JP2996801B2 - ステレオ復調回路 - Google Patents
ステレオ復調回路Info
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- JP2996801B2 JP2996801B2 JP4056579A JP5657992A JP2996801B2 JP 2996801 B2 JP2996801 B2 JP 2996801B2 JP 4056579 A JP4056579 A JP 4056579A JP 5657992 A JP5657992 A JP 5657992A JP 2996801 B2 JP2996801 B2 JP 2996801B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭチューナのステレオ
復調回路に関し、さらに詳細にはマルチパス歪みを低減
したステレオ復調回路に関する。
復調回路に関し、さらに詳細にはマルチパス歪みを低減
したステレオ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の回路としてはマルチパス
歪みはモノラル受信時よりもステレオ受信時が著しく増
大することを利用して、マルチパス歪み時強制的にモノ
ラル受信に切り換えたり、中間周波段の帯域幅を狭くし
たり、ミューティングしたりしていた。また、中間周波
段で直接波と反射波との干渉による振幅成分を抽出し、
遅延波成分を適応フィルタでキャンセルする回路もあっ
た。
歪みはモノラル受信時よりもステレオ受信時が著しく増
大することを利用して、マルチパス歪み時強制的にモノ
ラル受信に切り換えたり、中間周波段の帯域幅を狭くし
たり、ミューティングしたりしていた。また、中間周波
段で直接波と反射波との干渉による振幅成分を抽出し、
遅延波成分を適応フィルタでキャンセルする回路もあっ
た。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記した従来
例の前者によるときは音質の悪化が避けられないという
問題点があった。また上記従来例の後者によるときは中
間周波段での振幅特性が完全に平坦でないため、マルチ
パス歪みによる振幅変化分のみを抽出することが困難で
あり、逆に過剰なキャンセル信号を生成してしまうとい
う問題点があった。さらに適応フィルタのタップ位置の
選択とタップ係数の計算においてタップ位置が少ない程
演算時間は少なくなり、実時間処理可能となるが、逆に
相関を計算するための演算時間は使用タップ数を減少さ
せる程増加するという問題点があった。
例の前者によるときは音質の悪化が避けられないという
問題点があった。また上記従来例の後者によるときは中
間周波段での振幅特性が完全に平坦でないため、マルチ
パス歪みによる振幅変化分のみを抽出することが困難で
あり、逆に過剰なキャンセル信号を生成してしまうとい
う問題点があった。さらに適応フィルタのタップ位置の
選択とタップ係数の計算においてタップ位置が少ない程
演算時間は少なくなり、実時間処理可能となるが、逆に
相関を計算するための演算時間は使用タップ数を減少さ
せる程増加するという問題点があった。
【０００４】本発明はステレオパイロット信号（以下、
単にパイロット信号と記す）の振幅歪み、位相歪みを検
出し、検出した歪みレベルに基づいて、マルチパス歪み
が生じていることを判定し、復調したステレオ信号の補
正を行うことによって、音質向上ができ、かつデジタル
処理が可能となり、さらに高集積化が容易なステレオ復
調回路を提供することを目的とする。
単にパイロット信号と記す）の振幅歪み、位相歪みを検
出し、検出した歪みレベルに基づいて、マルチパス歪み
が生じていることを判定し、復調したステレオ信号の補
正を行うことによって、音質向上ができ、かつデジタル
処理が可能となり、さらに高集積化が容易なステレオ復
調回路を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】 本発明のステレオ復調
回路は、Ａ／Ｄ変換されたＦＭコンポジット信号をステ
レオ復調するステレオ復調回路において、前記ＦＭコン
ポジット信号中のステレオパイロット信号の歪みを検出
する歪み検出手段と、歪み検出手段により検出された歪
みの大きさに相関する歪み補正係数に基づいてステレオ
復調信号を補正する補正手段とを備えたことを特徴とす
る。
回路は、Ａ／Ｄ変換されたＦＭコンポジット信号をステ
レオ復調するステレオ復調回路において、前記ＦＭコン
ポジット信号中のステレオパイロット信号の歪みを検出
する歪み検出手段と、歪み検出手段により検出された歪
みの大きさに相関する歪み補正係数に基づいてステレオ
復調信号を補正する補正手段とを備えたことを特徴とす
る。
【０００６】
【０００７】
【０００８】歪み検出手段により検出された歪みの大き
さによりマルチパス歪みの大小を判定するマルチパス歪
み判定手段を設け、補正手段をマルチパス歪みが小さい
と判定されたとき検出された歪みの大きさに相関する歪
み補正係数に基づいてステレオ復調信号を補正してステ
レオ復調信号とし、マルチパス歪みが大きいと判定され
たときステレオ復調信号を線形予測に基づいて補正して
ステレオ復調信号として出力する補正手段としてもよ
い。
さによりマルチパス歪みの大小を判定するマルチパス歪
み判定手段を設け、補正手段をマルチパス歪みが小さい
と判定されたとき検出された歪みの大きさに相関する歪
み補正係数に基づいてステレオ復調信号を補正してステ
レオ復調信号とし、マルチパス歪みが大きいと判定され
たときステレオ復調信号を線形予測に基づいて補正して
ステレオ復調信号として出力する補正手段としてもよ
い。
【０００９】補正手段を歪み検出手段により検出された
歪みの大きさに相関する歪み補正係数に基づいてＦＭコ
ンポジット信号を補正する補正手段としてもよい。
歪みの大きさに相関する歪み補正係数に基づいてＦＭコ
ンポジット信号を補正する補正手段としてもよい。
【００１０】
【作用】本発明のステレオ復調回路によれば、ＦＭコン
ポジット信号中のステレオパイロット信号の歪みが歪み
検出手段によって検出され、ステレオ復調信号が歪み検
出手段により検出された歪みの大きさに相関する歪み補
正係数に基づいて補正手段によって補正される。
ポジット信号中のステレオパイロット信号の歪みが歪み
検出手段によって検出され、ステレオ復調信号が歪み検
出手段により検出された歪みの大きさに相関する歪み補
正係数に基づいて補正手段によって補正される。
【００１１】
【００１２】
【００１３】マルチパス歪み判定手段を歪み検出手段に
より検出された歪みの大きさによりマルチパス歪みの大
小を判定するマルチパス歪み判定手段とし、かつ補正手
段をマルチパス歪みが小さいと判定されたとき歪み検出
手段により検出された歪みの大きさに相関する歪み補正
係数に基づいてステレオ復調信号を補正してステレオ復
調信号とし、マルチパス歪みが大きいと判定されたとき
ステレオ復調信号を線形予測に基づいて補正してステレ
オ復調信号として出力する補正手段としたときは、マル
チパス歪みが小さいと判定されたときは歪み検出手段に
より検出された歪みの大きさに相関する歪み補正係数に
基づいてステレオ復調信号が補正され、マルチパス歪み
が大きいと判定されたときステレオ復調信号が線形予測
に基づいて補正され、補正されたステレオ復調信号がス
テレオ復調信号として出力される。
より検出された歪みの大きさによりマルチパス歪みの大
小を判定するマルチパス歪み判定手段とし、かつ補正手
段をマルチパス歪みが小さいと判定されたとき歪み検出
手段により検出された歪みの大きさに相関する歪み補正
係数に基づいてステレオ復調信号を補正してステレオ復
調信号とし、マルチパス歪みが大きいと判定されたとき
ステレオ復調信号を線形予測に基づいて補正してステレ
オ復調信号として出力する補正手段としたときは、マル
チパス歪みが小さいと判定されたときは歪み検出手段に
より検出された歪みの大きさに相関する歪み補正係数に
基づいてステレオ復調信号が補正され、マルチパス歪み
が大きいと判定されたときステレオ復調信号が線形予測
に基づいて補正され、補正されたステレオ復調信号がス
テレオ復調信号として出力される。
【００１４】補正手段を歪み検出手段により検出された
歪みの大きさに相関する歪み補正係数に基づいて前記Ｆ
Ｍコンポジット信号を補正する補正手段としたときは、
歪みの大きさに相関する歪み補正係数に基づいて前記Ｆ
Ｍコンポジット信号が補正され、補正されたＦＭコンポ
ジット信号がステレオ復調されることになる。
歪みの大きさに相関する歪み補正係数に基づいて前記Ｆ
Ｍコンポジット信号を補正する補正手段としたときは、
歪みの大きさに相関する歪み補正係数に基づいて前記Ｆ
Ｍコンポジット信号が補正され、補正されたＦＭコンポ
ジット信号がステレオ復調されることになる。
【００１５】
【実施例】以下本発明を実施例により説明する。図１は
本発明の第１実施例の構成を示すブロック図であり、デ
ジタル処理型ＰＬＬ回路を用いた例を示している。
本発明の第１実施例の構成を示すブロック図であり、デ
ジタル処理型ＰＬＬ回路を用いた例を示している。
【００１６】図１において、符号２９は実公昭６２−３
８３６２号にに示されているステレオ復調回路を示して
いる。このステレオ復調回路２９は掛算器１６、フィル
タ１７、演算回路１８、余弦波演算回路１９からなるデ
ジタル処理型ＰＬＬ回路２０、正弦波演算回路２１〜２
３、加算器２４、掛算器２５、２６、フィルタ２７、２
８からなり、Ａ／Ｄ変換されたＦＭコンポジット信号Ａ
をステレオ復調し、ステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2がフィル
タ２７、２８から出力される。
８３６２号にに示されているステレオ復調回路を示して
いる。このステレオ復調回路２９は掛算器１６、フィル
タ１７、演算回路１８、余弦波演算回路１９からなるデ
ジタル処理型ＰＬＬ回路２０、正弦波演算回路２１〜２
３、加算器２４、掛算器２５、２６、フィルタ２７、２
８からなり、Ａ／Ｄ変換されたＦＭコンポジット信号Ａ
をステレオ復調し、ステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2がフィル
タ２７、２８から出力される。
【００１７】ステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2はデータ補正回
路９に供給する。データ補正回路９はステレオ復調信号
Ｊ1、Ｊ2を受けて記憶する記憶回路５、記憶されたデー
タからデータの補正演算を行うデータ補正回路６、記憶
回路５およびデータ補正回路６により生ずる遅れを補償
するためステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2を遅延させる遅延回
路８およびデータ補正回路６の出力および遅延回路８の
出力を受けて遅延されたステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2と補
正されたステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2との一方を選択して
出力するデータ切替回路７からなり、データ切替回路７
によって選択した出力をステレオ復調信号Ｌ、Ｒとして
出力する。
路９に供給する。データ補正回路９はステレオ復調信号
Ｊ1、Ｊ2を受けて記憶する記憶回路５、記憶されたデー
タからデータの補正演算を行うデータ補正回路６、記憶
回路５およびデータ補正回路６により生ずる遅れを補償
するためステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2を遅延させる遅延回
路８およびデータ補正回路６の出力および遅延回路８の
出力を受けて遅延されたステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2と補
正されたステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2との一方を選択して
出力するデータ切替回路７からなり、データ切替回路７
によって選択した出力をステレオ復調信号Ｌ、Ｒとして
出力する。
【００１８】ＦＭコンポジット信号Ａはマルチパス歪み
検出回路４に供給する。マルチパス歪み検出回路４はＦ
Ｍコンポジット信号Ａを入力とするデジタルバンドパス
フィルタ１およびデジタルハイパスフィルタ２、デジタ
ルバンドパスフィルタ１の出力およびデジタルハイパス
フィルタ２の出力を入力してそれぞれのレベルを判定す
るレベル判定器３からなり、レベルによってマルチパス
歪みの検出を行い、マルチパス歪み検出出力をデータ切
替回路７に切替信号として出力する。
検出回路４に供給する。マルチパス歪み検出回路４はＦ
Ｍコンポジット信号Ａを入力とするデジタルバンドパス
フィルタ１およびデジタルハイパスフィルタ２、デジタ
ルバンドパスフィルタ１の出力およびデジタルハイパス
フィルタ２の出力を入力してそれぞれのレベルを判定す
るレベル判定器３からなり、レベルによってマルチパス
歪みの検出を行い、マルチパス歪み検出出力をデータ切
替回路７に切替信号として出力する。
【００１９】上記のように構成した第１実施例の作用を
説明する。ＦＭコンポジット信号Ａはメイン信号（Ｌ＋
Ｒ）、サブ信号（Ｌ−Ｒ）sinωs ｎＴおよびパイロッ
ト信号Psin(ωs/2) ｎＴよりなる。ここで、Ｌは左チャ
ンネル音声信号、Ｒは右チャンネル音声信号、Ｐはパイ
ロット信号のそれぞれのレベルを示し、ωsは音声信号
の角周波数、Ｔはサンプリングレート、ｎは正の整数で
あってサンプリングごとに＋１される。
説明する。ＦＭコンポジット信号Ａはメイン信号（Ｌ＋
Ｒ）、サブ信号（Ｌ−Ｒ）sinωs ｎＴおよびパイロッ
ト信号Psin(ωs/2) ｎＴよりなる。ここで、Ｌは左チャ
ンネル音声信号、Ｒは右チャンネル音声信号、Ｐはパイ
ロット信号のそれぞれのレベルを示し、ωsは音声信号
の角周波数、Ｔはサンプリングレート、ｎは正の整数で
あってサンプリングごとに＋１される。
【００２０】ここで、歪み無しのパイロット信号とマル
チパスにより歪みを生じたパイロット信号とを図２に示
す。図２（ａ）は歪み無しのパイロット信号波形を、図
２（ｂ）はマルチパスにより歪みを生じたパイロット信
号波形を示す。図３にマルチパスによるパイロット信号
の高周波スペクトラムのシュミレータによる測定結果を
示す。図３（ａ）はマルチパスの無い場合を示し、図３
（ｂ）はマルチパスのある場合を示している。
チパスにより歪みを生じたパイロット信号とを図２に示
す。図２（ａ）は歪み無しのパイロット信号波形を、図
２（ｂ）はマルチパスにより歪みを生じたパイロット信
号波形を示す。図３にマルチパスによるパイロット信号
の高周波スペクトラムのシュミレータによる測定結果を
示す。図３（ａ）はマルチパスの無い場合を示し、図３
（ｂ）はマルチパスのある場合を示している。
【００２１】上記から、マルチパスを生じたときにはパ
イロット信号に高調波が多く発生することが判り、ま
た、パイロット信号はＦＭコンポジット信号のベースバ
ンドにメイン信号、サブ信号と共に存在し、パイロット
信号の歪みを検出することによりステレオ復調信号の歪
みを検知することができる。
イロット信号に高調波が多く発生することが判り、ま
た、パイロット信号はＦＭコンポジット信号のベースバ
ンドにメイン信号、サブ信号と共に存在し、パイロット
信号の歪みを検出することによりステレオ復調信号の歪
みを検知することができる。
【００２２】マルチパス歪み検出回路４において、３８
ｋＨｚのデジタルバンドパスフィルタ１によりパイロッ
ト信号の第２高調波成分が抽出され、デジタルハイパス
フィルタ２によりパイロット信号の第３高調波成分が抽
出される。デジタルバンドパスフィルタ１およびデジタ
ルハイパスフィルタ２からの出力はレベル判定器３に入
力されて、それぞれ予め設定された基準値と比較され、
少なくともどちらか一方が基準値を超えていればマルチ
パス歪みが生じたと判定して、データ補正回路６からの
出力に切替る切替信号が出力される。
ｋＨｚのデジタルバンドパスフィルタ１によりパイロッ
ト信号の第２高調波成分が抽出され、デジタルハイパス
フィルタ２によりパイロット信号の第３高調波成分が抽
出される。デジタルバンドパスフィルタ１およびデジタ
ルハイパスフィルタ２からの出力はレベル判定器３に入
力されて、それぞれ予め設定された基準値と比較され、
少なくともどちらか一方が基準値を超えていればマルチ
パス歪みが生じたと判定して、データ補正回路６からの
出力に切替る切替信号が出力される。
【００２３】次ぎに、線形予測による補正の場合におけ
る記憶回路５およびデータ補正回路６の具体例を図４に
示す。図４はデジタル信号処理回路からなる線形予測補
正回路３０で構成した場合の例である。入力ポート１０
から取り込んだステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2は記憶回路５
に格納する。ステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2はプログラムカ
ウンタ１２、プログラムメモリ１１の順序命令に従い、
データに種々の演算が行われ、演算結果が出力ポート１
５を通してデータ切替回路７へ補正されたデータとして
出力される。ここで、乗算器シフタ１３は被乗数、乗数
のセットを行い、乗算ＡＬＵアキュムレータ１４はデー
タの加減算、論理演算および積和演算を行う。
る記憶回路５およびデータ補正回路６の具体例を図４に
示す。図４はデジタル信号処理回路からなる線形予測補
正回路３０で構成した場合の例である。入力ポート１０
から取り込んだステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2は記憶回路５
に格納する。ステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2はプログラムカ
ウンタ１２、プログラムメモリ１１の順序命令に従い、
データに種々の演算が行われ、演算結果が出力ポート１
５を通してデータ切替回路７へ補正されたデータとして
出力される。ここで、乗算器シフタ１３は被乗数、乗数
のセットを行い、乗算ＡＬＵアキュムレータ１４はデー
タの加減算、論理演算および積和演算を行う。
【００２４】線形予測は過去のサンプルされたデータ列
より、予測係数を算出し、この予測係数をもとにマルチ
パス歪みにより歪みが生じたと判定されたステレオ復調
信号Ｊ1、Ｊ2を補正する。以下の説明において一方のチ
ャンネルのステレオ復調信号Ｊ1側について説明する。
ステレオ復調信号Ｊ1の各サンプルデータをＳｉ（ｉ＝
１、２、３…）で示す。
より、予測係数を算出し、この予測係数をもとにマルチ
パス歪みにより歪みが生じたと判定されたステレオ復調
信号Ｊ1、Ｊ2を補正する。以下の説明において一方のチ
ャンネルのステレオ復調信号Ｊ1側について説明する。
ステレオ復調信号Ｊ1の各サンプルデータをＳｉ（ｉ＝
１、２、３…）で示す。
【００２５】ここで、予測係数ａ1、ａ2、ａ3、ａ4、過
去のサンプルデータ列をＳ10、Ｓ9、Ｓ8、Ｓ7、Ｓ6、Ｓ
5、Ｓ4、Ｓ3、Ｓ2、Ｓ1、補正されたデータを（山掛け
Ｓ0）とすると
去のサンプルデータ列をＳ10、Ｓ9、Ｓ8、Ｓ7、Ｓ6、Ｓ
5、Ｓ4、Ｓ3、Ｓ2、Ｓ1、補正されたデータを（山掛け
Ｓ0）とすると
【００２６】
【式１】
【００２７】
【式２】
【００２８】
【式３】
【００２９】
【式４】
【００３０】
【式５】
【００３１】
【式６】
【００３２】
【式７】
【００３３】
【式８】
【００３４】
【式９】
【００３５】
【式１０】 である。
【００３６】ここで、予測係数ａ1、ａ2、ａ3、ａ4は、 ａ1＝Ｄ1／Ｄ、ａ2＝Ｄ2／Ｄ、ａ3＝Ｄ3／Ｄ、ａ4＝Ｄ4
／Ｄ から求められ、補正されたデータ（山掛けＳ0）は 山掛けＳ0＝ａ1Ｓ1＋ａ2Ｓ2＋ａ3Ｓ3＋ａ4Ｓ4 から求められる。
／Ｄ から求められ、補正されたデータ（山掛けＳ0）は 山掛けＳ0＝ａ1Ｓ1＋ａ2Ｓ2＋ａ3Ｓ3＋ａ4Ｓ4 から求められる。
【００３７】そこで、マルチパス歪み検出回路４からマ
ルチパス歪みが検出されると切替信号が出力されてデー
タ切替回路７によって補正されたデータ、すなわち（山
掛けＳ0）が選択されて出力され、マルチパス歪み検出
回路４にてマルチパス歪みが検出されないときは切替信
号が出力されず、データ切替回路７から遅延回路８によ
って遅延されたステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2が選択されて
出力される。この関係を図示すれば図５に示すごとくで
ある。遅延回路８では線形予測補正回路３０による（山
掛けＳ0）の算出の時間を考慮して出力データを連続と
するために、ステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2に遅延を与えて
いる。
ルチパス歪みが検出されると切替信号が出力されてデー
タ切替回路７によって補正されたデータ、すなわち（山
掛けＳ0）が選択されて出力され、マルチパス歪み検出
回路４にてマルチパス歪みが検出されないときは切替信
号が出力されず、データ切替回路７から遅延回路８によ
って遅延されたステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2が選択されて
出力される。この関係を図示すれば図５に示すごとくで
ある。遅延回路８では線形予測補正回路３０による（山
掛けＳ0）の算出の時間を考慮して出力データを連続と
するために、ステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2に遅延を与えて
いる。
【００３８】次ぎに第１実施例の第１変形例として補正
を平均値補間で行う場合について説明する。平均値補間
を行う場合の記憶回路５、データ補正回路６および遅延
回路８は図６に示すように、ステレオ復調信号Ｊ1側に
ついて示せば、サンプリングデータＳｉを遅延させる縦
属接続されたＤフリップフロップ３１、３２、３３、３
４と、Ｄフリップフロップ３１の出力とＤフリップフロ
ップ３３の出力とを加算する加算器３５と、加算器３５
の出力を１／２にする割算器３６とから構成してあり、
Ｄフリップフロップ３４の出力と割算器３６の出力はデ
ータ切替回路７に供給してマルチパス歪み検出回路４の
出力によって一方が選択されて出力される。
を平均値補間で行う場合について説明する。平均値補間
を行う場合の記憶回路５、データ補正回路６および遅延
回路８は図６に示すように、ステレオ復調信号Ｊ1側に
ついて示せば、サンプリングデータＳｉを遅延させる縦
属接続されたＤフリップフロップ３１、３２、３３、３
４と、Ｄフリップフロップ３１の出力とＤフリップフロ
ップ３３の出力とを加算する加算器３５と、加算器３５
の出力を１／２にする割算器３６とから構成してあり、
Ｄフリップフロップ３４の出力と割算器３６の出力はデ
ータ切替回路７に供給してマルチパス歪み検出回路４の
出力によって一方が選択されて出力される。
【００３９】ここで、Ｄフリップフロップ３４は出力を
連続とするための遅延器として作用し、加算器３５と割
算器３６とは平均値演算回路を構成している。ステレオ
復調信号Ｊ2側についても同様に構成される。
連続とするための遅延器として作用し、加算器３５と割
算器３６とは平均値演算回路を構成している。ステレオ
復調信号Ｊ2側についても同様に構成される。
【００４０】平均値補間で補正を行う場合において、サ
ンプルデータ列…Ｓ1、Ｓ0、Ｓ-1、…において、サンプ
ルデータＳ0のデータのときにマルチパス歪み検出回路
４からマルチパス歪み検出出力が出力されると、割算器
３６の出力が選択されて、サンプルデータＳ0の前後の
サンプルデータＳ1とサンプルデータＳ-1との平均され
た出力が、補正データとしてデータ補正回路７から出力
される。この補正されたデータを（山掛けＳ01）とすれ
ば、 （山掛けＳ01）＝（Ｓ1＋Ｓ-1）／２ となる。
ンプルデータ列…Ｓ1、Ｓ0、Ｓ-1、…において、サンプ
ルデータＳ0のデータのときにマルチパス歪み検出回路
４からマルチパス歪み検出出力が出力されると、割算器
３６の出力が選択されて、サンプルデータＳ0の前後の
サンプルデータＳ1とサンプルデータＳ-1との平均され
た出力が、補正データとしてデータ補正回路７から出力
される。この補正されたデータを（山掛けＳ01）とすれ
ば、 （山掛けＳ01）＝（Ｓ1＋Ｓ-1）／２ となる。
【００４１】次に第１実施例の第２変形例について説明
する。第２変形例は補正を前値保持で行う場合である。
前値保持で補正を行う場合の記憶回路５、データ補正回
路６および遅延回路８は図７に示すように、ステレオ復
調信号Ｊ1側について示せば、サンプリングデータＳｉ
を遅延させる縦属接続されたＤフリップフロップ３７、
３８から構成してあり、Ｄフリップフロップ３７の出力
とＤフリップフロップ３８の出力とはデータ切替回路７
に供給してマルチパス歪み検出回路４のマルチパス歪み
検出出力によって一方が選択されて出力される。ステレ
オ復調信号Ｊ2側についても同様である。
する。第２変形例は補正を前値保持で行う場合である。
前値保持で補正を行う場合の記憶回路５、データ補正回
路６および遅延回路８は図７に示すように、ステレオ復
調信号Ｊ1側について示せば、サンプリングデータＳｉ
を遅延させる縦属接続されたＤフリップフロップ３７、
３８から構成してあり、Ｄフリップフロップ３７の出力
とＤフリップフロップ３８の出力とはデータ切替回路７
に供給してマルチパス歪み検出回路４のマルチパス歪み
検出出力によって一方が選択されて出力される。ステレ
オ復調信号Ｊ2側についても同様である。
【００４２】前値保持で補正を行う場合において、サン
プルデータ列…Ｓ1、Ｓ0、Ｓ-1…において、サンプルデ
ータＳ0のデータのときにマルチパス歪み検出回路４か
らマルチパス歪み検出出力が出力されると、Ｄフリップ
フロップ３８の出力が選択されて、サンプルデータＳ0
がサンプルデータＳ0の一つ前のサンプルデータＳ1と置
換されることになって、前値保持による補正がなされ
る。
プルデータ列…Ｓ1、Ｓ0、Ｓ-1…において、サンプルデ
ータＳ0のデータのときにマルチパス歪み検出回路４か
らマルチパス歪み検出出力が出力されると、Ｄフリップ
フロップ３８の出力が選択されて、サンプルデータＳ0
がサンプルデータＳ0の一つ前のサンプルデータＳ1と置
換されることになって、前値保持による補正がなされ
る。
【００４３】次に第２実施例について説明する。第２実
施例は高調波歪みの大きさに対応した歪み補正係数で補
正する場合である。図８は第２実施例の構成を示すブロ
ック図である。
施例は高調波歪みの大きさに対応した歪み補正係数で補
正する場合である。図８は第２実施例の構成を示すブロ
ック図である。
【００４４】第２実施例においてはマルチパス歪み検出
回路４−Ａはデジタルバンドパスフィルタ１およびデジ
タルハイパスフィルタ２からなり、ＦＭコンポジット信
号Ａはデジタルバンドパスフィルタ１およびデジタルハ
イパスフィルタ２に供給して、デジタルバンドパスフィ
ルタ１によって２次高調波を、デジタルハイパスフィル
タ２によって３次高調波をそれぞれ得て、ＲＯＭ５０の
アドレスデータとして出力される。
回路４−Ａはデジタルバンドパスフィルタ１およびデジ
タルハイパスフィルタ２からなり、ＦＭコンポジット信
号Ａはデジタルバンドパスフィルタ１およびデジタルハ
イパスフィルタ２に供給して、デジタルバンドパスフィ
ルタ１によって２次高調波を、デジタルハイパスフィル
タ２によって３次高調波をそれぞれ得て、ＲＯＭ５０の
アドレスデータとして出力される。
【００４５】ＲＯＭ５０には高周波歪みの大きさに対応
した歪み補正係数が格納されており、デジタルバンドパ
スフィルタ１およびデジタルハイパスフィルタ２からの
出力によってアドレス指定されて、ＲＯＭ５０から読み
出された歪み補正係数とステレオ復調出力Ｊ1とを掛算
器４８によって掛算してステレオ復調出力Ｌとして出力
し、同様にＲＯＭ５０から読み出された歪み補正係数と
ステレオ復調出力Ｊ2とを掛算器４９によって掛算し、
ステレオ復調出力Ｒとして出力するように構成してあ
る。
した歪み補正係数が格納されており、デジタルバンドパ
スフィルタ１およびデジタルハイパスフィルタ２からの
出力によってアドレス指定されて、ＲＯＭ５０から読み
出された歪み補正係数とステレオ復調出力Ｊ1とを掛算
器４８によって掛算してステレオ復調出力Ｌとして出力
し、同様にＲＯＭ５０から読み出された歪み補正係数と
ステレオ復調出力Ｊ2とを掛算器４９によって掛算し、
ステレオ復調出力Ｒとして出力するように構成してあ
る。
【００４６】したがって、デジタルバンドパスフィルタ
１およびデジタルハイパスフィルタ２からの出力に基づ
く歪み補正係数がステレオ復調出力Ｊ1、Ｊ2とそれぞれ
掛算されて補正され、補正されて歪みが低減された掛算
器４８、４９の出力がステレオ復調出力として出力され
る。
１およびデジタルハイパスフィルタ２からの出力に基づ
く歪み補正係数がステレオ復調出力Ｊ1、Ｊ2とそれぞれ
掛算されて補正され、補正されて歪みが低減された掛算
器４８、４９の出力がステレオ復調出力として出力され
る。
【００４７】また、ＲＯＭ５０に格納する歪み補正係数
を差分データとすることによって、掛算器４８、４９は
加算器とすることができる。
を差分データとすることによって、掛算器４８、４９は
加算器とすることができる。
【００４８】次ぎに第３実施例について説明する。第３
実施例は線形予測補正と歪み補正係数による補正とを高
調波歪みの大きさに対応して選択する場合の例である。
図９は第３実施例の構成を示すブロック図である。
実施例は線形予測補正と歪み補正係数による補正とを高
調波歪みの大きさに対応して選択する場合の例である。
図９は第３実施例の構成を示すブロック図である。
【００４９】遅延回路８を介したステレオ復調信号
Ｊ1、Ｊ2、線形予測補正回路３０において補正されたス
テレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2、ＲＯＭ５０に格納された歪み
補正係数を読み出して掛算器４８、４９によりステレオ
復調信号Ｊ1、Ｊ2と掛算することにより補正されたステ
レオ復調信号Ｊ1、Ｊ2をデータ切替回路７−Ａに供給し
て、その１つをマルチパス歪み検出回路４−Ｂからのマ
ルチパス歪み検出出力に基づいて選択して出力するよう
に構成し、マルチパス歪み検出回路４−Ｂはデジタルバ
ンドパスフィルタ１と、デジタルハイパスフィルタ２
と、デジタルバンドパスフィルタ１の出力およびデジタ
ルハイパスフィルタ２の出力を予め設定された基準レベ
ルと比較して３段階にマルチパスを判定するレベル判定
器３−Ａとから構成し、判定出力を切替信号としてデー
タ切替回路７−Ａに供給する。
Ｊ1、Ｊ2、線形予測補正回路３０において補正されたス
テレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2、ＲＯＭ５０に格納された歪み
補正係数を読み出して掛算器４８、４９によりステレオ
復調信号Ｊ1、Ｊ2と掛算することにより補正されたステ
レオ復調信号Ｊ1、Ｊ2をデータ切替回路７−Ａに供給し
て、その１つをマルチパス歪み検出回路４−Ｂからのマ
ルチパス歪み検出出力に基づいて選択して出力するよう
に構成し、マルチパス歪み検出回路４−Ｂはデジタルバ
ンドパスフィルタ１と、デジタルハイパスフィルタ２
と、デジタルバンドパスフィルタ１の出力およびデジタ
ルハイパスフィルタ２の出力を予め設定された基準レベ
ルと比較して３段階にマルチパスを判定するレベル判定
器３−Ａとから構成し、判定出力を切替信号としてデー
タ切替回路７−Ａに供給する。
【００５０】上記構成の第３実施例において、パイロッ
ト信号の高調波歪みの大きさが無視できるレベルと判定
されたときは、データ切替回路７−Ａによって遅延回路
８を介したステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2、すなわち補正な
しのステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2が選択されて出力され
る。
ト信号の高調波歪みの大きさが無視できるレベルと判定
されたときは、データ切替回路７−Ａによって遅延回路
８を介したステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2、すなわち補正な
しのステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2が選択されて出力され
る。
【００５１】パイロット信号の高調波歪みの大きさが設
定された基準値よりも小さいと判定されたときは、デー
タ切替回路７−Ａによって掛算器４８、４９の出力、す
なわち歪み補正係数によって補正されたステレオ復調信
号Ｊ1、Ｊ2が選択されて出力される。
定された基準値よりも小さいと判定されたときは、デー
タ切替回路７−Ａによって掛算器４８、４９の出力、す
なわち歪み補正係数によって補正されたステレオ復調信
号Ｊ1、Ｊ2が選択されて出力される。
【００５２】パイロット信号の高調波歪みの大きさが設
定された基準値以上と判定されたときは、データ切替回
路７−Ａによって線形予測回路３０の出力、すなわち線
形予測によって補正されたステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2が
選択されて出力される。
定された基準値以上と判定されたときは、データ切替回
路７−Ａによって線形予測回路３０の出力、すなわち線
形予測によって補正されたステレオ復調信号Ｊ1、Ｊ2が
選択されて出力される。
【００５３】次に第４実施例について説明する。第４実
施例はステレオ復調回路の前段においてマルチパス歪み
の補正を行う場合の実施例である。図１０は第４実施例
の構成を示すブロック図である。
施例はステレオ復調回路の前段においてマルチパス歪み
の補正を行う場合の実施例である。図１０は第４実施例
の構成を示すブロック図である。
【００５４】第４実施例においては、ＦＭコンポジット
信号Ａは遅延回路８−Ａに供給して遅延すると共に、マ
ルチパス歪み検出回路４−Ａに供給し、高調波歪みの大
きさによってＦＭコンポジット信号Ａのマルチパス歪み
を軽減させる補正係数が格納されたＲＯＭ５０−Ａにマ
ルチパス検出回路４−Ａの出力をアドレスデータとして
供給し、遅延回路８−Ａによって遅延させたＦＭコンポ
ジット信号ＡとＲＯＭ５０−Ａから読み出された補正係
数とを掛算器４８−Ａによって掛算し、掛算出力をステ
レオ復調器４９に供給してステレオ復調するように構成
してある。
信号Ａは遅延回路８−Ａに供給して遅延すると共に、マ
ルチパス歪み検出回路４−Ａに供給し、高調波歪みの大
きさによってＦＭコンポジット信号Ａのマルチパス歪み
を軽減させる補正係数が格納されたＲＯＭ５０−Ａにマ
ルチパス検出回路４−Ａの出力をアドレスデータとして
供給し、遅延回路８−Ａによって遅延させたＦＭコンポ
ジット信号ＡとＲＯＭ５０−Ａから読み出された補正係
数とを掛算器４８−Ａによって掛算し、掛算出力をステ
レオ復調器４９に供給してステレオ復調するように構成
してある。
【００５５】ここで、遅延回路８−Ａはマルチパス歪み
検出回路４−ＡおよびＲＯＭ５０−Ａによる処理時間を
補償するためのものである。
検出回路４−ＡおよびＲＯＭ５０−Ａによる処理時間を
補償するためのものである。
【００５６】上記のように構成された第４実施例におい
ては、マルチパス歪み検出回路４−Ａによって検出され
たマルチパス歪み検出出力によってＲＯＭ５０−Ａのア
ドレスが指定されて、ＲＯＭ５０−Ａから読み出された
補正係数とＦＭコンポジット信号とが掛算されて補正が
なされ、ステレオ復調される。この場合ＲＯＭ５０−Ａ
にはＦＭコンポジット信号Ａのマルチパス歪みを軽減す
るように定められた補正係数が格納されているため、マ
ルチパス歪みが軽減されることになる。
ては、マルチパス歪み検出回路４−Ａによって検出され
たマルチパス歪み検出出力によってＲＯＭ５０−Ａのア
ドレスが指定されて、ＲＯＭ５０−Ａから読み出された
補正係数とＦＭコンポジット信号とが掛算されて補正が
なされ、ステレオ復調される。この場合ＲＯＭ５０−Ａ
にはＦＭコンポジット信号Ａのマルチパス歪みを軽減す
るように定められた補正係数が格納されているため、マ
ルチパス歪みが軽減されることになる。
【００５７】次ぎにマルチパス歪み検出回路の他の例を
説明する。図１１はマルチパス歪み検出回路の他の例を
示すブロック図である。
説明する。図１１はマルチパス歪み検出回路の他の例を
示すブロック図である。
【００５８】本例のマルチパス歪み検出回路４７は、演
算回路１８の出力データＤに基づいてsin（ωsｎＴ＋
Ｄ）の演算を行う正弦波演算回路３９、ステレオ復調出
力Ｊ1からステレオ復調出力Ｊ2を減算する減算器４０、
ステレオ復調出力Ｊ1とステレオ復調出力Ｊ2とを加算す
る加算器４１、正弦波演算回路３９の出力と減算器４０
の出力とを掛算する掛算器４２、ＦＭコンポジット信号
Ａから掛算器４２の出力を減算する減算器４３、減算器
４３の出力から加算器４１の出力を減算する減算器４
４、正弦波演算回路２１の出力と減算器４４の出力との
レベル差を検出するレベル差検出器４５と、レベル差検
出器４５の出力を判定するレベル判定器４６とからなっ
ている。
算回路１８の出力データＤに基づいてsin（ωsｎＴ＋
Ｄ）の演算を行う正弦波演算回路３９、ステレオ復調出
力Ｊ1からステレオ復調出力Ｊ2を減算する減算器４０、
ステレオ復調出力Ｊ1とステレオ復調出力Ｊ2とを加算す
る加算器４１、正弦波演算回路３９の出力と減算器４０
の出力とを掛算する掛算器４２、ＦＭコンポジット信号
Ａから掛算器４２の出力を減算する減算器４３、減算器
４３の出力から加算器４１の出力を減算する減算器４
４、正弦波演算回路２１の出力と減算器４４の出力との
レベル差を検出するレベル差検出器４５と、レベル差検
出器４５の出力を判定するレベル判定器４６とからなっ
ている。
【００５９】デジタル信号処理型ＰＬＬ回路が同期して
いるときはＤ＝０であって、正弦波演算回路３９の出力
Ｋは Ｋ＝sinωsｎＴ である。
いるときはＤ＝０であって、正弦波演算回路３９の出力
Ｋは Ｋ＝sinωsｎＴ である。
【００６０】減算器４０の出力Ｍは Ｍ＝Ｌ−Ｒ である。
【００６１】したがって、掛算器４２の出力Ｎは Ｎ＝（Ｌ−Ｒ）sinωsｎＴ であり、サブ信号が得られる。
【００６２】一方、加算器４１の出力Ｏは Ｏ＝Ｌ＋Ｒ であって、加算器４１からメイン信号が得られる。
【００６３】そこで、減算器４３の出力は、（Ｌ＋Ｒ）
＋（Ｌ−Ｒ）sinωsｎＴ＋Ｐsin（ωs／２）ｎＴのＦＭ
コンポジット信号からサブ信号（Ｌ−Ｒ）sinωsｎＴを
減算した出力であって、 （Ｌ＋Ｒ）＋Ｐsin（ωs／２）ｎＴ となる。
＋（Ｌ−Ｒ）sinωsｎＴ＋Ｐsin（ωs／２）ｎＴのＦＭ
コンポジット信号からサブ信号（Ｌ−Ｒ）sinωsｎＴを
減算した出力であって、 （Ｌ＋Ｒ）＋Ｐsin（ωs／２）ｎＴ となる。
【００６４】したがって、減算器４４の出力Ｑはパイロ
ット信号 Ｑ＝Ｐsin（ωs／２）ｎＴ となって、減算器４４からパイロット信号が得られる。
ット信号 Ｑ＝Ｐsin（ωs／２）ｎＴ となって、減算器４４からパイロット信号が得られる。
【００６５】一方、正弦波演算回路２１からは、ＦＭコ
ンポジット信号に同期した基準パイロット信号Ｆ＝Ｐsi
n（ωs／２）ｎＴが出力されている。
ンポジット信号に同期した基準パイロット信号Ｆ＝Ｐsi
n（ωs／２）ｎＴが出力されている。
【００６６】今パイロット信号が図２に示すようにマル
チパス歪みを生じたときには、歪みを生じているパイロ
ット信号は減算器４４の出力Ｑから得られる。レベル差
検出器４５によって、基準パイロット信号Ｆのレベルと
減算器４４からの出力パイロット信号Ｑのレベルとの各
位相時における差分が検出される。この差分はレベル判
定器４６において予め定めたレベル、すなわち基準値と
の大小判定がなされて、マルチパス歪みが予め定めたレ
ベルの基準値を超えたときの信号はデータ切替回路７、
７−Ａに切替信号として出力される。
チパス歪みを生じたときには、歪みを生じているパイロ
ット信号は減算器４４の出力Ｑから得られる。レベル差
検出器４５によって、基準パイロット信号Ｆのレベルと
減算器４４からの出力パイロット信号Ｑのレベルとの各
位相時における差分が検出される。この差分はレベル判
定器４６において予め定めたレベル、すなわち基準値と
の大小判定がなされて、マルチパス歪みが予め定めたレ
ベルの基準値を超えたときの信号はデータ切替回路７、
７−Ａに切替信号として出力される。
【００６７】
【発明の効果】以上説明した如く本発明のステレオ復調
回路によれば、ＦＭコンポジット信号中のステレオパイ
ロット信号の歪みを検出し歪みの大きさに相関する補正
によってステレオ復調信号の歪みを補正、またはＦＭコ
ンポジット信号を補正するようにしたため音質が向上す
る効果がある。さらにまた総てデジタル信号処理で行え
て、集積回路化が容易であるという効果がある。
回路によれば、ＦＭコンポジット信号中のステレオパイ
ロット信号の歪みを検出し歪みの大きさに相関する補正
によってステレオ復調信号の歪みを補正、またはＦＭコ
ンポジット信号を補正するようにしたため音質が向上す
る効果がある。さらにまた総てデジタル信号処理で行え
て、集積回路化が容易であるという効果がある。
【図１】本発明の第１実施例の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】マルチパス歪み有無の場合のパイロット信号波
形図である。
形図である。
【図３】マルチパス歪み有無の場合のパイロット信号の
スペクトラムを示す図である。
スペクトラムを示す図である。
【図４】本発明の第１実施例における線形予測補正回路
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第１実施例における線形予測補正の作
用の説明に供する説明図である。
用の説明に供する説明図である。
【図６】本発明の第１実施例の第１変形例における補正
回路の構成を示すブロック図である。
回路の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第１実施例の第２変形例における補正
回路の構成を示すブロック図である。
回路の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第２実施例における補正回路の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図９】本発明の第３実施例における補正回路の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１０】本発明の第４実施例における補正回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第１〜第４実施例におけるマルチパ
ス歪み検出回路の他の例の構成を示すブロック図であ
る。
ス歪み検出回路の他の例の構成を示すブロック図であ
る。
１ デジタルバンドパスフィルタ ２ デジタルハイパスフィルタ ３および４６ レベル判定器 ４および４７ マルチパス歪み検出回路 ５ 記憶回路 ６ データ補正回路 ７ データ切替回路 ８ 遅延回路 ９ データ補正回路 ２９ ステレオ復調回路 ３０ 線形予測補正回路 ３１、３２、３３、３４、３７および３８ Ｄフリップ
フロップ ３５および４１ 加算器 ３６ 割算器 ４０、４３および４４ 減算器 ４２、４８および４９ 掛算器 ５０ ＲＯＭ ４５ レベル差検出器
フロップ ３５および４１ 加算器 ３６ 割算器 ４０、４３および４４ 減算器 ４２、４８および４９ 掛算器 ５０ ＲＯＭ ４５ レベル差検出器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04H 5/00 H04B 1/10
Claims (3)
- 【請求項１】 Ａ／Ｄ変換されたＦＭコンポジット信号
をステレオ復調するステレオ復調回路において、前記Ｆ
Ｍコンポジット信号中のステレオパイロット信号の歪み
を検出する歪み検出手段と、歪み検出手段により検出さ
れた歪みの大きさに相関する歪み補正係数に基づいてス
テレオ復調信号を補正する補正手段とを備えたことを特
徴とするステレオ復調回路。 - 【請求項２】 Ａ／Ｄ変換されたＦＭコンポジット信号
をステレオ復調するステレオ復調回路において、前記Ｆ
Ｍコンポジット信号中のステレオパイロット信号の歪み
を検出する歪み検出手段と、歪み検出手段により検出さ
れた歪みの大きさによりマルチパス歪みの大小を判定す
るマルチパス歪み判定手段と、マルチパス歪みが小さい
と判定されたとき検出された歪みの大きさに相関する歪
み補正係数に基づいてステレオ復調信号を補正してステ
レオ復調信号とし、マルチパス歪みが大きいと判定され
たときステレオ復調信号を線形予測に基づいて補正して
ステレオ復調信号として出力する補正手段とを備えたこ
とを特徴とするステレオ復調回路。 - 【請求項３】 Ａ／Ｄ変換されたＦＭコンポジット信号
をステレオ復調するステレオ復調回路において、前記Ｆ
Ｍコンポジット信号中のステレオパイロット信号の歪み
を検出する歪み検出手段と、歪み検出手段により検出さ
れた歪みの大きさに相関する歪み補正係数に基づいて前
記ＦＭコンポジット信号を補正する補正手段とを備えた
ことを特徴とするステレオ復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4056579A JP2996801B2 (ja) | 1992-02-10 | 1992-02-10 | ステレオ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4056579A JP2996801B2 (ja) | 1992-02-10 | 1992-02-10 | ステレオ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05227109A JPH05227109A (ja) | 1993-09-03 |
| JP2996801B2 true JP2996801B2 (ja) | 2000-01-11 |
Family
ID=13031074
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4056579A Expired - Fee Related JP2996801B2 (ja) | 1992-02-10 | 1992-02-10 | ステレオ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2996801B2 (ja) |
-
1992
- 1992-02-10 JP JP4056579A patent/JP2996801B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05227109A (ja) | 1993-09-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |