝／Ｖ(n)｜ （２） Ｖ(n) ＝（１／Ｔ）Σ｜Ｘ(n-T-i)−Ａ(n)｜ （３） Ａ(n) ＝（１／Ｔ）ΣＸ(n-T-i) （４） ここで、式（２）〜（４）のΣはｉ＝０からＴ−１まで
の累和を表わしている。本発明の実施例では検出用の周
期Ｔは２０ｐｐｓ用に５個、１０ｐｐｓ検出用に５個用
意されているので、式（２）〜（４）の演算は、それぞ
れ低速サンプルを入力する度に１０回行う。この式
（２）においては、サンプル番号ｉのサンプル値Ｘ(n-
i) と、丁度１周期Ｔ以前におけるｉ番目のサンプル値
Ｘ(n-T-i) との差を求め、それを平均値近傍の変化分Ｖ
(n) で除して正規化したものの累和をとり、１周期Ｔで
除して、サンプル時刻ｎにおける差分ｒ(n) を得てい
る。すなわち、サンプル値Ｘ(n-i)と、１周期Ｔだけ以
前のサンプル値Ｘ(n-T-i)との差は、同じパルス信号が
周期Ｔで繰り返す場合には、ゼロとなる。してがって、
検出された周期Ｔが適切な値であれば、差分ｒ(n) は小
さな値となる。

【００５４】差分判定では式（２）の差分演算結果ｒ
(n) を用い差分の判定を行う。すなわち１０個の差分演
算結果ｒ(n) のうち最小のものが式（５）の条件を満た
すか（Ｓ５Ｙ）否か（Ｓ５Ｎ）を判定する。式（５）で
βは０．３程度に選ぶ。 ｒ(n) ≦β （５） 実際のダイヤル・パルス波形を用いて式（５）を満たす
までの経過周期を観測すると、４周期以内である。した
がって本発明の実施例の場合、ダイヤル数値が“５”以
上であれば先頭桁ダイヤル・パルス波形を検出できる。
つぎに、ステップＳ５において選ばれた最小のｒ(n) を
示す周期を仮に周期Ｔ_a として記憶する（Ｓ６）。

【００５５】パルス形状測定（Ｓ７）ではダイヤル・パ
ルス波形のパルス形状を測定する。低速サンプル信号２
７ａ，ｂにおいて、ダイヤル・パルス波形は音声波形に
比べ波形が急峻に変化するので、波形的な特徴として用
いることができる。パルス形状測定に当っては、第１に
サンプル時刻ｎから過去の時刻ｎ−２Ｔ_a までの間で最
大振幅となるサンプル点ｂを探し、第２に第１のサンプ
ル点ｂから所定サンプル分過去まで（たとえば２０ｐｐ
ｓ周期の時はｂからｂ−１３まで）の間で最小もしくは
極小になるサンプル点ａを探し、第３に第１のサンプル
点ｂから所定サンプル分未来まで（たとえば２０ｐｐｓ
周期の時はｂからｂ＋１３まで）の間で最小もしくは極
小になるサンプル点ｃを探した後、左波高比Ｈ₁ ＝Ｘ
(a) ／Ｘ(b) 、右波高比Ｈ₂ ＝Ｘ(c) ／Ｘ(b) 、左波形
幅Ｗ₁ ＝ｂ−ａおよび右波形幅Ｗ₂＝ｃ−ｂをパルス形
状として記憶する。ただし、この段階で測定したパルス
形状を以降の波形識別条件として用いると条件的に厳し
すぎるので、波高比には緩和係数を掛けた数値を記憶す
る。

【００５６】つぎに先頭桁ダイヤル検出部６においてダ
イヤル・パルス波形を切り出し認識するまでの信号処理
について説明する。ダイヤル・パルス波形の周期はステ
ップＳ６において判明しているので、２０ｐｐｓ周期な
らば低速サンプル信号２７ａを１０ｐｐｓ周期ならば低
速サンプル信号２７ｂを入力する（Ｓ８、図７）。図示
してはいないがステップＳ８で入力した１サンプルはＦ
ＩＦＯ形式のＲＡＭにステップＳ１ａあるいはＳ１ｂで
入力したサンプルに続けて一体化して記憶される。すな
わち、ステップＳ６において、入力が２０ｐｐｓ周期か
１０ｐｐｓ周期かのいずれであるかすでに判明している
から、ステップＳ７以後の処理は個別に区分せず一体化
して記憶する。

【００５７】この時点でＲＡＭは２０ｐｐｓあるいは１
０ｐｐｓ専用とするため本発明の実施例では１６基本周
期分の波形すなわち４００サンプルを記憶できるよう構
成を変更する。この変更はＲＡＭを管理するポインタの
設定法を変えることにより容易に可能であり、ＤＳＰ内
の限られたＲＡＭ資源を有効に活用することができる。
なお、ダイヤル・パルス波形の記憶容量としては１６基
本周期分の記憶容量は不要で、周期変動を考慮しても１
１基本周期分があればよい。しかし、ダイヤル・パルス
波形には回転ダイヤル電話機でダイヤル・ミュート動作
のＯＮ／ＯＦＦ時に発生するミュート・パルス波形ある
いはダイヤル・パルス波形の直近に存在するパルス状音
声波形が含まれるため、ダイヤル・パルス波形の認識が
行われるまでは余裕を持たせた記憶容量が必要になる。

【００５８】終端判定（Ｓ９）では、ダイヤル・パルス
波形の終了時点を検出する。終了時点はパルス形状を満
足するパルス波形が現われなくなった時点とする。パル
ス形状は所定サンプル数、たとえば１３サンプル過去の
サンプル時点ｎ−１３を中心としてステップＳ７で求め
た値との比較を行うことにより判定する。サンプル時点
ｎ−１３を中心として左右において式（６），（７）を
満たせばパルス波形有り（Ｓ９Ｎ）とする。 Ｘ(n-13-W₁)／Ｘ(n-13)≧Ｈ₁ （６） Ｘ(n-13+W₂)／Ｘ(n-13)≧Ｈ₂ （７） これを、毎低速サンプル信号について行い、所定の時間
（たとえば１．５Ｔ_a ）継続してパルス有りとならない
場合、その時点でパルス波形無しと判断し、低速サンプ
ル信号の入力を停止し、過去に１．５Ｔ_a 遡った時点を
ダイヤル・パルス波形の終端とする（Ｓ９Ｙ）。

【００５９】先端検出動作（Ｓ１０）では、ダイヤル・
パルス波形の先端検出を行う。先端検出に当っては、Ｒ
ＡＭに記憶されている波形の先頭、すなわち本発明の実
施例では終端から４００サンプル前に戻り、ステップＳ
７と同様にパルス形状を測定する。すなわち極大値の探
索を終端より４００−１３サンプル戻った位置から開始
し、極大値を見つけたなら左右１３サンプルについて最
小もしくは極小値を探し、左右波高比、左右波形幅をス
テップＳ７で記憶した値と比較し、最初に条件を満足し
たサンプル点をもって仮に先頭のパルス波形とする。仮
の先頭パルス波形から更に終端側に１．５Ｔ_a の間パル
ス形状を測定し、パルスがあれば真の先頭パルス波形と
する。このことによりダイヤル・パルス波形に接近した
音声波形を先頭パルス波形に誤認する確率が少なくな
る。ダイヤル・パルス波形の先端は先頭パルス波形の左
側の最小もしくは極小値のサンプル点とする。

【００６０】波形区分動作（Ｓ１１）では、ダイヤル・
パルス波形の正確な周期検出と波形の区分を行う。周期
検出は、方形波形とＲＡＭに記憶されているダイヤル・
パルス波形との積和ｓ(t,p) を式（８）で演算し、その
値が最大となるときの方形波形の周期とする。

【００６１】 ｓ(t,p) ＝（１／Ｋ）Σ｛ΣＸ(jt+i+p)＋ΣＸ(jt+i+p)｝ （８） ここで最初のΣはｊ＝０からＫ−１まで、２番目のΣは
ｉ＝０からＬ−１まで、３番目のΣはｉ＝ｔ−Ｌからｔ
−１までの累和を表わしている。式（８）において、ｔ
は周期で本発明の実施例では２３≦ｔ≦２７、ｐはステ
ップＳ１０で求めたダイヤル・パルス波形の先端を０と
した位相値で０≦ｐ＜ｔ、Ｋは先端から終端までのサン
プル数を周期ｔで除し余りを切り捨てた整数値、Ｌは方
形波形を１にする区間のサンプル数で本発明の実施例で
は８、ＸはＲＡＭに記憶されたダイヤル・パルス波形で
ある。ｔおよびｐを順序に従い変化させ全ての組合せに
ついて式（８）を計算し最大となるときのｔおよびｐを
最適な周期Ｔおよび位相Ｐとする。周期についてはステ
ップＳ６で記憶された内容である仮周期Ｔ _a を最適な周
期Ｔに修正する。位相についてはステップＳ１０で求め
た先端サンプル点に位相Ｐを加え改めて先端とする。波
形の区分は先端を０とし周期Ｔで区切ることに等しい。

【００６２】図８にはステップＳ１１の波形区分処理の
様子を式（８）の値が最大となる場合について示してい
る。同図において（ａ）はＲＡＭに記憶されたダイヤル
・パルス波形であり、（ｂ）はＲＡＭに記憶されたダイ
ヤル・パルス波形の周期を有する方形波であり、（ｃ）
は新たな先端サンプル点を０として周期Ｔで波形を区分
したものである。

【００６３】不要波形除外動作（Ｓ１２）では、ミュー
ト・パルス波形あるいはパルス音声波形である不要波形
がダイヤル・パルス波形の近くにある場合にそれを除外
し、ダイヤル数値を認識する。除外対象の範囲は２周期
分とする。すなわちミュート・パルス等があってもせい
ぜい１周期分であり、２周期を検討の対象とすれば十分
である。図８（ａ）の除外判定は先端部と終端部につい
てそれぞれ独立に行う。以下に説明する方法では、１周
期目あるいは２周期目がダイヤル・パルス波形であるな
らば、ブレーク期間の変化時点に相当する位置で、ダイ
ヤル・パルス波形であることが確実である３周期目ある
いは４周期目とほぼ等しい電力が観測されるということ
を利用する。

【００６４】先端部側の除外判定では第１に先端から３
周期目Ｔ₃ および４周期目Ｔ₄ について前側１／３区間
の電力Ｐ_f3，Ｐ_f4を測定し小さい方の値を前側基準電力
Ｐ_fとし、また後側１／３区間の電力Ｐ_b3、Ｐ_b4を測定
し小さい方の値を後側基準電力Ｐ_b とする。第２に１周
期目Ｔ₁ および２周期目Ｔ₂ について前側１／３区間の
電力Ｐ_f1、Ｐ_f2を測定し、また後側１／３区間の電力Ｐ
_b1、Ｐ_b2を測定する。第３に１周期目Ｔ₁ についてＰ_f1
＞γＰ_f 、かつＰ_b1＞γＰ_b であれば、ダイヤル・パル
ス波形とみなし、それ以外は除外とする。γは０．４程
度で選ぶ。第４に１周期目Ｔ₁ が除外された場合に２周
期目Ｔ₂ について１周期目Ｔ₁ と同様な除外判定を行う
（図９参照）。

【００６５】つぎに終端部の除外判定でも先端部と同様
に終端から１周期目と２周期目を除外対象とし、終端か
ら３周期目と４周期目の前側および後側電力をそれぞれ
測定し小さい方を基準電力にし、終端から１周期目およ
び２周期目と比較し、除外するか否かの判定をする。

【００６６】図９はすでに説明したステップＳ１２の動
作において先端部でミュート・パルスを除外する場合の
区分された波形（図８（ｃ））を示しており、除外すべ
きミュート・パルスが１周期目Ｔ₁ にある。前側および
後側基準電力Ｐ_f ，Ｐ_b を３周期目Ｔ₃ および４周期目
Ｔ₄ の波形から測定し、１周期目Ｔ₁ の電力Ｐ_f1，Ｐ_b1
と比較すると、前側のＰ_f1はＰ_f1＞γＰ_f の条件を満足
するが、後側Ｐ_b1はＰ_b1＝０であるからＰ_b1＞γＰ_b の
条件を満足しないため、１周期目Ｔ₁ の波形であるミュ
ート・パルスは除外される（Ｓ１２）。ダイヤル数値
は、ステップＳ１１で判明している不要波形除外前の周
期数（パルス数）からステップＳ１２でダイヤル・パル
ス波形としてカウントしない不要波形を除外したので、
その周期数１を減じた値である。

【００６７】つぎのステップＳ１３では異常波形である
か否かを判断する。すなわち、ダイヤル中に音声が混入
したような場合、あるいは電話回線の状況によりダイヤ
ル・パルス波形が時間的に振幅変動するような場合に
は、ＲＡＭに記憶した波形を基準波形として後続桁の検
出に使用することができない。また認識した先頭桁のダ
イヤル数値自体が信頼に足るものではない。そこで除外
されずに残されたダイヤル・パルス波形について、以下
のように異常波形検出を行う。まず１周期目の前側１／
３区間の電力Ｐ_f 、後側１／３区間の電力Ｐ_b を基準電
力とする。つぎに２周期目以降の前側１／３区間の電力
Ｐ_fx、後側１／３区間の電力Ｐ_bxを 測定し基準電力Ｐ
_f との比較を行う（図９参照）。すなわち４つの比較、 Ｐ_fx＜δ・Ｐ_f Ｐ_fx＞ε・Ｐ_f Ｐ_bx＜δ・Ｐ_b Ｐ_bx＞ε・Ｐ_b を行い、１つでも満足すれば異常波形と見なす。係数
は、たとえば、δ＝０．２、ε＝５を選ぶ。

【００６８】つぎにステップＳ１４では先頭桁ダイヤル
数値情報２８を先頭桁ダイヤル検出部６からＰＢ信号送
出部８に対し出力する。ただし、異常波形として判断さ
れている場合にはダイヤル数値以外の情報、たとえば通
常使用されないダイヤル信号Ｂ（ダイヤル信号には０〜
９の数値の他に、Ｂを含む数種の信号がある。）を出力
する。

【００６９】つぎのステップＳ１５では、１周期サンプ
ル数ｋ、先端側で除外した周期の数ｍ、ステップＳ１１
で求めた先端サンプル点ｐ、ステップＳ１２で認識した
ダイヤル数値をｎとして、新たな先端サンプル点ｐ＋ｍ
・ｋから新たな終端サンプル点ｐ＋ｍ・ｋ＋ｎ・ｋまで
のサンプルをダイヤル・パルス波形として記憶する。さ
らに終端サンプル点から１周期分のサンプルを後尾波形
（図１０参照）として記憶する。後尾波形は後続ダイヤ
ル・パルス波形の認識において孤立波形（ダイヤル１）
の認識確度を上げるために用いる。

【００７０】ステップＳ１５で記憶するダイヤル・パル
ス波形および後尾波形は後続桁認識における基準波形と
して使用されるので、頻繁にＲＡＭから読み出される。
このため所定のＲＡＭアドレスに先端サンプルが記憶さ
れるよう記憶位置を書き換え、アドレス指定が簡単に行
えるようにする。ステップＳ１５で必要な記憶容量は１
１周期分であるから、本発明の実施例では１１×２７サ
ンプルあれば良く、ステップＳ８で波形記憶に用いた４
００サンプルのうち約１００サンプルがこの段階で余
る。これは以降の動作におけるパルス形状あるいは後続
桁サンプル等の記憶に用いることによりＤＳＰ内蔵資源
の有効利用を図る。

【００７１】ステップＳ１６ではステップＳ１５で記憶
された基準波形と後続桁波形の比較の際に必要とする平
均振幅を求め記憶する。平均振幅は基準波形の１周期を
３分割したそれぞれの区間で求める。以降の説明のため
に１周期Ｔの単位で区分された波形を単位波形と呼び、
単位波形を３分割した波形を分割波形と呼ぶことにす
る。前側分割波形の振幅平均の演算式を式（９）、同じ
く中央分割波形を式（１０）、後側分割波形を式（１
１）に示す。

【００７２】 Ｐ_f(k)＝（１／Ｌ）Σ｜Ｘ((k-1)T+i)−Ｖ(k)｜ （９） ここにΣは、ｉ＝０からＬ−１までの累和を表わしてい
る。 Ｐ_c(k)＝（１／８）Σ｜Ｘ((k-1)T+i)−Ｖ(k)｜ （１０） ここにΣは、ｉ＝ＬからＬ＋７までの累和を表わしてい
る。 Ｐ_b(k)＝（１／Ｍ）Σ｜Ｘ((k-1)T+i)−Ｖ(k)｜ （１１） ここにΣは、ｉ＝Ｌ＋８からＴ−１までの累和を表わし
ている。式（９）〜（１１）においてｋは先頭の単位波
形を１とし上限が認識したダイヤル数値に１を加えた値
となる単位波形の連番、Ｌ＝（Ｔ−８）／２（小数点以
下切り捨て）、Ｍ＝Ｔ−Ｌ−８、Ｔは周期、Ｘは基準波
形、Ｖ(k) は式（１２）に示す１周期の平均値である。
中央の平均区間長を８としたのは本発明の実施例で約１
／３周期に相当するからである。 Ｖ(k)＝（１／Ｔ）ΣＸ((k-1)T+i) （１２） ここにΣは、ｉ＝０からＴ−１までの累和を表わしてい
る。

【００７３】図１０は先頭桁ダイヤル検出部６のパルス
形状測定動作を示した波形図である。ステップＳ１７
（図７）では基準波形（周期Ｔ₁ 〜Ｔ₆ ）のなかの３つ
の部分のパルス形状を測定し記憶する。

【００７４】第１に周期Ｔ₁ に存在する先頭の単位波形
の前側分割波形のピーク（時点ｂ₁）を中心に左波形幅
Ｗ₃ 、左波高比Ｈ₃ 、右波形幅Ｗ₄ 、右波高比Ｈ₄ を求
める。ここで左波高比Ｈ₃ は時点ａ₁ の振幅Ｘ(a₁)を時
点ｂ₁ の振幅Ｘ(b₁)、すなわち、ピークの振幅で除した
値であるから、 Ｈ₃ ＝Ｘ(a₁)／Ｘ(b₁) となる。右波高比Ｈ₄ も時点ｃ₁ の振幅Ｘ(c₁) を用い
て同様に Ｈ₄ ＝Ｘ(c₁)／Ｘ(b₁) となる。

【００７５】第２に周期Ｔ₂ 以降周期Ｔ₆ の終端までの
各周期内の前側分割波形のなかで最も大きいピーク値
（時点ｂ₆ ）を中心に左波形幅Ｗ₅ 、左波高比Ｈ₅ 、右
波形幅Ｗ₆ 、右波高比Ｈ₆ を求める。

【００７６】第３に周期Ｔ₂ 以降周期Ｔ₆ の終端までの
各周期内の後側分割波形のなかで最も大きいピーク値
（時点ｂ₃ ）を中心に左波形幅Ｗ₇ 、左波高比Ｈ₇ 、右
波形幅Ｗ₈ 、右波高比Ｈ₈ を求める。

【００７７】ここで、Ｈ₅ 〜Ｈ₈ は時点ａ₆ ，ｂ₆ ，ｃ
₆ ，ａ₃ ，ｂ₃ ，ｃ₃ の各振幅Ｘ(a₆) ，Ｘ(b₆) ，Ｘ(c
₆) ，Ｘ(a₃) ，Ｘ(b₃) ，Ｘ(c₃)を用いて Ｈ₅ ＝Ｘ(a₆)／Ｘ(b₆) Ｈ₆ ＝Ｘ(c₆)／Ｘ(b₆) Ｈ₇ ＝Ｘ(a₃)／Ｘ(b₃) Ｈ₈ ＝Ｘ(c₃)／Ｘ(b₃) となる。

【００７８】測定部分を３箇所とした理由は、先頭パル
ス波形（図１０のＴ₁ ）は過渡応答のため以降のパルス
形状とは異なること、前側分割波形と後側分割波形は応
答特性が異なるためそれぞれの代表、すなわち前側分割
波形のうちの最大部分（図１０のＴ₆ ）と後側分割波形
のうちの最大部分（図１０のＴ₃ ）が必要になることに
よる。なお、代表を最大ピーク部分としたのは選び易い
からである。波高比ＨはステップＳ７の処理において説
明した通り、このままの数値を判定条件としたのでは厳
しすぎるので緩和係数を掛けた値に修正する。

【００７９】ステップＳ１８では基準波形の終端に続く
１周期分の後尾波形（図１０）を後続桁認識時に比較対
象とすべきか否かを判断する。ステップＳ１２で波形の
終端側において不要波形を除外したときで、かつ基準波
形の終端直前の単位波形の１周期電力（図１０の周期Ｔ
₆ の電力）に比べ後尾波形電力（図１０）が所定以上
（たとえば−６ｄＢ以上）あれば、後尾波形をミュート
・パルスとみなして後続桁認識での後尾波形比較を可能
にする。

【００８０】なおステップＳ１０〜Ｓ１８の信号処理中
は、先頭ダイヤルと２番目のダイヤルの桁間に相当する
無音信号期間であり、その桁間は２０ｐｐｓダイヤル・
パルス波形の場合４５０ｍｓ以上、１０ｐｐｓダイヤル
・パルス波形の場合６００ｍｓ以上の桁間時間がある。
したがって、ステップＳ１０〜Ｓ１８の処理は低速サン
プル信号２７の入力を停止し、４００ｍｓ以内に処理を
終了すればよい。

【００８１】つぎに図１１および図１２を用いて後続桁
認識において１周期目を検出するまでの処理を説明す
る。ステップＳ１９では低速サンプル信号２７ａ，２７
ｂを１サンプル入力する。入力サンプルは図示してはい
ないＦＩＦＯ形式のＲＡＭに記憶される。記憶容量は、
最長周期２７サンプルに左右のパルス形状を測定するた
めの１３サンプルを加えた、５３サンプルである。ステ
ップＳ２０では基本波形と入力波形との比較を行う。比
較は前側分割波形、中央分割波形、後側分割波形の３部
分に対して独立に行う。このための差分演算を式（１
３）〜（１５）に示す。

【００８２】 Ｅ_f(k) ＝（１／Ｌ）Σ［｜Ｙ(n-12-T+i)−Ｘ((k-1)T+i)｜］／Ｐ_f(k) （１３） ここでΣは、ｉ＝０からＬ−１までの累和を表わしてい
る。 Ｅ_c(k) ＝（１／８）Σ［｜Ｙ(n-12-T+i)−Ｘ((k-1)T+i)｜］／Ｐ_c(k) （１４） ここでΣは、ｉ＝ＬからＬ＋７までの累和を表わしてい
る。 Ｅ_b(k) ＝（１／Ｍ）Σ［｜Ｙ(n-12-T+i)−Ｘ((k-1)T+i)｜］／Ｐ_b(k) （１５） ここでΣは、ｉ＝Ｌ＋８からＴ−１までの累和を表わし
ている。

【００８３】式（１３）〜（１５）で、ｎは現在のサン
プル時刻（サンプル位置）を表わし、Ｌ、Ｍ、Ｔおよび
ＸはステップＳ１６でのそれらと同じであり、Ｙはステ
ップＳ１９で入力し記憶した波形であり、Ｐ_f(k)、Ｐ
_c(k)およびＰ_b(k)はステップＳ１６で記憶した分割波形
の振幅平均である。ｋはステップＳ１６でのｋと同じ連
番であるが、上限値はそれから１を減じた値である。Ｙ
のポインタ式の中の１２はパルス形状測定をする都合に
よるもので、後側分割波形のピーク値から右側のサンプ
ル値を知るためである。比較演算の終了後、Ｅ_f(k)の中
で最小の値を選択し、それを最小値Ｅ_f 、同じくＥ_c(k)
について最小値Ｅ_c 、Ｅ_b(k)について最小値Ｅ_b とし、
差分値ｒ(n) を式（１６）に示すように３者の平均値と
して求める。 ｒ(n) ＝（Ｅ_f ＋Ｅ_c ＋Ｅ_b ）／３ （１６）

【００８４】このような差分演算を行う理由を説明す
る。通常はダイヤル・パルス波形と後続ダイヤル・パル
ス波形は極めて類似しているので、１周期単位で比較す
れば後続ダイヤル・パルス波形を検出し音声波形等は排
除できる。しかし稀に先端波形が先頭ダイヤル・パルス
波形のそれと異なること、あるいは先頭ダイヤル・パル
ス波形の波形数が後続の波形数より少ない場合、たとえ
ば先頭桁が“５”で後続桁が“０”の場合には先頭桁か
ら作成した基準波形には存在しないパルス波形が後続桁
のパルス波形には含まれることがあり、１周期単位の比
較では条件が厳し過ぎてしまうため、後続ダイヤル・パ
ルス波形を検出できずに見過ごしてしまう。これを解決
する簡単な方法は、差分演算結果の判定基準を緩めるこ
とであるが、音声波形等に対する防御が緩くなってしま
う。そこで本発明の実施例では、１周期Ｔの中を３分割
し分割波形単位で比較できるようにし（図９参照）、分
割波形の組み合わせで成る合成１周期波形が比較対象と
なるようにした。このように基準となるパルス波形の特
徴を温存しながら、数多くの基準波形を作ることにより
後続桁のパルス波形を見過ごすことがなくなる。

【００８５】ステップＳ２１では差分判定を行う。すな
わちステップＳ２０で求めた差分値ｒ(n) がζ以下なら
一致しているとして新たなステップに進み（Ｓ２１
Ｙ）、そうでなければ次のサンプル入力を行う（Ｓ２１
Ｎ）。このとき、ζは０．５程度に選ぶ。ステップＳ２
２では音声波形等が差分判定をすり抜けた場合に、その
音声波形等を排除するためにパルス形状を測定し判定す
る。ＲＡＭには２周期分の波形記憶容量があるので前側
分割波形の左側に１３サンプル、後側分割波形の右側に
１３サンプル記憶されるから、パルス形状を測定するこ
とができる（図９参照）。前側分割波形のピーク値（位
置をＰ₁ （図１０のｂ₁ に対応））および後側分割波形
のピーク値（位置をＰ₂ （図１０のｂ₃ に対応））を探
し、それを中心にして、ステップＳ１７で記憶したパル
ス形状と比較する。

【００８６】すなわち式（１７）〜（２０）を満たせ
ば、ダイヤル・パルス波形と判定する。 Ｙ(P₁-W₃)／Ｙ(P₁)≧Ｈ₃ （１７） Ｙ(P₁-W₄)／Ｙ(P₁)≧Ｈ₄ （１８） Ｙ(P₂-W₇)／Ｙ(P₂)≧Ｈ₇ （１９） Ｙ(P₂-W₈)／Ｙ(P₂)≧Ｈ₈ （２０） これらの式で前側および後側のパルス形状を満たしたと
き、ダイヤル・パルス波形とみなす。

【００８７】ステップＳ２３ではカウンタを初期化す
る。カウンタは単位波形の区分位置で０になり最大１．
２Ｔ（切り上げ整数化、以下同様）までのサンプル数を
カウントする。ただし後続桁の先端検出の場合は特殊
で、ＲＡＭにはすでに差分条件を満足した１周期分の波
形が記憶されているので、周期カウンタの値はダイヤル
・パルス波形とみなした時点で１．０Ｔとする。これは
一時的な決定であり、この後引き続き行われる差分演算
の結果がさらに良い値となった場合には、その時点で再
修正する。

【００８８】ステップＳ２４（図１２）ではステップＳ
１９と同様に１サンプルを入力する。ステップＳ２５で
はカウンタをインクリメントする。ステップＳ２６では
ステップＳ２０と同様の差分演算を行う。ステップＳ２
７では１つ前のサンプルでの差分値ｒ(n-1)と現在のサ
ンプルでの差分値ｒ(n)を比べ、 ｒ(n-1)＞ｒ(n) ならば最小差分値Ｒ_v として記憶し、その時のカウンタ
の値を最小差分位置Ｒ_pとして記憶する。ステップＳ２
８ではカウンタの値が１．２ＴであるならばステップＳ
２９に処理を進め（Ｓ２８Ｙ）、それ以下なら差分値を
調べるため次の入力（Ｓ２４）に戻る（Ｓ２８Ｎ）。差
分演算を行う範囲の上限を１．２Ｔとした理由は、先頭
桁ダイヤル検出（Ｓ１１）で求めた周期Ｔに対し、後続
桁ダイヤルの周期がジッタをもつため、ジッタがあって
もダイヤル値の検出を可能とするために、１周期Ｔより
も２割程広い範囲（１．２Ｔ）でダイヤル値の検出をす
る必要があるからである。

【００８９】ステップＳ２９では最小差分位置Ｒ_p を用
いてカウンタを初期化する。すなわち１．２Ｔ−Ｒ_p を
カウンタの値とする。このことにより単位波形の境界位
置がカウンタ値で０になる。ステップＳ３０では最小差
分位置Ｒ_p を終端とする単位波形のパルス形状を測定し
パルス形状値Ｐ_s を決める。測定はステップＳ２２と同
様に行う。つぎに前側分割波形および後側分割波形のい
ずれもがパルスであったとき、Ｐ_s ＝２とし、一方がパ
ルスでなかったとき、Ｐ_s ＝１とし、いずれもパルスで
なかったとき、Ｐ_s ＝０とする。ステップＳ３０におい
てはすでにステップＳ２２でパルス形状が確認されてい
るので、必ずＰ_s ＝２となる。

【００９０】図１３には、ステップＳ２７ないしＳ３０
で求めた最小差分値Ｒ_v , 最小差分位置Ｒ_p およびパル
ス形状値Ｐ_s から尤度（もっともらしさ）を決定する様
子が示されている。ステップＳ３１では、この尤度情報
を測定する。尤度情報は、ダイヤル・パルス波形の終端
検出に用いるもので単位波形を区切る度に測定する。ス
テップＳ３１における尤度情報は先頭の単位波形を検出
した直後であるから２となる。

【００９１】図１４には時点ａで立上がるミュート・パ
ルスが時点ｂからｄまでを周期とする正規なダイヤル・
パルス波形に接近したため、時点ａからｃまでの疑似単
位波形として検出してしまう場合の波形を示している
が、このような場合はステップＳ２４〜Ｓ３１（図１
２）で説明した後続桁の先端検出条件で排除することが
できないので、２周期目の処理において判断する。

【００９２】図１５および図１６には、この２周期目の
処理の動作の流れが示されている。ステップＳ３２、Ｓ
３３ではステップＳ２４、Ｓ２５と同じ処理をする。ス
テップＳ３４では不必要に情報を取り込まないようにす
るために波形を比較する時間範囲の下限をカウンタが越
えるまでは（Ｓ３４Ｎ）、サンプル値の記憶のみを行う
よう制御する。下限値は０．５Ｔであり、これを越える
とステップＳ３５に移行する。ステップＳ３５、Ｓ３６
ではステップＳ２６、Ｓ２７と同様な処理を行い最小差
分値Ｒ_v および最小差分位置Ｒ_p を求める。

【００９３】ステップＳ３７では後尾波形との比較を行
う。比較演算は式（１３）〜（１５）を用い、ステップ
Ｓ１６で用いたｋを後尾波形を示す値、すなわち先頭桁
で認識したダイヤル数値に１を加えた値として行う。そ
の後、３つの演算結果を平均し、その平均値が、たとえ
ば０．３以下ならば後尾波形の比較結果Ｒ_t を１にし、
満足しない場合はＲ_t ＝０とする。ただし、Ｒ_t ＝１で
あるときはこれを０に戻すことはしない。後尾波形の比
較結果はダイヤル“１”のように情報量の少ない波形の
補間情報として終端検出時に利用される。

【００９４】ステップＳ３８ではステップＳ２８と同様
にカウンタ値が１．２Ｔ以下では以前の処理が繰り返さ
れるように制御し（Ｓ３８Ｎ）、カウンタの値が１．２
Ｔであるならば（Ｓ３８Ｙ）ステップＳ３９に進む。

【００９５】ステップＳ３９（図１６）ではミュート・
パルス等の除外判定を行う。すなわち、図１４のミュー
ト・パルスを先端とした場合、２周期目における最小差
分位置がずれることを利用して判定する。ミュート・パ
ルスを先端波形として誤認した場合は、図１４に示すよ
うに時点ａが先端サンプル点となる。２周期目は時点ｃ
を０としてカウントするが、その時点ｃからカウンタが
１．２Ｔとなるサンプル点の間には正規のダイヤル・パ
ルス波形が存在する。このため最小差分位置Ｒ_p は正規
のダイヤル・パルス波形を区切る位置すなわち時点ｄと
なり、正規の先端サンプルとなる時点ｂから計測した値
よりも少なくなる。少なくなる程度はパルス波形幅の時
点ｂとｃの間にほぼ等しく、０．２Ｔ〜０．３Ｔであ
る。したがって、本発明の実施例では最小差分位置Ｒ_p
が０．８以下であれば、ミュート・パルスによる誤検出
と判定する。誤検出と判定し、その波形を除外すべきで
あると決定した場合は（Ｓ３９Ｎ）ステップＳ４０に、
そうでない場合は正規の波形を検出したとして（Ｓ３９
Ｙ）、ステップＳ４１に進む。

【００９６】ステップＳ４０ではカウンタの値を１．２
Ｔ−Ｒ_p に初期化し、ダイヤル数値を１とする。ステッ
プＳ４１ではカウンタの値を１．２Ｔ−Ｒ_p に初期化
し、ダイヤル数値を２とする。ステップＳ４２ではステ
ップＳ３０と同様にパルス形状値Ｐ_s を求める。ステッ
プＳ４３では図１３に従い尤度情報を測定する。尤度情
報は単位波形毎に測定され記憶されるので、ミュート・
パルスの除外が行われた場合には、ステップＳ３１で求
めた尤度情報は廃棄され、このステップＳ４３で求めた
尤度情報が最初の記憶値となる。

【００９７】図１７および図１８には後続桁ダイヤル検
出部７における終端検出、ダイヤル数値認識の３周期目
以降の動作の流れが示されている。３周期目以降の処理
の前半は２周期目処理（図１５，１６）とほぼ同じで、
ステップＳ４４はステップＳ３２、ステップＳ４５はス
テップＳ３３、ステップＳ４６はステップＳ３４、ステ
ップＳ４７はステップＳ３５、ステップＳ４８はステッ
プＳ３６、ステップＳ４９はステップＳ３７、ステップ
Ｓ５０はステップＳ３８、ステップＳ５１はステップＳ
４２、ステップＳ５２はステップＳ４３と同等な処理を
行う。ステップ５３ではカウンタを初期化して、その値
を１．２Ｔ−Ｒ_p に設定する。最小差分値Ｒ_v が０．５
以上となった場合には明確な単位波形区分が行えないの
で１．０Ｔで区分し、カウンタには０．２Ｔを設定す
る。ステップＳ５４ではダイヤル数値をインクリメント
する。ステップＳ５５では終端の判定を行う。終端判定
は尤度情報の並びを基に判断し、図１３に示した直近の
３つの尤度情報の和が１以下であれば終端とする（Ｓ５
５Ｙ）。

【００９８】ダイヤル・パルス波形後尾にミュート・パ
ルスがついていない場合は、尤度情報の並びが“００
０”になった時点が終端（和が０）であり、ミュート・
パルスがついている場合は“１００”、“０１０”、
“００１”のうちの１つ（和が１）になる。３つの尤度
情報の並びで終端を判断する理由は、ダイヤル・パルス
波形の途中にノイズが乗ったような場合に現われる“２
０１”、“１０１”、“１１０”のような並びを許容す
ることにある。２つの尤度情報の並びではこのような判
断はできない。終端と判定されない場合はステップＳ４
４からの動作を繰り返す（Ｓ５５Ｎ）。

【００９９】終端と判定したなら、ステップＳ５６に進
む。ステップＳ５６ではダイヤル数値の決定を行う。ダ
イヤル数値は以前のステップで記憶したダイヤル数値か
ら３を引いた数である。ステップＳ５７ではダイヤル波
形認定を行う。すなわち、ステップＳ１８（図７）にお
いて後尾波形比較が可能と判断されている場合で、後尾
波形比較結果Ｒ_t が１になっている場合にはダイヤル・
パルス波形とみなし、Ｒ_t ＝０の場合はダイヤル・パル
ス波形とみなさずダイヤル数値は廃棄する。ステップＳ
１８において、後尾波形比較が可能とされていない場合
はダイヤル・パルス波形とみなす。このような認識処理
を行うことにより音声信号をダイヤル“１”に誤認識す
る確率が少なくなる。ステップＳ５８ではダイヤル・パ
ルス波形とみなされた場合に、ダイヤル数値をＰＢ信号
送出部８に出力する。以降さらに後続のダイヤル・パル
ス波形を検出するため入力波形を記憶するＲＡＭのクリ
ア等の初期化動作を行った後、ステップＳ１９（図１
１）に戻る。

【０１００】

【発明の効果】本発明によれば以下の効果が生ずる。

【０１０１】第１に先頭桁ダイヤルを複数の周期を用い
た差分演算により検出するようにしたから、検出側にお
いてダイヤル数値が既知でなくてもダイヤル・パルス波
形を検出でき、また受信レベルに依存しない検出が可能
になる。

【０１０２】第２に先頭桁検出においてダイヤル・パル
ス波形検出時のパルス形状を測定しダイヤル・パルス波
形の終端を検出するようにしたから、音声波形等を排除
した終端検出ができる。

【０１０３】第３に先頭桁検出において矩形波形との積
和演算により単位波形を正確に区別するようにし、さら
にダイヤル・パルス波形であることが確実である部分の
分割波形電力との比較判定を行うようにしたから、先端
部および終端部のミュート・パルス等の妨害信号を除外
し、正確なダイヤル数値の認識ができる。

【０１０４】第４に後続桁検出においてダイヤル・パル
スのメーク率が３０％であるところから基準波形の１周
期を３分割し、それぞれを組み合わせた波形と入力波形
の差分演算をするようにし、差分演算結果の判定基準を
緩めない判定を行うことにより、音声波形等の誤認を少
なくできる。

【０１０５】第５に後続桁検出において尤度情報を用い
て終端を検出するようにしたから、ダイヤル・パルス波
形の途中において終端を誤認することなく正確にダイヤ
ル数値を認識できる。

【０１０６】第６に後続桁検出において２周期目の最小
差分位置を調べ、所定値よりも小さい場合は先端位置を
修正するようにしたから、ミュート・パルスを含んだ疑
似的なダイヤル・パルス波形を除外することができる。

【０１０７】第７に後続桁検出においてダイヤル波形を
区分するカウンタの初期値の最小差分位置によって修正
するようにしたから、ジッタを含んだダイヤル・パルス
波形の検出が可能になる。

【０１０８】第８に後続桁検出において有効な後尾波形
との比較を行いダイヤル波形であるか否かの認定を行う
ようにしたので、音声信号を孤立ダイヤル・パルス波形
に誤認することが少なくなる。

【０１０９】第９に絶対値演算および間引き処理により
サンプル速度を下げ、またダイヤル・パルス波形が検出
される以前は２０ｐｐｓ用低速サンプル信号と１０ｐｐ
ｓ用低速サンプル信号を記憶する手段を独立に準備し、
ダイヤル・パルス波形が検出された後は一体の記憶手段
となるよう構成を変更するようにしたから、記憶容量の
少ない安価なＤＳＰを用いて実現できる。

【０１１０】第１０に先頭桁ダイヤル波形の区分後に異
常波形判断を行い、特殊ダイヤル数値で受け側システム
に知らせるようにしたから、システム側で電話のかけ直
し等を発呼者に対し要求する処理が可能になる。

【０１１１】第１１に受信信号を電話回線の低域遮断周
波数より十分高い遮断周波数をもち位相特性が直線であ
る高域通過フィルタに通し、リンギングおよび音声の第
１ホルマントを減衰させるようにしたから、確実にダイ
ヤル・パルス波形の検出ができる。

【０１１２】第１２に過去一定期間の平均値と平均値の
回りの変化分を比較し変化分の少ない波形はダイヤル・
パルス波形とみなさないようにしたから、ＰＢ信号等を
排除できる。

【０１１３】第１３に２線４線変換部で回り込む音声を
除去するようにしたので、音声案内中にもかかわらずダ
イヤル・パルスを正しく検出できる。したがって、本発
明の効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の回路構成を示す回路構成図である。

【図２】図１の構成要素である前処理部の詳細な構成を
示す回路構成図である。

【図３】図２の構成要素である高域通過フィルタと絶対
値演算部の作用を説明する波形図である。

【図４】図２の構成要素である音声除去部の内部構成を
示す回路構成図である。

【図５】図４の回路構成の各部の波形図である。

【図６】図１の構成要素である先頭桁ダイヤル検出部の
動作の流れを説明するフローチャートである。

【図７】図６とともに図１の構成要素である先頭桁ダイ
ヤル検出部の動作の流れを説明するフローチャートであ
る。

【図８】先頭桁ダイヤル検出部の波形区分動作を説明す
るための波形図である。

【図９】先頭桁ダイヤル検出部の先端側のミュート・パ
ルスを除外する動作を説明する波形図である。

【図１０】先頭桁ダイヤル検出部のパルス形状測定動作
を説明するための波形図である。

【図１１】図１の構成要素である後続桁ダイヤル検出部
におけるダイヤル波形検出動作の流れを示すフローチャ
ートである。

【図１２】図１１とともに図１の構成要素である後続桁
ダイヤル検出部におけるダイヤル波形検出動作の流れを
示すフローチャートである。

【図１３】尤度情報の決定方法を説明するための尤度図
である。

【図１４】後続桁ダイヤル検出部のミュート・パルス除
外動作を説明する波形図である。

【図１５】後続桁ダイヤル検出部におけるミュート・パ
ルス除外動作の流れを示すフローチャートである。

【図１６】図１５とともに後続桁ダイヤル検出部におけ
るミュート・パルス除外動作の流れを示すフローチャー
トである。

【図１７】後続桁ダイヤル検出部におけるダイヤル数値
認識動作の流れを示すフローチャートである。

【図１８】図１７とともに後続桁ダイヤル検出部におけ
るダイヤル数値認識動作の流れを示すフローチャートで
ある。

【符号の説明】

１ 電話回線インタフェース ２ ＡＤ変換器 ３ ＤＡ変換器 ４ エコー・キャンセラ ５ 前処理部 ６ 先頭桁ダイヤル検出部 ７ 後続桁ダイヤル検出部 ８ ＰＢ信号送出部 ９ スイッチ １０ ＤＡ変換器 １１ ＡＤ変換器 １２ システム回線インタフェース ２１ 電話回線 ２２，２４，２６，３１ 受信信号 ２３，２５，３２ 送信信号 ２７，２７ａ，２７ｂ 低速サンプル信号 ２８ 先頭桁ダイヤル数値情報 ２９ 後続桁ダイヤル数値情報 ３０ ダイヤル信号 ３３ システム信号線 ３４ 直流ループ閉結情報 ４１ 高域通過フィルタ（ＨＰＦ） ４２ 絶対値演算部 ４３ａ，４３ｂ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ４４ａ，４４ｂ 間引処理部 ４５ａ，４５ｂ 音声除去部 ４６，４６ａ，４６ｂ 低速サンプル信号 ５１ 高域通過フィルタ（ＨＰＦ） ５２ ＤＰ平均電力付加器 ５３ リミッタ ５４，５５ 信号

Claims (14)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ダイヤル信号を含んだ受信信号（２６）
   の絶対値を得ることにより占有する周波数帯域を直流分
   を含む低域側に移すための絶対値演算部（４２）と前記
   占有する周波数帯域を直流分を含む低域側に移した信号
   から音声信号を除去した低速サンプル信号（２７）を出
   力するための音声除去部（４５）を含む前処理手段
   （５）と、 前記低速サンプル信号（２７）に含まれた前記ダイヤル
   信号の成分に対して複数のダイヤル速度の変動範囲を覆
   うようにダイヤル・パルス波形の周期に対応した複数の
   異なる周期で前記ダイヤル・パルス波形の周期の１周期
   前の成分との差をとるための差分演算（Ｓ１〜Ｓ４）を
   行って差分が所定値以下となる前記ダイヤル信号の成分
   の波形を検出して波形情報を記憶し（Ｓ５〜Ｓ１８）、
   先頭桁のダイヤル数値を認識するための先頭桁ダイヤル
   検出手段（６）と、 前記記憶された波形情報と波形比較をして後続桁におけ
   る差分演算をし（Ｓ２０，Ｓ２６，Ｓ３５，Ｓ４７）差
   分が所定値以下となる後続のダイヤル信号の成分の波形
   を検出して後続桁のダイヤル数値を認識するための後続
   桁ダイヤル検出手段（７）とを含むダイヤル検出装置。
2. 【請求項２】 前記先頭桁ダイヤル検出手段（６）が、 前記波形情報を検出した時点から所定期間において波形
   を検出しないときには波形の終端を検出したとして認識
   する（Ｓ９）請求項１のダイヤル検出装置。
3. 【請求項３】 前記先頭桁ダイヤル検出手段（６）が、 前記記憶した波形情報による波形とこの波形の周期をあ
   らわす方形波との積和演算をして周期および位相の最適
   値を求め単位波形に区分して（Ｓ１１）、この区分内の
   前側部分の前側分割波形と後側部分の後側分割波形の電
   力（Ｐ_f ，Ｐ_b）を判定してミュート・パルスを除外判
   定する（Ｓ１２）ようにした請求項１のダイヤル検出装
   置。
4. 【請求項４】 前記先頭桁ダイヤル検出手段（６）が、 前記ダイヤル信号の成分の波形を検出するダイヤル波形
   の仮周期検出記憶時点 （Ｓ６）迄は、ダイヤル速度の異
   なる複数のダイヤル信号の成分の波形を検出して各波形
   情報を個別に区分して記憶し得るようにし、前記ダイヤ
   ル波形の仮周期検出記憶時点（Ｓ６）以降は前記ダイヤ
   ル速度の異なる複数のダイヤル信号の成分から検出した
   波形情報は個別に区分せずに一体化して記憶するように
   した（Ｓ７〜Ｓ１５）請求項１のダイヤル検出装置。
5. 【請求項５】 前記後続桁ダイヤル検出手段（７）が、 前記波形比較をして差分演算をする場合に（Ｓ２０）、
   前記記憶された波形情報（Ｓ１８）が表わす波形の周期
   の前側，中央，後側に３分割した波形を単位として前記
   波形比較を行うようにした（Ｓ２１）請求項１のダイヤ
   ル検出装置。
6. 【請求項６】 前記後続桁ダイヤル検出手段（７）が、 前記波形比較をして差分演算をする場合に（Ｓ２６，Ｓ
   ３５，Ｓ４７）、前記記憶された波形情報が表わす波形
   の周期の前側，中央，後側に３分割して区分した波形を
   単位として前記波形比較をし、前記波形を区分する区分
   の数を計数するカウンタ値が、前記ダイヤル・パルス信
   号の周期がジッタをもつためにそれよりも広くなるよう
   に選ばれた期間の範囲において測定された（Ｓ２８，Ｓ
   ３８，Ｓ５０）前記波形比較をして差分演算（Ｓ２６，
   Ｓ３５，Ｓ４７）により得た差分値が最小値を示す位置
   である最小差分位置（Ｒ_p ）の値を用いて初期化される
   （Ｓ２９，Ｓ４０，Ｓ４１，Ｓ５３）請求項１のダイヤ
   ル検出装置。
7. 【請求項７】 前記後続桁ダイヤル検出手段（７）が、 前記波形比較をして差分演算をする場合に（Ｓ３５）、
   前記波形比較をして差分演算により得た差分値が最小値
   を示す位置である最小差分位置が最初に検出されてから
   所定の期間内に第２の最小差分位置が検出されたときに
   は（Ｓ３９Ｎ）、前記最初の最小差分位置のパルスをミ
   ュート・パルスと認定して除外し、前記第２の最小差分
   位置を新たな先端サンプル位置として認定する（Ｓ４
   ０）請求項１のダイヤル検出装置。
8. 【請求項８】 前記後続桁ダイヤル検出手段（７）が、 前記波形比較をして差分演算をする場合に（Ｓ２６，Ｓ
   ３５，Ｓ４７）、前記記憶された波形情報が表わす波形
   の周期の前側，中央，後側に３分割して区分した波形を
   単位として前記波形比較をし、前記差分演算により得た
   差分値が最小を示す最小差分値（Ｒ_v ）と、この最小差
   分値の時間的位置を示す前記最小差分位置（Ｒ_p ）と、
   前記検出された後続のダイヤル信号の成分の波形を表わ
   すパルス形状値（Ｐ_s ）とをもとにしてパルス波形の存
   在を示す尤度情報を測定して（Ｓ３１）、この測定値が
   所定値を示したときには前記パルス波形が終端したもの
   と判断する（Ｓ３１，Ｓ４３，Ｓ５２）請求項１のダイ
   ヤル検出装置。
9. 【請求項９】 前記後続桁ダイヤル検出手段（７）が、 前記記憶された波形情報と波形比較をして差分演算をし
   （Ｓ３５，Ｓ４７）後続のダイヤル信号の成分の波形を
   検出する場合に、前記記憶された波形情報のうちの後尾
   の波形と前記波形比較をすることによってダイヤル・パ
   ルス波形であるか否かを認定する（Ｓ３７，Ｓ４９）請
   求項１のダイヤル検出装置。
10. 【請求項１０】 前記前処理手段（５）が、 前記ダイヤル・パルス信号を含んだ受信信号を前記絶対
    値演算部に印加する場合に前記絶対値演算部に印加する
    前記受信信号を電話回線の低域遮断周波数よりも十分に
    高い周波数で遮断するための位相特性が実質的に直線で
    ある高域通過フィルタ（４１）を含んでいる請求項１の
    ダイヤル検出装置。
11. 【請求項１１】 前記前処理手段（５）が、 前記絶対値演算部の出力を間引きサンプルして前記低速
    サンプル信号（２７）を得るための間引処理部（４４
    ａ，４４ｂ）を含んでいる請求項１のダイヤル検出装
    置。
12. 【請求項１２】 前記先頭桁ダイヤル検出手段（６）
    が、 過去の所定の期間の前記受信信号の平均値に対する受信
    信号の変化分が所定量以下のときにはダイヤル信号とし
    ては認めないように動作する（Ｓ３）請求項１のダイヤ
    ル検出装置。
13. 【請求項１３】 前記先頭桁ダイヤル検出手段（６）
    が、 前記低速サンプル信号（Ｓ２７）中に前記ダイヤル信号
    の成分の波形を検出することができず、異状波形を検出
    したときには、ダイヤル信号を検出しなかったことを報
    知するためにダイヤル数値以外の報知情報を出力する
    （Ｓ１３，Ｓ１４）請求項１のダイヤル検出装置。
14. 【請求項１４】 前記音声除去部（４５）が、 前記占有する周波数帯域を直流分を含む低域側に移した
    信号から低域側に移された音声信号にもとづく成分を除
    去して前記ダイヤル信号の成分を得るための高域通過フ
    ィルタ（５１）と、 前記ダイヤル信号の成分に前記ダイヤル信号の平均電力
    を付加して前記低速信号（２７）を得るためのＤＰ平均
    電力付加器（５２）とを含む請求項１のダイヤル検出装
    置。